專利名稱：變頻脈波寬調(diào)變控制器電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明為一種切換模式電源供應(yīng)器，尤指一種變頻脈波寬調(diào)變控制器，用于提供低備用損耗的解決方案。
背景技術(shù)：
在設(shè)計切換模式電源供應(yīng)器的趨勢上已朝向在輕載條件下，具相對地低功率損耗、低鏈波以及低噪音；那些廣泛使用于膝上型電腦的配接器、電腦與用于移動通信裝置的充電器更是如此。此一類型的電源供應(yīng)器常運作于輕載或無負(fù)載的條件下，稱之為「備用運作模式」(standby operation mode)。
返馳式轉(zhuǎn)換器(flyback converter)是最常使用于上述應(yīng)用中具脈波寬調(diào)變控制輸出調(diào)整的架構(gòu)。為達(dá)成在輕載或無負(fù)載的條件下相對極低的功率損耗，控制功率級(power stage)運作于一相對極低的切換頻率以減少廣泛使用的金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)功率開關(guān)的切換損耗與驅(qū)動損耗是一關(guān)鍵因素。同時，由于相對低頻的運作，控制電路損耗相對較低。
在現(xiàn)有技術(shù)中，傳統(tǒng)的脈波寬調(diào)變控制器電路恒常運作于一固定頻率，對應(yīng)于如圖1所示的切換周期T，該圖分別顯示正常以及備用運作模式的運作脈波寬調(diào)變信號。功率電路運作于一具相對較長導(dǎo)通時間Ton，nor的脈波寬調(diào)變，因此在正常負(fù)載條件下具一較高的忙閑度。在備用運作模式中，功率電路恒常運作于一相對較短的導(dǎo)通時間Ton，sb，因此具一非常小的忙閑度，但切換頻率仍然如正常運作一樣高，導(dǎo)致主開關(guān)一相對極大的切換損失與驅(qū)動損失以及控制器的功率損失，其為備用損耗的主要部分。因此，轉(zhuǎn)換器的備用損耗相對較高。然而，脈波寬調(diào)變控制器電路的優(yōu)點是，即便在備用運作模式時，輸出鏈波與噪音相對地非常低。
此外，通常有兩種方法可以減低備用損耗的主要部分的切換損耗。一種方法是借助調(diào)整脈波寬調(diào)變信號的Toff時間以及保持一固定的脈波寬調(diào)變信號的Ton時間以減低備用模式的切換頻率。請參看圖2。在備用模式中，脈波寬調(diào)變信號的固定切換導(dǎo)通時間是Ton，sb，其等同于正常運作模式的Ton，nor。但其Toff時間被調(diào)節(jié)為Toff，sb，較正常運作模式的Toff，nor的時間要長得多。結(jié)果是，切換周期較正常運作模式要長得多以及切換頻率相對較低；如前所述，其有利于在備用模式時具相對較低的備用損失。
此一控制方法的缺點之一是由于在備用運作模式的脈波寬調(diào)變信號的固定導(dǎo)通時間，每一切換周期的轉(zhuǎn)換功率相對較高。因此，雖然備用損耗可被有效地減低，但轉(zhuǎn)換會有相對較高的輸出電壓噪音及甚至是可聽見的噪音。
另一種方法是于備用運作模式時運用脈沖模式控制(burst mode control)。請參看圖3，圖中顯示具此控制模式的運作脈波寬調(diào)變信號。在正常運作模式中，脈波寬調(diào)變信號具有相對較高的頻率與較長的導(dǎo)通時間Ton，nor。在備用運作模式中，脈波寬調(diào)變信號的導(dǎo)通時間可被調(diào)節(jié)得相對較短，在每一切換周期中表示為Ton，sb，但經(jīng)過數(shù)個連續(xù)的切換周期后，某些切換周期將被跳過。因此，在備用運作模式中，對等的切換周期將是Tsb/n，其中n是在Tsb時間內(nèi)的脈波數(shù)目?？梢娫趥溆眠\作模式中，脈波寬調(diào)變信號的對等切換周期較正常運作模式者為長。因此，與切換相關(guān)的損耗可被有效地減低，因此相對較低的備用損耗可被達(dá)成。
但是此一控制模式亦有其問題。在備用運作模式中，在具脈波寬調(diào)變信號的幾個連續(xù)切換周期中的轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換功率相對較高，導(dǎo)致相對較高的輸出電壓噪音。同時，具脈波寬調(diào)變脈波的幾個連續(xù)切換周期發(fā)生于一相對較長的Tsb周期，對應(yīng)于于一相對較低的頻率。這也會使轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生可聽見的噪音。
發(fā)明人鑒于現(xiàn)有技術(shù)的缺失，以發(fā)明出一種變頻脈波寬調(diào)變控制器電路。

發(fā)明內(nèi)容
如圖4所示，一種新的脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生機(jī)制(scheme)被提出。脈波寬調(diào)變信號的導(dǎo)通時間與關(guān)斷時間依此機(jī)制而被同時調(diào)整。在備用運作模式中，每一產(chǎn)生的脈波寬調(diào)變信號將具有相對較短的導(dǎo)通時間與相對較低的頻率，且在正常運作模式中具有相對較長的導(dǎo)通時間與相對較高的頻率，因此前述鏈波與噪音可被消除，而相對較低的備用損耗的特點可被保持。
詳細(xì)說明如下依據(jù)本發(fā)明的構(gòu)想，在正常運作模式中每一脈波寬調(diào)變信號將具有相對較長的導(dǎo)通時間Ton，nor與一相對較短的切換周期Tnor。因此，忙閑度Dnor，其等同于Ton，nor/Tnor且相對較高，而切換頻率fnor等同于1/Tnor亦是相對較高。這些相對較高的忙閑度與切換頻率對于轉(zhuǎn)換器具有相對較高的功率密度與較高效率的設(shè)計是有利的。
當(dāng)負(fù)載減低時，脈波寬調(diào)變信號的導(dǎo)通時間減低，而脈波寬調(diào)變信號的關(guān)斷時間增加。結(jié)果是，在備用模式中，脈波寬調(diào)變信號的導(dǎo)通時間Ton，sb被減少到一相對極低的值，而關(guān)斷時間Toff，sb乃至于切換周期Tsb則被增加到一相對較高的值。因此，在功率轉(zhuǎn)換器的備用模式中，相對非常低的忙閑度與非常低的切換頻率可被達(dá)成，其中相對較低的備用損耗與輸出電壓噪音以及不具可聽見的噪音亦可同時實現(xiàn)。
依據(jù)本發(fā)明的較佳實例，一產(chǎn)生廣域變頻脈波寬調(diào)變控制信號的電路被提出。一誤差放大電壓VE/A被一反饋回路所產(chǎn)生。而后，此一VE/A被輸入一斜波產(chǎn)生器。該斜波產(chǎn)生器由一可控制充電電流源(controllable chargecurrent source)、一可控制放電電流源(controllable discharge currentsource)以及一計時電容器(timing capacitor)所組成。這兩個電流源充電與放電該計時電容器，該電容器產(chǎn)生一斜波信號(ramp signal)。通常，一脈波寬調(diào)變比較器以及一磁滯電壓比較器將被用于處理此一斜波信號以產(chǎn)生一脈波寬調(diào)變信號。
該可控制充電電流源與該可控制放電電流源是由該誤差放大電壓VE/A之值所控制。對應(yīng)于該負(fù)載減低的條件，該誤差放大電壓VE/A越低，該充電電流越高，而該放電電流越低。相對地，該斜波信號的上升時間將會較短，而下降時間將會較長。因此，所產(chǎn)生的脈波寬調(diào)變信號，其特點為具相對較低的忙閑度與較低的頻率。
本發(fā)明允許相對較低的忙閑度與頻率的運作，其使一功率轉(zhuǎn)換器的運作具相對較低的鏈波、較低的噪音與較低的備用損耗。此為對現(xiàn)有技術(shù)而言的一重大的改進(jìn)。


圖1顯示一傳統(tǒng)脈波寬調(diào)變控制器的脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生機(jī)制；圖2顯示一用于低備用損耗的降低頻率脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生機(jī)制；圖3顯示一用于低備用損耗的脈沖模式脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生機(jī)制；圖4顯示一本發(fā)明中用于低備用損耗的脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生機(jī)制；圖5顯示本發(fā)明第一較佳實施例的變頻脈波寬調(diào)變控制器電路；圖6(a)和6(b)顯示本發(fā)明第一較佳實施例的變頻脈波寬調(diào)變控制器電路的運作波形圖；圖7顯示本發(fā)明第二較佳實施例的變頻脈波寬調(diào)變控制器電路；以及圖8(a)和8(b)顯示本發(fā)明第二較佳實施例的變頻脈波寬調(diào)變控制器電路的運作波形圖。
具體實施例方式
雖然本發(fā)明可應(yīng)用于許多不同型式的實施例，二較佳實施例將被敘述與闡明如下。其是例示本發(fā)明的原理，然而本發(fā)明并非僅限定在下列具體實施例說明描述的范圍內(nèi)。
在圖5中，其顯示一依據(jù)本發(fā)明第一較佳實施例構(gòu)想的脈波寬調(diào)變控制器1的電路圖。本發(fā)明的整個控制器電路1具三部分，包括一反饋回路11、一同步信號產(chǎn)生器12以及一脈波寬調(diào)變比較器13。
一切換模式功率轉(zhuǎn)換器(未顯示)的輸出電壓Vo被輸入到反饋回路11，該回路11再輸出一誤差放大電壓VE/A。該VE/A信號首先輸入到一同步信號產(chǎn)生器12，其包括一壓控振蕩器(VCO)121與選擇性地包括一脈波產(chǎn)生器122，其是一選項組件耦合于該壓控振蕩器121且可被省略而不會抑制同步信號產(chǎn)生器12的功能，以及依據(jù)VE/A信號的值而輸出一變頻同步信號。該脈波寬調(diào)變比較器13包括一比較器AP131以及一RS觸發(fā)器132，其以該同步信號、該VE/A信號以及一斜波信號為其輸入并產(chǎn)生一脈波寬調(diào)變信號。
該控制器電路的運作波形被圖示于圖6(a)與圖6(b)中，其中圖6(a)顯示其備用運作模式，而圖6(b)顯示其正常運作模式。在備用運作模式中，該VE/A信號具相對較低值。其結(jié)果是，同步信號產(chǎn)生器12的壓控振蕩器121依據(jù)該VE/A信號值產(chǎn)生一相對較低的頻率振蕩波形至該脈波產(chǎn)生器122。然后，該脈波信號產(chǎn)生器122輸出一具此一相對較低頻率1/Tsb的脈波至該脈波寬調(diào)變比較器13作為同步信號。詳細(xì)敘述如下該同步信號耦合于該RS觸發(fā)器132的S端。同時，該VE/A信號是耦合于該脈波寬調(diào)變比較器13的比較器AP131的一輸入端，而一斜波信號輸入該比較器AP131的另一輸入端。因此，該斜波信號可為一功率轉(zhuǎn)換器主要開關(guān)的一電流信號。一旦該同步信號觸發(fā)RS觸發(fā)器132，該脈波寬調(diào)變信號開始其高電位直至該斜波信號升高至等于該VE/A信號的電壓值。此一期間，被標(biāo)示為Ton，sb，其是該脈波寬調(diào)變信號的導(dǎo)通時間，因為在備用運作模式中VE/A信號相對低的電壓值而使該導(dǎo)通時間相對地非常低。因此，輸出脈波寬調(diào)變信號將具有一相對短的導(dǎo)通時間Ton，sb以及一相對低的頻率。
至于正常運作模式的運作波形是顯示于圖6(b)中，其VE/A信號的電壓是相對的高。依據(jù)與前述備用運作模式中同樣的機(jī)制，其所產(chǎn)生的同步信號將具有相對較高的頻率對應(yīng)于一較低的周期Tnor。而脈波寬調(diào)變信號將具有一相對較長的導(dǎo)通時間，其為Ton，nor。因此，在正常運作模式的脈波寬調(diào)變信號的特點為具有相對較高的頻率與忙閑度。
圖7是顯示依據(jù)本發(fā)明的第二較佳實施例所構(gòu)想的另一控制器電路2。其中所產(chǎn)生脈波寬調(diào)變信號的關(guān)斷時間與導(dǎo)通時間是依照誤差放大電壓而被同步改變。借此方式，一具相對非常低忙閑度與一較低頻率的脈波寬調(diào)變信號可被產(chǎn)生。
本發(fā)明中此一控制器電路2包括三部分一反饋回路21，其輸入一切換模式功率轉(zhuǎn)換器(未顯示)的輸出電壓Vo與輸出一誤差放大電壓VE/A、一斜波產(chǎn)生器22以及一脈波寬調(diào)變比較器23。
該斜波產(chǎn)生器22是由一充電電流源Ic221、一放電電流源Id222以及一計時電容器CT223所形成。
兩個比較器，在圖7中顯示為A1(231)與A2(232)以及一RS觸發(fā)器233組成該脈波寬調(diào)變比較器23。VH與VL分別為一高參考電壓以及一低參考電壓且被分別連接于比較器A1(231)的同相輸入端與比較器A2(232)的同相輸入端。
切換模式功率轉(zhuǎn)換器的輸出電壓Vo是輸入該反饋回路21。該反饋回路21產(chǎn)生一誤差放大電壓VE/A。正如反饋回路的傳統(tǒng)設(shè)計，當(dāng)輸出負(fù)載高時，VE/A將會相對較高。該VE/A的電壓控制該充電電流源Ic221以及該放電電流源Id222。該VE/A的電壓是控制該Ic221以及該Id222之值。輸出的脈波寬調(diào)變信號，其為該斜波產(chǎn)生器22的一選項輸入，可被選擇性地省略而不會抑制該斜波產(chǎn)生器22的功能。當(dāng)VE/A的值較高時，相對地該斜波產(chǎn)生器22的Ic221的值將會較高而其Id222的值將會較低。
該控制器電路的運作波形被闡明于圖8(a)與圖8(b)中，其中圖8(a)顯示備用運作模式，而圖8(b)顯示正常運作模式。由前述的分析可知，該充電電流源Ic221在備用運作模式中，由于該相對較低的VE/A值而將會具較高的值。因此，脈波寬調(diào)變信號的Ton時間，其為充電電流源Ic221將CT223上的電壓從VL充電到VH的時間，將會相對地較短。同時，放電電流源Id222將會具相對地較低值，而脈波寬調(diào)變信號的Toff時間，其為放電電流源Id222將計時電容器CT223上的電壓從VH放電到VL的時間，將會相對地較長。請參看圖8(b)。同理，當(dāng)轉(zhuǎn)換器在正常負(fù)載條件下運作，脈波寬調(diào)變信號的Ton時間將會相對地較長，而Toff時間將會相對地較短。
其結(jié)果是，本發(fā)明的第二較佳實施例的此一變頻脈波寬調(diào)變控制器2的特點為在正常負(fù)載運作具相對較高的切換頻率與較高的忙閑度以及在輕載運作具相對較低的切換頻率與較低的忙閑度。
因此，以本發(fā)明脈波寬調(diào)變控制的切換模式轉(zhuǎn)換器可被設(shè)計為具相對較高頻率，其有利于較高的功率密度。在輕載時，轉(zhuǎn)換器將被運作于相對較低的切換頻率以及較低的忙閑度，因此，具相對較低輸出鏈波與較低的備用損耗。就在備用模式運作的低控制電路損耗而言，充電電流源Ic以及放電電流源Id的充電與放電可被該輸出的脈波寬調(diào)變信號調(diào)變。當(dāng)該脈波寬調(diào)變信號是在一高電壓電位，充電電流源Ic可被設(shè)定于前述的值而放電電流源Id可被設(shè)定于零。當(dāng)該脈波寬調(diào)變信號是在一低電壓電位，放電電流源Id可被設(shè)定于前述的值而充電電流源Ic可被設(shè)定于零。
綜上所述，本發(fā)明的主要目的在于提供一種變頻脈波寬調(diào)變控制器，用于提供低備用損耗的解決方案。因此，本發(fā)明具有新穎性、進(jìn)步性與產(chǎn)業(yè)利用性，特為提出本發(fā)明的專利申請。
雖然本發(fā)明已由上述的實施例所詳細(xì)敘述，但熟悉本技術(shù)的人士應(yīng)理解到上述對實施例的揭示內(nèi)容并不應(yīng)解釋為對本發(fā)明的限制，還可根據(jù)所揭示內(nèi)容作出種種的等效的變型或修改，這些等效的變型或修改均應(yīng)包含在所附的本申請權(quán)利要求范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種產(chǎn)生同步信號的電路，其用于脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生，該電路包含一反饋回路，其用以產(chǎn)生一誤差放大電壓；以及一同步信號產(chǎn)生器，其耦合于該反饋回路，用以接收該誤差放大電壓且被該誤差放大電壓所控制以產(chǎn)生該同步信號；其中該同步信號產(chǎn)生器包括一壓控振蕩器，其用以產(chǎn)生該同步信號。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于該同步信號產(chǎn)生器還選擇性地包括一脈波產(chǎn)生器，其耦合于該壓控振蕩器以產(chǎn)生該同步信號。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于該電路還包括一脈波寬調(diào)變比較器耦合于該同步信號產(chǎn)生器，其用以接收該同步信號以產(chǎn)生一脈波寬調(diào)變信號；及/或該脈波寬調(diào)變比較器包括一比較器，其反向輸入端接收該誤差放大電壓及其非反向輸入端接收一斜波信號，用于比較該誤差放大電壓與該斜波信號以產(chǎn)生一比較輸出；以及一觸發(fā)器電路，其用于接收該比較輸出與該同步信號，以產(chǎn)生該脈波寬調(diào)變信號。
4.一種產(chǎn)生斜波信號的電路，該斜波信號用于脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生，該電路包含一反饋回路，其用以產(chǎn)生一誤差放大電壓；以及一斜波產(chǎn)生器，其耦合于該反饋回路，用以接收該誤差放大電壓且被該誤差放大電壓所控制以產(chǎn)生該斜波信號；其中該斜波產(chǎn)生器包括一計時電容器，其用于被充電及放電以產(chǎn)生該斜波信號；一充電電流源，其大小被該誤差放大電壓所控制以使該計時電容器被充電并產(chǎn)生該斜波信號的一上升斜率；以及一放電電流源，其大小被該誤差放大電壓所控制以使該計時電容器被放電并產(chǎn)生該斜波信號的一下降斜率。
5.如權(quán)利要求4所述的電路，其特征在于該電路還包括一脈波寬調(diào)變比較器耦合于該斜波信號產(chǎn)生器，其用以接收該斜波信號以產(chǎn)生該脈波寬調(diào)變信號。
6.如權(quán)利要求5所述的電路，其特征在于該脈波寬調(diào)變信號選擇性地與該誤差放大電壓一并輸入該斜波產(chǎn)生器，以產(chǎn)生該斜波信號。
7.如權(quán)利要求5所述的電路，其特征在于該脈波寬調(diào)變比較器包括一第一比較器，其反相輸入端接收該斜波信號及其同相輸入端接收一高電位參考電壓，用于比較該斜波信號與該高電位參考電壓，以產(chǎn)生一第一比較輸出；一第二比較器，其同相輸入端接收該斜波信號及其反相輸入端接收一低電位參考電壓，用于比較該斜波信號與該低電位參考電壓，以產(chǎn)生一第二比較輸出；以及一觸發(fā)器電路，其耦合于該第一與該第二比較器的一輸出端，用于產(chǎn)生該脈波寬調(diào)變信號。
8.如權(quán)利要求5所述的電路，其特征在于該脈波寬調(diào)變比較器是一磁滯比較器。
9.一種產(chǎn)生同步信號的方法，用于脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生，其使用一電路，該電路包括一反饋回路及一同步信號產(chǎn)生器，該產(chǎn)生該器具一耦合于該反饋回路的壓控振蕩器，以產(chǎn)生該同步信號，該方法包含下列步驟由該反饋回路產(chǎn)生一誤差放大電壓；由該同步信號產(chǎn)生器接收該誤差放大電壓；以及借助該誤差放大電壓控制該同步信號產(chǎn)生器，以產(chǎn)生該同步信號。
10.一種產(chǎn)生斜波信號的方法，用于脈波寬調(diào)變信號產(chǎn)生，其使用一電路，該電路包括一反饋回路及一斜波產(chǎn)生器，該產(chǎn)生器具一計時電容器、一充電電流源與一放電電流源，該方法包含下列步驟由該反饋回路產(chǎn)生一誤差放大電壓；控制該充電電流源，以使該計時電容器被充電并產(chǎn)生該斜波信號的一上升斜率，其中該充電電流源的大小是由該誤差放大電壓所控制，且該充電電流源的一接電狀態(tài)是由一脈波寬調(diào)變信號的一高電位所控制；以及控制該放電電流源，以使該計時電容器被放電并產(chǎn)生該斜波信號的一下降斜率，其中該放電電流源的大小是由該誤差放大電壓所控制，且該放電電流源的一接電狀態(tài)是由該脈波寬調(diào)變信號的一低電位所控制。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于該斜波產(chǎn)生器耦合于該反饋回路，用于接收該誤差放大電壓且被該誤差放大電壓所控制，以產(chǎn)生該斜波信號。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種產(chǎn)生一變頻脈波寬調(diào)變(VFPWM)信號的電路器。與傳統(tǒng)的脈波寬調(diào)變控制器不同，在本發(fā)明中，輸出脈波寬調(diào)變信號的頻率與忙閑度(dutycycle)隨著反饋回路的誤差放大電壓而同時變化。反饋回路的誤差放大電壓愈大，脈波寬調(diào)變信號的頻率與忙閑度其值亦較低。當(dāng)脈波寬調(diào)變信號的頻率非常低時，可以穩(wěn)定地產(chǎn)生一具非常低忙閑度的脈波寬調(diào)變信號。
文檔編號H02M3/156GK1592052SQ20041007694
公開日2005年3月9日 申請日期2004年9月3日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月5日
發(fā)明者甘鴻堅, 王波, 章進(jìn)法 申請人:臺達(dá)電子工業(yè)股份有限公司