專利名稱：用于產(chǎn)生高質(zhì)量聲音信號的自適應(yīng)塊長、自適應(yīng)變換、及自適應(yīng)窗變換代碼、解碼和編碼/解碼的制作方法
一般地說，本發(fā)明是關(guān)于諸如音樂信號等聲音信號的高質(zhì)量、低比特速率(bit-rate)的數(shù)字變換編碼。本發(fā)明通過對每個取樣聲音段自適應(yīng)地選擇最佳變換(transform)、窗函數(shù)及變換塊長(block length)來實現(xiàn)變換代碼中時間分辨力(resolution)和頻率分辨力之間的最佳權(quán)衡(trade off)。
本發(fā)明適用于所有離散正交變換。變換的正交性保證了利用正/逆變換能夠?qū)崿F(xiàn)嚴格的信號重建(Signal reconstruction)。因此，本發(fā)明允許對正交變換自適應(yīng)地選擇塊長而不丟失信息，就是說，在沒有量化誤差(quantization errors)的情況下，能夠利用本發(fā)明的解碼部分嚴格地恢復(fù)原始信號。
然而，在本發(fā)明的最佳實施例中卻將自適應(yīng)技術(shù)用于非正交變換。自適應(yīng)塊長選擇技術(shù)保持了變換的下述特點(1)在沒有系數(shù)量化誤差的情況下完全消除混淆(aliasing);(2)臨界采樣(Critical Sampling)。選擇了一個變換相位項(transform phase term)從而消除了時間域混淆(time domain aliasing)。
在信號處理領(lǐng)域的人們當(dāng)中存在相當(dāng)大的興趣去發(fā)現(xiàn)用最少量信息來適當(dāng)?shù)乇磉_給定信號的方法。通過減少所需信息，可以使信號在具有較低帶寬的信道(Communication Channels)上傳送。對于數(shù)字技術(shù)，最少信息需求與最少二進位需求是同義語。
有兩個因素限制了位需求(bit requirement)的降低。第一，帶寬為W的信號可以由采樣率不小于2·W的采樣序列(Series of Samples)來精確表示。第二，采樣信號可以是連續(xù)取值范圍中的任何一個值，對它的量化會使信號的代表值中引入不精確量，這個不精確量與量化步長或分辨力成正比。這些不精確量叫作量化誤差，它們與所能得到的代表信號采樣量化值的二進制位數(shù)成反比。
如果將編碼技術(shù)應(yīng)用于滿帶寬，則全部量化誤差(它們表現(xiàn)為噪聲)將均勻地分擴散在這一帶寬?？梢詰?yīng)用于頻譜中選定部分的技術(shù)能夠限制量化噪聲的頻率擴散(spread)。兩種這類技術(shù)是“子頻段編碼(Subband Coding)”和“變換編碼(transform Coding)”。通過使用這些技術(shù)，能夠在量化噪聲特別有害的那些特定頻段內(nèi)，以較小步長量化那個頻段，從而減小了量化誤差。
子頻段編碼可以由多個數(shù)字帶通濾波器來實現(xiàn)。變換編碼可以由若干個模仿一組數(shù)字帶通濾波器的由時間域到頻率域的離散變換中的任何一種來實現(xiàn)。雖然離散變換與數(shù)字濾波器相比更易于實現(xiàn)，而且需要較少的計算能力和硬件，但它們?nèi)鄙僭O(shè)計靈活性，因為由一個變換系數(shù)所代表的一個帶通濾波器“頻率倉”(frequency bin)有一個均一的帶寬。與此相反，一組帶通濾波器能夠設(shè)計成具有不同的子頻帶寬。然而，變換系數(shù)能夠組合在一起來確定其帶寬為單個變換系數(shù)帶寬的倍數(shù)的“子頻段”。這里用術(shù)語“子頻段”來指整個信號頻帶中的各選定部分，而不論是由子頻段編碼或是由變換編碼來實現(xiàn)的。由變換編碼實現(xiàn)的子頻段是由一組一個或多個相鄰變換系數(shù)或者說頻率倉來確定的。一個變換編碼頻率倉的帶寬決定于編碼的采樣率和每個信號采樣塊中的采樣數(shù)目(離散變換長度)。
子頻段濾波器有兩個特點，它們對于要達到高質(zhì)量音樂信號編碼的給定主觀(Subjective)性能的數(shù)字處理系統(tǒng)所需要的位速率特別具有關(guān)鍵性。第一個特性是濾波器通帶和阻帶之間的區(qū)間(即過渡帶)的寬度。第二個特性是阻帶的衰減水平。這里所用的濾波器的“選擇性”這一名詞是指濾波器響應(yīng)曲線在其過渡帶的陡度(Steepness)(過渡帶滾降(rolloff)陡度)以及在阻帶的衰減水平(阻帶的抑制深度)。
這兩個濾波器特性對于編碼的主觀性能是極端重要的，這是因為人耳表現(xiàn)出來的頻率分析性能猶如具有可變中心頻率的高度非對稱調(diào)諧(tuned)濾波器的頻率分析性能。人耳調(diào)諧濾波器的頻率分辨力在整個音頻范圍內(nèi)隨頻率而變化。在頻率500赫茲以下，人耳能分辨出頻率靠近的幾個信號，但是隨著頻率增大到可聽(audibiloty)極限，信號頻率相差增大才能分辨開。這種聽覺濾波器的有效帶寬稱作臨界帶寬(Critical band)。
臨界帶寬的一個重要性質(zhì)是在臨界帶寬內(nèi)音質(zhì)掩蔽效應(yīng)最強烈地表現(xiàn)出來-在臨界帶寬內(nèi)的一個主信號能壓低該臨界帶寬內(nèi)任何位置的其他信號的可聽能力。頻率在臨界帶寬之外的信號不會這樣強烈地被掩蔽。一個主信號不僅可以掩蔽與掩蔽信號同時發(fā)生的其他信號分量，而且可以掩蔽在掩蔽信號之前和之后發(fā)生的其他信號分量。在一個臨界帶寬內(nèi)的前掩蔽效應(yīng)和后掩蔽效應(yīng)的持續(xù)時間決定于掩蔽信號的強度，但通常前掩蔽效應(yīng)的持續(xù)時間比后掩蔽效應(yīng)的持續(xù)時間短得多。對此，一般可參閱聲音工程手冊(Audio Engineering Handbook)，K.B.Benson編，San Francisco(舊金山)McGraw-Hill出版，1988，第1.40-1.42和4.8-4.10頁。
音質(zhì)掩蔽通過轉(zhuǎn)換編碼更容易實現(xiàn)，只要整個可聽頻譜范圍內(nèi)的子頻段帶寬大約是在頻譜中同一部分的人耳臨界頻帶的一半。這是因為人耳的臨界頻帶具有可變的中心頻率來適應(yīng)聲音刺激，而子頻帶和轉(zhuǎn)換編碼一般具有固定的子頻帶中心頻率。為了最佳地利用音質(zhì)掩蔽效應(yīng)(PsyChoacoustic-masking effects)，由于一個主信號的存在而造成的失真信號(distortion artifact)都應(yīng)該限制在含有該主信號的子頻段內(nèi)。如果子頻段的帶寬為臨界頻帶的一半左右或者小于一半，而且濾波器的選擇性足夠高，那么即使信號頻率靠近子頻段通帶帶寬的邊緣，也有可能對不希望要的失真信號進行有效的掩蔽。如果子頻段帶寬大于一個臨界頻段的一半，則有可能由于主信號使人耳的臨界頻帶偏離編碼子頻帶，從而使一些處在人耳臨界帶寬之外的不希望的失真信號不能被掩蔽。這一效應(yīng)在人耳臨界頻帶較窄的低頻段是最有害的。
變換編碼的性能和比特速率要求還依賴于其他因素，包括信號采樣塊長、變換編碼誤差、以及消除假頻(aliasing cancellation)。
塊長(block length) 信號取樣塊長影響變換編碼的時間分辨力和頻率分辨力。對于較長的塊長，時間分辨力一般較差，因為量化誤差會使變換編碼/解碼系統(tǒng)“模糊”(Smear)了在整個信號采樣塊長度上的一個采樣信號的各頻率分量。在由逆變換恢復(fù)的信號中的時間畸變對于持續(xù)時間短的事件(event)或瞬時信號是最容易聽得出來的。瞬變信號的時間畸變將表現(xiàn)為瞬變前和瞬變后的振鳴(ringing)。
對于較短的塊長其頻率分辨力較差，因為此時離散變換頻率倉(bin)較寬而濾波器選擇性較低(降低了過渡帶滾降率并減低了阻帶抑制水平)。這種濾波器性能的降低會造成在鄰近的頻率倉內(nèi)出現(xiàn)不希望的變換系數(shù)來響應(yīng)所需信號。這些不需要的分量是所謂“邊瓣泄漏(Sidelobe Leakage)”效應(yīng)的結(jié)果。
這樣，短塊長可以造成標稱(nominal)濾波器帶寬在較低頻段或全部頻段上超過人耳臨界帶寬。即使標稱子頻段帶寬比人耳臨界帶寬要窄，其濾波器性能的降低卻表現(xiàn)為一個寬過渡帶和/或差的阻帶抑制水平，可以在人耳臨界帶寬之外造成顯著的信號分量。另一方面，長塊長可能造成差的時間分辨力，使變換編碼造成出現(xiàn)在人耳時間音質(zhì)掩蔽間隔之外的信號畸變分量。
變換代碼誤差 離散變換不能產(chǎn)生絕對精確的一組頻率系數(shù)，因為這些離散變換只作用于有限長的一段信號。嚴格地講，離散變換產(chǎn)生的是時間域信號的時間-頻率表示，並不是它的真正的頻率域表示，后者需要無限變換長度。然而，這里為便于討論，將把離散變換的輸出稱作頻率域表示。從效果上看，離散變換假定采樣信號只含有其周期為有限采樣段長度的約數(shù)(Submultiple)的那些頻率分量。這等效于假定有限長信號是周期性的。當(dāng)然，這一假定通常并不成立。假定的周期性造成有限時間段邊緣的不連續(xù)性，它使變換產(chǎn)生虛假的高頻分量。
減小這種效應(yīng)的一種技術(shù)是在變換之前通過對信號采樣加權(quán)使其時間段邊緣附近的采樣為零或接近于零，借以減小其邊緣不連續(xù)性。在時間段中央的采樣一般為不變化地通過，即加權(quán)因子為1。這一加權(quán)函數(shù)稱作“分析窗”。窗的形狀直接影響濾波器的選擇性，降低過渡帶滾降率和阻帶抑制水平。某些窗的形狀所引起的這種濾波器性能降低要大大小于其他窗形狀。
這里使用的術(shù)語“分析窗”只是指實行正變換之前使用的窗函數(shù)。如下面將要討論的，在本發(fā)明中使用的分析窗可以由合成窗設(shè)計考慮(Synthesis window design considerations)來約束。所以，作為本領(lǐng)域技術(shù)中一般使用的術(shù)語“分析窗”的設(shè)計和性能特性可能與本發(fā)明中應(yīng)用的這種分析窗不同。
分析窗是一個時間域函數(shù)。如果不提供窗效應(yīng)的補償，則恢復(fù)的或“合成的(Synthesized)”信號將會依其分析窗的形狀而產(chǎn)生相應(yīng)的畸變。稱作“重迭加(Overlap-add)”的一種補償方法是本領(lǐng)域所熟知的。這種方法要求編碼器去變換輸入信號采樣的重迭塊。通過小心地設(shè)計分析窗，使兩個相鄰窗在其重迭部分相加為單位1，于是窗效應(yīng)被完全補償。
當(dāng)采用某些類型的變換，例如離散付立葉變換(DFT)時，這項補償技術(shù)增加了表示該信號所需二進位的數(shù)目，因為在重迭時間段的信號部分必須變換和傳送兩次，即在兩個重迭信號采樣塊各有一次。這種變換不是臨界采樣的。術(shù)語“臨界采樣的(Critically Sampled)”是指該變換在其時間區(qū)間上給出的頻率系數(shù)數(shù)目與它接收的輸入信號采樣數(shù)目相同。因此，對于非臨界采樣變換，希望所設(shè)計的窗的重迭區(qū)間盡可能小。
某些變換(包括本發(fā)明最佳實施例中使用的那一種)要求逆變換的合成輸出加窗。合成窗(Synthesis window)用于對每個合成信號塊整形。所以，合成信號將是受過分析窗和合成窗調(diào)制過的。這種兩步調(diào)制在數(shù)學(xué)上類似于用這樣一個窗來調(diào)制原始信號一次，該窗的形狀等于分析窗和合成窗的采樣點逐點乘積。所以，為了用重迭相加來補償窗畸變，兩個窗的設(shè)計必須使得兩個窗的乘積在重迭相加區(qū)間之和為單位1。
盡管沒有唯一的標準可用來評價一個窗的好壞，但是，如果與這個窗合用的濾波器的選擇性被認為是“好”的，通常就認為這個窗是“好”的，所以，一對設(shè)計得好的分析/合成窗能減少邊瓣泄漏。
減少邊瓣泄漏是重要的，因為泄漏會使變換造成的頻譜系數(shù)錯誤地表示成濾波器通帶外的信號分量頻率。這種錯誤表示(misrepresentation)是一種畸變，稱作“混淆(aliasing)。” 消除假頻 奈奎斯特(Nyquist)定理指出，當(dāng)采樣點之間的間隔不大于信號最高頻分量的周期的一半時，該信號能由離散采樣精確地恢復(fù)。當(dāng)采樣率低于這個奈奎斯特采樣率時，較高頻分量被錯誤地表示成較低頻分量。這種較低頻分量是真正分量的“假頻(alias)”分量。
子頻段濾波器和有限長數(shù)值變換都不是完美的帶通濾波器。通帶和阻帶之間的過渡不是無限陡的，而且在阻帶中信號的衰減不是無限大。結(jié)果，即使將一個帶通濾波后的信號按照由通帶截止頻率給出的奈奎斯特采樣率來采樣，那么能夠通過該濾波器的超過濾波器標稱頻率的信號(當(dāng)然被衰減了)將不能被可靠地表示出來。
有可能設(shè)計出分析濾波器和合成濾波器從而使假頻畸變被逆變換自動消掉。二次鏡象濾波器在時間域具有這種特性。某些變換編碼技術(shù)，包括本發(fā)明的最佳實施例中使用的那種，也能消掉假頻畸變。
隨著采樣塊長變短，壓低變換編碼中假頻畸變的可聽后果(audible Consequences)就變得更加困難。如前面解釋過的，較短的采樣塊會降低濾波器性能通帶寬度增大，通帶到阻帶的過渡陡度降低，以及阻帶抑制能力減弱。結(jié)果，假定信號以濾波器標稱截止頻率作為奈奎斯特采樣率進行采樣，那么在截止頻率以上的頻率分量以較小衰減通過濾波器從而使假頻混淆變得更加顯著。
即使在原理上正變換和逆變換可以消除假頻畸變，但量化誤差將使逆變換不能完全消除假頻畸變。殘余假頻畸變將是可聽見的，除非這種畸變在音質(zhì)上(Psychoacoustically)被掩蔽掉。然而，以短采樣塊來變換時，一些變換頻率倉(bin)的通帶可能大于聽覺臨界頻帶，特別是在低頻段，其人耳臨界頻帶有最大的分辨力。結(jié)果，假頻畸變可能未被掩蔽。減小這種畸變的一種途徑是在有問題的子頻段中增大量化精度，但這會增加所需的比特速率。
本發(fā)明的一個目的是采用一種編碼/解碼技術(shù)和方法對寬帶聲音信息(特別是音樂)進行數(shù)字處理，它能以96千位/秒(kbs)的低編碼速率提供出高主觀質(zhì)量的聲音。
本發(fā)明的目的之二是所提供的這種編碼/解碼技術(shù)和方法適于寬頻帶聲音信號的高質(zhì)量傳送、存貯和再生，這里的再生質(zhì)量適合于例如廣播聲音鏈路。
本發(fā)明的目的之三是使再生質(zhì)量的主觀感覺如同從密紋唱片得到的一樣好。
本發(fā)明的目的之四是所提供的這種編碼/解碼裝置和方法所采用的數(shù)字處理系統(tǒng)只需要小量空間來存貯編碼信號。
本發(fā)明的目的之五是提供來選擇最佳變換塊長度。
本發(fā)明的目的之六是用于對每個采樣聲音信號段根據(jù)信號的特性(例如是否是瞬變信號)從一組窗函數(shù)中選擇出最佳的分析窗函數(shù)。
本發(fā)明的目的之七是用于對每個采樣聲音信號段根據(jù)其信號特性(例如是否是瞬變信號)來從一組離散變換函數(shù)中選出最佳離散變換。
本發(fā)明的目的之八是對于用低比特速率離散變換來處理寬頻帶聲音信號特別是音樂信號時產(chǎn)生的畸變提供時間上的音質(zhì)掩蔽。
關(guān)于本發(fā)明的上述目的及其他目的的進一步細節(jié)將在本發(fā)明的文件中給出，特別是在下文中的“本發(fā)明詳細描述”一節(jié)中給出。
根據(jù)本發(fā)明的原理，一個編碼器提供寬帶聲音信息的數(shù)字編碼功能。寬帶聲音信號被采樣、量化和以N個采樣點為一組組成時間域信號采樣塊。一個信號分析器(analyzer)對當(dāng)前信號采樣塊進行數(shù)值分析以確定適當(dāng)?shù)淖儞Q類型、塊長和窗類型，以使編碼保真度(fidelity)最佳。在一個具體實施例中，有一個瞬變信號檢測器來確定在當(dāng)前信號采樣塊中是否存在任何瞬變信號需要更短的塊長度以避免可聽見的瞬時畸變。具有這類瞬變信號的采樣塊被再分割成最佳長度采樣子塊，以保持足夠的變換頻率選擇性，并保證在音質(zhì)上掩蔽掉由瞬變信號引起的編碼畸變。每個采樣塊，不論是正常長度的還是減小了長度的，都被一個根據(jù)瞬變信號檢測器輸出而選定的分析窗函數(shù)來調(diào)制。然后，根據(jù)瞬變信號檢測器輸出所選定的離散正變換，響應(yīng)經(jīng)分析窗加權(quán)的時間域采樣塊，產(chǎn)生出頻率域頻譜分量。確定編碼器所用信號采樣塊長度、分析窗函數(shù)和正變換類型所需的信息作為編碼變換系數(shù)的伴隨信息被傳送給解碼器。
也是根據(jù)本發(fā)明的原理，一個解碼器提供了由本發(fā)明的編碼器編碼的數(shù)字編碼寬帶聲音信號的高質(zhì)量再生信號。將確定所選信號采樣塊長度、分析窗函數(shù)和正變換類型的伴隨信息從編碼信號中提取出來。將這一信息用于建立逆變換長度，并報告合成窗函數(shù)和離散逆變換類型的選擇。通過一個具有與產(chǎn)生頻率域頻譜分量的編碼器中的特性相反特性的離散變換，響應(yīng)其頻率域頻譜分量而產(chǎn)生時間域信號采樣塊。在使用離散變換的本發(fā)明實施例中需要各采樣塊由合成窗調(diào)制。如果使用的話，該解碼器合成窗和編碼器分析窗的形狀應(yīng)使兩個相鄰重迭采樣塊的組合窗函數(shù)之和為單位1。將相鄰采樣塊重迭相加以消除窗調(diào)制的加權(quán)效應(yīng)和恢復(fù)時間域信號的數(shù)字再生信號，然后再把它轉(zhuǎn)換成高質(zhì)量模擬輸出。
再根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)，一個編碼/解碼系統(tǒng)提供了寬頻帶聲音信息的數(shù)字編碼和高質(zhì)量再生。在該系統(tǒng)的編碼器部分，寬帶聲音信號被采樣、量化和按N個采樣點長度將信號分組構(gòu)成時間域信號采樣塊。一個信號分析器對當(dāng)前信號采樣塊進行數(shù)值分析以確定適當(dāng)?shù)淖儞Q類型、塊長和窗類型，以使編碼保真度最佳。在一個具體實施例中，有一個瞬變信號檢測器來確定在當(dāng)前信號采樣塊中是否存在任何瞬變信號需要更短的塊長度以避免可聽見的瞬時畸變。將具有這類瞬變信號的采樣塊再分割成最佳長度采樣子塊，以保持足夠的變換頻率選擇性，并保證從音質(zhì)上掩蔽掉由瞬變信號引起的編碼畸變。每個采樣塊，不論是正常長度還是減小了長度的，都被一個根據(jù)瞬變信號檢測器輸出而選定的分析窗函數(shù)來調(diào)制。然后，根據(jù)瞬變信號檢測器輸出而選定的離散正變換，響應(yīng)經(jīng)分析窗加權(quán)的時間域采樣塊，從而產(chǎn)生出頻率域頻譜分量。將確定編碼器所用信號采樣塊長度、分析窗函數(shù)和正變換類型所需的信息作為編碼變換系數(shù)的伴隨信息傳送給解碼器。系統(tǒng)的解碼器部分經(jīng)過存貯裝置或傳輸路徑接收編碼器的數(shù)字輸出。解碼器部分從編碼信號中提取確定所選定的信號采樣塊長度、分析窗函數(shù)及正變換類型的伴隨信息。將這一信息用于建立逆變換長度，并報告合成窗函數(shù)和離散逆變換類型的選擇。通過一個與產(chǎn)生頻率域頻譜分量的編碼器中的特性相反的離散變換，響應(yīng)其頻率域頻譜分量，產(chǎn)生時間域信號采樣塊。在使用離散變換的本發(fā)明實施例中需要各采樣塊由合成窗調(diào)制。如果使用的話，該解碼器合成窗和編碼器分析窗的形狀應(yīng)使兩個相鄰重迭采樣塊的組合窗函數(shù)之和為單位1。將相鄰采樣塊被重迭相加以消除窗調(diào)制的加權(quán)效應(yīng)和恢復(fù)時間域信號的數(shù)字再生信號，然后再把它轉(zhuǎn)換成高質(zhì)量模擬輸出。
根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)，在一個具體實施例中有一個瞬變信號檢測器，當(dāng)需要以較短的信號長度來保證在音質(zhì)上掩蔽由大瞬變信號造成的畸變信號時，該檢測器便相應(yīng)地選擇比本發(fā)明通常使用的最大塊長要短的信號采樣塊長度。讓數(shù)字化信號采樣通過一個高通濾波器并被分成子塊。將每個子塊中的峰值幅度與前一個子塊中的峰值幅度相比較。如果相鄰峰值振幅的變化沒有超過預(yù)先給定的閾值，則編碼器使用最大信號采樣塊長度。如果相鄰子塊的振幅變化超過了預(yù)定的閾值，則選擇較短的塊長度。
對于每個信號采樣塊，選定一個分析窗函數(shù)，它適合于信號采樣塊的信號成分和由瞬變信號檢測器選定的塊長度。如前面討論過的，這個分析窗函數(shù)用于調(diào)制信號采樣塊內(nèi)的采樣，以改善離散變換的總體性能。在本發(fā)明的編碼器的一個實施例中，分析窗是由同一類型而不同長度的多個窗函數(shù)中選出的。
在本發(fā)明中可以采用其形狀隨著塊長度或瞬時特性的函數(shù)而改變的窗函數(shù)，而不偏離本發(fā)明的范圍和目的。例如，本發(fā)明的一個實施例可以選擇這樣一個窗，它對于含有瞬變信號的信號采樣塊提供較高的阻帶抑制能力，其代價是過通帶滾降較淺(Shallower)。然而，窗函數(shù)的選擇不能違反約束條件，例如重迭相加特性的約束。
在本發(fā)明的編碼器的一個實施例中，離散正變換響應(yīng)經(jīng)分析窗加權(quán)的時間域采樣塊產(chǎn)生頻率域頻譜分量。離散變換的長度置成等于由瞬變信號檢測器選定的信號采樣塊長度。
任何正交的時域到頻域變換都能使用。但本發(fā)明的一個最佳實施例使用了一個非正交離散變換，它等效于一個修正的離散余弦變換(DCT)和一個修正的離散正弦變換(DST)的交替使用。在另一個實施例中，由單一的修正的離散余弦變換(DCT)來實現(xiàn)其非正交離散變換。
精通本領(lǐng)域技術(shù)的人應(yīng)該理解，可以根據(jù)選定的塊長或瞬變信號特性選定相應(yīng)的不同正交離散變換。可以從多個離散變換中適當(dāng)?shù)剡x擇一個離散正交變換，而不偏離本發(fā)明的范圍或精神。
例如，本發(fā)明的一個實施例能夠正常使用一個通常的DCT(離散余弦變換)并選擇一個通常的DST(離散正弦變換)用于寬有瞬時脈沖的信號采樣塊。在當(dāng)今技術(shù)中已知，低頻分量的編碼精度對于大多數(shù)音樂信號實現(xiàn)給定的主觀質(zhì)量而言是很足夠的。通常的DCT對低頻信號具有優(yōu)越的編碼性能。另一方面，較高頻率分量的編碼精度對于瞬變信號實現(xiàn)給定的主觀質(zhì)量水平是很重要的。通常的DST對于較高頻率信號具有優(yōu)越的編碼性能。所以，本發(fā)明的一個實施例中可以適應(yīng)地選擇最適于每個信號段編碼的變換。
在編碼器和解碼器的一個最佳實施例中，所用采樣率為44.1千赫茲。盡管該采樣率不是臨界采樣率，44.1千赫茲是一個適當(dāng)?shù)牟蓸勇?，而且它是方便的，因為它也是密紋唱片采用的采樣率。另一個實施例采用48千赫茲采樣率。在采用44.1千赫茲采樣率的最佳實施例中，標稱頻率響應(yīng)延伸到15千赫茲，時間域采樣塊的最大長度為1024個采樣點?？梢赃m當(dāng)?shù)剡x擇較短的長度512、256、或128個采樣點。在本發(fā)明的一個最佳實施例中，在適于專業(yè)廣播使用的主觀質(zhì)量水平上的音樂編碼可以用低達96Kbs(包括錯誤校正代碼等附加信息)的幾種位速率來實現(xiàn)。也可以使用產(chǎn)生不同水平信號質(zhì)量的其他速率而不偏離本發(fā)明的基本精神。
在下面的“本發(fā)明詳細描述”一節(jié)將結(jié)合附圖更詳細地說明本發(fā)明的各個特點及其最佳實施例。


圖1a和1b是說明本發(fā)明基本功能結(jié)構(gòu)的功能塊圖。
圖2a到圖2e中的方塊圖給出本發(fā)明一個實施例的硬件構(gòu)成。
圖3a和3b中的方塊圖更詳細地給出本發(fā)明的一個雙通道實施例中處理機的串行通信接口。
圖4a到圖4e為假設(shè)的圖形表示，用以說明一個時間域信號分組成一系列重迭的、加窗的時間域信號采樣塊。
圖5a到5d為假設(shè)的圖形表示，用以說明由E-TDAC變換產(chǎn)生的時間域假頻畸變。
圖6a到圖6g為假設(shè)的圖形表示，用以說明借助E-TDAC變換信號合成過程中的重迭相加來抵消時間域假頻信號。
圖7q是假設(shè)的圖形表示，用以說明由一對信號采樣塊構(gòu)成單道系統(tǒng)中的框架。
圖7b是假設(shè)的圖形表示，用以說明由一對信號采樣塊構(gòu)成雙通道系統(tǒng)中的框架。
圖8a是帶有一個瞬時脈沖的模擬音樂信號段的圖形表示。
圖8b是合成音樂信號段的圖形表示，它是用一個固定的信號采樣塊長512采樣點，通過編碼/解碼系統(tǒng)從一個信號采樣塊恢復(fù)而來的。
圖8c是合成音樂信號段的圖形表示，它是由本發(fā)明的一個實施例采用固定幀排列(Eixed-Frame Alignment)技術(shù)以最大信號采樣塊長512采樣點恢復(fù)得來的。
圖9的示意圖表示一個遞歸濾波器，它實現(xiàn)了本發(fā)明編碼器部分的瞬時信號檢測器中所使用的高通濾波器。
圖10是一個假設(shè)的圖形表示，說明瞬變信號檢測器如何將一個信號采樣塊的一半分成一組更短長度的子塊。
圖11是一個假設(shè)的圖形表示，說明瞬變信號檢測器如何在一個層次結(jié)構(gòu)(hierarchical)子幀內(nèi)識別每一個子塊中的舉振輻值。
圖12是一個二進制樹的假設(shè)的圖形表示，說明由瞬變信號檢測器的比較器部分構(gòu)成的節(jié)點。
圖13是一個流程圖，給出本發(fā)明一個實施例中使用的瞬變信號檢測器的比較器部分的邏輯。
圖14是一個假設(shè)的圖形表示，說明由瞬變信號檢測器的比較器部分對二進制樹的修正過程。
圖15是一個假設(shè)的圖形表示，說明由瞬變信號檢測器根據(jù)所示二進制樹選定的子塊長度。
圖16是一個音樂波形的圖形表示，它是按本發(fā)明的瞬變信號檢測器部分所選定的子塊長度區(qū)間迭加而成的。
圖17是時間域信號采樣塊的假設(shè)圖形表示。
圖18是時間域信號采樣塊的又一個假設(shè)圖形表示，說明當(dāng)假定塊內(nèi)信號為周期性時由離散變換引起的在采樣塊邊緣的不連續(xù)性。
圖19a是一張功能塊圖，給出函數(shù)X(t)被函數(shù)W(t)調(diào)制，結(jié)果生成函數(shù)Y(t)。
圖19b到19d是說明時間域信號采樣塊被一個分析窗調(diào)制情況的進一步假設(shè)圖形表示。
圖20是適用于本發(fā)明的一個最佳實施例的一族分析一合成窗的圖形表示。
圖21a至21c是一系列信號采樣塊的假設(shè)圖形表示，用以說明固定幀排列(Fixed-Framc Alignment)技術(shù)。
圖22a用圖形表示出使用完全對稱的只作分析的窗的一組濾波器的過渡帶滾降和阻帶抑制，并與只用這種窗的前半部的一組濾波器的過渡帶滾降和阻帶抑制相比較。
圖22b用圖形表示出使用完全對稱的只作分析的窗的一組濾波器的過渡帶滾降和阻帶抑制與使用非對稱的只作分析的窗的一組濾波器的過渡帶滾降和阻帶抑制的比較。
圖23a是一個假設(shè)圖形表示，說明由E-TDAC變換采用通常的相應(yīng)項造成的時間域假頻分量信號的時間逆轉(zhuǎn)(reversal)區(qū)間。
圖23b是一個假設(shè)圖形表示，說明由E-TDAC變換采用固定框架排列技術(shù)所要求的相位項造成的時間域假頻分量信號的時間逆轉(zhuǎn)區(qū)間。
圖23c是一個假設(shè)圖形表示，說明采用為消除一個信號采樣子塊中的時間域假頻信號所需要的相位項時，由E-TDAC造成的時間域假頻分量信號的時間逆轉(zhuǎn)區(qū)間。
圖24是一種橋變換(bridge transform)的假設(shè)圖形表示，說明時間域假頻分量信號的時間逆轉(zhuǎn)區(qū)間。
圖25是一系列信號采樣塊的假設(shè)圖形表示，說明擴展的固定幀排列技術(shù)。
圖26a至26f是流程圖，說明本發(fā)明的擴展固定幀排列技術(shù)實施例所需要的幀控制邏輯。
圖27是一系列可變長度信號采樣塊的假設(shè)圖形表示，用以說明動態(tài)幀排列(Dynamic-Framc Alignmcnt)技術(shù)。
圖28的假設(shè)圖形表示顯示出相鄰加窗塊的重迭-相加性質(zhì)。
圖29a至29e為假設(shè)圖形表示，說明一個時間域信號被分成一系列重迭的和加權(quán)的時間域信號采樣塊，特別是為O-TDAC變換使用。
圖30a至30d中的假設(shè)圖形表示說明由O-TDAC變換造成的時間域假頻畸變。
圖31a至31g中的假設(shè)圖形表示說明在O-TDAC變換的信號合成過程中通過重迭-相加得到的時間域假頻信號抵消。
圖32的假設(shè)圖形表示說明為消除時間域假頻信號由固定幀排列所要求的O-TDAC變換相位項。
圖33a和33b是E-TDAC和O-TDAC變換的變換系數(shù)帶寬的假設(shè)圖形表示。
表Ⅰ給出用于瞬變信號檢測器第一部分的αKHj高通濾波器的系數(shù)。
表Ⅱ給出用于瞬變信號檢測器第一部分的4KHz高通濾波器的系數(shù)。
表Ⅲ給出瞬變信號檢測器第4部分中的增高/衰減(attack/decay)閾值，用于確定構(gòu)成瞬時信號狀態(tài)所需的信號振幅變化量。
Ⅰ.本發(fā)明的硬件實現(xiàn) 圖1a和1b給出本發(fā)明的基本功能結(jié)構(gòu)。圖1a中所示本發(fā)明的編碼器部分包括時間域信號輸入102、低通濾波器104、信號采樣器和量化器106、信號采樣緩存108、瞬變信號檢測器110(它選擇信號采樣塊長度)、分析窗調(diào)制器112(它用分析窗函數(shù)調(diào)制數(shù)字化時間域信號塊)、數(shù)字濾波器組116(它把采樣和量化的信號變換成頻率系數(shù))、幀(frame)控制器114(它根據(jù)選定的信號采樣塊長度來控制分析窗調(diào)制器和濾波器組)、量化器118(它根據(jù)所要求的主觀信號質(zhì)量和音質(zhì)效應(yīng)來對變換系數(shù)編碼)、以及格式器(formatter)120(它把編碼的頻率系數(shù)和選定的信號采樣塊長度組合成二進制位流，供傳輸或存貯之用)。圖1a中顯示出一個傳輸路徑122，然而應(yīng)該理解，其編碼信號可以被存貯起來供其后使用。
圖1b所示本發(fā)明的解碼器部分包括編碼二進位流信號輸入132、格式解析器(deformatter)134(它從組合二進位流中提取每個編碼頻率系數(shù)和選定的信號采樣塊長度)、線性化器(Lineariger)136(它把每個編碼系數(shù)轉(zhuǎn)換成線性取值的變換系數(shù))、幀控制器140(它根據(jù)所提取的信號采樣塊長度來控制反濾波器組和合成窗調(diào)制器)、逆字濾波器組138(它將變換系數(shù)變換成時間域信號塊)、合成窗調(diào)制器142(它用選定的合成窗函數(shù)來調(diào)制每個合成的時間域信號塊)、信號塊重迭相加器144(它恢復(fù)時間域信號的數(shù)字表示)、模擬信號發(fā)生器146、低通濾波器148、以及模擬信號輸出150。
A.處理硬件 圖2a-2c和圖3a-3b繪出本發(fā)明的基本硬件結(jié)構(gòu)。經(jīng)驗研究表明常規(guī)的整數(shù)變換計算必須以至少20個有效二進位的精度來完成才能達到所宣稱的性能指標。
本發(fā)明的一個單通道方案(采用44.1KHz采樣率或48KHq采樣率)的最佳實施例的實際實施中利用了一個16位模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，其周期時間不超過20微秒，用于量化輸入的時間域信號。每個16位數(shù)字化采樣用于構(gòu)成24位字的16個高有效位，該24位字將用于其后的計算。以20.5MHz無等待形態(tài)運行的Motorola DSP56001 24位數(shù)字信號處理器(DSP)用于完成所需要的計算和控制編碼與解碼處理過程。靜態(tài)隨機存取存貯器(RAM)為DSP提供程序和數(shù)據(jù)存貯器。周期時間不大于20微秒的16位數(shù)-模特換器(DAC)用于從解碼的數(shù)字信號產(chǎn)生模擬信號。
圖2a所示編碼器硬件結(jié)構(gòu)由下列部件構(gòu)成模擬信號輸入200、低通濾波器(LPF)200A、ADC201、DSP202、靜態(tài)RAM203、可抹掙可編程只讀存貯器(EPROM)204、及編碼串行信號輸出206。LPF200A保證輸入信號為有限帶寬。ADC201將輸入信號數(shù)字化(采樣和量化)，變成串行16位字流。DSP202按收并暫存數(shù)字化采樣串行流、檢測是否存在任何瞬變信號、選擇信號采樣塊長度、將采樣分組構(gòu)成采樣塊、用分析窗函數(shù)調(diào)制采樣塊、完成將采樣塊變換到頻率域所需的計算、對變換系數(shù)編碼、將代碼字和信號采樣塊長度格式組合到數(shù)據(jù)流中，并通過串行數(shù)據(jù)通道206將編碼信號傳送出去。DSP的程序和數(shù)據(jù)工作區(qū)存貯于3個24KB(千字節(jié))靜態(tài)RAM組203中，它們組織成了3組，各含有8，192個24位字。DSP要求快速訪問時間的程序存貯器，這可以在RAM中實現(xiàn)，比在可編程ROM中實現(xiàn)要更廉價。因此，EPROM204以壓縮格式存貯程序和靜態(tài)數(shù)據(jù)，當(dāng)編碼器第一次加電時DSP將壓縮格式的數(shù)據(jù)分解成可使用形式送入RAM203。
圖2b和2c給出了2個DSP接口的更詳細結(jié)構(gòu)。圖2b給出DSP202、ADC201及串行數(shù)據(jù)通道206的數(shù)據(jù)通信接口。時間發(fā)生器202A為編碼器產(chǎn)生接收計時、字同步、和傳送計時信號。線SCO計時控制數(shù)字化輸入信號采樣的串行二進位流從ADC201經(jīng)母線SDR進入DSP202。線SCI向ADC和DSP提供字同步信號，用于標志每個16位字的起始。線SCK計時控制編碼信號串行位流沿著線STD從DSP進入串行數(shù)據(jù)通道206。
圖2c給出存貯器選址接口。Motorola Dsp56001的存貯器被分成四段程序ROM、程序RAM、X數(shù)據(jù)、及Y數(shù)據(jù)。當(dāng)線PS為低時只有程序RAM203或EPROM204被選通，但它們被映射(mapped)到各自的地址空間。轉(zhuǎn)換器205C允許DSP202根據(jù)地址線A15的狀態(tài)來選擇RAM或EPROM。當(dāng)DSP置A15為高時，轉(zhuǎn)換器205C置RAM203和EPROM204的片選通(Chip-Select)(CS)線為低。當(dāng)DSP202置A15為低時，轉(zhuǎn)換器205C置RAM203和EPROM204的CS線為高。當(dāng)線CS為高而線PS為低時，選通程序RAM203。
當(dāng)DSP使線DS為低和線XY為高時，選通RAM203的X數(shù)據(jù)庫。當(dāng)DSP使線Xy為低和線CS為高時，RAM203的y數(shù)據(jù)庫被選通。
圖2d給出解碼器硬件結(jié)構(gòu)，它包括編碼的串行信號輸入路經(jīng)207、DSP208、靜態(tài)RAM209、EPROM210、DAC212、LPF213A、以及模擬信號輸出213。DSP208接受和暫存編碼信號、將信號格式解析成編碼變換系數(shù)和信號采樣塊長、完成將系數(shù)變換到時間域所需的計算、將系數(shù)分組構(gòu)成時間域塊、用合成窗函數(shù)調(diào)制這些塊(如果在編碼器/解碼器中使用的離散變換不需要使用合成窗，則不需進行合成窗調(diào)制)、將這些塊重迭相加構(gòu)成數(shù)字采樣的時間域序列、以及將串行位流形式的數(shù)字采樣傳送給DAC212。DSP的程序和數(shù)據(jù)工作區(qū)存貯于3個24個KB靜態(tài)RAM209組中，它們被組織成3組，各有8，192個24位字。EPROM210以壓縮格式存貯程序和靜態(tài)數(shù)據(jù)中，當(dāng)解碼器第一次加電時DSP將這些壓縮格式數(shù)據(jù)分解成可用形式送入RAM209。DAC212產(chǎn)生一個模擬信號，對應(yīng)于來自DSP的串行數(shù)據(jù)流。LPF213A保證信號輸出213不含有由于編碼/解碼過程造成的任何虛假的高頻分量。
圖2e給出DSP208、串行信號輸入通道207及DAC212之間的串行通信接口。時間信號發(fā)出器208A使用鎖相環(huán)電路從編碼串行位輸入信號中提取出定時基準信號，為解碼器產(chǎn)生接收定時信號、字同步、及傳送定時信號。線SCO定時控制串行位信號沿線SRD進入CSP208。線SCK計算控制編碼數(shù)字信號采樣的串行位流沿線STD從DSP208進入DAC212。線SC2向DAC和DSP提供字同步信號，它標志每個16位字的起始。DSP208和內(nèi)存貯器地址總線之間的接口的實現(xiàn)方式與前文中對編碼器的同類接口的實現(xiàn)方式相同。參見圖2C。
基本硬件結(jié)構(gòu)可以被修正。例如，一個以27MHz無等待狀態(tài)運行的，Motorola DSP56001如果采用簡單量化技術(shù)，便能夠?qū)崿F(xiàn)雙通道編碼器或解碼器。
編碼器的雙通道實施例需要有LPF200A和和200B、ADC201A和201B，按圖3a所示方式聯(lián)接。在DSP和ADC部件之間是接口的運行方式與上文描述的單通道編碼器的接口運行方式類似。定時信號發(fā)生器202A以字同步信號速率一串的速率向DSP的線SC2提供一個附加信號，用以控制多路轉(zhuǎn)換器202B和向DSP指出兩個ADC中當(dāng)前是哪一個在發(fā)送數(shù)字化數(shù)據(jù)。
一個解碼器的雙通道實施例需要DAC212A和212B、LPF213A和213B，按圖3b所示方式聯(lián)接。DSP和DAC部件之間的接口運行方式與上文描述的單通道解碼器接口的運行方式類似。定時信號發(fā)生器208A以字同步信號速率的一串的速率向DSP的線SC1提供一個附加信號，用于控制信號分離器(dcmultiplexer)208B并向DSP指出兩個DAC中哪一個當(dāng)前正在接收數(shù)字數(shù)據(jù)。
再有，可以使用專門化的硬件來實現(xiàn)某些功能，例如窗調(diào)制或快速向立葉變換(FFT)。整個編碼器/解碼器可以在一個專門設(shè)計的集成電路中實現(xiàn)。對于精通本門技術(shù)的人而言，顯然有許多其他可能的實現(xiàn)方法。
B.輸入信號采樣和緩存 在本發(fā)明的一個最佳實施例中，圖1a所示的信號采樣器和量化器106是一個模-數(shù)轉(zhuǎn)換器，它把輸入信號量化成16位，然后在右邊補上8個零，構(gòu)成一個24位二進制整數(shù)形式。所有其后的變換計算都是以24位二進制整數(shù)的算術(shù)運算來實現(xiàn)的。模擬輸入信號被圖1a中框104所示低通濾波器(LPF)限制其寬帶最高為15KHz(對于20KHz帶寬的編碼器，帶寬限制在20KHz)。
具有至少是密紋唱片(CD)質(zhì)量的音樂信號，除了具有其他特性外，其帶寬超過15KHz。根據(jù)奈奎斯特定理，已知15KHz帶寬的信號采樣率必須不低于30KHz。對本發(fā)明的一個實施例選用了44。1KHz的采樣率，因為這是在CD的應(yīng)用中使用的速率，而且這一選擇簡化了在這類應(yīng)用中使用本發(fā)明所必須的裝置，(這一采樣率也支持本發(fā)明的另一種20KHz帶寬的實施例)。
也可以利用其他采樣率，例如48KHz是通常許多專業(yè)性聲音系統(tǒng)應(yīng)用中使用的速率。如果選用另一個采樣率，那么相鄰變換系數(shù)之間的頻率間隔將要改變，代表希望的信號帶寬所需要的系數(shù)個數(shù)也將改變。對于精通本門技術(shù)的人而言，采樣率變化對實現(xiàn)本發(fā)明所造成的全部影響是顯而易見的。
Ⅱ.本發(fā)明的最佳實施 A.分析濾波器族(bank)-正變換 實現(xiàn)本發(fā)明的細節(jié)受所選擇的離散變換的影響，該離散變換用于實現(xiàn)圖1a中框116所代表的數(shù)字濾波器族的功能。幾種變換技術(shù)中的任何一個都可以用來實現(xiàn)這濾波器族。在本發(fā)明的一個最佳實施例中使用的變換技術(shù)首先見Princen和Bradley的“基于在時域抵消假頻信號的分析/合成濾波器族設(shè)計”IEEE Trans.on Acoust.，Speech，Signal Proc(聲學(xué)、話言、信號處理)，Vol(卷)ASSP-34，1986，1153-1161頁。這一技術(shù)是一個偶迭加臨界采樣單邊分析合成系統(tǒng)(evenly-stacked cnticallq sampled single-sideband analqsis-synthesis system)的時間域等效技術(shù)。在此地將這一變換稱作“偶迭加時間域抵消假頻”(Evenlq-Stacked Time-Domain Aliasing Cancellation)(E-TDAC)技術(shù)。TDAC變換的另一種形式可以用于本發(fā)明的另一實施例。該技術(shù)在Princen、Johnson和Bradleq的下列文中描述過“基于時間域消除假頻信號的子頻帶/變換編碼用濾波器族的設(shè)計”，ICASSP1987 Conf.Proc.，1987年5月，2161-64頁這另一種變換是“迭加臨界采樣單邊帶分析合成系統(tǒng)”的時間域等效技術(shù)。在此地將這一變換稱作“迭加時間域抵消假頻”技術(shù)(O-TDAC)。
在下面充分描述了E-TDAC實施例之后，將討論使用O-TDAC變換和用快速付立葉變換(FFT)來實現(xiàn)離散付立葉變換(DFT)的本發(fā)明實施例。
E-TDAC使用的變換函數(shù)等效于交替使用修正的離散余弦變換(DCT)和修正的離散正弦變換(DST)。方程1所示DCT和方程2所示DST是
當(dāng)O≤K＜N(1)
當(dāng)O≤K＜N(2) 這里K＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， N＝信號采樣塊長度， m＝E-TDAC的相位項， X(n)＝輸入信號X(t)在采樣點n的量化值， C(k)＝DCT第K個系數(shù)， S(k)＝DST第K個系數(shù)。
E-TDAC變換對于每個信號采樣塊交替產(chǎn)生兩組頻譜系數(shù)或變換塊之一。這些變換塊的形式是

當(dāng)O≤K＜ (N)/2 (3) 當(dāng)K＝ (N)/2

當(dāng)O＜K≤ (N)/2 (4) 當(dāng)K＝0 這里i＝信號采樣塊序號， C(K)＝DCT系數(shù)(見方程1)， S(K)＝DST系數(shù)(見方程2)。
Princen指出，利用適當(dāng)?shù)南辔环至縨(見方程6)和精心設(shè)計的一對分析合成窗，E-TDAC技術(shù)能從固定長余弦和正弦變換塊的交替序列中精確地恢復(fù)輸入信號。這一序列的形式是 ｛C(k)｝0，｛C(k)｝1，｛C(k)｝2，｛S(k)｝3，……(5) 這里每個變換塊代表一個時間域信號采樣塊。這一處理過程見圖4a-4e、5a-5d及6a-6g。
參考圖4a，可以看到量化輸入信號X(t)被分組構(gòu)成塊。一組塊經(jīng)過窗函數(shù)Wc(示于圖4b)調(diào)制，產(chǎn)生信號Xc(t)(示于圖4d)。信號Xc(t)輸入到DCT。另一組采樣輸入信號X(t)的塊以二分之一塊長與第一組重迭，被窗函數(shù)Ws(示于圖4c)加窗(這個窗函數(shù)與Wc完全相同，但在時間上移動了二分之一塊長)，產(chǎn)生出信號Xs(t)(圖4e所示)，然后被送到DST。
如果只是交替使用DCT和DST變換塊，會使變換塊的被去掙的那一半中所包含的信息丟失。這一損失產(chǎn)生了時間域假頻分量，但這一畸變可以通過在方程1和2中選擇適當(dāng)?shù)南辔豁梞、應(yīng)用正變換去重迭時間域信號塊以及通過重迭和相加由逆變換恢復(fù)的相相鄰的時間域信號采樣塊的辦法來消除。
方程1和2中的相位項m控制時間域假頻畸變的相移。圖5a-5b和6a-6g以圖說明了這一畸變。從逆DCT恢復(fù)的信號Yc(t)示于圖5a。圖5b說明了被恢復(fù)的信號由兩個分量組成加窗的原始信號(實線)及時間域假頻畸變(虛線)。圖5c和5d給出由逆DST恢復(fù)的信號Ys(t)的類似信息。為了消除這一假頻畸變並精確地恢復(fù)原始時間域信號，E-TOAC要求其假頻信號如下所述對于DCT，時間域假頻分量的構(gòu)成是采樣信號的前一半在時間上以采樣塊四分之一點為參考點逆轉(zhuǎn)，采樣信號的后一半在時間上以采樣塊四分之三點為參考點逆轉(zhuǎn)。對于DST，假頻分量與DCT的相似，只是其振恢的符號相反。見圖5b和5d。為消除假頻信號所需相位項是
這里N＝信號采樣塊長度。
E-TDAC也要求將一對精心設(shè)計的分析-合成窗應(yīng)用于重迭的信號采樣塊。信號采樣塊必須有100%重迭，即給定塊的50%被前一塊重迭，而同一塊的另50%被它的后續(xù)塊重迭。圖6a-6g說明了信號采樣塊的重迭和造成的假頻畸變的抵消。圖6a和6d所示信號Yc(t)和Ys(t)是從逆DCT和DST恢復(fù)而來的，它們分別被窗函數(shù)Wc(t)和Ws(t)調(diào)制(如圖6b和6e所示)，產(chǎn)生出示于圖6c和圖6f的信號Yc(t)和Ys(t)。當(dāng)這些加窗信號的重迭塊相加時，假頻分量被抵消，所產(chǎn)生的信號Y(t)(示于圖6g)是原始輸入信號X(t)的精確重建信號。
下面更詳細地討論窗設(shè)計和合成過程中使用的重迭-相加。在這一點上注意到下述情況就是夠了略掙變換塊的二分之一使所需位速率減半，但100%窗重迭(這是在信號合成過程中E-TOAC所要求的)使所需位速率加倍。結(jié)果，E-TDAC是臨界采樣的，并對所需位速率是有中性影響。
E-TDAC所用的計算算法是快速付立葉變換(FFT)。參見Cooleq和Tukeq的“復(fù)付立葉級數(shù)的機器計算算法”，Math.Comput.卷19，1965，297-301頁。單次FFT能用來同時完成兩個等長度信號采樣塊的修正DCT和修正DST，其作法是規(guī)定每一塊分別為一個單一復(fù)變換的實分量和虛分量。這一技術(shù)利用了這一事實FFT是一個復(fù)變換，而兩個輸入信號采樣塊只含有實數(shù)值采樣。通過將這些變換因式分解成一個FFT和一個復(fù)常數(shù)陣到(arraq)的汞積，DCT系數(shù)從FFT中產(chǎn)生，作為一組實部值，而DST系數(shù)由一組虛部值表示。所以，一個信號采樣塊的DCT能與另一個長度信號采樣塊的DST同時計算，只需一個FFT后接受數(shù)陣列相汞的相加。
使用一個FFT同時計算兩個變換的基本技術(shù)是在本門技術(shù)中眾所周知的，并由Brigham在下列書中描述速快付立葉變換，Englewood Cliffs，NJPrentice-Hall，Inc.，1974。關(guān)于同時計算E-TDAC變換所需的修正的DCT和修正的DST的附加信息可在Lookabaugh的博士論文中找到“話言的可變速率和自適應(yīng)頻率域失量化”Stanford，CAStanford Universitq，PhD Thesis，1988年6月。
在本發(fā)明的單通道方案的一個實施例中，兩個相鄰的重迭的最大長度信號采樣塊被存放在緩存區(qū)并一同傳送到一對DCT/DST塊中。如圖7a所示，這個塊對構(gòu)成了一幀(frarne)。然后將這一幀中的兩塊量化和格式化供傳輸或存貯。
在雙通道系統(tǒng)中，通過處理來自兩個通道中每一個的最大長度信號采樣塊，可以實現(xiàn)同時計算兩個塊的變換從一個通道產(chǎn)生一個CCT塊，從第二個通道產(chǎn)生一個DST塊。這對塊構(gòu)成一幀。見圖7b。對于給定通道的編碼塊在DCT和DST之間交替變換(見表正式5)，并且其類型總是與另一通道塊的相反。在一幀中的兩塊被一起變換和格式化。
然而，對于本發(fā)明的一個最佳實施例，正變換的同時處理更復(fù)雜，因為本發(fā)明可以自適應(yīng)地選擇信號采樣塊長度。如下文中將要討論的，塊長的適應(yīng)性變化也可以要求改變正變換相位項(見方程6)及變換長度。可以用來切換塊長度的基本方法將在下文中描述。
B.瞬變信號檢測 圖1a中框110代表的瞬變信號檢測器監(jiān)測輸入信號振輻的快速變化，并在檢測到足夠大的瞬變信號時選定短的信號采樣塊長度。如上文所討論的，量化誤差將使離散變換編碼模糊了整個信號采樣塊區(qū)間內(nèi)瞬變信號的頻譜分量。例如，比較圖8a、8b和8c。在這些圖中的信號圖比例尺使得清楚地顯示出瞬變信號前面的低水平信號。瞬變信號的最大振輻超過了圖的范圍，因而未顯示出來。圖8a給出變換編碼前的原始信號。圖8b給出使用512點采樣塊長度從非適應(yīng)性塊長度變換編碼恢復(fù)出來的信號。瞬變信號的高頻分量調(diào)制了整個塊內(nèi)的音樂信號，但在瞬變信號之前最明顯。
在使用短信號采樣塊的編碼中這一畸變是無害的，因為該畸變包含在較短的塊中，并且在音質(zhì)上被瞬變信號本身掩蔽。當(dāng)瞬變信號檢測器確定需要用較短的塊來保證瞬變信號畸變產(chǎn)物有暫時音質(zhì)掩蔽時，瞬變信號檢測器可以選擇較高的時間分辨力，其代價是由于自適應(yīng)選擇較短塊長而使變換濾波器族的選擇性變差。如圖8C所示，對于本發(fā)明的一個移到256點采樣塊的實施例，其恢復(fù)得到的信號中瞬變信號之前的高頻瞬變分量的延續(xù)時間要短于圖8b所示使用512點采樣塊來編碼的情況。
通常，在包含瞬變信號的信號采樣子塊內(nèi)，濾波器族的選擇性降低不會造成損害，因為這種較差的濾波器族性能將被瞬變信號本身所掩蔽。然而，在瞬變信號之前或之后的較短子塊中編碼性能的降低是可以被聽出來的，所以，最大限度地減小其編碼使用較短塊長的時間區(qū)間是重要的。
瞬變信號檢測器由四部分組成第一部分是一個高通濾波器(HPF)，它從瞬變信號檢測處理過程中排除了較低頻率分量。HPF是用四階送歸數(shù)字濾波器來實現(xiàn)的。圖9給出這個濾波器的示意圖，它可以表示成方程7和8所給出的一對差分方程。其等效的傳遞函數(shù)于方程9。
Wn＝b01Xn+b11Xn-1+b21Xn-2-a11Wn-1- a21Wn-2(7) Yn＝b02Wn+b12Wn-1+b22Wn-2-a12Yn-1- a22Yn-2(8)
于使用1024點采樣最大塊長的一個本發(fā)明最佳實施例，Hl載止頻率是2KHq。這個載止頻率是通過聽音試驗建立的。

出差分方程系數(shù)值和傳遞函數(shù)值。一個使用512個采樣點最大的本發(fā)明實施例將使用截止頻率為4KHq的高通濾波器(HP


給出這一濾波器截止頻率時的系數(shù)。
瞬變信號檢測器的第二部分將高通濾波后的信號采樣分段，

塊的層次結(jié)構(gòu)子幀(hierachicol subframe)。在本發(fā)一個實施例中，使用了三級層次結(jié)構(gòu)。參見圖10。1024

最大塊長的二分之一被置于第一級。在第二級，這個二分之一

樣塊又分段成二個子塊，每個為256點采樣。在第三級，這

之一信號采樣塊分段成四個子塊，每個為128個采樣點。一

，子塊長度可表示成 Nj＝ (N)/(2j) 當(dāng)j＝1，2，……M (10) 里Nj＝第j級子塊的長度， N＝最大長度信號采樣塊的長度， M＝在該分段層次結(jié)構(gòu)中的層次級別數(shù)目。
管O級沒有被瞬變信號檢測器所使用，但從概念上講，它代表最度信號采樣塊。固此N0＝N。
瞬變信號檢測器的第三部分是一個峰值振幅檢測器。對于在當(dāng)幀內(nèi)的所有層次結(jié)構(gòu)級別中的每個子塊，識別出具有最大振幅的采樣。子塊峰值振幅表示為
這里Xn＝N/2采樣長度的子塊中第n個信號采樣 j＝子幀層次結(jié)構(gòu)級別序號 k＝在級別j中的子塊序號 N＝最大長度采樣塊的長度。
符號Pjo用來代表當(dāng)前子幀中第j級第一個子塊之前緊鄰的前一個子幀中第j級最后一個子塊的峰值振幅。參見圖11。例如，在前一子幀中的P34表示成當(dāng)前子幀中的P30。
瞬變信號檢測器的第四部分是一個閥值比較器。這一部分的第一級防止瞬變信號檢測器在所通過的信號中只含有低振幅信號時改變塊長度。這一功能的實現(xiàn)辦法是對于其峰值P11不超過一個“默閾值(Silence threshold)”Ts的所有信號采樣塊，將塊長置為其最大值。這一閾值表示為 Ts＝0.003Xs(12) 這里Xs＝信號采樣Xn的飽和值。這是一個信號采樣在超出其編碼表示范圍之前所能得到的最大值。例如，對于24位二進制整數(shù)的二進制補碼表示，其飽和值是8，388，607。
如果峰值P11不超過默閾值，則瞬變信號檢測器的剩余部分被旁路。否則，如果存在瞬變信號，則比較器的第二級一個較小的信號采樣塊長度來適應(yīng)于采樣信號中存在的瞬變信號。如果首先給出一個概念性描述，會對比較器第二級和第三級所完成的處理有更好的理解。從概念上講，第二級計算出一套該層次結(jié)構(gòu)子幀的每一級相鄰子塊峰值振幅之比。這些比值表示成 Bjk = (Pjk)/(Pj (k - 1)) 對于K＝1到2j-1 (13) 這里j＝子幀層次結(jié)構(gòu)級別序號 k＝在第j級的子塊序號 Pjk＝子塊峰值振幅(見方程11)。
將每個比值Rjk與兩個閾值TAj和TDj相比較。TAj表示第j級的增長閾值(attack fhreshold)，它總量大于1。TDj代表第j級的衰減(decay)閾值，它總是小于1。表Ⅲ給出這兩個閾值之值。如果峰值振幅比向上或向下超過(Cross)了其中的一個閾值，則瞬變信號檢測器選擇一個較短的信號采樣塊長度。這個自適應(yīng)過程由第三級完成，將在下面幾段中描述。
比較器的第三級構(gòu)成一個二進制值節(jié)點樹，如圖12所示。在樹結(jié)構(gòu)中的每個節(jié)點代表一個在當(dāng)前子幀中可能被選中的一個可能的子塊長度。這個樹中每個節(jié)點之值由下列表達式確定
這里j＝子幀層次結(jié)構(gòu)級序號， k＝第j級內(nèi)的子塊序號， Rjk＝子塊峰值振幅比(見方程13)。
然后，修改樹的節(jié)點。從樹的“葉”節(jié)點開始(在本發(fā)明的最佳實施例中為第3級)，對于每個等于1的節(jié)點，它的父節(jié)點和所有側(cè)節(jié)點也都是1。
比較器第二級和第三級的實際實施與上文中的概念性描述的差別僅僅在于數(shù)學(xué)表達式的形式不同。應(yīng)該承認，當(dāng)Pj(k-1)為0時在方程13中表示的比值沒有定義。這一問題的解決辦法是避免除法，重新定義表達式14為下面的形式
這里j＝子幀層次結(jié)構(gòu)級序號， k＝第j級內(nèi)的子塊序號， Pjk＝子塊峰值振幅(見方程11)。
圖13中的流程圖說明了構(gòu)成和修改結(jié)構(gòu)樹的邏輯。圖14給出一個結(jié)構(gòu)樹在修改前和修改后的實例。
比較器的第四級從“樹”上削去所有的零節(jié)點。如果該結(jié)構(gòu)樹只是由零節(jié)點組成，瞬變信號檢測器將指出如果可能的話幀控制器(圖1a所示框114代表的)將被允許使用最大長度采樣塊。否則，余下的葉節(jié)點確定子塊長度。對于第j級葉節(jié)點的子塊長度是方程10中確定的Nj。例如參考圖14，經(jīng)過刪簡過程之后留下來的葉節(jié)點是t31、t32和t22。在本發(fā)明的最佳實施例中，這些子塊中每一個的長度將是圖15所示的。圖16提供了為含有一個瞬變信號波形的信號段所選定的子塊長度的實例。
請注意，對于使用E-TDAC變換的本發(fā)明最佳實施例，由瞬變信號檢測器構(gòu)成的樹的葉節(jié)點所代表的子塊長度之和總是等于N/2采樣點數(shù)。這個總數(shù)等于每次通過瞬變信號檢測器過程中向前推進的信號采樣數(shù)目。因此，瞬變信號檢測器只需對每個信號采樣處理一次。
本領(lǐng)域的專家應(yīng)該理解，可以使用其他瞬變信號檢測器和子塊長度選擇方法(Scheme)而不偏離本發(fā)明的范圍和精神。
再有，在下文中描述的本發(fā)明的一個最佳實施例中，是根據(jù)由本發(fā)明的瞬變信號檢測器部分所指定的信號采樣塊長度來選擇窗函數(shù)和變換類型的。窗函數(shù)或變換類型可以直接由瞬變信號特性來選擇而不偏離本發(fā)明的范圍或目的。
C.加窗 因為變換假定塊中信號是周期性的，所以除非信號采樣塊被修正，否則一個離散變換將錯誤地造成不存在的頻譜分量。參見圖17。這些變換誤差是由于圖18所示塊邊緣的不連續(xù)性造成的。可以對這些不連續(xù)處進行光滑最大限度地減小這種效應(yīng)。圖19a至19d中以圖來說明一個塊如何被修正或加權(quán)，從而使塊邊緣附近的采樣值接近于零。圖19a所示乘法器電路以圖19c所示加權(quán)函數(shù)來調(diào)制圖19b所示的采樣輸入信號x(t)。結(jié)果信號示于圖19d。這一過程由圖1a中的框112代表。這個加權(quán)函數(shù)稱作分析窗，是對信號采樣塊的采樣點逐個相乘，它已是相當(dāng)多研究工作的主題，因為它的形狀對數(shù)字濾波器的性能有深廣影響。例如，可參考Harris的文章“論使用離散付立葉變換進行諧合分析時窗的應(yīng)用”，Proc.IEEE，卷66，1978，51-58頁。簡單地說，對于給定的阻帶抑制水平，一個好的窗允許較陡的過渡帶滾降，并允許對該窗的調(diào)制效應(yīng)進行校正。下文中將更詳細地討論窗的設(shè)計。
窗的選擇也受到由瞬變信號檢測器選定的信號采樣塊長度的影響。因為編碼要適應(yīng)于根據(jù)瞬變信號狀態(tài)而定的信號采樣塊長度，編碼也必須選擇具有適當(dāng)形狀和長度的分析窗。根據(jù)由瞬變信號檢測器選定的信號采樣塊長度來選擇分析窗的過程是由圖1a中框114所代表的幀控制器完成的。下面將更詳細地討論幀控制器。
應(yīng)該注意的是，在瞬變信號檢測器要求減小塊長時，為子塊選擇的窗可能不是最佳的，因為它可能是不對稱的，也可能在它的兩個邊緣不趨于零。如上文所討論的那樣，使用一個欠佳(Suboptimal)的窗將會降低正變換和逆變換中的濾波器選擇性。盡管如此，由于下述兩個理由，還必須選擇這種欠佳的窗(1)在本發(fā)明的最佳實施例中使用的正變換和逆變換對窗的形狀有一定要求，以便能消除時間域假頻畸變，(2)組合分析/合成窗的形狀必須保證相鄰重迭窗在重迭區(qū)間之和為單位1。
對于一個給定的窗函數(shù)W(下文中將更詳細討論一個最佳窗函數(shù))，記號Wab將用于代表一個“滿(full)”窗，它開始于零或接近零，在Na/2采樣點之后上升到值1或接近1，在Nb/2采樣點之后其值降到零或接近零。窗Wab的總長度可以表示為 len〔Wab〕＝ (Na+Nb)/2 這里記號Nx＝在第X級的子塊長度(見方程10)。如果a等于b，則窗Wab是對稱的。與這一記號相一致，用于調(diào)制最大長度信號采樣塊的滿長度窗將記為Woo。
部分窗W以零或接近零值開始，在Na/2采樣點之后上升到一個等于1或接近1的終止值，該部分窗用記號Wa+表示。以1或接近于1的值開始并在Na/2采樣點之后終止于零或接近零值的部分窗由記號Wa-表示。
圖20中給出一組窗。窗W00是由窗Wo+和Wo-聯(lián)合構(gòu)成的曲線代表。窗W32是由窗W3+和W2-聯(lián)合代表。
D.幀控制 圖1a中的框114代表的過程是根據(jù)瞬變信號檢測器的輸出來控制選擇分析窗和選擇變換。這些過程控制處理一個信號幀所需的活動，將在下文中描述。還將簡要討論用單個FFT同時完成兩個變換時的若干考慮。
1.固定幀排列(Fixed-Frame Alignement) 在一個使用E-TDAC變換的本發(fā)明最佳實施例中，固定幀排列(FFA)不僅允許對一對滿長度信號采樣塊同時處理變換，而且允許對子塊對同時處理變換。FFA產(chǎn)生不變長度的幀，所以幀邊界的排列是固定的或者說是同步的(Synchronous)。然而，將FFA限定到為最大信號采樣塊長度二分之一的選擇的子塊長度。所以，供FFA使用的瞬變信號檢測器要比上文描述的檢測器簡單，其簡單之處在于它的層次結(jié)構(gòu)子幀只由一級構(gòu)成。
圖21a至21c圖形表示在一個單通道系統(tǒng)中的一系列加窗信號采樣塊。塊A和塊B代表已由單個FFA同時變換過的兩塊。如果不是由于發(fā)生了瞬變信號，那么塊c和塊D本來也已經(jīng)同時變換過了。
在圖21a中給出一個瞬變信號，它出現(xiàn)在塊C的后一半(子塊Cb)和塊D的前一半(子塊Da)當(dāng)中。編碼器只需對塊C和塊D中這四個子塊轉(zhuǎn)移到N/2(512)點變換。注意，對于這些子塊使用的窗與最大長度采樣塊使用的相同，即為Woo用于子長Ca和Da的窗Woo的前一半是Wo+，用于子塊Cb和Db的窗Woo的后一半是Wo+和Wo-是欠佳的(suboptimal)，因為它們在兩個邊緣不趨于零。如圖22a所示，使用欠佳窗會使濾波器族的選擇性明顯降低。雖然在含有瞬變信號的子塊內(nèi)較差的編碼器性能一般將被瞬變信號本身所掩蔽，但在瞬變信號之前和之后的較短長度子塊中這種性能降低仍可能被聽到。所以，希望在瞬變狀態(tài)平息之后盡可能快地恢復(fù)使用最大長度信號采樣塊。
用于E-TDAC抵消假頻的FFA需要兩個不同的相位項。圖23a給出的兩個相鄰重迭滿長度信號采樣塊，是在利用相鄰塊重迭相加以抵消時間域假頻之前，從逆修正DST恢復(fù)得來的。被恢復(fù)的信號由兩個分量組成加窗的原始信號(實線)和時間域假頻畸變(虛線)。假頻分量是加窗原始信號的時間逆轉(zhuǎn)復(fù)制品，但時間逆轉(zhuǎn)發(fā)生在兩個分開的區(qū)域。E-TDAC變換的相位項m(見等式1和2)控制這兩個區(qū)域之間的邊界位置。對于正常(normal)E-TDAC，其邊界位于信號采樣塊的中點。所需相位項示于等式6。
圖23b給出的兩個相鄰重迭變換塊是從本發(fā)明的一個實施例在其移到較小子塊長度時利用FFA恢復(fù)的。滿長度塊已從逆修正DCT恢復(fù)了。半長度塊已從逆修正DST恢復(fù)。在DCT塊中的假頻分量與前述相同。但是，如果要利用相鄰塊重迭相加來消去假頻信號，則第一個DST子塊中的假頻分量必須是從一端到另一端完全時間逆轉(zhuǎn)的。對于所有子塊都要求其假頻分量是一端到另一端逆轉(zhuǎn)的。適當(dāng)?shù)南辔豁検? m＝ 1/2 (16) 可以說明，相位項可寫成更一般的形式 m＝ (φ+1)/2 (17) 這里φ＝時間逆轉(zhuǎn)區(qū)域之間邊界的位置。這個公式代表的情況比FFA所要求的更具有一般性，但它需要下文中討論的其他幀控制技術(shù)。
圖23c說明一個信號采樣塊被分成兩個子塊并被兩個窗調(diào)制。右側(cè)的子塊和窗的長度是N/4采樣點。這一子塊內(nèi)的兩區(qū)域之間的邊界位于該子塊從右側(cè)(或者說尾部邊緣)算起N/8采樣點處。在每個N/4采相子塊區(qū)域內(nèi)引起假頻分量時間逆轉(zhuǎn)所需要的相位項是
這里N＝最大信號采樣塊長度。
對于圖21a所示實例，一個單一的FFT能夠同時處理子塊Ca的DCT和子塊Da的DST。類似地，單一FFT能同時處理子塊Cb的DCT和子塊Db的DST。能對塊E和F恢復(fù)最大長度塊的同時處理。
圖21b所示實例只與圖21a所示實例稍有不同。圖21b中所示的瞬變信號在塊D的后一半(子塊Db)中發(fā)生。在這種情況下，由單個FFT來同時處理變換要求在一個比圖21a所示情況要長的區(qū)間內(nèi)使用較短的子塊長度。因此，由于濾波器族選擇性降低所引起的較差的編碼性能要影響到較長的區(qū)間。此時可對子塊對Ca/Da、Cb/Db、Ea/Fa及Eb/Fb進行同時處理DCT/DST塊對?？稍趬KG和H恢復(fù)最大長度塊的同時處理。為消除假頻信號E-TDAC所要求的各子塊相位項與上面公式16給出的相同。
圖21c所示實例與圖21b所示相同，但處理順序稍有不同。對圖21c所示實例，滿長度塊C是單獨變換的。子塊對Da/Ea和Db/Eb是同時變換的。能對塊F和G恢復(fù)最大長度塊的同時處理，然而，現(xiàn)在這個塊對的前一個塊是進行DST變換。這一順序允許本發(fā)明的一個實施例更快地恢復(fù)最大塊長編碼，然而需要一個更快的處理器，因為對塊C到塊下進行變換所需要的計算量比使用固定長度塊同時變換的編碼序列所需要的計算量大20%左右。
2.擴展的固定幀排列 本發(fā)明的一個最佳實施例使用的一種技術(shù)叫做擴展的固定幀排列(Enhanced Fixed-Frame Alignment)(EFA)，它產(chǎn)生一個固定的或同步的幀排列，但允許使用的子塊長度為最大信號采樣塊長度的2的冪次約數(shù)。在本發(fā)明的一個最佳實施例中，EFA技術(shù)可以使用的信號采樣塊長度為1024，512，256及128采樣點。(如下文中所示，在某些限定情況下將使用64個采樣點的塊長。)然而，在實際情況中這個限制并不是嚴格的，只是因為用FFT實現(xiàn)離散變換時對于塊長為2的冪次的情況更為有效。
在能夠充分描述EFA之前，有必要引入“橋變換”(bridgetransform)的概念。橋變換是為從一個信號采樣塊長度向另一個采樣塊長度過渡來搭橋的一種變換。例如，如圖24所示，假定要求本發(fā)明去處理一個N/2采樣點的子塊，接著再處理另一個N/4采樣點的子塊。這時對每個子塊分別完成變換將是可能的。然而，注意到N/2采樣子塊要加窗W6+，而N/4子塊要加窗W1-。兩個窗顯然都是欠佳的，會引起濾波器選擇性的顯著降低。例如可參見圖22a。
一個橋變換通過避免使用W+j和W-j之類窗來使濾波器選擇性的降低程度最小。對于圖24所示實例，橋變換允許一個單一變換使用一個W01窗，而不需要兩個變換各自分別使用W+0和W-1窗。從效果上講，橋變換完成了3N/4采樣長度的一個單一子塊的變換。對W01窗的濾波器響應(yīng)曲線示于圖22b。
圖24也給出了為消除時間域假頻由橋變換所需要的時間逆轉(zhuǎn)區(qū)域。兩個時間逆轉(zhuǎn)區(qū)域的邊界位于含有要進行橋變換的信號采樣的那兩個子塊的彼此邊緣處。這個邊界位于兩個搭橋子塊的右手邊緣起算N/4采樣點處。因此，根據(jù)公式17，對于N/2到N/4的橋變換所需相位項為
這里N＝最大信號采樣塊長度。
圖24所示單個橋變換的計算可以利用一個FFT對3個N/4長子塊計算其變換，然后再進行重新組合操作。這一技術(shù)是本領(lǐng)域中公知的?？蓞⒁奜ppenheim和Schafer的“書”數(shù)字信號處理”Engleloood Cliffs，N.J.Prentice-Hall，Inc.，1975，307-314頁。FFT加上重組合操作也能用于同時處理兩個E-TDAC橋變換。為實現(xiàn)同時處理所需要的預(yù)處理和后處理與Brigham和Lookabaugh針對正常滿長度E-TDAC變換所描述的橋變換需要的預(yù)處理和后處理相同。然而要注意的重要一點是在E-TDAC中的同時處理只是對于具有相同長度和相同相位項的修正DCT和修正DST才是可能的。
利用同時處理允許本發(fā)明的一個實施例采用較慢的處理器。然而，對于本發(fā)明使用ETA的單道通方案，同時處理幾乎沒有得到什么好處。對于使用同時處理的實施例，所選擇的處理器應(yīng)該能夠?qū)Ω蹲顗那闆r的信號瞬變事件。全部滿長度塊的分別變換只給處理器稍微增加了一點負擔(dān)。所以，與利用EFA和同時處理來實現(xiàn)本發(fā)明所需要的處理器相比。利用EFA而不用同時處理來實現(xiàn)本發(fā)明的單通道方案只需要稍微快一點的處理器。
對于雙通道系統(tǒng)，如果兩個通道總是用同時一塊長來編碼，那么用同時處理是有好處的。這可以通過從同一個二進制樹來為道通選擇子塊長度的辦法實現(xiàn)。這個樹可以通過對兩個單獨樹的相應(yīng)節(jié)點進行布爾“或”組合來構(gòu)成，這里的兩個單獨的二進樹是通過它們各自的瞬變信號檢測器來處理各通信號構(gòu)成的。
下文中對EFA的解釋適合于本發(fā)明的單通道實施例，并假定不進行同時處理。
圖26a至26f所示流程圖說明了能用于控制EFA的“幀控制過程”的邏輯流程。圖26a給出這一過程的全貌。其中框2600代表的初始化步驟示于圖26b。這一過程的主體由四個主要部分構(gòu)成。
圖26c所示幀控制的第一步是設(shè)置子塊長度。檢查一個隊列，以確定是否在瞬變信號檢測器的二進制樹上有任何節(jié)點尚未被處理。如果沒有，瞬變信號檢測器則去處理下一個N/2信號采樣點，如上述方式構(gòu)成二進制樹，并把每個葉節(jié)點的級別放入隊列。從隊列中取出第一個條目，并指定為J1。這個值為“當(dāng)前”子塊規(guī)定了所希望的長度。符號J0代表“前一個”子塊的樹節(jié)點級別。如果不曾檢測到瞬變信號，而且瞬變信號檢測器已經(jīng)指出可以使用N采樣點塊長，即J1＝O，那么就必須測試標志“PARTIAL”(部分)以確定是否允許編碼器恢復(fù)滿長度處理。如果不可以，則迫使J1的取值為1，置子塊長度為N/2樣點。
圖26d所示幀控制的第二部分確定所需分析窗長度、變換長度、及E-TDAC相位項。所選窗是Wxy，這里x是由值J0建立的，而y是由值J1建立的。變換長度和相位項的確定方式與圖26b所示情況類似。
第三部分示于圖26e。這一部分通過檢驗標志“TYPE(類型)”來選擇所需變換的類型。這一個二進位標志指出是否應(yīng)完成修正的DCT或修正的DST。
幀控制的第四部分示于圖26f。如果J0和J1雙雙為零，那么便知道剛剛完成了滿長度變換。于是清除“PARTIAL(部分)”和“BRIDGE(橋)”兩個標志。否則，標志“BRIDGE(橋)”被觸發(fā)。正在清除/觸發(fā)步驟之前，這個標志指出是否曾使用過正常變換或橋變換作為當(dāng)前變換。標志“TYPE(類型)”被觸發(fā)，且當(dāng)前子塊長度J1被夠入J0。
如圖26g所示，如果標志“BRIDGE(橋)”是清除的，則處理過程繼續(xù)其第一部分，得到下一個子塊長度。否則，PARTIAL(部分)標志被觸發(fā)，處理過程繼續(xù)其第二部分。
圖25給出單通道系統(tǒng)中加窗信號采樣塊序列。所示瞬變信號發(fā)生在塊C的后一半和塊D的前一半中。瞬變載號檢測器為這一子幀建立的二進制樹示于圖14。為每個子塊指定的相應(yīng)長度適于圖15。編碼器對塊C的處理是首先以W03窗進行9N/16采樣長度的橋變換。其次，使用W33窗完成N/8(128)采樣長度的一個變換。再其次，以W32窗使用長度3N/16采樣的橋變換。在塊C中的剩余N/8采樣留給下一個子幀，與塊E的開始部分一起進行橋變換。
編碼器對塊D的前一半進行二個長度為N/8(128)采樣的變換和一個N/4(256)采樣長度的變換。一個W33窗用于兩個N/8采樣子塊，一個W22窗用于N/4采樣子塊。塊D的后一半用一個N/2長度變換加W11窗。在子塊D使用的窗都是最佳的。
使用橋變換和非對稱窗允許E-TDAC利用由公式17計算的相位項來消掉時間域假頻信號。這一個采樣塊序列所需要的時間逆轉(zhuǎn)區(qū)域及相應(yīng)的相位項示于圖25。
3.動態(tài)幀排列(Dynamic-Frame Alignment) 進行E-TDAC變換的動態(tài)幀排列能夠選擇任意子塊長度L，只要L是偶數(shù)而且大于或等于4。然而由FFT來實現(xiàn)的本發(fā)明實施例只使用最大信號采樣塊長度的2的冪次約數(shù)作為子塊長度。這是因為對于變換長度為2的冪次的情況完成FFT最為有效。對于大多數(shù)情況，DFA不允許對子塊對進行同時的變換處理，但DFA的確改善了編碼器性能，以其允許在瞬變狀態(tài)過去之后編碼器立即返回最大長度信號取樣塊而使編碼器性能超過了FFA或EFA所可能達到的編碼器性能。
DFA與EFA很相似。這兩種技術(shù)之間的主要區(qū)別在于與EFA不同，DFA不限制于保持固定的或同步的幀排列。DFA可以自由地截斷當(dāng)前塊幀并立即轉(zhuǎn)回滿長度信號采樣塊。與此相反，EFA必須保證使用適當(dāng)?shù)淖訅K長度來結(jié)束當(dāng)前幀，然后才能恢復(fù)滿長度塊的處理。
DFA幀控制過程只在少數(shù)幾個方面與EFA幀控制不同。將參考圖26a、26c及26f所示流程圖來解釋這些差別。第一，標志PARTIAL(部分)不象圖26a中框2660所示那樣被觸發(fā)，而是永遠是零。第二，不需要象圖26c中框2611所示那樣進行測試來確定樹節(jié)點隊列是否為“空”，因為這個隊列永遠是空的。第三，不象圖26f中框2644所示那樣觸發(fā)標志BRIDGE(橋)，而是永遠把該標志置零。
DFA瞬變信號檢測器只有一點與EFA檢測器不同對于每次重復(fù)，DFA檢測器并不總是前進N/2個新采樣點。假定瞬變信號檢測器對當(dāng)前子塊選定了要轉(zhuǎn)向(Shift)子塊長度N/8采樣，那么在處理下一個子幀之前瞬變信號檢測器只前進N/8信號采樣點。這樣，與EFA的情況不同，DFA瞬變信號檢測器可能檢驗一個給定信號采樣不只一次。
圖27給出一個單通道系統(tǒng)中的加窗信號采樣塊序列。圖中給出一個瞬變信號，發(fā)生在塊C的后半段。下文中的討論假定瞬變信號檢測器選擇了移向長度為N/8或者說128個采樣的兩個子塊。
編碼器首先開始用W03窗長度為9N/16采樣的橋變換來處理塊C。塊C是一個被截斷的塊，它以長度為N/8(128)采樣的變換使用W33窗結(jié)束。長度為9N/16采樣的橋變換加W30窗用于塊E之中，再返回滿長度塊處理。
編碼器用兩個長度N/8(128)采樣的變換來處理被截斷的塊D。在被截斷的塊D之后立即開始滿長度塊F。請注意塊幀邊界已移動了滿塊長的3/4。
F.系數(shù)量化和格式化 由正變換產(chǎn)生的頻率系數(shù)一般不適于低位速率傳輸或有效存貯。多種量化技術(shù)可以使用，利用信號的冗余性和不相干性(irrelevancy)來減少所需位數(shù)。例如，可參考Jayant和Noll的“波形的數(shù)字編碼”，Englewood Cliffs，N.JPrentice-Hall，Inc.，1984，563-576頁。這一過程由圖1a中框118代表。
如果一個信號成份能被接收器只利用信號中的其余部分便可以預(yù)測出來或提供出來，那么這個信號成份便是冗余的(redundant)。在當(dāng)今技術(shù)中公知的利用信號冗余的技術(shù)有線性預(yù)測編碼、自適應(yīng)預(yù)測編碼和熵(entropy)編碼。
一個信號成份如果被略掉了確不降低所接收信號的可察覺質(zhì)量，則這個信號成份是可有可無的(irrelevant)。已有技術(shù)中有幾種可以利用信號的可有可無性，包括對數(shù)量化、浮點表示、以及基于頻率成份量或音質(zhì)掩蔽效應(yīng)的自適應(yīng)位分配(bit allocation)。
格式化過程把量化的變換系數(shù)與信號采樣塊長度組合在一起以供傳輸或存貯。這一過程由圖1a中的框120代表。在本發(fā)明的一個最佳實施例中，一個具體的子塊長度序列由所有可能的子塊長度序列表中的索引號來代表。例如，表中一個條目將代表子塊長度N/2、N/8、N/8及N/4采樣序列。另一個條目代表8個N/8采樣子塊構(gòu)成的序列。
幀同步位和錯誤檢驗/糾錯代碼可以使用，供格式化數(shù)據(jù)傳輸時需要。數(shù)據(jù)庫指針或關(guān)鍵字可以加入，供格式化數(shù)據(jù)存貯時需要?，F(xiàn)在格式化幀已經(jīng)準備好，可以沿圖1a所示路徑122傳送或存貯。
DFA技術(shù)給信號格式化增加了更大的復(fù)雜性。DFA格式化的一個優(yōu)選方案是利用循環(huán)緩存區(qū)。當(dāng)代表變換系數(shù)的適當(dāng)數(shù)量的數(shù)據(jù)位與附加信息已經(jīng)放入緩存區(qū)時，那些數(shù)據(jù)可以是格式化的，加上幀同步位，然后傳輸或存貯。這允許格式化幀有一個不變長度。固此，使用DFA時的格式化幀不再等效于變換塊幀。DFA格式化幀不保證含有相同數(shù)量的變換塊。固此，由解碼器接收的變換塊長度信息的準確性是至關(guān)重要的，因而應(yīng)該采取某種辦法(例如幾余代碼或錯誤校正代碼)來加以保護。變換塊長度信息出錯會使解碼器不能對那個變換塊及隨后的所有塊進行適當(dāng)?shù)慕獯a，直到重新建立變換塊同步為止。
G.格式解析和系數(shù)線性化 信號通道132或者接收被傳送來的信號或從存貯器取出信號，當(dāng)這樣接收到數(shù)字化的編碼信號時，便開始了格式解析(deformatting)過程。格式解析過程由圖1b中的框134代表。格式解析過程提取解碼器使用的量化變換系數(shù)和信號采樣塊長度。利用在編碼器中對系數(shù)進行量化過程的逆過程來改變換系數(shù)轉(zhuǎn)換成線性表示形式。這一過程由圖1b中框136代表。線性采樣塊長度用于選擇適當(dāng)?shù)暮铣纱昂瘮?shù)和設(shè)置逆變換長度。
H.合成濾波器族-逆變換 圖1b中框138代表一族合成濾波器，它們將格式解析和線性化處理所恢復(fù)的頻率域系數(shù)變換時間域信號采樣塊。圖1a中的分析濾波器族116所用變換的逆變換實現(xiàn)了合成濾波器族138。本發(fā)明的這一實施例中使用的E-TDAC技術(shù)采用的逆變換是交替應(yīng)用修正的逆DCT和修正的逆DST。每個變換的長度設(shè)置成等于從格式化信號中提取出來的每個信號采樣塊長度。所需相位項的計算采用的處理過程與上文描述的本發(fā)明編碼器部分使用的相同。
因為變換系數(shù)中有一半從傳輸或存貯中略掉了(見表達式3和4)，所以必須為逆變換重新建立那些系數(shù)。失掉的DCT系數(shù)可以從所能得到的DCT系數(shù)按公式19所示重新建立。失掉的DST系數(shù)可以按公式20所示重新建立。逆修正的DST由公式21表示，逆修正DST由公式22表示。
C(k)＝-C(N-k) 對N/2≤k＜N (19) S(k)＝-S(N-k) 對N/2＜k≤N (20)
對O≤k＜N(21)
對O≤k＜N(22) 這里 k＝變換系數(shù)序號， n＝信號采樣序號， K＝變換系數(shù)總數(shù)， N＝采樣塊長度， m＝E-TDAC所用相位項(見公式6)， C(k)＝量化的第k個DCT系數(shù)， S(k)＝量化的第k個DST系數(shù)， X(n)＝恢復(fù)的量化信號x(n)。
圖4a-4e及6a-6g說明了分析-合成濾波器族的變換過程。分析濾波器族將時間域信號變換成交替出現(xiàn)的DCT和DST塊序列。逆變換對每隔一個塊應(yīng)用逆DCT，而對這些塊中的另一半應(yīng)用逆DST。如圖5a-5d所示。所恢復(fù)的信號中含有假頻畸變。這一畸變是在其后進行的時間域塊重迭一相加過程(圖1b中框144代表這一過程)中被消去的。下文中討論這一重迭一相加過程。
逆變換的計算是由FFT算法完成的。在逆變換中采用了正變換中使用的同樣技術(shù)，以允許使用單個FFT同時計算一對逆修正DCT和逆修正DST。
圖1b中框140所代表的幀控制過程控制子塊對的排列及逆O-TDAC變換為消除時間域假頻信號所需相位項的選擇。這一過程與本發(fā)明編碼器部分使用的幀控制過程相同。
I.合成窗 圖6a-6g說明了通過對相鄰時間域信號采樣塊進行重迭-相加來消除時間域假頻信號的過程。正如Princen導(dǎo)出的那樣，為消除時間域假頻畸變，E-TDAC變換要求應(yīng)用一個與分析窗完全相同的合成窗并進行相鄰塊的重迭-相加。每個塊重迭100%;50%被前一塊重迭，50%被后續(xù)塊重迭。圖16中框142代表了合成窗調(diào)制過程。分析窗和合成窗的設(shè)計必須滿足下列條件當(dāng)相鄰的乘積窗被重迭時，該分析-合成乘積窗總是相加為單位1。這個重迭一相加過程由圖1b中的框144代表，并示于圖6a-6g。分別從逆DCT和DST恢復(fù)的信號Ya(t)和Ys(t)示于圖6a和6d。每個信號被分成一系列塊。每個信號塊被圖6b和圖6e所示合成窗函數(shù)調(diào)制。結(jié)果生成的信號塊Yc(t)和Ys(t)示于圖6c和6f。以二分之一塊長度重迭的兩個信號相加，產(chǎn)生出信號Y(t)，示于圖6g。信號Y(t)是原始輸入信號的精確重建。
如圖28所示，在塊k和塊k+1之間的重迭區(qū)內(nèi)某些時刻not上的信號采樣是由這兩個塊的每一個中的采樣來代表的。在兩個加窗塊重迭-相加之后，可以看到在時刻not處的恢復(fù)信號采樣為取自加窗塊k和k+1的采樣之和，它可由下式表示 x(not)＝WPk(not)·x(not)+WPk+1(not)·x(not) (23) 這里WPk(not)＝WAk(not)·WSk(not)＝(WAk(not))2， WAk(not)＝塊k中在時刻not的分析窗， WSk(not)＝塊k中在時刻not的合成窗， WAk(not)＝WSK(not)，這是E-TDAC變換所要求的。
如果兩個相鄰乘法窗在其窗重迭區(qū)間之和等于單位1，則乘法窗的調(diào)制效應(yīng)被抵消。所以，如果對塊k和塊k+1之間的重迭區(qū)間內(nèi)所有時間采樣，滿足 WPk(nt)+WPK+1(nt)＝1， (24) 則信號x(nt)可以被精確恢復(fù)。
雖然具有適當(dāng)?shù)闹氐?相加性質(zhì)的任何窗都可用作導(dǎo)出分析-合成窗對的基礎(chǔ)，但在本發(fā)明的一個最佳實施例中使用的窗是從Kaiser-Bessel窗導(dǎo)出的，其α值在4至7范圍內(nèi)。參見公式25。

對O≤n＜N(25) 這里α＝Kaiser-Bessel α因子， n＝窗采樣序號， N＝以采樣點數(shù)表示的窗長度，
窗的導(dǎo)出是用一個長度等于塊長減重迭區(qū)間的矩形窗與一個Kaiser-Bessel窗進行褶積。參見公式26。這一公式可以簡化成公式27。

對O≤n＜N (26)
對O≤n＜N (27) n＝乘法窗采樣序號 V＝窗重迭區(qū)間內(nèi)采樣數(shù)， N＝乘法窗的預(yù)期長度， W(n)＝長度為V+1的開始窗函數(shù)， WP(n)＝長度為N的導(dǎo)出乘法窗，

對O≤K＜N-V 其他情況 對于使用E-TDAC變換的本發(fā)明最佳實施例，分析窗和合成上面導(dǎo)出的乘法窗WP(n)取平方根得到的。分析和合成窗有長度1024、512、256和128采樣點，有100%窗或N/2采樣)。分析窗函數(shù)示于公式28。

對O≤n＜N (28) N∈(128，256，512，1024)， W(n)長度為N+1的Kaiser-Bessel函數(shù);α因子取質(zhì)范圍是4至7。
J.信號輸出 圖1b中框146代表一個常規(guī)的數(shù)-橫轉(zhuǎn)換器，它響應(yīng)數(shù)字輸入，產(chǎn)生一個可變電壓橫擬信號。數(shù)字信號取自重迭-相加過程產(chǎn)生的24位整數(shù)字的16個最高有效二進制位。橫擬輸出應(yīng)由一個通帶寬度為15KHz(對20KHz編碼器為20KHz)的低通濾波器來濾波。該濾波器示于圖1b中的框148。所恢復(fù)的適于放大的聲音信號可以圖1b中所示輸出終端150得到。
Ⅱ.本發(fā)明的另一個O-TDAC實施例 本發(fā)明的另一個實施例利用的變換稱作“奇迭時間域抵消假頻(Oddly-Stacked Time-Domain Aliasing Cancellation)(O-TDAC)。下面的描述討論本發(fā)明的E-TDAC和O-TDAC方案在實現(xiàn)中的差別。
A.正變換 O-TDAC利用的變換函數(shù)是修正的離散余弦變換(DCT)，示于等式29。

對O≤K＜N 這里k＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， N＝采樣塊長度， m＝O-TDAC所用相位項(見等式6)， x(n)＝輸入信號x(t)在采樣n的量化值， C(k)＝第k個DCT系數(shù)。
O-TDAC變換產(chǎn)生一組譜系數(shù)或變換塊，其形式是

對于O≤k＜ (N)/2 (30) 對于k＝ (N)/2 這里i＝信號采樣塊序號， C(k)＝DCT系數(shù)(見等式29)。
所用的計算算法是快速付立葉變換(FFT)。與E-TDAC方案不同，O-TDAC的實現(xiàn)不能用單一FFT來同時變換兩個信號采樣塊。然而，利用與E-TDAC方案中采用的“先乘-變換-后乘處理”相類似的技術(shù)可以把變換的復(fù)雜性從N2減小為N·logN3計算。前乘步驟將信號采樣x(n)的實數(shù)值序列轉(zhuǎn)變成一個復(fù)數(shù)，其值序列是用復(fù)數(shù)函數(shù)
來乘信號采樣點。這里， j＝

-1， n＝輸入信號采樣序號， N＝采樣塊長度。
由FFT實現(xiàn)的離散付立葉變換將修改過的信號采樣轉(zhuǎn)換成一組變換系數(shù)。因為FFT是復(fù)數(shù)變換，修正過的信號采樣組的實部和虛部能被同時變換。最后，后乘(Postmultiply)步驟得到DCT系數(shù)。這一過程由下面的等式32和33表示
C(k)＝R(k)cos〔2π(k+ 1/2 ) (m)/(N) 〕+Q(k)sin〔2π(k+ 1/2 ) (m)/(N) 〕 (33) 這里j＝

-1， n＝輸入信號采樣序號， N＝采樣塊長度， k＝頻率系數(shù)序號， m＝O-TDAC的相位項(參見等式6)， R(k)＝系數(shù)X＊(k)的實部， Q(k)＝系數(shù)X＊(k)的虛部， C(k)＝第k個DCT系數(shù)。
在本發(fā)明的單通道方案最佳實施例中，每個信號采樣塊用FFT分別變換。一個塊構(gòu)成一幀。在雙通道系統(tǒng)中，從兩個通道中的每一個得到的信號采樣塊由FFT處理變換的DCT1/DCT2塊對。這個塊對構(gòu)成一幀。
Princen指出適當(dāng)?shù)南辔环至縨(見式b)和精心設(shè)計的分析-合成窗對，O-TDAC技術(shù)能從形如 ｛C(K)｝0，｛C(K)｝1，｛C(K)｝2 ｛C(K)｝3，…… (34) 的一組余弦變換塊精確地恢復(fù)輸入信號。
O-TDAC變換和假頻信號消除過程與E-TDAC變換的情況很相似，這一過程示于圖29a-29e、30a-30d及31a-31g。其主要區(qū)別是假頻信號分量的形式。對于采樣信號塊的前一半，假頻分量是輸入信號相對于采樣編四分之一點處的時間逆轉(zhuǎn)圖象，但它的振幅的符號與輸入信號的符號相反。對于采樣信號塊的后一半，其假頻信號是相對于采樣塊四分之三點的時間逆轉(zhuǎn)，而其符號不變。參見圖30b和30d。
分析窗和合成窗的設(shè)計和使用都與E-TDAC的情況完全相同。參見圖31a-31g。上文中對E-TDAC討論的幀排列技術(shù)在這里也同樣有效。
在O-TDAC中使用適應(yīng)性信號采樣塊長度時，與E-TDAC的情況所需要的考慮相比，并不需要再作其他額外的考慮，只是FFA技術(shù)所用的變換相位項的選擇這一點除外。圖32中給出消除假頻信號所需要的相位項，圖中顯示出信號采樣塊為C至E，這是由逆O-TDAC變換恢復(fù)而來的一組三個重迭的滿長度變換塊。根據(jù)FFA技術(shù)，塊D和E已被分段成為子塊。
為了利用重迭-相加來實現(xiàn)假頻信號的消除，在子塊Da和Do中的假頻分量必須在時間上逆轉(zhuǎn)，并且其振幅要從加窗原始信號那里翻轉(zhuǎn)得來。請注意，在圖31a中這一逆轉(zhuǎn)/翻轉(zhuǎn)特性是對于O-TDAC在左手區(qū)由假頻分量產(chǎn)生出來的。所以，逆轉(zhuǎn)區(qū)之間的邊界必須放在該子塊右手邊緣處。由式17，我們知道子塊Da和Ea所需相位項是 m＝ 1/2 (35) 在子塊Db和Eb中的假頻分量只是在時間上逆轉(zhuǎn)。這一特性對O-TDAC是在右手區(qū)表現(xiàn)出來的。所以，逆轉(zhuǎn)區(qū)之間的邊界中必須放在該子塊的左手邊緣。根據(jù)式17，所需相位項應(yīng)是
這里N＝最大信號采樣塊長度。
對于O-TDAC使用FFA的確定相位項的一般規(guī)律如下。對于每個滿長度塊中的第一子塊，其變換使用的相位項如式35所示。對于所有的滿長度塊以及在每個滿長度塊中的第二子塊，其相位項如式36所示。
B.逆變換 DCT系數(shù)中有一半從傳輸或存貯中略掉，然后利用式37所示關(guān)系從所能得到的DCT塊中重新建立起來。逆修正DCT示于式38。
C(k)＝-C(N-k) 對N/2≤k＜N (37)
對O≤n＜N (38) 這里k＝變換系數(shù)序號， n＝信號采樣序號， K＝變換系數(shù)數(shù)， N＝采樣塊長度， m＝E-TDAC的相位項(見式6)， C(k)＝第k個量化DCT系數(shù)， X(n)＝恢復(fù)的量化系數(shù)X(n)。
在應(yīng)用O-TDAC實現(xiàn)逆變換時，利用與正變換中使用的相類似的“前乘-變換-后乘”處理，使計算復(fù)雜性從N2減少到N·logN2。這一過程將實數(shù)值DCT系數(shù)變成一組修正的復(fù)數(shù)值系數(shù)，利用逆FFT同時變換修正系數(shù)的實部和虛部(IFFT)，再從“后乘”得到時間域信號，如下列等式所示。
X＊(n)＝IFFT｛C(k)e-j2π (m)/(N) ｝對O≤n＜N (39) X(n)＝r(n)COS〔π (n+m)/(N) 〕-q(n)Sin〔π (n+m)/(N) 〕 對O≤n＜N (40) 這里j＝

-1， m＝O-TDAC的相位項(見式6)， N＝采樣塊長度， k＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， r(n)＝采樣X＊(n)的實部， q(n)＝采樣X＊(n)的虛部， X(n)＝恢復(fù)的量化信號X(n)。
其后進行的加窗、重迭-相加、及信號輸出處理與上文中描述的本發(fā)明E-TDAC實施例的情況完全相同。
C.自適應(yīng)使用E-TDAC和O-TDAC變換 由上面的討論，一個熟悉本門技術(shù)的人應(yīng)該理解，自適應(yīng)地在E-TDAC和O-TDAC之間進行選擇也是可能的，選擇分析窗和合成窗的過程與上面描述的相同。為消除時間域假頻信號所需的相位項的計算也將遵循上面討論的相同原則。
變換選擇可以用來改善瞬變信號的編碼器性能或為其他感興趣的信號特征來改善編碼器性能。例如，通過在這兩個TDAC變換之間來回改變，編碼器/解碼器系統(tǒng)能借助自適應(yīng)地移動頻率倉的中心頻率來改善單調(diào)(single-tone)信號的編碼。這是可能的，因為對這兩種變換各自的頻率倉帶寬有差異。如圖33a所示，E-TOAC變換倉零(直流分量)和倉N/2有帶寬等于所有其他倉帶寬的二分之一。然而，對于O-TDAC變換，每個頻率倉是等間隔的。見圖33b。在本發(fā)明的一個最佳實施例中使用1024采樣點的塊長，采樣率為44.1KHq，有可能例如將倉1的頻率從21.5Hq移到43Hq，這只需從E-TDAC變換轉(zhuǎn)移到O-TDAC變換就可以實現(xiàn)。
Ⅲ.本發(fā)明的另一種DFT實施例 對于大多數(shù)應(yīng)用，E-TDAC是最佳選擇，然而，E-TDAC編碼器所需信號處理資源(resources)比以離散付立葉變換(DFT)為基礎(chǔ)的編碼器所需資源要多。使用DFT實現(xiàn)編碼器需要較少存貯器和較低處理速度。本發(fā)明的DFT實施例的基本結(jié)構(gòu)與圖1a和圖1b所示相同，只是沒有使用合成窗調(diào)制器142。
下面的描述討論了本發(fā)明的DFT變換方案和E-TDAC變換方案的區(qū)別。
A.瞬變信號檢測器和幀控制 上文中描述的關(guān)于E-TDAC實施例的瞬變信號檢測器邏輯在概念上與DFT實施例的相同，只是其檢測器分析整個塊的采樣而不是只分析半個塊的采樣。固此，幀控制過程盡管在概念上與E-TDAC的相似，但一次選擇各子塊長度是針對一個滿長度塊，而不是只對半塊子幀長度來選擇各子塊長度。
B.加窗 因為E-TDAC變換與DFT變換之間的差異，其分析窗與E-TDAC編碼器使用的分析窗不同。選擇一個能減少輸入信號采樣塊重迭量的窗設(shè)計是很重要的，因為DFT不是臨界采樣的，也就是說，對于重迭區(qū)間的信號采樣，其傳輸速率或數(shù)據(jù)存貯量都是要加倍的。使用100%重迭的分析窗會使DFT編碼器需要將近兩倍于E-TDAC編碼器所需的位速率。
這樣，在本發(fā)明的一個DFT實施例中使用的滿長度塊優(yōu)選窗顯示出在大區(qū)間上有一倍增益，從而把塊重迭長度由N/2(512)采樣減小到16個采樣。這一減小降低了數(shù)字濾波器的阻帶抑制水平，但與E-TDAC編碼器的情況相比它只引起數(shù)據(jù)速率的適度增加。
從DFT窗族中導(dǎo)出一個窗的方式與E-TDAC實施例中導(dǎo)出汞積窗WP(n)所用方式類似。對于DFT實施例，核(Kernel)Kaiser-Bessel函數(shù)長度為17采樣點，其α固子之值在1.5至3范圍內(nèi)。參見式25。DFT分析窗是由Kaiser-Bessel窗與一個矩形窗被積得到的。對于窗W00，該矩形窗的長度是1008采樣點(塊長1024點減去重迭區(qū)間的16個點)。類似地，對窗W33其矩形窗的長度是112采樣(或者說128-16)。將這些值代入式27，得到的這兩個窗函數(shù)是
這里W(n)＝Kaiser-Bessel函數(shù)，其長度為17采樣點，其α因子取值區(qū)間是1.5至3。
C.分析濾波器族-正變換 DFT實現(xiàn)其濾波器族，表達式是
對O≤n＜N (43) 這里j＝

-1， k＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， N＝信號采樣塊最大長度， x(n)＝輸入信號x(t)在采樣點n處的量化值， X(k)＝第k個變換頻率系數(shù)。
D.合成窗族-逆變換 DFT實現(xiàn)其逆濾波器族，表達式是
對O≤K＜N (44) 這里j＝

-1， k＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， N＝信號采樣塊最大長度， x(n)＝在采樣點n處的恢復(fù)的最化信號x(t)， X(k)＝第k個變換頻率系數(shù)。
E.合成窗 如上所述，DFT不需要使用合成窗。
F.其他變換 可以使用任何正交變換而不偏離本發(fā)明的精神和目的。利用上面對于DFT所討論的各種考慮，根據(jù)瞬變信號的存在或任何其他信號特性來自適應(yīng)地選擇任一正變變換也是可能的。例如，本發(fā)明的一個實施例可以在正常情況下使用式45所示通常DCT，但選擇式46所示通常DST來編碼含有瞬變信號的子塊。其逆DCT和逆DST分別示于式47和48。

這里K＝頻率系數(shù)序號， n＝輸入信號采樣序號， N＝最大信號采樣塊長度， x(n)＝輸入信號x(t)在采樣點n處的量化值， X(k)＝第k個變換頻率系數(shù)，
對＜＞0 1 否則。
表 a1ja2j ai1-1.641731 0.678759 ai2-1.809110 0.853238 b0jb1jb2j bi10.830277 -1.659936 0.830277 bi20.941365 -1.878653 0.941365 表Ⅰ 2KHz高通濾收器系數(shù) a1ja2j ai1-1.266438 0.416893 ai2-1.517035 0.709569 b0jb1jb2j bi10.671333 -1.340665 0.671333 bi20.852569 -1.690380 0.852569 表Ⅱ 4KHz高通濾收器系數(shù) 比值閥 子幀級別號 子塊長度 TAjTDj 1 512 5.0 0.2000 2 256 10.0 0.1000 3 128 13.3 0.0752 表Ⅲ 瞬變信號檢測器增大-衰減閥值
權(quán)利要求
1、一個用于對采樣和量化的寬頻帶模擬聲音信息進行高質(zhì)量編碼的編碼器，包括
分析信號特性的裝置，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊的裝置。
用加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣的分析窗裝置，以及
響應(yīng)分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊以產(chǎn)生頻率域變換系數(shù)的裝置，該裝置由利用離散變換函數(shù)來處理分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊的裝置構(gòu)成，所述利用離散變換函數(shù)的裝置根據(jù)信號特性的分析結(jié)果來選擇一個變換函數(shù)。
2、根據(jù)權(quán)利要求1的一個編碼器，這里所述將采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊的裝置根據(jù)信號特性的分析結(jié)果來改變信號采樣塊的長度。
3、根據(jù)權(quán)利要求2的編碼器，這里所述分析窗裝置根據(jù)信號特性分析結(jié)果來選擇加權(quán)函數(shù)。
4、根據(jù)權(quán)利要求1的編碼器，這里所述分析窗裝置根據(jù)信號特性分析結(jié)果來選擇加權(quán)函數(shù)。
5、一個用于對采樣的量化的寬頻帶模擬聲音信息進行高質(zhì)量編碼的編碼器，包括
分析信號特性的裝置，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成具有一定長度的時間域信號采樣塊的裝置，該裝置根據(jù)信號特性分析結(jié)果來改變信號塊的長度，
用加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣的分析窗裝置，以及
響應(yīng)分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊以產(chǎn)生頻率域變換系數(shù)的裝置，該裝置由利用離散變換來處理分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊的裝置構(gòu)成。
6、根據(jù)權(quán)利要求5的編碼器，這里所述分析窗裝置根據(jù)信號特性分析結(jié)果來選擇加權(quán)函數(shù)。
7、高質(zhì)量再生數(shù)字編碼寬頻帶模擬聲音信息的解碼器，這里的信息是由編碼器進行數(shù)字編碼的，該編碼器將采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊;用加權(quán)函數(shù)調(diào)制分析窗中的每個信號采樣塊;響應(yīng)分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊來生成頻率域變換系數(shù)，其所用離散變換函數(shù)是根據(jù)信號特性分析結(jié)果選定的;該編碼器還產(chǎn)生信號特性分析信息。該解碼器包括
響應(yīng)頻率域變換系數(shù)而產(chǎn)生時間域信號采樣塊的裝置，所述裝置由利用逆離散變換函數(shù)來處理頻率域變換系數(shù)的裝置構(gòu)成，以及
根據(jù)信號特性分析信息來選擇逆離散變換系數(shù)的裝置。
8、根據(jù)權(quán)利要求7的解碼器，這里用于將信息數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析信息來改變信號采樣塊的長度，該解碼器還包括根據(jù)信號特性分析信息改變所述時間域信號采樣塊長度的裝置。
9、根據(jù)權(quán)利要求8的解碼器，這里用于將信息數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析信息來選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器還包括用一個加權(quán)函數(shù)來調(diào)制時間域信號采樣塊的合成窗裝置，所述合成窗裝置具有的窗函數(shù)特性能補償在時間域的分析窗調(diào)制效應(yīng)。合成窗裝置根據(jù)信號特性分析信息來選擇窗函數(shù)。
10、根據(jù)權(quán)利要求7的解碼器，這里用于將信息數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析信息選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器還包括用一個加權(quán)函數(shù)來調(diào)制時間域信號采樣塊的合成窗裝置，所述合成窗裝置具有的窗函數(shù)特性能補償在時間域的分析窗調(diào)制效應(yīng)。合成窗裝置根據(jù)信號特性分析信息來選擇窗函數(shù)。
11、高質(zhì)量再生數(shù)字編碼寬頻帶模擬聲音信息的解碼器，這里的信息是由編碼器進行數(shù)字編碼的，該編碼器將采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域采樣信號塊;分析信號特性;根據(jù)信號特性分析信息改變信號采樣塊長度;用加權(quán)函數(shù)調(diào)制在分析窗內(nèi)的每一個信號采樣塊;響應(yīng)分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊來生成頻率域變換系數(shù)，并產(chǎn)生信號特性分析信息。該解碼器包括
根據(jù)頻率域變換系數(shù)和塊長度信息產(chǎn)生時間域信號采樣塊的裝置，該裝置是由對頻率域變換系數(shù)應(yīng)用逆離散變換函數(shù)的裝置構(gòu)成，以及
根據(jù)信號特性分析信息改變所述時間域信號采樣塊長度的裝置。
12、根據(jù)權(quán)利要求11的解碼器，這里用于對信息進行數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析信息來選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器還包括以一個加權(quán)函數(shù)來調(diào)制時間域信號采樣塊的合成窗裝置，所述合成窗裝置具有的加權(quán)函數(shù)特性能補償時間域中分析窗的調(diào)制效應(yīng)，合成窗裝置根據(jù)信號特性分析信息選擇加權(quán)函數(shù)。
13、用于高質(zhì)量再生寬頻帶模擬量聲音信息的數(shù)字編碼器/解碼器系統(tǒng)，包括一個編碼器和一個解碼器，所述編碼器包括
用于分析信號特性的裝置，
用于對所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊的裝置，
以一個加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣塊的分析窗裝置，
響應(yīng)分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊來產(chǎn)生頻率域變換系數(shù)的裝置，該裝置由對分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊使用一個離散變換函數(shù)的裝置構(gòu)成，所述使用離散變換函數(shù)的裝置根據(jù)信號特性分析來選擇變換函數(shù)，所述解碼器包括
根據(jù)頻率域變換系數(shù)來產(chǎn)生時間域信號采樣塊的裝置，所述手段由對頻率域變換系數(shù)使用逆離散變換的裝置構(gòu)成，以及
根據(jù)信號特性分析信息選擇逆離散變換函數(shù)的裝置。
14、用于再生寬頻帶模擬量聲音信息的一個數(shù)字編碼器/解碼器系統(tǒng)，包括一個編碼器和一個解碼器，所述編碼器包括
分析信號特性的裝置，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組按一定長度構(gòu)成時間域信號采樣塊的裝置，所述裝置根據(jù)信號特性分析信息改變信號塊長度。
用加權(quán)函數(shù)調(diào)制每個信號采樣塊的分析窗裝置，及
響應(yīng)分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊，產(chǎn)生頻率域變換系數(shù)的裝置，所述裝置由對分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊使用離散變換函數(shù)的裝置構(gòu)成，以及
所述解碼器包括
根據(jù)頻率域變換系數(shù)和塊長信息產(chǎn)生時間域信號采樣塊的裝置，該裝置由對頻率域變換系數(shù)使用逆離散變換函數(shù)的裝置構(gòu)成，以及
根據(jù)信號特性分析信息改變所述時間域信號采樣塊長度的裝置。
15、對采樣和編碼的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼的方法，包括步驟
分析信號特性，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊
用分析窗加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣塊，以及
對分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊使用離散變換函數(shù)，借以根據(jù)分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊來產(chǎn)生頻率域變換系數(shù)，所述離散變換函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息來選擇的。
16、根據(jù)權(quán)利要求15的對采樣和量化的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼的方法，這里述所信號塊根據(jù)信號特性分析信息改變其長度。
17、根據(jù)權(quán)利要求16的對采樣和量化的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼的方法，這里的加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息來選擇的。
18、根據(jù)權(quán)利要求15的對采樣和量化的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼的方法，這里的加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息來選擇的。
19、對采量和量化的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼的方法，包括步驟
分析信號特性，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成有一定長度的時間域信號采樣塊，所述裝置據(jù)根信號特性分析信息改變信號塊長度，
用分析窗加權(quán)函數(shù)調(diào)制信號采樣塊，以及
對分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊作用一個離散的變換函數(shù)，借以從分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊產(chǎn)生出頻率域變換系數(shù)。
20、根據(jù)權(quán)利要求19的一種對采樣和量化的寬頻帶模擬量聲音信號進行高質(zhì)量編碼的方法，其中加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息選擇的。
21、一種高質(zhì)量再生數(shù)字編碼的寬頻帶模擬量聲音信號的解碼方法，其中用于對信息進行數(shù)字化編碼的編碼器將采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊;用一個加權(quán)函數(shù)對每個在分析窗內(nèi)的信號塊進行調(diào)制;由分析窗加權(quán)的時間域信號采樣塊生成頻率域變換系數(shù)，其作法是采用根據(jù)信號特性分析所選定的一個離散變換函數(shù);并產(chǎn)生信號特性分析信息，該解碼方法還包括步驟
將離散逆變換函數(shù)作用于頻率域變換系數(shù)，從而由頻率域變換系數(shù)產(chǎn)生出時間域信號采樣塊，以及
根據(jù)信號特性分析信息選擇離散逆變換函數(shù)。
22、根據(jù)權(quán)利要求21的一種高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的一種解碼方法，其中用于對信息進行數(shù)字編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析來改變信號采樣塊的長度，該解碼器還包括根據(jù)信號特性分析信息來選擇所述時間域信號采樣塊的長度。
23、根據(jù)權(quán)利要求22的一種高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的一種解碼方法，用于對信息進行數(shù)字編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析來選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器還包括用加權(quán)函數(shù)調(diào)制時間域信號采樣塊，所述加權(quán)函數(shù)的特性能使其補償時間域的分析窗調(diào)制效應(yīng)，該加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息而選定的。
24、根據(jù)權(quán)利要求21的一種高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的一種解碼方法，其中用于對信息進行數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特性分析來選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器進一步包括用一個加權(quán)函數(shù)對時間域信號采樣塊進行調(diào)制，所述加權(quán)函數(shù)的特性能使其補償時間域的分析窗調(diào)制效應(yīng)，其加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息來選定的。
25、一種高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的解碼方法，其中的信息被一個編碼器進行數(shù)字編碼，該編碼器將采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊;根據(jù)信號特性分析改變信號采樣塊的長度;用加權(quán)函數(shù)調(diào)制每個在分析窗內(nèi)的信號采樣塊;根據(jù)分析窗加權(quán)的時間域采樣信號塊來產(chǎn)生效率域變換系數(shù);異產(chǎn)生信號特性分析信息。該解碼方法還包括步驟
對頻率域變換系數(shù)作用一個離散逆變換函數(shù)，借以從頻率域變換系數(shù)和塊長信息產(chǎn)生出時間域信號采樣塊，以及
根據(jù)信號特性分析信息改變所述時間域信號采樣塊長度。
26、根據(jù)權(quán)利要求25的一種高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的解碼方法，其中用于對信息進行數(shù)字化編碼的編碼器也根據(jù)信號特征分析來選擇分析窗加權(quán)函數(shù)，該解碼器進一步包括用合成窗加權(quán)函數(shù)對時間域信號采樣塊進行調(diào)制，所述加權(quán)函數(shù)的特性能使其補償在時間域中的分析窗調(diào)制效應(yīng)，該加權(quán)函數(shù)是根據(jù)信號特性分析信息來選定的。
27、對采樣和量化的寬頻帶模擬量聲音信息進行高質(zhì)量編碼和高質(zhì)量再生被數(shù)字化編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的方法，特編碼方法包括
分析信號特性，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成時間域信號采樣塊，
用分析窗加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣塊，以及
對分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊作用一個離散變換函數(shù)，從而由分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊來生成頻率域變換系數(shù)，所述離散變換函數(shù)是根據(jù)信號特性分析來選定的，以及其解碼方法包括
對頻率域變換系數(shù)作用一個離散逆變換，從而由頻率域變換系數(shù)產(chǎn)生出時間域信號采樣塊，以及
根據(jù)信號特性分析信息選擇離散逆變換函數(shù)。
28、對采樣塊量化的寬頻帶模擬量聲音信號進行高質(zhì)量編碼和高質(zhì)量再生被數(shù)字編碼的寬頻帶模擬量聲音信息的一種方法，其解碼方法包括
分析信號特性，
將所述采樣和量化的寬頻帶聲音信息分組構(gòu)成有一定長度的時間域信號采樣塊，所述裝置根據(jù)信號特性分析來改變信號塊的長度，
用分析窗加權(quán)函數(shù)來調(diào)制每個信號采樣塊，以及
對分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊作用一個離散變換函數(shù)，從而由分析窗加權(quán)時間域信號采樣塊產(chǎn)生出頻率域變換系數(shù)，其解碼方法包括
對頻率域變換系數(shù)作用一個離散逆變換函數(shù)，從而由頻域域變換系數(shù)和塊長度信息產(chǎn)生出時間域信號采樣塊，以及
根據(jù)信號特性分析信息來改變所述時間域信號采樣塊的長度。
全文摘要
一種音樂信號等聲音信號的高質(zhì)量低速率數(shù)字變換編碼，通過對每一聲音采樣段自適應(yīng)地選擇一種最佳變換，窗函數(shù)及變換塊長，實現(xiàn)變換代碼中時間分辨力和頻率分辨力之間的最佳權(quán)衡。它適用所有離散的正交變換。其正交性保證通過正/反變換精確地再現(xiàn)信號。自適應(yīng)地選擇正交變換的塊長，而不丟失信息，即無量化誤差。本發(fā)明的最佳實施例中，也將自適應(yīng)技術(shù)與非正交變換一起使用，該自適應(yīng)塊長選擇保持了變換特性；(1)在無系數(shù)量化誤差的情況下完全消除了假頻；(2)臨界采樣。選擇變換相位項以消除時域假頻。
文檔編號G10L19/02GK1055830SQ9110216
公開日1991年10月30日 申請日期1991年4月6日 優(yōu)先權(quán)日1990年4月12日
發(fā)明者格蘭特·阿蘭·戴維森 申請人:多爾拜實驗特許公司