專利名稱：：在不連續(xù)傳輸期間產(chǎn)生安慰噪聲的改進方法在這里根據(jù)美國專利法35條§119(e)要求以96年11月15日提交的、臨時專利申請60/031047、名稱為“在不連續(xù)傳輸期間產(chǎn)生安慰噪聲的方法”、發(fā)明人KariJrvinen，PekkaKapanen，VesaRuoppila和JaniRotola-Pukkila為優(yōu)先權。還根據(jù)美國專利法35條§119(e)要求以96年11月19日提交的、名稱為“在不連續(xù)傳輸期間產(chǎn)生安慰噪聲的方法”、發(fā)明人為KariJrvinen，PekkaKapanen，VesaRuoppila和JaniRotola-Pukkila的臨時專利申請為優(yōu)先權。這些臨時專利申請在這里全部引用并供參考。本發(fā)明一般涉及語音通信領域，特別涉及不連續(xù)傳輸(DTX)和在不連續(xù)傳輸期間改進安慰噪聲(CN)的質(zhì)量。不連續(xù)傳輸用于移動通信系統(tǒng)中以便在語音間歇期間關斷無線電發(fā)射機。DTX的使用節(jié)約移動站中的電源和增加電池充電之間所要求的時間。它還減少總干擾電平，因此改善傳輸質(zhì)量。但是，如果信道完全切斷，則在語音間歇期間，與該語音一起發(fā)送的背景噪聲也消失了。結果在傳輸?shù)慕邮斩耸遣蛔匀坏陌l(fā)聲音頻信號(無聲)。在本領域已知道，在語音間歇期間不是完全切斷傳輸，而是產(chǎn)生表征背景噪聲的參數(shù)，和在無聲描述符(SID)幀中以低速率經(jīng)過空中接口發(fā)送這些參數(shù)。這些參數(shù)在接收側用于產(chǎn)生背景噪聲，它還可能反映在發(fā)送側的背景噪聲的頻譜和暫時內(nèi)容。表征該背景噪聲的這些參數(shù)稱為安慰噪聲(CN)參數(shù)。安慰噪聲參數(shù)典型地包括語音編碼參數(shù)的子集特別是合成濾波器系數(shù)和增益參數(shù)。但是，應該注意，在一些語音編碼的一些安慰噪聲評價方案中，部分安慰噪聲參數(shù)是從語音編碼參數(shù)中導出的，而其它安慰噪聲參數(shù)例如從語音編器中可得到的但不經(jīng)過空中接口發(fā)送的信號中導出。在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中假定利用頻譜平坦的噪聲(即白噪聲)可以是夠好地激勵。在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中，通過一個語音編碼器合成濾波器饋送本地產(chǎn)生的，頻譜平坦的噪聲產(chǎn)生該安慰噪聲。但是，這樣的白噪聲序列不能產(chǎn)生高質(zhì)量的安慰噪聲。這是因為最佳的激勵序列不是頻譜平坦的，但可以具有頻譜傾斜或者甚至較大的偏離平坦頻譜特性。取決于背景噪聲的類型，最佳激勵序列的頻譜例如可具有低通或高通特性。由于隨機激勵與正確的或最佳激勵之間的這個不相符，在接收側產(chǎn)生的安慰噪聲發(fā)聲不同于在發(fā)送側的背景噪聲。所產(chǎn)生的安慰噪聲例如可能比它應該的聲音顯著地“更亮”或“更暗”。在DTX期間，背景噪聲的頻譜內(nèi)容在有效語音(即語音編碼繼續(xù))和語音間歇(即安慰噪聲產(chǎn)生繼續(xù))之間變化。在安慰噪聲中的這個聽得見的不同因此使可由用戶覺察到的傳輸質(zhì)量的降低。在語音編碼系統(tǒng)中，諸如在GSM系統(tǒng)的全速率(FR)，半速率(HR)和增強的全速率(EFR)語音信道中，安慰噪聲參數(shù)以低速率發(fā)送。例如，在FR和EFR信道中這個速率是每24幀只一次(即每480毫秒)。這意味著安慰噪聲參數(shù)只是大約每秒更新兩次。這個低傳輸率不能準確地代表背景噪聲的頻譜和臨時特性，因此，在DTX期間不能避免背景噪聲質(zhì)量的某些降級。在DTX期間在諸如GSM數(shù)字蜂窩系統(tǒng)中出現(xiàn)的另一個問題涉及在語音脈沖串之后和在實際傳輸終止之前引入的幾個語音幀的釋放延遲周期。如果語音脈沖串低于某個門限持續(xù)時間，則它可被翻譯為背景噪聲尖峰，而在這種情況下該語音脈沖串不接著釋放延遲周期。在傳輸終止之前，該釋放延遲周期用于計算在安慰噪聲參數(shù)消息(或無聲描述符(SID)幀)中發(fā)送到接收側的在發(fā)送側的背景噪聲特性的估計。如上所述，所發(fā)送的背景噪聲估計在接收側用于產(chǎn)生具有類似于在傳輸終止時的發(fā)送側背景噪聲的特性的安慰噪聲。在類似于GSMFR和HR的DTX機制的已知類型的DTX機制中，采用非預測安慰噪聲量化方案。由此，接收側不必知道在語音脈沖串末尾是否存在釋放延遲周期。但是，在GSMEFR中，采用有效預測安慰噪聲量化方案，而釋放延遲周期的存在是在接收側本地評價以幫助安慰噪聲去量化。這包含小的計算負荷和許多要執(zhí)行的程序指令。如果在發(fā)送側背景噪聲不穩(wěn)定而是顯著地變化，則出現(xiàn)另一個問題。在這個情況下在平均周期內(nèi)可能存在單個幀或少量的幀，在該平均周期某些或全部語音編碼參數(shù)提供差的典型背景噪聲特性。當語音激活檢測或VAD算法將激活語音期間的無語音末尾翻譯為“無語音”，或者穩(wěn)定的背景噪聲包含強的脈沖型噪聲脈沖串，可出現(xiàn)類似的情況。因為在已知類型的DTX系統(tǒng)中平均周期的短持續(xù)期間，所以故障條件的語音編碼參數(shù)可足以顯著地改變該平均的結果，而得到的平均CN參數(shù)不能準確地表征該背景噪聲。這導致該背景噪聲與安慰噪聲之間電平或頻譜或者二者不相符。取決于在語音(語音和背景噪聲的正常語音編碼)期間或在語音間歇(由安慰噪聲產(chǎn)生而產(chǎn)生的)期間是否收到，由于背景噪聲發(fā)聲與用戶不同，因此傳輸質(zhì)量受損害。更詳細地講，在DTX釋放延遲周期由VAD算法宣布為“無語音”幀的任何幀經(jīng)過空中接口發(fā)送，和語音編碼參數(shù)被緩存以便能夠評價第一SID幀的安慰噪聲參數(shù)。第一SID幀在DTX釋放延遲周期結束之后立即發(fā)送。因而DTX釋放延遲周期的長度由平均周期的長度確定。因此，為使系統(tǒng)的信道激活性最小，平均周期應固定在相對短的長度上。在敘述本發(fā)明之前，回顧在發(fā)送側產(chǎn)生安慰噪聲參數(shù)和在接收側產(chǎn)生安慰噪聲的常規(guī)電路和方法是有效益的。關于這方面首先參見圖1a-1d。參見圖1a，從線性預測編碼(LPC)分析框101的語音信號100中計算短期頻譜參數(shù)102。LPC是現(xiàn)有技術中眾所周知的方法。為簡化起見，這里所討論的只是該合成濾波器只具有短期合成濾波器的情況，已認識到在大多數(shù)現(xiàn)有技術系統(tǒng)中，諸如在GSMFR、HR和EFR編碼器中，合成濾波器被構成為短期合成濾波器和長期合成濾波器的級聯(lián)。但是，為了敘述的目的，無需討論長期合成濾波器。而且，在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中在安慰噪聲產(chǎn)生期間典型地切斷長期合成濾波器。LPC分析為每個傳輸幀一次產(chǎn)生一組短期頻譜參數(shù)102。幀持續(xù)期間取決于該系統(tǒng)。例如，在所有GSM信道中幀長度設定為20毫秒。語音信號饋送入反相濾波器103以便產(chǎn)生剩余信道104。反相濾波器的形式為A(z)=1-Σi=1Ma(i)z-i---(1).]]>濾波器系數(shù)a(i)，i＝1，…，M是在LPC分析中產(chǎn)生的并且每幀更新一次。正如在現(xiàn)有技術的語音編碼中已知的內(nèi)插法可應用在反相濾波器103中來獲得幀之間濾波器參數(shù)的平滑改變。反相濾波器103產(chǎn)生是最佳激勵信號的剩余信號104，和當在接收側饋入合成濾波器1/A(Z)112時產(chǎn)生準確的語音信號100(參見圖1b)。在激勵增益計算框105中對每個傳輸幀測量激勵序列的能量和計算標度增益106。激勵增益106和短期頻譜系數(shù)102在幾個傳輸幀內(nèi)進行平均以獲得平均頻譜特征和背景噪聲的臨時內(nèi)容。平均典型地在GSMFR信道的4幀至8幀期間進行。如對GSMEFR信道的情況那樣。要平均的參數(shù)在方框107a和108a中緩存平均周期的持續(xù)時間(見圖1d)。平均過程在方框107和108中進行，因此產(chǎn)生表征背景噪聲的平均參數(shù)。這些參數(shù)是平均激勵增益gmean和平均短期頻譜系數(shù)。在現(xiàn)代語音編解碼中，典型地有10個短期頻譜系數(shù)(M＝10)，如在GSMEFRDTX系統(tǒng)中那樣，這些系數(shù)通常表示為線譜對(LSP)系數(shù)fmean(i)，i＝1，…，M。雖然這些參數(shù)典型地在傳輸之前被量化，為了簡化在本說明書略去了量化，所執(zhí)行的量化的準確類型與理解如在下面所述的本發(fā)明的操作無關。簡單地參見圖1b，示出了平均方框107和108，每個方框典型地包括各自的緩沖器107a和108a，分別輸出緩存信號107b和108b到平均方框。在敘述圖4和5中所示的本發(fā)明實施例時，更要注意下面的緩沖器107a和108a。在GSM建議GSM06.62“增強全速率(EFR)語音業(yè)務信道的安慰噪聲方面”中詳細地說明安慰噪聲參數(shù)的計算和平均。而且通過舉例，在GSM建議GSM06.81“用于語音業(yè)務信道的增強全速率(EFR)的不連續(xù)傳輸(DTX)”中說明不連續(xù)傳輸，和在GSM建議GSM06.82“用于增強全速率(EFR)語音信道的話音激活檢測(VAD)”中敘述話音激活檢測(VAD)。因此，在這里不再討論這些各個功能的細節(jié)。參見圖1b，示出了接收側的常規(guī)解碼器的方框圖，在現(xiàn)有技術的語音通信系統(tǒng)中此解碼器用于產(chǎn)生安慰噪聲。解碼器接收兩個安慰噪聲參數(shù)平均激勵增益gmean和平均短期頻譜系數(shù)fmean(i)組，i＝1，…，M，和該解碼器根據(jù)這些參數(shù)產(chǎn)生安慰噪聲。在接收側的安慰噪聲產(chǎn)生操作類似于語音解碼，除了以顯著低的速率(例如，在GSMFR和EFR信道中那樣，每480毫秒一次)使用這些參數(shù)和沒有從語音編碼器接收激勵信號之外。在語音解碼期間，從包含多個可能的激勵序列的代碼本中得到接收側的激勵，而代碼本中特定激勵矢量的指數(shù)與其它語音編碼參數(shù)一起發(fā)送。至于語音解碼的詳細敘述和代碼本的使用，例如可參見JariHaggvist，KariJrvinen，Kari-PekkaEstola和JukkaRanta的美國專利5327519、名稱為“脈沖碼型激勵的線性預測話音編碼器”，其說明整個地引用在這里供參考。但是，在安慰噪聲產(chǎn)生期間，不發(fā)送該代碼本的指數(shù)，而代之以從隨機數(shù)或激勵(RE)發(fā)生器110得到該激勵。RE發(fā)送器110產(chǎn)生具有平坦頻譜的激勵矢量114。激勵矢量114則由標度單元115中的平均激勵增益gmean標度，使得它們的能量相應于發(fā)送側的激勵104和平均增益。然后，得到的標度隨機激勵序列111輸入到語音合成濾波器112以產(chǎn)生安慰噪聲輸出信號113。平均短期頻譜系數(shù)fmean(i)用于語音合成濾波器112中。圖1C表示與圖1b的現(xiàn)有技術解碼器的不同部分中的信號相關的頻譜。RE發(fā)生器110產(chǎn)生具有平坦頻譜的隨機數(shù)激勵序列114(和標度的激勵111)。這個頻譜以曲線A表示。然后語音合成濾波器112修改該激勵以產(chǎn)生非平坦頻譜，如曲線B中所示的。如上所討論的，對于常規(guī)的安慰噪聲產(chǎn)生技術存在很多問題。這些問題包括隨機激勵與正確的或最佳的激勵之間不相符，導致在接收側產(chǎn)生的安慰噪聲與在發(fā)送側的實際背景噪聲聲音不同。本發(fā)明的目的是減少或消除這些問題。因此本發(fā)明的第一目的和優(yōu)點是提供在不連續(xù)傳輸期間產(chǎn)生安慰噪聲的改進方法，和使由于不連續(xù)傳輸?shù)氖褂靡鸬男盘栙|(zhì)量損失最小。本發(fā)明還有一個目的和優(yōu)點是提供改進的安慰噪聲產(chǎn)生方法，能夠更好地表征背景噪聲和在不連續(xù)傳輸期間進一步提供改進的安慰噪聲的質(zhì)量及改進的傳輸質(zhì)量。本發(fā)明的另一個目的和優(yōu)點是提供增強的安慰噪聲產(chǎn)生技術，消除或減少非代表安慰噪聲的產(chǎn)生，和采用減小的平均時間。利用根據(jù)本發(fā)明的實施例的方法和設備，上述和其它問題被克服了，而且實現(xiàn)本發(fā)明的目的及優(yōu)點，其中提供在不連續(xù)傳輸(DTX)中產(chǎn)生安慰噪聲(CN)的改進方法。本發(fā)明提供安慰噪聲產(chǎn)生的改進方法，其中利用頻譜控制濾波器修改隨機激勵，使得安慰噪聲和背景噪聲的頻率成份相似。根據(jù)本發(fā)明的教導，具有平坦頻譜分布的常規(guī)的隨機激勵不用作安慰噪聲產(chǎn)生期間的激勵。該隨機激勵而是被適當?shù)匦薷?，使得安慰噪聲更準確地表征出現(xiàn)在通信的發(fā)送側的背景噪聲的頻譜。這產(chǎn)生改進的安慰噪聲質(zhì)量。本發(fā)明方法的步驟包括在發(fā)送側計算隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)。在接收側，該頻譜控制參數(shù)用于修改隨機激勵，使得所產(chǎn)生的安慰噪聲的頻譜成分更準確地相符于在發(fā)送側的實際背景噪聲的頻譜成分。在語音間歇期間隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)與其余的安慰噪聲參數(shù)一起計算并然后發(fā)送到接收側。根據(jù)本發(fā)明的方法，第一步驟在發(fā)送側計算隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)。這些參數(shù)與其它CN參數(shù)一起發(fā)送到接收側。在接收側，RESC參數(shù)在加到合成濾波器之前用于形成激勵的頻譜成分。還根據(jù)本發(fā)明，在平均參數(shù)時，去掉或應用中間替代方法代替在平均周期內(nèi)所有的或預定數(shù)量的不正常狀況的語音編碼參數(shù)。在本發(fā)明的這個實施例中，步驟是執(zhí)行在平均周期內(nèi)各個幀之間測量彼此的語音編碼參數(shù)的距離、根據(jù)測量的距離將這些參數(shù)排順序、找出在該平均周期內(nèi)具有到其它參數(shù)最大距離的參數(shù)、和如果該距離超過預定的門限，以在該平均周期內(nèi)具有到其它參數(shù)最小測量距離(即中間值)的參數(shù)代替這些參數(shù)。中間值的參數(shù)被認為具有在該平均周期內(nèi)的參數(shù)中間最忠實地代表背景噪聲特性的值。在這個過程之后，可用任何希望的方法進行語音編碼參數(shù)的平均。而且，本發(fā)明實施例的教導不改變在DTX系統(tǒng)的接收側接收和使用CN參數(shù)的方式。除了從平均周期中除去不正常狀況的CN參數(shù)和因而改進了安慰噪聲質(zhì)量之外，本發(fā)明的這個實施例還有其它的優(yōu)點。例如，在現(xiàn)有技術的DTX系統(tǒng)中，要求使用較長的平均周期，以便減少在該平均中不正常狀況的參數(shù)的影響。使用本發(fā)明有利地允許使用比在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中更短的平均周期，因為減少了不正常狀況參數(shù)對平均操作的影響。而且，在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中，由于較長的平均周期而要求較長的釋放延遲周期，因此增加信道活動性。利用本發(fā)明的這個實施例使較短的平均周期變得可能也從而能夠減少DTX釋放延遲周期，因此減少信道的活動性。此外，在現(xiàn)有技術DTX系統(tǒng)中，由于采用較長的平均周期，CN平均算法要求大量的靜態(tài)存儲器。利用本發(fā)明取得的縮短的平均周期的另外優(yōu)點是CN平均算法要求的靜態(tài)存儲器的數(shù)量減少了。當結合附圖閱讀時，在隨后的本發(fā)明的詳細敘述中本發(fā)明的上述及其它特性更清楚了，其中圖1a是在發(fā)送側產(chǎn)生安慰噪聲參數(shù)的常規(guī)電路的方框圖。圖1b是在接收側用于產(chǎn)生安慰噪聲的常規(guī)解碼器的方框圖。圖1c表示與在圖1b的現(xiàn)有技術解碼器的不同部件中的信號相關的頻譜。圖1d更詳細地表示圖1a中所示的平均方框圖；圖2a是根據(jù)本發(fā)明在發(fā)送側產(chǎn)生安慰噪聲參數(shù)電路的方框圖；圖2b是根據(jù)本發(fā)明在接收側用于產(chǎn)生安慰噪聲的解碼器方框圖；圖2c表示與圖2b的解碼器相關的頻譜；圖3a是根據(jù)本發(fā)明在發(fā)送側產(chǎn)生安慰噪聲參數(shù)電路的第二實施例的方框圖；圖3b是根據(jù)本發(fā)明在接收側的解碼器的第二實施例的方框圖；圖4和5各為根據(jù)本發(fā)明的實施例在DTX數(shù)字通信系統(tǒng)發(fā)送側評價安慰噪聲參數(shù)電路的方框圖；圖6是常規(guī)語音編碼器的方框圖；圖7和8是說明圖6的常規(guī)語音編碼器輸出的時序圖；圖9是常規(guī)語音解碼器的方框圖；所有這些在說明表示本發(fā)明的另一個實施例的圖10所示的語音解碼器是有用的。圖11a-11g表示RESC濾波器的示例頻率響應。圖12示出適用于實現(xiàn)本發(fā)明的移動站；圖13示出連接到無線通信系統(tǒng)基站的移動終端，該無線通信系統(tǒng)也適用于實現(xiàn)本發(fā)明；圖14是表示正常釋放延遲過程的時序圖，其中Nelapsed表示從更新的安慰噪聲(CN)參數(shù)的最后出現(xiàn)算起過去的幀數(shù)，和其中Nelapsed等于或大于24；圖15是表示其中Nelapsed小于24時短語音脈沖串的處理的時序圖。首先敘述編碼和解碼安慰噪聲二者的常規(guī)技術?，F(xiàn)有參見表示根據(jù)本發(fā)明的電路和方法的第一實施例的圖2a-2c。在圖2a和2b中，也在圖1a和1b中出現(xiàn)的單元同樣地編號。首先注意，“SID平均周期”是GSM相關的詞組，而“安慰噪聲平均周期”或“CN平均周期”是IS、641，RevoA相關的詞組。為了本發(fā)明的目的，這兩個語組在下面的敘述中可能互換地使用。同樣地，詞組“SID幀”和“安慰噪聲參數(shù)消息”或“CN參數(shù)消息”可互換地使用。在圖2a中，示出根據(jù)本發(fā)明在發(fā)送側產(chǎn)生安慰噪聲參數(shù)設備的方框圖。根據(jù)本發(fā)明的新穎操作以虛線204與現(xiàn)有技術已知的操作區(qū)別開。根據(jù)本發(fā)明的這個實施例，從反相濾波器103輸出的剩余信號104進行進一步分析(諸如LPC分析)產(chǎn)生另一組濾波系數(shù)。在這里稱為隨機激勵(RE)LPC分析200的第二分析典型地是比在方框101中進行的LPC分析更低的程序。隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)rmean(i)通過在平均方框203中的幾個連續(xù)幀中平均從RELPC分析方框200來的頻譜參數(shù)201得到，i＝1，…，R。RESC參數(shù)表征該激勵的頻譜。應該注意，RESC參數(shù)不是語音編碼參數(shù)的子集，但是只在安慰噪聲產(chǎn)生期間產(chǎn)生和使用。本發(fā)明人已發(fā)現(xiàn)第一和第二階的LPC分析足以產(chǎn)生RESC參數(shù)(R＝1或2)。但是，也可使用頻譜模型而不是LPC技術的全極點模型。該平均可替代地由RELPG分析方框200通過平均LPC參數(shù)計算內(nèi)的自相關系數(shù)或者利用LPC系數(shù)計算內(nèi)的任何其它合適的平均技術進行。RESC參數(shù)的平均周期可與用于其它CN參數(shù)的平均周期相同，但是不限于只是相同的平均周期。例如，已經(jīng)證明比常規(guī)CN參數(shù)所用的平均周期更長的平均周期可能是有利的。因此，不使用7幀的平均周期，反而較長的平均周期可能更好(例如10-12幀)。在計算激勵增益之前，LPC剩余信號104饋入第二反向濾波器HRESC(Z)202。這個濾波器產(chǎn)生頻譜控制的剩余信號205，它一般具有比LPC剩余信號104更平坦的頻譜。隨機激勵頻譜控制(RESC)反向濾波器HRESC(Z)可能是全零濾波器形式(但不限于只是這個形式)HRESC(z)=1-Σi=1Rb(i)z-i,---(2)]]>激勵增益從頻譜平坦的剩余信號205計算。否則，圖2a中的操作類似于上面對于圖1a所述的操作?，F(xiàn)在參見圖2b，示出根據(jù)本發(fā)明在接收側用于產(chǎn)生舒適噪聲的解碼器的方框圖。在該解碼器中，激勵212是利用隨機激勵發(fā)生器110先產(chǎn)生白噪聲激勵序列114，然后在標度方框115中以gmean進行標度形成的。頻譜平坦的噪聲序列111然后在隨機激勵頻譜控制(RESC)濾波器211中處理，這產(chǎn)生具有正確頻譜成分的激勵。RE頻譜控制濾波器211執(zhí)行與圖2a編碼器中采用的RESC反向濾波器202的反向操作。在發(fā)送側使用等式(2)的RESE反向濾波器，在接收側使用的RE頻譜控制濾波器211是以下型式的1/HRESC(z)=11-Σi=1Rb(i)z-i.---(3)]]>定義濾波系數(shù)b(i)的RESC參數(shù)的rmean(i)作為CN參數(shù)的一部分發(fā)送到接收側，i＝1，…，R，并且用在RE頻譜控制濾波器211名，使得合成濾波器112的激勵適合于頻譜加權，因此一般不是頻譜平坦的。RESC參數(shù)rmean(i)可與濾波系數(shù)b(i)相同，i＝1，…，R，或者它們可使用能對傳輸有效量化的某些其它參數(shù)表示法，諸如LSP系數(shù)。圖11a-11g表示RESC濾波器211的示例頻率響應?？梢灾?，本發(fā)明因此提供新穎的CN激勵發(fā)生器210。在審查中，新穎的CN激勵發(fā)生器210產(chǎn)生在RE發(fā)生器110中的頻譜平坦的隨機激勵。該頻譜平坦的激勵則適合于利用平均增益標度器115進行標度。為了產(chǎn)生安慰噪聲的正確頻譜和為了避免該安慰噪聲的頻譜與背景噪聲的頻譜之間不相符，該隨機激勵饋入RE頻譜控制濾波器211。然后頻譜控制激勵212用在語音合成濾波器112中產(chǎn)生具有與在發(fā)送側出現(xiàn)的實際背景噪聲頻譜改善的相符的安慰噪聲。RESC參數(shù)不是在語音信號處理期間使用的語音編碼參數(shù)的子集，而只是在安慰噪聲計算期間計算的。只是為了在語音間歇期間產(chǎn)生安慰噪聲的改進的激勵的目的才計算和發(fā)送RESC參數(shù)。在編碼器中的RESC反向濾波器202和在解碼器中的RESC濾波器211只用于控制隨機激勵頻譜的目的。圖2C表示根據(jù)本發(fā)明在安慰噪聲產(chǎn)生期間圖2b的解碼器內(nèi)的一些信號的頻譜。RE發(fā)生器110產(chǎn)生具有曲線A所示的平坦頻譜的隨機數(shù)序列。這個頻譜與圖1C的曲線A所示的頻譜相同。信號114和111具有這個平坦的頻譜，注意在方框115中出現(xiàn)的增益標度不影響該頻譜的形狀。然后自噪聲序列111饋入RE頻譜控制濾波器211產(chǎn)生對LPC合成濾波器的激勵212。改進的激勵序列212一般具有非平坦的頻譜(曲線C)，和這個非平坦頻譜的效應在合成濾波器112輸出信號113的頻譜中可觀察到(曲線D)。激勵序列212可以是低通或高通型的，或者可呈現(xiàn)更復雜的頻率成分(取決于RESC濾波器的階)。頻譜控制由RESC參數(shù)確定的，該RESC參數(shù)在發(fā)送側計算并作為安慰噪聲的一部分發(fā)送到接收側，如上所述的。圖3a和3b表示本發(fā)明的另一個實施例。圖3a與圖2a相比，可看到這個實施例中激勵增益的計算從LPC剩余信號104開始進行，而不從來自RESC反向濾波器202的剩余信號開始。在圖3a的實施例中因此不要求RESC反向濾波器202，并可省去。與圖3a的編碼器一起使用的接收側的解碼器示于圖3b。當與圖2b比較時，可注意到激勵的標度(方框115)被移到RE頻譜控制濾波器211的輸出。否則，圖3a及3b的編碼器及解碼器的操作類似于圖2a及圖2b所示的編碼器及解碼器的操作?，F(xiàn)在參見圖4，示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例在TX側評價安慰噪聲參數(shù)的電路方框圖。這個實施例解決上述問題，這些問題在平均周期內(nèi)有一個幀或少量幀時出現(xiàn)，在該平均周期中的一些或所有的語音編碼參數(shù)給出差的典型背景噪聲特性。根據(jù)本發(fā)明的這個實施例的操作利用虛線300及310區(qū)別于現(xiàn)有技術已知的操作。根據(jù)本發(fā)明的這個實施例，緩存在方框107a和108a中的語音編碼參數(shù)在加到平均方框107及108用于計算平均激勵增益gmean和平均短期頻譜系數(shù)fmean(i)之前進行門限中間替換過程。在這個過程中，如果符合特定條件，具有非典型的背景噪聲值的平均周期內(nèi)的參數(shù)以被認為是該實際背景噪聲的典型的參數(shù)值即中間值替換。首先，討論在方框107平均之前執(zhí)行由方框300指示的有關標度值的激勵增益系數(shù)g的操作。在平均周期中緩存在方框107a中的激勵增益值107b組被傳送到方框301，在其中根據(jù)它們的值被排順序。每個激勵增益值在該組中有它自己的指數(shù)。排順序的增益參數(shù)302組傳送到中間替換方框303，其中那些L激勵增益值與中間值相差最大，當差值超過預定的門限時，以參數(shù)值的中間值替換。每個單獨參數(shù)值和中間值之間的差值在方框304中計算，和這個計算的差的絕對值超過門限的激勵增益值的指數(shù)作為信號305發(fā)送給中間替換方框303。平均周期的長度N最好是一個奇數(shù)。在這個情況下，排序組的中間值是它的第((N+1)/2)個單元。確定替換參數(shù)數(shù)量的變量L可認為是0和N-1之間的一個值。L也可以是一個預定值(即一個常數(shù))。如果存在單個的激勵增益值，使得該激勵增益值和中間值之間的差超過預定的門限，則選擇器307轉(zhuǎn)換到從中間替換方框303得到平均方框107的激勵增益值309作為信號308的位置。但是，如果對于每個激勵增益值，該增益值與中間值之間的差不超過預定門限，則選擇器307被轉(zhuǎn)換，使得輸入到平均方框107的參數(shù)309直接從緩沖器方框107a得到。選擇器307的轉(zhuǎn)換狀態(tài)由門限方框304利用信號306進行控制。接著，討論在方框108中平均之前有關LSP系數(shù)f(k)的方框310的操作，K＝1，…，M。在平均周期中緩存在方框108a中的LSP系數(shù)108b組傳送給方框311。在平均周期中第i幀的LSP系數(shù)fi(k)到該平均周期中第j幀的LSP系數(shù)fj(k)的頻譜距離根據(jù)下式近似ΔRij=Σk=1M(fi(k)-fj(k))2,---(4)]]>式中M是LPC模型的階，和fi(k)是在該平均周期中第i幀的第K個LSP參數(shù)。為了得到i幀的LSP系數(shù)fi(k)到長度N的平均周期內(nèi)所有其它幀j＝1，…N，i≠j的頻譜距離ΔSi，頻譜距離ΔRij的和計算如下ΔSi=Σj=1,j≠iNΔRij,---(5)]]>對于所有i＝1，…，N(ΔRij＝0即，離開它本身的參數(shù)的距離為零)。在式(4)和(5)中所表示的操作在方框311中進行。頻譜距離可使用許多其它的LPC濾波器表示式近似，例如，見1976年IEEETransactionsonAcoustics，Speech，andSignalProcessing，第24卷第380-391頁A.H.Gray，Jr.和J.D.Markel的文章“語音處理的距離測量”。而且導抗頻譜對(ImmittancespectralPairs)(ISP)可類似線路頻譜對那樣使用，例如見1993年4月ProceedingsofIEEEInternationalConferenceonAcoustics，Speech，andSignalProcessing，Minneapolis，Minnesota，第2卷第9-12，27-30頁Y.Bistritz和S.Peller的文章“語音編碼的導抗頻譜對(ISP)”。在該平均周期內(nèi)在方框311中已找到每個LSP矢量fi的頻譜距離ΔSi，這些距離312傳送給方框313。在排順序方框313中，頻譜距離按照它們的值排順序。每個頻譜距離值以指數(shù)相關到平均周期內(nèi)的一個LSP矢量。在具有該平均周期內(nèi)的最小距離ΔSi的矢量fi被認為該平均周期的中間矢量fmed，i＝1，2，…N，其距離以ΔSmed表示。該平均周期內(nèi)的LSP系數(shù)矢量fi的組在方框313中按照頻譜距離所找到的順序進行排序。從方框313得到的這個排序的LSP矢量314組傳送給中間替換方框315。在方框315中，P(0≤P≤N-1)LSP矢量fi以中間fmed代替。這些P矢量的指數(shù)在方框316中通過比較i＝1，2，…，N的ΔSi與中值ΔSmed確定。因此對于其ΔSi-ΔSmed大于門限的fi的指數(shù)通過信號317傳送到中間替換方框315。如果對一些i＝1，2，…，N的差值ΔSi-ΔSmed大于一個門限，則選擇器319被轉(zhuǎn)換到這樣的位置平均方框108從中間替換方框315接收參數(shù)321作為信號320。但是，如果對于所有i＝1，2，…N，ΔSi-ΔSmed小于門限，則選擇器319轉(zhuǎn)換到這樣的位置在該位置中到平均方框108的輸入信號321通過信號108(b)直接從緩沖器方框108(a)得到。選擇器319利用門限方框316利用信號318進行控制。圖5表示本發(fā)明的另一個實施例。在這個實施例中，按照本發(fā)明的操作利用虛線400區(qū)別于現(xiàn)有技術知道的操作。雖然在圖4所示的和上面敘述的實施例中對激勵增益值g和LSP矢量fi的中間運算是獨立地進行的，但在圖5的實施例中這兩個參數(shù)組一起處理如下。如果確定單個幀中的參數(shù)以中間值代替，則那個幀的激勵增益值g和LSP矢量fi二者以包含中間參數(shù)的那幀的相應參數(shù)代替。為了找到用于中間代替的幀的順序，平均周期的第i幀和第j幀的參數(shù)之間近似距離ΔRij的式(4)被改變?yōu)榭紤]激勵增益值g和LSP矢量fi如下ΔTij=Σk=1M(fi(k)-fj(k))2+w(gi-gj)2,---(6)]]>式中M是LPC模型的階，fi(k)是平均周期的第i幀的第K個LPS參數(shù)，而gi是第i幀的激勵增益參數(shù)。為了找到對所有i＝1，…，N的幀i參數(shù)到長度N的平均周期內(nèi)的所有其它幀j＝1，…，N，i≠j的參數(shù)的距離ΔSi，在計算ΔTij之后應用式(5)。然后使用距離ΔTij代替式(5)中的距離ΔRij以式(5)和(6)表示的過程在方框401中進行。根據(jù)激勵增益值或根據(jù)該頻譜距離選擇加權系數(shù)W以便獲得執(zhí)行中間替換之間的主觀最佳折衷。通過利用典型用戶進行測試找到主觀最佳折衷。在方框401中已找到平均周期內(nèi)每一幀的距離ΔSi之后，這些距離402傳送到排序方框403。在排序方框403中，按照它們的值排序這些距離。每個距離以一個指數(shù)相關到平均周期內(nèi)的一幀。在平均周期內(nèi)具有最小距離ΔSi的幀被認為是具有參數(shù)gmead和fmed的平均周期的中間幀，i＝1，2，…，N，其距離表示為ΔSmed。在方框403中被排序的激勵增益值利用信號107b從緩沖器107a傳送到該方框，而LSP系數(shù)利用信號108b從緩沖器108a傳送到該方框。如上所說明的，平均周期內(nèi)的參數(shù)組在方框403中按照它們的頻譜距離ΔSi找到的順序排順序。從方框403得到的排序的系數(shù)組作為信號404并在405中傳送到中間替換方框406。在方框406中，L(0≤L≤N-1)幀的參數(shù)gi和fi以中間幀的參數(shù)gmed和fmed代替。通過在方框407中比較i＝1，2，…，N的ΔSig與中間ΔSmed，確定這些L矢量的指數(shù)并且作為信號408傳送到中間替換方框406。如果差ΔSi-ΔSmed大于方框407中的門限，則參數(shù)gi和fi以中間替換方框406中的gmed和fmed代替。L的值可以預定的最小值和最大值為界。如果對于一些i＝1，2，…，N，差ΔSi-ΔSmed大于一個門限，則選擇器410被轉(zhuǎn)換，使得平均方框108從中間替換方框406接收參數(shù)321作為信號411，和平均方框107從中間替換方框406接收參數(shù)309作為信號412。但是，如果對于所有的i＝1，2，…，N，ΔSi-ΔSmed小于一個門限，則選擇器410被轉(zhuǎn)換，使得到平均方框108的輸入信號321通過信號108b直接從緩沖器方框108a直接得到，到平均方框107的輸入信號309通過信號107b直接從緩沖器方框107a得到。選擇器410利用門限方框407以信號409控制。除了從單個距離減去中間距離(即通過計算ΔSi-ΔSmed)，每個單個距離和中間距離之間的差可在方框316和407中例如通過將單個距離除以中間距離(即通過計算ΔSi-ΔSmed)進行計算。在大多數(shù)情況下這可能是一個最好的方法，因為它找到一個相關的或標稱化的單個距離離開中間距離的偏差，而與距離ΔSi和ΔSmed的絕對值無關。在敘述本發(fā)明的另一個實施例之前參見圖6，該圖是發(fā)送(TX)側語音編碼器DTX系統(tǒng)的簡化方框圖。來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器600的輸入信號601在語音編碼器602中一幀一幀地處理。如前所述，該幀長度典型地為20ms。語音信號601的取樣頻率一般為8KHz。語音編碼器602一幀一幀地編碼該輸入語音為參數(shù)603組，這些參數(shù)被發(fā)送到數(shù)字移動無線電單元的無線電子系統(tǒng)611，以便發(fā)送到接收(RX)側。DTX機制的操作由在TX側執(zhí)行的話音活動檢測(VAD)間接控制。VAD604的基本功能是區(qū)分存在語音的噪聲與不存在語音的噪聲。VAD604連續(xù)地操作來評價輸入信號包含語音或不包含語音。VAD604的操作是根據(jù)語音編碼器602和它的內(nèi)部變量605。VAD604的輸出是二進制VAD標志606，當存在語音時它為1，而當沒有語音時它等于零。例如，如在GSM06.82中所規(guī)定的，VAD604在一幀一幀的基礎上操作。語音編碼器DTX處理器612連續(xù)地傳送以二進制SP標志607單個地標明的業(yè)務幀到無線電子系統(tǒng)611。SP標志607給無線子系統(tǒng)611指示由DTX處理器612傳送的業(yè)務幀是語音幀(SP標志＝“1”)或是所謂的無聲描述符(SID)幀(或者安慰噪聲參數(shù)消息)(SP標志＝“0”)。無線子系統(tǒng)611根據(jù)SP標志607的狀態(tài)控制在空中接口上傳輸?shù)膸陌才?。與前述DTX使用相關的基本問題是與語音一起發(fā)送的背景音頻噪聲在空中接口上的傳輸終止時可能消失，導致在RX側的背景噪聲的不連續(xù)。由于DTX轉(zhuǎn)換可能迅速地出現(xiàn)，已經(jīng)證明這個影響對收聽者是不能采用的。這在具有高背景噪聲電平的環(huán)境如汽車中特別是這樣。最壞的情況，這個影響可導致該語音變?yōu)椴豢啥?。對這個問題的目前最好解決方案是在傳輸終止時在RX側產(chǎn)生類似于TX側背景噪聲的合成噪聲(即安慰噪聲)。如上所述，安慰噪聲產(chǎn)生所要求的參數(shù)在TX側的語音編碼器(圖6的方框608)中評價并且在無線電傳輸切斷之前在SID幀中發(fā)送到RX側，此后以相對低速率傳輸，這允許在RX側語音不活動期間產(chǎn)生的安慰噪聲適應在TX側背景噪聲的改變。已經(jīng)證明，如果在TX側評價的安慰噪聲參數(shù)適當?shù)卮硪纛l背景噪聲的電平和頻譜包絡，則在RX側可產(chǎn)生良好的主觀質(zhì)量的安慰噪聲。背景噪聲的這些特征經(jīng)常隨時間稍有變化，因此為了得到好的表示法，描述背景噪聲電平和頻譜包絡的語音編碼器的參數(shù)需在幾個語音幀中進行平均。在GSM全速率和增強全速率語音編碼器(見GSM06.31和GSM06.81)的DX系統(tǒng)中，SID平均周期的長度分別是20毫秒持續(xù)時間的4個語音幀和8個語音幀。在傳輸切斷之前，為了在語音脈沖串的末尾評價和發(fā)送包含安慰噪聲參數(shù)的第一SID幀到RX側，引入上述釋放延遲周期。釋放延遲周期是VAD604已檢測到語音不活動(即VAD標記606＝“0”)但語音幀的傳輸還未切斷(即SP標志606＝“1”)的一個周期。關于這方面還可參見圖7。在釋放延遲周期，由于VAD604已檢測到語音不活動性，這保證該語音幀只包含噪聲(和無語音)，因此這些釋放延遲幀可用于語音編碼器參數(shù)的平均以評價安慰噪聲參數(shù)。釋放延遲周期的長度由SID平均周期的長度確定，即釋放延遲周期的長度必須足夠長，以便能夠在得到的安慰噪聲參數(shù)在SID幀中被發(fā)送之前完成參數(shù)的平均。在GSM全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中，釋放延遲周期的長度等于4幀(SID平均周期的長度)，因為安慰噪聲評價技術只使用來自前面的幀的參數(shù)以便使更新的SID幀可用。在GSM增強全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中，釋放延遲周期的長度等于7幀(SID平均的長度減1)因為8幀的SID平均周期的參數(shù)可在處理第一SID幀的同時從該語音編碼器得到。圖7示出在GSM增強全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中釋放延遲周期和SID平均周期的概念。在釋放延遲周期的末尾發(fā)送第一SID幀，和只要VAD604繼續(xù)檢測到語音不活動性，安慰噪聲評價算法繼續(xù)評價背景噪聲特性并逐幀地傳送更新的SID幀到無線電子系統(tǒng)611。TXDTX處理器612使用標記609通知安慰噪聲評價算法608SID平均周期完成。標記609通常復位為“0”并且在更新的SID幀傳送到無線電子系統(tǒng)611時上升為“1”。當標記609上升時，安慰噪聲評價算法608執(zhí)行參數(shù)的平均以便使得更新的SID幀對于無線電子系統(tǒng)611是可用的。更新的SID幀發(fā)送到無線電子系統(tǒng)611以及寫入SID存儲方框610，方框610存儲最近的SID幀供稍后使用。在語音脈沖串末尾，如果從最后SID幀計算并傳送到無線電子系統(tǒng)開始已過去了少于24幀，則最后SID幀重復地從SID存儲器610取出并傳送給無線電子系統(tǒng)611。這情況出現(xiàn)直到新的更新SID幀可用，即這過程繼續(xù)直到再次完成SID平均周期。由于不需要在能夠計算新的SID幀的語音脈沖串末尾插入釋放延遲周期，這個技術減少了在短背景噪聲尖峰被翻譯為語音的情況下的傳輸活動性。圖8表示沒有釋放延遲的最長可能的語音脈沖串。二進制標記613用于發(fā)信號通知SID存儲器610何時在SID存儲器610中存儲新的、更新的SID幀以及何時從SID存儲器610中發(fā)送最近更新的SID幀到無線電子系統(tǒng)611。SID存儲器610確定在SD標記607為“0”時的每幀期間是存儲還是發(fā)送該SID幀。在GSM增強全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中，也需要二進制標記614通知噪聲評價算法有關釋放延遲周期的結束。標記614通常復位到“0”，并在第一SID幀在語音脈沖串后被發(fā)送時，如果前面是釋放延遲周期，標記614上升到“1”保持一幀的持續(xù)期間。圖9是DTX系統(tǒng)接收(RX)側的語音解碼器的方框圖。在語音解碼器702逐幀地處理來自數(shù)字移動無線單元的無線電子系統(tǒng)700的輸入語音編碼器參數(shù)701組，以便合成提供給數(shù)模轉(zhuǎn)換器704的語音信號703。數(shù)模轉(zhuǎn)換器704為收聽用戶產(chǎn)生音頻信號。RXDTX系統(tǒng)從該無線電子系統(tǒng)接收二進制SP標志705，這反映TX側SP標志的操作，即當收到語音幀時SP標志＝“1”，和當收到SID幀或傳輸終止時SP標志＝“0”。也從無線電子系統(tǒng)700接收的二進制標記706通知安慰噪聲產(chǎn)生算法707新接收的SID幀的存在，即該標記通常復位到“0”，而當SP標志705為“0”以及收到新SID幀時上升至“1”。當SP標志705＝“0”，即不連續(xù)傳輸激活時，語音解碼器702的安慰噪聲產(chǎn)生方框707在TX側背景噪聲特性表示法的基礎上產(chǎn)生安慰噪聲，如在SID幀中所接收的。在不連續(xù)傳輸期間以重復的低速率接收更新的SID幀，而且解碼的安慰噪聲參數(shù)被內(nèi)插在更新的SID幀之間以便在安慰噪聲特性中提供平滑傳輸。在GSM全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中，當新的、更新的SID幀被計算并發(fā)送給無線電子系統(tǒng)611(圖6)時，描述該背景噪聲特性(電平和頻譜)的參數(shù)在SID平均周期進行平均并且使用與在通常語音編碼模式中用于量化的相同量化方案進行標度地量化。同樣地，當SID幀到達GSM全速率語音解碼器702時，使用與在通常語音解碼模式中使用的相同去量化方案(例如見GSM06.12)解碼無聲描述符參數(shù)。在GSM增強全速率語音編碼器的DTX系統(tǒng)中，描述背景噪聲頻譜的參數(shù)(LSP參數(shù))在新的SID幀被計算時在SID平均周期中進行平均，和使用預測量化表進行矢量量化，這些預測量化表也用于在通常語音編碼模式中這些參數(shù)的量化。在解碼器702中，這些頻譜參數(shù)使用與在通常語音解碼模式中使用的相同預測去量化表去量化。描述背景噪聲電平的參數(shù)(固定代碼本增益)在計算新SID幀時在SID平均周期中進行平均，和使用標度預測量化表量化，該標度預測量化表也用于通常語音編碼模式中的這些參數(shù)的量化。在在該解碼器中，這些增益參數(shù)使用如在普通語音解碼模式中使用的相同預測去量化表(見GSM06.62)去量化。但是，預測量化器的自適應性使它很難采用這類的量化方案來量化在SID幀中發(fā)送的安慰噪聲參數(shù)。由于傳輸在語音不活動期間被終止，無法分別在編碼器和解碼器的量化器及去量化器中保持預測器在逐幀基礎上同步。但是，該量化器的預測器值可以與如下相同的方式在編碼器及解碼器中本地評價。七個最近的語音幀的量化LSP及固定代碼本增益參數(shù)本地地存儲在編碼器602及解碼器702中。當在語音脈沖串結束的釋放延遲周期結束時，這些存儲的參數(shù)進行平均，則所得到的平均參數(shù)為基準LSP參數(shù)矢量fref和基準固定代碼本增益gcref，它們在編碼器602及在解碼器702中具有相同值，因為由于量化，在正常語音編碼模式(假定無差錯傳輸)期間相同量化的LSP及固定代碼本增益值在二者中都是可用的。然后基準LSP參數(shù)矢量fref及基準固定代碼本增益gcrer的平均值被凍結直到在語音脈沖串之后又一次出現(xiàn)釋放延遲周期為止，并且用于代替量化算法中正常預測器進行安慰噪聲參數(shù)的量化。再一次參見圖9，RXDTX處理器708、接收SP標志705作為輸入，和輸出二進制標記709，標記709通常復位為“0”，而當在語音脈沖串之后出現(xiàn)釋放延遲周期時在一幀持續(xù)期間被設置為“1”。在GSM增強全速率語音解碼器702的DTX系統(tǒng)中要求標記709來通知安慰噪聲產(chǎn)生算法707何時進行平均以便更新基準LSP參數(shù)矢量fref和基準固定代碼本增益gcref(見GSM06.62)。確定標記709的值的方法在先前提交的芬蘭專利申請FI953252和在1996年6月28日提交的相應的美國專利申請序號08/672932及在PCT申請“PCT/FI96/00369”中敘述，其整體引用在此供參考?？傊?，在許多現(xiàn)代語音編碼器中，語音編碼參數(shù)使用預測方法量化。這意味著在量化器中，試圖盡可能地接近地預測被量化的值。在這些類型的預測量化器中，實際參數(shù)值和預測的參數(shù)值之間的差或商典型地被量化并且發(fā)送到接收側。在該接收側，相應的去量化器具有與量化器類似的預測器。這樣，在TX側量化的參數(shù)值可通過將接收的差或商值分別與該預值相加或相乘再生。在這樣的預測量化器中，該預測器典型地成為自適應的，使得量化的結果在每個量化之后用于更新該預測器。量化器及去量化器的預測器二者都使用再生的、量化的參數(shù)值更新，以便保持預測器同步。預測量化器的自適應性使得它很難采用該類量化方案來量化在SID幀中發(fā)送的安慰噪聲參數(shù)。由于該傳輸在語音不活動性期間終止，因此沒有辦法在編碼器602和解碼器702的量化器及去量化器中在逐幀基礎上保持預測器同步。但是，可認為能夠采用相同的量化表，用于安慰噪聲參數(shù)的量化，如同由該預測量化器以普通語音編碼模式使用那樣。這要求在不連續(xù)傳輸期間以非自適應方式進行預測。該預測器具有盡可能接近目前背景噪聲的平均參數(shù)值，以便該量化器能夠編碼該參數(shù)值中由于背景噪聲特性的變化的波動，最好相同的預測值應該在量化器及去量化器中是可利用的。如前所指出的，獲得好的預測值用于量化在SID幀中發(fā)送的安裝噪聲的一個技術是在釋放延遲周期期間存儲正常語音編碼模式中的量化參數(shù)值，并且在該釋放延遲周期結束時計算存儲的、量化的參數(shù)值的平均值。然后凍結平均的預測器直到出現(xiàn)下一個釋放延遲周期。但是，這個方法的一個問題是在類似于GSM的那些DTX技術中，語音解碼器702不知道何時在語音脈沖串末尾存在釋放延遲周期。因此本發(fā)明的一個方面是提供在語音脈沖串末尾通知語音解碼器702存在一個釋放延遲周期。最好這是通過從語音編碼器602中發(fā)送作為SID幀中的側消息(或安慰噪聲參數(shù)消息)的釋放延遲周期信息實現(xiàn)的。為了說明根據(jù)本發(fā)明的這個方面的方法，參見圖10。在圖10中，二進制標記709不再由RXDTX處理器產(chǎn)生，而是從編碼器602發(fā)送和從該傳輸信道在第一SID幀中接收。因此RXDTX處理器方框708不再要求為了去量化的目的使用本發(fā)明所述的預測方法，因為不要求標記709在解碼器702本地地產(chǎn)生。根據(jù)本發(fā)明的這個方面，如果釋放延遲周期在第一SID幀之前，則在第一SID幀中標記709上升至“1”。如果第一SID幀之前沒有釋放延遲周期，則在第一SID幀中的標記709被復位至“0”。在安裝噪聲輸入周期的第二及另外的SID幀中，標記709總是復位至“0”。本發(fā)明的這個方面的優(yōu)點是語音解碼器DTX處理器708無需在語音脈沖串末尾本地地確定釋放延遲周期的存在。這消除了來自語音解碼器702的一部分計算負荷，并且減少由RXDTX處理器708使用的程序指令的數(shù)量。涉及給解碼器702提供有關釋放延遲周期的存在的信息的另外的優(yōu)點是每當釋放延遲周期結束時，它能夠在編碼器602及解碼器702同步地再初始化偽噪聲激勵發(fā)生器。涉及給解碼器702提供有關釋放延遲周期存在的信息的另外優(yōu)點是取決于在語音脈沖串末尾是否存在釋放延遲周期，可用不同的方式執(zhí)行接收的安慰噪聲參數(shù)的內(nèi)插，以便在出現(xiàn)短語音脈沖串時減少安慰噪聲的電平或頻譜中類似感覺到的跳躍的變化。在詳細地敘述本發(fā)明的操作之前，參見圖12和13，示出無線用戶終端或移動站10，諸如適于實現(xiàn)本發(fā)明的但不限于蜂窩無線電話機或個人通信機。移動站10包括一個天線12，用于發(fā)送信號到基站30或從基站30接收信號?；?0是蜂窩網(wǎng)絡的一部分，蜂窩網(wǎng)絡可包括一個基站/移動交換中心/配合工作功能(BMI)32，配合工作功能32包括一個移動交換中心(MSC)34。當移動站10卷入一個呼叫時，MSC34提供到陸線中繼線的連接。根據(jù)本發(fā)明，移動站10可稱為發(fā)送側，而基站稱為接收側。假定基站30包括合適的接收機和語音解碼器，用于接收和處理編碼的語音參數(shù)以及DTX安慰噪聲參數(shù)，如下面所敘述的。該移動站包括一個調(diào)制器(MOD)14A，一個發(fā)射機14，一個接收機16，一個解調(diào)器(DEMOD)16A和一個控制器18，控制器18分別提供信號給發(fā)射機14和從接收機16接收信號。這些信號包括按照可應用的蜂窩系統(tǒng)的空中接口標準的信令信息，還有用戶語音和/或用戶產(chǎn)生的數(shù)據(jù)。用于本發(fā)明的空中接口標準包括物理的和邏輯的幀結構，雖然本發(fā)明的教導不是要限制于任何具體結構，或者只與IS-136類似的可兼容的移動站一起使用，或者只在TDMA類型系統(tǒng)中使用。還假定空中接口標準支持DTX操作模式。應懂得，控制器18還包括實現(xiàn)移動站的音頻及邏輯功能要求的電路。例如，控制器18可包括數(shù)字信號處理器器件、微處理器器件和各種模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器及其它支持電路。該移動站的控制及信號處理功能根據(jù)它們各自的能力在這些器件之間進行分配。假定用于本說明目的的控制器18包括必要的語音編碼器和實現(xiàn)本發(fā)明改進的安慰噪聲產(chǎn)生的DTX方法及設備的其它功能。這些功能可完全以軟件、完全以硬件或以硬件及軟件的混合來實現(xiàn)。用戶接口包括一個常規(guī)耳機或揚聲器17、諸如與A/D變換器和語音編碼器組合的常規(guī)的話筒19的一個語音變換器、一個顯示器20和一般是鍵盤22的一個用戶輸入裝置，所有這一切都耦合到控制器18。鍵盤22包括常規(guī)的數(shù)字(0-9)與有關的鍵(#，*)22a以及用于操作移動站10的其他鍵22b。例如，這些其他鍵22b可以包括發(fā)送鍵、各種菜單滾動與軟控鍵和一個PWR鍵。移動站10也包括電池26，用于給操作移動站所要求的各種電路供電。移動站也包括各種存儲器，一起表示為存儲器24，在存儲器中存儲由控制器18在移動站操作期間所使用的許多常數(shù)和變量。例如，存儲器24存儲各種蜂窩系統(tǒng)參數(shù)和號碼分配模塊(NAM)值，用于控制控制器18操作的操作程序也存儲在存儲器24中(一般存在ROM裝置中)。存儲器24也可以存儲在給用戶顯示消息之前從BMI32中接收的包括用戶消息的數(shù)據(jù)。存儲器24也包括用于實施下面根據(jù)DTX操作期間的安慰噪聲(comfortnoise)參數(shù)傳輸所描述的方法的例行程序。應理解移動站10可以是車載或手持裝置。還應意識到移動站10可利用一個或多個空中接口標準、調(diào)制類型和接入類型進行操作。例如，移動站可以利用諸如GSM除IS-136之外的許多其他標準的任一標準進行操作。因此，應清楚不認為本發(fā)明的教導是限制于任何一個特定類型的移動站或空中接口標準。雖然下面具體在IS-136實施例內(nèi)容中描述本發(fā)明，但應再次注意本發(fā)明的教導不限于只是這一個空中接口標準。關于數(shù)字業(yè)務信道上的DTX(IS-136.1、修訂本A，段落2、3、11、2)，當在DTX高狀態(tài)中時，發(fā)射機14以由移動站10接收的最新功率控制命令所表示的一個功率電平進行輻射(初始業(yè)務信道指示消息、數(shù)字業(yè)務信道(DTC)指示消息、越區(qū)切換消息、專用DTC越區(qū)切換消息或物理層控制消息)。在DTX低狀態(tài)中，發(fā)射機14保持關斷。除了快速關聯(lián)控制信道(FACCH)消息傳輸之外，不發(fā)送CDVCC。但在DTX低狀態(tài)中，要由移動站10發(fā)送的所有慢速關聯(lián)控制信道(SACCH)消息作為一個FACCH消息發(fā)送，在此之后，發(fā)射機14再次返回到關斷狀態(tài)，除非另外已禁止不連續(xù)傳輸(DTX)。當移動站10希望從DTX高狀態(tài)轉(zhuǎn)換到DTX低狀態(tài)時，它可以完成DTX高狀態(tài)中的所有順序的SACCH消息，或者終止SACCH消息傳輸并且其整體作為DTX低狀態(tài)中的FACCH消息重新發(fā)送中斷的SACCH消息。當移動站從DTX高狀態(tài)轉(zhuǎn)移到DTX低狀態(tài)時，它必須通過一個過渡狀態(tài)，在此狀態(tài)中所發(fā)送的功率是在DTX高電平上直至已全部發(fā)送所有未定的(pending)FACCH消息。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，移動站10保持在過渡狀態(tài)中直至已全部發(fā)送一個安慰噪聲塊(由六個DTX釋放延遲時隙和有關的安慰噪聲參數(shù)消息組成)。此安慰噪聲塊不中斷地進行發(fā)送。如果一些其他的FACCH消息時隙與安慰噪聲塊的發(fā)送一致，移動站10則延遲FACCH消息或安慰噪聲塊的傳輸，以便一個接一個地發(fā)送，但在任何FACCH消息有效地進行分組或分段，使得它們不中斷或挪用用于安慰噪聲塊傳輸?shù)臅r隙。這保證在基站話音/安慰噪聲解碼器上生成最佳可獲得的安慰噪聲質(zhì)量。有關這個方面參考SeppoAlanara與PekkaKapanen共同轉(zhuǎn)讓與未審查的US專利申請S.N08/936、755，在97年9月25日申請，題為“在不連續(xù)傳輸期間安慰噪聲參數(shù)的傳輸”。根據(jù)特定實施例，下面在表1中所示的安慰噪聲(CN)參數(shù)消息在反向數(shù)字業(yè)務信道(RDTC)上，特別在FACCH邏輯信道上進行發(fā)送并包含38比特，其中26比特包含一個LSF剩余矢量，此矢量利用與在IS-641語音編解碼器中所使用的一樣的分裂矢量量化(SUQ)代碼本進行量化。修改語音編解碼器的量化/去量化算法使之可以使用這個代碼本。此LSF參數(shù)利用最好是頻譜的第10階LPC模型給出在發(fā)送端的背景噪聲的頻譜包絡估算。下一個8比特包含一個安慰噪聲能量量化指數(shù)，此指數(shù)描述在發(fā)送端上的背景噪聲能量。消息中的剩余4比特用于發(fā)送隨機激勵頻譜控制(RESC)信息成分。表1消息格式總的來說，在本專利申請的
背景技術：
部分所討論的問題通過在接收端生成類似于發(fā)射端的背景噪聲的合成噪聲來解決。安慰噪聲(CN)參數(shù)在發(fā)射端進行估算并在停止無線電傳輸之前發(fā)射給接收端，和以后以規(guī)則的低速率。這允許安慰噪聲適應在發(fā)射端上的噪聲變化。根據(jù)本發(fā)明的DTX機理采用在發(fā)射端上的話音活動檢測器(VAD)功能21(圖12)；在控制器18中有關發(fā)射端背景噪聲的評估，以便發(fā)射特征參數(shù)給接收端；以及在停止無線電傳輸期間在接收端稱為安慰噪聲的類似噪聲的生成。除了這些功能之外，如果發(fā)現(xiàn)到達接收端的參數(shù)由于差錯而被嚴重破壞，則反而從替代的數(shù)據(jù)中生成語音或安慰噪聲以避免給收聽者生成煩人的聲音效果。發(fā)射端DTX功能連續(xù)地傳送每個以標記SP標志的業(yè)務幀給無線電發(fā)射機14，其中SP標志＝“1”表示話音幀，而SP標志＝“0”表示一組編碼的安慰噪聲參數(shù)。有關空中接口的傳輸幀的時間安排由無線電發(fā)射機14根據(jù)SP標志進行控制。在本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例中，為了允許發(fā)射端DTX功能的準確校驗，在移動站10復位之前所有幀都當作它們是無限長時間的語音幀一樣。因此，在復位之后的頭6幀總是以SP標志＝“1”標記，即使VAD標志＝“0”(釋放延遲期間，見圖14)。話音活動檢測器(VAD)12連續(xù)地操作以便確定從話筒19輸入的信號是否包含話音。輸出是在一幀接一幀基礎上的二進制標記(VAD標志＝“1”或VAD標志＝“0”)，從而形成“釋放延遲周期”。在語音脈沖結束之后，新第一組的CN參數(shù)則作為第7幀傳送給無線電發(fā)射機14，SP標志＝“0”(見圖14)。但是，如果在語音脈沖結束時，自最后一組CN參數(shù)計算并傳送給無線電發(fā)射機14起已歷時少于24幀，則重復傳送最后一組CN參數(shù)給無線電發(fā)射機14，直至獲得一組新更新的CN參數(shù)(標記VAD標志＝“0”的7個連續(xù)幀)。通過避免等待CN參數(shù)計算的“釋放延遲”，在短背景噪聲尖峰解釋為語音的情況中減少了空中接口的有效性。圖15表示最長可能的語音脈沖串而沒有釋放延遲的示例。一旦在語音脈沖串結束之后第一組的CN參數(shù)已進行計算并傳送給無線電發(fā)射機14，發(fā)射端DTX處理器連續(xù)計算并傳送更新的CN參數(shù)組給發(fā)射機14，只要VAD標志＝“0”，就標記SP標志＝“0”。如果SP標志＝“1”，則以正常語音編碼模式操作語音編碼器，而如果SP標志＝“0”，則以簡化模式操作此編碼器，因為不是所有的編碼器功能都要求用于CN參數(shù)的評估。在無線電發(fā)射機14中，下列業(yè)務幀安排用于傳輸所有以SP標志＝“1”標記的幀；在具有SP標志＝“1”的一個或多個幀之后以SP標志＝“0”標記的第一幀；以SP＝“0”標記的并安排用于CN參數(shù)更新消息的那些幀。當講話者停止談話時，這具有在CN參數(shù)消息傳輸之后過渡至DTX低狀態(tài)總的效應。在語音暫停期間，傳輸例如以規(guī)則間隔恢復一個CN參數(shù)消息的傳輸以便更新在接收端上所生成的安慰噪聲。安慰噪聲評估算法使用語音編碼器的未量化與量化的(例如)線性預測(LP)參數(shù)、使用線譜對(LSP)表示，其中未量化的線譜頻率(LSF)矢量由ft＝[f1f2…f10]給出，而量化的LSF矢量由給出，t表示轉(zhuǎn)置[transpose]。此算法也使用每個子幀的LP剩余信號r(n)來計算隨機激勵增益和隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)。此算法計算下列參數(shù)來輔助安慰噪聲生成基準LSF參數(shù)矢量fref(釋放延遲周期的量化LSF參數(shù)平均值)；平均的LSF參數(shù)矢量fmean(7個最近幀的LSF參數(shù)的平均值)；平均的隨機激勵增益gcnmean(7個最近幀的隨機激勵增益值的平均值)；隨機激勵增益gcn；以及RESC參數(shù)∧。這些參數(shù)給出有關頻譜(f、、、fmean、)和北景噪聲電平gcn·gcnmean)的信息。三個評估的安慰噪聲參數(shù)(fmena、∧與gcnmean)編碼為本文稱為安慰噪聲(CN)參數(shù)消息的特殊FACCH消息以便傳輸給接收端。由于基準LSF參數(shù)矢量fref能以相同方式在編碼器與解碼器中進行評估，如下所述，所以這個參數(shù)的傳輸是不必要的。CN參數(shù)消息也用于開始接收端上的安慰噪聲生成，如同CN參數(shù)消息總是在語音脈沖串結束時即在終止無線電傳輸之前進行發(fā)送。上面結合圖7與8描述在無線電路徑上CN參數(shù)消息或語音幀的時間安排。背景噪聲評估包括計算三種不同類型的平均參數(shù)LSF參數(shù)，隨機激勵增益參數(shù)以及RESC參數(shù)。要編碼為安慰噪聲參數(shù)消息的安慰噪聲參數(shù)在N＝7以VAD＝“0”標記的連續(xù)幀的CN平均周期內(nèi)進行計算，如下面將更詳細描述的那樣。在CN平均周期內(nèi)平均LSF參數(shù)之前，對要進行平均的LSF參數(shù)組執(zhí)行中值替換以除去不是發(fā)射端上背景噪聲特征的參數(shù)。首先，根據(jù)下列方程式近似估算CN平均周期內(nèi)從每個LSF參數(shù)矢量f(i)至另一個LSF參數(shù)矢量f(i)的頻譜距離，其中i＝0…6，j＝0…6，i≠jΔRij=Σk=110(fi(k)-fj(k))2---(4)]]>其中fi(k)是在幀i上的LSF參數(shù)矢量f(i)的第K個LSF參數(shù)。為了找到CN平均周期內(nèi)LSF參數(shù)矢量f(i)至所有其他幀(j＝0…6，j≠i)的LSF參數(shù)矢量f(j)的頻譜距離ΔSi，如下計算所有i＝0…6；j≠i的頻譜距離ΔRij的和ΔSi=Σj=0,j≠i6ΔRij---(5)]]>CN平均周期內(nèi)所有LSF參數(shù)矢量的具有最小頻譜距離ΔSi的LSF參數(shù)矢量f(i)認為是平均周期的中間LSF參數(shù)矢量fmed，并且其頻譜距離表示為ΔSmed。此中值LSF參數(shù)矢量認為包含平均周期內(nèi)所有LSF參數(shù)矢量背景噪聲短期頻譜細節(jié)的最佳表示。如果在CN平均周期內(nèi)LSF參數(shù)矢量f(j)具有ΔSiΔSmed>THmed---(6)]]>其中THmed＝2.25是中值替換門限，那么至多兩個這樣的LSF參數(shù)矢量(使THmed超過最大的LSF參數(shù)矢量)在計算平均LSF參數(shù)矢量fmean之前由中間LSF參數(shù)矢量替換。由于中值替換結果而獲得的LSF參數(shù)矢量組表示為f’(n-i)，其中n是當前幀的指數(shù)，和i是平均周期指針(i＝0…6)。當在釋放延遲周期結束時執(zhí)行中值替換(第一CN更新)時，6個先前幀的所有LSF參數(shù)矢量f(n-i)(釋放延遲周期，i＝1…6)具有量化的值，而在最近幀n上的LSF參數(shù)矢量f(n)具有未量化的值。在后續(xù)的CN更新中，在那些與釋放延遲周期重疊的幀中CN平均周期的LSF參數(shù)矢量具有量化值，而CN平均周期的更近幀的參數(shù)矢量具有未量化的值。如果7個最近幀的周期不與釋放延遲周期重疊，則只利用未量化的參數(shù)值執(zhí)行LSF參數(shù)的中值替換。在幀n的平均LSF參數(shù)矢量fmean(n)根據(jù)下式計算fmean(n)=17Σi=06f′(n-i)---(7)]]>其中f’(n-i)是在執(zhí)行中值替換之后7個最近幀之一的LSF參數(shù)矢量(i＝0…6)，i是平均周期指數(shù)，和n是幀指數(shù)。在幀n的平均LSF參數(shù)矢量fmean(n)最好利用也由語音編碼器在正常語音編碼方式中用于非平均LSF參數(shù)矢量的量化的相同量化表進行量化，但量化算法進行修改以支持安慰噪聲的量化。要量化的LSF預測剩余根據(jù)下式獲得r(n)＝fmena(n)-fref(8)其中fmean是幀n的平均LSF參數(shù)矢量，fref是基準LSF參數(shù)矢量，r(n)是在幀n計算的LSF預測剩余矢量和n是幀指數(shù)?；鶞蔐SF參數(shù)矢量fref的計算是在量化的LSF參數(shù)f的基礎上根據(jù)下式在6個幀的釋放延遲周期內(nèi)平均這些參數(shù)進行的f^=16Σi=16f^(n-i)---(9)]]>其中是釋放延遲周期的一個幀的量化LSF參數(shù)矢量(i＝1，…，6)，i是釋放延遲周期幀指數(shù)，而n是幀指數(shù)。應注意用于計算fref的量化LSF參數(shù)矢量在進行平均之前不進行中值替換。對于每個CN生成周期，只在釋放延遲周期結束時計算一次基準LSF參數(shù)矢量fref，而對于CN生成周期的其余時間凍結fref。因為在釋放延遲周期內(nèi)在編碼器和解碼器上可獲得相同的LSF參數(shù)矢量f，所以基準LSF參數(shù)矢量fref以與在編碼器中相同的方式在解碼器中進行評估。這個情況的例外是當傳輸錯誤嚴重足以使參數(shù)變成不可使用和激活幀替換過程時的情況。在這些情況中，從幀替換過程中獲得的修改參數(shù)用于替換接收的參數(shù)。根據(jù)下式，在子幀的LP剩余信號能量的基礎上計算每個子幀的隨機激勵增益gcn(j)=1.286Σi=039r(l)210---(10)]]>其中gcn(j)是計算的子幀j的隨機激勵增益，r(l)是子幀j的LP剩余的第l個樣植，和l是樣值指數(shù)(l＝0…39)。比例系數(shù)1.286用于使安慰噪聲電平與語音編解碼器編碼的背景噪聲電平相符，這個特定比例系數(shù)值的使用應不認為是本發(fā)明實踐的限制。因為在安慰噪聲生成期間子幀激勵信號(偽噪聲)具有10個非零樣值，其幅度可取值+1或-1，所以所計算的LP剩余信號的能量除以10得到一個隨機激勵脈沖的能量。當要求一組更新的CN參數(shù)時，根據(jù)下式在以SP＝“0”標記的每幀n的第一子幀中平均和更新所計算的隨機激勵增益值gcnmean(n)=125gcn(n)(l)+16.25Σi=16(14Σj=14gcn(n-i)(j))---(11)]]>其中gcn(n)(1)是在幀n的第一子幀上計算的隨機激勵增益，gcn(n-i)(j)是在一個過去幀的子幀j上計算的隨機激勵增益(i＝1…6)和n是幀指數(shù)。因為只有當前幀的第一子幀的隨機激勵增益用于平均，所以有可能在當前幀的第一子幀已進行處理之后使更新的CN參數(shù)組可用于傳輸。平均的隨機激勵增益利用gcnmean≤4032.0進行限制并利用8比特非均勻算法量化器在對數(shù)域中進行量化，不要求存儲量化表。至于RESC參數(shù)的計算，因為LP剩余r(n)稍微偏離平坦頻譜特性，所以安慰噪聲質(zhì)量中的一些損失(背景噪聲與安慰噪聲之間的頻譜失配)將在頻譜平坦隨機激勵用于在接收端上合成安慰噪聲時產(chǎn)生。為了提供改善的頻譜匹配，在CN平均周期內(nèi)對LP剩余信號進行另一個二階的LP分析，所得到的平均LP系數(shù)在CN參數(shù)消息中發(fā)射給接收端以便在安慰噪聲生成中使用。這個方法稱為隨機激勵頻譜控制(RESC)，而所獲得的LP系數(shù)稱為RESC參數(shù)∧。鏈接幀中的每個子幀的LP剩余信號r(n)以便根據(jù)下式計算20ms幀的LP剩余信號的自相關rres(K)，K＝0…2rres(k)=Σn=k159r(n)r(n-k),k=0,....,2---(12)]]>在根據(jù)上式計算相關之后，歸一化自相關以便獲得歸一化的自相關r’res(k)。對于CN平均周期的最近幀，僅第一子幀的自相關用于平均以便有可能準備更新的CN參數(shù)組用于在處理當前幀的第一子幀之后進行傳輸。當要求更新的CN參數(shù)組時，根據(jù)下式在以SP＝“0”標記的每個幀的第一子幀中平均和更新計算的歸一化的自相關rresmean(n)=125r′res(n)(l)+16.25Σi=16r′res(n-i)---(13)]]>其中r’res(n)(1)是幀n的第一子幀的歸一化的自相關，r’res(n-i)是一個過去幀的歸一化自相關(i＝1，…，6)和n是幀指數(shù)。所計算的平均自相關rrefmean輸入給Schur遞歸算法來計算兩個第一反射系數(shù)，即RESC參數(shù)∧或λ(i)，i＝1，2。這兩個RESC參數(shù)的每一個都利用2比特標定量化器進行編碼。在DTX操作期間的語音編碼算法的修改如下。當SP標志等于“0”時，以下列方式修改語音編碼算法。用于導出語音編碼器的短期合成濾波器H(Z)的濾波系數(shù)的非平均的LP參數(shù)不進行量化，并且加權濾波器W(Z)的存儲器不進行更新而設置為零。執(zhí)行開環(huán)音調(diào)滯后(pitchlag)檢索而停止閉環(huán)音調(diào)滯后檢索并且自適應代碼本增益設置為零。如果VAD實施不使用自適應代碼本的延遲參數(shù)來作出VAD決定，則也能關掉開環(huán)音調(diào)滯后檢索。不執(zhí)行固定的代碼本檢索。在每個子幀中，正常語音解碼器的固定代碼本激勵矢量由包含10個非零脈沖的一個隨機激勵矢量替代。隨機激勵生成算法定義如下。如下所述，隨機激勵由RESC合成濾波器濾波以保持過去激勵緩沖器的內(nèi)容盡可能幾乎等于編碼器與解碼器中的內(nèi)容，以便在安慰噪聲生成周期之后語音有效開始時能夠快速起動自適應代碼本檢索。語音編碼模式的LP參數(shù)量化算法無效。在釋放延遲周期結束時如上定義一樣計算基準LSF參數(shù)矢量。對于安慰噪聲的剩余項，插入周期fref被凍結。每次要準備一組新的CN參數(shù)時，計算平均的LSF參數(shù)矢量fmean，這個參數(shù)矢量如上定義的一樣編碼為CN參數(shù)消息。語音編碼模式的激勵增益量化算法也被無效。每次要準備一組新的CN參數(shù)時，計算平均的隨機激勵增益值gcnmean，這個增益值如先前所定義的一樣編碼為CN參數(shù)消息。隨機激勵增益的計算根據(jù)LP剩余信號能量進行，如上所定義的。普通LP參數(shù)量化和固定代碼本增益量化算法的預測器存儲器在SP標志＝“0”時復位，以致在語音有效再次開始時量化器從其初始狀態(tài)開始。最后，RESC參數(shù)的計算根據(jù)LP剩余信號的頻譜內(nèi)容進行，如上所定義的。每次要準備一組新的CN參數(shù)時，計算RESC參數(shù)。安慰噪聲編碼算法為如表2中所示的每個CN參數(shù)消息產(chǎn)生38比特，這些比特稱為矢量Cn。安慰噪聲比特Cn以表2中所示的順序傳送給FACCH信道編碼器(即，不根據(jù)比特的主觀重要性的順序執(zhí)行)。表2安慰噪聲參數(shù)的詳細比特分配</tables>不管其內(nèi)容如何(語音、CN參數(shù)消息、其他FACCH消息或什么也沒有)，基站30的無線電接收機傳送接收的業(yè)務幀給接收端DTX處理器，分別利用具有三個標記的各種預處理功能標記。這些標記是語音幀壞幀指示器(BFI)標記、安慰噪聲參數(shù)壞幀指示器(BFI-CN)標記和安慰噪聲更新標記(CNU)，如下所述和表3中所示的。這些標記用于根據(jù)其用途分類業(yè)務幀。概括在表3中的這個分類允許接收端DTX處理器以簡單的方式確定如何處理接收幀。表3業(yè)務幀的分類</tables>二進制BFI和BFI-CN標記表示認為業(yè)務幀包含有意義的信息比特(BFI標志＝“0”和BFI-CN標志＝“1”，或BFI標志＝“1”和BFI-CN標志＝“0”)，還是不包含(BFI標志＝“1”和BFI-CN標志＝“1”，或BFI標志＝“0”和BFI-CN標志＝“0”)。在本說明書的上下文中，認為FACCH幀不包含有意義的比特，除非它包含一個CN參數(shù)消息，因而以BFISP標志＝“1”和BFICN標志＝“1”標記。二進制CNU標記以CNU＝“1”標記那些利用經(jīng)FACCH發(fā)送的信道質(zhì)量信息的傳輸實例校準的業(yè)務幀。接收端DTX處理器響應接收端的整個DTX操作。在接收端的DTX操作如下每當檢測到一個好的語音幀時，DTX處理器就直接將它傳送給語音解碼器；當檢測到丟失的語音幀或丟失的CN參數(shù)消息時，就采用替代和靜噪過程；有效的CN參數(shù)消息幀導致安慰噪聲生成，直至期望下一個CN參數(shù)消息(CNU＝“1”)或檢測到好的語音幀。在此周期期間，接收端DTX處理器忽略由無線電接收機傳送的任何不可使用的幀。下面兩個操作是可選擇的第一丟失的CN參數(shù)消息的參數(shù)由最后有效的CN參數(shù)消息的參數(shù)替代并采用CN參數(shù)消息過程；和在接收到第二CN參數(shù)消息時，采用靜噪。至于LP參數(shù)的平均和解碼，當由解碼器收到語音幀時，最后六個語音幀的LP參數(shù)保持在存儲器中。解碼器計數(shù)自最后一組CN參數(shù)由編碼器進行更新并傳送給無線電發(fā)射機起過去的幀數(shù)量。根據(jù)這個計數(shù)，解碼器確定在語音脈沖結束時是否有釋放延遲周期(如果當語音脈沖之后的第一CN參數(shù)消息到達時，自最后的一個CN參數(shù)更新起至少30幀已過去，則確定釋放延遲周期在語音脈沖結束時已存在)。只要收到一個CN參數(shù)消息并在語音脈沖結束時檢測到釋放延遲周期，就平均存儲的LP參數(shù)以獲得基準LSF參數(shù)矢量fref，此基準LSF參數(shù)矢量被凍結并用于實際的安慰噪聲生成周期。獲得基準參數(shù)的平均過程如下當收到一個語音幀時，LSF參數(shù)被解碼并存儲在存儲器中。當收到第一CN參數(shù)消息時并在語音脈沖結束時檢測到釋放延遲周期時，存儲的LSF參數(shù)以與在語音編碼器中相同的方式進行平均如下f^ref=16Σi=16f^(n-i)---(14)]]>其中f(n-i)是釋放延遲周期的幀之一的量化的LSF參數(shù)矢量(i＝1…6)，和n是幀指數(shù)。一旦計算了基準LSF參數(shù)矢量，每次收到一個CN的更新消息時，能在解碼器上根據(jù)下式再生幀n的平均LSF參數(shù)矢量fmean(n)(編碼為CN參數(shù)消息)f^mean(n)=r^(n)+f^ref---(15)]]>其中(n)是幀n的量化的平均LSF參數(shù)矢量，是基準LSF參數(shù)矢量，是在幀n接收的量化LSF預測剩余矢量，和n是幀指數(shù)。在每個子幀中，包含四個非零脈沖的正常語音編碼器的固定代碼本激勵矢量在語音無效期間由包含10個非零脈沖的一個隨機激勵矢量代替。隨機激勵的脈沖位置和符號利用非均勻分布的偽隨機數(shù)本地生成。激勵脈沖在隨機激勵矢量中取值+1和-1。根據(jù)下面的偽碼，隨機激勵生成算法進行操作偽碼對于(i＝0；i＜40；i++)碼(i)＝0；對于(i＝0；i＜10；i++){j＝隨機(4)；idx＝J*10+i；如果(隨機(2)＝1)碼(idx)＝1；否則碼(idx)＝-1；}其中碼是固定的代碼本激勵緩沖器，和隨機(K)生成偽隨機整數(shù)值，在范圍中非均勻分布。解碼接收的RESC參數(shù)指數(shù)以獲得接收的RESC參數(shù)λ(i)，i＝1，2。在生成隨機的激勵之后，由RESC合成濾波器進行濾波，定義如下HRESCsyn(z)=11+Σi=12λ(i)z-i---(16)]]>RESC合成濾波器最好利用晶格濾波方法實施。在RESC合成濾波之后，隨機激勵要進行標定和LP合成濾波。安慰噪聲生成過程使用具有下列修改的語音解碼器算法。固定代碼本增益值由在CN參數(shù)消息中接收的隨機激勵增益值代替，而固定代碼本激勵由如上所述的本地生成的隨機激勵代替。隨機激勵如上所述由RESC合成濾波器進行濾波。每個子幀中的自適應代碼本增益值設置為0，每個子幀中的音調(diào)延遲值例如設置為60，所使用的LP濾波參數(shù)是在CN參數(shù)消息中接收的那些參數(shù)。普通LP參數(shù)和固定代碼本增益量化算法和預測值存儲器在SP標志＝“0”時復位，以致當語音活動再次開始時，量化器從其初始狀態(tài)中開始。利用這些參數(shù)，語音解碼器這時執(zhí)行其標準操作并合成安慰噪聲。每當收到一個有效CN參數(shù)消息時，進行安慰噪聲(隨機激勵增益、RESC參數(shù)和LP濾波參數(shù))更新，如上所述的。在更新安慰噪聲時，在CN更新期間內(nèi)插前述參數(shù)以便獲得平滑過渡。一個丟失的CN參數(shù)消息定義為在接收端DTX處理器正生成安慰噪聲并期望一個CN參數(shù)消息(安慰噪聲更新標記CNU＝“1”)時接收的不可使用的幀。單個丟失的CN參數(shù)消息參數(shù)由最后有效的CN參數(shù)消息的參數(shù)代替并采用有效參數(shù)的過程。至于第二丟失的CN參數(shù)消息，靜噪技術用于安慰噪聲，逐漸降低輸出電平(-3dB/幀)，導致解碼器輸出的最后寂靜。靜噪是通過降低每幀中具有常數(shù)值-3dB的隨機激勵增益至最小值0實現(xiàn)的。如果另外丟失的CN參數(shù)消息出現(xiàn)，則保持這個值。雖然本發(fā)明的許多目前優(yōu)選實施例已根據(jù)特定的幀持續(xù)時間值、幀數(shù)量、特定消息類型(例如，F(xiàn)ACCH)等進行描述，但應認識到幀的數(shù)量、幀的持續(xù)時間、釋放延遲周期持續(xù)時間、平均周期持續(xù)時間、消息類型等可以根據(jù)不同類型的數(shù)字移動通信系統(tǒng)的技術規(guī)范和要求進行改變。而且，本發(fā)明已在諸如圖2a、2b、3a、3b、4、5與10的那些電路方框圖中進行描述，但應意識到一些示意的電路方框利用形成數(shù)字蜂窩電話機10的一部分的適當編程的數(shù)字數(shù)據(jù)處理器(例如，圖12的控制器18)來實施。僅作為示例，雖然圖4與5的選擇器307、319和410表示為開關，但也可以整體在軟件中實施。也要注意在CN參數(shù)消息(或SID幀)中備用比特不可用于從發(fā)射端發(fā)射RESC參數(shù)給接收端的一些系統(tǒng)中有安慰噪聲生成方案。在那些情況中，根據(jù)本發(fā)明的RESC濾波器可由具有固定系數(shù)的合成濾波器代替，隨后優(yōu)化固定濾波系數(shù)以使合成濾波器的頻率響應具有利用發(fā)射系數(shù)的正常RESC濾波器的平均響應，也能選擇濾波器系數(shù)給出提供感性地(主觀上)優(yōu)選的安慰噪聲質(zhì)量的濾波響應。因而，雖然本發(fā)明已根據(jù)其中的優(yōu)選實施例具體進行表示和描述，但本領域的技術人員將明白其中可以進行形式和細節(jié)上的改變而不脫離本發(fā)明的范疇和精神。權利要求1.在使用不連輸傳輸?shù)臄?shù)字移動終端中產(chǎn)生安慰噪聲(CN)的一種方法，包括以下步驟；響應一個語音間歇，計算隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)；與其他的CN參數(shù)一起將RESC參數(shù)發(fā)射給接收機；接收此RESC參數(shù)；和在將一個激勵加到合成濾波器之前，利用接收的RESC參數(shù)整形此激勵的頻譜成分。2.根據(jù)權利要求1的方法，其中計算RESC參數(shù)的步驟包括分析一個語音編碼器中的剩余信號的步驟。3.根據(jù)權利要求2的方法，其中語音編碼器采用LPC分析技術，以及其中分析步驟具有比LPC分析技術更低的等級。4.根據(jù)權利要求2的方法，其中語音編碼器采用階數(shù)比2大的LPC分析技術，以及其中分析步驟由一階或二階LPC分析進行。5.根據(jù)權利要求1的方法，其中計算RESC參數(shù)的步驟包括步驟；分析語音編碼器中的剩余信號以便產(chǎn)生頻譜參數(shù)和平均多個幀內(nèi)的頻譜參數(shù)以便提供RESC參數(shù)。6.根據(jù)權利要求5的方法，其中多個幀等于大約10或更大。7.根據(jù)權利要求1的方法，其中計算RESC參數(shù)步驟包括以下步驟；將來自一個語音編碼器反向濾波器的LPC剩余信號加到RESC反向濾波器HRESC(Z)以便產(chǎn)生一般具有比LPC剩余信號更平坦頻譜的頻譜控制的剩余信號。8.根據(jù)權利要求7的方法，其中RESC反向濾波器HRESC(Z)具有如下所描述的全零濾波器形式HRESC(z)=1-Σi=1Rb(i)z-i,]]>其中b(i)代表濾波系數(shù)，i＝1，…R9.根據(jù)權利要求7的方法，還包括從頻譜平坦的剩余信號中確定一個激勵增益的步聚。10.根據(jù)權利要求1的方法，其中整形步驟包括以下步驟通過生成一個白噪聲激勵序列形成一個激勵；標定所生成的白噪聲序列以生成一個標定的噪聲序列；和處理RESC濾波器中中的標定的噪聲序列以便產(chǎn)生具有所希望頻譜成分的一個激勵。11.根據(jù)權利要求1的方法，其中計算RESC參數(shù)步驟包括步驟將來自語音編碼器反向濾波器的LPC剩余信號加到RESC反向濾波器HRESC(Z)以產(chǎn)生一般具有比LPC剩余信號更平坦頻譜的頻譜控制剩余信號，其中RESC反向濾波器HRESC(Z)具有如下所描述的全零濾波器形式HRESC(z)=1-Σi=1Rb(i)z-i,]]>其中b(i)代表濾波系數(shù)，i＝1，…，R；和其中整形步驟包括以下步驟通過生成一個白噪聲激勵序列形成一個激勵；標定所生成的白噪聲序列以便產(chǎn)生一個標定的噪聲序列；和處理RESC濾波器的標定的噪聲序列以便產(chǎn)生具有所希望的頻譜成分的一個激勵；其中RESC濾波器對RESC反向濾波器執(zhí)行反向操作并具有以下形式1/HRESC(z)=11-Σi=1Rb(i)z-i.]]>12.根據(jù)權利要求11的方法，其中定義濾波系數(shù)b(i)，j＝1，…，R的RESC參數(shù)rmean(i)，i＝1，…，R作為CN參數(shù)部分發(fā)射并在RESC濾波器中用于頻譜加權該合成濾波器的激勵。13.在具有使用不連續(xù)傳輸?shù)骄W(wǎng)絡的數(shù)字移動終端的系統(tǒng)中生成安慰噪聲(CN)的設備，包括在所述數(shù)字移動終端中，響應語音間歇，用于計算隨機激勵頻譜控制(RESC)參數(shù)并用于與其他CN參數(shù)一起發(fā)射RESC參數(shù)給所述網(wǎng)絡中的接收機的裝置；和在所述網(wǎng)絡中在將一個激勵加到合成濾波器之前利用接收的RESC參數(shù)整形此激勵的頻譜成分的裝置。14.根據(jù)權利要求13的設備，其中所述計算裝置分析語音編碼器中的剩余信號。15.根據(jù)權利要求14的設備，其中語音編碼器采用LPC分析技術，并且其中此分析具有比LPC分析技術更低的等級。16.根據(jù)權利要求14的設備，其中語音編碼器采用比2大的階數(shù)的LPC分析技術，并且此分析由一階或二階LPC分析進行。17.根據(jù)權利要求13的設備，其中所述計算裝置分析語音編碼器中的剩余信號以產(chǎn)生頻譜參數(shù)，并且還包括用于平均多個幀中的頻譜參數(shù)以便提供RESC參數(shù)的裝置。18.根據(jù)權利要求17的設備，其中多個幀等于大約10或更大。19.根據(jù)權利要求13的設備，其中所述計算裝置將來自語音編碼器反向濾波器的LPC剩余信號加到RESC反向濾波器HRESC(Z)以便產(chǎn)生一般具有比LPC剩余信號更平坦頻譜的頻譜控制剩余信號。20.根據(jù)權利要求19的設備，其中RESC反向濾波器HRESC(Z)具有如下所述的全零濾波器形式HRESC(z)=1-Σi=1Rb(i)z-i,]]>其中b(i)代表濾波系數(shù)，i＝1，…，R。21.根據(jù)權利要求19的設備，還包括用于從頻譜平坦的剩余信號中確定激勵增益的裝置。22.根據(jù)權利要求13的設備，其中所述整形裝置由以下組成通過生成白噪聲激勵序列形成激勵的裝置；用于標定所生成的白噪聲序列以便產(chǎn)生一個標定的噪聲序列的裝置；和用于處理在RESC濾波器中的標定噪聲序列以便產(chǎn)生具有所希望頻譜成分的激勵的裝置。23.根據(jù)權利要求13的設備，其中所述計算裝置由以下組成將來自語音編碼器反向濾波器的LPC剩余信號加到RESC反向濾波器HRESC(Z)以便產(chǎn)生一般具有比LPC剩余信號更平坦頻譜的頻譜控制剩余信號的裝置，其中RESC反向濾波器HRESC(Z)具有下述的全零濾波器形式HRESC(z)=1-Σi=1Rb(i)z-i,]]>其中b(i)代表濾波系數(shù)，i＝1，…，R；和其中所述整形裝置由以下組成通過生成白噪聲激勵序列形成激勵的裝置；標定所生成的白噪聲序列以便產(chǎn)生標定的噪聲序列的裝置；和用于處理RESC濾波器中的標定噪聲序列以便產(chǎn)生具有所希望的頻譜成分的激勵的裝置；其中RESC濾波器對RESC反向濾波器執(zhí)行反向操作并具有以下形式1/HRESC(z)=11-Σi=1Rb(i)z-i.]]>24.根據(jù)權利要求23的設備，其中定義濾波系數(shù)b(i)，i＝1，…，R的RESC參數(shù)rmean(i)，i＝1，…，R作為CN參數(shù)部分進行發(fā)射并在RESC濾波器中用于頻中權合成濾波器的激勵。25.在使用不連續(xù)傳輸?shù)臄?shù)字移動終端中生成安慰噪聲(CN)的方法，包括以下步驟；響應一個語音間歇，緩沖一組語音編碼參數(shù)；在平均周期內(nèi)，用代表背景噪聲的語音編碼參數(shù)替代不代表背景噪聲的此組語音編碼參數(shù)；和平均此組的語音編碼參數(shù)。26.根據(jù)權利要求25的方法，其中替代步驟包括以下步驟；測量平均周期內(nèi)各個幀之間語音編碼參數(shù)相互之間的距離；識別平均周期內(nèi)至其他參數(shù)具有最大距離的那些語音編碼參數(shù)；和如果此距離超過預定門限，則利用在平均周期內(nèi)至其他語音編碼參數(shù)具有最小測量距離的一個語音編碼參數(shù)替代所識別的語音編碼參數(shù)。27.根據(jù)權利要求25的方法，其中替代步驟包括以下步驟；測量平均周期內(nèi)各個幀之間語音編碼參數(shù)相互之間的距離；識別平均周期內(nèi)至其他參數(shù)具有最大距離的那些語音編碼參數(shù)；和如果距離超過預定門限，用具有中間值的一個語音編碼參數(shù)替代一個識別的語音編碼參數(shù)。28.根據(jù)權利要求25的方法，其中平均步驟包括計算平均激勵增益gmean和平均短期頻譜系數(shù)fmean(i)的步驟。29.根據(jù)權利要求25的方法，其中替代步驟包括以下步驟在平均周期內(nèi)形成一組緩沖的激勵增益值；排序此組緩沖的激勵增益值；和執(zhí)行中間值替代操作，其中大多數(shù)不同于中間值的那些L激勵增益值由此組的中間值替代，其中差值超過預定門限值。30.根據(jù)權利要求29的方法，其中平均周期長度N是一個奇數(shù)，并且其中排序組的中間值是此組的第((N+1)/2)單元。31.根據(jù)權利要求25的方法，還包括以下步驟；在平均周期內(nèi)形成一組緩沖的線譜對(LSP)系數(shù)f(k)，K＝1…m；和確定平均周期中第i幀的LSP系統(tǒng)fi(k)至平均周期中第j幀的LSP系統(tǒng)fj(k)的頻譜距離。32.根據(jù)權利要求31的方法，其中確定頻譜距離的步驟根據(jù)下式完成ΔRij=Σk=1M(fi(k)-fj(k))2,]]>其中M是LPC模型級別，和fi(k)是平均周期中第i幀的第K個LSP參數(shù)。33.根據(jù)權利要求31的方法，還包括確定長度N的平均周期內(nèi)幀i的LSP系數(shù)fi(k)至所有其他幀j＝1，…N，i≠j的LSP系數(shù)的頻譜距離ΔSi的步驟。34.根據(jù)權利要求33的方法，其中確定頻譜距離的步驟通過根據(jù)下式確定頻譜距離ΔRi之和來完成ΔSi=Σj=1,j≠iNΔRij,]]>對于所有的i＝1，…，N。35.根據(jù)權利要求33的方法，還包括以下步驟在找到平均周期內(nèi)每個LSP矢量fi的頻譜距離ΔSi之后，根據(jù)其值排序頻譜距離；認為具有平均周期內(nèi)最小距離ΔSi的矢量fi，i＝1，2，…N是具有表示為ΔSmed距離的平均周期的中間矢量fmed；和利用中間矢量fmed執(zhí)行P(0≤P≤N-1)的LSP矢量fi的中間替代。36.根據(jù)權利要求26的方法，其中識別與替代步驟獨立地為激勵增益值g和線譜對(LSP)矢量fi執(zhí)行。37.根據(jù)權利要求26的方法，其中識別與替代步驟對于激勵增益值g和線譜對(LSP)矢量fi是組合一起的。38.根據(jù)權利要求37的方法，包括以下步驟；響應確定在單個幀中的語音編碼參數(shù)是要由參數(shù)的中間值替代，利用包含中間參數(shù)的幀的各個參數(shù)替代那個幀的激勵增益值g和LSP矢量fi。39.根據(jù)權利要求38的方法，還包括以下初始步驟；根據(jù)下式確定平均周期的第i幀與第j幀的參數(shù)之間的距離ΔTijΔTij=Σk=1M(fi(k)-fj(k))2+w(gi-gj)2,]]>其中M是LPC模式級別，fi(k)是平均周期第i幀的第K個LSP參數(shù)，和gi是第i幀的激勵增益參數(shù)。40.根據(jù)權利要求39的方法，還包括以下步驟；根據(jù)下式確定長度N的平均周期內(nèi)所有i＝1，…，N的幀i的語音編碼參數(shù)至所有其他幀j＝1，…N，i≠j的語音編碼參數(shù)的距離ΔSi。ΔSi=Σj=1,j≠iNΔTij,]]>對于所有的i＝1，…N。41.根據(jù)權利要求40的方法，其中在為平均周期內(nèi)的每個幀確定距離ΔSi之后，還包括以下步驟；根據(jù)其值給距離排序；和認為平均周期內(nèi)具有最小距離ΔSij＝1，2，…N的一幀為具有平均周期距離ΔSmed的中間幀，此中間幀具有語音編碼器參數(shù)gmed和fmed。42.根據(jù)權利要求41的方法，包括步驟；執(zhí)行有關平均周期內(nèi)語音編碼參數(shù)幀的中值替換，i＝1，2，…N，其中L(0≤L≤N-1)個幀的參數(shù)gi和fi由中間幀的參數(shù)gmed和fmed替代。43.根據(jù)權利要求41的方法，其中在每個單個距離與中間距離之間的差異根據(jù)ΔSi/ΔSmed將單個距離除以中間距離來確定。44.根據(jù)權利要求35的方法，其中在每個單個距離與中間距離之間的差異根據(jù)ΔSi/ΔSmed將單個距離除以中間距離來確定。45.在具有使用不連續(xù)傳輸至網(wǎng)絡的數(shù)字移動終端的系統(tǒng)中生成安慰噪聲(CN)的設備，包括在所述數(shù)字移動終端中的數(shù)據(jù)處理裝置，為了響應用于緩沖一組語音編碼參數(shù)和在平均周期內(nèi)用于利用代表背景噪聲的語音編碼參數(shù)代替不代表背景噪聲的此組的語音編碼參數(shù)的一個語音間歇，所述數(shù)據(jù)處理裝置平均此組的語音編碼參數(shù)并將平均組的語音編碼參數(shù)發(fā)射給網(wǎng)絡。46.根據(jù)權利要求45的設備，其中所述數(shù)據(jù)處理器通過排序此組的語音編碼參數(shù)并測量平均周期內(nèi)各個幀之間語音編碼參數(shù)相互之間的距離；通過識別平均周期內(nèi)至其他參數(shù)具有最大距離的那些語音編碼參數(shù)；并且，如果此距離超過預定門限，利用平均周期內(nèi)至其他語音編碼參數(shù)的具有最小測量距離的語音編碼參數(shù)替代所識別的語音編碼參數(shù)來替代此組的語音編碼參數(shù)。47.根據(jù)權利要求45的設備，其中所述數(shù)據(jù)處理器通過排序此組的語音編碼參數(shù)并測量平均周期內(nèi)各個幀之間語音編碼參數(shù)相互之間距離；通過識別平均周期內(nèi)至其他參數(shù)具有最大距離的那些語音編碼參數(shù)；以及如果此距離超過預定門限，利用具有中間值的語音編碼參數(shù)替代所識別的語音編碼參數(shù)來替代此組的語音編碼參數(shù)。48.根據(jù)權利要求45的設備，其中所述數(shù)據(jù)處理裝置獨立地為激勵增益g和線譜對(LSP)矢量fi識別和替代語編碼參數(shù)。49.根據(jù)權利要求45的設備，其中所述數(shù)據(jù)處理裝置為激勵增益值g和線譜對(LSP)矢量fi一起識別和替代語編碼參數(shù)。50.在使用不連續(xù)傳輸?shù)臄?shù)字移動終端中產(chǎn)生安慰噪聲(CN)的方法，包括以下步驟響應一個語音間歇，發(fā)射CN參數(shù)給接收機；和通過以下步驟整形一個激勵的頻譜成分；從白噪聲激勵序列中形成一個激勵；標定此白噪聲激勵序列以便產(chǎn)生標定的噪聲序列；和在具有固定系數(shù)的合成濾波器中處理標定的噪聲序列，其中固定系數(shù)已進行優(yōu)化以便產(chǎn)生至少一個所希望的安慰噪聲質(zhì)量或使合成濾波器的頻率響應類似具有發(fā)射系數(shù)的隨機激勵頻譜控制(RESC)濾波器的頻率響應。全文摘要用于工作在不連續(xù)傳輸(DTX)模式中產(chǎn)生安慰噪聲(CN)的改善的方法。在一個實施例中,本發(fā)明提供用于安慰噪聲產(chǎn)生的改善的方法,其中隨機激勵由頻譜控制濾波器修改,以便安慰噪聲的頻率成分與背景噪聲的頻率成分類似。在另一個實施例中,發(fā)射機識別不代表實際背景噪聲的語音編碼參數(shù),并且用具有中間值的參數(shù)替代所識別的參數(shù)。在這種方式中,非代表的參數(shù)不使平均操作結果傾斜。文檔編號G10L19/00GK1200000SQ9712620公開日1998年11月25日申請日期1997年11月14日優(yōu)先權日1996年11月15日發(fā)明者K·雅爾維仁,P·卡帕仁,V·羅皮拉,J·羅托拉-普基拉申請人:諾基亞流動電話有限公司