專利名稱：用于同步機控制的相位角控制的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明主要涉及一種用于控制電動機和發(fā)電機的設(shè)備及方法，并且尤其涉及一種用于控制一同步電機的改進的設(shè)備及方法，所述同步電機選擇性地充當電動機和發(fā)電機。
背景技術(shù)：
同步電動機也能用作同步發(fā)電機，因此，既充當同步電動機又充當發(fā)電機的設(shè)備被稱為同步電機。通過導(dǎo)體穿過磁場的運動可以將機械能轉(zhuǎn)化為電能。反過來也是成立的，其中將電能輸入垂直于磁場的導(dǎo)線中，導(dǎo)致在導(dǎo)體中形成電流并產(chǎn)生機械力，從而產(chǎn)生了機械能?；旧?，電動機是發(fā)電機的逆過程；所以簡單地講，同步電動機是將電能轉(zhuǎn)化為機械能的同步電機，而同步發(fā)電機是將機械能轉(zhuǎn)化為電能的同步電機。
交流發(fā)電機是將機械能轉(zhuǎn)化為交變電流以產(chǎn)生電能的設(shè)備，因此是一個交流電(AC)發(fā)電機。在一些應(yīng)用中，為了給電池充電或為了給直流負載提供電壓和電流(即功率)，交流發(fā)電機的輸出被整流成直流電。
一個典型的同步發(fā)電機或電動機，即同步機，包括組成磁路的電樞鐵芯、氣隙、磁極以及磁軛。同步機還包括組成電路的電樞繞組、勵磁繞組、電刷以及滑環(huán)。此外，同步機還包括機架、機罩、軸承、電刷支撐物以及軸，這些部件共同提供機械的支撐。定子通常是固定的組件。定子包括一組以形成中空的圓柱體的方式排列的獨立的電磁體，每個磁體的磁極朝向該組的中心。轉(zhuǎn)子是旋轉(zhuǎn)的電子組件，轉(zhuǎn)子包括一組圍繞圓柱體排列的、磁極朝向定子磁極的電磁體。轉(zhuǎn)子位于定子的內(nèi)部并且安裝在電動機或發(fā)電機的軸上。
另一種類型的同步機，旋轉(zhuǎn)磁場型的無刷式同步機，在定子中具有用于旋轉(zhuǎn)磁場的電樞線圈，在轉(zhuǎn)子中具有用于磁體的勵磁線圈。一些同步機利用永磁體(PM)代替由電引入的磁體以產(chǎn)生轉(zhuǎn)子的磁矩。永磁型的機器不需要集電環(huán)或滑動環(huán)，所以這樣的永磁型機器從能源的消耗方面來講是高效的。然而，永磁型機器通常生產(chǎn)費用高，并且排除了對磁場強度進行簡單控制的可能性，當同步機處于變化的轉(zhuǎn)速下既用作電動機又用作發(fā)電機、并且在每個模式下都處于總體控制時需要這種磁場強度的簡單控制。而且，當不注意地受到極高的電流和極高溫度的影響時永磁體并不是不變的。
其它類型的同步機，是真正的混合型同步機，包括具有轉(zhuǎn)子位置觸發(fā)的功率電子電流控制的開關(guān)式磁阻構(gòu)造。轉(zhuǎn)子位置可以通過測量或估計得到。轉(zhuǎn)子位置觸發(fā)的功率電子電流可以控制各種機器，典型已知為磁阻同步電機和與轉(zhuǎn)子及定子的連接方式以及與定子電流模式有關(guān)的驅(qū)動設(shè)備。這樣的磁阻同步機具有分布式的各向異性轉(zhuǎn)子，轉(zhuǎn)子由有/沒有等效的鼠籠式繞組的、常規(guī)的或軸向的疊片組成，從而提供從6∶1到超過20∶1的高的凸極性(saliency)比率，高凸極性(saliency)比率導(dǎo)致了高轉(zhuǎn)矩密度、低損耗、高功率因子以及快速的轉(zhuǎn)矩速度瞬變(過程)。這些類型的混合同步機在控制上提供了足夠的改進，然而，這些類型的混合同步機缺乏快速的響應(yīng)以及在處理混合式汽車所需的大功率時存在困難。當處于用于制動的發(fā)電模式下時，這些類型的混合同步機還缺乏簡單的電壓控制方法。
現(xiàn)代的電機通常在直接啟動的應(yīng)用中以及在變速驅(qū)動器中用于功率電子式和數(shù)字控制時，具有較好的效率和相對合理的成本。對于直接啟動的恒速應(yīng)用由于損耗的成本變得越來越高，高效率的感應(yīng)電動機和同步電動機正在以額外的活潑金屬(例如銅和鐵)為代價進行生產(chǎn)。
存在具有高能量密度(～35J/cm3)的永磁體，而且已經(jīng)將其應(yīng)用于同步電動機，即無刷式電動機，從而通過正弦或雙極矩形電流功率電子控制而產(chǎn)生高轉(zhuǎn)矩密度、低損耗/轉(zhuǎn)矩、高功率/電壓比以及快速轉(zhuǎn)矩和速度響應(yīng)的驅(qū)動設(shè)備。然而，磁體相對高的成本、工作溫度的限制(100-150℃)以及高瞬時轉(zhuǎn)矩或短路情況下永磁體退磁的危險限制了這樣的永磁電動機的應(yīng)用。
感應(yīng)電動機的矢量控制通過較低成本的粗糙的(rugged)電動機提供了幾乎同等的快速動態(tài)特性，但是具有略微復(fù)雜和參數(shù)依賴的控制器和較高的電動機損耗以及靜態(tài)功率轉(zhuǎn)換容量。同樣地，矢量控制的感應(yīng)電動機廣泛應(yīng)用于需要寬的恒定功率(流量弱化)速度范圍的錠子驅(qū)動器。在需要持續(xù)不變的大轉(zhuǎn)矩、低速運轉(zhuǎn)的應(yīng)用場合，或者在高精度加工(例如錠子)的感應(yīng)電動機驅(qū)動器中，高的鼠籠式轉(zhuǎn)子損耗分別引起了嚴重的冷卻和轉(zhuǎn)子熱變形問題。
具有分布式各向異性轉(zhuǎn)子的磁阻同步電動機是由常規(guī)的或軸向的、具有/沒有等效鼠籠式繞組的疊片結(jié)構(gòu)組成，可以提供從大約6比1到超過20比1的高凸極性(saliency)比率，其中較高的值對應(yīng)于較高的功率。這樣的磁阻同步電動機具有相對高的轉(zhuǎn)矩密度、低損耗/轉(zhuǎn)矩、高功率因子、快速的轉(zhuǎn)矩速度瞬變(過程)以及，對于倒相器-反饋的(無籠轉(zhuǎn)子)應(yīng)用在無轉(zhuǎn)子電流存在時的簡化的控制。這些機器的定子具有均勻的縫隙，具有集中的(一個齒寬或極距寬度的線圈(q＝1))通過單極的或雙極的二級電流控制，或者具有分布式的(q＞＝2)多相位單或雙繞組和正弦電流(轉(zhuǎn)子位置觸發(fā))控制。這些類型的偽同步電動機(尤其步進電動機)缺乏上面提出的所有的原因，包括用于混合式汽車的大功率尺寸中的高熱損耗、零到很低轉(zhuǎn)速時的轉(zhuǎn)矩控制差、位置控制困難尤其逆轉(zhuǎn)時以及發(fā)電時電壓控制困難。
因此期望提供一種電動機和發(fā)電機(即電機)連同可以通過獨立于頻率的線性電壓對電動機的相位角進行控制的控制系統(tǒng)。還期望提供一種電動機和發(fā)電機控制系統(tǒng)，能夠控制電動機的相位角以及零轉(zhuǎn)速啟動轉(zhuǎn)矩和每個方向上的旋轉(zhuǎn)，并且能夠在一個三相功率的半周期內(nèi)從電動機到發(fā)電機再到電動機來來回回地轉(zhuǎn)換。還期望提供一種具有高轉(zhuǎn)矩密度、低損耗/轉(zhuǎn)矩、高功率/負載(kW/KVA)、快速轉(zhuǎn)矩和速度動態(tài)、寬速度范圍的操作、高效的磁場弱化(即恒定功率)、電動機耐久性、高精度和堅固性以及低電動機成本。還期望提供一種具有以同步電機作為主要驅(qū)動控制元件的混合式汽車。此外，期望提供一種具有相位角控制裝置的發(fā)電機，相位角控制裝置可以作為啟動馬達用以自動啟動一個具有自動節(jié)流控制的內(nèi)燃機，自動節(jié)流控制規(guī)定了針對相應(yīng)的功率負載在最大燃料效率下的發(fā)動機轉(zhuǎn)速。更進一步，期望提供一種平行連接的電機晶體管橋以增加驅(qū)動電流的最大值。

發(fā)明內(nèi)容
一種具有一個三相定子和一個場轉(zhuǎn)子的同步機，可以用作一種使用包含整流電路、相位檢測電路以及相位延遲電路的控制系統(tǒng)的電動機或發(fā)電機。整流電路使用一個高壓端和來自直流(DC)電源的一個低壓端。相位檢測電路用于確定定子通量矢量的相位以及轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)的方向，并且被設(shè)置到一個在轉(zhuǎn)子位置之前的固定的超前位置。當機器用作電動機時，相位延遲電路利用一個控制電壓直接地且線性地控制從最大提前到同步和延遲的整流的相位。相位延遲控制不依賴于定子頻率?？刂?例如定點)電壓可用于控制轉(zhuǎn)矩或轉(zhuǎn)速。當整流達到同步位置時同步機既不是電動機也不是發(fā)電機。當外力或者控制電壓的變化導(dǎo)致相位延遲從而推動整流相位超過同步位置達到一個預(yù)定的量時，整流終止而且機器變成發(fā)電機。作為發(fā)電機，可以控制輸出電壓用以為電池充電和/或為其它負載提供功率。這種從電動機到發(fā)電機的變化能以任意的定子頻率和三相電源的一個周期的1/6到1/3一樣快的發(fā)生。如果施加于同步機的外力反向或如果控制電壓增加并導(dǎo)致相位延遲的減少，相位被提前到同步位置之前，同步機會再次在一個周期的1/6到1/3內(nèi)變成電動機。
當用于混合式汽車時，四個這樣的控制系統(tǒng)可用于車輪，第五個控制系統(tǒng)用于控制一個內(nèi)燃機(ICE)而為電池充電。該內(nèi)燃機控制系統(tǒng)也可能包括自動啟動、轉(zhuǎn)速控制以及關(guān)閉特性。對于汽車的加速，描述了該控制系統(tǒng)作為電子分速器和輪間的防滑機構(gòu)的使用。對于減速或制動過程，描述了該控制系統(tǒng)通過對電池充電用于防滑(與防鎖相反)再生制動車的使用。零轉(zhuǎn)速啟動轉(zhuǎn)矩也可超過磁阻同步電動機和感應(yīng)式電動機的轉(zhuǎn)矩。
簡單來講，本發(fā)明包括一個用于多相同步機的同步機控制設(shè)備。該多相同步機具有一個勵磁線圈、一個轉(zhuǎn)子以及多相繞組。該控制設(shè)備包括一個相位檢測傳感器和一個控制電路。該相位檢測傳感器設(shè)置為相對于同步機的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的方向電子地提前90°控制電路包括相位延遲電路、整流驅(qū)動電路以及時間延遲電路。相位檢測電路與相位檢測傳感器連接，并且設(shè)定為不依賴頻率確定同步機的電相位。相位檢測電路至少在機器相對于電相位角同步工作、落后以及提前的時候進行檢測。整流驅(qū)動電路與相位檢測電路連接，并且具有與繞組連接的高端輸出和與繞組連接的低端輸出。只有當相位檢測電路提供整流輸出時，整流驅(qū)動電路選擇性地且交替地控制高端和低端輸出以控制同步機的整流。時間延遲電路與相位檢測電路及整流驅(qū)動電路連接。時間延遲電路基于一個與由相位檢測電路測得的機器的速度相比較而得到的可調(diào)的定點，向整流驅(qū)動電路提供控制輸出。


結(jié)合附圖可以更好的理解以上概述和以下對本發(fā)明的優(yōu)選實施例的詳細描述。為了舉例說明本發(fā)明，圖中示出了當前優(yōu)選的實施方式。然而，應(yīng)該理解，本發(fā)明并不限于這些準確的安排和所示出的手段。
在圖中圖1是本發(fā)明的合并了相位角控制器的發(fā)電機系統(tǒng)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；圖2A是根據(jù)圖1中的相位角控制器的七個周期旋轉(zhuǎn)一周的葉片型繼電器和三個相位檢測器的主視圖；圖2B是圖2A的光繼電器的細節(jié)圖；圖3A是本發(fā)明的五個周期旋轉(zhuǎn)一周的另一種葉片型繼電器的主視圖；圖3B-3C是本發(fā)明的用于同步電動機和發(fā)電機的控制系統(tǒng)的控制電路的電路示意圖；圖4是圖2A的葉片型光繼電器的時間表；圖5A-5E是本發(fā)明的用于相位角控制器的詳細控制電路的電路示意圖；圖6A-6E是用于應(yīng)急發(fā)電機的詳細控制電路的電路示意圖；圖7A-7E是用于混合式汽車的發(fā)動機控制的詳細控制電路的電路示意圖；
圖8A-8E是用于混合式汽車車輪控制的詳細控制電路的電路示意圖；圖9是用于四輪混合式汽車的集成在一起的四輪控制電路和差分控制電路的功能示意圖；圖10是圖9的控制電路的結(jié)構(gòu)示意圖；圖11是本發(fā)明的說明電子自動節(jié)流控制的VRPM與VKWLOAD與節(jié)流開口百分數(shù)的空間關(guān)系曲線圖；圖12是優(yōu)選實施例的用于節(jié)流控制的控制電路的詳細的電原理圖；圖13是使用圖12的電路證明示例的表；圖14是優(yōu)選實施例的用于控制同步機的旋轉(zhuǎn)方向的控制電路的詳細電原理圖；圖15是圖14的電路的真值表；圖16是優(yōu)選實施例的用于通過數(shù)字式位置控制對同步機的旋轉(zhuǎn)方向進行控制的控制電路的詳細電原理圖；圖17是圖16的電路的真值表；圖18是用于數(shù)字位置控制的控制電路的詳細電原理圖；圖19是本發(fā)明的優(yōu)選實施例的用于控制算法的控制電路的詳細電原理圖；圖20A是VRLM相對時間相對誤差的關(guān)系曲線圖；圖20B是說明圖19的控制算法的響應(yīng)的繪出值的表；圖21是優(yōu)選實施例的用于對在驅(qū)動同步機的過程中所使用的內(nèi)燃機進行節(jié)流控制的控制電路的詳細的電原理圖；圖22是用于對速度和/或位置進行數(shù)字信號處理的控制電路的詳細的電原理圖；圖23是六晶體管整流電路的詳細原理圖和表；圖24是十二晶體管整流電路的詳細原理圖和表；以及圖25是用于二十四晶體管整流電路的詳細原理圖和表。
具體實施例方式
以下描述中為了方便起見而使用的某些術(shù)語并不是限定性的。附圖中引用詞語“右”“左”“下”及“上”來表示方向。詞語“內(nèi)”和“外”分別表示朝向和離開所討論物體和其指定的部分的幾何中心。術(shù)語包括了以上特別提到的詞語、其派生詞及具有相似含義的詞語。另外，權(quán)利要求和說明書的對應(yīng)部分中使用的詞語“一個”意味著“至少一個”。
I.一般描述詳細參照附圖，其中相同的附圖標記始終表示相同的元素，圖1中示出了一個典型的與本發(fā)明的相位角控制相結(jié)合的由內(nèi)燃機驅(qū)動的發(fā)電裝置10。由內(nèi)燃機驅(qū)動的發(fā)電裝置或總裝置10包括一個內(nèi)燃機或不過是具有伺服控制的汽化器節(jié)流閥14和輸出軸16的內(nèi)燃機12。內(nèi)燃機12的輸出軸16通過已知的方式與同步電動機/發(fā)電機或同步機20連接。如本領(lǐng)域已知的，同步機20包括一個定子、一個轉(zhuǎn)子以及一個場繞組。同步電機20包括至少兩個電極或一對，但是目前的同步機20優(yōu)選地包括十四個電極或七對。如下面將更詳細地描述的，同步機20與控制系統(tǒng)30連接。同步機20還包括一個與內(nèi)燃機12的輸出軸16連接的輸入軸26。一個葉片型繼電器24安裝在同步機20的輸入軸26上。一個速度和相位跳躍傳感器32(圖2A-2B)緊挨著安裝在葉片型繼電器24上，從而檢測同步機20的以每分鐘轉(zhuǎn)數(shù)表示的速度(RPM)以及以電角度表示的相位跳躍(例如圖4)。優(yōu)選地，速度和相位跳躍傳感器或僅僅跳躍傳感器32包括三個光繼電器32A、32B、32C，用于與葉片型繼電器24協(xié)同對速度和跳躍數(shù)進行檢測。光繼電器32A-32C優(yōu)選地安裝在適當?shù)闹Ъ?3上，并設(shè)置為在與同步機20的轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)方向相反的方向上提前90°。
總裝置10進一步包括至少一個蓄電池BT1、一個電壓和電流傳感器E11以及一個靜變流器34。優(yōu)選地，總裝置10具有六個電池或六個蓄電池BT1-BT6。同步機20配置為類似于一個交流發(fā)電機，其中機械能可被轉(zhuǎn)換成交流電形式的電能，交流電由通常包括在同步機20中或者集成在同步機20上的六個二極管52(圖3C)進行整流，并且調(diào)整為用于為蓄電池BT1-BT6充電的直流電壓。靜變流器34將直流功率轉(zhuǎn)化為具有交流波形的交流功率。例如，12伏或24伏的直流輸入在一個給定的功率下可以變成120伏、60Hz的交流輸出，其中交流輸出可以是方波，準正弦波或者是真正的正弦波形式。
參考圖2A-2B，示出了葉片型繼電器24和具有間隔120°(電角度)的光繼電器32A-32C的相位傳感器32。這種特別的葉片型繼電器24配置為具有與帶有七對電極的同步機20相對應(yīng)的七個葉片24a和七個間隙24b。盡管示出了具有七個葉片24a的葉片型繼電器，但是如對本領(lǐng)域普通技術(shù)人員顯而易見的，可以不脫離本發(fā)明而使用任意葉片數(shù)目和具有任意對應(yīng)電極數(shù)目的同步機20。
如圖示，葉片型繼電器24具有葉片24a，葉片24a覆蓋光繼電器32A而留下光繼電器32B-32C不覆蓋或者說光繼電器32B-32C在間隙24b中。當同步機20的軸26旋轉(zhuǎn)時，葉片24a和間隙24b以一種方式選擇性地覆蓋或暴露光繼電器32A-32C，這種方式與同步機20按照相位A-C的電活動的特定步數(shù)相對應(yīng)。圖4是一個表，示出了根據(jù)葉片型繼電器24的旋轉(zhuǎn)而激活或斷開光繼電器32A-32C的特定模式，其中1表示一個特定的光繼電器32A-32C被激活，而0表示特定的光繼電器32A-32C被斷開。例如，在第一行中，步驟1，光繼電器32A被斷開(即光被阻斷)而光繼電器32B-32C被激活(即光沒被阻斷)，這種情況對應(yīng)與圖2A所示的排列，并且對應(yīng)于圖4第一行中的輸入模式(即“011”)。當葉片型繼電器24繼續(xù)沿著逆時針方向旋轉(zhuǎn)時，光繼電器32A-32B都變成被特定的如圖所示正覆蓋光繼電器32A的葉片24a覆蓋，而光繼電器32C將保持暴露在間隙24b中從而形成了圖4中的下一行(即“001”)。然而，由于光繼電器32A-32C的機械間隔以及葉片24a間和間隙24b間的間隔的原因，決不會出現(xiàn)所有3個光繼電器32A-32C都暴露(111)或者所有3個光繼電器32A-32C都被覆蓋的情況。對本領(lǐng)域普通技術(shù)人員顯而易見的，不脫離本發(fā)明的精神與范圍，利用其它的探測器或檢測設(shè)備比如霍爾效應(yīng)傳感器、感應(yīng)傳感器、電容傳感器以及其它接近的傳感器、編碼器、電位計及類似的儀器，并且因此，使用其它這樣的位置檢測設(shè)備都是有可能的。
圖3A示出了另一種五個周期旋轉(zhuǎn)一周的葉片型光繼電器24’，這種葉片型光繼電器以與圖2A-2B所示的葉片型光繼電器完全相同的原理工作。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)該理解，這種葉片型光繼電器24’是要與具有五對電機的同步機一起使用。顯然，可以利用與同步機20的電極對數(shù)一致的任意葉片數(shù)目的葉片型繼電器24，24’。
圖3B-3C示出了本發(fā)明的用于控制同步機20的控制電路30的電路結(jié)構(gòu)示意圖。出于描述的目的，圖3C中詳細示出的同步機20是一個三角型纏繞的、具有一個外部激勵的勵磁線圈21的三相型同步機20。當然，不脫離本發(fā)明的主要發(fā)明范圍，也可以利用具有其它纏繞方式以及其它相位數(shù)量的其它同步機20。
光繼電器32A-32C為脈沖檢測電路38A-38C提供輸入，脈沖檢測電路38A-38C能夠檢測脈沖的上升沿和下降沿，并能夠在分別檢測到一個上升沿和下降沿時提供一個具有預(yù)定寬度的短寬度的正脈沖作為輸出。每個脈沖檢測電路38A-38C的輸出端連接到各自的時間延遲電路40A-40C。脈沖檢測電路38A的輸出(A相位)也作為一個輸入施加到用于C相位的120°延遲電路40C。類似地，B相位脈沖檢測器38B的輸出向用于A相位的一個120°延遲電路42A提供一個輸出，C相位脈沖檢測器38C的輸出向用于B相位的一個120°延遲電路42B提供一個輸出。120°延遲電路42A-42C從各自的時間延遲電路40A-40C接收輸入，同樣是為了確定同步機是否相對電角度超前或落后。另外，脈沖檢測電路38A-38C的輸出通過或門合并，并基于以RPM表示的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)從而提供一個同樣施加到時間延遲電路40A-40C的電壓輸出信號VRPM。而且，一個定點電壓VRPMsetpoint被施加到用于三個相位A-C全部三個時間延遲電路40A-40C，在本例中定點電壓VRPMsetpoint來自于一個電壓計POT1。因此，時間延遲電路40A-40C將一個實際的處理變量，轉(zhuǎn)速VRPM，與定點電壓VRPMsetpoint進行比較，并且基于誤差和檢測到的電位置，選擇性地控制同步機20的整流?？梢灶A(yù)期，定點電壓VRPMsetpoint可以出自任何可變的定點設(shè)備比如滑動電位計、旋轉(zhuǎn)電位計，或者來自設(shè)備比如加速器踏板或計算機生成的定點所引起的可變阻抗。
時間延遲電路40A-40C的輸出分別為D型觸發(fā)器44A-44C提供時鐘輸入。一個滯后的一次啟動脈沖46通過或門與時間延遲電路40A-40C的輸出合并，用以從零或關(guān)閉位置“跳起”電路(即從一個停止狀態(tài)移動到活動狀態(tài))。觸發(fā)器44A-44C的D輸入直接來自于光繼電器32A-32C的輸出。如本領(lǐng)域內(nèi)已知的那樣，當時鐘輸入從低轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)變到高時，D型觸發(fā)器44A-44C的輸出將D輸入移到輸出。D型觸發(fā)器44A-44C的輸出被施加到三相橋驅(qū)動器集成電路(IC)U18的對應(yīng)相位A-C的低端輸入，三相橋驅(qū)動器集成電路(IC)是整流子電路50的一部分。整流子電路50包括三相驅(qū)動器集成電路U18、三個用于高端控制QAH-QCH的金屬氧化物硅場效應(yīng)晶體管(MOSFETs)、三個用于低端控制QAL-QCL的功率MOSFETs以及三個自舉電路51A-51C，如本領(lǐng)域內(nèi)已知的每個自舉電路分別用于一個相位。高端自舉電路51A-51C為三相驅(qū)動器集成電路U18的輸入AHS-CHS提供向上偏置的電壓，從而在整流期間當高端MOSFETs的QAH-QCH為開而低端MOSFETs的QAL-QCL為關(guān)時，維持一個浮動的偏置電壓。時間延遲電路40A-40C以一種類似的方式對從提前狀態(tài)到同步狀態(tài)的整流的相位進行控制。
三相橋驅(qū)動器集成電路U18是為驅(qū)動高端和低端三相MOSFET橋而特別設(shè)計的，三相MOSFET橋?qū)θ嚯妱訖C比如圖3C中所示的纏繞式同步機20的整流進行控制。三相驅(qū)動器集成電路U18只有在同步機20作為電動機使用時才提供整流控制。三相驅(qū)動集成電路U18包括用于對每個相位進行高端控制的輸入 、用于對每個相位進行低端控制的輸入ALI-CLI以及失效輸入DIS。當失效輸入DIS為邏輯1(或高)時，所有向三相驅(qū)動器集成電路U18的輸出被關(guān)閉，而所有的控制輸入 和ALI-CLI被忽略。三相驅(qū)動器集成電路U18還分別包括三個用于驅(qū)動高端MOSFETs的QAH-QCH的輸出AHO-CHO和三個用于驅(qū)動低端MOSFETs的QAL-QCL的輸出ALO-CLO。因為高端MOSFETs的QAH-QCH是與其各自的低端MOSFETs的QAL-QCL成對地起作用，所以有必要在三相驅(qū)動器集成電路U18中建立一個延遲接通時間，從而使特定的高端MOSFETs的QAH-QCH或低端MOSFETs的QAL-QCL只有在其它成對QAH-QCH和QAL-QCL完全關(guān)閉之后才開啟以避免擊穿或短路。而且，當三相驅(qū)動器集成電路U18收到低端開通(ON)輸入ALI-CLI時，除非被對應(yīng)的 上的“高電平”所屏蔽，其自動地(有一個延遲)開啟對應(yīng)的 。因此，如果三相驅(qū)動集成電路U18在 上收到高輸入，其對應(yīng)的輸出被驅(qū)動為低電平而且不能被加在ALI上的低電平驅(qū)動成高電平。在低端MOSFET QAL斷開之后高端MOSFETs QAH激活之前，必須經(jīng)過一段可調(diào)的延遲時間，這是由于給定的MOSFET類型的固有的物理開啟和關(guān)閉時間，以便于避免任何相位的繞組ZL的低端和高端之間的短接。任何相位的繞組ZL，的低端和高端之間的短接會導(dǎo)致極度的電流狀態(tài)，這很可能損壞任意相位的MOSFETs對。
如圖所示，高端輸入 是由一個PWM控制器集成電路U17以及相關(guān)聯(lián)的電路驅(qū)動的。該PWM控制器集成電路U17從電壓定點VRPMsetpoint和電流/電壓傳感器EI-1接收輸入，從而以定點VRPMsetpoint函數(shù)的形式提供脈沖寬度調(diào)制(PWM)。由于邏輯上位于三相驅(qū)動器集成電路U18的內(nèi)部，當高端輸入 為高電平時，對應(yīng)的高端輸出AHO-CHO被禁止。相應(yīng)的低端輸出ALO-CLO可以開啟或關(guān)閉，但是當 為高時不會有電流流向定子。施加于 的PWM頻率在10kHz的量級上，而ALO-CLO頻率會從接近零變化到小于1kHz的最大值。因此，當高端輸入 被激活時阻止低端輸入激活的外部邏輯并不是必須的。當然，如果使用另一種三相驅(qū)動器集成電路U18或三相驅(qū)動器電路，這樣的控制邏輯可能會是必須的。三相橋驅(qū)動器，比如三相橋驅(qū)動集成電路U18，用于控制同步電動機并且通常只通過PWM進行控制。當然，如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員顯而易見的，不脫離本發(fā)明的主要發(fā)明范圍，只使用分立元件、專用集成電路、特定用途集成電路(ASICs)、微型控制器以及類似電路的其它的電路實現(xiàn)方式也可以用于整流控制。
參考圖3C，當同步機20作為發(fā)電機使用時(即作為電動機啟動時，發(fā)動機發(fā)動)檢測到的電流Isense流向蓄電池BT1-BT6和/或負載。當這種情況發(fā)生時，來自40A-40C的相位延遲脈沖被延遲了120°超出了提前的90°(即落后了30°)。當120°延遲電路42A-42C確定同步機20落后了30°(電)，其輸出經(jīng)過或門施加到三相驅(qū)動器集成電路U18的失效輸入端DIS。整流被終止，允許內(nèi)燃機12驅(qū)動同步機20，因此這就產(chǎn)生了要存儲到蓄電池BT1-BT6中的電功率。然而，如果發(fā)動機12只是很弱地打火一次而不能啟動，轉(zhuǎn)速達不到啟動轉(zhuǎn)速，相位延遲電路40A-40C確定同步機20工作于0-90°提前模式。于是，所述失效輸入DIS被斷開并且三相驅(qū)動器集成電路U18開始再一次整流，(即返回啟動模式)。理論上講，同步機20能夠在三相頻率的半個周期之內(nèi)以一種由控制電路30所檢測到的正在進行的方式在發(fā)電模式和電動機模式之間轉(zhuǎn)換。
啟動過程中，勵磁繞組21由PWM控制處于100％的“開通”狀態(tài)，直到獲得預(yù)定頻率，比如180個脈沖/秒，此后，隨著頻率(脈沖/秒)增加出現(xiàn)磁場弱化。與此同時，施于定子的PWM執(zhí)行相反的控制，PWM從低百分率的“開通”開始在大約200個脈沖/秒處達到100％的“開通”狀態(tài)，并且相位延遲電路40A-40C控制相位角以及在電動機模式和發(fā)電機模式之間的切換。特別地，從零起，在測量定子電流反饋以控制啟動轉(zhuǎn)矩達到最大值，以免燒壞MOSFETs的QAH-QCH和QAL-QCL的同時，控制以施加于勵磁繞組21上的電壓的最大PWM發(fā)動。一旦控制模式處于同步相位角控制，只有在下文中將會更詳細描述的電動機控制過程中，10kHz的級別的PWM才會由一個定子電流控制電路58(圖5D)選擇性地、同時地用于PWM的高端輸入。在此期間，反向電動勢(反向EMF)可能也會，但不是必然，被施加于勵磁繞組21的電壓的PWM控制。
當同步機20不動，即零轉(zhuǎn)速，所有高端AHO-CHO和低端ALO-CLO的輸出不會自動地開始整流。光繼電器32A-32C會在一個圖3A和圖4A所示的穩(wěn)態(tài)中“醒來”，先前提前90°的脈沖也不再存在。所以，需要一個來自于延遲的一次啟動脈沖發(fā)生器46(圖3C)的“偽脈沖”以便于開始整流，從而強迫同步機20為了達到提前90°的平均值而自此以后被施加60°到120°的脈沖。這里把同步機看作象步進電動機那樣從零轉(zhuǎn)速啟動可能是很便利的。向勵磁繞組21相反地施加PWM控制直到同步機20達到速度。如本領(lǐng)域已知的那樣，勵磁繞組21的PWM構(gòu)成磁場弱化因此減小了反向EMF。一旦達到速度，目標就是對相位角進行控制。然而，測量具有迅速變化的頻率的相位角是非常困難的。所以，替代測量相位角的辦法是不進行測量，而通過不依賴于頻率的線性的電壓對相位角進行控制。在這種方法中，以每個提前了90°的相位的延遲電路為基礎(chǔ)，將相位角提前控制到一個特定位置。當從提前90°被延遲到0°時，相位是“準時的”。一般來講，同步機20中的最大轉(zhuǎn)矩出現(xiàn)在定子磁場的相位矢量比轉(zhuǎn)子位置提前90°的時候。沒有被延遲時，轉(zhuǎn)子會跟隨一次啟動脈沖旋轉(zhuǎn)，然后如圖4所示增加60°達到提前120°。自此以后，當工作在電動機模式下達到最大轉(zhuǎn)矩時，同步機20為達到提前90°的平均值而工作在60°到120°之間。
II.詳細描述A.控制電路圖5A-5E示出了一個用于對整流子電路50(圖3C)和上述的同步機20進行控制的詳細的控制電路130。詳細的控制電路130是相位角控制電路30(圖1)的一種實現(xiàn)方式，不脫離本發(fā)明的主要發(fā)明范圍，也可以利用其它的使用其它設(shè)計和/或其它元件的電路實現(xiàn)方式。圖5A-5E示出了步進傳感電路32A-32C(如這里所描述的光繼電器)、脈沖檢測電路38A-38C、時間延遲電路40A-40C、如圖3A-3C更簡化地示出的分別用于相位A-C中每個相位的120°延遲D型觸發(fā)器電路42A-42C的詳細實施例。
因此，下面關(guān)于A相位的描述同樣可以等價地應(yīng)用于B相位和C相位。圖5A示出了一個具有一個輸出的光繼電器32A，該輸出通過或門U20A施加到脈沖檢測電路38A。脈沖檢測電路38A包括一個邊沿檢測器集成電路U1和一個或門U4A。邊沿檢測器集成電路U1同時檢測來自光繼電器32A的輸出脈沖的上升沿和下降沿。于是，當光繼電器32A第一次被葉片24a`覆蓋時以及光繼電器32A剛剛從葉片24a`中露出時(圖3A)，邊沿檢測器集成電路U1將向或門U4A施加一個短寬度脈沖。因此，五個葉片24a`型的葉片型繼電器24’每旋轉(zhuǎn)一周，或門U4A輸出十個脈沖，即每個電周期兩個脈沖。
時間延遲電路40A包括運算放大器(運放)U16A和U6A以及下降沿檢測器集成電路U11A、微調(diào)電位計P1.1，P1.2、電荷泵浦集成電路U8、固態(tài)開關(guān)U7A、電阻器R66、電容器C8以及微調(diào)電位計P1.3。盡管可以如上面提到的那樣，速度定點VRPMsetpoint是通過將+VDC施加到在一個電位計P8上(圖5D)得到，在不脫離本發(fā)明的精神的條件下，可以容易地替換為其它的可變的定點設(shè)備。
圖5D示出了一次偽脈沖電路46。該一次偽脈沖電路46包括上升沿檢測器U12B(圖5D)和適當?shù)亩〞r組件，定時組件包括電阻器R121和R123以及電容器C36和C38。一次偽脈沖電路46主要在從離線條件下(即零速度或零轉(zhuǎn)速)啟動時或者由于整流已經(jīng)終止邏輯還沒有重置時，提供一個單穩(wěn)輸出。一次脈沖電路46在啟動供能時也收到一個重置，連同其它各種可重置的元件一起比如包括D觸發(fā)器和邊沿檢測器的集成電路以及其它類似元件。不脫離本發(fā)明，其它的裝置或設(shè)備也可以用來重置各種可重置元件。
啟動控制有四種基本的啟動控制模式1-4，圖5E中的勵磁繞組21的PWM必須以一種特定的方式加上一個“睡眠模式”響應(yīng)這四種模式。在“睡眠模式”中，除了確定蓄電池BT1-BT6完全充滿而且沒有足夠的負載需要內(nèi)燃機啟動所需要的集成電路外，所有功率都關(guān)閉。勵磁繞組21沒有可用于工作的功率。如果電池電壓下降，表示內(nèi)燃機應(yīng)該啟動，功率恢復(fù)之后如下的模式就變得可操作了。
1.啟動模式和啟動內(nèi)燃機12通過一個大約0.40秒的啟動脈沖啟動，并保持100％的PWM的“開通”狀態(tài)約0.1秒。然后，通過減少PWM“開通”狀態(tài)時間的百分比實現(xiàn)磁場弱化。這種減少是基于頻率的而且顧及了短啟動脈沖期間可能達到的較高的啟動轉(zhuǎn)速。
參考圖5D-5E以及圖21，功率恢復(fù)后，雙定時器集成電路U5向邊沿檢測集成電路U12B發(fā)出一個如由電位計P5所設(shè)置的持續(xù)時間為0.4秒的定時脈沖，邊沿檢測集成電路U12B向或門U21A-U21C發(fā)送一個一次啟動脈沖，并且也通過終端g發(fā)送給電源電路板上的換流器/驅(qū)動器集成電路U35(未示出)。換流器/驅(qū)動器集成電路U35通過終端f向運放U3B發(fā)送一個0.4秒激活脈沖的“低”信號，運放U3B通過終端O控制磁場弱化從而調(diào)節(jié)脈沖寬度調(diào)節(jié)器(PWM)集成電路U32A(也在功率供應(yīng)板上，未示出)。同樣，其向PWM集成電路U32A發(fā)送一個“低”激活信號用于對磁場21的PWM，內(nèi)燃機12開始啟動。應(yīng)用于運放U3B的電位計P7基于頻率設(shè)置磁場弱化的起點，而電位計P13控制幅度，同樣基于頻率。其還向比較儀U1D發(fā)送一個“低”，從而一個激活信號通過終端G施加到PWM集成電路U32A上以取消啟動時蓄電池電壓的變化。如果內(nèi)燃機12無法在這個定時的脈沖期間啟動，啟動模式繼續(xù)但實際上沒有繼而發(fā)生啟動。
2.啟動模式，但沒有啟動PMW達到零或0％的“開通”狀態(tài)。這種情況可能在內(nèi)燃機12冷卻而且沒有在第一次啟動脈沖期間啟動時發(fā)生，即，如果內(nèi)燃機12未能在第一次脈沖時發(fā)動，啟動中止約8秒鐘，但處于啟動模式中，然后再次通過場弱化進行啟動大約0.4秒鐘。這樣重復(fù)直到內(nèi)燃機啟動，過程如下雙定時器集成電路U5在最初的0.4秒脈沖時時間終止，該脈沖通過終端g施加到換流器/驅(qū)動器集成電路U35上從而終止啟動，終端g變成低而導(dǎo)致終端f變成“高”如電位計P4所設(shè)置的那樣大約持續(xù)6.0秒鐘。終端f也經(jīng)過f到電源板上的PWM集成電路U32A上的終端4關(guān)閉場PWM(0％開通)。終端f也變成“高”施加于或門U15D上從而也產(chǎn)生“高”施加到三相位驅(qū)動器集成電路U18上的禁止整流的禁止端。這種模式如由雙定時器集成電路U5上的電位計P4所設(shè)置的那樣持續(xù)六秒鐘。于是，雙定時器集成電路U5循環(huán)返回到啟動模式并啟動，并且反復(fù)循環(huán)直到內(nèi)燃機12發(fā)動起來。在啟動循環(huán)的過程中，用于SP VRPM的電位計P8通過相位延遲將最大啟動轉(zhuǎn)速設(shè)置為3000RPM。當內(nèi)燃機12啟動起來并且轉(zhuǎn)速超過3000RPM時，相位延遲比提前的90°超出了120°，并且120°電路42A-42C如前面描述的那樣(42A-42C變到“設(shè)置”)使同步機20變成一個發(fā)電機并且磁場21的PWM變到充電模式。
3.充電模式勵磁繞組PWM控制充電過程中的充電電壓。內(nèi)燃機12發(fā)動并且120°延遲電路42A-42C變到“設(shè)置”裝態(tài)，因此導(dǎo)致整流終止。或門U15C變成“高”施加于三相位驅(qū)動器集成電路U18上的禁止DIS，并且或門U15A變成“低”施加于終止啟動模式的雙定時器集成電路U5，并且“g”變成“低”而f變成“高”禁止比較儀U1D并且終端G變成零。F和I變成“高”施加于PWM集成電路U32A，激活PWM集成電路U32A以控制如由電源電路板上的電位計(未示出)所設(shè)置的蓄電池充電電壓E。充電模式繼續(xù)直到蓄電池BT1-BT6完全充電并且如由I-SEMSE所檢測的有很小的負載或沒有負載存在。于是，系統(tǒng)自動關(guān)閉并且返回到“睡眠”模式。然而，如果在低功率負載和低轉(zhuǎn)速時發(fā)生了突然的負載增加，為防止機器停轉(zhuǎn)，具有突然負載增加的充電模式開始。
4.具有突然負載增加的充電模式當功率負載的突然增加發(fā)生時，用于充電電壓的PWM被立即倒轉(zhuǎn)以防止內(nèi)燃機12停轉(zhuǎn)。這將突然的負載增加從內(nèi)燃機12轉(zhuǎn)換到蓄電池BT1-BT6。同時，節(jié)流控制也被倒轉(zhuǎn)，從而內(nèi)燃機的功率負載的減小開啟而不是關(guān)閉節(jié)流閥14。這允許內(nèi)燃機12跳到一個較高的轉(zhuǎn)速(幾乎是一個階躍的變化)，并且當轉(zhuǎn)速增加到內(nèi)燃機12能夠產(chǎn)生適應(yīng)突然的負載增加所需的功率時返回到正常控制。這種情況解釋如下在低RPM情況下充電時隨著突然的負載增加，由于內(nèi)燃機12不能突然地跳到高轉(zhuǎn)速以承擔突然的負載增加，所以可能停轉(zhuǎn)。為防止停轉(zhuǎn)，運放U2C對測量到的轉(zhuǎn)速和期望的轉(zhuǎn)速的差進行放大，并且當超過如由P3所設(shè)定的預(yù)設(shè)的最大值時，運放U2C會通過終端F向PWM集成電路U32A的反相輸入端發(fā)送一個與如由電位計P8所設(shè)置的誤差成比例的信號，并減小磁場21的PWM。這減小了充電電壓并將功率負載增加從內(nèi)燃機12轉(zhuǎn)換到蓄電池BT1-BT6。同時，其還向運放U2B的同相輸入端發(fā)送一個信號，這個信號導(dǎo)致了節(jié)流閥14開啟而不是內(nèi)燃機12上的功率負載減少時通常所做的關(guān)閉。因此，如果沒有負載，內(nèi)燃機12跳到一個消除了誤差的更高轉(zhuǎn)速，并且運放U2C的輸出返回到零且控制在較高RPM處返回到正常。
5.睡眠模式當充電負載低的時候，意味著蓄電池BT1-BT6可能如圖21中電位計P5對運放U1B所設(shè)置的那樣被完全地充電，運放U1B的輸出從一個低電位變?yōu)楦唠娢徊⑼ㄟ^終端U施加到D型觸發(fā)器U30B上，電源上的一個D型觸發(fā)器沒有示出。D型觸發(fā)器U30B由來自終端W的整流脈沖定時，并且輸入端“D”上的“高電位”被轉(zhuǎn)換到輸出端“Q”并會關(guān)閉P信道MOSFET UQ5(電源板未示出)。這從電源本身以及除了通過終端“E”和“K”與蓄電池BT1-BT6直接連接的電路之外的所有其它的電路中去除了功率，其它電路包括D觸發(fā)器U30B和運放U3C。若蓄電池BT1-BT6下降到低于如由P1設(shè)定的某個值，就表示蓄電池BT1-BT6已經(jīng)均衡終止并且沒有完全充滿，或意味著施加了一個負載而導(dǎo)致BT1-BT6的電壓下降，運放U3C的輸出將從“低”變到“高”。這中變化通過終端“V”傳輸?shù)紻型觸發(fā)器U30B上的“重啟”從而導(dǎo)致“Q”變成“低”，開啟P-信道MOSFET UQ5以及恢復(fù)向電源和所有電路的供給的功率。隨著雙定時器集成電路U5的功率的恢復(fù)，啟動模式NO.1會如上述的那樣生效。
B.定子通量控制圖5E示出了上面詳細描述的整流子電路50。圖5D示出了定子電流控制電路58。定子電流控制電路58包括一個PWM控制器集成電路U17和一個運放U6D連同合適的配合的元件包括電阻器R130和R131、電容器C44、二極管D1以及微調(diào)電位計P6。從終端e(圖21)檢測到的定子電流ISENSE通過電位計P6得以應(yīng)用，電位計P6通過來自PWM控制器集成電路U17和運放U6D的PWM為三相驅(qū)動器集成電路U18(圖5E)提供了最大定子電流的可調(diào)節(jié)性?；谑┘釉赑WM控制器集成電路U17的+輸入和-輸入而得出的PWM，向PWM控制器集成電路U17的控制輸出CA和CB選擇性地發(fā)送脈沖，而且如果由電位計P8(圖5D中SPVRPM)要求的電流沒有超過電位計P6在應(yīng)用于高端輸入 (圖5E)時所確定的限度，則該脈沖輸出信號通過二極管D1和電容器C44的作用而允許運放U6D將PWM保持在絕對零電壓。因此，定子電流控制電路58并不會將PWM應(yīng)用于高端MOSFET QAH-QCH，除非整流循環(huán)沒有被中斷而定子電流超過了如由電位計P8所設(shè)定的限度。結(jié)果是在正常的整流控制期間，為了選擇性地減小定子電流或通過不中斷的整流允許其工作在可以達到的最大值，跳過了高端整流的一些位置。定子電流的PWM控制與施加于勵磁繞組21上的電壓的PWM控制相結(jié)合，而不是代替，此外，由電位計P6設(shè)定的用于限制最大定子電流的電壓，通過一個運放的幫助，除了限制定子電流之外，可以基于頻率提供“軟”啟動。
C.控制算法推導(dǎo)下面描述了用于在多相位機器中不依賴于頻率控制相位角的“控制算法”的推導(dǎo)。正如這里所使用的，“控制算法”用來表示轉(zhuǎn)移函數(shù)或者為達到輸出設(shè)備的期望的控制而在電路元件或微處理器或控制器中發(fā)生的控制操作(即一個物理的執(zhí)行)，這種情況下的輸出設(shè)備包括整流控制、磁場強度控制以及定子電流控制。但是，術(shù)語“控制算法”不應(yīng)該以限定的方式解釋。
作為用于開發(fā)控制算法的模型，選擇了一個反映t=14Freq]]>從0.344VRPM到6.0VRPM的小于1％曲線(算法，t’)。為了說明的目的，這里使用了一個常規(guī)的三相(3相)同步機的控制，比如具有通過直流勵磁的繞線轉(zhuǎn)子的同步機20。不脫離本發(fā)明可以利用其它的不使用三角纏繞定子的多相電動機，包括永磁體和其它的配置形式，以及對于轉(zhuǎn)子包括永磁體和具有多相位和頻率的繞線轉(zhuǎn)子，包括但不是必須的，疊加于直流勵磁之上。
盡管這種相位控制的方法可能是“開環(huán)的”，在這里該方法被描述成“閉環(huán)”控制。同樣地，該控制算法能用于控制下列變量中的任何一個和全部位置、角速度(表示為RPM)、轉(zhuǎn)矩以及加速度。所有這些變量，或者稱為“過程變量”，可以通過表示為線性電壓而進行控制，該線性電壓與同樣表示為電壓的定點進行比較。過程變量是由傳感器或輸入所測量或估計的值。兩種電壓，過程變量和定點，無論轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩或加速度等等在理論上都應(yīng)該具有相同的比例。例如，這里，0-5VDC表示0-5000RPM。明顯地，不脫離本發(fā)明也可以使用其它的比例。例如，在位置控制的情況下，可能希望使用數(shù)字的比例。在線性位置的情況下，可以使用線性比例比如“刻蝕玻璃(etched glass)”或其它本領(lǐng)域內(nèi)已知的方法。在轉(zhuǎn)動的情況下，可能使用光數(shù)字編碼器或分解器。只有定點和位置需要是數(shù)字的。VRPM可以直接來自引起位置變化的伺服。在任何情況下，只有定點和一個過程之間的數(shù)字差異(±)不得不轉(zhuǎn)化為模擬信號而用作定點電壓(SP VRPM)。當SP VRPM不是零時，會導(dǎo)致伺服VRPM旋轉(zhuǎn) 從而將數(shù)字差異減小到零。盡管模擬信號用于說明本發(fā)明的許多優(yōu)選實施例，也可以用數(shù)字信號處理器(DSP)和/或微處理器代替。
VRPM和SP VRPM之間的差異可以由一個差分電壓放大器(例如作為差分裝置應(yīng)用的運放)測量。如果過程VRPM和SP VRPM之間的差異為零，在比例之上的任意一點，定子磁通量矢量和轉(zhuǎn)子磁通量矢量之間的相位角為0°且不依賴于頻率。如果該差異，例如為200mV且SP VRPM較高，定子磁通量矢量比轉(zhuǎn)子磁通量矢量提前90°。任何比200mV大的差異不會產(chǎn)生比90°更大的提前。如果差異小于200mV，90°的提前減小(延遲)到0°，這種情況時兩個電壓是相等的。由于0°和90°之間的相位角只依賴于代表頻率的VRPM比例上的任意一點處的差異，因此相位控制不依賴于頻率。于是，這一循環(huán)的比例區(qū)為200mV。這個比例區(qū)是可調(diào)的，并且所用的方法會在下文中描述。如果整個范圍VRPM為5VDC，該比例區(qū)表示成百分比就是
或者4％。增益是比例區(qū)的倒數(shù)，所以這就相當于結(jié)果為25。不僅比例區(qū)是可調(diào)的，而且5VDC的范圍也是可調(diào)的。應(yīng)該在這里提及并在下文中解釋的是，SP VRPM可以是固定的或者可以經(jīng)來自其它變量的疊加而變化。在本領(lǐng)域中，這有時稱為“級聯(lián)控制”。而且，在零轉(zhuǎn)速時有兩件事需要考慮(i)沒有反向EMF，與(ii)最大轉(zhuǎn)矩由定子的磁通矢量和轉(zhuǎn)子的磁通矢量的復(fù)合幅度確定，并且定子矢量在旋轉(zhuǎn)方向上比轉(zhuǎn)子矢量提前了90°。由于這兩種特性是本領(lǐng)域內(nèi)已知的，在下文中將證明PWM如何在沒有反向EMF的情況下限制定子電流，以及場電流如何控制轉(zhuǎn)子磁通密度直接達到飽和點。隨著RPM變得可測量的而且反向EMF能限制定子電流，定子電流的PWM變成100％“開通”，而且通過減小作為頻率函數(shù)的場電流而同步地減小反向EMF。這些函數(shù)，沒有反向EMF的定子電流控制和基于VRPM的場電流的減小，都是基于測量得到的VRPM(和/或定子電流)和SP VRPM之間的差異自動地進行控制的。換句話說，一個旋轉(zhuǎn)開始時的軟啟動(即最初應(yīng)用以獲得響應(yīng)的平滑效果的轉(zhuǎn)矩突變的減小)可以由VRPM和/或定子電流與SPVRPM之間的差異進行控制。一個負載轉(zhuǎn)矩(有時稱為停轉(zhuǎn))并且開啟直到一個遠遠超過負載轉(zhuǎn)矩的啟動轉(zhuǎn)矩可以通過VRPM(和/或定子電流)與SP VRPM之間的差異進行控制。如本領(lǐng)域內(nèi)已知的，電動機通常具有遠遠超出其持續(xù)功率的啟動轉(zhuǎn)矩(和電流)。也是本領(lǐng)域內(nèi)已知的，可以通過測量電流和其持續(xù)時間或測量溫度來防止由于轉(zhuǎn)子鎖定(或停轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)矩)引起的電動機故障。還是本領(lǐng)域內(nèi)已知的，小型電動機比比較大的電動機能承受更大且更久的過載。這是因為大型電動機與類似設(shè)計的較小電動機相比質(zhì)量對于表面積具有相反的比例。
上面的所有描述解釋了當SP VRPM等于或大于VRPM時所發(fā)生的情況。如果相反的情況發(fā)生，那么在同步機20的三相功率的1/6周期的之內(nèi)，所述算法將交流電動機轉(zhuǎn)變?yōu)楫a(chǎn)生受控制電壓的交流發(fā)電機。這允許發(fā)電機從先前的無論是什么的負載中“吸取”能量。這可能是先前負載的瞬時慣量，其需要以一種受控制的方式制動?；蛘咄綑C20正被用于啟動或者自動地啟動一個內(nèi)燃機12的情況，并且內(nèi)燃機12一啟動(1/6周期之內(nèi))同步機20就變成一個具有受控制電壓的發(fā)電機。在混合式汽車的情況下，每個車輪可以由一個單獨的同步機20控制，可以在任何表面上單獨地和共同地控制加速和/或制動以防止在任一和所有條件下車輪的滑動。
根據(jù)本發(fā)明控制電路130的一個獨特方面，電路130利用一個單獨的設(shè)定點控制轉(zhuǎn)矩，無論轉(zhuǎn)矩是來自定子電流還是來自相位角變化。單獨一個或者兩者重疊都可以控制轉(zhuǎn)矩。當由于算法的原因沒有測量相位角時，必須測量定子電流以進行控制。相位角由測量到的變量(即位置、轉(zhuǎn)速、加速度)和各自的定點(位置、轉(zhuǎn)速、加速度)之間的差異分別地控制。
在圖19中示出了相位延遲電路的詳細示意圖，包括兩個運放U16A、U16D，一個脈沖發(fā)生器U8，一個單刀雙擲開關(guān)(一個單片集成電路CMOS設(shè)備)U7A，一個電壓比較器U6A，一個脈沖形成設(shè)備(一個下降沿檢測器)U11A以及一個包括電阻器Rx和電容器Cx的阻容電路。該算法是一個時間延遲設(shè)備，必須為每一個相位重復(fù)。這個時間延遲設(shè)備的運行需要三個輸入。第一個標記為“T”的輸入是VRPM，是一個從零開始的線性電壓，并且代表同步機每分鐘的旋轉(zhuǎn)。下文中將會描述VRPM來自何處。這個VRPM電壓所代表的是將要被控制的過程，其被輸入到運放U16A和U16D。運放U16D將VRPM轉(zhuǎn)換為Vc并且從此施加給所有三個相位，例如，對于相位A，運放U16A，開關(guān)U7A以及電容器Cx?，F(xiàn)在Vc代表頻率并可以適當?shù)爻蔀镽PM Vc。Vc中的“c”表示“控制”電壓。其來自于用于VRPM的一個轉(zhuǎn)移函數(shù)。其被指定為RPM Vc并被輸入到所有三個相位的運放的反相輸入端。第二個輸入是“定點”VRPM。在每種情況下，SP VRPM的轉(zhuǎn)移函數(shù)被指定為SP Vc，兩個Vc都具有一個線性范圍但是可能具有不同的增益和指定為偏置的偏移量。如下面所描述的，通過優(yōu)先于或跟隨于相位延遲控制電路的其它電路元素，VRPM和SP VRPM可能被加到，或從中減去。VRPM和SP VRPM也被輸入到所有三個相位A、B、C的運放U16A、U16B、U16C中(即SP VRPM被施加到每個運放的同相輸入端)。
在示意圖19中，SPVRPM被描述為來自一個手動操作的電位計。從或門U4A標記的第三個輸入，是幾個微秒寬度的短脈沖中的一個(即每個相位A、B、C分別具有自己的定時脈沖輸入或門U4A、U4B以及U4C)。各脈沖只來自于一個相位，并且每個間隔180°開的周期有兩個并且都比旋轉(zhuǎn)位置提前了90°。脈沖的生成會在下文中描述。這個第三個輸入到達脈沖發(fā)生器U8和運放U16A。其發(fā)往運放U16A的輸入被放大并立即將其相關(guān)聯(lián)的輸出驅(qū)動為接地電壓。相脈沖發(fā)生器U8的輸入引起了一個“單觸發(fā)”脈沖，也是微秒寬度，其Cx加上約一伏特。脈沖發(fā)生器U8的內(nèi)部開關(guān)只在定時脈沖期間與電容Cx接觸。同時，從運放U1 6A到比較器U6A的負脈沖導(dǎo)致比較器U6A的輸出從低變到高，這導(dǎo)致開關(guān)U7A與電容Cx斷開，并且也通過電阻器R2到電阻器R1到電阻器Rx到接地，如同一個電流源一樣增加?，F(xiàn)在電容器Cx釋放，從而伴隨從電阻R1和電阻R2到接地的附加的電流，通過電阻器Rx卸去增加的電壓。在一段幾毫秒的時間之后由于電容器Cx的電壓下降，當電阻器R1和電阻器R2之間的電壓小于SP Vc時比較器U6A的輸出將從高回復(fù)到低，并且開關(guān)U7A將關(guān)閉并將Cx帶回到RPM Vc。隨著與邊沿檢測器U11A相連的比較器U6A的輸出從高變到低，邊沿檢測器U11A將產(chǎn)生一個測得為微秒級的短的正脈沖。因此，有一個從90°提前開始的時間延遲。這個稱為為t’的時間延遲的目的在于，在t=14Freq]]>處與t相同(在這個特定的同步機20上，F(xiàn)req為7/60VRPM)，并且Freq的單位為KHz所以t為一個多相位同步機的一個相位的1/4周期的ms量級，這里t在圖20A的圖表中由虛線畫出。這個圖表畫出的是VRPM的函數(shù)和VcSTART的函數(shù)，VcSTART是RPM Vc加上由電荷泵U8所增加的一伏特。這個圖中的RPM Vc是運放U16D的輸出。因此就是RPM Vc。轉(zhuǎn)移函數(shù)VcSTART＝[(增益)VRPM+V1+V21這里V1為來自于電荷泵U8的一伏特(如通過電位計P1.1所調(diào)節(jié)的)。V2是一個固定的偏壓(如由電位計P7所調(diào)節(jié)的)，并且來自于U16D的增益等于2.47。運放U16A以一種類似于運放U16D的方式運作，除了其具有SP VRPM輸入和VRPM輸入以及不同的轉(zhuǎn)移函數(shù)。運放U16A的轉(zhuǎn)移函數(shù)是SP Vc＝[5.32×SP VRPM-3VRPM+E2BIAS]這里E2BIAS(如由電位計1.2所調(diào)節(jié)的)＝-0.3966。從這個轉(zhuǎn)移函數(shù)中可以看到，如果SP VRPM＝VRPM，等式變成SP Vc＝[2.32(SP VRPM)-E2BIAS]，與運放U16D具有幾乎相同的增益，并且如先前所描述的延遲將為t’。然而，如果SP VRPM不等于VRPM，運放U1 6A的輸出依賴于VRPM比SP VRPM高還是低而增加或減少。如果VRPM低，則SP VRPM增加，輸出會高于比較器U6A，時間延遲變短，會向著90°提前相位角。如果VRPM高于SP VRPM，輸出變低，時間延遲變大，從而增加提前90°的延遲。
如果延遲另外增加30°(即120°的總延遲)，在任何相位上，下面的來自先前相位的，從門U4A-U4C(圖19)到觸發(fā)器U14B，42A-42C(圖5A-D)的U19A、U19B的未延遲的脈沖(提前90°)趕上先前的到D輸入的相位的延遲輸出，并且D高轉(zhuǎn)換為D型觸發(fā)器傳向或門U15D的Q輸出，并且從這時起三相驅(qū)動器集成電路U18(圖5E)禁止DIS禁止整流導(dǎo)致同步機20變成一個發(fā)電機?，F(xiàn)在閉環(huán)控制領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該清楚，這種通過適當?shù)霓D(zhuǎn)移函數(shù)向SP放大器U16A的反相輸入進行過程反饋的方法，是一種控制過程控制器的比例范圍的方法。這里還應(yīng)該注意的是，如果過程變量VRPM是不變的，而定點SP VRPM是變化的，相位控制的行動是相同的，因此相位角只通過VRPM和SP VRPM之間的毫伏差異進行控制，并且獨立于任一的絕對值。圖20A以實線示出了VRPM為5.0V、3.5V、2.0V以及0.415V的情況，其中每一個放電達到一個負電壓并且都與t的圖形交叉。由于RPM Vc表示頻率，因此在t和t’相符的區(qū)域范圍中的任何地方相位控制不依賴于頻率。只有VRPM和SP VRPM之間的一個200毫伏的差異會導(dǎo)致相位角從90°提前變?yōu)?°，反之亦然，以類似的方式，并且在中間是線性的。當處于“開通”時間時，來自一個提前90°的脈沖的延遲被提前完成，下降到0°，但是再生或短路被延遲了另外30°。在圖20B的表中對每個圖進行了注釋。在圖20A中，在t從t=14Freq]]>開始t`和t之間的差異是誤差，其算法是t’。正如使用任何一種算法總會有一些誤差。
圖20B(即表1)出自熟知的方程V=Ee-tRC]]>D.算法計算注意到圖19中RPM Vcx與RPM Vc之間的差異是從電荷泵U8增加1V之前和之后電容器Cx上的電壓。RPM Vc(切斷電壓)是指向比較器U6A的同相輸入端的電壓。當基于RPM Vcx通過Rx的放電時，其變成與SP Vc相等，SP Vc是比較器U6A的反相輸入端的電壓。當其相等時，比較器U6A將從高到低啟動持續(xù)一個90°的延遲。這只有在VRPM＝SPVRPM時才會發(fā)生。它們可能在任何VRPM處相等，VRPM源自頻率。因此，延遲不依賴于頻率。
從圖19，方程1，RPM Vcx＝2.47VRPM+1+C，在電荷泵U8之前；并且RPM Vcx＝2.47VRPM+1+C-BIAS+IR在R1上的下降，其中1來自充電泵U8，C-BIAS＝-1.129214方程2，SP Vc＝5.32SP VRPM-3VRPM+E，其中E＝-0.396649SP Vc＝2.32SP VRPM+E-bias，當SP VRPM＝VRPM且E-BIAS＝-0.3966時。
方程3，T.P.RPM Vc＝RPM Vcx+0.75v-0.0625RPM Vcx，在電荷泵U8之后但在Vcx有時間通過Rx放電之前，并且其中0.75v-0.0625RPMVcx是當比較器U6A的輸出從低變到高時，由于電流流經(jīng)電阻器R2和R1而加在RPM Vcx上的電壓。通過電阻器R1的電阻壓降被加到RPM Vcx上用作比較器U6A的切斷電壓，當由于RPM Vcx通過Rx放電而與其相關(guān)的輸出從高變到低時，即從同相輸入端施加到比較器U6A上的切斷電壓等于施加在反相輸入端的S.P.Vc，當VRPM＝S.P.VRPM并且有一個提前90°的脈沖的90°延遲時會發(fā)生這種情況。于是，方程3變成T.P.RPM Vc＝2.47VRPM+1-1.1292-0.0625(2.47VRPM+1-1.1292)＝2.32VRPM+0.6289，當放電開始時，并且當比較儀U6A從高變到低時則變成與方程2相等。
參照上面的方程2，SP Vc＝5.32SP VRPM-3VRPM+E＝＞2.32SP VRPM-0.3966，當VRPM＝SP VRPM時。
從眾所周知的方程4，V=Ee-tRC]]>求解t得到t=RClnEv,]]>其中E＝RPM Vc，v＝SP Vc并且RC＝RxCx或者t′=RxCxlnRPMVcSPVc]]>其中t＝t’；RPM Vc＝方程3；當SP VRPM＝VRPM時SP Vc＝方程2。
代入得到
方程5t′=5msln2.32VRPM+0.62892.32SPVRPM-0.3966]]>其中RxCx＝5ms。
因此，t’是當SP VRPM＝VRPM時對于90°延遲的VRPM的函數(shù)。如果它們不相等并且SP VRPM較大，延遲將會減小而定子磁通量降會向90°提前。通過注意到運放U16A(圖19)具有兩個輸入，這種行為可以得到最好的解釋。一個輸入是施加于同相輸入端(+)的SP VRPM信號和施加于反相輸入端(-)的VRPM信號。SP VRPM信號的增益比VRPM信號的增益大，而且如果它們不相等，差異將會被放大而且施加到比較器U6A的SP Vc會隨著放大而增加。根據(jù)運放U16A的外部電路的情況，差異的比例范圍(增益)可能增加或減少。通過增加差異的增益，在SP VRPM和VRPM之間具有非常小的誤差，施加到比較器U6A的SP Vc能夠?qū)е卵舆t成為(0°)。其不會在那個方向上繼續(xù)前進，而相位角將被提前90°從而達到最大轉(zhuǎn)矩以消除誤差。采用閉環(huán)控制，誤差會被減小。由于這種通過相位角的控制只依賴于兩個電壓之間的差異，而與其絕對值或頻率無關(guān)，相位角不依賴于頻率對測量到的變量進行控制。
如果SP VRPM小于VRPM，相反的情況發(fā)生。通過除了90。延遲之外的另外30°的延遲，SP VRPM發(fā)生了同樣的放大作用但極性是相反的，交流電動機變成了發(fā)電機。為了畫出SP VRPM＝VRPM的任意VRPM曲線，方程4是必須的。
回到方程4，v=E/et′RC,]]>其中E＝0.9375(2.47)VRPM+1.8v+C，v＝2.32SPVRPM+E并且RC＝5ms且C＝-1.1292。
因此，2.32VRPM+E=((2.47)VRPM+1.8+C)/et′RC,]]>其中SP VRPM＝VRPM方程6VRPM=[(2.32)VRPM+0.6289]et′RC-E2.32VRPM]]>對于任何VRPM畫出其作為t’的函數(shù)的圖形從而獲得比如圖20中的5.0、3.5、2.0以及0.415伏的VRPM曲線。在一個特定的曲線與t’的圖形交叉處，會有一個提前90。的90。延遲。在VRPM比SP VRPM大的地方，圖形將會被運放U16D抬高，而運放U16A會降低SP VRPM從而導(dǎo)致圖形在t’線之前與t-dis線交叉，而且如前面所描述的那樣同步機20將變成發(fā)電機。但是現(xiàn)在，可以看到在指向比較器U6A的同相輸入被抬高，而同相輸入被降低，所以t-dis線在比較器U6A切斷之前交叉并從高變到低。因此，同步機20能夠在六分之一個周期內(nèi)從電動機轉(zhuǎn)換為發(fā)電機，并且如果SP VRPM或VRPM倒轉(zhuǎn)，同樣快地，轉(zhuǎn)換回來變成電動機。
III.控制電路的應(yīng)用A.應(yīng)急發(fā)電機圖6A-6E是一個用于根據(jù)本發(fā)明的應(yīng)急電源和/或不間斷電源(UPS)的詳細控制電路的示意性電路圖。圖6A-6D與圖5A-5D是一樣的，但是圖6E示出ISENSE給節(jié)流控制板(圖21)提供一個用于控制內(nèi)燃機12的節(jié)流伺服電動機的反饋信號。
1.自動節(jié)流控制的討論所有的內(nèi)燃機12當不是由節(jié)流閥14手動控制或者不是通過燃料注射器控制的柴油內(nèi)燃機12的情況下，是通過發(fā)電機或調(diào)節(jié)器自動地控制以達到特定的速度或轉(zhuǎn)速。這在內(nèi)燃機12被用于產(chǎn)生特定頻率的交流功率，通常60Hz，的情況下尤其真實。在這種情況下，隨著內(nèi)燃機12上的負載的變化，會傾向于導(dǎo)致內(nèi)燃機12偏離設(shè)定的轉(zhuǎn)速。因此，發(fā)電機或調(diào)節(jié)器必須，不管負載，保持內(nèi)燃機12在一個“設(shè)定的”轉(zhuǎn)速上旋轉(zhuǎn)。例如，在汽車的巡回控制的情況下，內(nèi)燃機轉(zhuǎn)速被控制在一個“設(shè)定的”轉(zhuǎn)速，將內(nèi)燃機的轉(zhuǎn)速因此也就是汽車的轉(zhuǎn)速保持在一個“設(shè)定的”或固定的速度。在這種情況下的設(shè)置是可變的或者類似的但為“設(shè)定的”或由操作者手動地控制。在另一種情況下，內(nèi)燃機12可以一個電焊機。在電焊機情況下有兩個“設(shè)定”。一個是空閑當電焊機不進行焊接時(即改變位置或更換焊條)。當焊接繼續(xù)時，“設(shè)定的”轉(zhuǎn)速變到適合于焊接的較高“設(shè)定”值。如果焊接負載變化，操作者必須將較高的設(shè)定值調(diào)整為新值。轉(zhuǎn)速保持在“設(shè)定的”新的轉(zhuǎn)速值上。如果焊接終止，轉(zhuǎn)速返回到空閑“設(shè)定”值，這樣通過兩個不同的設(shè)定可以節(jié)省燃料。
利用本發(fā)明的自動節(jié)流控制，內(nèi)燃機12用于產(chǎn)生電功率，但是在這種情況下是交流電但是整流為直流電。因此，內(nèi)燃機12不是被限制或調(diào)整到一個特定的轉(zhuǎn)速，而是以一種類似的方式進行控制，根據(jù)功率負載調(diào)整到最好具有最大燃料效率的轉(zhuǎn)速。隨著負載的變化，轉(zhuǎn)速以類似的方式變化到一個新的轉(zhuǎn)速，這個轉(zhuǎn)速對于新的負載又是提供最大可能燃料效率的轉(zhuǎn)速。這些負載變化以及相應(yīng)的轉(zhuǎn)速的變化可小可大。其也能逐漸地變化或者突然變化。當負載很低或者接近空閑轉(zhuǎn)速并且大負載逐漸出現(xiàn)時，內(nèi)燃機12將逐漸增加轉(zhuǎn)速以適應(yīng)較高的負載。然而，當一個大負載突然增加時，內(nèi)燃機12會停轉(zhuǎn)，因為內(nèi)燃機不能向負載從低變到高那樣迅速地從一個非常低的轉(zhuǎn)速變化到非常高的轉(zhuǎn)速。負載發(fā)生的相反的變化，即從高負載突然變化到低負載，將不會構(gòu)成問題，因為只不過不得不減小到一個較低的轉(zhuǎn)速。如果內(nèi)燃機12遭受到“停轉(zhuǎn)”的情況，本方法的節(jié)流控制提供了一個從內(nèi)燃機12到蓄電池BT1-BT6的負載轉(zhuǎn)移，同時調(diào)用一個開節(jié)流。沒有負載的內(nèi)燃機12將跳到(即幾乎階躍的變化)一個較高的轉(zhuǎn)數(shù)(幾微秒內(nèi))，然后節(jié)流控制基于功率負載回復(fù)到正?？刂?。這種行為在沒有過沖和沒有暫停的情況下也可能以類似的方式發(fā)生。
2.這種節(jié)流控制方法的優(yōu)點a.由于根據(jù)功率負載對轉(zhuǎn)速進行的控制，該功率負載與最佳地具有最大燃料效率的轉(zhuǎn)速是對應(yīng)的，與為了在相同轉(zhuǎn)速下達到最大轉(zhuǎn)矩而在點火的瞬間進行壓力的控制是同樣的意思，而且由于自動點火或者自燃，有時稱為“震性(pinging)”“起爆(detonating)”，會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩和燃料效率的損耗，于是可能將壓縮比增加到12∶1或可能地14∶1而不用采取一個辛烷值，即通常指定為(m1+m2)/2＝87辛烷。
b.通過將根據(jù)本發(fā)明的用于在點火的時候控制壓縮壓力的節(jié)流控制，可利用艾金森循環(huán)，同時在一個相應(yīng)的功率負載處控制轉(zhuǎn)速從而達到最大的燃料效率。簡單來講，艾金森循環(huán)是一種關(guān)于內(nèi)燃機的允許熱氣體在所有的燃料燃燒之后獲得更大膨脹的方法。這不僅改善了低轉(zhuǎn)速時的燃料效率，而且由于增加了壓縮比而允許在較高轉(zhuǎn)速下獲得更大的呼吸效率。
c.由于在恒定轉(zhuǎn)矩時任何機器的功率輸出與轉(zhuǎn)速成正比地上升，所以具有改善的高端性能的艾金森循環(huán)不需要承受燃料效率的損耗就能提供較大的功率輸出，甚至利用最低的辛烷燃料。
d.在混合時汽車或者當蓄電池達到全負荷而在內(nèi)燃機上沒有任何其它附加的負載時，功率負載必要地要非常低，需要一個很低轉(zhuǎn)速的內(nèi)燃機。在很低轉(zhuǎn)速下艾金森循環(huán)提供了改善的燃料效率。
e.本方法的在點火的時候控制壓縮壓力也對由于高海拔區(qū)域大氣壓力的減小所引起的轉(zhuǎn)矩和燃料效率下降提供了簡單補償。
3.節(jié)流控制描述圖21示出了一個節(jié)流控制電路。
a.節(jié)流控制電路有四個主要輸入，如下(i)P/S(脈沖每秒)從整流板通過終端W，在整流板上P/S被電壓集成電路U5轉(zhuǎn)化為線性電壓，然后到達運放U3D將線性電壓轉(zhuǎn)換為VRPM。對與節(jié)流控制而言有用的范圍是1200RPM(大體上剛剛高于典型的空閑狀態(tài))到用于交流發(fā)電機最大輸出的8200RPM。VRPM到達運放U3A，這里運放U3A通過保持零輸出直到VRPM達到9000而被設(shè)定在限制轉(zhuǎn)速9000，這里運放U3A的輸出以類似的方式升高。然后運放U3A的輸出到達運放U2D的反相輸入，然后到達節(jié)流控制電路以倒轉(zhuǎn)截流位置并且將高轉(zhuǎn)速限制為9000而不管運放U2B-U2D的輸入。
(ii)S.D.(關(guān)閉)從整流板通過終端U到運放U2B的V1，圖12。一直到期望關(guān)閉之前，終端U的電壓保持在零伏。由于檢測到充電電流具有非常低的值，表示蓄電池BT1-BT6完全充滿并且有很少的功率負載，關(guān)閉電壓從零變到高(約12v)。這個施加在運放U2B的V1上的高電壓將忽略所有的其它信號并導(dǎo)致節(jié)流關(guān)閉，導(dǎo)致內(nèi)燃機12關(guān)閉。當電池電壓下降時，表示內(nèi)燃機12應(yīng)該開啟(如前面所述自動地)，來自終端U的電壓將歸零，允許節(jié)流閥14返回先前所設(shè)置的剛剛高于空閑，或大些，允許內(nèi)燃機12啟動。
(iii)BAT E來自整流板終端E是蓄電池電壓由運放U3C檢測從而通過E的下降開始啟動模式，如由電位計P1所設(shè)置的那樣并通過終端V發(fā)送到電源板。
(iv)ISENSE，測量施加在蓄電池BT1-BT6上的充電電流以維持蓄電池的充電電壓在這種情況下設(shè)置為在14.0和14.2之間。運放U1A將來自ISENSE的電流信號放大到0到15V的信號類似于0到150A的充電電流。這個信號還被送到乘法器集成電路U4，在這里乘法器集成電路U4乘1次的E以獲得內(nèi)燃機12上的功率負載。U2A將其轉(zhuǎn)換為0.2v到14.2v的信號。由于這個電壓信號表示功率(即E×I)，有14.2V的充電電壓乘150A的充電電流，獲得以瓦為單位的功率14.2V×150A＝2130W或2130W/14.2V或150W每V。例如，對于一個0.2V的信號就有150W每伏x0.2V的信號＝30W并且有對于用于關(guān)閉的最小充電電流30W÷14.2V充電電壓＝2.1A。
圖12也示出了從運放U3D到運放U2B的V3再到運放U2C的V2的KVRPM信號。當來自運放U2A的功率負載電壓到達運放U2B的E1和運放U2C的E1時，這個信號從1.2KVRPM(S.D.RPM)變化到8.2KVRPM，并且同樣在圖12中這個信號從0.2VKW(S.D.信號)變化到14.2VKW。
運放U2B的轉(zhuǎn)移函數(shù)為方程7E0＝11(E1)+22(E2)-V1-11V2-20V3其中V1除了S.D.在它變高的地方總是零，V2為固定的偏置-2.1182V，運放U2B的E2是來自運放U2C的電壓如E1一樣保持在零，運放U2B的V3互相追蹤從最小值到最大值。在只有E1和V3變化的情況下，其通過施加在運放U2D以及U6A-U6B的節(jié)流控制電路上的輸出電壓E0的行為而被迫互相追蹤。將這些值代入方程7并且如圖11中的3D圖形所示在KVRPM的值從1.2到8.2KVRPM變化的0％、25％、50％、75％以及100％的過程中以及從0.2到14.2VKW的負載，有一個如與KVRPM追蹤VKW負載類似的方式從1.5、5.0、8.5、12.0以及15.5V的線性電壓輸出。從軌跡和輸出電壓的任何偏移，會被E1和V3之間的差異放大，促使節(jié)流閥14向保持內(nèi)燃機12的KVRPM對功率負載追蹤所必須的方向移動。該百分比的變化不是節(jié)流位置的百分比變化，而是，VRPM的百分比變化作為由于VRPM的非追蹤相對于VKW的誤差所導(dǎo)致的截流位置的放大變化的結(jié)果。
運放U2C(圖12)的轉(zhuǎn)移函數(shù)為方程8E0＝2(E1)+4(E2)-V1-4V2其中運放U2C的V1接收與運放U2B的V2相同的偏置電壓。同樣地，E1和運放U2C的V2接收如E1和運放U2B一樣的從最小到最大的電壓。同樣地，運放U2C的E2接收0.57045V的固定的偏置。隨著這些值在同樣的0％、25％、50％、75％以及100％，變成了運放U2C的輸入的運放U3D的輸出的變化，只要KVRPM和功率電壓互相追蹤運放U2C的輸出將維持在零電壓。然而，如果KVRPM和功率電壓如運放U2B和U2C的輸入那樣不互相追蹤，那么如果功率電壓比內(nèi)燃機12的追蹤電壓KVRPM高運放U2C的輸出將出現(xiàn)高于零。在這種情況下，通過E1放大2而V2放大-4，運放U2C的輸出將升高到高于零。當一個負載變化突然施加到同步機20上，內(nèi)燃機不能通過節(jié)流閥將為防止停轉(zhuǎn)而轉(zhuǎn)速增加到足夠快時，會發(fā)生這種情況。運放U2C的輸出E0變成運放U2V的具有-個增益為22，并且導(dǎo)致節(jié)流閥14開啟而不管運放U2B的其它信號。同樣地，運放U2C施加于終端F的向同步機20的磁場21的輸出減小給蓄電池BT1-BT6的14.2V的輸出充電電壓，這將負載從同步機20上移除并轉(zhuǎn)移到蓄電池BT1-BT6上以維持作用于負載的功率，內(nèi)燃機，通過減少的充電負載或沒有負載并且通過開節(jié)流，跳到一個較高轉(zhuǎn)速，在這里通過內(nèi)燃機12和允許同步機20回復(fù)到常規(guī)控制使負載得以維持。如果由于功率負載的突然減少KVRPM和功率負載的追蹤在相反的方向上被倒置，會發(fā)生與停轉(zhuǎn)相反的事情，并沒有什么事發(fā)生，除了運放U2C的輸出變成低于零偏置而且內(nèi)燃機12返回到較低轉(zhuǎn)速并恢復(fù)常規(guī)的統(tǒng)調(diào)控制。
雖然從運放U2B的實際輸出電壓是線性的并控制內(nèi)燃機12的轉(zhuǎn)速，但是必須進一步針對范圍和偏移量進行調(diào)節(jié)。范圍通過電位計P11調(diào)節(jié)，而偏移量通過電位計P12調(diào)節(jié)(圖21)，電位計P12也作為電限制開關(guān)使用。
為了在內(nèi)燃機12的轉(zhuǎn)速控制中補償節(jié)流閥14的非線性還需要進一步的調(diào)節(jié)。這是通過雙定時器集成電路U6A-U6B實現(xiàn)的。伺服電動機60的位置是通過標準PWM控制的，而且，PWM在促使輸出軸16以線性方式旋轉(zhuǎn)的兩個設(shè)定的限制之間變化，來來回回地類似于PWM在兩個設(shè)定的限制之間的變化。雙定時器集成電路U6A-U6B通過利用阻容電路的一部分的鏡像將來自運放U2D的線性輸入電壓轉(zhuǎn)化為PWM的非線性輸出。此外，在節(jié)流閥14和伺服電動機之間的非線性聯(lián)接也能用于增強或抑止非線性修正。
B.混合式汽車與定子PWM控制協(xié)同的用于相位角控制的控制電路30或130的一個可能應(yīng)用是用于混合式汽車。圖7A-7E是在混合式汽車中用于機器控制的詳細控制電路的示意性電路圖，圖8A-8E是混合式汽車中用于車輪控制的詳細控制電路的示意性電路圖。類似地，圖7A-7D和8A-8D與圖5A-5D是一樣的，但是圖6E示出ISENSE為節(jié)流控制板(例如，圖21)提供一個反饋信號用以控制內(nèi)燃機12的節(jié)流伺服，圖8E和圖9-10示出了相關(guān)的用于控制四個車輪WHEEL1-WHEEL4和內(nèi)燃機12之間的相互作用的控制電路和邏輯。
在理想的混合式汽車中，為每個驅(qū)動輪WHEEL1-WHEEL4(見例如圖9)提供了一個同步機20，而提供了另一個同步機20用于內(nèi)燃機12為蓄電池充電。當混合式汽車從零或完全停止開始啟動，與每個車輪WHEEL1-WHEEL4驅(qū)動地連接的同步機20通過其各自的蓄電池BT1-BT4作為電動機工作。為了從零加速，VR1增加，而加速則通過與響應(yīng)氣動踏板的常規(guī)的汽車類似的方式實現(xiàn)。在以變化的速度工作時，同步機20直接驅(qū)動與其連接的各自的車輪WHEEL1-WHEEL4。為了減速，操作者僅僅需要將他/她的腳或者手從加速器VR1上移開從而允許同步機20切換到發(fā)電機模式并且將他/她的腳或者手應(yīng)用到VR2上(斷續(xù)地斷開蓄電池BT1-BT4以避免過度充電)從而為蓄電池BT1-BT4充電。如果有必要迅速停止或快速減速，產(chǎn)生的電流和電壓可能太大而不能用于蓄電池充電。在這種情況下，將一個“虛負載”應(yīng)用于同步機20同時在勵磁繞組21上應(yīng)用PWM控制。
1.四輪電驅(qū)動相對機械驅(qū)動的討論所有的不然就是大多數(shù)情況，目前可用的混合式汽車采用電輔助的機械驅(qū)動描述為“串行”“并行”。串行意味著內(nèi)燃機12和電牽引馬達機械地串聯(lián)連接，而并行意味著二者并排地連接。因此，不僅內(nèi)燃機保留，而且自動駕駛、傳動軸(前后如果四輪驅(qū)動，連同一個相關(guān)的變速箱)、環(huán)齒形齒輪連同差動總成(合并成一個止滑機構(gòu))、機架、等等。同樣地，常規(guī)的剎車連同其相關(guān)的承板，閘皮、制動鼓和/或制動盤以及液壓控制汽缸、從動缸和線被保留下來。上面所有的都需要定期的維護和/或修理，即用于駕駛機構(gòu)和-差動機構(gòu)的潤滑油、用于制動機構(gòu)的制動襯面、以及在一些情況下行駛80000-100000公里后用于自動駕駛機構(gòu)的新的離合器、皮帶以及密封。除了在常規(guī)的制動系統(tǒng)剎車時以熱的形式浪費的能量之外，上面的機械驅(qū)動系統(tǒng)對內(nèi)燃機12產(chǎn)生的能量的消耗達到7％。
2.四輪電驅(qū)動如圖9-10所示，根據(jù)本發(fā)明，系統(tǒng)使用四個同步機20，每個用于一個車輪WHEEL1-WHEEL4，獨立地并且由電控制。在任何車輪WHEEL1-WHEEL4之間沒有機械的連接，在內(nèi)燃機12和任何車輪WHEEL1-WHEEL4之間也沒有機械連接。圖10是一個結(jié)構(gòu)圖，示出了包括給蓄電池充電的內(nèi)燃機12，連同當蓄電池BT1-BT4達到完全充電時將蓄電池斷開的繼電器。這沒有在圖9中示出但其是必須的免得當沿著長斜坡滑下時對蓄電池BT1-BT4過度充電。
四個同步機20的重量小于未使用的機械組件的重量，即，變速器驅(qū)動軸、環(huán)和齒輪、機架、制動鼓、閘皮、承板，等等。明顯的好處包括較少的機械運動組件會磨損或需維護；所有的制動通過再生完成并用于對蓄電池BT1-BT4再充電；在車輪WHEEL1-WHEEL4之間的差分為電子差分，用防滑代替了止滑。防鎖制動(在這里車輪以非常嘈雜和煩擾的方式加鎖然后解鎖)現(xiàn)在變成了防滑。一個板上加速計防止車輪在加速或制動時滑動(即，所有四個車輪WHEEL1-WHEEL4之間的電子差分自己不會阻止車輪滑動，只要其處于同步并且相互間沒有相對的滑動)。通過用四個同步機20代替一個比較小的同步機20的四倍還大些的同步機20，可以維持更大的功率過載并且維持的時間比用該較大的同步機20的四倍更長。四個小同步機20的面積質(zhì)量比更大而且具有“氣動”，空氣冷卻的效果比使用同樣設(shè)計的一個較大的同步機20更好，這就是現(xiàn)在一些可用的使用串行或并行排列的混合式汽車需要水冷式的電牽引馬達的原因。
3.改變旋轉(zhuǎn)方向在與內(nèi)燃機12連接并且既用作啟動馬達也在內(nèi)燃機12啟動時用作發(fā)電機的同步機20的應(yīng)用中，旋轉(zhuǎn)方向總是相同的。沒有必要顛倒旋轉(zhuǎn)的方向。然而，由于在混合式汽車的情況下或者其它有必要顛倒旋轉(zhuǎn)的應(yīng)用中，反轉(zhuǎn)可以如圖14所示的電子地實現(xiàn)。首先，同步機20必須處于靜止或零轉(zhuǎn)速。這能夠從高轉(zhuǎn)速(高頻率)通過或者重建(regeneration)，以對蓄電池BT1-BT4充電或者對同步機20的輸出應(yīng)用一個假負載或者兩者都用來實現(xiàn)。如果要同步機迅速達到零轉(zhuǎn)速后者是最理想的，其可能導(dǎo)致正在充電的蓄電池BT1-BT4過壓。如果同步機20具有一個2極轉(zhuǎn)子，轉(zhuǎn)子(沒有編碼器)可能靜止在六個位置上。這六個位置列在圖15的表中(也可見圖4)。如果有多對磁極(沒有編碼器)，轉(zhuǎn)子可以在每次旋轉(zhuǎn)中的[N/2×6]個位置中的任何一個上靜止下來，其中N等于轉(zhuǎn)子磁極的個數(shù)，例如，對于具有24個磁極的轉(zhuǎn)子會有72個位置可供轉(zhuǎn)子靜止下來。然而，在這里可能涉及的任何一個電周期中仍然只有六個位置。眾所周知，由于用任何同步機20作為電動機，只需要轉(zhuǎn)換A、B、C引線中的兩個比如A和B、B和C、或A和C從而顛倒旋轉(zhuǎn)。因此也就是這種情況，根據(jù)圖15中的表，在六個位置中每個位置或者有兩個高開關(guān)開啟或者兩個低開關(guān)開啟。當顛倒方向時，高或低必須選擇或轉(zhuǎn)換；否則，轉(zhuǎn)子可能會在從正確的方向上輸出之前跳到錯誤方向上的一個不同的位置。同樣地，由于光繼電器設(shè)置為比轉(zhuǎn)子位置提前90o，所以葉片型光繼電器必須轉(zhuǎn)變180o(或者就是光繼電器本身，但不是兩者都行)從而致使所有的合成脈沖相對于轉(zhuǎn)子位置和旋轉(zhuǎn)提前90o。如圖14所示，這可以電子式地而非機械式地實現(xiàn)。通過將觸發(fā)器U13A、U13B以及U14A的輸出從Q-轉(zhuǎn)換為Q整流可轉(zhuǎn)變了180°。同時，適當?shù)膶Α癆和B”或“B和C”或“A和C”必須轉(zhuǎn)換。只有一對應(yīng)該轉(zhuǎn)換而且必須使用圖15中“0-0”或“1-1”的那對。通過轉(zhuǎn)換三個整流開關(guān)S1-S3和適當?shù)膶Α癆和B”、“B和C”或“A和C”，靜止時轉(zhuǎn)子將會在任何其占據(jù)的位置啟動，并且在收到第一個上面提到的人造脈沖后在相反的方向上旋轉(zhuǎn)。相同的人造脈沖必須將所有的開關(guān)鎖定在已轉(zhuǎn)換的位置上直到旋轉(zhuǎn)再次到達零轉(zhuǎn)速。這是通過四個D型觸發(fā)器D1-D4實現(xiàn)的。人造的脈沖將觸發(fā)器D1-D4鎖定在“設(shè)定”或(CW)“重置”(CCW)，在這里其保持不變處于零轉(zhuǎn)速，直到如果需要再次顛倒旋轉(zhuǎn)。如果到達零轉(zhuǎn)速之前所有的開關(guān)保持不變，收到另一個人造脈沖不會顛倒旋轉(zhuǎn)而是會在同樣的方向上再次旋轉(zhuǎn)。
4.防滑的描述圖9示出了四個車輪WHEEL1-WHEEL4，并且分別由一個相關(guān)的同步機20，1a-1d驅(qū)動。在電動機軸的相反的一端是一個光繼電器2a-2d，產(chǎn)生送到先前描述過的整流板3a-3d的三個相位A、B、C。整流板3a-3d將三個相位ABC轉(zhuǎn)化為每周期六個脈沖，并且通過終端W將這些脈沖傳輸?shù)角懊嬉裁枋鲞^的一個修正節(jié)流板4a-4d。節(jié)流板4a-4d將脈沖/秒轉(zhuǎn)換為線性電壓VRPM并且將這個信號從終端T傳輸?shù)椒糯笃鱑1a-U1d、U4a-U4d以及U2。在向U4a-U4d的反相輸入端傳送的過程中，U4a-U4d還具有一個從可變的電阻器VR1到非反相輸入端的SPVRPM，如先前描述的，如果VRPM比SP VRPM大，它將U4a-U4d的輸出改為相反。這意味著，例如，一個車輪，比如WHEEL1在加速的條件下正在開始滑動。當T終端的VRPM超過SP VRPM時，運放U4a的輸出將會從可變電阻器VR1所要求的SP VRPM減小施加給定子控制3a的SPVRPM。這由通過U4a進行的放大完成，并且不依賴于其它的車輪WHEEL2-WHEEL4。然而，它們將以類似的方式獨立地起作用以阻止當加速時碰到一個或幾個光滑的場所時任何車輪的可能的滑動。制動時，整個過程是相反的，但是通過運放U1a-U1d的作用，它們的輸出通過終端F分別施加在控制制動的勵磁線圈8a-8d的PWM7a-7d上。(注意U1a-U1d的輸出產(chǎn)生與U4a-U4d相反的效果，即輸出的增加減小制動。)然而，加速或者制動時，如果所有四個車輪WHEEL1-WHEEL4同時滑動并且相互一致，就必須向放大器U2做參考。放大器U2具有四個輸入，VRPMa-d并且對每一個求和 平均VRPM被送到運放U6，既送到反相輸入端也送到非反相輸入端。如果VRPM是固定的(不增加也不減少)，它在反相輸入和非反相輸入上以相同的幅度發(fā)送VRPM，因此它們都抵消了。然而，如果平均VRPM正在增加或正在減小，由于電容器C1和C2的作用會在運放U6的非反相輸入端上感知到變化率(即+/-dv/dt)。如果平均VRPM增加這將會導(dǎo)致運放U6的輸出增加，或者如果平均VRPM減小則輸出減小，除非比例不是由車輛加速計放大器U5匹配的。如果沒有車輪滑動，運放U6的輸出既在極性上也在幅度上平等地符合平均VRPM地變化速率，如果加速為正極性而如果制動為負極性。如果有車輪滑動，運放U6的輸出會將差異放大，并將這一電壓傳遞到運放U4a-U4d和U1a-U1d的所有反相輸入端。如果輸出為正極性，說明車輪WHEEL1-WHEEL4正在加速模式下滑動，運放U4a-U4d將把信號倒轉(zhuǎn)到施加給3a-3d的SP VRPM并且減小施加于車輪WHEEL1-WHEEL4的加速轉(zhuǎn)矩。然而，如果輸出為負極性，說明車輪WHEEL1-WHEEL4正在制動模式下滑動，施加于運放U1a-U1d的信號將忽略施加給PWM7a-7d的制動信號從而導(dǎo)致制動轉(zhuǎn)矩減小。
應(yīng)該注意到，一個加在任何運放的反相輸入端的信號會將輸出的方向改變到與輸入相反的方向。同樣地，一個從運放U4a-U4d到SP VRPM的漸減的信號會減小加在車輪WHEEL1-WHEEL4上的加速轉(zhuǎn)矩，而一個從運放U1a-U1d到場7a-7d的漸增的信號會減小制動轉(zhuǎn)矩，此外，當可變電阻器VR1需要加速時，用于制動轉(zhuǎn)矩的可變電阻器VR2將被設(shè)為零制動(即最大制動)。當用于制動轉(zhuǎn)矩的可變電阻器VR2被設(shè)置用于制動時，用于SP VRPM的可變電阻器將被置為零。圖9對此進行了舉例說明，示出了為可變電阻器VR1和VR2進行定位的指示器(滑片)。
加速時還有ISENSE5a-5d。這個信號通過終端O到達6a-6d，6a-6d用于在零VRPM時控制從100％“開”開始的磁場弱化，并且這個信號還在從零轉(zhuǎn)速加速時通過終端e限制定子電流，而制動將為零。當制動模式在零SP VRPM情況下激活時，運放U1a-U1d通過終端F控制PWM而進行制動，并且施加在PWM上的電壓的減小會增加制動。
因此，存在兩種系統(tǒng)。一種針對平均值針對每個車輪控制輪的滑動，而另一種通過控制車輪一致地滑動而進行工作，而且無論加速或制動兩種系統(tǒng)同時工作。
通過擁有每個車輪相對于平均值的轉(zhuǎn)速控制，所有車輪的旋轉(zhuǎn)相對一樣。通過擁有對車輪一致旋轉(zhuǎn)的平均值的引出的響應(yīng)連同板載的加速器，有可能在任何以及所有情況下防止車輪的滑動。當然，車輛能夠在具有重力的加速的成分時上坡和下坡，這樣的車輛需要三個加速計進行補償。
C.位置控制控制電路30，130也能用于位置控制，比如載機械工具中的應(yīng)用，即驅(qū)動走梭板上的旋轉(zhuǎn)錠子的速度或者作為定位馬達用于比如機器人、坐標板以及類似情況中。
1.具有順時針和逆時針旋轉(zhuǎn)以及步間停頓的數(shù)字位置控制有時位置控制必須停在如先前描述的每個圓周的六個檔之間的某處，然后遞增地在兩個檔位之間移動，抵抗在順著和逆著運動方向的方向上交替作用的力，或停止以及倒轉(zhuǎn)方向。在機器人或電腦數(shù)控銑床的運動的情況下，可能希望在兩個不考慮漸增式運動的位置之間非常迅速的移動，例如，機器人從一個位置到另一個位置進行“拿”和“放”操作，或者一個銑床在一個X-Y平臺上鉆孔。如先前所描述的，可能控制RPM從零開直到超過400Hz的頻率，而且能通過再生的制動停止旋轉(zhuǎn)，然后倒轉(zhuǎn)(即汽車的牽引馬達)。停止是在一個圓周內(nèi)的六個位置中的任意一個，然后可以顛倒旋轉(zhuǎn)，所有用到的只是三個光繼電器和一個葉片型繼電器。
為了達到檔位之間的位置控制，一個適當?shù)木幋a器250，254(圖18)是必須的，它能夠在順時針和逆時針旋轉(zhuǎn)的時候累加和倒計時，從而以數(shù)字讀出的形式提供一種正在移動的準確的位置(即工程單位、十進制值，浮點數(shù)或任意的計數(shù)等等。)還需要一個數(shù)字的設(shè)定點251，表示所期望的正在移動的位置并應(yīng)該以同樣的讀出格式表示。圖18給出了這種類型的結(jié)構(gòu)圖。同樣在累加時(即順時針方向)，上/下計數(shù)器252必須計算在先前所描述的葉片型繼電器24，24`的每一個電周期的六個脈沖之間的位置數(shù)，如光繼電器32A-32C所檢測的那樣。如前面所描述的，六個脈沖表示送到交流同步機的三相功率的60o。于是，當在相同的方向上旋轉(zhuǎn)時，上/下計數(shù)器252，對于下一個60o脈沖，必須向后對來自光繼電器32A-32C的下一個脈沖進行計數(shù)。來回的計數(shù)是與實際位置的總計數(shù)分離的。這個來回的計數(shù)被轉(zhuǎn)換成一個用于在脈沖之間進行PWM控制的模擬信號(圖18的上/下計數(shù)器)。如果設(shè)定點停止移動，旋轉(zhuǎn)會停止，來回計數(shù)會停止，旋轉(zhuǎn)會終止并且PWM會保持不變以保持位置。如果應(yīng)用一個外力試圖移動測量的位置，PWM(通過PWM控制器U22)會增加或減少從而保持位置，通常位于兩個檔位之間。這個PWM是獨立于先前所描述的施加到定子的PWM，它在沒有反向EMF的條件下限制定子電流。在此期間，當遞增式移動時，D/A253為零。從這一點，定點目標251會在任一方向上移動(即順時針同向或逆時針反向)。如果定點目標251在相同方向上移動，將會繼續(xù)象以前一樣順時針旋轉(zhuǎn)。然而，如果定點目標251在相反方向上移動，則逆時針旋轉(zhuǎn)，并且上下計數(shù)器也會向PWM那樣也在反方向上旋轉(zhuǎn)。被最后中斷的光繼電器32A-32C會再次中斷。因此，同一個光繼電器32A-32C的兩次連續(xù)的中斷是同步機20的旋轉(zhuǎn)倒轉(zhuǎn)方向的信號，如先前描述的。然后，整流如之前描述過的恢復(fù)，并同之前一樣進行上下的計數(shù)，但是采用相反的旋轉(zhuǎn)和方向(即頻率是無極的)。
于是，數(shù)字式的位置控制被描述了，這里位置可以保持相對特定的位置沒有誤差，并且可以漸增地移動從而在低速度情況下上下計數(shù)。還有必要在位置定點突然移動(順時針或逆時針)一個相當大距離的不連續(xù)的跳變的情況下提供位置控制功能。例如，在設(shè)定好程序從而在不連續(xù)的位置上鉆孔的計算機控制的銑床上會發(fā)生這種情況。從一個位置向下一個位置的移動非常迅速地完成而不需要從一個位置到下一個位置的逐漸增加的步驟。有時將這稱為“回轉(zhuǎn)速率”。碾磨速率是以英寸每分鐘的形式設(shè)定的，每一個以及每次來自編碼器的增量必須無誤差地逐步地跟隨定點移動目標。這會限制回轉(zhuǎn)速率的速度。當以回轉(zhuǎn)速率移動時，也許比一百次快些，中間的位置不需要準確無誤，但是必須有編碼器250、254計數(shù)，從而確定到達新的設(shè)定點位置的路徑，在那里鉆孔和/或碾磨得以繼續(xù)。首先，必須有一個有上下數(shù)字誤差計256所確定的“誤差”，圖18，誤差計是雙極的并且無論是否通過向觸發(fā)器D1(圖16)發(fā)送信號以改變方向都通知上下計數(shù)器252。它同樣向D/A253(圖18)發(fā)送信號，D/A253是無極的并且將誤差轉(zhuǎn)換為線性模擬信號。線性模擬信號是以誤差為基礎(chǔ)的，并且變成加到運放U16A-U16C上的SP VRPM信號。頻率/電壓轉(zhuǎn)變無極的VRPM信號。如圖14所示，從運放U16D、U16A-C到邊檢測器U11A、U11B、U12A，如先前描述的，相位角接管控制直到只有很小誤差或沒有誤差。當達到新的位置設(shè)定點時，相位角和速率變得接近零，于是控制返回到圖16和18。上/下計數(shù)器252在來自光繼電器32A-32C的脈沖之間來回計數(shù)，并且向PWM控制器U22發(fā)送模擬設(shè)定點和測量到的位置(圖16)。上/下計數(shù)器252也在很低的轉(zhuǎn)速下感知來自光繼電器32A-32C中的任何一個的兩個連續(xù)脈沖，并如先前描述的開始一個到觸發(fā)器D1(圖16)的反向的旋轉(zhuǎn)，而且D/A253返回到零。圖16中的異或門A-B、B-C以及A-C正連續(xù)地檢測圖17中的表中所示的表中的檔位1-6。然而，它們的輸出到達觸發(fā)器D2-D4的D型輸入，而且沒有從觸發(fā)器D1到“C”輸入的時鐘脈沖不會開始變化。這只有在零或接近零轉(zhuǎn)速時才會發(fā)生，并且圖18中的上/下計數(shù)器252向觸發(fā)器D1的D輸入端發(fā)送一個順頁時針/逆時針信號，一個來自U12B的管腳10的第一人造時鐘脈沖緊隨其后(圖8D)。這導(dǎo)致了旋轉(zhuǎn)方向的變化，并且只有當上/下計數(shù)器252和圖18中上/下數(shù)字誤差器收到來自光繼電器32A-32C中任意一個的兩個連續(xù)脈沖時。
IV.附加的和預(yù)備的實施方式或特性A.使用微處理器或微控制器圖22示出了實現(xiàn)一個這樣的基于控制電路的微處理器的典型示意圖。微處理器可能是微控制器、ASIC、PAL或者任何其它專用的集成電路或它們的組合物。有許多模擬的測量值比如電壓和電流，不得不轉(zhuǎn)化成數(shù)字信號，即數(shù)模變換(A/D)，然后能夠通過已知的數(shù)字運算方法對所有的運算比如相位控制、節(jié)流控制等等進行計算。邏輯判斷比如啟動和停止也可以數(shù)字地實現(xiàn)。然而最終的控制功能從本質(zhì)上來說是模擬的比如節(jié)流位置、通過場電流的方法控制的磁場強度等等，這會需要數(shù)模(D/A)變換。
測得的“旋轉(zhuǎn)速度”和“期望旋轉(zhuǎn)速度”，即VRPM和SPVRPM，既可以是數(shù)字的也可以是模擬的。如果變量(過程和設(shè)定點)是模擬的，那么誤差或差異需要被轉(zhuǎn)換，即A/D，用作相位控制的輸入；否則，變量保持為數(shù)字的并直接用于相位控制。通過微處理進行的相位控制包括使用與畫用于算法的圖時所用的方程相同的方程。計算優(yōu)選地在幾納秒內(nèi)完成并為三相功率的每個相位的每個周期重復(fù)兩次。發(fā)給整流電路的延遲的脈沖時一樣的，如先前在模擬的方式中所描述的。同樣地，微處理器能夠用于基于功率負載所提供的VRPM來計算節(jié)流位置，電壓和電流信號被首先進行A/D變換。轉(zhuǎn)換可以在反復(fù)地在高頻率(即KHz)下完成然后通過D/A變換轉(zhuǎn)換回來用于節(jié)流伺服電機。同樣的情況可以應(yīng)用于磁場控制，即能在同步機20用作電動機時進行磁場弱化，也能在發(fā)電過程中用于電壓控制時進行磁場強化。邏輯判斷能通過微處理器計數(shù)實現(xiàn)。其它的邏輯判斷比如內(nèi)燃機12，啟動和停止也可以通過微處理器計數(shù)實現(xiàn)。
V.蓄電池充電和放電在鉛酸蓄電池領(lǐng)域內(nèi)已知的是為了延長使用壽命，用于充電時應(yīng)該將它們的電池并聯(lián)起來，而用于放電時應(yīng)該串聯(lián)。原因是它們可能在效率和性能上有輕微的改變。一個完全充電并處于靜止的電池具有大約2.10伏的電壓，但是當接近完全放電并再次靜止時，它具有大約1.75伏的電壓。這些電壓能夠變化，例如，對于一個過度充電或化學(xué)不均衡的電池可能會略微高于2.1伏，或者對于一個化學(xué)不均衡的電池可能會略微低于2.1伏。當達到深度放電狀態(tài)，尤其是如果允許它們保持在那種狀態(tài)時，啟動-燈光-點火(SLI)電池比深循環(huán)電池承受更多的硫酸鹽化作用。同樣地，可能不能執(zhí)行期望它們用于的工作的電池，可能被人為報廢或接近報廢，例如，在非常寒冷的天氣里啟動一個大型最小值為1.75V的機器，可能會達到1.95V/電池。上述的電壓是在電池溫度為25℃或76的條件下。由于所有的電池并不是正好相同的，如果串聯(lián)起來放電，它們將承受同樣的放電電流，但是如果串聯(lián)起來充電它們也會承受同樣的充電電流。較差的或效率較低的電池會放電到較大程度；但是由于當它們串聯(lián)起來進行充電時它們承受相同的充電電流，因此它們不能和更有效率的電池一起達到完全充電。然而，如果所有的電池并聯(lián)起來進行充電，具有較低端電壓的較差的電池會比具有較高端電壓的效率較高的電池承受更多的充電電流，因此所有的電池會傾向于同時變得完全充滿。同樣地，當在一個恒定的電壓下(在25℃下考慮通常近似為2.33伏)充電時，隨著電池變得更完全充電測得的充電電流會減小。測得的大約為安培-小時容量(在一個20小時的放電速率)的5％的低電流被認為時接近完全充電。當靜止時(不進一步充電或放電)如果端電壓下降到低于每個電池2.10伏，需要增加額外充電。
在大多數(shù)情況下，利用并聯(lián)充電和串聯(lián)放電是不切實際的，尤其是在混合式汽車的情況下，加速和制動(放電和充電)有時迅速地連續(xù)發(fā)生。然而，通過利用各自的同步機20和用于每個車輪WHEEL1-WHEEL4的蓄電池BT1-BT4進行四輪驅(qū)動同時用于加速和制動，如先前所描述的和圖8E所示，這里也提供了一種方法，當或者通過制動或者通過板載的由內(nèi)燃機驅(qū)動的充電器充電而可能變得完全充滿時，將蓄電池BT1-BT4互相斷開。
這個方法如圖8E所示，同時還示出了與圖7E，板載的內(nèi)燃機驅(qū)動的充電器、圖9，每個車輪WHEEL1-WHEEL4和每個車輪各自的蓄電池之間的相互結(jié)合之間的簡單連接。圖9中沒有示出的時“繼電器邏輯”部分，這部分連同四個繼電器(L1-4)、四個ISENSE元件Is1-s4以及制動時間的充電電壓的電壓傳感連接。如圖所示，它們都與繼電器邏輯板連接。通過感知注入到四個蓄電池BT1-BT4中任何一個的合適的低充電電流，繼電器邏輯板促使相應(yīng)的繼電器開路從而將那個蓄電池BT1-BT4與其它的隔離開以避免它被過度充電。當剩下的蓄電池完全充電時，它們也被斷開。然而，當斷開三個時，第四個仍然連接著。隨著三個蓄電池BT1-BT4斷開，所有四個蓄電池BT1-BT4相互隔離而避免過度充電。當?shù)谒膫€完全充電時，內(nèi)燃機1 2被關(guān)閉但是蓄電池BT1-BT4保持連接，從而如圖8E所示如果四個中有任何一個電壓下降則啟動內(nèi)燃機12，圖8E中任何低電壓的蓄電池將通過圖7E中標記為V的終端啟動內(nèi)燃機12。盡管這種方法不是整個的串聯(lián)放電和并聯(lián)充電，它是正確的方向上的一步，即每一組可能被類似地放電，但是它們并聯(lián)地充電并且當完全充電時斷開從而在全部達到完全充電的同時避免一組過度充電。
VI.多并行功率晶體管圖23示出了傳統(tǒng)的通過六個功率晶體管(三個高的和三個低的)比如金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)或絕緣柵雙極晶體管(IGBT)提供整流的方法。開關(guān)的次序在圖23的兩個表中說明，一個用于高端一個用于低端。一個“0”表示晶體管沒有導(dǎo)通，而一個“1”表示晶體管導(dǎo)通。因此，六個晶體管之中，三個總是導(dǎo)通而三個不會導(dǎo)通。當兩個高端輸入導(dǎo)通時，一個低端輸出會導(dǎo)通兩個高端的組合電流或者將電流I變成兩倍。同樣地，當兩個低端輸出導(dǎo)通時，一個高端輸入會導(dǎo)通兩個低端輸出的電流。從圖4的表中還應(yīng)該注意，I+I或者2I會導(dǎo)通時間的1/6而I會導(dǎo)通時間的1/3。對于所有六個功率晶體管都是正確的。因此，一個IAVE可以表示如下(2I)持續(xù)1/6時間+I持續(xù)1/3時間＝IAVE或者(2I)x1/6+Ix1/3＝IAVE或者1/6(2I)+1/3(I)＝IAVE，供給定子的電流。
但是，所有的功率晶體管在導(dǎo)通時都有開阻抗，因此最先的連續(xù)電流容量由I2R限制。因此，功率能夠表示為1/6(2I)2R+1/3(I)2R＝IAVE2R，其中R為晶體管的“開通”阻抗，4/6(I2)+1/3(I2)＝IAVE2I＝IAVE
由于IAVE由圖24示出表示為I，甚至在只由1/2的時間導(dǎo)通時也是每個晶體管的相同的平均電流，這似乎是違反直覺的。但是解釋是簡單的，時間的1/6每個晶體管導(dǎo)通兩倍的電流，因此(2I)2對于1/6時間與412對于1/6時間是等價的，可表示為4/6(12)+1/3(12)＝IAVE2，其中12R為每個晶體管的功率消耗。
從上面可以看出，無刷直流電動機在尺寸上會明顯受到MOSFET`s和/或IGBT`s能夠處理的電流數(shù)量和(高)電壓的限制。MOSFET`s比IGBT`s能承載更多電流，但是IGBT`s能承受更高的電壓。因此，對于基于總功率(即W＝EI)的選擇，IGBT`s是最好的選擇。然而，如果蓄電池BT1-BT6被串聯(lián)使用以獲得高電壓，那么當期望通過同樣的同步機20為串聯(lián)的蓄電池充電時，就產(chǎn)生了一個問題。串聯(lián)時，較弱的電池放電較快充電較慢。當蓄電池BT1-BT6并聯(lián)充電時，相應(yīng)于施加的電壓較弱的電池會受到更多電流；因此，較弱的電池并聯(lián)會收到更多的充電電流，因此，如先前描述的傾向于和更有效的電池一起達到完全充電。
因此，期望并聯(lián)地連接多功率晶體管，MOSFET`s或者IGBT`s。由于IGBT`s的“開”阻抗隨著溫度增加而減小，對它而言不會出現(xiàn)這種可能。因此，當一個IGBT變得比并聯(lián)連接的IGBT`s中剩余的部分熱些時，它會傳導(dǎo)更多的電流，將非?？赡茏罱K燒毀。對于MOSFET`s，“開”阻抗隨著溫度增加，并且強迫并聯(lián)的其它晶體管傳導(dǎo)電流的較大部分。所以盡管看起來好像MOSEFT`s能夠并聯(lián)連接，實際上它們能，通常還不是一個好方法，因為盡管既是所有的都具有相同的溫度，但是它們不可能都正好具有相同的“開通”阻抗。
圖24示出了一種方法，使用十二個MOSFET`s或IGBT`s，其中每個傳導(dǎo)1/3的時間，沒有一個傳導(dǎo)其它的兩倍的電流。因此，平均負載為1/312R或如圖23所示的平均負載的1/3。于是，平均最大負載增加到3.464倍，如果使用相同功率的晶體管。如果設(shè)備的數(shù)量再次翻倍達到二十四，如圖25所示，通過將每一個相位繞組分成一半并給每半個一個單獨的MOSEFTs或IGBT，最大負載大約是6.9282倍或者是12個時的雙倍。這說明了一個有效的方法，通過使用更有效的MOSFETs將蓄電池并聯(lián)起來從而向大型電動機提供更大的電流，而不是為得到高電壓而將蓄電池串聯(lián)起來，也不使用IGBTs。在IGBTs的情況下，為了得到很高的電壓不但可以通過將更多的蓄電池串聯(lián)起來使用，而且可以并聯(lián)連接，而且控制兆瓦而不是千瓦。IGBTs并聯(lián)連接是有效的，但不是電子式的并聯(lián)。如上面所描述的，一個多相同步機具有一個定子和一個轉(zhuǎn)子。轉(zhuǎn)子具有多個轉(zhuǎn)子繞組。每個轉(zhuǎn)子繞組具有多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)線。轉(zhuǎn)子繞組通過靠近與定子繞組感應(yīng)式地耦合，并且當多相同步機作為發(fā)電機工作時在定子繞組中生成感應(yīng)電功率，或者在多相同步機作為電動機使用時從定子繞組中接收電動力。多相機可以配置一個升壓電路，升壓電路是通過將多個定子繞組導(dǎo)線的一個升壓子電路連接起來，并分別連接多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)線的升壓子電路而形成的，由此，同步機被配置成一個電-機械式升壓變壓器。多相機可以配置一個降壓電路，降壓電路是通過將多個定子繞組導(dǎo)線的一個降壓子電路連接起來，并分別連接多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)線的降壓子電路而形成的，由此，同步機被配置成一個電-機械式降壓變壓器。升壓和降壓電路可以簡單地與特定的繞組導(dǎo)線連在一起，就像常規(guī)的多電流或多電壓變壓器一樣。
從上述內(nèi)容可以看到，本發(fā)明包含一種裝置和一種方法，用于控制一種同步電機，它既可以選擇性地作為電動機使用，也可以作為發(fā)電機使用，通過控制相位角連同對磁場繞組的PWM控制和對定子電流的PWM控制。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)該認識到，不脫離本發(fā)明的主要發(fā)明構(gòu)思，可以對上面所描述的實施例做出改變。因此，應(yīng)該理解本發(fā)明并不局限于特定的實施例所顯示的內(nèi)容，而應(yīng)確定為包括由所附權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)的所有改變。
權(quán)利要求
1.一種用于多相同步機(20)的同步機控制設(shè)備，該同步機(20)具有一個勵磁線圈(21)、一個轉(zhuǎn)子以及多相繞組(ZL)，該同步機(20)控制設(shè)備包括(a)一設(shè)置為相對同步機(20)的轉(zhuǎn)子電提前90°的相位檢測傳感器(32)；和(b)一控制電路(30，130)，包括(i)一相位檢測電路(38A-38C)，所述相位檢測電路(38A-38C)與相位檢測傳感器(32)連接并且配置為不依賴于頻率對同步機(20)的電相位進行控制，所述相位檢測電路(38A-38C)至少在同步機(20)工作在相對于電相位角同相、落后以及超前情況下時進行檢測，所述相位檢測電路(38A-38C)產(chǎn)生整流輸出；(ii)一整流驅(qū)動器電路(50)，所述整流驅(qū)動器電路(50)連接于相位檢測電路(38A-38C)并且具有一連接于繞組(ZL)的高端輸出和一連接于繞組(ZL)的低端輸出，所述整流驅(qū)動器電路(50)只有當相位檢測電路(38A-38C)提供整流輸出時，不依賴于頻率選擇性地并且交替地控制高端和低端輸出以控制同步機(20)的整流。(iii)一時間延遲電路(40A-40C)，所述時間延遲電路(40A-40C)與相位檢測傳感器(32)、相位檢測電路(38A-38C)以及整流驅(qū)動器電路(50)連接，所述時間延遲電路(40A-40C)基于一可調(diào)節(jié)的、與由相位檢測電路(38A-38C)測量得到的同步機(20)的速度進行比較的設(shè)定點，不依賴頻率為整流驅(qū)動器電路(50)提供控制輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，控制電路(30，130)還包括(iv)一定子電流控制電路(58)，所述定子電流控制電路(58)選擇性地忽略對至少高端輸出的控制。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，定子電流控制電路(58)利用脈沖寬度調(diào)制(PWM)選擇性地忽略對高端輸出的控制。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)還包括(iv)一勵磁線圈電壓控制電路，所述勵磁線圈電壓控制電路選擇性地調(diào)制加在勵磁線圈(21)上的電壓以反過來控制反向電磁場(EMF)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，勵磁線圈電壓控制電路利用脈沖寬度調(diào)制(PWM)選擇性地調(diào)制施加于勵磁線圈(21)的電壓。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)設(shè)置為通過帶有不依賴于頻率的線性電壓控制相位角或轉(zhuǎn)矩，同時，通過疊加的方法，通過定子電流的脈沖寬度(PWM)調(diào)制控制轉(zhuǎn)矩。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述相位檢測電路(38A-38C)在同步機(20)被提前時產(chǎn)生整流輸出，并且在同步機(20)落后了一預(yù)定量的相位時終止整流輸出。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)配置為直接作為頻率的函數(shù)來控制磁場弱化從而通過減少反向電磁場(EMF)來增加速度。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)還包括一具有反相輸入端(-)和同相輸入端(+)的定點放大器(U16A、U16B、U16C)，一由相位檢測電路(38A-38C)測量得到的同步機(20)的速度的電壓代表被施加于所述定點放大器(U16A、U16B、U16C)同相輸入端(+)作為反饋。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，相位檢測電路(38A-38C)配置為確定同步機(20)的定子磁通矢量的相位和同步機(20)的轉(zhuǎn)子的旋轉(zhuǎn)的方向。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述時間延遲電路(40A-40C)以模擬的方式控制整流的相位從提前的狀態(tài)變化到同步狀態(tài)。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)配置為當所述相位檢測電路(38A-38C)檢測到一個超過同步機(20)的同步狀態(tài)預(yù)定數(shù)量的延遲時，自動地將同步機(20)的控制從電動機控制轉(zhuǎn)換到發(fā)電機控制。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)至少部分地以微處理器的形式實現(xiàn)。
14.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)還包括一個一次偽脈沖電路(46)，所述一次偽脈沖電路在同步機(20)從零速度狀態(tài)啟動時或者由于整流控制已經(jīng)終止而控制電路(30，130)還沒有重新啟動時，提供一個單觸發(fā)輸出。
15.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步機控制設(shè)備，其特征在于，所述控制電路(30，130)還包括(iv)一功率晶體管驅(qū)動器橋，其具有用于同相同步機(20)的每個相位的兩個高端和兩個低端功率晶體管(QAL-QCL，QAH-QCH)，所述兩個高端功率晶體管(QAH-QCH)平行地電連接于所述繞組(ZL)和一電源之間，所述兩個低端功率晶體管(QAL-QCL)平行地電連接于所述繞組(ZL)和接地之間，所述整流驅(qū)動器電路(50)的所述高端輸出激活以及去活所述的兩個高端功率晶體管(QAH-QCH)，而所述整流驅(qū)動器電路(50)的所述低端輸出交替地，相對于高端功率晶體管(QAH-QCH)，激活以及去活所述的兩個低端功率晶體管(QAL-QCL)。
16.一種具有一個框架和至少兩個車輪的混合式車輛，所述至少兩個車輪與框架可動地連接，所述車輛包括(a)一電源(10)，所述電源(10)供應(yīng)多相位電功率和直流(DC)功率；(b)至少一蓄電池(BT1-BT6)，所述蓄電池(BT1-BT6)與電源連接以利用直流功率充電；(c)一換流器(34)，所述換流器(34)與至少一個蓄電池(BT1-BT6)連接以將直流電壓轉(zhuǎn)換為多相電壓；(d)一驅(qū)動輪多相同步機(20)，當所述驅(qū)動輪多相同步機(20)作為電動機工作時與所述的換流器(34)連接以接收多相電壓，所述驅(qū)動輪多相同步機(20)具有一定子和一轉(zhuǎn)子，所述定子和轉(zhuǎn)子中的一個被固定在混合式車輛的框架上，而另一個則機械地連接于所述至少兩個車輪(WHEEL1-WHEEL4)從而在驅(qū)動模式中為其提供驅(qū)動功率，在滑行或剎車模式其中接收功率，驅(qū)動輪多相同步機(20)控制與其連接的所述車輪(WHEEL1-WHEEL4)的加速和減速；以及(e)一驅(qū)動輪調(diào)整電路(52)，所述驅(qū)動輪調(diào)整電路(52)從驅(qū)動輪多相同步機(20)接收多相電壓并將多相電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓，從而在驅(qū)動輪多相同步機(20)作為發(fā)電機工作時為所述至少一個蓄電池(BT1-BT6)充電。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的混合式車輛，其特征在于，所述的電源包括(i)一內(nèi)燃機(12)，所述內(nèi)燃機(12)具有一輸出軸(16)；(ii)一功率系統(tǒng)多相同步機(20)，所述功率系統(tǒng)多相同步機(20)將機械的輸入功率轉(zhuǎn)換為用于輸出的多相電功率，所述功率系統(tǒng)多相同步機(20)具有一轉(zhuǎn)子和一定子，所述輸出軸(16)與所述功率系統(tǒng)多相同步機(20)的所述轉(zhuǎn)子和所述定子中的一個機械地連接；以及(iii)一功率系統(tǒng)調(diào)整電路，所述功率系統(tǒng)調(diào)整電路從功率系統(tǒng)多相同步機(20)接收多相電壓并將多相電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓，從而為所述至少一個蓄電池(BT1-BT6)充電。
18.一種具有一個框架的混合式車輛，所述車輛包括(a)一電源，所述電源供應(yīng)多相電功率和直流(DC)電功率；(b)至少一蓄電池(BT1-BT6)，所述蓄電池(BT1-BT6)與所述電源連接從而利用直流電源充電；(c)一換流器(34)，所述換流器(34)與所述至少一個蓄電池(BT1-BT6)連接從而將直流電壓轉(zhuǎn)換為多相電壓；(d)四個驅(qū)動輪(WHEEL1-WHEEL4)，所述四個驅(qū)動輪(WHEEL1-WHEEL4)與所述車輛的所述框架可動地連接；(e)四個驅(qū)動輪控制設(shè)備，每個驅(qū)動輪控制設(shè)備包括(i)一驅(qū)動輪多相同步機(20)，所述驅(qū)動輪多相同步機(20)與所述換流器(34)連接，從而當作為電動機工作時接收多相電壓，所述驅(qū)動輪多相同步機(20)具有一定子和一轉(zhuǎn)子，所述定子和所述轉(zhuǎn)子中的一個被固定在所述混合式車輛的所述框架上，而所述定子和所述轉(zhuǎn)子中的另一個與所述四個驅(qū)動輪(WHEEL1-WHEEL4)中的對應(yīng)的一個機械地連接從而在驅(qū)動模式下為其提供驅(qū)動功率，而在滑行模式或剎車模式中從那里接收功率，所述驅(qū)動輪多相同步機(20)控制與其連接的所述驅(qū)動輪(WHEEL1-WHEEL4)的加速和減速；(ii)一驅(qū)動輪控制電路(30，130)，所述驅(qū)動輪控制電路(30，130)測量和控制所述驅(qū)動輪多相同步機(20)的速度；以及(iii)一驅(qū)動輪調(diào)整電路(52)，所述驅(qū)動輪調(diào)整電路(52)從所述驅(qū)動輪多相同步機(20)接收電壓并將多相電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓，從而在所述驅(qū)動輪多相同步機(20)作為發(fā)電機工作時為所述至少一個蓄電池(BT1-BT6)充電；以及(f)一防滑檢測電路，所述防滑檢測電路將每個驅(qū)動輪多相同步機(20)的速度與其它的驅(qū)動輪多相同步機(20)的速度進行比較，所述防滑檢測電路通過一預(yù)設(shè)的量確定何時一個驅(qū)動輪多相同步機(20)的速度大于或小于其它驅(qū)動輪多相同步機(20)中的一個或多個的速度。
19.一種發(fā)電機，其包括(a)一內(nèi)燃機(12)，所述內(nèi)燃機(12)具有一個輸出軸(16)；以及(b)多相同步機(20)，所述多相同步機(20)與所述內(nèi)燃機(12)的所述輸出軸(16)機械地連接，所述同步機(20)具有一個勵磁繞組、一個轉(zhuǎn)子以及多相繞組(ZL)，所述同步機(20)包括(ii)一相位檢測傳感器(32)，所述相位檢測傳感器(32)設(shè)置為電提前90°；(iii)一相位檢測電路(38A-38C)，所述相位檢測電路(38A-38C)與所述相位檢測傳感器(32)連接，并且配置為不依賴頻率而對同步機(20)的電相位進行控制；(iv)一整流驅(qū)動器電路(50)，所述整流驅(qū)動器電路(50)與所述相位檢測電路(38A-38C)連接，并且具有一與所述繞組(ZL)連接的高端輸出和一與所述繞組(ZL)連接的低端輸出，只有當所述相位檢測電路(38A-38C)提供整流輸出時所述整流驅(qū)動器電路(50)對所述同步機(20)的整流進行控制；以及(v)一時間延遲電路(40A-40C)，所述時間延遲電路(40A-40C)與所述的相位檢測電路(38A-38C)、所述相位檢測電路(38A-38C)以及所述整流驅(qū)動器電路(50)連接，所述時間延遲電路(40A-40C)不依賴于頻率、基于一與所述相位檢測電路(38A-38C)測量的速度相比較的可調(diào)的定點為所述整流驅(qū)動器電路(50)提供控制輸出。
20.一種多相同步機(20)，包括(a)一定子，所述定子具有多個定子繞組(ZL)，每個定子繞組具有多個定子繞組導(dǎo)引器；(b)一轉(zhuǎn)子，所述轉(zhuǎn)子具有多個轉(zhuǎn)子繞組(ZL)，每個轉(zhuǎn)子繞組具有多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)引器，所述轉(zhuǎn)子繞組(ZL)與所述定子繞組(ZL)通過接近感應(yīng)式地連接，并且在所述同步機(20)作為發(fā)電機工作時在定子繞組(ZL)中引起電功率，或者當所述同步機(20)作為電動機工作時從所述定子繞組(ZL)接收電動力；以及(c)一增壓電路，所述增壓電路通過連接多個定子繞組導(dǎo)引器的一增壓的子組合而形成，并且分別與所述多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)引器的一個增壓的子組合連接，因此所述同步機(20)被設(shè)置為一個電-機械式增壓變壓器。
21.根據(jù)權(quán)利要求16所述的多相同步機(20)，還包括(d)一降壓電路，所述降壓電路通過連接多個定子繞組導(dǎo)引器的一降壓的子組合而形成，并且分別與所述多個轉(zhuǎn)子繞組導(dǎo)引器的一個降壓的子組合連接，因此所述同步機(20)被設(shè)置為一個電-機械式降壓變壓器。
全文摘要
一種用于多相同步機構(gòu)的同步機構(gòu)控制裝置，包括一個相位檢測傳感器(32)和一個控制電路(30，130)。相位檢測傳感器(32)設(shè)置為提前90度?？刂齐娐?30，130)包括相位檢測電路、整流驅(qū)動器電路以及時間延遲電路(分別為38A－38C、50、40A－40C)。相位檢測電路(38A－38C)與相位檢測傳感器(32)連接，并且配置為確定同步機(20)的電相位。整流驅(qū)動器電路(50)與相位檢測電路(38A－38C)連接，并具有選擇性且交替地對同步機(20)的整流進行控制的高端和低端輸出。時間延遲電路(40A－40C)與相位檢測傳感器(32)、相位檢測電路(38A－38C)以及整流驅(qū)動器電路(50)連接。時間延遲電路(40A－40C)根據(jù)一個可調(diào)整的設(shè)定點向整流驅(qū)動器電路(50)提供一個控制輸出，設(shè)定點是通過與由相位檢測電路(38A－38C)測量到的同步機(20)的速度相比較而得出。
文檔編號F02D29/06GK1998130SQ200480035645
公開日2007年7月11日 申請日期2004年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月1日
發(fā)明者托馬斯·D·芬萊 申請人:J.L.貝哈梅爾公司