專利名稱：光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)dc/dc變換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及一種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器。
背景技術(shù)：
目前，光伏并網(wǎng)發(fā)電已成為光伏利用的主要發(fā)展趨勢和相關(guān)技術(shù)研究的熱 點(diǎn)(Carrasco J M，F(xiàn)ranquelo L G，Bialasiewicz J T，et al. Power-electronics systems for the grid integration of renewable energy sources :a survey[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53 (4) :1002_1016·)。由于光伏電池 陣列最大功率輸出受光照強(qiáng)度、電池板溫度、各個(gè)串聯(lián)組件性能參數(shù)等因素的影響比較嚴(yán) 重(Trishan Esram, Patrick L Chapman. Comparison of photovoltaic array maximum power point tracking techniques[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2007，22 (2) =439-449.)，通常盡量減小電池板串聯(lián)數(shù)量，以降低光伏發(fā)電系統(tǒng)和功率開關(guān) 器件的耐壓。為滿足光伏陣列最大功率點(diǎn)跟蹤控制和并網(wǎng)電壓需求，并網(wǎng)逆變器常帶有升 壓環(huán)節(jié)。非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器漏電流對(duì)人身安全有較大的威脅(張興，孫龍林，許 頗，等.單相非隔離型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中共模電流抑制研究[J].太陽能學(xué)報(bào)，2009，36(9) 1202-1207 ；肖華鋒，謝少軍.用于光伏并網(wǎng)的交錯(cuò)型雙管Buck-Boost變換器[J].中國電 機(jī)工程學(xué)報(bào)，2010，30 (21) :7-12)，大中功率等級(jí)的光伏并網(wǎng)逆變器要求有變壓器隔離。變 壓器隔離型又可以分為高頻變壓器隔離和工頻變壓器隔離兩種。高頻變壓器隔離型并網(wǎng) 逆變器克服了工頻升壓隔離變壓器存在的體積龐大、耗材嚴(yán)重、價(jià)格昂貴等不足(張興，孫 龍林，許頗，等.單相非隔離型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中共模電流抑制研究[J].太陽能學(xué)報(bào)，2009， 36(9) =1202-1207.)，在單相低電壓中小功率光伏發(fā)電系統(tǒng)中應(yīng)用較多。近年來，各種全橋 電路拓?fù)渑c移相PWM控制策略相結(jié)合的軟開關(guān)技術(shù)(Τ. T. Song, N. C. Huang, A. Ioinovici. A family ofzero-voltage and zero-current-switching (ZVZCS) three-level DC-DC converter the secondary-assisted regenerative passive snubber[J]. IEEE Transactions on circuits and systems, 2005, 52 (11) :2473_2481 ；姜雪松，溫旭輝，許海 平.燃料電池電動(dòng)車用隔離Boost全橋變換器的研究[J].南京航空航天大學(xué)學(xué)報(bào)，2006， 38(1) :64-69.，阮新波，嚴(yán)仰光.脈寬調(diào)制DC/DC全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)[M].北京科 學(xué)出版社，2001.；李傳文.光伏升壓全橋軟開關(guān)DC-DC變換器的研制[D]，濟(jì)南山東大學(xué)， 2008.；楊通，黃延齡，張光先.數(shù)字化的逆變弧焊電源[J].電焊機(jī)，2009，39 (2) :11_17. Yang Tong, Huang Yanling, Zhang Guang xian. Digitalized arc welding power[J]. Electric Welding Machine, 2009, 39 (2) :11_17.；趙振民，岳云濤.一種基于 UC3879 控制 的全橋軟開關(guān)DC/DC變換器[J].電力電子技術(shù)，2005，39 (3) 107-110)，大幅提高了 DC/DC 變換器的效率和功率密度，廣泛應(yīng)用于大功率低電壓輸出領(lǐng)域。為滿足大功率隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器直流側(cè)高輸入電壓(一般要達(dá)到650V 以上)要求，通常需要通過高頻變壓器升壓，然而高升壓比的二次側(cè)電壓峰值對(duì)整流二極管耐壓要求非?？量?。為此，文獻(xiàn)[李傳文.光伏升壓全橋軟開關(guān)DC-DC變換器的研制[D]， 濟(jì)南山東大學(xué)，2008]給出了一種二次側(cè)串聯(lián)整流的電路拓?fù)?，有效降低了?duì)快速二極管 的耐壓要求，但其CDD無源箝位電路導(dǎo)致變壓器原邊電流沖擊大，在輕載或空載情況下輸 出電流斷續(xù)，超前臂電容換流不完全，它通過與之并聯(lián)的功率開關(guān)器件直接放電，易損壞功 率開關(guān)器件。而文獻(xiàn)[楊通，黃延齡，張光先.數(shù)字化的逆變弧焊電源[J].電焊機(jī)，2009， 39(2) :11_17.]給出了一 種輔助電感的降壓輸出電路拓?fù)?，而該換流電感無論空載還是滿 載都參與換流。滿載工作時(shí)其高頻電流幅值可達(dá)14A。由此帶來嚴(yán)重的系統(tǒng)損耗，它包括線 圈銅耗、磁芯的磁滯損耗、變壓器原邊功率開關(guān)管的通態(tài)損耗和線路損耗。這些損耗不僅降 低了系統(tǒng)效率，還提高了功率開關(guān)器件功率等級(jí)，增加了成本。同時(shí)，傳統(tǒng)的移相PWM控制 專用芯片(如UC3875，UC3879等)的控制精度和靈活性不高等不足，(趙振民，岳云濤.一種 基于UC3879控制的全橋軟開關(guān)DC/DC變換器[J].電力電子技術(shù)，2005，39 (3) :107_110.)。

實(shí)用新型內(nèi)容本實(shí)用新型的目的就是為滿足三相光伏并網(wǎng)逆變器高輸入電壓的需求，克服其工 頻升壓隔離變壓器耗材嚴(yán)重的不足，提出了一種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器， 其高頻變壓器具有三個(gè)副邊，其中兩個(gè)升壓繞組用于串聯(lián)整流實(shí)現(xiàn)高電壓輸出；另一個(gè)接 換流電感和開關(guān)的降壓繞組，解決了空載或者輕載情況下超前臂換流難、滿載情況下效率 降低的問題，顯著提高了變換器的效率。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本實(shí)用新型采用如下技術(shù)方案—種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，它包括高頻變壓器，移相PWM控制變 換器，所述高頻變壓器設(shè)有三個(gè)副邊，其中兩個(gè)副邊采用全橋整流并串聯(lián)以提高輸出電壓， 它們的輸出端與輸出電壓、電流采樣電路連接，輸出電壓、電流采樣電路與控制器連接，控 制器的移相PWM輸出端與隔離驅(qū)動(dòng)電路連接，隔離驅(qū)動(dòng)電路則與原邊的移相PWM控制變換 器連接，在原邊的移相PWM控制變換器設(shè)有串聯(lián)的阻斷電容Cb和飽和電感Ls ；第三個(gè)副邊 為降壓繞組，它與換流電感和開關(guān)串聯(lián)。所述移相PWM控制變換器為與光伏電池并聯(lián)的全橋電路，它由串聯(lián)的超前臂功率 開關(guān)管VT1JT2和串聯(lián)的滯后臂功率開關(guān)管乂^！^并聯(lián)組成；其中，超前臂功率開關(guān)管VI\、 VT2分別與各自的反并聯(lián)二極管DT1、DT2并聯(lián)；滯后臂功率開關(guān)管VT3、VT4與各自的反并聯(lián)二 極管DT3、Dt4并聯(lián)，串聯(lián)的阻斷電容Cb和飽和電感Ls設(shè)置在串聯(lián)的超前臂功率開關(guān)管VT” VT2和串聯(lián)的滯后臂功率開關(guān)管VT3、VT4之間；超前臂功率開關(guān)管VT” VT2和滯后臂功率開 關(guān)管VT3、VT4由隔離驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)。所述副邊中一個(gè)全橋整流電路由快速恢復(fù)二極管D1-D4組成，該全橋電路的輸出 端并聯(lián)串接的二極管Dfl、電容Cfl，然后一個(gè)輸出端再經(jīng)濾波電感Lfl后與該全橋電路的另 一輸出端與輸出濾波電容Ctjl并聯(lián)；第二個(gè)全橋整流電路由快速恢復(fù)二極管D5-D8組成，該整流電路的輸出端并聯(lián)串 接的二極管Df2、電容Cf2，一個(gè)輸出端再經(jīng)濾波電感Lf2后與該整流電路的另一輸出端與輸 出濾波電容C。2并聯(lián)。濾波電感Lfi和濾波電感Lf2為耦合電感共用一個(gè)磁芯；輸出端Dn-R1-Cfl與 Df2-R2-Cf2構(gòu)成交叉箝位緩沖電路。[0012]所述控制器為TMS320F2812芯片。所述控制器還與輸入欠壓、過壓、過流和過熱保護(hù)電路連接。一種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器的控制方法，它采用不對(duì)稱移相PWM 控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。全橋式工作控制信號(hào)特點(diǎn)如圖2a所示 (1)超前臂和滯后臂開關(guān)管的開通時(shí)刻 相同，而關(guān)斷時(shí)刻不同；(2)超前臂控制信號(hào)脈寬調(diào)制，而滯后臂控制信號(hào)保持最大脈寬不 變。該種工作模式可滿足負(fù)載大范圍內(nèi)功率調(diào)節(jié)需求。而半橋式工作控制信號(hào)如圖2b所 示，超前臂已關(guān)斷，超前臂電容與滯后臂開關(guān)管組成半橋式結(jié)構(gòu)，此時(shí)僅滯后臂控制信號(hào)脈 寬調(diào)制，以實(shí)現(xiàn)輕載微功率調(diào)節(jié)。所述移相PWM生成方法步驟為(1)在正常輸出功率范圍內(nèi)，令控制器自身的寄存器CMPR2的值n2等于周期寄存 器數(shù)值IV即ri2 = n0 ；此時(shí)，滯后臂上下兩只功率器件互補(bǔ)導(dǎo)通；改變控制器自身的寄存器 CMPRl的值叫，H1 ( η。，實(shí)現(xiàn)超前臂導(dǎo)通脈寬0° 180°變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出功率調(diào)節(jié)；當(dāng) H1 = n0時(shí)超前臂關(guān)斷；當(dāng)Ii1 = 0時(shí)，超前臂上下兩個(gè)功率器件各導(dǎo)通180°，輸出功率達(dá)到 最大；(2)輸出功率由空載或輕載增加過程首先，先令控制器自身的比較寄存器CMPRl 的值等于周期寄存器的值，即Ii1 = n0超前臂關(guān)斷，調(diào)節(jié)滯后臂寄存器的值ri2從Iitl逐漸減 小，滯后臂導(dǎo)通脈寬逐漸增加；當(dāng)寄存器CMPR2的值Ii2等于0時(shí)，滯后臂脈寬達(dá)到最大；隨 著輸出功率的增加，逐漸減少CMPRl的值Ii1，超前臂脈寬逐漸變寬，直到Ii1 = 0，達(dá)到最大導(dǎo) 通脈寬；(3)輸出功率由滿載或重載到空載減小過程，比較寄存器數(shù)值變化與過程⑵反 方向變化；先增加CMPRl的值ηι，當(dāng)ni = nQ后再增加CMPR2的值n2直到n2 = n0,此時(shí)所有 功率器件完全關(guān)斷。本實(shí)用新型的有益效果是提出了一種改進(jìn)型全橋軟開關(guān)DC/DC變換器，其高頻 變壓器具有三個(gè)副邊，其中兩個(gè)升壓繞組用于串聯(lián)整流實(shí)現(xiàn)高電壓輸出。另一個(gè)降壓繞組 接換流電感和開關(guān)Ktl 當(dāng)輸出電流斷續(xù)的輕載工況下，Ktl閉合，換流電感提供無功電流以實(shí) 現(xiàn)超前臂軟開關(guān)；當(dāng)輸出電流連續(xù)時(shí)，開關(guān)Ktl斷開，降低了系統(tǒng)換流，實(shí)現(xiàn)了全功率范圍內(nèi) 變換器的軟開關(guān)，克服了工頻變壓器隔離升壓帶來耗材多、體積大、笨重等不足，顯著提高 了變換器效率。為克服傳統(tǒng)的移相PWM控制專用芯片(如UC3875，UC3879等)的控制精度和靈活 性不高等不足[11]。實(shí)現(xiàn)變換器的高頻化、數(shù)字化，設(shè)計(jì)了基于TMS320F2812的全橋移相PWM 數(shù)字控制系統(tǒng)，簡化了外圍電路，提高了系統(tǒng)可靠性。通過詳細(xì)分析了不對(duì)稱移相PWM控制情況下變換器的工作原理，給出了具體PWM 控制波形的產(chǎn)生方法，實(shí)現(xiàn)了全負(fù)載范圍變換器數(shù)字化軟開關(guān)控制。工作效率高，運(yùn)行可靠，具有良好的輸出功率調(diào)節(jié)能力。該變換器不僅用于光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，還可以用于燃料電池、小型風(fēng)力發(fā)電、電動(dòng) 汽車蓄電池供電以及回饋型電子負(fù)載中的直流升壓場合。
圖1為本實(shí)用新型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；圖Ia為變壓器原邊的抽頭繞組結(jié)構(gòu)示意圖；圖Ib為變壓器副邊的抽頭繞組結(jié)構(gòu)示意圖；圖Ic為獨(dú)立繞組結(jié)構(gòu)示意圖；圖2a為全橋式功率大范圍調(diào)節(jié)控制信號(hào)圖；圖2b為半橋式功率微調(diào)控制信號(hào)圖；圖3主要工作原理波形圖；圖4a工作模態(tài)1的等效電路；圖4b工作模態(tài)2的等效電路；圖4c工作模態(tài)2的等效電路；圖4d工作模態(tài)3的等效電路；圖5a不對(duì)稱全橋PWM控制信號(hào)圖；圖5b半橋式PWM控制信號(hào)圖；圖6a非對(duì)稱移相PWM驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形；圖6b非對(duì)稱移相PWM驅(qū)動(dòng)實(shí)驗(yàn)波形；圖7a軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形圖；圖7b軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形圖；圖7c軟開關(guān)實(shí)驗(yàn)波形圖；圖8常規(guī)的RCD吸收回路；圖9交叉箝位緩沖電路。
具體實(shí)施方式
以下結(jié)合附圖與實(shí)施例對(duì)本實(shí)用新型做進(jìn)一步說明。圖1中，本實(shí)用新型中光伏升壓全橋軟開關(guān)變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，包括主電路結(jié)構(gòu)拓?fù)浜涂刂葡到y(tǒng)。VT1和VT2為超前臂功率開關(guān)管，VT3和VT4為滯后臂功率開關(guān)管，Ugl Ug4 為它們的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。Dn Dt4為開關(guān)管寄生的反并聯(lián)二極管。CpC2為超前臂電容值，且C1 =C2 = Cr0 D1 D8為快速恢復(fù)二極管，Lfl, Lf2為輸出濾波電感，C01, C02為輸出濾波電容， Cb為阻斷電容，Ls為飽和電感。該系統(tǒng)與傳統(tǒng)的全橋逆變電路主要有以下幾點(diǎn)區(qū)別(1)采用變壓器雙副邊整流 串聯(lián)結(jié)構(gòu)，滿足了后級(jí)三相并網(wǎng)逆變器高輸入電壓的要求，同時(shí)降低了副邊快恢復(fù)二極管 耐壓等級(jí)。(2)在變壓器上增加了帶有開關(guān)和線性電感L。的換流繞組T12，滿足了逆變器全 負(fù)載范圍軟開關(guān)工作要求。(3)為克服傳統(tǒng)移相PWM控制變換器中環(huán)路電流大，損耗嚴(yán)重的 問題，在變壓器的原邊串聯(lián)了阻斷電容Cb，同時(shí)該電容也有利于提高變壓器的抗偏磁能力。本實(shí)用新型采用TI公司TMS320F2812芯片作為主控制器，主要功能模塊包括最 大功率點(diǎn)跟蹤、移相PWM的實(shí)現(xiàn)，A/D轉(zhuǎn)換，故障保護(hù)，鍵盤與液晶顯示。該系統(tǒng)首先將輸入、 輸出電壓、電流信號(hào)經(jīng)A/D模塊轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，然后根據(jù)最大功率點(diǎn)跟蹤控制的需求，調(diào)節(jié) DSP產(chǎn)生的四路控制信號(hào)的開關(guān)時(shí)間和相位差，并利用脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)超前臂和滯后臂的 功率開關(guān)器件。[0049]控制系統(tǒng)中的欠壓、過壓、過流、過熱等保護(hù)信號(hào)輸送給DSP的通用I/O 口，以判斷 其具體的故障類型，同時(shí)將這些保護(hù)輸出信號(hào)相與后連接到PDPINTA引腳，以實(shí)現(xiàn)故 障時(shí) 硬件保護(hù)，快速關(guān)斷功率開關(guān)器件。由CAN模塊實(shí)現(xiàn)與上位遠(yuǎn)程數(shù)據(jù)通訊；SCI通訊模塊完 成現(xiàn)場操作控制和液晶顯示。本實(shí)用新型的工作原理為經(jīng)典的移相PWM控制是通過調(diào)節(jié)超前臂和滯后臂導(dǎo)通脈 寬相移，實(shí)現(xiàn)輸出功率調(diào)節(jié)，而超前臂和滯后臂脈沖寬度不調(diào)節(jié)(阮新波，嚴(yán)仰光.脈寬調(diào)制 DC/DC全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)[M].北京科學(xué)出版社，2001.；趙振民，岳云濤.一種基于 UC3879控制的全橋軟開關(guān)DC/DC變換器[J].電力電子技術(shù)，2005，39 (3) :107_110.)。本實(shí)用 新型給出了一種新的不對(duì)稱移相PWM控制方案，它包括全橋式工作和半橋式工作兩種情況。全橋式工作控制信號(hào)特點(diǎn)如圖2a所示(1)超前臂和滯后臂開關(guān)管的開通時(shí)刻 相同，而關(guān)斷時(shí)刻不同；(2)超前臂控制信號(hào)脈寬調(diào)制，而滯后臂控制信號(hào)保持最大脈寬不 變。該種工作模式可滿足負(fù)載大范圍內(nèi)功率調(diào)節(jié)需求。而半橋式工作控制信號(hào)如圖2b所 示，超前臂已關(guān)斷，超前臂電容與滯后臂開關(guān)管組成半橋式結(jié)構(gòu)，此時(shí)僅滯后臂控制信號(hào)脈 寬調(diào)制，以實(shí)現(xiàn)輕載微功率調(diào)節(jié)。新型全橋軟開關(guān)逆變器的具體工作原理如下設(shè)變壓器的原邊與單個(gè)整流繞組匝 數(shù)比為1 η (η >1)，與換流繞組匝比為1 !!!(!!!〈山換流電感量為！^，開關(guān)周期為！“，導(dǎo) 通時(shí)間為Τ。η，則占空比D = Τ。η/Τ。為便于分析，假設(shè)所有器件均為理想器件；阻斷電容值 Cb >> Cr ；輸出側(cè)的兩個(gè)整流電路器件參數(shù)一致，工作模態(tài)相同，分析時(shí)只考慮單個(gè)整流電 路情況。在全橋逆變器一個(gè)開關(guān)周期中，變壓器正負(fù)半周期內(nèi)電路的工作情況相同，為保 證系統(tǒng)輕載時(shí)軟開關(guān)工作，現(xiàn)以控制開關(guān)Ktl閉合，正半周期工作為例說明，其主要工作波形 如圖3所示。(1) Lt1 t2]階段=VT1和VT4零電流導(dǎo)通假設(shè)系統(tǒng)已經(jīng)穩(wěn)定工作，、時(shí)刻=VT1和VT4同時(shí)導(dǎo)通，變壓器的電流回路如圖4a 所示。此時(shí)加在變壓器漏感、換流電感折合到原邊的等效電感及飽和電感上的電壓值為 (Vin+Va)，原邊的電流從零開始增加。由于飽和電感對(duì)電流變化的抑制作用，開關(guān)器件VI\、 VT4為零電流開通。當(dāng)電流超過飽和電感的飽和值時(shí)，飽和電感相當(dāng)于短路，原邊的電流迅 速增加。在此階段，飽和電感為開關(guān)器件零電流開通提供了充分條件，同時(shí)也產(chǎn)生一點(diǎn)占 空比損失。為減少占空比損失和勵(lì)磁損耗，通常選擇導(dǎo)磁率矩形性能好的鐵氧體材料作為 飽和電感磁芯。在[tl t2]期間變壓器原邊串聯(lián)電容Cb的電壓由反向最大值正向增加。由于 變壓器的原邊電流ip較大，飽和電感Ls處于短路狀態(tài)，快恢復(fù)二極管D1和D4導(dǎo)通，換流電 感電流從最大反向電流開始正向線性增加。換流電感電流iLc(0 = 7- Γ^ul(t)dt(1)
k h其中，IlcU1)為負(fù)峰值電流。設(shè)變壓器漏感為L11,則在變壓器的原邊電壓作用下，線性增加的漏感電流為[0062] = (2)其中，I11U1)為漏感的負(fù) 峰值電流。輸出濾波電感Lf較大，在一個(gè)開關(guān)周期中輸出電流I。為恒值。因此，原邊的電流 包括換流電感電流U、輸出電流I0的折算值以及變壓器漏感電流in之和，即iP(t) = 2*n*I0+m*iLc(t)+in(t)(3)阻斷電容電壓Wcb 0) = +J":2 Zp (恥
Cb 1其中，UebU1)為其負(fù)峰值電壓；變壓器原邊電壓=U1(t) = Uin-Ucb (t)。(2) [t2 t3]階段=VT1為零電壓關(guān)斷，VT4仍導(dǎo)通如圖4b所示，在t2時(shí)刻，VT1開始關(guān)斷，變壓器的原邊電流從VT1轉(zhuǎn)移到C1和C2支 路=C1開始充電，電壓值從零開始線性上升，因此VT1為零電壓關(guān)斷；c2開始放電，其電壓線 性下降。超前臂電容電壓的變化率與負(fù)載電流有關(guān)，負(fù)載電流越大，上升速度越快。注意 為保證VT1為零電壓關(guān)斷，需根據(jù)最大負(fù)載電流和開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間確定超前臂電容值。快恢復(fù)二極管D1和D4仍然導(dǎo)通，輸出電流I0近似恒流。阻斷電容電壓v。b不斷升 高，原邊電流迅速地衰減，有效克服了傳統(tǒng)移相PWM控制帶來的環(huán)流損耗大的問題。阻斷電 容Cb電壓為Vcb (0 = Vcb (t2 ) + /Ρ·(4)超前臂并聯(lián)的諧振電容電壓\( ) = ^( - 2)(5)νν2( ) = υιη-^( - 2)(6)在[t2 t3]期間，電容Cb與超前臂電容CpC2和變壓器漏感及換流電感折算到原 邊的等效電感Lr，形成LC串聯(lián)諧振回路，如圖4c所示，諧振頻率為外=，周期應(yīng)小 于ο. 5Td，其中Td為死區(qū)時(shí)間；Ce為回路等效電容，即ce = (C^C2)+Cy(C^CjCb)。(3) 二極管DT2續(xù)流，VT4關(guān)斷如圖4d所示，超前臂電容C1的電壓經(jīng)L,Ce諧振很快上升到輸入電壓Uin，C2電壓 下降到零。此后由二極管Dt2續(xù)流，飽和電感仍然飽和，DT2-Cb、_VT4形成回路。此時(shí)，變壓 器原邊被短路，整流二極管D1 D4全部導(dǎo)通，為負(fù)載輸出電流提供通路。在t3時(shí)刻，由于阻斷電容對(duì)原邊電流的衰減作用，當(dāng)電流降至零將要反向時(shí)，飽和 電感退出飽和，原邊相當(dāng)于開路，開關(guān)管VT4零電流關(guān)斷。(4) [t3 t4]階段開關(guān)管工作“死區(qū)”在[t3 t4]期間，如圖4e所示，由于變壓器漏感和飽和電感的作用，變壓器的原 邊電流很小，幾乎開路。阻斷電容電壓不變，快恢復(fù)整流二極管全部導(dǎo)通，變壓器原、副邊電 壓為零，換流電感的電流基本不變。[0083]在下半個(gè)工作周期，首先VT2和VT3零電流開通，然后超前臂開關(guān)管VT2零電壓關(guān) 斷，接著VT3零電流關(guān)斷，死區(qū)階段之后VT1和VT4同時(shí)零電流開通，工作過程與上半周期相 同。當(dāng)負(fù)載輸出電流I0大于設(shè)定值Ie且電流連續(xù)時(shí)，開關(guān)Ktl斷開，系統(tǒng)的軟開關(guān)工作 過程分析與帶電感時(shí)相同，只是換流電感不工作。Ie的大小取決于超前臂電容充放電狀況， 即要保證超前臂開關(guān)管開通之前其兩端并聯(lián)的電容電壓為零。(5)半橋式逆變工作模態(tài)在負(fù)載輕載的情況下，超前臂開關(guān)管關(guān)斷。超前臂電容和滯后臂開關(guān)管組成半橋 式電路，實(shí)現(xiàn)功率的微調(diào)。在半橋式工作模態(tài)下，由于飽和電感的電流開關(guān)作用和阻斷電容 對(duì)原邊電流的衰減作用，滯后臂開關(guān)器件仍為零電流開關(guān)。由此可見，基于不對(duì)稱移相PWM控制策略的改進(jìn)型逆變器，能夠 在全功率范圍內(nèi) 實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)器件的軟開關(guān)。本實(shí)用新型中TMS320F2812是TI公司推出的32位數(shù)字信號(hào)處理器，專門為工業(yè) 自動(dòng)化、電力電子控制而設(shè)計(jì)，其處理能力可達(dá)到150MIPS。芯片內(nèi)部包含兩個(gè)事件管理器 EVA和EVB模塊，每個(gè)事件管理器包括2個(gè)通用定時(shí)器、3個(gè)全比較單元、8路PWM輸出、3個(gè) 捕獲單元(蘇奎峰，呂強(qiáng).TMS320F2812原理與開發(fā)[M].北京電子工業(yè)出版社，2005.)。利用DSP實(shí)現(xiàn)移相PWM波形的常用方法目前，利用DSP實(shí)現(xiàn)移相PWM控制方法包 括修改計(jì)數(shù)器初值法，硬件添加法。修改計(jì)數(shù)器初值法(Kim E. S.，Kim T. J.，Byun Y. B.， Koo T. G. . High power full-bridge DC/DC converter using digital-to-phase-shift PWM circuit[J]. Institute of Electrical and Electronics Engineers Inc. ,2001, 1 :221-225.)，即先設(shè)TlCNT初值為X(1，T3CNT初值設(shè)為0，通過控制算法計(jì)算移相角并根 據(jù)移相角修改Xtl的值來實(shí)現(xiàn)移相PWM控制，該方法需要利用兩個(gè)事件管理器。硬件添加 法，主要有DSP+CPLD法(陳剛，張勇，王瑞，馬鐵軍.基于DSP的逆變點(diǎn)焊電源移相PWM 控制研究[J].電焊機(jī)，2006，36 (9) 22-25.)和 DSP+D 觸發(fā)器法(Eun-Soo Kim, Tae-Jin Kim, Young-Bok Byun, Tae-Geun Koo. High power full bridge DC/DC convener using digital-to-phase-shift PWM circuit [R], IEEE APEC 2002.)，前者由 DSP 產(chǎn)生兩路可以 移相的脈沖信號(hào)，通過CPLD對(duì)相應(yīng)的控制脈沖信號(hào)反相得到另兩路控制信號(hào)；后者采用 DSP芯片和外加多個(gè)D觸發(fā)器產(chǎn)生移相脈沖信號(hào)?？梢?，硬件添加法需要添加更加復(fù)雜的電 路，實(shí)現(xiàn)過程較麻煩。本實(shí)用新型利用定時(shí)器比較功能實(shí)現(xiàn)移相PWM，據(jù)改進(jìn)型軟開關(guān)逆變器的工作原 理，給出了一種基于TMS320F2812的不對(duì)稱移相PWM控制方案，如圖5a、圖5b所示。它是利用定時(shí)器比較中斷功能實(shí)現(xiàn)逆變器軟開關(guān)工作所需的四路移相PWM控制 信號(hào)。首先選擇比較單元的互補(bǔ)輸出Ugl、ug2作為超前臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，ug3、ug4作為滯后臂的 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。然后設(shè)置通用定時(shí)器T1的計(jì)數(shù)方式為連續(xù)減計(jì)數(shù)模式，死區(qū)控制寄存器DBTC0NA 設(shè)定所需要的死區(qū)時(shí)間，周期寄存器裝入所需要PWM載波周期的值IV C0MC0NA寄存器使能 比較操作，使能完全比較器。在調(diào)制過程中Iitl保持不變，并設(shè)定CMPRl = ni;CMPR2 = n2,在 PWM周期中斷中，改變Ii1和Ii2值以調(diào)整PWM移相控制信號(hào)的占空比。在忽略死區(qū)時(shí)間情況下，不對(duì)稱移相PWM控制信號(hào)的具體實(shí)現(xiàn)方法如下(1)正常輸出功率范圍內(nèi)，令寄存器CMPR2的值n2等于周期寄存器數(shù)值n。，即n2 =η。。此時(shí)，滯后臂上下兩只功率器件互補(bǔ)導(dǎo)通。改變Ii1值Oi1Sntl)可實(shí)現(xiàn)超前臂導(dǎo)通脈寬 0° 180°變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出功率調(diào)節(jié)。當(dāng)II1=IIq時(shí)超前臂關(guān)斷；當(dāng)Il1 = O時(shí)，超前臂 上下兩個(gè)功率器件各導(dǎo)通180°，輸出功率達(dá)到最大。 (2)輸出功率由空載或輕載增加過程首先，先令比較寄存器CMPRl的值等于周期 寄存器的值，即Ii1 = n0超前臂關(guān)斷，調(diào)節(jié)滯后臂寄存器的值ri2從Iitl逐漸減小，滯后臂導(dǎo)通 脈寬逐漸增加。當(dāng)寄存器CMPR2的值Ii2等于0時(shí)，滯后臂脈寬達(dá)到最大。隨著輸出功率的 增加，逐漸減少CMPRl的值Ii1,超前臂脈寬逐漸變寬，直到Ii1 = 0，達(dá)到最大導(dǎo)通脈寬。(3)輸出功率由滿載或重載到空載減小過程，比較寄存器數(shù)值變化與過程(2)反 方向變化。先增加CMPRl的值ηι，當(dāng)Ii1 = nQ后再增加CMPR2的值n2直到n2 = n0,此時(shí)所有 功率器件完全關(guān)斷。由此可見，在實(shí)現(xiàn)不對(duì)稱四路移相PWM信號(hào)產(chǎn)生過程中，只需一個(gè)事件管理器產(chǎn) 生，而不需添加任何硬件，因而提高了系統(tǒng)可靠性。圖6a、圖6b為PWM信號(hào)的脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)波形，開關(guān)頻率20kHz，死區(qū)時(shí)間t = 4 μ S。全橋模式工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖6a所示，Ugl和Ug2脈寬調(diào)制改變輸出功率，而Ug3和 Ug4脈沖寬度為最大不變。半橋式工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖6b所示，Ugl和Ug2全為零電平，即超 前臂已關(guān)斷；Ug3和Ug4脈寬調(diào)制改變輸出功率。試驗(yàn)測試結(jié)果全橋DC/DC變換器由三相380VAC交流電經(jīng)調(diào)壓整流后得到輸入電壓200-300VDC 進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。輸出電壓600 700VDC連續(xù)可調(diào)，開關(guān)頻率20kHz，功率10kW。開關(guān)管VT1 VT4采用EUPEC公司的IGBT功率模塊型號(hào)為BSM200GB60DLC，快恢復(fù)整流二極管采用 APT30D100K。超前臂與滯后臂的軟開關(guān)工作波形如圖7a c所示，Ugl，Ug4分別超前臂和滯后臂 驅(qū)動(dòng)電壓波形；曲線、為變壓器原邊電流波形；曲線U?！璘re4分別為超前臂功率器件電壓 和滯后臂功率器件電壓波形，U。為輸出電壓波形；曲線v。b為變壓器原邊串聯(lián)阻斷電容電壓 波形；曲線L為換流電感的電流波形。由圖7a可以看出，超前臂Vn開通時(shí)刻電流為零，關(guān)斷時(shí)變壓器的原邊電流給超前 臂并聯(lián)的電容充電，電容的初始電壓為零，因此Vn為零電壓關(guān)斷。圖7b可以看出滯后臂Vt4 開通和關(guān)斷時(shí)刻，變壓器的原邊電流為零，因此滯后臂為零電流開關(guān)。圖7c可以看出輕載 時(shí)半橋式逆變工作模式下，滯后臂功率開關(guān)器件仍為零電流開通、零電流關(guān)斷。由于超前臂 并聯(lián)的電容容量較小，變壓器的原邊電流ip變化不大呈三角波。在空載或輕載工況下可滿足逆變器軟開關(guān)要求，但由于電焊機(jī)的輔助電感工況與 光伏發(fā)電中的工況有明顯不同(1)帶換流電感的變壓器繞組匝數(shù)與二次整流繞組匝數(shù)相 同，二者可以共用，而本系統(tǒng)不能共用，兩者匝數(shù)不相同；(2)電焊機(jī)中的換流電感不能斷 開，而所申請(qǐng)光伏發(fā)電系統(tǒng)的換流電感與開關(guān)Ktl串聯(lián)，當(dāng)電流連續(xù)時(shí)開關(guān)Ktl斷開。(1)開關(guān)K。的必要性變壓器的換流電感電流(較大)一方面，線圈銅損和磁芯磁滯損耗增加，另一方 面，變壓器原邊電流增加，弓I起功率開關(guān)器件通態(tài)損耗增加。(2)開關(guān)K。的選擇[0107]當(dāng)輸出電流連續(xù)的情況下，超前臂電容換流完全，開關(guān)Ktl斷開，可消除換流電感引起的無為損耗。由于光伏電池特性決定的輸出功率變化速度較慢(秒級(jí))，該開關(guān)采用電子 繼電器，由控制板根據(jù)輸出電流的情況進(jìn)行控制。(3)輸出端交叉箝位緩沖電路必要性論證兩個(gè)輸出整流串聯(lián)，提高輸出電壓以滿足三相光伏并網(wǎng)所需的高直流電壓(約 700V)，可以有效降低對(duì)輸出快恢復(fù)整流二極管的耐壓。為抑制二極管D1 D8反向恢復(fù)階 段由于其結(jié)電容與線路電感高頻振蕩引起的電壓尖峰，常采用RCD吸收回路如圖8。為不 影響系統(tǒng)的正常工作，該電容電壓應(yīng)剛好控制在二極管電壓安全工作區(qū)800V(額定電壓為 1200V的快恢復(fù)二極管)為佳。每個(gè)開關(guān)周期Cfl吸收的高頻振蕩能量應(yīng)及時(shí)釋放，以免電 壓持續(xù)增加損壞二極管。圖8所示，電阻R1位于電容Cfl和輸出電容Ctll之間，R^Cfl的充放 電頻率為開關(guān)頻率的2倍。單個(gè)輸出整流器輸出電壓為0. 5U。= 0. 5*700 = 350V,因此，緩沖電容電壓變化為dU = 800-350 = 450V,則緩沖電容充放電功率為Pc = l/2*C*dU~2*2*f = k*C*dU~2可見放電電阻功率為Pr = Pc = k*C*dU"2為保證二極管D1 D8的峰值電壓工作在安全工作區(qū)，又降低電阻R1和R2的功耗， 需減少電容電壓波動(dòng)范圍，提出了交叉箝位連接方式如圖9所示。電容電壓Cf兩端電壓波動(dòng)范圍為dU = 800-700 = 100V與交叉前比較，放電電阻功率比為Plr/P2r = 450"2/100"2 = 2025可見，功耗僅為兩個(gè)整流電路簡單串聯(lián)的二十分之一。(4)電感Ll和L2為耦合電感電感Ll和L2為耦合電感，兩者共用一個(gè)磁芯，濾波效果不變的情況下，有效減少 了磁芯的數(shù)量，降低了系統(tǒng)成本和體積。
權(quán)利要求1.一種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，它包括高頻變壓器，其原邊設(shè)有移相 PWM控制變換器，其特征是，所述高頻變壓器設(shè)有三個(gè)副邊，其中兩個(gè)副邊采用全橋電路串 聯(lián)連接進(jìn)行整流以輸出高電壓，它們的輸出端與輸出電壓、電流采樣電路連接，輸出電壓、 電流采樣電路與控制器連接，控制器的移相輸出端與隔離驅(qū)動(dòng)電路連接，隔離驅(qū)動(dòng)電路則 與原邊的移相PWM控制變換器連接，在原邊的移相PWM控制變換器設(shè)有串聯(lián)的阻斷電容Cb 和飽和電感Ls ；第三個(gè)副邊為降壓繞組串聯(lián)換流電感和開關(guān)&。
2.如權(quán)利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，其特征是，所述移相 PWM控制變換器為與光伏電池并聯(lián)的全橋電路，它由帶反并聯(lián)二極管的功率開關(guān)管VI\、VT2 串聯(lián)組成超前臂，帶反并聯(lián)二極管的功率開關(guān)管VT3、VT4串聯(lián)組成滯后臂；其中，VT1JT2* 別與電容C1和C2并聯(lián)；滯后臂功率開關(guān)管不并聯(lián)電容。阻斷電容Cb和飽和電感Ls與高頻 變壓器原邊串聯(lián)。
3.如權(quán)利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，其特征是，所述副邊 中一個(gè)全橋整流電路由快速恢復(fù)二極管D1-D4組成，該整流電路的輸出端并聯(lián)串接的二極 管Dfl、電容Cfl。一個(gè)輸出端再經(jīng)濾波電感Lfl后與該全橋電路的另一輸出端與輸出濾波電 容Ctjl并聯(lián)；電阻R1的一端與Dfl和Cfl的公共連接點(diǎn)相連，另一端與濾波電容C。2低壓端相 連。第二個(gè)全橋整流電路由快速恢復(fù)二極管D5-D8組成，該整流電路的輸出端并聯(lián)串接的 二極管Df2、電容Cf2，一個(gè)輸出端再經(jīng)濾波電感Lf2后與該全橋電路的另一輸出端與輸出濾 波電容C。2并聯(lián)；電阻R2的一端與Df2和Cf2的公共連接點(diǎn)相連，另一端與濾波電容Ctjl高壓 端相連。濾波電感Lfl和濾波電感Lf2為耦合電感共用一個(gè)磁芯；輸出端Dfl-R1-Cfl與Df2-R2-Cf2 構(gòu)成交叉箝位緩沖電路。
4.如權(quán)利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，其特征是，串聯(lián)換流電 感和開關(guān)Ktl的降壓繞組，其表現(xiàn)形式有三種第一種為變壓器原邊的抽頭繞組；第二種為 變壓器副邊的抽頭繞組；第三種為獨(dú)立繞組。
5.如權(quán)利要求1所述的光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，其特征是，所述控制器 核心處理器為TMS320F2812芯片。
6.如權(quán)利要求1或4所述的光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，其特征是，所述控 制器還與輸入欠壓、過壓、過流和過熱保護(hù)電路連接。
專利摘要本實(shí)用新型涉及一種光伏高頻隔離升壓軟開關(guān)DC/DC變換器，它解決了空載或者輕載情況下超前臂換流難、滿載情況下效率降低的問題，提高了變換器的效率，實(shí)現(xiàn)了全功率范圍內(nèi)變換器的軟開關(guān)。它包括高頻變壓器，其原邊設(shè)有移相PWM控制變換器。所述高頻變壓器設(shè)有三個(gè)副邊，其中兩個(gè)副邊采用橋式二極管整流電路串聯(lián)以輸出高電壓，它們的輸出端與輸出電壓、電流采樣電路連接，輸出電壓、電流采樣電路與控制器連接；第三個(gè)副邊為降壓繞組串聯(lián)換流電感和開關(guān)。變壓器的原邊設(shè)有串聯(lián)的阻斷電容Cb和飽和電感LS。輸出濾波電感Lf1和Lf2為耦合電感共用一個(gè)磁芯；輸出端Df1-R1-Cf1與Df2-R2-Cf2構(gòu)成交叉箝位緩沖電路。不對(duì)稱移相PWM控制器控制功率開關(guān)器件VT1～VT4和開關(guān)K0。
文檔編號(hào)H02M3/335GK201869102SQ20102064478
公開日2011年6月15日 申請(qǐng)日期2010年12月6日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月6日
發(fā)明者張承慧, 杜春水, 陳阿蓮 申請(qǐng)人:山東大學(xué)