專利名稱：直流電流傳感器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種直流電流傳感器，適于檢測包括以下方面的直流電流如電力電子設備中用于電流反饋、截流控制、穩(wěn)流調節(jié)、直流側過流、電力系統(tǒng)以及電解行業(yè)等方面中的直流電流信號檢測。
背景技術：
在直流輸電系統(tǒng)、變頻調速裝置、UPS電源、逆變焊機、電解電鍍、數控機床、微機監(jiān)測系統(tǒng)、電網監(jiān)控系統(tǒng)和需要隔離檢測直流電流的各個領域中，精確檢測和控制直流電流，是設備安全可靠運行的根本保證和首先要解決的問題。
現在研究出了諸如直流電流比較儀、直流互感器、分流器等電流測量設備；也出現了以磁光效應和核磁共振等物理效應為基礎的一些測量設備。
使用分流器測量直流的最大問題就是輸入與輸出沒有隔離，當被測電流很大時，分流器因功耗太大發(fā)熱問題比較嚴重，并且，接入分流器后，會影響被測回路的電氣參數，即不能真實反映被測回路的電氣特性。
對于目前大量采用的變壓器式電流互感器而言，具有絕緣強度高、工作可靠、價格低廉等優(yōu)點。當激磁安匝為零時，副邊安匝變化能完全反映原邊安匝變化，誤差為零，此時的磁芯處于“零磁通”狀態(tài)，它工作于磁化曲線的起始段(即線性段)，這時，電流互感器輸出波形就不會畸變，可保持良好的線性度，此即為“零磁通”原理。因此，若能使互感器磁芯始終處于零磁通狀態(tài)，就能從根本上消除電流互感器的誤差。但是，由互感器的工作原理可知，靠互感器自身是不可能實現零磁通的，必須靠外界條件的補償或調整。為此，出現了磁放大器比較儀(以下簡稱磁放大器)和磁調制器比較儀(以下簡稱磁調制器)，它們都是采用“零磁通狀態(tài)”原理進行直流測量。
最簡單的磁放大器是由環(huán)形單磁芯飽和電抗器和兩個繞組組成，只要保持激磁電壓不變，那么交流輸出電流和電壓將隨輸入直流繞組中的直流電流而變化。該放大器存在嚴重缺點當直流繞組的匝數較多時，根據變壓器效應原理可知，激磁繞組中的交流電壓將在直流繞組中感應出交變電壓，為了有效抑制直流控制回路中的感應電壓，必須在電路中串入一個電感或者不得不采用雙磁芯結構，那么將使其結構復雜、體積大且笨重。
磁調制器分單磁芯和雙磁芯兩種，最常用的是雙磁芯結構。因此以雙磁芯差動磁調制器為例，它必須要求兩個磁芯具有相同結構尺寸和完全一致的磁特性，并且磁調制器的開環(huán)特性曲線出現了虛假平衡點，降低了磁調制器運行的可靠性。為了獲得磁調制器的優(yōu)良性能，必須提高鐵磁材料的性能，因此，應選用高導磁率、低矯頑力的磁芯材料如1J85或1J86坡莫合金，并采用高矩形比的磁芯且嚴格配對磁芯，要求激勵電源的波形嚴格對稱且輸出電壓的幅度和頻率必須穩(wěn)定以確保磁調制器磁芯工作在充分飽和狀態(tài)，正因為這些特點，限制了磁調制器的應用和推廣。如《計量技術》2000年第六期，名稱為“采用直流電流比較儀原理的直流電流源”中所說的磁調制器。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于克服上述現有技術的不足之處，提供一種直流電流傳感器。該傳感器增加了一個檢測線圈，采用單磁芯三繞組結構，當磁芯中存在直流偏磁時，檢測線圈獲得的感應電勢就會出現正負半波不對稱的畸變波形，將該波形正負半波有效值之差經過電壓/電流變換之后，轉換為反饋電流送入反饋繞組中，通過反饋繞組產生與被測直流所產生的磁勢相反方向的直流磁勢，以平衡被測直流所產生的偏磁磁勢，形成“零磁通狀態(tài)”，從而實現直流電流的檢測任務。
為達到上述目的，本發(fā)明采用的技術方案是一種直流電流傳感器，包括環(huán)形磁芯，在環(huán)形鐵心上繞制激勵繞組WS、反饋繞組W2和檢測線圈WM，在激勵繞組WS的兩端接處理電路，激勵繞組WS處理電路為激勵繞組WS提供激勵電流IS，并將反映激勵電流IS的電壓信號送到計算機；在檢測線圈WM的兩端接處理電路，檢測線圈WM處理電路將檢測線圈WM獲得的感應電勢轉換為正負半波有效值的差值信號，送到反饋繞組W2處理電路，并將檢測線圈WM獲得的感應電勢的電壓信號送到計算機；在反饋繞組W2的兩端接處理電路，計算機根據獲得的激勵電流IS和感應電勢的大小控制反饋繞組W2處理電路的工作狀態(tài)，反饋繞組W2處理電路將上述正負半波有效值的差值信號轉換為電流I2，送入反饋繞組W2中，并將反映反饋電流I2的電壓信號送到計算機，計算機將上述三組不同的電壓信號進行處理，將反映被測電流I1大小的電壓信號送到顯示器顯示。
本發(fā)明的優(yōu)點在于(1)采用單磁芯三繞組結構，傳感器尺寸小、結構緊湊，易于加工制作。
(2)采用單個環(huán)形磁芯結構，由于直流繞組一般為單匝線圈，因此激磁繞組中的交流電壓在直流繞組中所感應出的交變電壓可以忽略，不需在直流繞組中串聯電抗器，因此，既可以減小整個傳感器的結構尺寸，又能充分發(fā)揮飽和電抗器的控制優(yōu)勢。
(3)在傳統(tǒng)的環(huán)形飽和電抗器結構中增加一個檢測線圈，既可以快速有效地檢測交流激勵電流的工作狀態(tài)，又能可靠地反應磁芯的磁調制狀態(tài)，傳感器的結構并沒有因增加一個檢測線圈而變得復雜和笨重，且加工方便。
(4)檢測線圈按照Rogowski線圈方式繞制，檢測線圈受外磁場的影響和被測載流導體的位置影響小，因此可以有效提高傳感器抗外磁場干擾的能力。
(5)利用檢測線圈的感應電勢正負半波有效值之差參與控制，其開環(huán)輸出特性曲線不會出現虛假平衡點，提高了傳感器運行的可靠性。
(6)采用開關器件參與反饋控制，方便計算機直接控制，有利于實現自動、快速操作，并且處理電路可以模塊化，互換性好。
總之，明顯改善了傳感器的開環(huán)輸出特性；精度優(yōu)于0.5％，功耗小，溫度附加誤差＜0.1％/10℃，抗磁干擾能力強；結構簡單，重量輕，響應速度快、靈敏度高、互換性好，安裝、校準、調試、維護均十分方便。


圖1為本發(fā)明一種實施例的結構示意圖。
圖2為圖1實施例的原理示意圖。
圖3(a)為圖1中檢測線圈輸出電壓正負半波有效值之差UD(V)與直流偏磁磁勢I1W1(AT)的開環(huán)輸出特性曲線，其橫坐標用直流偏磁磁I1W1(AT)表示，縱坐標用檢測線圈輸出電壓正負半波有效值之差UD(V)表示。
圖3(b)為圖1中檢測線圈總有效值UT(V)與直流偏磁磁勢I1W1(AT)的開環(huán)輸出特性曲線，其橫坐標用直流偏磁磁勢I1W1(AT)表示，縱坐標用檢測線圈總有效值UT(V)表示。
圖4為圖1中激勵繞組WS處理電路6的具體電路圖。
圖5為圖1中檢測線圈WM處理電路4的具體電路圖。
圖6為圖1中反饋繞組W2處理電路5的具體電路圖。
圖7為圖1中計算機2的組成示意圖。
圖8為本發(fā)明另外一種實施例的結構示意圖。
具體實施例方式
由圖1、圖2所示，WM為檢測線圈，該線圈中流過的電流為IM，W2為反饋繞組，該繞組中流過的電流為I2，WS為激勵繞組，該繞組中流過的電流為IS，1為顯示器，2為計算機，3為環(huán)形鐵心，4為檢測線圈WM處理電路，5為反饋繞組W2處理電路，6為激勵繞組WS處理電路，7為傳感器屏蔽層，8為傳感器外護環(huán)，I1為被測直流，*表示檢測線圈WM、激勵繞組WS和反饋繞組W2的同名端。
在環(huán)形鐵心3上繞制激勵繞組WS、反饋繞組W2和檢測線圈WM，在檢測線圈WM的兩端接處理電路4，在反饋繞組W2的兩端接處理電路5，在激勵繞組WS的兩端接處理電路6。檢測線圈WM處理電路4的一個輸出端d接反饋繞組W2處理電路5的輸入端，另一個輸出端a接計算機2的輸入端；計算機2的兩個輸出端e和f分別接反饋繞組W2處理電路5的兩個輸入端，其輸出端b接計算機2的輸入端；激勵繞組WS處理電路6的輸出端c接計算機2的輸入端；計算機2的輸出端g接顯示器1的輸入端。
檢測線圈WM最好按照Rogowski線圈方式繞制，即密繞WM匝之后，再回繞一匝回去。
在激勵繞組WS中通以頻率為f～、幅值為U～m的正弦電壓，以激勵環(huán)形磁芯3，檢測線圈WM中便會產生感應電勢。
當被測直流電流I1為零時，由于飽和電抗器的非線性特性，使得感應電勢呈現正負半波對稱的畸變波形。
當被測直流電流I1不為零時，假設該電流I1為正且不變化，在激磁電壓正半周時，激磁電壓產生的磁通與直流輸入電流I1所產生的磁通方向相同，相互疊加，磁感應強度增加。磁芯3中的非線性電抗器工作在磁飽和區(qū)，由于非線性磁導率下降很快，非線性電抗器的電感下降很快，感抗也會下降很快，因此激勵電流IS就會增加很快。當被測直流I1為正且不變化，在激磁電壓負半周時，激磁電壓產生的磁通與直流輸入電流I1所產生的磁通方向相反，相互抵消，磁感應強度下降，磁芯中的非線性電抗器工作在非磁飽和區(qū)，非線性磁導率很快上升，非線性電抗器的電感增加很快，感抗也會增加很快，因此激勵電流IS就會下降很快。激勵繞組WS中的電流IS正、負半周幅值變化不同而失真，致使感應電勢呈現出正負半波不對稱的畸變波形。利用檢測線圈WM處理電路4將感應電勢轉換為正負半波有效值之差，再經過反饋繞組W2處理電路5進行電壓/電流變換之后，送入反饋繞組W2中，形成與被測直流I1所產生的磁勢相反方向的直流磁勢，以平衡被測直流I1所產生的磁勢，達到“零磁通”狀態(tài)。此時，被測直流總安匝I1W1與反饋繞組所產生的總安匝I2W2相等，所以，被測直流可以表示為I1＝I2W2/W1，其中直流繞組W1為1匝，反饋繞組W2為已知參數，反饋電流I2可以由計算機2檢測獲得，因此可以獲得被測直流I1的大小，從而實現直流電流的檢測。
兼顧激勵電流IS大小和傳感器尺寸要求選取合適的激勵繞組WS的匝數，根據電磁感應定律可知，為了確保檢測線圈WM處理電路4和反饋繞組W2處理電路5不會因檢測線圈WM獲得的感應電勢的幅值太小而受到影響，檢測線圈WM的匝數可以與激勵繞組WS的匝數相接近，兼顧被測電流I1大小、反饋電流I2大小和傳感器尺寸要求，選取合適的反饋繞組W2的匝數。
由圖3(a)和圖3(b)可知，該傳感器的兩種開環(huán)輸出特性曲線都不會存在虛假平衡點。隨著直流偏磁電流的增加，檢測線圈WM獲得的感應電勢的正、負半波有效值和總有效值均會減小，當磁芯3處于深度飽和狀態(tài)時，檢測線圈WM獲得的感應電勢會非常小，噪聲較大，不能直接利用感應電勢正負半波有效值之差參與反饋控制，因此必須借助計算機2對磁芯3的磁狀態(tài)進行判斷。
由圖4所示，激勵繞組WS處理電路6的結構為，信號發(fā)生器芯片IC1的輸出端依次通過電壓跟隨器IC2、功率放大器IC3與激勵繞組WS的一端J1相接，J1端接二極管D1的負端，二極管D1的正端接激勵繞組WS的另一端J2，并通過限流電阻RS接地，二極管D1的正端接低通濾波器LPF1的輸入端，低通濾波器LPF1的輸出端接電壓跟隨器IC22的輸入端，電壓跟隨器IC22的輸出端c接計算機2。
芯片IC1產生的正弦波經過電壓跟隨器IC2送到功率放大器IC3放大之后，再送到激勵繞組WS中，限流電阻RS的端電壓URS經過低通濾波器LPF1、電壓跟隨器IC22處理之后送到計算機2處理。
在圖4中，各元器件可以選擇如下芯片IC1為產生標準正弦波的芯片，如ICL8038；電壓跟隨器IC2、IC22為常規(guī)的電壓跟隨器電路；功率放大器IC3為傻瓜功率放大器(市面有售)；低通濾波器LPF1為常規(guī)的同相輸入二階壓控電壓源低通濾波器電路。
由圖5所示，檢測線圈WM處理電路4的結構為，采樣電阻RX接檢測線圈WM的兩端M1和M2，M1和M2兩端分別接運算放大器IC4的負、正輸入端，正輸入端接地，運算放大器IC4的輸出端接低通濾波器LPF2，低通濾波器LPF2的輸出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一個輸出端依次通過正半波整流電路IC6和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC8接加法器IC10的正輸入端，同相放大器IC5的另一個輸出端依次通過負半波整流電路IC7和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC9接加法器IC11的正輸入端，產生基準電壓的芯片IC12與加法器IC10和IC11的負輸入端相接，加法器IC10和IC11的輸出端分別接運算放大器IC13的正、負輸入端，運算放大器IC13的輸出端通過反相積分器IC14接反相放大器IC15的輸入端，低通濾波器LPF2的輸出端接電壓跟隨器IC21的輸入端，電壓跟隨器IC21的輸出端a接計算機2。
在圖5中，各元器件可以選擇如下運算放大器IC4可為儀用運算放大器如AD521、AD620；低通濾波器LPF2可為常規(guī)的同相輸入二階壓控電壓源低通濾波器電路；IC5為常規(guī)的同相放大器電路；IC6為常規(guī)的正半波整流電路；IC7為常規(guī)的負半波整流電路；將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC8和IC9可采用AD736芯片，它的直流輸出分別為URMS+和URMS-；加法器IC10和IC11可由儀用運算放大器如AD521、AD620構成，其輸出信號分別為URMS+-UREF和URMS--UREF；產生基準電壓UREF的芯片IC12可為5V基準電壓芯片REF02；運算放大器IC13可為儀用運算放大器如AD521、AD620；IC14為常規(guī)的反相積分器電路；IC15為常規(guī)的反相放大器電路；IC21為常規(guī)的電壓跟隨器電路。
由圖6所示，反饋繞組W2處理電路5的結構為，上述反相放大器IC15的輸出端d接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，電壓/電流轉換電路IC16的輸出端接開關管K2的集電極，給反饋繞組W2提供能源的直流電源IC17的一個輸出端接開關管K1的集電極，另一個輸出端接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，計算機2的一個輸出端e通過控制電路IC18與開關管K1的基極相接，另一個輸出端f通過控制電路IC19與開關管K2的基極相接，開關管K1和K2的發(fā)射極相接，并接反饋繞組W2的一端S1，反饋繞組W2的另一端S2通過限流電阻R接地，續(xù)流二極管D2的負端接反饋繞組W2的S1端，正端接地，反饋繞組W2的S2端通過低通濾波器LPF3、電壓跟隨器IC20的輸出端b接計算機2。
在圖6中，各元器件可以選擇如下IC16為常規(guī)的電壓電流變換電路；給反饋繞組W2提供能源的IC17為常規(guī)的直流電源，如直流開關穩(wěn)壓電源；開關管K1和K2可采用IGBT，IC18和IC19為開關管K1和K2常規(guī)的控制電路，當K1和K2采用IGBT時，IC18和IC19為它們的厚膜驅動電路，如EXB840；IC20為常規(guī)的電壓跟隨器。
如果被測直流電流I1很大，致使磁芯3處在深度飽和狀態(tài)中，此時，檢測線圈WM中的感應電勢會很小，激勵繞組WS的電流不失真即呈現正弦波形。因此，需要讓計算機2分別檢測檢測線圈WM中的感應電勢和激勵繞組WS的電流波形，以判斷磁芯3是否處于深度飽和狀態(tài)。如果磁芯3的確處于深度飽和狀態(tài)，計算機2控制反饋繞組W2處理電路5中的開關管K1導通和K2截止，由直流電源IC17直接向反饋繞組W2中通以反饋電流，其方向與被測直流I1所產生的磁勢相反。同時，計算機2不斷檢測檢測線圈WM中的感應電勢和激勵繞組WS的電流波形，以判斷磁芯3是否退出深度飽和狀態(tài)。一旦發(fā)現磁芯3退出深度飽和狀態(tài)，計算機2便關斷開關管K1，并使開關管K2導通，利用檢測線圈WM的感應電勢正負半波有效值之差來進行“零磁通”的動態(tài)平衡處理。
計算機2除了可采用通常的計算機外，還可為如圖7所示計算機2包括多路A/D采集卡IC27和單片機IC28，電壓跟隨器IC20的輸出端b、電壓跟隨器IC21的輸出端a、電壓跟隨器IC22的輸出端c通過可控增益放大器IC26分別接多路A/D采集卡IC27，單片機IC28的輸出端g接顯示器1的輸入端。
多路A/D采集卡IC27市面有售，高檔單片機IC28可以選用如DSP處理芯片，也可以選公控機。IC23、IC24和IC25分別為常規(guī)的同相輸入二階壓控電壓源低通濾波器，IC26為常規(guī)的可控增益放大器，采用它們以后，可以明顯改善送給計算機2的電壓波形質量。
IC29表示可以外擴標準通信口，IC30表示可以外接D/A轉換卡再現模擬信號，IC31表示可以外擴控制口，IC32表示可以外擴脈沖輸出口便于輸出TTL電平。
為獲得傳感器的優(yōu)良性能，可選用低損耗和良好過載能力，即經受飽和磁化電流沖擊能力的高導磁率、低矯頑力和高矩形比的磁芯材料如1J85或1J86坡莫合金。另外，由于該材料的導磁性能受機械應力影響極大，因此在其外面安裝外護環(huán)12，并要求激勵電源的波形中不帶有直流成分、輸出電壓幅度和頻率穩(wěn)定。
由圖8所示，當被測直流I1較小時，在環(huán)形鐵心3上繞制直流繞組W1，其兩端接被測直流導線，L1為串聯在被測直流電源回路中的電感，用于抑制激磁繞組WS中的交流電壓在直流繞組W1中感應的交變電壓。
為了測量的方便，本發(fā)明可做成鉗式結構的傳感器。
權利要求
1.一種直流電流傳感器，包括環(huán)形磁芯，在環(huán)形鐵心上繞制激勵繞組WS、反饋繞組W2，其特性在于在環(huán)形鐵心(3)上繞制檢測線圈WM，在激勵繞組WS的兩端接處理電路(6)，激勵繞組WS處理電路(6)為激勵繞組WS提供激勵電流IS，并將反映激勵電流IS的電壓信號送到計算機(2)；在檢測線圈WM的兩端接處理電路(4)，檢測線圈WM處理電路(4)將檢測線圈WM獲得的感應電勢轉換為正負半波有效值的差值信號，送到反饋繞組W2的處理電路(5)，并將檢測線圈WM獲得的感應電勢的電壓信號送到計算機(2)；在反饋繞組W2的兩端接處理電路(5)，計算機(2)根據獲得的激勵電流IS和感應電勢的大小控制反饋繞組W2處理電路(5)的工作狀態(tài)，反饋繞組W2處理電路(5)將上述正負半波有效值的差值信號轉換為電流I2，送入反饋繞組W2中，并將反映反饋電流I2的電壓信號送到計算機(2)；計算機(2)將上述三組不同的電壓信號進行處理，將反映被測電流I1大小的電壓信號送到顯示器(1)顯示。
2.根據權利要求1所述的直流電流傳感器，其特性在于檢測線圈WM按照Rogowski線圈方式繞制。
3.根據權利要求1或2所述的直流電流傳感器，其特性在于激勵繞組WS處理電路(6)的結構為，信號發(fā)生器芯片IC1的輸出端依次通過電壓跟隨器IC2、功率放大器IC3與激勵繞組WS的一端J1相接，J1端接二極管D1的負端，二極管D1的正端接激勵繞組WS的另一端J2，并通過限流電阻RS接地，二極管D1的正端接低通濾波器LPF1的輸入端，低通濾波器LPF1的輸出端接電壓跟隨器IC22的輸入端，電壓跟隨器IC22的輸出端c接計算機(2)。
4.根據權利要求1或2所述的直流電流傳感器，其特性在于檢測線圈WM處理電路(4)的結構為，采樣電阻RX接檢測線圈WM的兩端M1和M2，M1和M2兩端分別接運算放大器IC4的負、正輸入端，正輸入端接地，運算放大器IC4的輸出端接低通濾波器LPF2，低通濾波器LPF2的輸出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一個輸出端依次通過正半波整流電路IC6和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC8接加法器IC10的正輸入端，同相放大器IC5的另一個輸出端依次通過負半波整流電路IC7和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC9接加法器IC11的正輸入端，產生基準電壓的芯片IC12與加法器IC10和IC11的負輸入端相接，加法器IC10和IC11的輸出端分別接運算放大器IC13的正、負輸入端，運算放大器IC13的輸出端通過反相積分器IC14接反相放大器IC15的輸入端，低通濾波器LPF2的輸出端接電壓跟隨器IC21的輸入端，電壓跟隨器IC21的輸出端a接計算機(2)。
5.根據權利要求3所述的直流電流傳感器，其特性在于檢測線圈WM處理電路(4)的結構為，采樣電阻RX接檢測線圈WM的兩端M1和M2，M1和M2兩端分別接運算放大器IC4的負、正輸入端，正輸入端接地，運算放大器IC4的輸出端接低通濾波器LPF2，低通濾波器LPF2的輸出端接同相放大器IC5，同相放大器IC5的一個輸出端依次通過正半波整流電路IC6和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC8接加法器IC10的正輸入端，同相放大器IC5的另一個輸出端依次通過負半波整流電路IC7和將真有效值變?yōu)橹绷鞯淖儞Q器IC9接加法器IC11的正輸入端，產生基準電壓的芯片IC12與加法器IC10和IC11的負輸入端相接，加法器IC10和IC11的輸出端分別接運算放大器IC13的正、負輸入端，運算放大器IC13的輸出端通過反相積分器IC14接反相放大器IC15的輸入端，低通濾波器LPF2的輸出端接電壓跟隨器IC21的輸入端，電壓跟隨器IC21的輸出端a接計算機(2)。
6.根據權利要求1或2所述的直流電流傳感器，其特性在于反饋繞組W2處理電路(5)的結構為，上述反相放大器IC15的輸出端d接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，電壓/電流轉換電路IC16的輸出端接開關管K2的集電極，給反饋繞組W2提供能源的直流電源IC17的一個輸出端接開關管K1的集電極，另一個輸出端接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，計算機2的一個輸出端e通過控制電路IC18與開關管K1的基極相接，另一個輸出端f通過控制電路IC19與開關管K2的基極相接，開關管K1和K2的發(fā)射極相接，并接反饋繞組W2的一端S1，反饋繞組W2的另一端S2通過限流電阻R接地，續(xù)流二極管D2的負端接反饋繞組W2的S1端，正端接地，反饋繞組W2的S2端通過低通濾波器LPF3、電壓跟隨器IC20的輸出端b接計算機(2)。
7.根據權利要求5所述的直流電流傳感器，其特性在于反饋繞組W2處理電路(5)的結構為，上述反相放大器IC15的輸出端d接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，電壓/電流轉換電路IC16的輸出端接開關管K2的集電極，給反饋繞組W2提供能源的直流電源IC17的一個輸出端接開關管K1的集電極，另一個輸出端接電壓/電流轉換電路IC16的輸入端，計算機2的一個輸出端e通過控制電路IC18與開關管K1的基極相接，另一個輸出端f通過控制電路IC19與開關管K2的基極相接，開關管K1和K2的發(fā)射極相接，并接反饋繞組W2的一端S1，反饋繞組W2的另一端S2通過限流電阻R接地，續(xù)流二極管D2的負端接反饋繞組W2的S1端，正端接地，反饋繞組W2的S2端通過低通濾波器LPF3、電壓跟隨器IC20的輸出端b接計算機(2)。
8.根據權利要求7所述的直流電流傳感器，其特性在于計算機(2)包括多路A/D采集卡IC27和單片機IC28，電壓跟隨器IC20的輸出端b、電壓跟隨器IC21的輸出端a、電壓跟隨器IC22的輸出端c通過可控增益放大器IC26分別接多路A/D采集卡IC27，單片機IC28的輸出端g接顯示器1的輸入端。
9.根據權利要求1所述的直流電流傳感器，其特性在于在環(huán)形鐵心(3)上繞制直流繞組W1，其兩端接被測直流導線。
10.根據權利要求1所述的直流電流傳感器，其特性在于該傳感器做成鉗式結構的傳感器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種直流電流傳感器。該傳感器增加了一個檢測線圈，采用單磁芯三繞組結構，在磁芯中存在直流偏磁時，檢測線圈獲得的感應電勢就會出現正負半波不對稱的波形，將該波形轉換為正負半波有效值之差的電壓信號，經過電壓/電流變換之后，送入反饋繞組中，由反饋繞組產生與被測直流所產生的磁勢相反方向的直流磁勢，以平衡被測直流所產生的偏磁磁勢，形成“零磁通”狀態(tài)，因此可以獲得被測直流大小，從而實現直流電流的檢測任務。從而實現直流電流的檢測任務。本發(fā)明明顯改善了傳感器的開環(huán)輸出特性；精度優(yōu)于0.5％，功耗小，溫度附加誤差＜0.1％/10C，抗磁干擾能力強；結構簡單，重量輕，響應速度快、靈敏度高、互換性好，安裝、校準、調試、維護均十分方便。
文檔編號G01R19/00GK1580788SQ20041001317
公開日2005年2月16日 申請日期2004年5月18日 優(yōu)先權日2004年5月18日
發(fā)明者李維波, 毛承雄, 陸繼明 申請人:華中科技大學