專利名稱：交流電動機的控制裝置和控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及交流電動機的控制裝置和控制方法，更特定地涉及適用具有正弦波調(diào)制模式和過調(diào)制模式的脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制的交流電動機的控制。
背景技術(shù)：
為了使用直流電源驅(qū)動控制交流電動機，采用使用了變換器(4)的驅(qū)動方法。變換器通過變換器驅(qū)動電路進行開關(guān)控制，例如將按照PWM控制進行開關(guān)的電壓施加于交流電動機。此外，在日本特開2006-320039號公報(專利文獻1)中，作為基于電動機外加電壓的基波成分大于正弦波PWM控制的調(diào)制方式進行的交流電動機控制，記載有適用過調(diào)制 PWM控制和矩形波電壓控制的電動機驅(qū)動系統(tǒng)。特別是在專利文獻1中記載有以下控制在適用矩形波電壓控制或者過調(diào)制PWM 控制時在電動機轉(zhuǎn)速驟變的情況下，根據(jù)電動機轉(zhuǎn)速的變化比來改變轉(zhuǎn)換器的輸出電壓 (即變換器的輸入電壓)的電壓指令值，以補償反饋控制的響應(yīng)性降低。專利文獻1 日本特開2006-320039號公報。在過調(diào)制PWM控制中，在用于補償d軸和q軸的電流偏差的電流反饋控制中，由于電動機電流的波形變形因此需要適宜地應(yīng)對電流的高次諧波成分以提高控制性。另外，在根據(jù)交流電動機的狀態(tài)來切換矩形波電壓控制和PWM控制的控制構(gòu)成中，在從矩形波電壓控制向PWM控制切換時，通常使用過調(diào)制PWM控制。因此，對于過調(diào)制PWM控制，即使在這樣的控制模式切換時也需要考慮使控制動作穩(wěn)定化。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決這樣的問題所做出的，本發(fā)明的目的在于提高電動機外加電壓 (* 一夕印加電圧)的基波成分大于正弦波PWM控制的過調(diào)制PWM控制的控制穩(wěn)定性。本發(fā)明的交流電動機的控制裝置，是通過變換器控制外加電壓的交流電動機的控制裝置，其中，包括電流檢測器，該電流檢測器用于檢測出在變換器與交流電動機之間流動的電流；和脈沖寬度調(diào)制控制部。脈沖寬度調(diào)制控制部構(gòu)成為用于通過脈沖寬度調(diào)制控制，產(chǎn)生變換器的控制指令，所述脈沖寬度調(diào)制控制是基于用于使交流電動機按照動作指令動作的交流電壓指令與載波的比較的控制。而且，脈沖寬度調(diào)制控制部包括第一控制部，該第一控制部用于按照正弦波脈沖寬度調(diào)制方式，根據(jù)基于電流檢測器的檢測值的電動機電流、和與動作指令對應(yīng)的電流指令的偏差，產(chǎn)生控制指令；第二控制部，該第二控制部用于按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式，根據(jù)電動機電流與電流指令的電流偏差產(chǎn)生控制指令，所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式用于輸出基波成分比正弦波調(diào)制方式大的外加電壓。第二控制部包括計算部、第一濾波處理部、振幅修正部、調(diào)制部。計算部構(gòu)成為基于電動機電流和電流指令求出電流偏差，并且根據(jù)求出的電流偏差，計算表示交流電壓指令的控制值。 第一濾波處理部構(gòu)成為使計算(運算)出的控制值的時間軸方向的變化平滑化。振幅修正部構(gòu)成為對由第一濾波處理部平滑化的控制值，進行用于放大交流電壓指令的振幅的修正計算。調(diào)制部構(gòu)成為將修正計算后的控制值變換成交流電壓指令，并且基于交流電壓與載波的比較，產(chǎn)生控制指令。本發(fā)明涉及的交流電動機的控制方法，是通過變換器控制外加電壓的交流電動機的控制方法，其中，包括通過按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制，來控制交流電動機的步驟，所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式用于輸出基波成分比正弦波脈沖調(diào)制方式大的外加電壓。控制的步驟包括以下步驟基于與用于檢測出在變換器與交流電動機之間流動的電流的電流檢測器的檢測值相應(yīng)的電動機電流、和與交流電動機的動作指令對應(yīng)的電流指令，求出電流偏差，并且根據(jù)該電流偏差，計算表示用于使交流電動機按照動作指令動作的交流電壓指令的控制值的步驟；使計算出的控制值的時間軸方向的變化平滑化的步驟；對通過平滑化的步驟而平滑化的控制值進行用于放大交流電壓指令的振幅的修正計算的步驟；將修正計算后的控制值變換成交流電壓指令的步驟；和基于載波與變換得到的交流電壓指令的比較，產(chǎn)生變換器的控制指令的步驟。根據(jù)上述交流電動機的控制裝置或控制方法，在適用基于電動機電流與電流指令值的偏差的電流反饋控制(PWM控制)中的過調(diào)制PWM控制時，由于在時間軸方向上對表示交流電壓指令的控制值的變化進行濾波處理，因此能夠避免交流電壓指令的振幅和相位兩者發(fā)生急劇的變化。其結(jié)果，典型性的是能夠在控制模式切換時防止電動機外加電壓驟變， 并使基于過調(diào)制PWM控制的交流電動機控制穩(wěn)定化。優(yōu)選地，第二控制部還包括第二濾波處理部，該第二濾波處理部用于使基于電流檢測器的檢測值的電動機電流的時間軸方向的變化平滑化。而且，計算部構(gòu)成為基于電流指令、和由第二濾波處理部平滑化的電動機電流，求出電流偏差。更優(yōu)選地，由第一濾波處理部平滑化的時間常數(shù)大于由第二濾波處理部平滑化的時間常數(shù)?；蛘呖刂频牟襟E還包括使基于電流檢測器的檢測值的電動機電流的時間軸方向的變化平滑化的步驟，計算的步驟是基于電流指令、和被平滑化的電動機電流，求出電流偏差。更優(yōu)選地，控制值的平滑化的時間常數(shù)大于電動機電流的平滑化的時間常數(shù)。這樣，由于電動機電流的高次諧波成分通過濾波處理(第二濾波處理部)而被除去，因此使過調(diào)制PWM控制穩(wěn)定化。特別是，由于對電壓指令的濾波處理(第一濾波處理部)的時間常數(shù)大于對電動機電流的濾波處理(第二濾波處理部)的時間常數(shù)，因此能夠使對電流和電壓的濾波處理的關(guān)系適宜，使控制穩(wěn)定化。更優(yōu)選地，由第二濾波處理部進行的平滑化的時間常數(shù)，即電動機電流的平滑化的時間常數(shù)被控制為交流電動機的電周期的預(yù)定的整數(shù)倍。這樣，考慮到適用過調(diào)制PWM控制時與電動機電流重疊的高頻成分成為與交流電動機的電周期(電氣角360度的周期)對應(yīng)的成分，因此能夠提高對電動機電流的濾波處理(第二濾波處理部)的效果?；蛘邇?yōu)選地，電流指令包括d軸電流指令值和q軸電流指令值。而且控制值包括基于分別相對于d軸電流指令值和q軸電流指令值的電流偏差計算出的d軸電壓指令值和 q軸電壓指令值。此外，第一濾波處理部或者使控制值平滑化的步驟，使d軸電壓指令值和 q軸指令值的時間軸方向的變化平滑化。這樣，在進行對d軸和q軸的電流指令值的電流反饋的交流電動機控制中，通過對
6d軸和q軸的電壓指令值直接進行濾波處理，因此能夠提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性。另外，優(yōu)選地，電流指令包括d軸電流指令值和q軸電流指令值。而且，控制值包括基于分別相對于d軸電流指令值和q軸電流指令值的電流偏差計算出的d軸電壓指令值和 q軸電壓指令值。此外，第一濾波處理部或者使控制值平滑化的步驟，使由d軸電壓指令值與q軸指令值的組合所表示的電壓指令振幅和電壓指令相位的時間軸方向的變化平滑化。這樣，通過在將d軸和q軸的電壓指令值換算成交流電壓指令的振幅和相位后進行濾波處理，由此能夠提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性。優(yōu)選地，控制裝置還包括矩形波電壓控制部和模式切換判定部。矩形波電壓控制部構(gòu)成為產(chǎn)生變換器的控制指令，使得將為使交流電動機按照動作指令動作而被相位控制的矩形波電壓施加于矩形波電壓控制部和交流電動機。模式切換判定部構(gòu)成為根據(jù)交流電動機的控制狀態(tài)，選擇脈沖寬度調(diào)制控制和由矩形波電壓控制部進行的矩形波電壓控制中的一方。而且，計算部構(gòu)成為使控制值相對于相同的電流偏差的變化量，在從矩形波電壓控制向按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制進行控制模式切換時的控制值的計算中，比控制模式切換后的控制值的計算降低。這樣，在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時，由于能夠防止交流電壓指令發(fā)生較大的變化，因此能夠提高控制模式切換時的過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性。另外，優(yōu)選地，控制裝置還包括上述矩形波電壓控制部和上述模式切換判定部，并且計算部構(gòu)成為在從矩形波電壓控制向按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制進行控制模式切換時，代替基于電流偏差的計算，而利用將電流指令代入交流電動機的特性方程式的計算求出控制值。這樣，在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時，能夠防止電流偏差相對于電流指令值的急劇的變化所引起的交流電壓指令的驟變，因此能夠提高控制模式切換時過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性。另外，優(yōu)選地，電流指令包括d軸電流指令值和q軸電流指令值，控制值包括基于分別相對于d軸電流指令值和q軸電流指令值的電流偏差計算出的d軸電壓指令值和q軸電壓指令值。而且，計算部構(gòu)成為將q軸電壓指令值限制在不超過交流電動機當前的旋轉(zhuǎn)速度下的反電動勢的范圍內(nèi)，求出d軸電壓指令值和q軸電壓指令值。這樣，能夠可靠地防止如d軸電流的極性反轉(zhuǎn)那樣的交流電壓指令的驟變，因此能夠防止交流電動機的轉(zhuǎn)矩發(fā)生變動。根據(jù)本發(fā)明，能夠提高電動機外加電壓的基波成分大于正弦波PWM控制的過調(diào)制 PWM控制的控制穩(wěn)定性。


圖1是使用按照本發(fā)明的實施方式的交流電動機的控制裝置和控制方法的電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)的整體構(gòu)成圖；圖2是概略地說明本發(fā)明的實施方式涉及的電動機驅(qū)動系統(tǒng)中的交流電動機的控制模式的圖；圖3是說明交流電動機的動作狀態(tài)與圖2表示的控制模式的對應(yīng)關(guān)系的圖；圖4是說明在本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置中的基于正弦波PWM控制的電動機控制構(gòu)成的框圖；圖5是說明圖4中的PWM調(diào)制部的動作的波形圖；圖6是說明本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置中的控制模式切換判定處理的流程圖；圖7是說明在本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置中的基于矩形波電壓控制的電動機控制構(gòu)成的框圖；圖8是說明基于過調(diào)制PWM控制的電動機控制構(gòu)成的通常的例子的框圖；圖9是說明從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時的交流電壓指令的變化 (比較例)的圖；圖10是表示控制模式切換時的電流變動的一個例子的波形圖；圖11是說明基于過調(diào)制PWM控制的電流濾波處理的問題點的波形圖；圖12是說明在本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置中的基于過調(diào)制 PWM控制的第一例的電動機控制構(gòu)成的框圖；圖13是說明過調(diào)制PWM控制中的電流濾波處理的時間常數(shù)的設(shè)計的波形圖；圖14是說明圖12表示的基于過調(diào)制PWM控制部的控制處理順序的流程圖；圖15是說明本發(fā)明的實施方式涉及的從利用交流電動機控制的矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時的交流電壓指令的變化的圖；圖16A是本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機中的過調(diào)制PWM控制的控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的波形圖(無電壓濾波)；圖16B是用于說明本發(fā)明的實施方式涉及的利用交流電動機的過調(diào)制PWM控制的第一例的效果的、控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的波形圖；圖17是說明在本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置中的基于過調(diào)制 PWM控制的第二例的電動機控制構(gòu)成的框圖；圖18是說明圖17表示的基于過調(diào)制PWM控制部的控制處理順序的流程圖；圖19A是本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機中的過調(diào)制PWM控制的控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的波形圖(無電壓濾波)；圖19B是用于說明本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機中的過調(diào)制PWM控制的第二例的效果的、控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的波形圖；圖20是說明用于提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性的電壓指令值生成的處理順序的第一例的流程圖；圖21是說明用于提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性的電壓指令值生成的處理順序的第二例的流程圖；圖22是說明用于提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性的電壓指令值生成的處理順序的第三例的流程圖。圖中符號說明5 接地線；6、7 電力線；10、13 電壓傳感器；10# 直流電壓產(chǎn)生部；11J4 電流傳感器；12 升降壓轉(zhuǎn)換器；14 變換器；15 :U相上下臂；16 :V相上下臂；17 :W相上下臂； 25 旋轉(zhuǎn)角傳感器；30 控制裝置(EOT) ； 100 電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)；200 正弦波PWM控制部；201 過調(diào)制PWM控制部(比較例)；205、205# 過調(diào)制PWM控制部；210 電流指令生成部；220,250 坐標變換部；230 電流濾波器；MO 電壓指令生成部；260 :PWM調(diào)制部；262 載波；264 交流電壓指令；270 電壓振幅修正部J80 電壓振幅/相位計算部；300 :dq軸電壓濾波器；310 相位/振幅濾波器；400 矩形波電壓控制部；410 電力計算部；420 轉(zhuǎn)矩計算部；430 =PI計算部；440 矩形波發(fā)生器；450 信號產(chǎn)生部；B 直流電源；CO、Cl 平滑電容器；Dl D8:逆并聯(lián)(逆並列)二極管；Id、Iq:d、q軸電流(實際電流)；Idcom、 Iqcom 電壓指令值(d、q軸)；Idf、Iqf 濾波電流(d、q軸)；Ll 電抗器;Ml 交流電動機; MCRT(iu、iv、iw)電動機電流；Ql Q8 電力(功率)用半導(dǎo)體開關(guān)元件；Sl S8 開關(guān)控制信號；SRI、SR2 系統(tǒng)繼電器；Trqcom 轉(zhuǎn)矩指令值；Vl V3 電壓指令矢量；Vb 直流電壓；Vd#、Vq# 電壓指令值(d、q軸)；Vdf、Vdq 濾波電壓指令值；VH 系統(tǒng)電壓(變換器輸入電壓)；νΦ 電壓相位；Δ Id、Δ Iq:電流偏差(d、q軸)；ATq:轉(zhuǎn)矩偏差；θ 轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角；Φν 電壓相位；ω 角速度。
具體實施例方式下面，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行詳細地說明。另外，以下對圖中相同或相當部分標記相同符號，且原則上不重復(fù)其說明。(電動機控制的整體構(gòu)成)圖1是適用按照本發(fā)明的實施方式的交流電動機的控制裝置的電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)的整體構(gòu)成圖。參照圖1，電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)100包括直流電壓產(chǎn)生部10#、平滑電容器CO、變換器14、交流電動機Ml以及控制裝置30。交流電動機Ml例如是用于產(chǎn)生用于驅(qū)動電動車輛(為混合動力汽車、電動汽車或燃料電池車等利用電能產(chǎn)生車輛驅(qū)動力的汽車)的驅(qū)動輪的轉(zhuǎn)矩的驅(qū)動用電動機。或者， 該交流電動機Ml可以構(gòu)成為具有由發(fā)動機驅(qū)動的發(fā)電機的功能，還可以構(gòu)成為兼具電動機和發(fā)電機的功能。此外，交流電動機Ml還可以相對于發(fā)動機作為電動機進行動作，例如， 作為能夠不進行發(fā)動機起動的裝置安裝于混合動力汽車。即，在本實施方式中，“交流電動機”包括交流驅(qū)動的電動機、發(fā)電機以及電動發(fā)電機(motorgenerator)。直流電壓產(chǎn)生部10#包括直流電源B、系統(tǒng)繼電器SRI、SR2、平滑電容器Cl以及升降壓轉(zhuǎn)換器12。直流電源B典型的是由鎳氫或鋰離子等二次電池或雙電荷層電容器等蓄電裝置構(gòu)成。直流電源B輸出的直流電壓Vb以及輸入輸出的直流電流rt，分別由電壓傳感器10 和電流傳感器11進行檢測。系統(tǒng)繼電器SRl連接于直流電源B的正極端子與電力線6之間，系統(tǒng)繼電器SR2 連接于直流電源B的負極端子與接地線5之間。系統(tǒng)繼電器SR1、SR2根據(jù)來自控制裝置30 的信號SE進行導(dǎo)通/斷開。升降壓轉(zhuǎn)換器12包括電抗器Li、電力用半導(dǎo)體開關(guān)元件Q1、Q2以及二極管D1、 D2。電力用半導(dǎo)體開關(guān)元件Ql和Q2在電力線7與接地線5之間串聯(lián)連接。電力用半導(dǎo)體開關(guān)元件Ql和Q2的導(dǎo)通/截止是通過來自控制裝置30的開關(guān)控制信號Sl和S2進行控制的。在本發(fā)明的實施方式中，作為電力用半導(dǎo)體開關(guān)元件(以下，簡單地稱為“開關(guān)元
9件”)，可以使用IGBTdnsulated Gate Bipolar Transistor絕緣柵雙極型晶體管)、電力 (功率)用MOS (Metal Oxide Semiconductor金屬氧化物半導(dǎo)體)晶體管、或者電力用雙極晶體管等。對開關(guān)元件Q1、Q2配置有逆并聯(lián)二極管D1、D2。電抗器Ll連接于開關(guān)元件Ql 和Q2的連接節(jié)點與電力線6之間。另外，平滑電容器CO連接于電力線7與接地線5之間。變換器14的構(gòu)成包括并聯(lián)地設(shè)置在電力線7與接地線5之間的U相上下臂15、 V相上下臂16以及W相上下臂17。各相上下臂由在電力線7與接地線5之間串聯(lián)連接的開關(guān)元件構(gòu)成。例如，U相上下臂15包括開關(guān)元件Q3、Q4，V相上下臂16包括開關(guān)元件Q5、 Q6，W相上下臂17包括開關(guān)元件Q7、Q8。另外，逆并聯(lián)二極管D3 D8分別與開關(guān)元件Q3 Q8連接。開關(guān)元件Q3 Q8的導(dǎo)通/截止通過來自控制裝置30的開關(guān)控制信號S3 S8 進行控制。典型的交流電動機Ml是三相永磁型同步電動機，將U、V、W相的三個線圈的一端在中性點共同連接而構(gòu)成。此外，各相線圈的另一端與各相上下臂15 17的開關(guān)元件的中間點連接。升降壓轉(zhuǎn)換器12在升壓動作時，將對從直流電源B供給的直流電壓Vb升壓后的直流電壓VH(以下，將相當于輸入變換器14的電壓的該直流電壓也稱為“系統(tǒng)電壓”)向變換器14供給。更具體而言，響應(yīng)來自控制裝置30的開關(guān)控制信號S1、S2，交替地設(shè)置開關(guān)元件Ql的導(dǎo)通期間和開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通期間(或者，開關(guān)元件Q1、Q2兩者截止的期間)， 升壓比與上述導(dǎo)通期間的比對應(yīng)。或者，只要將開關(guān)元件Ql和Q2分別固定于導(dǎo)通和截止， 則能夠設(shè)成為VH = Vb(升壓比=1. 0)。另外，升降壓轉(zhuǎn)換器12在降壓動作時，經(jīng)由平滑電容器CO將從變換器14供給的直流電壓VH(系統(tǒng)電壓)進行降壓并對直流電源B進行充電。更具體而言，響應(yīng)來自控制裝置30的開關(guān)控制信號Si、S2，交替地設(shè)置只導(dǎo)通開關(guān)元件Ql的期間、和將開關(guān)元件Q1、 Q2兩者截止的期間(或者，開關(guān)元件Q2的導(dǎo)通期間)，降壓比與上述導(dǎo)通期間的占空比相對應(yīng)。平滑電容器CO將來自升降壓轉(zhuǎn)換器12的直流電壓平滑化，并將平滑化后的直流電壓供給到變換器14。電壓傳感器13檢測出平滑電容器CO兩端的電壓，即系統(tǒng)電壓VH， 并將該檢測值向控制裝置30輸出。變換器14在交流電動機Ml的轉(zhuǎn)矩指令值為正(Trqcom > 0)的情況下，當從平滑電容器CO供給直流電壓時，則通過響應(yīng)來自控制裝置30的開關(guān)控制信號S3 S8的開關(guān)元件Q3 Q8的開關(guān)動作，將直流電壓變換成交流電壓來驅(qū)動交流電動機Ml以便輸出正的轉(zhuǎn)矩。另外，變換器14在交流電動機Ml的轉(zhuǎn)矩指令值為零(Trqcom = 0)的情況下，通過響應(yīng)開關(guān)控制信號S3 S8的開關(guān)動作，將直流電壓變換成交流電壓來驅(qū)動交流電動機Ml 以使轉(zhuǎn)矩成為零。由此，驅(qū)動交流電動機M1，以便產(chǎn)生由轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom指定的零或者正的轉(zhuǎn)矩。此外，在搭載有電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)100的電動車輛進行再生制動時，交流電動機Ml的轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom被設(shè)定為負(Trqcom < 0)。在這種情況下，變換器14通過響應(yīng)了開關(guān)控制信號S3 S8的開關(guān)動作，將交流電動機Ml發(fā)電的交流電壓變換成直流電壓， 并將該變換后的直流電壓(系統(tǒng)電壓)經(jīng)由平滑電容器CO供給到升降壓轉(zhuǎn)換器12。另外， 在此所說的再生制動包括伴隨駕駛電動車輛的駕駛員進行了腳制動器操作的情況下的再生發(fā)電的制動、或雖然未操作腳制動器但在行駛中通過離開加速器踏板而一邊進行再生發(fā)電一邊使車輛減速(或者中止加速)的情況。電流傳感器M檢測出在交流電動機Ml流動的電流，并將檢測出的電流值向控制裝置30輸出。另外，三相電流iu、iv、iw的瞬時值之和是零，因此如圖1所示，電流傳感器 24只要以能夠檢測出兩相的量的電流(例如，V相電流iv和W相電流iw)的方式配置就足夠。旋轉(zhuǎn)角傳感器(分解器，>、f ^ 〃 ) 25檢測出交流電動機Ml的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)角θ，并將該檢測出的旋轉(zhuǎn)角θ向控制裝置30發(fā)送。在控制裝置30中，能夠基于旋轉(zhuǎn)角θ計算交流電動機Ml的轉(zhuǎn)速(旋轉(zhuǎn)速度)和角速度ω (rad/s) 0另外，關(guān)于旋轉(zhuǎn)角傳感器25，由于可以利用控制裝置30根據(jù)電動機電壓和電流來直接計算旋轉(zhuǎn)角θ，因此可以省略其配置?？刂蒲b置30由電子控制單元(ECU Electronic Control Unit)構(gòu)成，通過基于由未圖示的CPU (Central Processing Unit)執(zhí)行預(yù)先存儲的程序的軟件處理和/或基于專用的電子電路的硬件處理，來控制電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)100的動作。作為典型的功能，控制裝置30基于所輸入的轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom、由電壓傳感器10 檢測出的直流電壓Vb、由電流傳感器11檢測出的直流電流lb、由電壓傳感器13檢測出的系統(tǒng)電壓VH、來自電流傳感器M的電動機電流iv、iw、以及來自旋轉(zhuǎn)角傳感器25的旋轉(zhuǎn)角 θ等，通過后述的控制方式控制升降壓轉(zhuǎn)換器12和變換器14的動作，以使交流電動機Ml 輸出按照轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom的轉(zhuǎn)矩。即，生成以上述方式控制升降壓轉(zhuǎn)換器12和變換器 14的開關(guān)控制信號Sl S8，并向升降壓轉(zhuǎn)換器12和變換器14輸出。在升降壓轉(zhuǎn)換器12進行升壓動作時，控制裝置30對系統(tǒng)電壓VH進行反饋控制， 并生成開關(guān)控制信號Si、S2以使系統(tǒng)電壓VH與電壓指令值一致。另外，當控制裝置30從外部ECU接收到表示電動車輛進入了再生制動模式的信號 RGE時，生成開關(guān)控制信號S3 S8以將由交流電動機Ml發(fā)電的交流電壓變換成直流電壓并向變換器14輸出。由此，變換器14將由交流電動機Ml發(fā)電的交流電壓變換成直流電壓并向升降壓轉(zhuǎn)換器12供給。此外，當控制裝置30從外部ECU接收到表示電動車輛進入了再生制動模式的信號 RGE時，生成開關(guān)控制信號Si、S2以便對從變換器14供給的直流電壓進行降壓，并向升降壓轉(zhuǎn)換器12輸出。由此，交流電動機Ml發(fā)電的交流電壓被變換成直流電壓并被降壓，從而供給到直流電源B。(控制模式的說明)下面進一步詳細地說明控制裝置30進行的交流電動機Ml的控制。圖2是概略地說明在本發(fā)明的實施方式涉及的電動機驅(qū)動系統(tǒng)中的交流電動機 Ml的控制模式的圖。如圖2所示，在本發(fā)明的實施方式的電動機驅(qū)動控制系統(tǒng)100中，對于交流電動機 Ml的控制，即變換器14的電力變換，是切換使用三種控制模式。正弦波PWM控制是作為通常的PWM控制來使用的，按照正弦波狀的電壓指令與載波(典型的是三角波)的電壓比較，來控制各相上下臂元件的導(dǎo)通/截止。其結(jié)果，對于與上臂元件的導(dǎo)通期間對應(yīng)的高電平期間、和與下臂元件的導(dǎo)通期間對應(yīng)的低電平期間的集合，以在一定期間內(nèi)使其基波成分成為正弦波的方式控制占空(P—〒^ )。如公知的那樣，在將正弦波狀的電壓指令的振幅限制在載波振幅以下的范圍的正弦波PWM控制中， 只能將向交流電動機Ml施加的電壓(以下，也簡單地稱為“電動機外加電壓”)的基波成分提高到變換器的直流環(huán)節(jié)電壓(直流U >々電圧)的大約0.61倍左右。以下，在本說明書中，將電動機外加電壓(線間電壓)的基波成分(有效值，実効値)相對于變換器14的直流環(huán)節(jié)電壓(即，系統(tǒng)電壓VH)之比稱為“調(diào)制率”。在正弦波PWM控制中，由于正弦波的電壓指令的振幅是在載波振幅以下的范圍， 因此施加于交流電動機Ml的線間電壓成為正弦波。另外，還提出有使3η次高次諧波成分 (η:自然數(shù)，典型的是η= 1的3次高次諧波)與載波振幅以下范圍的正弦波成分重疊，來生成電壓指令的控制方式。在該控制方式中，雖然通過高次諧波成分產(chǎn)生電壓指令高于載波振幅的期間，然而由于各相重疊的3η次高次諧波成分在線間被消除，因此線間電壓成為保持正弦波的波形。在本實施方式中，該控制方式也包括在正弦波PWM控制中。另一方面，在矩形波電壓控制中，在上述一定期間內(nèi)，將高電平期間與低電平期間之比為1 1的矩形波1個脈沖量施加于交流電動機。由此，調(diào)制率被提高到0.78。過調(diào)制PWM控制，是在電壓指令(正弦波成分)的振幅大于載波振幅的范圍內(nèi)進行與上述正弦波PWM控制同樣的PWM控制。特別是，由于使電壓指令偏離原來的正弦波波形(振幅修正)，因此能夠提高基波成分，能夠?qū)⒄{(diào)制率從正弦波PWM控制模式下的最高調(diào)制率提高到0.78的范圍。在過調(diào)制PWM控制中，由于電壓指令(正弦波成分)的振幅大于載波振幅，因此施加于交流電動機Ml的線間電壓，不是正弦波而成為變形的電壓。在交流電動機Ml中，當增加轉(zhuǎn)速或輸出轉(zhuǎn)矩時，會使感應(yīng)電壓升高，因此使所需的驅(qū)動電壓(電動機所需電壓)升高。轉(zhuǎn)換器12的升壓電壓，即系統(tǒng)電壓VH需要設(shè)定為高于該電動機所需電壓。另一方面，基于轉(zhuǎn)換器12的升壓電壓，即系統(tǒng)電壓VH存在極限值 (VH最大電壓)。因此，根據(jù)交流電動機Ml的動作狀態(tài)，選擇性地適用通過電動機電流的反饋來控制電動機外加電壓(交流)的振幅和相位的、基于正弦波PWM控制或者過調(diào)制PWM控制的 PWM控制模式以及矩形波電壓控制模式中的任意一種。另外，在矩形波電壓控制中，由于電動機外加電壓的振幅固定，因此根據(jù)基于轉(zhuǎn)矩實際值與轉(zhuǎn)矩指令值的偏差的矩形波電壓脈沖的相位控制來執(zhí)行轉(zhuǎn)矩控制。圖3表示交流電動機Ml的動作狀態(tài)與上述控制模式的對應(yīng)關(guān)系。參照圖3，概略地表示出在低轉(zhuǎn)速區(qū)域Al為了減小轉(zhuǎn)矩變動而使用正弦波PWM控制，在中轉(zhuǎn)速區(qū)域Α2適用過調(diào)制PWM控制，而在高轉(zhuǎn)速區(qū)域A3適用矩形波電壓控制。特別是通過適用過調(diào)制PWM控制和矩形波電壓控制，來實現(xiàn)提高交流電動機Ml的輸出。這樣， 對于使用圖2表示的控制模式中的哪一種，基本上在能夠?qū)崿F(xiàn)的調(diào)制率的范圍內(nèi)決定。(各控制模式的控制構(gòu)成的說明)圖4是說明本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置的基本的控制構(gòu)成， 亦即基于正弦波PWM控制的電動機控制構(gòu)成的框圖。包括圖4在內(nèi)，記載在以下說明的框圖中的用于電動機控制的各功能模塊，通過控制裝置30進行的硬件或軟件的處理來實現(xiàn)。參照圖4，正弦波PWM控制部200在選擇正弦波PWM控制模式時，生成變換器14的開關(guān)控制信號S3 S8，以使交流電動機Ml輸出按照轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom的轉(zhuǎn)矩。
正弦波PWM控制部200包括電流指令生成部210、坐標變換部220、250、電壓指令生成部MO以及PWM調(diào)制部沈0。電流指令生成部210按照預(yù)先制作的表等，生成與交流電動機Ml的轉(zhuǎn)矩指令值 Trqcom相應(yīng)的d軸電流指令值Idcom和q軸電流指令值Iqcom。坐標變換部220通過使用了由旋轉(zhuǎn)角傳感器25檢測出的交流電動機Ml的旋轉(zhuǎn)角 θ的坐標變換(三相一兩相)，由此以由電流傳感器M檢測出的ν相電流iv和W相電流 iw為基準，計算出d軸電流Id和q軸電流Iq。向電流指令生成部MO中輸入相對于d軸電流的指令值的偏差A(yù)Id(AId = Idcom-Id)和相對于q軸電流的指令值的偏差Δ Iq ( Δ Iq = Iqcom-Iq)。電流指令生成部 240分別對d軸電流偏差Δ Id和q軸電流偏差Δ Iq進行預(yù)定增益的PI (比例積分)計算來求出控制偏差，并生成與該控制偏差對應(yīng)的d軸電壓指令值Vd#和q軸電壓指令值Vq#。坐標變換部250通過使用了交流電動機Ml的旋轉(zhuǎn)角θ的坐標變換(兩相一三相)，將d軸電壓指令值Vd#和q軸電壓指令值Vq#變換成U相、V相、W相的各相電壓指令 Vu、Vv、Vw。如圖5所示，PWM調(diào)制部260基于載波沈2與交流電壓指令264 (總括地表示Vu、 Vv.Vw)的比較，通過控制變換器14各相的上下臂元件的導(dǎo)通/截止，生成模擬交流電動機 Ml各相的正弦波電壓。載波沈2由預(yù)定頻率的三角波或鋸齒形波構(gòu)成。如上所述，能夠使 3n次高次諧波與正弦波的交流電壓指令重疊。另外，在用于變換器控制的PWM調(diào)制中，載波沈2的振幅相當于變換器14的輸入直流電壓(系統(tǒng)電壓VH)。然而對于PWM調(diào)制的交流電壓指令沈4的振幅，只要變換成用系統(tǒng)電壓VH除原來各相電壓指令Vu、Vv, Vw的振幅，就能夠?qū)⒃赑WM調(diào)制部260使用的載波 262的振幅固定。再次參照圖4，變換器14通過按照由PWM控制部200生成的開關(guān)控制信號S3 S8進行開關(guān)控制，由此能夠?qū)涣麟妱訖CMl施加用于輸出按照轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom的轉(zhuǎn)矩的交流電壓。接下來，利用圖6說明正弦波PWM控制與其他控制方式之間的控制模式的切換判定。參照圖6，控制裝置30通過步驟SlO判定當前的控制模式是否為PWM控制模式。 然后，控制裝置30在當前的控制模式是PWM控制模式時(S10的“是”判定時)，通過步驟 Sll基于按照PWM控制模式的電壓指令值Vd#、Vq#以及系統(tǒng)電壓VH，計算將變換器14的輸入電壓VH變換成對交流電動機Ml的電動機外加電壓時的調(diào)制率。例如，利用下述(1)式，計算出調(diào)制率FM。FM= (Vd#2+Vq#2) 1/2/VH— (1)然后，控制裝置30通過步驟S12，判定在步驟SllO中求出的調(diào)制率是否為0. 78以上。在調(diào)制率彡0.78時(S12的“是”判定時)，由于在PWM控制模式中無法產(chǎn)生適宜的交流電壓，因此控制裝置30使處理進入到步驟S15，以選擇矩形波電壓控制模式的方式切換控制模式。另一方面，在步驟S120為“否”的判定時，S卩，在步驟Sll中求出的調(diào)制率小于0.78 時，控制裝置30通過步驟S14，繼續(xù)選擇PWM控制模式。
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另一方面，控制裝置30在當前的控制模式是矩形波電壓控制模式時(S10的“否” 判定時)，通過步驟S13監(jiān)視從變換器14供給到交流電動機Ml的交流電流相位(實際電流相位)Φ 的絕對值是否變?yōu)樾∮陬A(yù)定的切換電流相位Φ0的絕對值。另外，切換電流相位 Φ 0在交流電動機Ml進行驅(qū)動時以及再生時可以被設(shè)定成不同的值。在實際電流相位Φ 的絕對值變得小于切換電流相位Φ0的絕對值時(S13的 “是”判定時)，控制裝置30判定將控制模式從矩形波電壓控制模式向P麗控制切換。此時， 控制裝置30通過步驟S14選擇PWM控制模式。另一方面，控制裝置30在步驟Sll是“否”的判定時，即實際電流相位Φ 的絕對值是切換電流相位Φ0的絕對值以上時，通過步驟S15將控制模式保持在矩形波電壓控制模式。在選擇PWM控制模式時(S14)，控制裝置30還通過步驟S16判定使用正弦波PWM 控制和過調(diào)制PWM控制的哪一個。該判定能夠通過將調(diào)制率FM與預(yù)定的閾值(例如，使用正弦波PWM控制的調(diào)制率的理論最大值是0. 61)比較來執(zhí)行。在調(diào)制率是閾值以下時，即，在能夠?qū)崿F(xiàn)交流電壓指令沈4(正弦波成分)的振幅是載波沈2的振幅以下亦即PWM控制時，適用正弦波PWM控制。與此相對，在調(diào)制率大于閾值時，即，在交流電壓指令沈4(正弦波成分)的振幅大于載波沈2的振幅時，適用過調(diào)制 PWM控制。S卩，圖4表示的正弦波PWM控制部200對應(yīng)于“第一控制部”。這樣，能夠基于由電流傳感器M檢測出的電動機電流、由電壓傳感器13檢測出的變換器14的輸入電壓(系統(tǒng)電壓)VH、以及由電壓指令生成部240生成的電壓指令值Vd#、 Vq#，執(zhí)行控制模式的切換判定。圖7是說明通過圖6表示的控制模式切換判定處理，在適用了矩形波電壓控制模式的情況下執(zhí)行的、基于矩形波電壓控制的電動機控制構(gòu)成的框圖。參照圖7，矩形波電壓控制部400包括電力計算部410、轉(zhuǎn)矩計算部420、PI計算部430、矩形波發(fā)生器440以及信號產(chǎn)生部450。電力計算部410通過根據(jù)電流傳感器M的V相電流iv和W相電流iw求出的各相電流、各相(U相、V相、W相)電壓Vu、Vv、Vw，并按照下述⑵式計算向電動機供給的電力(電動機電力)Riit。Pmt = iu · Vu+iν · Vv+iw · Vw··· (2)轉(zhuǎn)矩計算部420用根據(jù)由電力計算部410求出的電動機電力Rut、和由旋轉(zhuǎn)角傳感器25檢測出的交流電動機Ml的旋轉(zhuǎn)角θ計算出的角速度ω，按照下述C3)式計算轉(zhuǎn)矩推定值I^q。Tq = Pmt/ω...⑶向PI計算部430輸入相對于轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom的轉(zhuǎn)矩偏差A(yù)Tq(ATq = Trqcom-Tq) 0 PI計算部430對轉(zhuǎn)矩偏差Δ Tq進行預(yù)定增益的PI計算來求出控制偏差，并根據(jù)求出的控制偏差設(shè)定矩形波電壓的相位Φν。具體而言，在產(chǎn)生正轉(zhuǎn)矩(TrqCom>0) 時，在轉(zhuǎn)矩不足時使電壓相位提前，另一方面在轉(zhuǎn)矩過度時延遲電壓相位，并且在產(chǎn)生負轉(zhuǎn)矩(Trqcom <0)時，在轉(zhuǎn)矩不足時延遲電壓相位，另一方面在轉(zhuǎn)矩過度時提前電壓相位。矩形波發(fā)生器440按照由PI計算部430設(shè)定的電壓相位Φ V，產(chǎn)生各相電壓指令值(矩形波脈沖)Vu、Vv、Vw。信號產(chǎn)生部450按照各相電壓指令值Vu、Vv、Vw產(chǎn)生開關(guān)控制信號S3 S8。變換器14通過進行按照開關(guān)控制信號S3 S8的開關(guān)動作，由此將按照電壓相位Φν的矩形波脈沖作為電動機的各相電壓施加。這樣，在矩形波電壓控制方式時，通過轉(zhuǎn)矩(電力)的反饋控制，能夠進行電動機轉(zhuǎn)矩控制。但是，由于在矩形波電壓控制方式中電動機外加電壓的操作量成為只有相位，因此與能夠?qū)㈦妱訖C外加電壓的振幅和相位作為操作量的PWM控制方式相比較，其控制響應(yīng)性降低。另外，在電力計算部410進行電力計算(式(2))時，同時執(zhí)行從檢測出的電動機電流(iv、iw)中除去畸變成分濾波處理。另外，也可通過配置轉(zhuǎn)矩傳感器來代替電力計算部410和轉(zhuǎn)矩計算部420，基于該轉(zhuǎn)矩傳感器的檢測值求出轉(zhuǎn)矩偏差A(yù)Tq。此外，圖8表示說明基于過調(diào)制PWM控制的電動機控制構(gòu)成的通常的例子的框圖。參照圖8，過調(diào)制PWM控制部201除了圖4表示的正弦波PWM控制部200的構(gòu)成夕卜，還包括電流濾波器230和電壓振幅修正部270。電流濾波器230執(zhí)行將由坐標變換部220計算出的d軸電 流Id和q軸電流Iq在時間軸方向上平滑化的處理。由此，將基于傳感器檢測值的實際電流Id、Iq變換成濾波處理后的電流Idf、Iqf。

然后，在過調(diào)制PWM控制部201中，電流偏差Δ Id、Δ Iq用濾波處理后的電流Idf、 Iqf 來計算。即，為 Δ Id = Idcom-Idf，Δ Iq = Iqcom-Iqf。電壓振幅修正部270對由電壓指令生成部240計算出的原來的d軸電壓指令值乂(1#和q軸電壓指令值Vq#，執(zhí)行用于放大電動機外加電壓的振幅的修正處理。坐標變換部 250和調(diào)制部260按照由電壓振幅修正部270進行了修正處理的電壓指令，生成變換器14 的開關(guān)控制信號S3 S8。另外，在適用過調(diào)制PWM控制時，將電壓指令值Vd#、Vq#進行了兩相-三相變換的各相電壓指令的振幅，成為大于變換器輸入電壓(系統(tǒng)電壓VH)的狀態(tài)。該狀態(tài)相當于在圖5表示的波形圖中變成交流電壓指令264的振幅大于載波262的振幅的狀態(tài)。這樣，由于無法從變換器14對交流電動機Ml施加超過系統(tǒng)電壓VH的電壓，因此通過根據(jù)按照原來的電壓指令值Vd#、Vq#的各相電壓指令信號的PWM控制，無法確保與電壓指令值Vd#、Vq# 對應(yīng)的原來的調(diào)制率。因此，通過對基于電壓指令值Vd#、Vq#的交流電壓指令，進行放大(Xk倍，k> 1) 電壓振幅的修正處理，使得電壓施加區(qū)間增大，由此能夠確保基于電壓指令值Vd#、Vq#的原來的調(diào)制率。另外，電壓振幅修正部270中的電壓振幅的放大比k，基于該原來的調(diào)制率理論上能夠?qū)С觥?過調(diào)制PWM控制的問題)接下來，利用圖9 圖11說明圖8表示的通常的過調(diào)制PWM控制的電動機控制構(gòu)成的問題。特別是針對通過交流電動機Ml從高輸出區(qū)域降低輸出，控制模式從矩形波電壓控制 過調(diào)制PWM控制 正弦波PWM控制轉(zhuǎn)移時的控制穩(wěn)定性方面的問題進行說明。參照圖9，在矩形波電壓控制中，各相電壓的振幅被固定為變換器輸入電壓VH。因此，在d-q軸平面上，由電壓指令值Vd#、Vq#的組合表示的電壓指令矢量位于以原點為中心的圓周上。該圓的半徑對應(yīng)于變換器輸入電壓(系統(tǒng)電壓VH)。然后，電壓指令矢量的相位 Φ ν按照圖7表示的構(gòu)成根據(jù)轉(zhuǎn)矩偏差進行控制。圖9中的電壓指令矢量Vl對應(yīng)于從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時的、基于矩形波電壓控制的交流電壓指令的最終值。 然后，當控制模式從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制轉(zhuǎn)移時，根據(jù)過調(diào)制PWM控制部201 (圖8)進行的控制計算，生成與電壓指令矢量V2對應(yīng)的交流電壓指令。在此，電壓指令矢量V2對應(yīng)于通過圖8的電壓振幅修正部270進行了振幅修正處理后的電壓指令值 Vd#、Vq#。在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時，由于控制計算的內(nèi)容突然轉(zhuǎn)變， 因此在電壓指令矢量Vl與電壓指令矢量V2之間易產(chǎn)生較大的變化。因此，通過生成使電動機外加電壓發(fā)生驟變那樣的變換器14的控制指令，由此例如圖10所示，電動機電流有可能變動。當發(fā)生這樣的控制狀態(tài)時，交流電動機Ml會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩變動。另外，如圖9所示，在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時，不只是交流電壓指令的振幅而且相位也有可能發(fā)生較大的變化。因此需要注意的是，即使設(shè)置防止電動機外加電壓的振幅驟變的防護(力一 K )生成交流電壓指令，也不能說充分地防止圖10表示的電流變動。此外，在過調(diào)制PWM控制中，還需要考慮圖8的電流濾波器230的影響。參照圖11，濾波處理后的d、q軸電流Idf、Iqf為將傳感器檢測值進行了三相-兩相變換的d、q軸電流Id、Iq(實際電流)，按照濾波處理的時間常數(shù)在時間方向上平滑化了的電流。特別是在電壓指令值Idcom、Iqcom為一定的期間內(nèi)，讀取到實際電流Id、Iq和濾波電流Idf、Iqf逐漸一致。如上所述，由于通過電流濾波處理，能夠除去與電動機電流重疊的高頻成分，因此能夠提高控制穩(wěn)定性。然而，另一方面，在d、q軸電流的變化較大的情景下，由于實際電流 Id、Iq與濾波電流Idf、Iqf的分歧增大，因此電流指令值Idcom、Iqcom之間的大小關(guān)系有可能反轉(zhuǎn)。例如，在圖11中用虛線框表示的情景下，實際電流Id大于電流指令值Idcom，與此相對濾波電流Idf小于電流指令值Idcom。因此，根據(jù)按照基于濾波電流Idf的電流偏差的反饋控制，電動機外加電壓在使d軸電流增大的方向上被控制。然而，由于實際的d軸電流已經(jīng)大于電流指令值Idcom，因此這樣的控制動作成為所謂的逆動作，反而增大實際的d軸電流偏差(Idcom-Id)。由此，有可能使控制不穩(wěn)定。因此，過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定化，優(yōu)選也考慮與電流濾波處理的關(guān)系。(本實施方式的過調(diào)制PWM控制·1)為了解決以上的問題，在本發(fā)明的實施方式的交流電動機的控制裝置中，如圖12 所示構(gòu)成過調(diào)制PWM控制部205。參照圖12，本發(fā)明的實施方式的過調(diào)制PWM控制部205，與圖8中作為比較例表示的過調(diào)制PWM控制部201比較，不同點在于還包括dq軸電壓濾波器300。dq軸電壓濾波器300按照下述(4)、(5)式，計算出將由電壓指令生成部240計算出的電壓指令值Vd#、Vq#在時間軸方向上平滑化的濾波電壓指令值Vdf和Vqf。Vdf = {Vd#-Vdf (0)} · fa+Vdf (0) — (4)Vqf = {Vq#-Vqf (0)} · fa+Vqf (0) — (5)在(4)、(5)式中，Vdf (0)、Vqf(O)分別表示濾波電壓指令值Vdf、Vqf上次的值。 而且，平滑化系數(shù)fa是0 1. 0的范圍的值，fa越接近0則濾波器的時間常數(shù)越大，fa越接近1. 0則濾波器的時間常數(shù)越小。即，平滑化系數(shù)fa能夠基于dq軸電壓濾波器300應(yīng)具有的時間常數(shù)(τ ν)和過調(diào)制PWM控制的控制周期來決定。另外，在從矩形波電壓控制開始進行控制模式切換時，Vdf (0) ,Vqf(O)為矩形波電壓控制中的交流電壓指令的最終值，即，成為與圖9中電壓指令矢量Vl對應(yīng)的值。然后，電壓振幅修正部270對由dq軸電壓濾波器300進行的平滑化后的電壓指令值Vdf、Vqf，執(zhí)行與圖8相同的電壓振幅修正處理。此外，向兩相-三相變換的各相電壓指令的變換以及PWM調(diào)制，與圖8同樣地執(zhí)行，生成變換器14的開關(guān)控制信號S3 S8。艮口， 過調(diào)制PWM控制部205除了執(zhí)行由dq軸電壓濾波器300進行的電壓指令值的濾波處理以外，還執(zhí)行與圖8的過調(diào)制PWM控制部201相同的控制動作。在此，說明dq軸電壓濾波器300的濾波時間常數(shù)τ v的優(yōu)選設(shè)計。在圖13中表示電流濾波器230的時間常數(shù)的設(shè)計手法。參照圖13，對于作為直流值的d軸電流和q軸電流，即使作為使電流指令值Idcom、Iqcom恒定的電動機控制，在基于傳感器檢測值的實際電流IcUIq中也會重疊有周期性的誤差。該周期性的誤差與交流電動機Ml的電周期(電気周期)(電氣角(電気角)360度的變化所需的時間)，即電動機旋轉(zhuǎn)速度同步。然后，通過電流濾波器230進行的濾波處理(時間常數(shù)τ c)，濾波電流Idf、Iqf的交流變動，被抑制在圖13中用虛線表示的預(yù)定范圍內(nèi)。該預(yù)定范圍與元件誤差等硬件要因?qū)?yīng)，相當于為了確?？刂品€(wěn)定性所需的電流的允許變動范圍。而且，以將電流變動收斂在該允許變動范圍內(nèi)的方式，調(diào)整和決定電流濾波器230的時間常數(shù)Tc。另外，當考慮交流變動的周期與交流電動機Ml的電周期Tc同步時，對于時間常數(shù)τ c優(yōu)選設(shè)定為電周期Tc 的整數(shù)倍。再次參照圖12，dq軸電壓濾波器300的時間常數(shù)(τ ν)優(yōu)選設(shè)定為大于電流濾波器230的時間常數(shù)(τ c)而成為(τ ν > τ c)。通過這樣的濾波處理的時間常數(shù)設(shè)定，能夠與用圖11說明的電流控制的逆動作的問題對應(yīng)。另外，在按照電流反饋的電壓指令值Vd#、Vq#的多個計算周期中的每個周期，更新實際的電壓指令的控制構(gòu)成的情況下，即，在每當多次重復(fù)計算電壓指令值Vd#、￥(1#時更新實際的電壓指令值的控制構(gòu)成的情況下，優(yōu)選時間常數(shù)τ ν為電流反饋控制周期的整數(shù)倍。圖14是說明圖12表示的過調(diào)制PWM控制部205的控制處理順序的流程圖。圖14表示的流程圖的各步驟，通過以預(yù)定周期執(zhí)行預(yù)先儲存于控制裝置30的子例程程序來實現(xiàn)?；蛘撸徊糠值牟襟E能夠通過構(gòu)筑專用的硬件(電子電路)來實現(xiàn)處理。參照圖14，控制裝置30在步驟SlOO執(zhí)行電流濾波處理，計算出將基于電流傳感器M的檢測值計算出的d、q軸電流IcUIq(實際電流)在時間軸方向上平滑后的濾波電流 Idf、Iqf。此外，控制裝置30通過步驟Sl 10，基于在步驟SlOO中求出的濾波電流Idf、Iqf 與電流指令值Idcom、Iqom之間的電流偏差，生成電壓指令值Vd#、Vq#。即，步驟SlOO進行的處理，對應(yīng)于圖12的電流濾波器230的功能，步驟SllO進行的處理，對應(yīng)于圖12的電壓指令生成部MO的功能。此外，控制裝置30通過步驟S120執(zhí)行將在步驟SllO中求出的電壓指令值Vd#、 乂口#在時間軸方向上平滑化的濾波處理。由此求出圖12中的濾波電壓指令值Vdf、Vqf。即，步驟S120進行的處理，對應(yīng)于圖12的dq軸電壓濾波器300的功能。接著，控制裝置30通過步驟S130對濾波電壓指令值Vdf、Vqf執(zhí)行電壓振幅的修正處理，以便確保按照原來的電壓指令值Vd#、Vq#的調(diào)制率。由此，對濾波處理后的電壓指令值Vd#、Vq#執(zhí)行放大電壓指令信號的振幅那樣的振幅修正處理。S卩，步驟S130的處理相當于圖12的電壓振幅修正部270的功能。此外，控制裝置30通過步驟S140，通過兩相-三相變換將d、q軸的電壓指令變換成U、V、W相的各相電壓指令。進而，控制裝置30通過步驟S150，如在圖7中說明的那樣， 基于在步驟S140中變換后的各相的電壓指令與載波的比較，按照脈沖寬度調(diào)制生成開關(guān)控制信號S3 S8。S卩，步驟S140進行的處理對應(yīng)于圖12的坐標變換部250的功能，步驟 S150進行的處理對應(yīng)于圖12的PWM調(diào)制部沈0的功能。這樣在本發(fā)明的實施方式的基于交流電動機的控制裝置的過調(diào)制PWM控制中，通過配置dq軸電壓濾波器300從而能夠抑制電壓指令值急劇的變化。由此，如圖15所示，典型的是能夠防止從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制轉(zhuǎn)移時的電壓指令的驟變。參照圖15，電壓指令矢量VI、V2與圖9同樣地求出。即，電壓指令矢量V2對應(yīng)于控制模式剛切換后的控制周期中的電壓指令值Vd#、Vq#。在此，在本實施方式的過調(diào)制 PWM控制中，將與電壓指令矢量Vl對應(yīng)的電壓指令值Vd#、VqiHt* (4)、(5)式中的上次值 Vdf(O)、Vqf (0)，來執(zhí)行dq軸電壓濾波器300進行的電壓指令值的濾波處理。其結(jié)果，在切換控制模式時，基于過調(diào)制PWM控制的初次的電壓指令，其振幅和相位兩者相當于成為電壓指令矢量VI、V2的中間值的電壓指令矢量V3。S卩，電壓指令矢量V3對應(yīng)于濾波處理后的電壓指令值Vdf、Vqf。圖16A和圖16B表示控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的波形圖。圖16A表示未配置dq 軸電壓濾波器300，即，表示圖8的過調(diào)制PWM控制部201的控制結(jié)果，圖16B表示配置有 dq軸電壓濾波器300，即，表示圖12的過調(diào)制PWM控制部205的控制結(jié)果。圖16A和圖16B表示以同一狀態(tài)(轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom)使交流電動機Ml動作的情況下轉(zhuǎn)矩變動的實際驗證(実機検証)結(jié)果。具體而言，通過使轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom從適用矩形波電壓控制的高輸出區(qū)域逐漸降低，來進行以過調(diào)制PWM控制和正弦波PWM控制的順序適用的動作狀態(tài)的實際驗證。參照圖16A，在未對電壓指令執(zhí)行濾波處理的過調(diào)制PWM控制中，由于圖9所示那樣的電壓指令的急劇的變化，電動機外加電壓的振幅和相位有可能在控制模式切換時產(chǎn)生。其結(jié)果，在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時，轉(zhuǎn)矩Tq發(fā)生較大變動。與此相對，在圖16B中通過對電壓指令執(zhí)行濾波處理，如圖15所示，能夠防止電壓指令的振幅和相位發(fā)生驟變。其結(jié)果，即使在從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制切換時， 由于防止電動機外加電壓的急劇的變化，從而使轉(zhuǎn)矩Tq不產(chǎn)生巨大的變動，由此實現(xiàn)按照轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom的控制。這樣在本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置的過調(diào)制PWM控制中，通過配置dq軸電壓濾波器300，抑制電壓指令值急劇的變化，從而能夠提高控制穩(wěn)定性。另外，對于由dq軸電壓濾波器300進行的濾波處理的時間常數(shù)(τ ν)，通過實際實驗等來對應(yīng)元件誤差等硬件要因地進行調(diào)整以便確保適宜的控制運行情況。另外，如上所述，如果考慮與電流濾波器230的時間常數(shù)(τ c)或電流反饋控制周期的關(guān)系來設(shè)定，能夠進一步提高控制穩(wěn)定性。 (本發(fā)明的實施方式的過調(diào)制PWM控制·2)圖17表示本發(fā)明的實施方式涉及的交流電動機的控制裝置進行的過調(diào)制PWM控制的變形例。參照圖17，按照變形例的過調(diào)制PWM控制部205#與圖12表示的過調(diào)制PWM控制部205相比較不同點在于，代替dq軸電壓濾波器300而包括電壓振幅/相位計算部280和相位/振幅濾波器310。過調(diào)制PWM控制部205#的其他部分的構(gòu)成與圖12表示的過調(diào)制 PWM控制部205相同。電壓振幅/相位計算部280按照由電壓指令生成部240生成的電壓指令值Vd#、 Vq#，計算電壓指令的振幅|V|#和電壓相位νφ#。具體而言，利用|V|#= (Vd#2+Vq#2)1/2, νφ# = tan-1 (Vq#/Vd#)求出。相位/振幅濾波器310，按照下述(6)、(7)式執(zhí)行以下濾波處理，即將由電壓振幅/相位計算部280計算出的電壓振幅|V|#和電壓相位νφ在時間軸方向上平滑化的濾波處理。v|f= {IVI #-1VI f (0)} · fa+1VI f (0)…(6)Υφ = {V φ #-ν φ f (0)} · fa+V Φ f (0)... (7)在(6)、(7)式中，|V|f(0)、Vctf(0)分別表示濾波處理后的電壓振幅和電壓相位的上次值。而且平滑化系數(shù)fa與(4)、(5)式相同。圖18是表示圖17表示的過調(diào)制PWM控制部205#進行的控制處理順序的流程圖。圖18與圖14相比較，控制裝置30執(zhí)行將圖14表示的步驟S120置換成步驟S120# 的、步驟S100、S110、S120#、S130 S150的一系列的處理。步驟S100、S130 S150的處理與圖14相同，因此不重復(fù)其說明?？刂蒲b置30在步驟S120#中，基于在步驟SllO中生成的電壓指令值Vd#、Vq#，對電壓指令的振幅|v|和電壓相位νΦ執(zhí)行在時間軸方向上平滑化的濾波處理。然后，按照濾波處理后的電壓指令，執(zhí)行電壓振幅的修正處理(S130)和兩相-三相變換的各相電壓指令生成(步驟S140)，此外，按照脈沖寬度調(diào)制控制生成開關(guān)控制信號S3 S8(S150)。圖19A和圖19B表示在執(zhí)行按照圖17、圖18表示的變形例的過調(diào)制PWM控制的情況下的控制模式切換時的轉(zhuǎn)矩控制的實際驗證結(jié)果。圖19A表示在圖17表示的過調(diào)制PWM控制205#中，拆除相位/振幅濾波器310 的情況下的控制結(jié)果。即在圖19A中表示與圖16A同樣的波形圖。與此相對，圖19B表示圖17表示的過調(diào)制PWM控制205#進行的轉(zhuǎn)矩控制的實際
驗證結(jié)果。參照圖19B，對基于電流反饋控制的電壓指令值Vd#、Vq#，在換算成電壓振幅|V 和電壓相位νΦ的基礎(chǔ)上執(zhí)行濾波處理，也與圖16Β同樣能夠防止控制模式切換時電壓指令的相位和振幅發(fā)生驟變，不使轉(zhuǎn)矩Tq產(chǎn)生巨大的變動，能夠?qū)崿F(xiàn)按照轉(zhuǎn)矩指令值Trqcom 的穩(wěn)定的控制。另外，對于交流電壓指令的變化，如果考慮從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制進行控制模式切換時(剛切換后)變顯著的情況，對于電壓指令值的濾波處理可以構(gòu)成為， 限定于在該控制模式切換時執(zhí)行，而通常情況下濾波處理為非執(zhí)行。根據(jù)同樣的觀點，關(guān)于濾波處理的時間常數(shù)(τ ν)可以是控制模式切換時(剛切換后)以及在此以外的期間為不同的值的可變控制。時間常數(shù)的可變控制，例如能夠通過改變(4) (7)式的平滑化系數(shù) fa來實現(xiàn)。此外，在圖12、圖17表示的控制構(gòu)成中，過調(diào)制PWM控制部205、205#對應(yīng)于“第二控制部”，電流指令生成部240對應(yīng)于“計算部”。另外，dq軸電壓濾波器300和相位/振幅濾波器310對應(yīng)于“第一濾波處理部”，電流濾波器230對應(yīng)于“第二濾波處理部”。此外， 電壓振幅修正部270對應(yīng)于“振幅修正部”，由坐標變換部250和PWM調(diào)制部260構(gòu)成“調(diào)制部“。(用于提高過調(diào)制PWM的控制穩(wěn)定性的其他手法)以下，通過用于對過調(diào)制PWM控制部205 (圖12)和過調(diào)制PWM控制部205# (圖 17)附加地執(zhí)行，來提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性的控制構(gòu)成進行說明。圖20和圖21表示說明在從矩形波電壓控制模式向過調(diào)制PWM控制模式切換時的，電壓指令生成部240(圖12、圖17)中的電壓指令值的生成處理的變形例的流程圖。參照圖20，電壓指令生成部240 (控制裝置30)通過步驟Slll取得電流偏差A(yù)Id 和Alq，進而通過步驟S112判定是否為從矩形波電壓控制進行控制模式切換時。然后， 除了從矩形波電壓控制切換時或者剛切換后以外(S110的“否”判定時)，電壓指令生成部 240 (控制裝置30)進入步驟Sl 14進行處理，并將用于根據(jù)電流偏差A(yù)id、Δ Iq求出電壓指令值Vd#、Vq#的PI (比例積分)計算的增益(PI增益)設(shè)定為通常值。另一方面，在從矩形波電壓控制模式切換時或者剛切換后(S110的“是”判定時)， 電壓指令生成部240 (控制裝置30)通過步驟Sl 13將PI增益設(shè)定為比在通常時，即在步驟 S114設(shè)定的PI增益小的值。然后，電壓指令生成部240 (控制裝置30)通過S115執(zhí)行基于在步驟S113或者 Sl 14設(shè)定的PI增益的PI計算，生成電壓指令值Vd#、Vq#?；蛘?，在步驟S113、S114的處理中，在步驟S114中直接使用在步驟Slll求出的電流偏差A(yù)id、Δ Iq執(zhí)行PI計算(S115)，另一方面可以在步驟S113中，將電流偏差A(yù)id、 AIq設(shè)為在步驟Slll中取得的值的m倍(m < 1. 0)，來實現(xiàn)與PI增益的降低同樣的控制處理。如果按照圖20表示的流程圖，由于在電壓指令值驟變的可能性高、從矩形波電壓控制向過調(diào)制PWM控制進行控制模式切換時，能夠防止電壓指令值產(chǎn)生較大的變化，因此能夠提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性?；蛘撸妷褐噶钌刹?40(控制裝置30)，能夠按照圖21表示的流程圖，生成從矩形波電壓控制進行控制模式切換時的電壓指令值。參照圖21，電壓指令生成部240 (控制裝置30)通過步驟Sl 12判定是否為從矩形波電壓控制進行控制模式切換時。然后，在除了從矩形波電壓控制模式切換時或者剛切換后(S112的“否”判定時)以外，電壓指令生成部240 (控制裝置30)通過步驟S116，通過基于電流偏差A(yù)id、八切的反饋控制生成電壓指令值對#、￥(1#。 另一方面，在從矩形波電壓控制模式切換時或者剛切換后(S112的“是”判定時)， 電壓指令生成部240(控制裝置30)，進入步驟S117進行處理，通過基于電動機電壓方程式的前饋控制，根據(jù)電流指令值Idcom、Iqcom計算出電壓指令值Vd#、Vq#。
在此，在步驟S117中參照的電動機電壓方程式，用下述(8)、(9)式表示。Vd = Ra · Id-ω · Lq · Iq... (8)Vq = ω · Ld · Id+Ra ‘ Iq+ω · φ ... (9)在(8)、(9)式中，Ra表示電樞繞線電阻，ω表示交流電動機Ml的電氣角速度，Φ 表示永磁體的電樞交鏈磁通數(shù)。依存于繞線電阻的電壓成分(分量)有助于在非常低的旋轉(zhuǎn)區(qū)域，隨著轉(zhuǎn)速上升其以外的成分成為支配性的。因此，在適用過調(diào)制PWM控制和矩形波電壓控制的速度區(qū)域中，(8)、(9)式中的繞線電阻成分可以忽略。因此，上述(8)、(9)式在適用過調(diào)制PWM控制時，用下述(10)、(11)式表示。VcW = -ω .Lq...(10)Vq# = ω · Ld · Id+ω φ = ω (Ld · Id+ Φ )... (11)而且，步驟Sl 17中，通過將Id = Idcom、Iq = Iqcom代入到簡單化的電動機電壓方程式(10)、(11)中，來計算出電壓指令值Vd#*Vq#。這樣，在剛向過調(diào)制PWM控制進行控制模式切換后，借助電動機電流中所包含的高次諧波成分，通過使反饋控制中的電流偏差(Aid、AIq)變動，能夠防止控制不穩(wěn)定。另外，不只是在控制模式切換時以及剛切換后，作為通過了過調(diào)制PWM控制適用期間的控制穩(wěn)定化對策，也可按照圖22表示的流程圖，通過設(shè)置電壓指令值的防護，從而防止轉(zhuǎn)矩變動。參照圖22，電壓指令生成部240 (控制裝置30)，通過步驟Sl 11 115 (圖20)或步驟S116(圖21)，通過電流反饋控制，基于對電壓指令I(lǐng)dcom、Iqcom的電流偏差A(yù)id、AIq 生成電壓指令值Vd#、Vq#。如上所述，典型的是該計算基于PI (比例控制)計算而生成。此外，電壓指令生成部240 (控制裝置30)在步驟Sl 18中保護q軸電壓指令值Vq# 的范圍，以使所生成的電壓指令值Vd#、Vq#不超過用交流電動機Ml的角速度ω和永磁體的電樞交鏈磁通數(shù)Φ的積表示的反電動勢(逆起電圧)ω · φ。SP，在步驟Slll 115或者S116中求出的電壓指令值Vq# > ω · φ時，通過步驟S118修正為Vq#= ω · φ。其結(jié)果，可靠地避免產(chǎn)生超過反電動勢ω · φ的q軸電壓指令值Vq#。如從上述(11)式所理解的那樣，當將q軸電壓指令值Vq#和反電動勢ω · φ之差的符號(正負)反轉(zhuǎn)時，則d軸電流Id的符號(正負)也反轉(zhuǎn)。即，如果由于影響電動機電流的高頻成分，或用于減少該高頻成分的濾波處理的延遲等的，在瞬間產(chǎn)生將d軸電流Id的符號反轉(zhuǎn)的控制狀態(tài)，與此對應(yīng)有可能產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩變動。

因此，通過步驟Sl 18，通過避免設(shè)定超過反電動勢ω · φ的q軸電壓指令值Vq#， 由此能夠抑制在過調(diào)制PWM控制的適用中產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩變動。這樣，按照圖20 圖22表示的變形例，通過使過調(diào)制PWM控制部205、205#中的電壓指令生成部240動作，能夠進一步提高過調(diào)制PWM控制的穩(wěn)定性。另外，對于圖22表示的q軸電壓指令值Vq#的保護處理，也可以在電壓濾波處理后或者振幅修正處理后執(zhí)行。此外，在本實施方式中，作為優(yōu)選構(gòu)成例，表示了電動機驅(qū)動系統(tǒng)的直流電壓產(chǎn)生部10#包括升降壓轉(zhuǎn)換器12的構(gòu)成，以使能夠?qū)ο蜃儞Q器14輸入的電壓(系統(tǒng)電壓VH) 進行可變控制，然而只要能夠?qū)ο蜃儞Q器14輸入的電壓進行可變控制，則直流電壓產(chǎn)生部 10#不限定于本實施方式所例示的構(gòu)成。另外，變換器輸入電壓不一定必須是可變的，對于將直流電源B的輸出電壓直接輸入變換器14的構(gòu)成(例如，省略升降壓轉(zhuǎn)換器12的配置的構(gòu)成)也能夠適用本發(fā)明。此外，對于成為電動機驅(qū)動系統(tǒng)的負荷的交流電動機，在本實施方式中，假設(shè)了作為車輛驅(qū)動用而搭載于電動車輛(混合動力汽車、電動汽車等)的永磁電動機，然而對于將其以外的設(shè)備所使用的任意的交流電動機作為負荷的構(gòu)成，也能夠適用本申請發(fā)明。產(chǎn)業(yè)上的實用性本發(fā)明能夠用于具有過調(diào)制模式的脈沖寬度調(diào)制控制進行的交流電動機的控制。應(yīng)該認為這次公開的實施方式所有的點只是例示而不是限制。本發(fā)明的范圍不是通過上述的說明而是通過權(quán)利要求來表示，且意味著包括與權(quán)利要求均等的意思以及在范圍內(nèi)的全部變更。
權(quán)利要求
1.一種交流電動機的控制裝置，是通過變換器(14)控制外加電壓的交流電動機(Ml) 的控制裝置，其中，包括電流檢測器(M)，該電流檢測器用于檢測出在所述變換器與所述交流電動機之間流動的電流；脈沖寬度調(diào)制控制部，該脈沖寬度調(diào)制控制部用于通過脈沖寬度調(diào)制控制，產(chǎn)生所述變換器的控制指令(S3 S8)，所述脈沖寬度調(diào)制控制是基于用于使所述交流電動機按照動作指令動作的交流電壓指令(264)與載波062)的比較的控制， 所述脈沖寬度調(diào)制控制部包括第一控制部000)，該第一控制部用于按照正弦波脈沖寬度調(diào)制方式，根據(jù)基于所述電流檢測器的檢測值的電動機電流(Id、Iq)、和與所述動作指令對應(yīng)的電流指令(Idcom、 Iqcom)的偏差，產(chǎn)生所述控制指令；第二控制部(205、205#)，該第二控制部用于按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式，根據(jù)所述電動機電流與所述電流指令的電流偏差(△〗(!、AIq)產(chǎn)生所述控制指令，所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式用于輸出基波成分比所述正弦波脈沖調(diào)制方式大的外加電壓， 所述第二控制部包括計算部Ο40、280)，該計算部用于基于所述電動機電流和所述電流指令求出所述電流偏差，并且根據(jù)求出的所述電流偏差，計算表示所述交流電壓指令的控制值；第一濾波處理部(300、310)，該第一濾波處理部用于使計算出的所述控制值的時間軸方向的變化平滑化；振幅修正部Ο70)，該振幅修正部用于對由所述第一濾波處理部平滑化的控制值，進行用于放大所述交流電壓指令的振幅的修正計算；調(diào)制部Ο50、260)，該調(diào)制部用于將所述修正計算后的所述控制值變換成所述交流電壓指令，并且基于所述交流電壓指令與所述載波的比較，產(chǎn)生所述控制指令。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的交流電動機的控制裝置，其中，所述第二控制部O05、205#)還包括第二濾波處理部030)，該第二濾波處理部用于使基于所述電流檢測器的檢測值的所述電動機電流(IcUIq)的時間軸方向的變化平滑化，所述計算部(MO)構(gòu)成為基于所述電流指令(Idcom、Iqcom)、和由所述第二濾波處理部平滑化的電動機電流(Idf、Iqf)，求出所述電流偏差。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的交流電動機的控制裝置，其中，由所述第一濾波處理部(300、310)平滑化的時間常數(shù)大于由所述第二濾波處理部 (230)平滑化的時間常數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的交流電動機的控制裝置，其中，由所述第二濾波處理部(230)平滑化的時間常數(shù)被控制為所述交流電動機(Ml)的電周期的預(yù)定的整數(shù)倍。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中， 所述電流指令包括d軸電流指令值(Idcom)和q軸電流指令值(Iqcom)，所述控制值包括基于分別相對于所述d軸電流指令值和所述q軸電流指令值的所述電流偏差(Aid、AIq)計算出的d軸電壓指令值(Vd#)和q軸電壓指令值(Vq#)，所述第一濾波處理部(300)構(gòu)成為使所述d軸電壓指令值和所述q軸指令值的時間軸方向的變化平滑化。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中， 所述電流指令包括d軸電流指令值(Idcom)和q軸電流指令值(Iqcom)，所述控制值包括基于分別相對于所述d軸電流指令值和所述q軸電流指令值的所述電流偏差(Aid、AIq)計算出的d軸電壓指令值(Vd#)和q軸電壓指令值(Vq#)，所述第一濾波處理部(310)構(gòu)成為使由所述d軸電壓指令值與所述q軸指令值的組合所表示的電壓指令振幅(|V|)和電壓指令相位(νΦ)的時間軸方向的變化平滑化。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中，還包括 矩形波電壓控制部G00)，該矩形波電壓控制部用于產(chǎn)生所述變換器(14)的控制指令(S3 S8)，使得將為使所述交流電動機(Ml)按照動作指令動作而被相位控制的矩形波電壓施加于所述交流電動機；模式切換判定部(S10 S15)，該模式切換判定部用于根據(jù)所述交流電動機的控制狀態(tài)，選擇所述脈沖寬度調(diào)制控制和由所述矩形波電壓控制部進行的矩形波電壓控制中的一方，所述計算部O40)構(gòu)成為使所述控制值相對于相同的所述電流偏差(Aid、AIq)的變化量，在從所述矩形波電壓控制向按照所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制進行控制模式切換時的所述控制值(Vdf、Vqf)的計算中，比所述控制模式切換后的所述控制值的計算降低。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中，還包括 矩形波電壓控制部G00)，該矩形波電壓控制部用于產(chǎn)生所述變換器(14)的控制指令(S3 S8)，使得將為使所述交流電動機(Ml)按照動作指令動作而被相位控制的矩形波電壓施加于所述交流電動機；和模式切換判定部(S10 S15)，該模式切換判定部用于根據(jù)所述交流電動機的控制狀態(tài)，選擇由所述矩形波電壓控制部進行的矩形波電壓控制和由所述脈沖寬度調(diào)制控制部進行的脈沖寬度調(diào)制控制中的一方，所述計算部(MO)構(gòu)成為在從所述矩形波電壓控制向按照所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制進行控制模式切換時，代替基于所述電流偏差(△〗(!、AIq)的計算，而利用將所述電流指令(Idcom、Iqcom)代入所述交流電動機的特性方程式的計算求出所述控制值(Vdf、Vqf)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1至4中的任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中， 所述電流指令包括d軸電流指令值(Idcom)和q軸電流指令值(Iqcom)，所述控制值包括基于分別相對于所述d軸電流指令值和所述q軸電流指令值的所述電流偏差(Aid、AIq)計算出的d軸電壓指令值(Vd#)和q軸電壓指令值(Vq#)，所述計算部(MO)構(gòu)成為將所述q軸電壓指令值限制在不超過所述交流電動機(Ml) 當前的旋轉(zhuǎn)速度下的反電動勢的范圍內(nèi)，求出所述d軸電壓指令值和所述q軸電壓指令值。
10.一種交流電動機的控制方法，是通過變換器(14)控制外加電壓的交流電動機(Ml) 的控制方法，其中，包括通過按照過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式的脈沖寬度調(diào)制控制，來控制所述交流電動機的步驟(S100 S150)，所述過調(diào)制脈沖寬度調(diào)制方式用于輸出基波成分比正弦波脈沖調(diào)制方式大的外加電壓，所述控制的步驟包括以下步驟基于與用于檢測出在所述變換器與所述交流電動機之間流動的電流的電流檢測器 (24)的檢測值相應(yīng)的電動機電流(Id、Iq)、和與所述交流電動機的動作指令對應(yīng)的電流指令(Idcom、Iqcom)，求出電流偏差(Aid、Δ Iq)，并且根據(jù)該電流偏差，計算表示用于使所述交流電動機按照所述動作指令動作的交流電壓指令的控制值的步驟(SllO)； 使計算出的所述控制值的時間軸方向的變化平滑化的步驟(S120、S120#)； 對通過所述平滑化的步驟而平滑化的控制值進行用于放大所述交流電壓指令的振幅的修正計算的步驟(S130)；將所述修正計算后的所述控制值變換成交流電壓指令的步驟(S140)；和基于載波(26 與變換得到的所述交流電壓指令064)的比較，產(chǎn)生所述變換器的控制指令(S3 S8)的步驟(S 150)。
全文摘要
電壓指令生成部(240)基于對電流指令值(Idcom、Iqcom)的電流偏差(ΔId、ΔIq)生成電壓指令值(Vd#、Vq#)。dq軸電壓濾波器(300)生成進行了將在時間軸方向上的電壓指令值(Vd#、Vq#)的變化平滑化的濾波處理的電壓指令值(Vdf、Vqf)。然后，對經(jīng)濾波處理的電壓指令值(Vdf、Vqf)執(zhí)行電壓振幅修正處理和兩相-三相坐標變換處理，生成交流電動機(M1)的各相電壓指令。由此，包括控制模式切換時在內(nèi)，能夠防止交流電動機(M1)的電壓指令的振幅和相位兩者急劇的變化。
文檔編號B60W20/00GK102171922SQ20098013837
公開日2011年8月31日 申請日期2009年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月30日
發(fā)明者伊藤武志, 小川崇 申請人:豐田自動車株式會社