專利名稱：干擾線路環(huán)路測試的方法和配置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于對受遠端設備干擾的信號線的單端測試領域中的方法和配置。
現(xiàn)有技術的說明在今天的電信中，從經(jīng)濟角度來看有必要將現(xiàn)有的銅線用于寬帶傳輸。這些銅線路通常稱為銅雙絞線環(huán)路或銅接入線，從寬帶的角度來看它們本身具有非常不同的特性。因此電信營運商在測試這些線路的特性以便可以充分利用它們的傳輸容量方面有極大的興趣。上述問題在Walter Goralski所著題為“xDSL環(huán)路技術指標和測試”(″xDSL Loop Qualification and Testing″，IEEE CommunicationsMagazine，May 1999，pages 79-83)中進行過討論。該文章還討論了測試可能性和測試設備。
銅線路的傳輸特性在JoséE.Schutt-Aine所著的文章“雙絞線電纜的高頻特性”(″High-Frequency Characterization of Twisted-PairCables″，IEEE Transactions on Communications，Vol.49，No.4，April2001)中有更詳細的論述。通過波傳播方法模型提取高比特率數(shù)字用戶雙絞線的傳播參數(shù)。研究了頻率與傳輸線特性的相關性和趨膚效應對這些特性的影響。
測試線路的傳輸特性可以通過從線路的一端發(fā)送測試信號，并在另一端測量它來執(zhí)行，即所謂的雙端測試。這種方法既費力又昂貴。更常用的方法是，從線路的一端發(fā)送測試信號，并測量反射脈沖，即所謂的單端環(huán)路測試SELT。在Stefano Galli和David L Waring所著的文章“通過單端測試實現(xiàn)環(huán)路組成識別”(″Loop MakeupIdentification Via Single Ended TestingBeyond Mere LoopQualitication″，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol.20，No.5，June 2002)中，討論了關于單端測試，不同類型的線路中斷和產(chǎn)生的回波的影響。給出了處理這些回波的數(shù)學方法以及這種方法的試驗認證。
從技術的角度來看顯然會選擇采用實驗室類型的測量設備來執(zhí)行SELT。但采用此類設備成本高昂。不考慮成本，其測量結果也可能受當連接到線路遠端的客戶駐地設備(CPE)正嘗試執(zhí)行握手操作過程時產(chǎn)生的干擾影響。握手操作過程使得難以分析在線路上測得的回波-頻率響應和正態(tài)噪聲(normal noise)。
在單端測試中，最好不采用實驗室設備而采用收發(fā)器作為用于待測環(huán)路的測量設備的一部分。但是，寬帶通信收發(fā)器不是理想的電壓發(fā)生器，它在測量過程中引入失真。如何消除這種失真在ThierryPollet所著的標準化論文“How is G.selt to specify Sll(calibratedmeasurements)？”(ITU Telecommuni-cation Standardization Sector，Temporary Document OJ-091；Osaka，Japan 21-25 October，2002)中有討論。提出了一種校準方法，這種方法基于一端口散射參數(shù)S11，它包括校準期間生成的收發(fā)器參數(shù)。Thierry Pollet所著的標準化論文“測量和解釋單元之間要傳遞的最少信息”(″Minimal information tobe passed between measurement and interpretation unit″，ITUTelecommunication Standardization Sector，Temporary Document OC-049；Ottawa，Canada 5-9 August，2002)中也討論了一端口散射參數(shù)S11。同樣，當將收發(fā)器用于SELT時，遠程CPE也可能因嘗試握手過程而干擾測量。
發(fā)明概述本發(fā)明針對上述問題，即如何避免握手過程對連接到CPE的銅接入線路的單端環(huán)路測試的影響。只要線路保持非激活狀態(tài)，則加電的CPE將嘗試執(zhí)行握手過程，以傳送間歇性握手信號。由于這些握手信號，難以在連接的CPE調制解調器加電時分析測量的回波-頻率響應。
當在該線路的單端測試中采用收發(fā)器時還產(chǎn)生另一個問題。該問題是如何補償收發(fā)器本身的對SELT測量的影響。
還有一個問題是如何生成并存儲用于補償?shù)氖瞻l(fā)器值。
所述問題通過如下方式解決。在握手過程中，CPE發(fā)送預定頻率的間歇性窄帶信號、握手音(handshake tone)。握手音由執(zhí)行SELT測量的設備檢測，并且握手音會暫停一定時間間隔。在此時間間隔內(nèi)，在重復暫停握手音之后如有必要，執(zhí)行SELT測量。
當把收發(fā)器用于SELT測量時，與此相關的問題通過校準測試收發(fā)器(它是典型的寬帶通信收發(fā)器)并生成收發(fā)器模型值來解決。這些值被存儲并在連接到待測環(huán)路中的收發(fā)器中用于通信目的。在該通信收發(fā)器上測量環(huán)路反射的測試信號，從而給出環(huán)路測試結果。此結果受通信收發(fā)器本身的影響借助所存儲的收發(fā)器模型值來補償。
本發(fā)明的目的是改進CPE發(fā)送它的間歇性握手信號時對接入線路的SELT測量。
本發(fā)明的另一個目的是補償收發(fā)器對線路的SELT測試的影響。
還有一個目的是生成并存儲用于補償?shù)氖瞻l(fā)器值。
本發(fā)明的一個優(yōu)點是，可以在CPE發(fā)送它的間歇性握手線路時執(zhí)行對接入線路的SELT測量。
本發(fā)明的另一個優(yōu)點是，可以補償收發(fā)器對該銅接入線路SELT測試的影響。
另外一個優(yōu)點是，基于與被測試者相同的硬件，可以生成并存儲用于補償?shù)氖瞻l(fā)器值，并可以將其應用于所有標準的寬帶收發(fā)器。由此，排除了對實際的收發(fā)器進行校準的過程。
再一個優(yōu)點是所生成的收發(fā)器值具有易于理解的含義。
再一個優(yōu)點是測試收發(fā)器可以是任何用于通信目的的收發(fā)器。
下面將參考附圖并借助實施例更詳細地描述本發(fā)明。
附圖簡介

圖1顯示了有關測試設備和傳輸線的簡單框圖；圖2顯示具有握手音的頻率圖；圖3顯示周期性握手序列的時序圖；圖4顯示SELT測量的流程圖；圖5顯示有關收發(fā)器和線路的簡單框圖；圖6顯示了有關收發(fā)器和線路的一部分的稍微更詳細的框圖；圖7顯示了有關連接到取值已知的阻抗的收發(fā)器的示意框圖；圖8顯示了生成收發(fā)器特性值的流程圖；以及圖9顯示了生成線路的阻抗值的流程圖。
實施例的詳細說明圖1顯示了有關通過數(shù)字用戶線路2(DSL)連接到客戶駐地處的遠程設備3的中心局測試設備TD1。從測試設備端看該線路，此端稱為線路近端，而設備3處的另一端表示為遠端。線路2是長度為L的常規(guī)銅線路，它具有某種特性，如在不同頻率范圍的信號衰減。該測試設備具有發(fā)送裝置SD1、接收裝置RE1和同步裝置SH1。后者連接到發(fā)送裝置SD1，SD1又連接到線路2和接收裝置RE1。
如上所述，對于網(wǎng)絡營運商而言，能夠利用已經(jīng)存在的銅線路2來實現(xiàn)寬帶傳輸是必要的。因此營運商必須知道線路特性，如長度L、信號衰減和傳輸容量。這些特性通?？梢栽跍y量之后確定，測量最好從線路的近端執(zhí)行，即所謂的單端環(huán)路測試SELT。這些參數(shù)涉及線路輸入阻抗Zin(f)，它可以利用所傳送并反射的測試信號來估計。
測試設備TD1發(fā)送這樣的測試信號，即寬帶環(huán)路測試信號S1，此信號被遠程設備3反射并由測試設備測得為反射信號S2。借助商數(shù)S2/S1，可以確定線路2的參數(shù)，下面將會對此予以詳述。但是，對反射信號S2的測量會受嘗試執(zhí)行握手過程的遠程設備3干擾。為避免此干擾，首先必須檢測握手信號的存在。
在握手過程中，遠程設備3間歇性地發(fā)送窄帶握手信號HS1，HS1可干擾信號S2，使線路測量更困難。但是，可以檢測干擾握手信號。用于本實施例中的環(huán)路測試信號S1具有范圍在0-1104kHz或更高的頻率。它基于具有與所謂的離散多音信號重合的多個正交頻點的測量信號。在ADSL標準ITU-T G.992.1中，此信號用于調制目的。因此可以利用測量在頻率范圍0-1104kHz中的反射信號S2的測量設備來檢測握手信號。在0-276kHz或以上頻率范圍中的噪聲信號由該測試設備測量，而且這種測量可用于檢測握手信號HS1。在按ITU-T標準G.994.1標準化的DSL傳輸中的握手音采用以普通DPSK方案調制的窄帶信號。因為其帶寬有限，所以區(qū)分這些握手信號的各頻率位置相當簡單。在例如ADSL中，存在三組強制上行握手音，它們基于頻率f0＝4.3125kHzADSL附錄AN＝[9，17，25]ADSL附錄BN＝[37，45，53]ADSL附錄CN＝[7，9]握手音具有頻率F＝N×f0。在一個特定附錄的設置的握手期間可能傳送一個或多個上述的音頻。
以上握手信號可以作為噪聲測量中的窄帶干擾被觀測到，從而得到頻率上的平均值噪聲層(noise floor)。在圖2中，顯示了這種噪聲測量中的握手音干擾。該附圖是以單位為kHz的頻率f為橫坐標，以單位為dBm/Hz的信號電平A為縱坐標的圖。在始于約200kHz及以上的頻率范圍中，噪聲NS1具有頗為恒定的電平。在范圍0-200kHz中，可以觀察到握手信號HS1。該附圖顯示所連接的特定遠程設備3在握手期間具有四個活動的音頻。通過在頻譜中標識這些頻率音，看來它是ADSL附錄A集合，符合強制握手音集合條件，且具有附錄B中的可選附加音。
此外，握手音遵循標準化的時間方案傳送。這些信號不是連續(xù)的，而是按周期性時間間隔發(fā)送，此各時間間隔之間使線路靜寂。如標準ITU-T G994.1陳述“如果在任何狀態(tài)中接收到NAK-EF消息，則接收站點將立即返回到初始的G.994.1狀態(tài)(HSTU-R的R-SILENT0、HSTU-C的C-SILENT1)以及保持靜寂最短0.5秒。然后它可以發(fā)起另一個G.994.1會話。”這意味著如果營運商希望從測試設備TD1對線路2執(zhí)行SELT測量，則可以暫停遠程設備3的握手過程。握手信號HS1(例如，如圖2所示)由接收裝置RE1指示。同步裝置SH1命令發(fā)送裝置SD1發(fā)送NAK-EF消息，此消息使握手音HS1暫停至少0.5秒的時間間隔。在此時間間隔內(nèi)，根據(jù)同步裝置SH1的命令，從發(fā)送裝置發(fā)送環(huán)路測試信號S1，并在接收裝置RF1上接收反射信號S2。為了得到有關線路2的完整信息，可能有必要重發(fā)環(huán)路測試信號S1并重復SELT測量過程。完整的測量隨后遵循圖3，它是以時間T為橫坐標的圖，顯示了與握手信號同步的SELT測量。該圖顯示握手信號HS1之后是NAK-EF消息、用于執(zhí)行SELT測量的交替時間間隔TI1。應該注意的是，SELT測量僅在時間間隔TI1內(nèi)執(zhí)行?；赟ELT測量的有關線路特性的計算可以繼續(xù)連續(xù)進行。
作為標準ITU-T G.994.1的替代方案，還有采用不同握手方法的ADSL標準ANSI T1E1.413。
下面將結合圖4的流程圖來概括上述的SELT測量方法。在步驟401，客戶駐地設備CPE即遠端設備3連接到線路2的遠端。在步驟402，測試設備連接到該線路的近端，并在步驟403，從CPE發(fā)送握手信號HS1。在步驟404，在接收裝置RE1指示握手信號HS1。在步驟405，暫停握手信號預定時長的時間間隔TI1。在步驟406，執(zhí)行SELT測量，并在步驟407檢查SELT測量是“否”就緒。如果選擇否，則重復指示握手信號的方法步驟404。然后重復方法步驟405、406和407，直到步驟407后選擇“是”為止，并在步驟408結束該過程。
下面將以實施例描述如何執(zhí)行單端環(huán)路測試SELT。
在圖5中，顯示了通過線路2連接到遠程設備3的收發(fā)器1。該收發(fā)器適用于通信目的，對其進行說明以便可以解釋SELT測量。收發(fā)器1包括數(shù)字部分41、編解碼器42和模擬部分43，即所謂的模擬前端AFE。數(shù)字部分則包括數(shù)字信號發(fā)生器13和與存儲裝置12互連的計算裝置11。收發(fā)器1還具有輸入63和輸出64。連接到計算裝置11的發(fā)生器通過編解碼器42、模擬部分43和線路2向遠程設備3發(fā)送寬帶輸入環(huán)路測試信號vin。在計算裝置中通過模擬部分和編解碼器從線路2接收反射的寬帶環(huán)路測試信號vout。
為此測量目的而發(fā)送的寬帶環(huán)路測試信號vin通過線路2反射回去，并被標記為環(huán)路測試信號vout。如以下所述，信號vin和Vout用于確定線路2的特性。
營運商實際需要知道的是包括遠程設備3的線路2的輸入阻抗Zin(f)，它是從收發(fā)器接口5測得的并且與收發(fā)器1本身無關。獲取所需線路特性的第一步是生成實際線路2的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。這通過對寬帶信號vin和vout執(zhí)行頻率轉換來計算，從而得到頻域的信號Vin(f)和Vout(f)。該傳遞函數(shù)由如下關系生成Hecho(f)＝vout(f)/vin(f) (1)其中頻率用f表示。
自然地，函數(shù)Hecho(f)包括收發(fā)器1的特性。下面將通過實例來描述如何借助頻率相關的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)來獲得所需的線路2的線路特性。首先，將結合圖6稍微更詳細地描述收發(fā)器模擬部分43。這是為了闡明以簡單方式表征收發(fā)器1特性的難處。
圖6是有關圖5所示的模擬收發(fā)器部分43和線路2的比圖5更為詳細一些的簡化框圖。模擬部分43包括放大器塊6、混合塊7、檢測電阻器RS和線路變壓器8。放大器塊6具有驅動器61，驅動器61的輸入通過編解碼器42連接到數(shù)字發(fā)生器13(未顯示)。它還具有接收器62，接收器62從線路2接收信號，并將其輸出連接到收發(fā)器數(shù)字部分41(未顯示)。驅動器輸出連接到檢測電阻器，其端子連接到混合塊7。后者具有四個電阻器R1、R2、R3和R4，并連接到接收器62的輸入。線路變壓器8具有初級繞組L1和通過電容器C1互連的兩個次級繞組L2和L3。初級繞組L1連接到檢測電阻器RS，而次級繞組L2和L3連接到線路2。接口5上的頻率相關的線路輸入阻抗表示為Zin(f)，變壓器的初級端的輸入阻抗表示為ZL。線路2的遠端的終端即遠程設備3由阻抗ZA表示。
來自編解碼器42的模擬形式的信號vin在驅動器塊61中放大。驅動器的輸出阻抗由起始于檢測電阻器RS的反饋環(huán)路綜合。線路變壓器8可以將來自驅動器的電壓升高送到環(huán)路。電容器C1具有隔直流功能。上述變壓器和電容器用作驅動器61/接收器62與環(huán)路2、3之間的高通濾波器，其截止頻率約為30kHz。在此情況下，不可能有電流進入該環(huán)路。
在本說明書中，采用回波傳遞函數(shù)Hecho(f)的頻模型來計算在接口5處由收發(fā)器1觀測到的線路2和3的頻率相關輸入阻抗Zin(f)。然后可以利用該輸入阻抗來計算若干環(huán)路合格參數(shù)?；夭▊鬟f函數(shù)Hecho(f)的頻域模型包括與收發(fā)器1相關的三個參數(shù)Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)。由此觀點，這些參數(shù)即收發(fā)器模型值全面地描述了該收發(fā)器。
參數(shù)Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)最初由收發(fā)器電路以分析方式推導而來。在分析中已經(jīng)作了一些小的簡化，但該模型已證明非常精確。在附錄1“DAFE708的回波傳遞函數(shù)的仿真”中，顯示了如何推導回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。
這些參數(shù)值通常不是直接由收發(fā)器的元件值計算的，而是根據(jù)校準過程中的測量結果生成的，下面將對此予以描述。
在前述標準化論文“How is G.selt to specify S11(calibratedmeasurements)？”中，以收發(fā)器的三個參數(shù)C1、C2和C3來表示散射參數(shù)S11。不應將這些參數(shù)與本說明書的收發(fā)器模型值Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)相混淆。雖然參數(shù)C1、C2和C3成功地用于對收發(fā)器建模，但它們是無量綱的量，不提供任何具體的含義。本說明書的收發(fā)器模型值是在分析中識別的并可以直接加以解釋值H∞(f)是至線路2的連接開路，即當線路阻抗為無限大量值時，收發(fā)器1的頻率相關的回波傳遞函數(shù)。
值Zhyb(f)是在至線路2的連接上測得的收發(fā)器阻抗，即在接口5上從線路側觀測到的收發(fā)器阻抗。
值Zh0(f)可以表示為Zh0(f)＝H0(f)·Zhyb(f)，其中值H0(f)是至線路2的連接短路條件下收發(fā)器1的頻率相關的回波傳遞函數(shù)，而值Zhyb(f)如上述定義。
要注意，收發(fā)器模型值不是直接測量的，而是在如下所述過程中生成的。
等式(1)的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)可以表示為Hecho(f)=H∞(f)Zin(f)+Zh0(f)Zin(f)+Zhyb(f)---(2)]]>其中Zin(f)是先前所述的線路2的作為頻率f的函數(shù)的輸入阻抗；以及Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)是復向量，并且是上述的收發(fā)器模型值。
在對某種收發(fā)器版本進行校準測量之后，可以確定它的向量。然后將這些向量即收發(fā)器模型值預先存儲在例如測量版本的收發(fā)器的軟件中，例如存儲在收發(fā)器1的存儲器12中。這些模型值隨后用于最初不知道其特性的線路2的環(huán)路測試中。
下面結合圖7描述如何執(zhí)行校準測量。該圖顯示了一個測試收發(fā)器31，它與具有不同預定值的測試阻抗9在線路2的接口5處連接。具有存儲器33的測量設備32連接到測試收發(fā)器的輸入63和輸出64。測量設備32向測試收發(fā)器31發(fā)送控制信號VC1，并使其生成寬帶收發(fā)器測試信號vtin，其中對應于測試阻抗9的每個值生成一個。反射的輸出收發(fā)器測試信號vtout在測試收發(fā)器中被接收，于是測試收發(fā)器向測量設備發(fā)送對應的控制信號VC2。完整的測量需要三個選定阻抗值的測量。然后根據(jù)關系式(1)生成回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。
利用三個阻抗值來執(zhí)行校準足以生成收發(fā)器值。為了得到更精確的值，可以采用多于三個的阻抗。這得到一個超定方程組。有關測試阻抗9的標準值集合的實例是開路阻抗、短路阻抗和對應于環(huán)路期望值的阻抗值(如100ohm)。應該注意，純電阻元件的值通常僅在限制頻率(例如1MHz)下才有效。對于更高頻率，建議要測量“電阻”元件的阻抗值。
按如下方式生成被測收發(fā)器31的三個復向量Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)。關系式(2)中的回波傳遞函數(shù)模型可以表示為(1-Hecho(f)Zin(f))Zho(f)Zhyb(f)H∞(f)=Hecho(f)Zin(f)---(3)]]>或等效于Ax＝b，其中A=(1-Hecho(f)Zin(f)),x=Zho(f)Zhyb(f)H∞(f)]]>和b＝Hecho(f)Zin(f)方程組Ax＝b的通解為x＝(ATA)-1ATb利用以不同類型的輸入終端9如上所述測量的傳遞函數(shù)Hecho(f)的值，可以解得向量x。如此生成的向量x的校準值存儲在例如測量設備32的存儲器33中，或存儲在被測版本的收發(fā)器的存儲器12中。注意A、x和b通常是復數(shù)值且與頻率相關。
在測量實際未知線路2的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)之后，可如下所示生成收發(fā)器1在接口5上觀測到的輸入阻抗
Zin(f)=Zh0(f)-Zhyb(f)Hecho(f)Hecho(f)-H∞(f)---(4)]]>概括地說，首先對收發(fā)器(如收發(fā)器1)的某硬件進行校準。對于測試收發(fā)器31，這是借助阻抗9和收發(fā)器測試信號vtin和vtout來執(zhí)行的。計算向量x并存儲向量x的值，然后可以將其用于具有相同硬件的任何收發(fā)器。然后由收發(fā)器1借助環(huán)路測試信號vin和vout測量具有未知特性的線路2的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。然后生成從收發(fā)器接口5觀測的線路2的頻率相關輸入阻抗Zin(f)。
在上述實施例中，收發(fā)器測試信號vtin和vtout與環(huán)路信號vin和vout都是寬帶信號。有可能將具有任何期望頻率寬度的信號同時用于線路的校準和測量。當然，校準和環(huán)路測試將僅對選定的頻率范圍有效。已經(jīng)提到過，收發(fā)器模型值存儲在收發(fā)器1的存儲器12中。一種顯而易見的選擇是將這些值存儲在存儲器33或某個中央計算機上的存儲器中，并在需要將它們用于生成例如線路2的輸入阻抗Zin(f)時將它們發(fā)送到收發(fā)器1。此外，在本說明書中已經(jīng)提到過用于通信目的的測試收發(fā)器31和收發(fā)器1。測試收發(fā)器31可以是基于相同硬件的一組收發(fā)器中的任何一個。測試收發(fā)器顯然可用于通信目的。
下面將結合圖8和圖9中的流程圖簡要地描述以上提到的收發(fā)器模型值生成和線路2阻抗值生成的過程。
圖8中說明生成并存儲收發(fā)器模型值的過程。該方法起始于選擇用于測試目的的收發(fā)器31的步驟601。在步驟602，選擇具有預定值的阻抗9，并在步驟603，將該阻抗連接到測試收發(fā)器31的線路連接。在步驟604，通過收發(fā)器31將收發(fā)器測試信號vtin發(fā)送到線路2。為了得到可用于各種應用的收發(fā)器模型值，測試信號是寬帶信號。此信號被遠程設備3反射，并在通過收發(fā)器31之后，在步驟605作為收發(fā)器測試信號vtout被接收。在步驟606，在首先將信號vtin和vtout轉換到頻域之后，在計算裝置32上生成對應于實際阻抗9的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。在步驟607，檢查是否已針對足夠數(shù)量的阻抗9進行了測量，以便可以生成收發(fā)器模型值Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)。如果“否”，則在步驟602選擇下一個阻抗9。如果“是”，則在步驟608生成收發(fā)器模型值Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)。在圖609中，將向量x(即收發(fā)器模型值)存儲在存儲器33中。然后，在步驟610選擇用于通信目的的收發(fā)器1。在步驟611，將收發(fā)器模型值Zh0(f)、Zhyb(f)和H∞(f)發(fā)送到選擇的收發(fā)器1，并將其存儲在存儲器12中。
圖9顯示在至線路2的收發(fā)器接口5上生成頻率相關的線路輸入阻抗Zin(f)。在步驟701，將用于通信目的的收發(fā)器1連接到線路2，線路2與遠程設備3相連。在步驟702，發(fā)送環(huán)路測試信號vin。在步驟703，由該收發(fā)器接收并測量線路2反射的環(huán)路測試信號vout。在步驟704，在計算設備11上生成頻率相關的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)。在步驟705，在設備11上借助存儲的收發(fā)器模型值和回波傳遞函數(shù)生成線路2的頻率相關阻抗值Zin(f)。此生成操作根據(jù)關系式(4)執(zhí)行。
附錄1DAFE708的回波傳遞函數(shù)的仿真摘要目的應用目錄1簡介2符號分析的仿真模型2.1用戶電纜2.2線路變壓器2.3帶外濾波器2.4線路驅動器/接收器3回波傳遞函數(shù)和環(huán)路阻抗4回波脈沖響應5附錄A-仿真模型的驗證6參考文獻1簡介DAFE 708單元包括Broadcom BladeRunner芯片組(DSP和CODEC)和10個模擬線路接口。線路接口圍繞Infineon線路驅動器/接收器PBM 39714而設計。為了測試單端環(huán)路測試(SELT)算法和調查制造測試特征，其具有模擬前端的仿真模型可能有所幫助。利用該模型，容易檢查改變連接到線路接口的外部負載或環(huán)路以及內(nèi)部元件對PCB的影響。
在下面，基于符號表示的這樣一個模型是針對DAFE 708的模擬部分設計的。主要目的在于推導可用于求回波傳遞函數(shù)Hecho值的表達式。
圖1DAFE 708的模擬部分的框1顯示了待討論的電路。模擬部分分為三個電路決PBM 39714驅動器/接收器/回波消除器、帶外噪聲抑制濾波器和線路變壓器。CODEC的輸出假定為恒定電壓源ein。兩個串聯(lián)電容器插在CODEC輸出和線路驅動器之間?；夭▊鬟f函數(shù)定義為Hecho＝vout/ein，其中vout是在CODEC輸入端處接收到的輸出電壓。CODEC輸入具有24kΩ的差分負載阻抗。插入所示電容器C4、C5和C6以對接收器輸出執(zhí)行某種低通和高通濾波。
下面分析每個電路塊并將符號表達式等式化。最后可以將這些表達式組合以生成回波傳遞函數(shù)。在可以求Hecho的值之前，必須計算用戶環(huán)路的輸入阻抗Zin。這需要知道電路的初始參數(shù)、環(huán)路長度和遠端終端。
2符號分析的仿真模型2.1用戶電纜利用參考文獻[1]的附錄A中ETSI環(huán)路基本常數(shù)的表達式來計算用戶環(huán)路的輸入阻抗。當?shù)玫交境?shù)時，通過如下等式得到第二常數(shù)Z0=R+jωLG+jωC]]>和γ=(R+jωL)(G+jωC)]]>然后由下式給出長度為d的環(huán)路鏈接矩陣
V1i1=cosh(γd)Z0sinh(γd)sinh(γd)Z0cosh(γd)V2i2]]>給定遠端終端ZT，可以利用如下表達式計算輸入阻抗ZINZIN=ZTcosh(γd)+Z0sinh(γd)ZTZ0sinh(γd)+cosh(γd)]]>2.2線路變壓器 圖2DAFE 708的線路變壓器圖2中顯示了線路變壓器以及串聯(lián)電容器C1。所有四個繞組L1、L2、L3和L4設在同一個磁芯上且緊密地耦合在一起。假定L1和L2的匝數(shù)是相等的，L3和L4的匝數(shù)也是相等的。
當考慮唯一的差分平衡端口信號時，可以簡化變壓器的示意圖，以使特征的推導更容易。
圖3線路變壓器的簡化模型如圖3所示，四繞組對稱變壓器劃分成兩個單獨的變壓器。每個變壓器被等效電路替換，它包括理想的變壓器和兩個電感器L1(L2)和L1s(L2s)。理想變壓器的匝數(shù)比N等于原變壓器。理想變壓器對變壓器的端電壓和電流施加約束，如圖3所示。
電感器L1(L2)表示線路側的主電感，該電感實際為線路側測得的開路電感的一半。L1s(L2)表示漏電感，且為線路終端上測得的短路電感的一半(兩種情況下C1均短接)。
為了得到線路變壓器的鏈接矩陣，考慮圖3所示的端口電壓和電流。該電路方程式為v3N+v4N=v1,sL1si2+v3+i2sC1+v4+sL2si2=v2]]>v3＝sL1i3v4＝sL2i4i3=i1N+i2,i4=i1N+i2]]>如果我們假定兩個單獨的變壓器完全相等(L1＝L2)，則有i4＝i3和v4＝v3。這配合等式3至6可用于從等式1和2中消去v3、v4、i3、i4。
代入之后得到第二等式
i1=N2L1sv2-N(2L1+L1s+L2s)C1s2+12L1C1s2i2]]>該表達式連同替代項一起引入第一等式。重新整理之后得到v1=1Nv2-2L1sC1s2+1NC1si2]]>鏈接矩陣定義為v1i1=ATBTCTDTv2-i2]]>與最后兩個表達式比較，得到線路變壓器的鏈參數(shù)AT=1N,BT=L1C1s2+1NC1s]]>CT=NLms,DT=N(Lm+L1)C1s2+1LmC1s2]]>其中，我們引入Lm＝L1+L2以及L1＝L1s+L2s作為在線路側測得的總主電感和總漏電感(其中C1短接)。釋放R1.1的實際元件值為Lm＝2.1mH，L1＝2，C1＝33nF，N＝2.0。
有了這些值，則四個鏈參數(shù)的幅值由圖4給出。
圖4線路變壓器的鏈參數(shù)A、B、C和D帶外濾波器為了抑制ADSL頻帶以上的噪聲和失真諧頻，有必要在線路驅動器和線路變壓器之間引入帶外(OOB)濾波器。OOB濾波器具有圖5所示的如下配置。
圖5帶外噪聲的濾波器假定LF1＝LF2，則串聯(lián)支路的阻抗是Z1＝Z2＝sLF1。并聯(lián)支路的阻抗是
由于i2＝0且施加了電壓v1，則有v2=Z3Z3+2Z1v1]]>或v1=Z3+2Z1Z3v2]]>如果將該阻抗的表達式代入該等式，則得到v1=(LF3+2LF1)CF3s2+1LF3CF3s2+1v2]]>由于i2＝0且施加了電壓i1，則得到v2＝Z3i1或i1＝v2/Z3i1=CF3sLF3CF3s2+1v2]]>由于v2＝0且施加了電壓v1，則得到i2＝v1/2LF1S或V1＝2LF1s·i2由于v2＝0且施加了電流i1，則得到i2＝i1或i1＝i2。鏈接矩陣定義為v1i1=AFBFCFDFv2i2]]>與上面推導的兩個表達式比較，得到OOB濾波器的鏈參數(shù)AF=(LF3+2LF1)CF3s2+1LF3CF3s2+1]]>BF＝2LF1sCF=CF3sLF3CF3s2+1]]>DF＝1釋放R1.1的實際元件值為LF1＝LF2＝680，LF3＝270，CF3＝4.7nF。
有了這些值，則四個鏈參數(shù)的幅值由圖6給出。
圖6OOB濾波器的鏈參數(shù)A、B、C和D如果用戶環(huán)路的輸入阻抗ZIN是已知的，則可以根據(jù)下式得到圖1所示AFE的驅動器負載阻抗ZLZL=ALZIN+BLCLZIN+DL]]>通過將OOB濾波器的鏈接矩陣乘以線路變壓器的鏈接矩陣得到四個系數(shù)ALBLCLDL=AFBFCFDFATBTCTDT]]>如果用戶環(huán)路替換為100Ω的電阻器，則得到如圖7所示的負載阻抗ZL。
圖7線路接口端接到100Ω時的驅動器負載阻抗ZL在理想情況下，ZL應該按100Ω/N2＝25Ω提供，這僅大致視為100kHz和1MHz之間的情況。低頻率上的峰值由線路側線路變壓器和串聯(lián)電容器引起。2MHz上的最小值由OOB濾波器的串聯(lián)諧振電路引起。
2.4線路驅動器/接收器 圖8具有PBM 39714線路驅動器/接收器的AFE的示意圖除了線路變壓器和OOB濾波器外，模擬前端(AFE)還包括PBM39714線路驅動器/接收器和少量外部元件。PBM 39714是包括回波消除器橋的差模線路驅動器和接收器。適合的設備模型如圖8所示。輸入端是帶輸入電阻器RA6和RB6的TVP和TVN。放大的發(fā)射信號出現(xiàn)在驅動器輸出端DR1和DR2之間。由RSA、CSA和RSHA(RSB、CSB和RSHB)構成的檢測阻抗網(wǎng)絡ZS設置成與驅動器輸出串聯(lián)。檢測阻抗網(wǎng)絡端子處的電壓通過端子SA1和SB1(SA2和SB2)上的兩個3kΩ的電阻器轉換成電流。這些電流減去兩個電流受控的電流源FA1和FA2(FB1和FB2)。差電流表示檢測阻抗網(wǎng)絡兩端的電壓或驅動器輸出電流乘以ZS。此電流反饋回去控制驅動器輸出電壓。其結果是驅動器輸出阻抗等于ZS乘以實比例因子K。通過受控電源FA3(FB3)的第二反饋路徑用于配置驅動器輸出級的發(fā)射增益。
回波消除器由電阻器橋RA7、RA8、RB7和RB8構成。如果負載阻抗ZL與檢測阻抗K*ZS匹配，則輸出端RP和RN之間的回波信號在選定的電橋電阻器比條件下，理想情況會為零。
接收路徑是完全無源的。通過電橋電阻器RA8和RB8檢測線路變壓器兩端的接收信號，該信號出現(xiàn)在端子RP和RN之間。但是回波消除器也影響接收到的信號。并聯(lián)電容器CR和兩個串聯(lián)電容器CRP和CRN連同接收器輸出阻抗和CODEC輸入阻抗一起構成輸出濾波器。
為了推導出回波傳遞函數(shù)的符號表達式，采用圖9所示的線路驅動器/接收器的簡化且非平衡的模型。該電路的詳細分析參見參考文獻[2] 圖9推導線路驅動器/接收器的回波傳遞函數(shù)的簡化且非平衡的模型回波傳遞函數(shù)Hecho(f)由等式Hecho＝vout/ein給出。它還可以書寫為
Hecho=voutein=voutv′outv′outein]]>其中vout/v′out是輸出濾波器的傳遞函數(shù)。
如下等式適用于圖9所示的電路(也參見參考文獻[2]的第2.3節(jié))v′out=v5-v4=R7R7+R5v2-R8R8+R6v3]]>i5=v2R,i6=v3R]]>v1＝ZAi3v2＝μv1v3＝ZL1i4v2-v3＝ZSi4i3=i1+i2=ainZ1ein-a1i5+a1i6-a2i6]]>代入它，可以得到v2=(1+ZSZL1)v3]]>和v2=μH(ainZ1ein-a1Rv2+a1Rv3-a2Rv3)]]>現(xiàn)在可以消去v2并得到如下等式表示的v3v3+ZSZL1v3+μZAa2RV3+μZAa1RZSZL1v3=μZAainZL1ein]]>或v3=RZL1μZAainZ1(R(ZL1+ZS)+μZA(a2ZL1+a1ZS))ein]]>利用v2和v3之間的第一關系，可以將v2表示為v2=R(ZL1+ZS)μZAainZ1(R(ZL1+ZS)+μZA(a2ZL1+a1ZS))ein]]>現(xiàn)在將最后兩個表達式代入v’out的等式，得到v′out=RμZAainZ1(R(ZL1+ZS)+μZA(a2ZL1+a1ZS))[R1R7+R5(ZL1+ZS)-R8R8+R6ZL1]]]>如果我們假定R5＝R8且R7＝R6，可以將其重新整理為
v′outein=μZARainZ1(R6+R8)(R6-R8)ZL1+R6ZS(R+μZAa2)ZL1+(R+μZAa1)ZS]]>可以看到，如果R8/R6＝1+ZS/ZL1(回波消除)，則v′out＝0。傳遞函數(shù)v′out/ein還可以表示為v′outein=G1A1ZL1+A0B1ZL1+B0]]>現(xiàn)在可以通過比較最后兩個表達式來標識這些系數(shù)。于是有G1=μZARainZ1(R6+R8)]]>A1＝R6-R8A0＝R6ZSB1＝R+μZAa2B0＝(R+μZAa1)ZS為了得到回波傳遞函數(shù)，我們需要推導輸出濾波器的傳遞函數(shù)Hout＝vout/v′out。通過將圖9中的濾波器電路納入考慮，可以將該傳遞函數(shù)計算為Hout=RR2CRPsRR1RR2CRPCRs2+(RR1CRP+RR1CR+RR2CRP)s+1]]>如果將回波傳遞函數(shù)Hecho寫為Hecho=voutein=GA1ZL1+A0B1ZL1+B0]]>可以看到乘式為G＝G1*Hout，而其它系數(shù)保持不變。
為了利用Hecho的表達式進行計算，需要頻率相關量Z1、ZS和μ。
Z1由如下等式給出Z1=R1+1sC1=sR1C1+1sC1]]>檢測阻抗ZS由如下等式給出ZS=11RS1+sCS2sRS2RCS2+1=RS1(sRS2CS2+1)S(RS1+RS2)CS2+1]]>開路環(huán)路增益μ由DC增益μ0確定，而轉角頻率由電阻器Rμ和電容器Cμ確定μ=μ0sRμCμ+1]]>將這些修改納入考慮，Hecho的系數(shù)現(xiàn)在可最后如下確定為G=μZARainZ1(R6+R8)Hout]]>A1＝R6-R8A0＝R6ZSB1＝R+μZAa2B0＝(R+μZAa1)ZS其中Z1=sR1C1+1sC1,ZS=RS1(sRS2CS2+1)s(RS1+RS2)CS2+1]]>μ=μ0sRμCμ+1]]>和Hout=RR2CRPsRR1RR2CRPCRs2+(RR1CRP+RR1CR+RR2CRP)s+1]]>釋放R1.1的實際元件值為R1＝2.2kΩ，C1＝2.2nF，ain＝-4.0，ZA＝1，Rμ＝1kΩ，Cμ＝15nF，μ0＝10+6a1＝2.84，a2＝0.5，R＝3kΩRS1＝15Ω，RS2＝2.7Ω，CS2＝680nF，R8＝1.27kΩ，R8＝1.5kΩ，RR1＝R6//R8＝687.7Ω，RR2＝12kΩ，CR＝2*680pF＝1.36nF，CRP＝1.5nF.
如果負載阻抗ZL1是已知的，則回波傳遞函數(shù)可以根據(jù)如下等式計算Hecho=GA1ZL1+A0B1ZL1+B0]]>注意該表達式中的ZL1應該僅為章節(jié)2.3中計算的阻抗ZL的一半！這是因為Hecho的表達式基于AFE電路的非平衡版本。
對于用戶用戶環(huán)路替換為100Ω的電阻器的情況，對應的回波傳遞函數(shù)如下所示。
圖10線路接口端接到100Ω時的回波傳遞函數(shù)現(xiàn)在計算回波傳遞函數(shù)的過程可以表述為1.獲得選定類型的電纜的基本電纜參數(shù)(R，L，G，C)、電纜長度(d)和遠端終端(ZT)。計算環(huán)路的輸入阻抗ZIN。
2.利用線路變壓器和OOB濾波器章節(jié)的組合鏈接矩陣與環(huán)路阻抗ZIN計算驅動器負載阻抗ZL。
3.由于負載阻抗ZL1＝ZL/2，回波傳遞函數(shù)現(xiàn)在可以利用線路驅動器/接收器PBM 39714的Hecho表達式來計算。
回波傳遞函數(shù)和環(huán)路阻抗先前章節(jié)2.4中得到的回波傳遞函數(shù)為Hecho=GA1ZL2+A0B1ZL2+B0]]>而負載阻抗ZL如章節(jié)2.3所示與用戶環(huán)路的輸入阻抗ZIN相關ZL=ALZIN+BLCLZIN+DL]]>如果將其代入Hecho的表達式，則在進行一些重新整理之后得到Hecho=G(A12AL+A0CL)ZIN+(A12BL+A0DL)(B12AL+B0CL)ZIN+(B12BL+B0DL)]]>如果我們將Hecho書寫為Hecho=Y1ZIN+M1Y2ZIN+M2]]>則得到下列標識Y1=G(A12AL+A0CL),M1=G(A12BL+A0DL)]]>Y2=B12AL+B0CL,M2=B12BL+B0DL]]>如果ZIN→∞Hecho→H∞＝Y1/Y2，它是用戶環(huán)路替換為開路情況下的回波傳遞函數(shù)。
如果ZIN＝0Hecho＝H0＝M1/M2，它是用戶環(huán)路替換為短路情況下的回波傳遞函數(shù)。
除以Y2，還可以將Hecho書寫為
Hecho=Y1Y2ZIN+M1Y2ZIN+M2Y2=H∞ZIN+Zh0ZIN+Zhyb]]>其中Zhyb＝M2/Y2和Zh0＝M1/Y2。
使用實際的元件值，可以計算四個重要的函數(shù)。其結果如下所示。


Hecho的最后一個表達式還可以書寫為HechoZIN+HechoZhyb-H∞ZIN-Zh0＝0如果回波傳遞函數(shù)Hecho是利用一組適當?shù)慕K端ZIN來測量的，則可以將該表達式視為一組等式來求解未知的系數(shù)Zhyb、Zh0和H∞。這在參考文獻[3]中對此有詳細描述。系數(shù)H。?？梢栽赯IN→∞的條件下通過一次測量來確定。在兩個不同的電阻性終端的條件下，應該可以找到余下的系數(shù)Zhyb和Zh0。這些參數(shù)完全表征了包括線路變壓器的模擬前端，因為Hecho始終必須是ZIN的雙線性函數(shù)。
在實際用戶環(huán)路連接到ADSL調制解調器的條件下，現(xiàn)在可以推導出環(huán)路的輸入阻抗ZIN。這可以通過對Hecho表達式進行逆運算來得到ZIN=Zh0-HechoZhybHecho-H∞]]>此方法在參考文獻[3]中有進一步的描述。
其過程可以描述為1.測量線路終端開路條件下的回波傳遞函數(shù)，并將結果保存為H∞。
2.測量有至少兩個電阻性終端的回波傳遞函數(shù)(更多的測量可以提高精度)。
3.求解參數(shù)Zhyb和Zh0并保存結果。這樣結束校準過程。
4.測量實際環(huán)路連接到ADSL調制解調器時的回波響應，并計算輸入阻抗ZIN。
5.接著可利用輸入ZIN來標識用戶環(huán)路。
回波脈沖響應測得的回波傳遞函數(shù)可用于推導對應的回波脈沖響應。通?；夭▊鬟f函數(shù)僅在有限數(shù)量的離散頻率上測量。如果假定Hecho在Nyquist頻率以上為頻帶受限的，則可以將其視為時間離散系統(tǒng)的回波傳遞函數(shù)的一個周期。在2N個頻率點上對Hecho抽樣，得到Hecho(kF)，其中F是樣點之間的距離。如果Hecho(kF)圍繞f＝0以復共軛對稱性擴展，則對它執(zhí)行IFFT可生成對應的時間離散回波脈沖響應hecho(kT)。
對于典型的用戶環(huán)路，Hecho在靠近零的時刻t處具有類似脈沖的峰值很大的波形。該脈沖緊隨主要由線路變壓器部分引起的阻尼振蕩之后。在該曲線的某處，可以看到另一個小的類似脈沖的波形。這表示環(huán)路遠端的初始脈沖波形的反射。
通過測量第一個脈沖和第二個脈沖出現(xiàn)的時間距離，可以得到實際用戶環(huán)路中的往返延遲時間。如果電纜的傳播速度是已知的，則可以計算物理電纜的長度d。
第一個脈沖和第二個脈沖之間的能量之比可用于估計電纜損耗，因為該比值應該近似為exp(-2αd)。此部分最便于利用帶通濾波版本的回波響應來實現(xiàn)，從而求出某個頻率上的電纜損耗值?？蓞⒁妳⒖嘉墨I[4]了解其它細節(jié)。
但是，在AFE中存在模擬回波消除器，往往使此方法不可靠，如下所述。
在確定電纜長度和電纜損耗時所需要的是用戶環(huán)路輸入處時間上的入射和反射脈沖波形。但可用信息是在接收器輸出端上的回波脈沖響應。因此有必要將來自接收器輸出的測量的脈沖響應“變換”到線路終端，或者它與線路變壓器輸入的相同。圖11和圖12說明了這一點。
圖11輸入波的回波路徑
圖12反射波的接收路徑根據(jù)參考文獻[2]中第2.3或2.4小節(jié)中的等式，eline＝0和ein≠0條件下可得到從AFE輸出電壓v3’到CODEC輸入電壓vout’的傳遞函數(shù)v′out=v5-v4=R6R6+R8(1+ZSZL1)v′3-R8R8+R6v′3]]>此式可以重新整理為Hinc=v′outv′3=R6ZS+(R6-R8)ZL1(R6+R8)ZL1]]>eline≠0和ein＝0時的CODEC輸入電壓vout″可以書寫為(同樣參見參考文獻[2]第2.4節(jié))v′′out=v5-v4=R6R6+R8v2-R8R8+R6v3]]>當ein＝0時，得到v2=μZA(-a1Rv2+a1Rv3-a2Rv3)]]>利用此式，可以消去v2，而傳遞函數(shù)現(xiàn)在變成Hrfl=v′′outv′′3=(a1-a2)μZAR6-(a1μZA+R)R8(R6+R8)(a1μZA+R)≅(a1-a2)R6-a1R6a1(R6+R8)]]>函數(shù)Hinc和Hrfl都應乘以輸出濾波器傳遞函數(shù)Hout。因為我們只關心函數(shù)值之間的比值，所以可以忽略它。
可以注意到，當Hrfl與負載阻抗ZL1無關時，入射信號傳遞函數(shù)Hinc與ZL1或用戶環(huán)路阻抗相關。兩個函數(shù)都是頻率相關的。
如果我們考慮出現(xiàn)在Hecho(t)中的帶通濾波脈沖的包絡，則可以假定線路變壓器處的包絡為入射波形Env(v3,inc)=Env(vout,inc)|Hinc|2]]>反射波形Env(v3,rfl)=Env(vout,rfl)|Hrfl|2]]>估計的電纜損耗按如下等式計算A=1210log10(Env(v3,inc)Env(v3,rfl))=1210log10(Env(vout,inc)Env(vout,rfl))+10log10|HrflHinc|dB]]>最后一項是比例因子|Hrf|/Hinc|的對數(shù)。利用實際的元件值，可以計算用戶環(huán)路為0.4mm和0.5mm PE電纜情況下的比例因子。其結果如下圖所示。這些曲線表明比例因子是頻率相關的，但也取決于用戶環(huán)路的特性阻抗。因此要找到一個涵蓋所有情況的比例因子是不可能的。
分析表明，回波消除器相對于反射波降低了入射波的能量-這實際是回波消除器的原理。其優(yōu)點在于當抑制近端回波時，檢索弱回波的動態(tài)范圍得以改善。缺點在于入射波的能量無法直接從測量的回波響應中得到。
圖13入射包絡的比例因子參考文獻[4]展示了如果比例因子的校正項未納入考慮，則電纜損耗估計會變得不正確。
再次為了說明比例因子的重要性，將仿真模型用于估計不同長度處0.4mm PE電纜在300kHz上的電纜損耗。參考文獻[4]中描述的過程在這里適用。在圖14中，包絡損耗是基于入射波和反射波的包絡之間的比率的損耗。根據(jù)圖13，0.4mm PE電纜的300kHz上的比例因子近似為12.5或10.9dB。如果此量值的比例因子項添加到包絡損耗中，則電纜損耗出現(xiàn)。最后，圖14中還顯示了電纜的標稱電纜損耗以供比較。
圖1404PE環(huán)路(啟用回波消除器)在300kHz上的估計電纜損耗在仿真模型中可以禁用回波消除器。如果這樣，則對于估計的電纜損耗會出現(xiàn)如下結果。這清除地說明了回波消除器對包絡的影響。
圖1504PE環(huán)路(禁用回波消除器)在300kHz上的估計電纜損耗附錄A-仿真模型的驗證為了驗證仿真模型，執(zhí)行了對DAFE 708的測量。CODEC和線路驅動器之間的串聯(lián)電容器在CODEC側斷開。將發(fā)射信號ein通過50/100Ω的平衡變壓器施加到電容器上。接收側上的這些串聯(lián)電容器過12kΩ的電阻器端接于地線，以仿真CODEC的輸入阻抗。輸出電壓vout利用高阻抗差分探測放大器來測量。電纜仿真器連接到線路接口以仿真不同的環(huán)路。
在測量過程中使用到如下設備EDA R1.1 IP DSLAM BFB40102/A1P1B，008037AC4EE9以及網(wǎng)絡分析儀4395AAgilent公司FAA21372S-參數(shù)附件套件 Agilent公司FAA21741差分探測放大器 惠普公司 FAA電纜仿真器DLS400E Spirent公司FAA利用網(wǎng)絡分析儀來測量回波傳遞函數(shù)。仿真環(huán)路的輸入阻抗通過與網(wǎng)絡分析儀連接的S-參數(shù)附件套件來測量。
首先將電纜仿真器的輸入阻抗ZIN與根據(jù)傳輸線公式計算的同一阻抗進行比較。下面圖16中顯示了有500m開路的情況下0.5mm PE電纜(ETSI環(huán)路#2)的結果。幾乎一直到1MHz，測量的和計算的結果之間似乎相當一致(相位角一致則僅達到500kHz)。對于其它環(huán)路長度也觀察到相同的結果。
在下圖17中，利用線路變壓器和OOB濾波器的組合鏈接矩陣的表達式來仿真驅動器負載阻抗ZL。比較兩種情況11)根據(jù)ZIN的傳輸線版本計算的ZL以及2)根據(jù)測量的輸入阻抗ZIN計算的ZL。這兩組結果同樣彼此相當接近。
16ETSI環(huán)路#2，d＝500m，ZT＝∞條件下的輸入阻抗ZIN
圖17ETSI環(huán)路#2，d＝500m，ZT＝∞條件下DAFE 708的驅動器負載阻抗ZL現(xiàn)在利用2.4一節(jié)中推導的表達式來仿真回波傳遞函數(shù)Hecho。上述驅動器負載阻抗ZL的兩個結果用于計算Hecho。將Hecho的仿真版本與利用網(wǎng)絡分析儀測得的回波傳遞函數(shù)作比較?？梢栽趫D18中找到結果。三條曲線一直到1MHz都彼此接近。這在圖19中可能更明顯，其中Hecho以線性比例繪制。
圖18ETSI環(huán)路#2，d＝500m，ZT＝∞條件下DAFE 708的回波傳遞函數(shù)
圖19與圖18相同、但以線性比例繪制的Hecho結果似乎表明仿真模型提供了相當接近DAFE 708單元上測得的結果的回波傳遞函數(shù)。但如果環(huán)路長度增加，Hecho的測量版本和仿真版本之間的協(xié)議變得較不令人滿意，如圖19和圖20顯示了這一點。此差異的實際原因未完全澄清。一個解釋可能是當環(huán)路長度增加時，負載阻抗ZL逼近按比例調整的檢測阻抗K*ZS，導致回波損耗增加。隨著高回波損耗出現(xiàn)，Hecho變得對線路驅動器/接收器的參幅值中的微小變化都很敏感。PBM 39714的仿真模型僅是一個宏觀模型，它可能無法全面表征該設備。
圖20ETSI環(huán)路#2，d＝500m，ZT＝∞條件下DAFE 708的回波傳遞函數(shù)
圖21ETSI環(huán)路#2，d＝3000m，ZT＝∞條件下DAFE 708的回波傳遞函數(shù)6參考文獻[1]ETSI TS 101 388傳輸和復用(TM)；金屬接入電纜上的接入傳輸系統(tǒng)；非對稱數(shù)字用戶線路(ADSL)-歐洲特定要求，2002-05(Transmission and Multiplexing(TM)；Access transmissionsystems on metallic access cables；Asymmetric Digital Subscriber Line(ADSL)-European specific requirements，2002-05)。ANA2812B具有PBM 39714的ADSL的模擬前端(AnalogueFront End fbr ADSL with PBM 39714)。4/0363-FCP105 581環(huán)路測試和驗證工作室期間推導的等式(Derived equations during Loop Test and Qualification Workshop 2002-03-21)。ANA3255A利用回波脈沖響應的SELT(SELT using the EchoImpulse Response)。
權利要求
1.一種用于信號線路(2)中單端環(huán)路測試SELT的方法，所述方法包括-將通信設備(3)連接到(401)所述信號線路的遠端；-將測試設備(TD1)連接到(402)所述信號線路的近端；-執(zhí)行SELT測量，其中所述通信設備(3)在所述信號線路(2)上傳送(403)間歇性握手信號(HS1)，其特征在于所述方法還包括如下步驟-在所述測試設備(TD1)中檢測(404)所述握手信號(HS1)；-將所述握手信號暫停(405)至少一個預定時長的時間間隔(TI1)；-在所述至少一個時間間隔(TI1)內(nèi)執(zhí)行(406)所述SELT測量。
2.如權利要求1所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試的方法，其特征在于重復暫停所述握手信號(HS1)。
3.如權利要求1或2所述的信號線路(2)的單端環(huán)路測試中的方法，其特征在于所述測試設備是用于通信目的的收發(fā)器(1)。
4.如權利要求3所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試的方法，其特征在于對所述用于通信目的的收發(fā)器(1)執(zhí)行校準過程，所述方法包括-選擇(601)具有與所述用于通信目的的收發(fā)器相同類型的硬件且包括所述用于通信目的的收發(fā)器的收發(fā)器(31)；-將分別具有一個預定值的至少三個阻抗(9)連接到所述選擇的收發(fā)器(31)的線路連接(5)；-利用所述至少三個阻抗(9)和測試信號(vtin，vtout)生成所述選擇的收發(fā)器(31)的頻率相關的回波傳遞函數(shù)(Hech0(f))；以及借助所述回波傳遞函數(shù)(Hech0(f))和所述對應的阻抗值(9)生成(608)收發(fā)器模型值(Zh0(f)、Zhyb(f)、H∞(f))，所述模型值包括線路連接(5)開路條件下所述測試收發(fā)器(31)的回波傳遞函數(shù)H∞(f)、從所述線路(2)一側觀測到的收發(fā)器阻抗值(Zhyb(f))以及所述收發(fā)器阻抗值(Zhyb(f))與線路連接(5)短路條件下所述收發(fā)器(31)的回波傳遞函數(shù)(H0(f))之積(Zh0(f))。
5.如權利要求4所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試的方法，其特征在于包括存儲(609)所述收發(fā)器模型值(Zh0(f)、Zhyb(f)、H∞(f))以用于執(zhí)行所述校準過程。
6.如權利要求4或5所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試的方法，其特征在于包括將所述收發(fā)器模型值(Zh0(f)、Zhyb(f)、H∞(f))存儲(611)在所述用于通信目的的收發(fā)器(1，12)中。
7.一種用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試SELT的配置，所述配置包括-測試設備(TD1)，其具有至所述信號線路近端的連接(5)；-在所述測試設備中的接收裝置(RE1)，其設置用于檢測在所述信號線路(2)上從位于所述信號線路遠端的通信設備(3)接收到的間歇性握手信號(HS1)；-在所述測試設備中的發(fā)送裝置(SH1，SD1)，其設置用于向所述信號線路(2)發(fā)送暫停消息(NAK-EF)，所述暫停消息將來自所述通信設備(3)的所述握手信號暫停至少一個預定時長的時間間隔(TI1)；-所述發(fā)送裝置(SD1)設置用于將環(huán)路測試信號(SI)發(fā)送到所述信號線路(2)，以及所述接收裝置(RE1)設置用于從所述信號線路(2)接收反射信號(S2)，所述測試設備設置用于在所述至少一個時間間隔(TI1)內(nèi)執(zhí)行所述SELT測量。
8.如權利要求7所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試SELT的配置，其特征在于所述測試設備中的發(fā)送裝置(SH1，SD1)設置用于向所述信號線路(2)發(fā)送暫停消息(NAK-EF)。
9.如權利要求7或8所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試SELT的配置，其特征在于所述測試設備(TD1)是適用于通信目的的收發(fā)器(1，31)。
10.如權利要求9所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試SELT的配置，其特征在于校準模式下的所述配置包括-測量裝置(32)，用于在校準過程中借助所述至少三個阻抗(9)和測試信號(vtin，vtout)生成所述收發(fā)器的校準值；所述阻抗(9)各具有一個預定值且連接到所述收發(fā)器(1，31)的線路連接(5)；-所述測量裝置(32)設置用于生成所述測試收發(fā)器的頻率相關的回波傳遞函數(shù)Hecho(f)；以及-所述測量裝置(32)設置用于借助所述回波傳遞函數(shù)(Hecho(f)和所述對應的阻抗值(9)生成收發(fā)器模型值(Zh0(f)、Zhyb(f)、H∞(f))，所述模型值包括線路連接(5)開路條件下所述測試收發(fā)器(1，31)的回波傳遞函數(shù)H∞(f)、從所述線路(2)一側觀測到的收發(fā)器阻抗值(Zhyb(f))以及所述收發(fā)器阻抗值(Zhyb(f))與線路連接(5)短路條件下所述收發(fā)器(1，31)的回波傳遞函數(shù)(H0(f))之積。
11.如權利要求10所述的用于信號線路(2)的單端環(huán)路測試SELT的配置，其特征在于所述配置包括存儲器(12，33)，用于存儲所述收發(fā)器模型值(Zh0(f)、Zhyb(f)、H∞(f))。
全文摘要
本發(fā)明涉及環(huán)路(2，3)的單端測試。測試設備(TD1)通過線路(2)連接到設備(3)。對遠程設備加電，并發(fā)送間隙性握手信號(HS1)，它可能干擾環(huán)路測試。接收和計算裝置(RE1)檢測握手信號(HS1)以及命令發(fā)送裝置(SD1)向遠程設備發(fā)送暫停信號(NAK－EF)。后者被暫停預定的一段靜寂時間，在此期間執(zhí)行測試或部分測試。必要時重復握手信號的暫停。測試設備在靜寂期間發(fā)送寬帶環(huán)路測試信號(S1)并接收反射信號(S2)。根據(jù)信號(S1，S2)生成頻率相關回波傳遞函數(shù)，并利用它來生成線路(2)的期望特性，如它的長度(L)。
文檔編號G01V1/00GK1784882SQ200480012498
公開日2006年6月7日 申請日期2004年4月8日 優(yōu)先權日2003年5月12日
發(fā)明者J·羅森貝里 申請人:艾利森電話股份有限公司