專利名稱：使用i及q分量的盲信號分離的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是有關信號處理領域，更特別有關使用盲信號分離(BSS)技術將預期源信號與源信號混合分離。
背景技術：
盲信號分離是涉及從組合信號回復源信號，其中該組合信號包含源信號的混合物。該分離為“盲目”是通常被以信號，信號源及傳導信道位于信號上的效應相關的有限信息來執(zhí)行。
一例是宴會上的個人可將單聲音與房間中所有聲音組合分離時的熟悉“雞尾酒會”效應。盲源分離特別可應用至手機及個人無線通信裝置，其中通常共存于相同頻譜中的許多頻帶被眾多射頻發(fā)射器混亂。共信道發(fā)射器的問題被預期只會隨著年復一年低功率，如藍芽及其它個人領域網(wǎng)絡的未授權無線技術發(fā)展而更糟。
三個普遍使用盲信號分離技術為主分量分析(PCA)，獨立分量分析(ICA)及單值分解(SVD)。主分量分析涉及源信號第一及第二矩統(tǒng)計值，且被用于源信號的信號噪聲比很高時。另外，獨立分量分析被使用涉及主分量分析處理之后的源信號第三及第四矩統(tǒng)計值。可替代是，單值分解可被用來以其特征值為基礎將源信號與源信號混合物分離。
無論被應用的盲信號分離技術為何，數(shù)個傳感器被用來接收來自各信號源的不同源信號混合物。各傳感器輸出源信號唯一累加的源信號混合物。通常，接收器并不知信道系數(shù)及原始源信號。信號唯一累加是被用來集結混合矩陣。適當盲信號分離技術接著被施加至混合矩陣以便將預期源信號與源信號混合物分離。
如一例，美國專利號第6,799,170是揭示使用獨立分量分析將獨立源信號與源信號混合物分離。數(shù)個傳感器是接收源信號混合物，而處理器隨時采取源信號混合物的樣本并儲存各樣本當作數(shù)據(jù)向量來創(chuàng)造數(shù)據(jù)組。各傳感器輸出源信號唯一累加的源信號混合物。獨立分量分析模塊執(zhí)行該數(shù)據(jù)向量的獨立分量分析將源信號混合物中的獨立源信號與其它信號分離。
傳感器被空間性彼此分離，而該處理器僅為各傳感器產(chǎn)生一數(shù)據(jù)向量來創(chuàng)造數(shù)據(jù)組?！?70專利案亦揭示傳感器數(shù)N個等于或大于源數(shù)M個，也就是N≥M可集結數(shù)據(jù)組。該實施的一問題是當源數(shù)M個增加時，傳感器數(shù)N個亦增加。小型可攜式通信裝置對大量傳感器數(shù)N個具有少許可用體積，而裝設該傳感器于通信裝置外側對使用者是個問題。
美國專利號第6,931,362揭示使用盲信號分離分離信號的另一方法。被揭示盲信號分離技術形成具有可最小化因干擾發(fā)射器及高斯噪聲所造成的均方差的混合矩陣筆適應數(shù)組權重的混合矩陣。該混合權重是最大化信號干擾加噪聲比。如同’170專利案，傳感器亦被空間性彼此分離，而傳感器數(shù)N個等于或大于源數(shù)M個以集結混合矩陣。再者，各傳感器是提供單輸入至產(chǎn)生大量面積給可攜式通信裝置的混合矩陣。
發(fā)明內(nèi)容
考慮上述背景，本發(fā)明目的是提供一通信裝置，包含可以盲信號分離技術接收源信號混合物使預期源信號可被分離的一小型天線陣列。
依據(jù)本發(fā)明的此及其它目的，特性及優(yōu)點是通過通信裝置提供分離M個信號源所提供的源信號，該通信裝置包含可接收該M個源信號不同累加的一天線陣列。一接收器或接收器組件被連接至該天線陣列，而一盲信號分離處理器被連接至該接收器以形成混合矩陣。該混合矩陣包含被該天線陣列接收的該M個源信號不同累加。該盲信號分離處理器接著將預期源信號與該混合矩陣分離。
除了使用空間分離傳感器為該混合矩陣提供M個源信號不同累加之外，小型天線陣列可被替代使用。針對可攜式通信裝置，因為天線陣列提供一個以上輸入至該混合矩陣而仍維持緊密，所以盲信號分離技術可被使用。
特別是，信號分割可被用來進一步集結混合矩陣而不必添加附加天線組件于天線陣列中。天線陣列可包含N個天線組件來接收M個源信號至少N個不同累加。各同相及正交模塊被下游連接至各天線組件以分離各被接收M個源信號至少N個不同累加為同相及正交分量組。
接收器組件被下游連接至各同相及正交模塊為M個源信號至少N個不同累加接收該至少N個同相及正交分量組。盲信號分離處理器被下游連接至接收器組件以形成包含M個源信號至少2N個不同累加的混合矩陣，各同相及正交分量組提供2輸入至混合矩陣。盲信號分離處理器可將預期源信號與該混合矩陣分離。
天線組件數(shù)可被選擇使兩倍天線組件數(shù)等于源信號數(shù)，也就是2N＝M。可替代是，兩倍天線組件數(shù)可能大于源信號數(shù)，也就是2N＞M。另一配置是當混合矩陣排序等于K個時，其中K＜2N，則盲信號分離處理器將M個源信號的K個與該混合矩陣分離。
N個天線組件可包含N個關聯(lián)天線組件。該N個關聯(lián)天線組件可包含N個主動天線組件使該天線陣列得以形成相位陣列?？商娲?，該N個關聯(lián)天線組件可包含至少一主動天線組件，及至多N-1個被動天線組件使該天線陣列得以形成切換波束天線。
當接收M個源信號不同累加時，場型及波束間存在差異。一例中，天線陣列可形成至少N個天線波束來接收M個源信號至少N個不同累加，各天線波束具有最大增益點向下3db點，可于即將到達信號至少一方向提供信號拒絕。另一例中，天線陣列可形成至少一天線場型來接收M個源信號N個不同累加至少之一，該至少一天線場型實質不具有最大增益點向下3db點，因而即將到達信號任一方向并無產(chǎn)生信號拒絕。
M個源信號各累加為線性。盲信號分離處理器可以主分量分析，獨立分量分析及單值分解至少其中之一為基礎將預期源信號與混合矩陣分離。
對I及Q實施例之一增強亦涉及以展開碼使用為基礎的信號分割。不同累加信號可使用展開碼來分割。若累加信號具有k個展開碼，則特定累加信號可被處理來提供相關k個累加信號。
對I及Q實施例的另一增強是涉及可接收附加信號累加給混合矩陣使用而不必添加附加天線組件的陣列偏向。陣列偏向是涉及控制方位角及/或仰角方向中的天線場型。
對I及Q實施例的再另一增強是涉及路徑選擇。路徑選擇被執(zhí)行使被用來集結混合矩陣的所有源信號累加均被產(chǎn)生關聯(lián)(第一及第二矩)及/或統(tǒng)計(第三及第四矩)獨立。天線波束被選擇性形成使入射信號得以被選擇性挑選來提供混合矩陣中的源信號新累加來取代不被產(chǎn)生關聯(lián)及/或統(tǒng)計獨立的累加。
本發(fā)明另一特征是有關一種操作通信裝置用于上述分離M個信號源所提供的源信號的方法。
第1圖為依據(jù)本發(fā)明的典型操作方案框圖，其中通信裝置是接收來自其各信號源的預期及非預期信號。
第2圖為第1圖所示通信裝置的更詳細框圖。
第3圖為依據(jù)本發(fā)明為混合矩陣創(chuàng)造源信號線性獨立累加的不同方法說明。
第4圖為依據(jù)本發(fā)明被配置當作切換波束天線的天線陣列框圖。
第5圖為依據(jù)本發(fā)明被配置當作相位陣列的天線陣列框圖。
第6圖為依據(jù)本發(fā)明被配置極性天線組件的天線陣列框圖。
第7圖為描繪依據(jù)本發(fā)明使用三極性的三因次圖。
第8圖為依據(jù)本發(fā)明包含可為盲信號分離處理提供不同信號累加的相關聯(lián)及不相關聯(lián)天線組件的通信裝置框圖。
第9圖為依據(jù)本發(fā)明為盲信號分離處理提供不同信號累加的陣列偏向為基礎操作的通信裝置框圖。
第10圖為依據(jù)本發(fā)明具有可選擇性改變天線場型仰角的仰角控制器的切換波束天線框圖。
第11圖是為描繪方位角方向中的天線場型且接著被以仰角方向旋轉以響應第9圖所示仰角控制器的天線圖式。
第12圖為依據(jù)本發(fā)明具有可以仰角方向旋轉天線場型的被形成于地面中的射頻抑流圈的天線組件框圖。
第13圖為依據(jù)本發(fā)明為盲信號分離處理提供不同信號累加的路徑選擇為基礎操作的通信裝置框圖。
第14圖為依據(jù)本發(fā)明為盲信號分離處理提供附加信號累加的展開碼為基礎操作的通信裝置框圖。
第15圖為依據(jù)本發(fā)明為盲信號分離處理提供附加信號累加的同相及正交信號分量為基礎操作的通信裝置框圖。
第16圖為第15圖所示被連接至天線組件的同相及正交模塊更詳細框圖。
第17圖為依據(jù)本發(fā)明以場型分集為基礎操作的多輸入多輸出系統(tǒng)框圖。
第18圖為依據(jù)本發(fā)明提出碼元間干擾的富利葉轉換通信系統(tǒng)框圖。
第19圖為依據(jù)本發(fā)明的通信系統(tǒng)框圖，其中傳送器是以分時基礎改變各分層空間流的功率位準。
第20圖為依據(jù)本發(fā)明的通信系統(tǒng)框圖，其中波浪場型是被用來支持多傳送器傳送至相同接入點。
第21圖為依據(jù)本發(fā)明的接收器最佳處理及功率消耗框圖。
第22圖為協(xié)調(diào)其操作與傳送器的第21圖所示接收器框圖。
第23圖為依據(jù)本發(fā)明傳送接收器已知時序波狀的場型輪廓圖式。
第24圖為依據(jù)本發(fā)明的時線，其中碼元周期是具有12變量(也就是12碼片)，而被改變的參數(shù)是被4碼片固定。
第25圖為依據(jù)本發(fā)明的用于數(shù)個空間獨立信道的接收器框圖。
第26圖為依據(jù)本發(fā)明的接收器解碼鏈框圖。
第27至30圖是為分別對應第26圖中的節(jié)點A，B，D及E的振幅對頻率圖式。
具體實施例方式
本發(fā)明現(xiàn)在更詳細參考此后顯示本發(fā)明較佳實施例的附圖做說明。然而，本發(fā)明可以許多不同型式來具體化，而應不限于在此說明實施例來建構。當然，這些實施例被提供使此揭示可透徹及完整，且可完全傳達本發(fā)明范圍給熟練技術人士。片及全文的類似數(shù)字代表類似組件，而主要標記被用來標示替代實施例中的類似組件。
通信網(wǎng)路中，具有被預期用于特定通信裝置的源信號，且具有被預期用于操作于相同頻帶內(nèi)的其它通信裝置的源信號。亦具有噪聲源，其可制造不被用于通信但亦被通信裝置接收的信號。
為了促成譯碼源信號，盲信號分離被用來分離被通信裝置接收的信號。如上述，“盲”一詞是涉及理論上信號可不需得知信號本質或因信號及通信信道間的交互作用所發(fā)生的轉換即可被分離的事實。實際實施時，任何可取得的知識通常會被開發(fā)。此例中，信號分離是半盲。
三個普遍使用盲信號分離技術為主分量分析，獨立分量分析及單值分解。只要信號于某些可測量特性中為獨立，且若其信號累加彼此線性獨立，則一個或更多這些盲信號分離技術可被用來將獨立或預期源信號與該源信號混合物分離。該可測量特性通常為信號的第一、第二、第三或第四矩若干組合。
主分量分析可白化信號，使用第一及第二矩，并以相關聯(lián)特性旋轉數(shù)據(jù)組。若源信號的信號噪聲比很高，則信號分離處理可以主分量分析來停止。
若源信號的信號噪聲比很低，則獨立分量分析可以涉及源信號的第三及第四矩的統(tǒng)計屬性為基礎來分離源信號。因為源信號為高斯(Gaussian)，所以其第三及第四矩是視第一及第二矩而定。作為獨立分量分析及主分量分析的替代，單值分解可以其特征值為基礎將源信號與該源信號混合物分離。
典型方案是被描繪于第1圖，其中數(shù)個信號源20是傳送源信號22。源信號22是以與各信號源20相關聯(lián)所產(chǎn)生天線波束24為基礎被傳送于一方向。數(shù)個信號源20是包含第一信號源20(1)至第M個信號源20(M)。同樣地，各源信號被附上參考20(1)-20(M)，而對應天線波束是被附上參考24(1)-24(M)。更直接實施通常以全方向性天線場型或方向性天線場型型式被用于通信網(wǎng)路中。
用于通信裝置30的天線陣列32接收來自信號源20的源信號22線性組合(混合)。天線陣列32是包含數(shù)個天線組件34，各天線組件是提供來自信號源20的源信號22至少一線性組合(混合)。天線組件34是包含第一天線組件34(1)至第N個天線組件34(N)。
被接收信號源22(1)-22(M)最初被形成為混合矩陣36。通信裝置30是使用盲信號分離技術來決定可分離混合矩陣中的源信號的分離矩陣38。該被分離信號是通過參考數(shù)字39來表示。
通信裝置30通過采樣被接收源信號的聚集或結合而不需得知其特性來聯(lián)合擷取被天線陣列32接收的信號源混合物。各天線組件34的輸出與信道脈沖響應，也就是信號源20的輸出及天線組件34的輸出間的傳播路徑加上相加高斯噪聲回旋之后被模制為信號源22的累加。
可分離M個信號源20(1)-20(M)所提供的源信號的通信裝置30現(xiàn)在將參考第2圖被更詳細討論。天線陣列34包含可接收達M個源信號至少N個不同累加的N個天線組件34(1)-34(N)。天線陣列32不限于任何特定配置。天線陣列32可包含一個或更多天線組件34。例如將于更后面被討論者，天線組件34可被配置使天線陣列32得以形成相位陣列或切換波束天線。
收發(fā)器40是被向下游連接至天線陣列32以接收達M個源信號22至少N個不同累加。處理器42是位于收發(fā)器40的下游。即使處理器42被描繪與收發(fā)器40分離，處理器亦可被包含于收發(fā)器40內(nèi)。被收發(fā)器40接收的M個源信號22不同累加是被用來集結混合矩陣36?；旌暇仃?6接著通過處理器42內(nèi)的一個或更多盲信號分離處理模塊44，46及48來處理。
盲信號分離處理模塊包含一主分量分析模塊44，一獨立分量分析模塊46及一單值分解模塊48。這些模塊44，46及48可被配置為盲信號分離處理器49的一部分。主分量分析模塊44可以被接收源信號不同累加的第一及第二矩為基礎來操作，而獨立分量分析模塊46可以相同信號的第三及第四矩為基礎來操作。單值分解模塊48可以被接收源信號不同累加的特征值為基礎來執(zhí)行信號分離。
最初被主分量分析模塊44執(zhí)行的相關聯(lián)處理可針對源信號不同累加決定啟始分離矩陣38(1)，而獨立分量分析模塊46接著可決定加強分離矩陣38(2)來分離混合矩陣36中的源信號。若信號被單值分解模塊48分離，則分離矩陣38(3)亦被決定來分離混合矩陣36中的被接收源信號不同累加。
針對各分離矩陣38(1)-38(3)，被分離信號通過參考數(shù)字39來表示。被分離信號39接著接受信號分析模塊50的信號分析來決定何信號有用而何信號為干擾子。應用相依處理模塊52是處理來自信號分析模塊50的信號輸出。
決定何信號有用的決定并非一直涉及最后被譯碼的信號。例如，該應用可能需辨識干擾子并將其從被接收源信號不同累加擷取出，并接著饋送該被降低信號至波型譯碼器。此例中，有用信號為最終結束被拒絕者。
被饋送至主分量分析模塊44的信息是為信號xj的唯一累加。假設M個獨立分量的N個線性混合物x1，，xN被觀察為x1(t)＝α11s1(t)+…α1ksk(t)+...α1MsM(t)xj(t)＝αj1s1(t)+…αjksk(t)+...αjMsM(t)xN(t)＝αN1s1(t)+…αNksk(t)+...αNMsM(t)通常，收發(fā)器40并不知信道系數(shù)ajk及原始信號sk。上組方程式的矩陣標記可被縮小寫為x＝As，其中A為混合矩陣。統(tǒng)計模型x＝As亦已知為獨立分量分析模型。傳統(tǒng)技術嘗試找出信道反向s＝A-1x。
獨立分量分析模塊46決定分離矩陣W，而y＝W(As)＝Wx。向量y是為度量改變的未知順序的s子集。若所有信號均不可分離，則更多一般型式可為y＝W(As)+WN＝Wx+WN，其中附加N項是為因不可識別源的剩余噪聲。
獨立分量分析模型是為有生產(chǎn)力的模型，其意指其說明被觀察數(shù)據(jù)如何通過混合分量sk的處理來產(chǎn)生。獨立分量是為潛伏變量，意指其不能被直接觀察。同時，混合矩陣A被假設為未知。所有被觀察者是為隨機向量x，而A及s是以x為基礎來估計。
獨立分量分析的起點是假設分量sk為統(tǒng)計獨立。再者，假設獨立分量sk至多具有高斯分配之一。具有高斯分配限制的一信號由于高斯信號的第三矩為0，而第四矩在高斯信號之間不可分辨。為了簡化，未知混合矩陣A是被假設為正方形。因此，獨立分量數(shù)等于被觀察混合物數(shù)。然而，此假設有時可被放松。只要信號sk于某些可測量特性中為統(tǒng)計獨立，則分離矩陣W可被決定。
混合矩陣A的排序是決定有多少信號可實際被分離。例如，具有4個排序的混合矩陣意指4個源信號可被分離。理論上，混合矩陣A的排序應至少等于信號源M個數(shù)。排序愈大，可被分離的信號愈多。當源M個數(shù)增加時，則所需天線組件N個數(shù)亦增加。被討論于背景段落中的’170及’362專利案均揭示天線組件N個數(shù)等于或大于信號源數(shù)M個，也就是N≥M，否則，非盲信號分離的技術將被用來分離信號。
創(chuàng)造信號線性獨立累加的產(chǎn)業(yè)標準是使用N個不相關聯(lián)傳感器，也就是傳感器被彼此隔離至少一波長。該波長是以通信裝置30的操作頻率為基礎。N個傳感器空間上不相關聯(lián)，但極性及角度上相關聯(lián)。N個不相關聯(lián)傳感器是提供線性獨立信號累加，其中各傳感器是提供進入混合矩陣A的單入口。
為混合矩陣A創(chuàng)造源信號線性獨立累加的不同方法說明或闡述將最先參考第3圖作討論。簡短介紹之后，各方法將被更詳細討論如下。塊100是表示不相關聯(lián)傳感器，其中各傳感器提供對混合矩陣A的單輸入。塊102是表示相關聯(lián)天線陣列，其中該陣列是提供多輸入來集結混合矩陣A。塊104亦表示天線陣列，其中該天線組件的一部分是被相關聯(lián)，且該天線組件具有可集結混合矩陣A的不同極性。被塊100，102及104所提出的傳感器及天線陣列不同組合可被組合于塊106中以進一步集結塊116中的混合矩陣A。
說明圖第二段落是對被提供于第一段落中的天線配置提出加強。該加強是使源信號線性附加或替代累加被收集來進一步集結混合矩陣A。塊108是涉及天線場型仰角被改變來接收源信號附加累加的陣列偏向。塊116中的組合任一者均可被用于陣列偏向塊108中。
塊110中，路徑選擇是被執(zhí)行使被用來集結混合矩陣A的所有源信號累加均被相關聯(lián)(第一及第二矩)及/或統(tǒng)計(第三及第四矩)獨立。也就是說，入射信號被選擇性挑選來接收源信號新累加以取代不被相關聯(lián)及/或統(tǒng)計獨立的累加。塊110可被塊106及塊108中的組合任一者饋送。塊108及110可被直接饋送至混合矩陣塊116。
說明圖第三段落提出信號分割以進一步集結塊116中的混合矩陣。例如，塊112使用展開碼來分割不同累加信號。若累加信號具有k個展開碼，則特定累加信號可被處理來提供與此相關的k個累加信號。展開碼可結合塊106，108及110的輸出被施加。塊114將該不同累加信號分割為同相(I)及正交(Q)分量來進一步集結混合矩陣A。I及Q分量因此當做用于遺失矩陣的2乘數(shù)，且可結合塊106，108，110及112的輸出被施加。
說明圖的最后選擇被形成于塊116中的混合矩陣A。如說明圖所示，混合矩陣A可以上述塊任一為基礎被集結源信號不同累加。第一段落中的天線陣列配置優(yōu)點是小型天線陣列可被形成來集結混合矩陣A。第二及第三段落中的天線陣列配置優(yōu)點是N個天線組件，其中N小于源信號數(shù)M，可被用來以M個集結混合矩陣或源信號更多累加。
考慮被討論于說明圖中的天線配置，包含N個相關聯(lián)天線組件以接收M個源信號至少N個不同累加的天線陣列將被討論，其中N及M大于1。一實施例中，如第4圖所示，天線陣列為切換波束天線140。
切換波束天線140可產(chǎn)生包含方向性天線場型及全方向性天線場型的數(shù)個天線場型。切換波束天線140可包含一主動天線組件142及一對被動天線組件144。主動及被動天線組件142，144視預期應用而有所不同。參考美國專利申請案第11/065,752號以便更詳細討論切換波束天線陣列。此專利申請被指定給本發(fā)明目前受讓人，其內(nèi)容在此被并入其主體做參考。
各被動天線組件144包含一上半144a及一下半144b。被動天線組件144的上半144a經(jīng)由反應性負載148被連接至地面146。反應負載148為一可變電抗，其可通過使用乏時，傳輸線或交換從電容改變?yōu)殡姼?。通過改變反應性負載148，輻射場型可被改變。因為有兩被動天線組件144，所以可形成四個不同天線場型。三天線場型可被用來接收信號xj的唯一累加。第4場型為其它三個的線性組合，所以其不可當作混合矩陣A中的入口。因此，由于三個天線組件被使用，信號xj的三個唯一累加是被輸入混合矩陣A。切換波束天線的優(yōu)點是通過使用三組件142及144，排序3的混合矩陣可被支持。
如第5圖所示，另一實施例中，天線陣列包含使天線陣列得以形成相位陣列160的N個相關聯(lián)主動天線組件。相位陣列160是包含數(shù)個主動天線組件162，及被耦合至該主動天線組件的數(shù)個權重控制分量164。權重控制分量164可調(diào)整被接收信號的振幅及/或相位來形成組合波束。
分割器/組合器166及控制器168被連接至權重控制分量164。參考美國專利案第6,473,036號以便更詳細討論主動數(shù)組160。此申請案被指派至本發(fā)明目前受讓人，其內(nèi)容在此被并入其主體做參考。
主動組件162數(shù)量是支持具有相同排序的混合矩陣A。與使用被分隔超過一波長的不相關聯(lián)天線組件的傳統(tǒng)方法相較，即使M個源數(shù)等于主動組件N個數(shù)，也就是M＝N，因為主動組件162被空間及極性相關聯(lián)，所以主動數(shù)組100很緊密。
另一實施例中，混合矩陣排序可為K個，其中K＜N，使盲信號分離處理器49可將M個源信號的K個與混合矩陣分離。如以下更詳細討論，N亦可大于M。
切換波束天線140及相位陣列160中，其個別天線組件142，144及162間的距離是被設定促成有利后前比。此是因這些天線陣列正統(tǒng)使用是拒絕非預期信號(也就是后趨近)及強化預期信號(也就是前趨近)。
然而，為了建造混合矩陣，目標是創(chuàng)造不同信號累加。本申請案中的有用信號實際上可永遠低于干擾子而仍被分離。因為此蓄意明顯差異，天線陣列間的距離不需為特定分離。
天線組件可被進一步或更靠近一起以正統(tǒng)‘壞’前后比產(chǎn)生場型，且仍相當適用于混合矩陣。事實上，該場型于盲信號源分離應用中通常很優(yōu)越。該原因是使用良好前后比需追蹤信號方向以保持前端被指向預期信號及/或后端被指向干擾子。通過使用具各方向差異性的場型，但仍需明顯增益而無該信號追蹤。
天線波束可被定義具有從最大增益點向下3db點而提供信號接近至少一方向中的信號拒絕。同樣地，天線場型可被定義實質無從最大增益點向下3db點而并無信號接近任何方向中的信號拒絕。
許多應用中，此偏離組件間的特定距離可大大降低整個天線陣列尺寸。其它應用中，其可實際預期增加組件間的距離來減輕追蹤問題，但增加某些程度附加信號不相關聯(lián)。
另一實施例中，如第6圖所示，天線陣列180是包含用于接收M個源信號至少N個不同累加的N個天線組件。至少兩N個天線組件182a，182b被相關聯(lián)，且具有用于接收M個源信號至少兩N個不同累加的不同極性，N及M大于1。數(shù)組180中的其它天線組件184a，184b可被與天線組件182a，182b相關聯(lián)。即使被極化天線組件184a，184b另一對被描繪，這些組件仍另外具有相同極性。再者，這些組件彼此亦被不相關聯(lián)。
天線組件182a，182b的不同極性可彼此正交。另一配置中，天線組件182a，182b是包含一第三組件182c使三極性被支持來接收M個源信號的3不同累加。
以下討論支持使用極化來集結混合矩陣A。三不同極化天線組件182a，182b可接收三線性及獨立信號累加。如第7圖所示的x，y及z軸的定義及關系將被使用。例如，以下關系存在x＝Scos(θ)sin(φ)y＝Ssin(θ)sin(φ)z＝Scos(φ)簡化假設是信號具有線性極化，信號是線性獨立，且正交軸上各具有三線性天線組件。例如，天線組件182a位于x軸上，天線組件182b位于y軸上，而天線組件182c位于z軸上。
通過各放置三線性天線組件182a，182b，182c于正交軸上，數(shù)學是被簡化。實際配置中，天線組件182a，182b，182c不需為完全正交，其亦不需滿足于共同點。此假設的移除是使一般結論無效，而改變排序不足產(chǎn)生下的例子。
以下定義被施加，其中數(shù)字下標涉及信號1，2，3S1，S2，S3入射天線組件的信號；θ1，θ2，θ3信號的X，Y平面E域角度；φ1，φ2，φ2信號的Z軸E域角度；
Xx，Xy，Xz入射天線組件的信號累加點乘積。
因此，向量分量為xy z組件“x”10 0組件“y”01 0組件“z”00 1S1系數(shù)cos(θ1)sin(φ1)sin(θ1)sin(φ1)cos(φ1)S2系數(shù)cos(θ2)sin(φ2)sin(θ2)sin(φ2)cos(φ2)S3系數(shù)cos(θ3)sin(φ3)sin(θ3)sin(φ3)cos(φ3)采取各天線組件及信號的點乘積，(X·Y＝x1x2+y1y2+z1z2)可決定被累加于組件中的相對E域分量。這些值是被用來創(chuàng)造混合矩陣XxYyZz=cos(θ1)sin(φ1)cos(θ2)sin(φ2)cos(θ3)sin(φ3)sin(θ1)sin(φ1)sin(θ2)sin(φ2)sin(θ3)sin(φ3)cos(φ1)cos(φ2)cos(φ3)S1S2S3]]>其中detXxYyZz=]]>
-cos(φ1)sin(θ2)sin(φ2)cos(θ3)sin(φ3)-cos(φ2)sin(θ3)sin(φ3)cos(θ1)sin(φ1)-cos(φ3)sin(θ1)sin(φ1)cos(θ2)sin(φ2)]]>=cos(θ1)sin(θ2)sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)+cos(θ2)sin(θ3)cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)+sin(θ1)cos(θ3)sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)]]>-sin(θ2)cos(θ3)cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)-cos(θ1)sin(θ3)sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)-sin(θ1)cos(θ2)sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)]]>=cos(θ1)sin(θ2)sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)-sin(θ1)cos(θ2)sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)]]>+cos(θ2)sin(θ3)cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)-sin(θ2)cos(θ3)cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)]]>+sin(θ1)cos(θ3)sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)-cos(θ1)sin(θ3)sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)]]>=sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)[cos(θ1)sin(θ2)-sin(θ1)cos(θ2)]]]>+cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)[cos(θ2)sin(θ3)-sin(θ2)cos(θ3)]]]>+sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)[sin(θ1)cos(θ3)-cos(θ1)sin(θ3)]]]>=sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)sin(θ2-θ1)]]>+cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)sin(θ3-θ2)]]>+sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)sin(θ1-θ3)]]>排序不足情況現(xiàn)在將被討論。當決定等于0時，混合矩陣排序不足。此發(fā)生于以下例中
1)θ1＝θ2＝θ3‘x’及‘y’組件接收來自所有三信號的相同貢獻。
2)φ1φ2φ30 0 00 0 90°0 90° 090° 0 090° 90° 90°對另一排序不足例的表入口任何組合加180度。這些是發(fā)生于信號不被天線組件充分組合獨立累加時。
3)所有個別累加每1或2不等于0，但sin(φ1)sin(φ2)cos(φ3)sin(θ2-θ1)+cos(φ1)sin(φ2)sin(φ3)sin(θ3-θ2)+sin(φ1)cos(φ2)sin(φ3)sin(θ1-θ3)＝0此意指信號間的小分離實心角，幾乎等于信號極化，來自數(shù)組對側的被校準信號，或對兩組件產(chǎn)生相同能量位準的某些其它非常不可能偶然發(fā)生的信號入射。
如上述，說明圖第一段落是提出天線配置。包含不相關聯(lián)傳感器的上述天線配置，是可被以各種不同配置組合來提供M個源信號的被累加信號至混合矩陣。
現(xiàn)在參考第8圖，可分離M個信號源所提供的源信號的通信裝置200將被討論。天線陣列202包含可接收M個源信號至少N個不同累加的N個天線組件，N及M大于1。
N個天線組件包含可接收M個源信號至少N個不同累加的至少一天線組件204，及可接收M個源信號至少兩N個不同累加的至少兩相關聯(lián)天線組件206。該兩相關聯(lián)天線組件206被與天線組件204不相關聯(lián)。天線陣列可包含各種組合中的附加天線組件，其中該組件被相關聯(lián)，不相關聯(lián)及極化。
接收器210是被連接至天線陣列202用于接收M個源信號至少N個不同累加。盲信號分離處理器212被連接至接收器以形成包含M個源信號至少N個不同累加的混合矩陣214。該混合矩陣具有等于達至少N個的排序，而盲信號分離處理器212將預期源信號216與混合矩陣A分離。
說明圖第二段落提出對被提供于第一段落中的天線配置的加強。該加強是使源信號線性附加或替代累加被收集來進一步集結混合矩陣A。
一增強涉及可接收附加信號累加給混合矩陣A使用而不必添加附加天線組件的陣列偏向。陣列偏向是涉及控制方位角及/或仰角方向中的天線場型。
可使用天線陣列將M個信號源提供的源信號分離的通信裝置240現(xiàn)在將參考第9圖做討論。天線陣列242包含N個天線組件244，可產(chǎn)生用于接收M個源信號的N個不同累加的N個最初天線場型。天線陣列242亦包含可選擇一仰角控制器246，可選擇性改變該N個最初天線場型至少其中之一的仰角，以產(chǎn)生至少一附加天線場型使M個源信號的至少一附加不同累加得以被接收。
接收器248被連接至天線陣列242并使用N個最初天線場型來接收M個源信號的N個不同累加，且亦使用至少一附加天線場型來接收M個源信號的至少一附加不同累加。
盲信號分離處理器250被連接至接收器248以形成包含M個源信號至少N個不同累加及M個源信號的至少一附加不同累加的混合矩陣252。該混合矩陣具有等于達至少N個的排序加上使用附加天線場型來接收M個源信號的至少一附加不同累加數(shù)。處理器250可將預期信號254與混合矩陣分離。
通常，提供適用于增加混合矩陣排序的信號累加的任何天線陣列裝置均可使用偏向機構。該偏向將針對各天線陣列裝置產(chǎn)生兩不同及混合數(shù)組可用信號。因此具有使用此技術的兩倍乘法效果。
若陣列偏向是被分割為與天線連結的K個不同區(qū)域，各K個區(qū)域均可提供2獨立偏向區(qū)域及進入混合矩陣的入口。例如，若天線陣列可自行提供M個累加且具有K個不同偏向區(qū)域，則混合矩陣中的信號累加數(shù)可為2*K*N。
為了描繪參考第10圖，其中第4圖所示的切換波束天線100已被修改使天線波束可被向上或向下傾斜仰角。特別是，被動天線組件104的各上半104a’是經(jīng)由反應性負載108被連接至地面106。被動天線組件104的各下半104b’亦經(jīng)由反應性負載108被連接至地面106。被動天線組件104上的電抗是具有增長或縮短該被動天線組件的效應。電感負載是增長電容性負載并縮短被動天線組件104的電子長度。
天線波束依據(jù)電抗負載108上半104a’及電抗負載118下半104b’被向上及向下傾斜仰角。如第11圖所示，通過調(diào)整該比率，天線場型可指向上97或向下99。當天線場型仰角被調(diào)整接收混合信號時，至少一附加排序可被添加至混合矩陣A。使用陣列偏向，則不必增加天線組件N數(shù)，更多信號即可被接收給混合矩陣A。
此特定實施具有各被電抗118控制的2不同偏向區(qū)域。陣列的場型產(chǎn)生能力是為3獨立場型，因此可被用來創(chuàng)造混合矩陣的信號累加數(shù)為12(2*2*3)。
參考上述美國專利案第11/065,752號，其更詳細揭示如何調(diào)整天線波束仰角。陣列偏向技術可被施加至任何上述天線陣列實施例，或對地面交互作用敏感的任何其它天線陣列。
如第12圖所示，仰角控制器的另一實施例以被耦合至天線組件274的地面272的可控制射頻抑制線圈270。熟練技術人士可輕易理解，與天線組件274連結的天線場型通過控制射頻抑制線圈270被仰角移動。
以路徑選擇為基礎可分離M個信號源提供支持信號的通信裝置300將參考第13圖作討論。此為對被提供于說明圖第一段落中的天線配置及對上述陣列偏向的加強。通信裝置300包含一天線陣列302，包含可形成用于接收M個源信號至少N個不同累加的至少N個天線波束的N個組件304，N及M大于2。
控制器306被連接至天線陣列以選擇性形成至少N個天線波束。接收器組件308被連接至天線陣列302以接收M個源信號至少N個不同累加。盲信號分離處理器310被連接至接收器組件308以形成包含達M個源信號至少N個不同累加的混合矩陣312。
盲信號分離處理器310亦決定M個源信號不同累加是否為被相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立，而若否，則與控制器306共同操作來形成可接收M個源信號新不同累加的不同波束來取代混合矩陣312中不被相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立的M個源信號不同累加。預期源信號314接著被與混合矩陣312分離。
瑞克(rake)接收器是為一種被設計用來計算多路衰落效應的無線接收器。其通過使用各被些微延遲的若干獨立接收器來調(diào)諧各多路分量來達成此。其可被大多數(shù)無線存取網(wǎng)絡類型存取。已發(fā)現(xiàn)調(diào)制展開碼類型的特別利益。其選擇特定入射信號路徑的能力使其可當作改變被饋送至盲信號分離處理的路徑的一裝置。
熟練技術人士可輕易理解，如上述選擇性形成N個天線波束可被應用至所有無線存取網(wǎng)絡。針對碼分多址(CDMA)系統(tǒng)，接收器組件308包含N個瑞克接收器316。各瑞克接收器316包含可針對被連接至此的各天線組件所接收的M個源信號不同累加選擇k個不同多路分量的k個耙指。此配置中，盲信號分離處理器310被連接至N個瑞克接收器316來形成混合矩陣312?；旌暇仃?12包含達M個源信號至少N個不同累加的至少kN個不同多路分量，而該混合矩陣具有等于達kN個的排序。
特別是，當碼分多址波型傳遞時，其通常遭遇從來源至目的地的多路徑。瑞克接收器316特別被設計用來捕捉若干這些個別例并將其組合用于更強力信號譯碼。當原始信號沿各路徑傳遞時，其特性通過路徑唯一特性來修正。某些情況中，被接收信號的相關聯(lián)及/或統(tǒng)計特性的修正將大得足以使其可被視為分離信號流。修正瑞克接收器316可被用來擷取各被修正流并將其當作對混合矩陣312的唯一入口饋送。雖然此增加排序的裝置并非永遠可得，但當其最可能被需要時，其于高多路環(huán)境中容易取得。
如參考第13圖所討論者，雖然瑞克接收器316可開發(fā)不同路徑，但更多可應用至任何調(diào)制技術的一般方法者為波束形成。因為波束形成被用于預期信號環(huán)境及預期信號拒絕，所以此不同于瑞克接收器316。然而，該差異被拒絕信號可實際為被預期用于接收器的另一版本。然而，接收器組件308必須偵測相同信號的若干這些這些唯一傳遞路徑版本以便建造混合矩陣312至充分排序。
說明圖的第三段落提出可進一步集結混合矩陣A的信號分割。一方法中，累加信號使用展開碼來分割。另一方法中，累加信號是使用I及Q模塊來分割。
使用展開碼的信號分割現(xiàn)在將參考第14圖來討論。被描繪通信裝置400包含一天線陣列402，包含可形成用于接收M個源信號至少N個不同累加的N個天線組件404。編碼縮頻器406被連接至N個天線組件404以譯碼該M個源信號至少N個不同累加。N個不同累加各包含可提供與此連結的M個源信號k個不同累加的k個編碼。
接收器組件408是被連接至編碼縮頻器406以接收M個源信號至少kN個不同累加。盲信號分離處理器410是被連接至接收器組件408來形成包含M個源信號至少kN個不同累加的混合矩陣412?；旌暇仃?12是具有等于達kN個的排序。盲信號分離處理器410可將預期源信號414與混合矩陣412分離。
視被接收信號的調(diào)制而定，上述信號分割可被用于增加混合矩陣A的排序而不會增加天線組件數(shù)N。CDMA IS-95，CDMA2000及WCDMA是為展開碼被使用的展開碼頻譜通信系統(tǒng)示例。常用線程是唯一碼被以各信號處理于更大頻帶上展開數(shù)據(jù)。
相同展開碼被以被接收信號累加(預期信號，非預期信號及未知噪聲源)來處理。此使預期信號被再建構回到其原始頻寬，而干擾子于寬帶上被展開。
上列CDMA實施實際上是具有同時使用相同頻帶的許多信號流。各信號流使用理論上與所有其它者正交的編碼。若此條件于譯碼器處被滿足，則其意指僅有用信號將被解展頻。若該累加第K個信號編碼被用于解展頻，則最終被接收信號累加xk將大部分由增加振幅sk項及未改變或較低值k-1項所組成。
碼分多址信號之間通常有某些相關聯(lián)，所以干擾信號是與預期信號一起某程度地被重建。此通常因各信號所經(jīng)歷的延遲及信號多路發(fā)生所致。某些非預期信號，特別是碼分多址者將增加值。該增加不會如預期信號般明顯，但其仍會增加全部噪聲值而降低信號噪聲比。
解展頻信號方程式及信號本身型式是滿足盲信號分離處理準則。事實上，若展開碼之一被個別施加給通信裝置400所接收的已知信號，則可獲得滿足獨立分量分析模型要求的個別累加。
因此，具有與已知編碼一樣多的用于混合矩陣的列入口，當然假設其各產(chǎn)生線性獨立顯著值。正確環(huán)境下，此將增加混合矩陣至大于編碼數(shù)的一值。例如，N個天線組件及M個編碼可提供N個M個矩陣列。
為了描繪，3編碼是被假設已知，而該3已知編碼信號是保留其正交性。編碼縮頻器406中，混合矩陣A是具有各因天線流于各流被該3已知編碼解展頻之后的上3列及下3列。不在對角0值是因為編碼的正交性。欄入口4，5及6是用于相同指針未知信號一般例。
x1x2x3x4x5x6=a1100a14a15a160a220a24a25a2600a33a34a35a36a4100a44a45a460a520a54a55a5600a63a64a65a66s1s2s3s4s5s6]]>對應欄入口4，5及6的信號可為已知編碼的其它路徑版本，或已知編碼的其它胞元信號。同時，一信號可為高斯而另一信號是為服從中央限制定理使其類似單高斯信號，如讓渡4信道的碼分多址信號組。也就是說，非隨機信號的充足量將相加為高斯信號。干擾子可為非高斯信號源或網(wǎng)絡未知的至多一高斯信號。
解展頻編碼縮頻器406中的已知編碼之后，盲信號分離處理器410可接收排序為6個的混合矩陣412。因為3個編碼已知，6個的排序是以2個天線組件成上3個因子而被導出。
6個信號被施加至盲信號分離處理器410，其中具有排序為6個的混合矩陣412被形成。盲信號分離處理器410可僅從信道x＝As修正的被接收信號決定分離矩陣W。所述例中，6個信號可分離。
盲信號分離處理器410可選擇將被譯碼的信號。例如，干擾信號可被降落，而預期信號所有版本均被選擇。被選擇信號被施加至解調(diào)器模塊來解調(diào)。解調(diào)器使用可組合相同信號多路版本的熟知等化技術。
較一般例中，為了簡化，以上顯示為0的不在對角值實際上可為非零值。當被編碼信號間的相關聯(lián)特性不完美時，此將為更有用例。此可表示各被分離信號的附加噪聲。然而，如先前顯示，矩陣排序足以分離這些信號，所以其值于盲信號分離處理之后將被明顯降低。此導致噪聲降低，信號噪聲比增加，及Shannon定律所指出的信道容量增加。
現(xiàn)在參考第15圖，增加混合矩陣A排序而不增加天線組件數(shù)N個的其它方法將被接收混合信號分離為I及Q分量。相干射頻信號的I及Q分量為振幅相同但相位被分離90度的分量。
通信裝置500包含一天線陣列502，包含可接收M個源信號至少N個不同累加的N個天線組件504。各I及Q模塊506是位于各天線組件504下游，用于分離被接收的M個源信號的各N個不同累加者為I及Q分量組。
接收器組件508是位于各I及Q模塊506下游以便接收M個源信號至少N個不同累加的至少N個I及Q分量組。盲信號分離處理器510是位于接收器組件508下游以形成包含M個源信號至少2N個不同累加的混合矩陣512。各I及Q分量組是提供對混合矩陣512的2個輸入?；旌暇仃?12是具有等于2N個的排序，而盲信號分離處理器510可將預期源信號514與混合矩陣512分離。
天線組件502下游的各I及Q模塊506之一被描繪于第16圖。被接收于天線組件502處的混合信號是被一對混合器520分割。I及Q分量通常是通過相同參考信號90度相位差被施加至的兩同步偵測器轉換中頻(IF)信號為另一頻率范圍來產(chǎn)生。同時，I及Q信號可保存被包含于中頻信號中的相位信息，藉此促成具有正頻率的信號與具有負頻率的信號有所不同。
通過分離被接收混合信號為I及Q分量，混合矩陣大小是增加因子2。只要I及Q分量被以不同數(shù)據(jù)流編碼，則被接收于任何天線組件的混合信號可被分割為兩不同混合信號。
不同編碼例中，調(diào)制本性必須被分析來決定I及Q是否滿足線性要求。例如，針對全球行動通信系統(tǒng)(GSM)顯示，當高斯最小位移鍵控(GMSK)編碼被適當使用濾波時，其可被假設線性，而被處理于接收器中時，其宛若雙相移鍵控(BPSK)編碼。一旦雙相移鍵控滿足盲信號分離處理要求，則所說明的I及Q處理可被使用。
I及Q分量可被任何上述天線陣列實施例用來集結混合矩陣A。當I及Q被使用時，混合矩陣A可被集結宛若2倍天線組件數(shù)被使用。另一例可使用被與不等極化(2*2因子)不相關聯(lián)的2個天線組件(2個因子)，及與I及Q分量(2*2*2個因子)組合使8個獨立混合信號累加得以被產(chǎn)生。
此機構亦可被天線陣列偏向技術來創(chuàng)造更多信號累加。這些累加各亦依序被分離為I及Q分量。
本發(fā)明另一特征是有關可發(fā)展相同射頻信道多重使用的多輸入及多輸出(MIMO)天線技術。干擾消除的接收器處理技術可通過發(fā)展場型分集來最小化所需天線數(shù)，而非使用天線分集來達成增加信號發(fā)送強度及對應數(shù)據(jù)速率。
天線陣列于其接收器路徑中具有一可改變權重。當這些權重被改變時，接收天線場型被修正。通過使用類似這些盲信號分離良好證明的技術，預期信號可從包含來自若干干擾子的信號的接收器數(shù)據(jù)被擷取。
如第17圖所示，無論場型如何被形成，用場型分集來替代多輸入及多輸出實施的接收結構中的天線分集是有可能。K個場型數(shù)理論上等于N個天線組件數(shù)。然而，K個場型可被產(chǎn)生具有L個天線組件，其低于先前技術所需的N個天線組件。類似既存天線陣列多輸入及多輸出實施，M個及K個僅于所有被傳送M個空間信道均可被K個接收器場型辨識的示例中才相等。因為此通常為僅用于固定傳送器及接收器例，所以需超額接收器場型或傳送器場型來達成K個或M個空間增益最小化。多使用者偵測處理技術被用來將數(shù)據(jù)信道從接收器系統(tǒng)中分離出。所有上述建造混合矩陣的方法可被當作此實施部分。
本發(fā)明另一特征是有關碼元間干擾(ISI)。使用富利葉轉換來降低碼元間干擾的限制通過第18圖所提供的配置提出。以下塊被添加在傳輸側上來改良降低碼元間干擾的富利葉轉換方法Viterbi編碼，重復/穿插及塊冗余交錯已被添加于傳輸側。接收側上，以下塊是被添加盲信號分離干擾移除，塊去交錯，去重復/去穿插及Viterbi解碼。
“Viterbi編碼”是具有可克服數(shù)據(jù)譯碼處理誤差的強力冗余。如渦輪編碼的編碼替代型式亦可應用。“重復或穿插”可促成源數(shù)據(jù)速率及被傳送數(shù)據(jù)速率間的數(shù)據(jù)塊匹配。“塊交錯”可將依序抵達源數(shù)據(jù)隨機化來最大化可改良傳送信道情況回復的適當解碼機率。此會于可將數(shù)據(jù)流從遠較塊誤差有效的隨機分配誤差回復的Viterbi譯碼器之前，通過分配該塊誤差來引進因如嚴重衰落所造成的塊誤差。“盲信號分離干擾移除”可于轉換為時域之前降低信號為預期信號。
假設最終頻域信號具有未必為同調(diào)的已知統(tǒng)計特性，則處理非同調(diào)分配(PAR位準)的最佳方法是添加非線性匹配器(用于等化跨頻率的信號位準)于快速富利葉轉換輸出處，及添加反向轉換于反向快速富利葉轉換輸入處。
此外，此信號通常于理想情況中被調(diào)制及被聚集入傳送頻率，所以添加入調(diào)制器，向上轉換器及向下轉換器，解調(diào)器可完成該圖像。被傳送波型間的邊界處具有非連續(xù)性。此可以若干方式來減輕。一者可被添加保護帶于波型間，其中曲線被內(nèi)插于波型之間以最小化所產(chǎn)生的頻率分量。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是有關支持層空間通信的場型分集。現(xiàn)在參考第19圖，較佳實施例中，傳送器是以分時基礎來改變各分層空間的功率位準。該流因而抵達具各功率位準的接收器處，其提供被接收信號適當差異來集結適用于盲信號分離處理的矩陣。因為所有功率調(diào)整均被達成于傳送器處，所以接收器處的L個天線組件數(shù)為1，而接收器處不需場型產(chǎn)生硬件或軟件組件。
此方法亦提出先前技術，其中抵達信號間的小角度差對創(chuàng)造足夠分辨信號的場型輪廓。
另一實施例中，具有非來自預期傳送器的明顯干擾子。若具有單該干擾子，則其及改變預期傳送器波前之間差異將足以使盲信號分離處理分離所有信號。若具有一個以上明顯干擾子，則矩陣排序可能不足。系統(tǒng)效能可通過創(chuàng)造接收器處的附加場型改變來改良。雖然此偏離較佳實施例，旦其仍需較之前明顯少場型而較少牽涉接收器處的實施。
另一實施例中，數(shù)個數(shù)據(jù)流是被累加一起經(jīng)由功率放大器經(jīng)由單天線組件來傳送。分時基礎上，被累加信號間的相對功率位準以適用于接收器處盲信號分離譯碼的方式來改變。此方法優(yōu)點是組合信號中的各信號流是經(jīng)歷相同傳遞路徑效應，其意指相對信號關系可被維持于傳送器及接收器之間。此提供接收器處非常強力解碼情況。
此概念可度量，其中若干信號個別累加可經(jīng)由不同天線組件來傳送。強力信號分離可與多路分集增益及/或空間容量增益來獲得。為了提出理論上為固定的峰值對平均信號功率比訊息，被累加信號功率可以維持近似固定功率位準的方式來調(diào)整。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是有關支持多同時傳送器的波浪場型?，F(xiàn)在參考第20圖，傳送至接入點的數(shù)個裝置是調(diào)制其射頻場型。預期接入點及非預期接入點將接收被傳送信號的不同功率位準版本。此提供盲信號分離分離信號所需信息。
該調(diào)制可如改變被傳送功率般簡單。此可獨立場型輪廓來達成，所以全方向性，被分扇區(qū)或甚至波束成型場型均可被使用。如改變傳送波束孔徑視線的視線亦可被使用。
最有效方法是具有使用被校準時隙的傳送器。該時點可通過使用裝置中的內(nèi)部頻率，或向上同步至接入點所傳送的通用時間標記來設定。若信號抵達于接收器時不校準，則盲信號分離分離信號的能力下降。校準可通過決定至裝置的距離或測量時間延遲來調(diào)整。時點提前或延遲技術接著可通過接入裝置來使用。
假設信號接收增益改變被是他們?yōu)槟繕说拿ば盘柗蛛x裝設接入點及其它例干擾子使用，則校準適當接收器可能改變。若無整個網(wǎng)絡坐標，則預期接收器應被校準。若具有整個網(wǎng)絡坐標，則測量可能顯示最佳方法是使信號較容易移除干擾子，而仍提供充分校準分離于預期接收器處。
若具有不使用射頻功率位準調(diào)制技術的其它信號源，則正統(tǒng)信號拒絕技術可被使用?？商娲?，接收器可使用場型或其它裝置來增加盲信號分離適當矩陣的排序。即使后者裝置被使用，被導出矩陣信息的程度亦會大大降低被實施于接入點接收器處的支出。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是有關調(diào)整最佳處理及功率消耗的盲信號分離射頻譯碼。不需被分離來譯碼有用流的信號數(shù)被降低。通常，譯碼矩陣排序可決定將被分離的最顯著信號數(shù)，而其余信號是被視為噪聲。此值必須于將被譯碼信號的最小包含內(nèi)?？赡茌^高最小值需降低噪聲分量，使信號噪聲比得以促成可接受解碼誤差率。
第21圖是描繪僅操作的接收器實施。第22圖為第21圖的超集，且亦包含從傳送器至接收器的數(shù)據(jù)及選擇性從接收器至傳送器的數(shù)據(jù)。
若選擇填充矩陣超過操作所需排序，則天線陣列控制可降低被使用的選擇數(shù)。來自可取得組的某些選擇可能較其它者更理想，而最佳選擇可促成較低矩陣排序。此組可通過檢視來自各種選擇與其它選擇比較的信號，通過試誤法技術(如比較被使用及不被使用選擇k個的結果)，或通過情況及結果歷史追蹤來決定。所使用的何方法或方法組合亦可以有效假定已知條件及歷史證據(jù)為基礎來決定。
當裝置已知位于來自若干源的顯著信號范圍內(nèi)，如發(fā)生于涵蓋重迭區(qū)域中，則最高功率信號可被預期來自明顯不同方向。該選擇應被挑選來提供這些方向中的顯著信號差異。
關于編碼，誤差修正編碼決定可被容許于原始譯碼流中的誤差率。因為原始誤差率亦為矩陣填充選擇的子集合函數(shù)，所以這些設定之間具有置換關系。編碼器及譯碼器間的反饋及控制回路可被用來選擇最佳相互設定。
若接收器被發(fā)現(xiàn)不處于功率受限情況中(如線電壓功率)，則譯碼器可增加其矩陣排序。此可被用于若干目的。較高排序可降低噪聲，其降低信號噪聲比，其依序降低誤差率。被降低噪聲可被用來增加傳送數(shù)據(jù)速率，降低誤差修正編碼或改良整個鏈接可靠性。
轉移矩陣填充負擔至接收器亦可降低傳送器上的負擔，其可被探究該兩者間是否具有控制回路。相反地，使用電池的裝置可嘗試轉讓排序創(chuàng)造增加至更強力供應裝置。
通過改變時點設定，最強力操作是需譯碼矩陣針對每個碼元被再計算。然而，同調(diào)時間通常超過碼元數(shù)，使僅需測量些許較該同調(diào)時間為快的速率。降低解碼矩陣決定發(fā)生將節(jié)省功率及處理器支出。監(jiān)視從一發(fā)生至另一發(fā)生的矩陣改變被用來決定解碼矩陣有多頻繁被再計算。寬帶系統(tǒng)中，子信道通常具有個別同調(diào)時間。各子信道可具有其自我譯碼矩陣及相關測量速率。此消除以最快所需速率再計算一非常大解碼矩陣的需要。通常，子譯碼矩陣的測量累加會小于使用一大者。
關于場型傳送，若源創(chuàng)造場型，則接收器可調(diào)整其矩陣填充接收選擇來提供充足矩陣排序。接收器可將其值建立在被傳送器通知的其傳輸特性信息，被接收流及被譯碼數(shù)據(jù)測量，或與源的轉讓設定上。轉讓例中，源的資源限制亦可被考慮，所以任何人均可假設較高負擔以便卸下另一個。
有關矩陣解決技術，譯碼矩陣通常不會從一計算改變踏多至下一個。因此，先前值可被當作解決方案迭代決定的種子，其為小于從零決定的處理器密度。當矩陣大得可開始時，迭代譯碼甚至于解決方案被決定自未知狀態(tài)時通常較快。此為解決大排序，完全填滿矩陣。
通常，以上所有組合可視可用分量，修正編碼位準，合適地設備及影響合理操作的其它因子。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是支持有效區(qū)域涵蓋。針對場型傳輸，基本概念是使用架構地址處的被分扇涵蓋場型。被使用實際扇區(qū)數(shù)隨容量需求及相關成本因子而有所不同。實際實施可能從單扇區(qū)改變?yōu)槿魏未髷?shù)量。扇區(qū)本身可被再細分方位角或仰角或方位角或仰角平面。使用分扇的關鍵利益是其減輕依照波束成形方法追蹤鏈接另一端處的裝置的需求。保留一扇區(qū)涵蓋區(qū)域給另一個被降低為正統(tǒng)交換情況。
先前技術使接收器產(chǎn)生適用于盲信號分離處理的場型改變。相對地，傳送器使用技術使適當盲信號分離譯碼器環(huán)境至少部分存在。某些實施中，其意指接收器不必產(chǎn)生任何波浪場型。其它實施中，其意指波浪場型數(shù)被明顯降低。
一實施例是用于一傳輸點。此實施例提出不知區(qū)域中其它傳輸源是否亦操作的情況。參考第23圖，傳送場型輪廓是于接收器已知時序中被做成波浪。
傳送場型中的改變是被定時以符合傳送碼元分支。除了孔徑視線移動之外，場型輪廓是針對時隙被改變及保持固定。因此，平均區(qū)域并不明顯改變，而無預見追蹤訊息要應付。
接收器將經(jīng)歷因改變傳輸輪廓所產(chǎn)生的波前功率位準改變。盲信號分離矩陣將被集結不同相對增益值處的各信號流差異。
若被接收重要信號均來自使用波浪信號發(fā)送的一個或更多傳送器，則接收器僅于各場型改變其間采用樣本，并使用最終數(shù)據(jù)來集結矩陣用于盲信號分離。
若具有使用波浪信號發(fā)送的傳送器混合及不使用它的其它者，則接收器可使用正統(tǒng)信號分離技術來解釋它們。例如，如波束形成及多使用者偵測的方法可被使用。然而，盲信號分離方法通常更強力。實施時，接收器可執(zhí)行場型變形并產(chǎn)生足夠附加場型來增加將被分離的信號數(shù)以上的盲信號分離矩陣排序。
例如，針對盲信號分離譯碼器實施，若具三信號的三輪廓被傳送器傳送且有兩其它信號被接收，則接收器必須產(chǎn)生至少兩輪廓對彼此分離干擾子。此為若傳送器不產(chǎn)生其自我組時小于所需的三輪廓，所以接收器上的實施負擔永遠被降低。
若傳送器正沿著單路徑傳送單流，則場型輪廓組不需旋轉或相異。此是因被偵測于接收器處的信號相對于所有其它被接收信號被改變。因此，傳送器可使用簡單功率改變整個場型而不需改變輪廓外型。只要一其它流被累加于接收器處，即使一者振幅固定，盲信號分離均可將其分離。此是因功率高頻振動源提供其操作所需改變所致。若一個以上其它流被接收，除非接收器本身使用其它分離裝置或具有其自我波浪場型產(chǎn)生能力，否則其似乎可當作對盲信號分離的單分組干擾子。
接收模式中的場型傳送器現(xiàn)在將被討論。因為多場型輪廓的盲信號分離處理是為信號分離的優(yōu)良方法，所以被用來產(chǎn)生傳送場型的相同技術亦可被用來產(chǎn)生多接收器值。當傳送已被支持時，盲信號分離接收僅有成本因子是為盲信號分離處理支出。
使用者設備接收器反饋至傳送器現(xiàn)在將被討論。雖然并非嚴格需要，來自使用者設備接收器的反饋信息可被用來改良整個鏈接操作。例如，接收器可決定場型輪廓中的各改變提供有用數(shù)據(jù)的程度。此信息是被反饋至傳送器。傳送器接著可調(diào)整其操作來改良鏈接，使用較少功率，或對其他通信鏈接產(chǎn)生較少干擾。某些調(diào)整可為各場型被使用何序列及碼元傳送進程期間有多少改變(也就是從M至N輪廓改變)。每碼元的輪廓改變調(diào)整將必須被傳送至接收器以求最佳效能。
第二實施例涉及已知使用上述方法的多傳送點。多傳送器地址的接收器操作基本上與單地址相同。該差異是各傳送器所產(chǎn)生的場型可于接收器處被計數(shù)來做盲信號分離。
然而，更強力操作可通過接收來自網(wǎng)絡有關被協(xié)調(diào)傳送參數(shù)的信息來獲得。例如，依序規(guī)定所需場型數(shù)的矩陣排序可被調(diào)整。當可取得時，接收器的場型產(chǎn)生可每此信息被調(diào)整。網(wǎng)絡寬無線資源管理可使用被反饋至使用者設備的信息來建立網(wǎng)絡寬場型使用，指向，功率位準及時點。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是有關盲信號分離及場型波動來協(xié)助碼分多址信號分離。針對盲信號分離演算來有效分離信號，xi接收信號必須以與各信號連結的相對不同加權因子來聚集被接收于天線處的信號。此可被達成于傳送器，接收器或兩者位置。不論該加權因子是否被改變于傳送端或接收端，其均可每碼片或鄰近碼片組作改變?；疽笫蔷奂盘柋幻看a元調(diào)整至少如有被分離信號一樣多。
第24圖顯示碼元被改變12次(12碼片)頻率的例。被改變參數(shù)是被固定用于4碼片。每碼元三變量隱喻三不同信號可被與該聚集被接收信號分離。
若傳送器正沿著單路徑傳送單流，則場型輪廓組不需旋轉或相異。此是因被偵測于接收器處的信號相對于所有其它被接收信號被改變。因此，傳送器可使用簡單功率改變整個場型而不需改變輪廓外型。只要一其它流被累加于接收器處，即使一者振幅固定，盲信號分離均可將其分離。此是因功率高頻震動源提供其操作所需改變所致。若一個以上其它流被接收，除非接收器本身使用其它分離裝置或具有其自我波浪場型產(chǎn)生能力，否則其似乎可當作對盲信號分離的單分組干擾子。
雖然并非嚴格需要，來自使用者設備接收器的反饋信息可被用來改良整個鏈接操作。例如，接收器可決定場型輪廓中的各改變提供有用數(shù)據(jù)的程度。此信息是被反饋至傳送器。傳送器接著可調(diào)整其操作來改良鏈接，使用較少功率，或對其他通信鏈接產(chǎn)生較少干擾。雖然有許多改變功率輪廓方法，但某些調(diào)整可為各場型被使用的何序列；碼元傳送進程期間有多少改變；及如何調(diào)制及高頻振動功率至各鏈接。每碼元的輪廓改變調(diào)整將必須被傳送至接收器以求最佳效能。
實際功率放大器最佳用于其線性操作范圍中。有了大峰值對平均功率比率，線性操作的操作范圍被降低而產(chǎn)生功率放大器的被降低線性動態(tài)控制范圍，及傳送器及接收器間的降低操作距離。當功率為被使用的傳送參數(shù)時，此考慮可通過若干方法來減輕。
這些方法包含當一個以上散熱器被相同放大器供電時，盲信號分離改變可被以所有信號功率和維持固定的方式同步化。也就是說，某些傳送增加是被其它減少抵銷。若功率被以接近碼片速率的值調(diào)制，則超額功率可通過將儲存組件與被感應的較小鏈波分離來吸收。超額功率可被轉移至分散負載。
二或三因次場型可通過若干傳送及接收天線裝置來創(chuàng)造，包含調(diào)整相位陣列天線的延遲及功率位準；具可交換負載的寄生天線組件；產(chǎn)生場型偏向的功率平面負載改變；組件或反射器的機械移動；及任何上述組合。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
本發(fā)明另一特征是有關用于多空間獨立信道的單接收器。切換寄生天線可被與高速數(shù)字轉換器及向下轉換器耦合以提供多空間獨立信道至基帶處理結構。多空間獨立信道是通過使用單低噪聲放大器(LNA)，混合器，本地振蕩器(LO)，低通濾波器(LPF)及模擬數(shù)字轉換器(ADC)來提供。
以此技術所獲得的多空間獨立信道可以許多方法來處理。例子可包含同調(diào)組合，盲信號分離或多輸入多輸出接收處理。
該系統(tǒng)原理是被說明如下及連結第25圖。較佳實施例包含切換分量進入電感器及電容器的單天線陣列。帶通濾波器限制被呈現(xiàn)至低噪聲放大器的頻帶及總射頻功率。低噪聲放大器并非僅為用于被接收信號的低噪聲放大器?；旌掀骷氨镜卣袷幤飨蛳轮C調(diào)該射頻信號至中頻或基帶直流。任一實施可與后端處理兼容。
天線交換，可選本地振蕩器交換及解多任務器交換均通過相同數(shù)字序列產(chǎn)生器來驅動，使N個信號信道可從N個天線分集模式被制造出。此產(chǎn)生從混合器至呈現(xiàn)至低通濾波器及模擬數(shù)字轉換器的單信道射頻輸出。
無圖式的模擬數(shù)字轉換器是與可驅動天線模式的相同數(shù)字序列產(chǎn)生器，可選本地振蕩器及解多任務器同步?？紤]具有載波頻率Fc及調(diào)制頻寬B的一信號，解多任務器可當作以用于脈搏形狀的脈沖的向下采樣操作。針對具N個組件的數(shù)組，模擬數(shù)字轉換器的采樣頻率必須至少2*N個*B。因為每N個樣本僅一個被呈現(xiàn)至基代處理器中的解調(diào)器鏈接，所以N個為必要。2*B是滿足Nyquist采樣定理所需。因此，此系統(tǒng)所接收的信號頻寬亦被裝置交換速度限制。
解多任務器可交替樣本及BBP內(nèi)的各N個平行解調(diào)器電路。樣本分配方案必須不在組中而為連續(xù)分配。例如，若有三個天線分集選擇(左，右及全方向)，則N＝3。來自模擬數(shù)字轉換器編號1，2，3，4，5，6，7，8，9，10，11，12的樣本將被分配如1，4，7，10至第一解調(diào)器鏈接；2，5，8，11至第二解調(diào)器鏈接；而3，6，9，12至第三解調(diào)器鏈接。
如上述，解調(diào)器可為同調(diào)組合，盲信號分離或任何兩共同多輸入多輸出解調(diào)技術。此可為單解調(diào)電路的N個例證或預期N個空間獨立信道的一組合。同調(diào)組合可為軟式?jīng)Q定加權或硬式?jīng)Q定操縱。某些實施限制是被討論如下。其包含信號噪聲比(SNR)考慮，噪聲指數(shù)，阻抗匹配及被接收信號功率。
若你假設天線陣列具有被匹配至被接收信號的頻寬，則帶中信號噪聲比維持相同。然而，與傳統(tǒng)數(shù)組相較下，帶中信號能量已被降低N2個因子。
因為低噪聲放大器是為天線陣列之后信號路徑中的第一有效組件，所以當切換數(shù)組以PIN二極管開始時，噪聲指數(shù)并非重要考慮。因為解多任務器之后各信道是接收1/N信號功率，所以低噪聲放大器增益要求是被增加10log10N來保持混合器輸出處的可比較信號振幅。
不同天線組件間的交換會引進阻抗匹配特性改變。此并非永遠具有如被直接連接至射頻路徑的“主動”天線組件的天線實施例。其它“寄生”天線組件僅影響射頻路徑。
可與某些多輸入多輸出及其它平行路徑傳送方案兼容的替代實施例，是整合調(diào)諧本地振蕩器為不同載波頻率及交換為不同天線陣列分集模式。此可達成彼此同步或獨立。其仍必須同時發(fā)生，但各狀態(tài)(數(shù)組模式對載波頻率)不需維持同相。
此可為接收802.11g+波型，其中兩規(guī)則802.11g波型是被傳送于兩平行不同在波上的有用實施。此例中，你可交替于本地振蕩器上的上及下載波頻率之間及不同場型中，交替不同天線陣列分集模式。
混合器可被設定向下轉換射頻波型至中頻或至基帶直流。此改變某些模擬數(shù)字轉換器采樣要求。蓄意化名及其它技術可于采樣下執(zhí)行中頻且仍可回復預期信息內(nèi)容。
此方法亦考慮接收及傳送功能的天線雙重使用。針對某些衛(wèi)星接收應用，并不需要傳送功能。針對接收及傳送并非同時的分時雙工系統(tǒng)(如WLAN，WiMAX，WCDMA-TDD，TD-SCDMA等)或非時雙頻雙工系統(tǒng)(如GSM/GPRS)，當傳送模式可被考慮獨立時，接收天線可被復用。針對全雙工系統(tǒng)(如CDMA2000或WCDMA-FDD)，傳送功能可通過獨立天線來完成。任何這些空氣接口均可使用任何賦能解調(diào)器技術(同調(diào)組合，盲信號分離，多輸入多輸出)。
本發(fā)明另一特征是有關被施加至碼分多址接收器處理的盲信號分離。天線組件間充分分離的天線陣列是適用于饋送譯碼鏈接?？扇〉梦墨I調(diào)查指出通常此為熟練技術人士所相信者。
其它文獻是討論被稱為單天線干擾消除(SAIC)技術。這些使用盲信號分離者是需調(diào)制被相關聯(lián)及或統(tǒng)計獨立I及Q分量來創(chuàng)造排序2矩陣。因此，這些譯碼器可分離一干擾子及預期信號。若有兩干擾子，則既存單天線干擾消除技術并非可變。其稱作此為使用“虛擬”第二天線。
先前技術可通過既存技術裝置獲得信號獨立累加，及通過不呈現(xiàn)被探究于文獻中的其它方法來改良。雖然I及Q裝置可實施于某些無線存取網(wǎng)絡中，但其可能不適用于碼分多址編碼。所有上述建造混合矩陣的方法均可被當作此實施的一部份。
雖然這些技術增加獨立分量分析可用矩陣的排序并使其更類似，獨立分量分析應用亦擷取預期信號，但其并不能保證。所以僅詳述的技術仍需被用來選擇適當譯碼鏈接。例如，若其過度不利被處理的信號累加，則你必須退出獨立分量分析處理。
第二實施例中，不同編碼鏈接是如第26圖所示來使用。節(jié)點A處，信號組例被顯示于第27圖。單干擾子被簡單顯示，但相同自變量可被施加至多干擾子及增加矩陣排序。噪聲底部被窄頻干擾子超越，而預期碼分多址信號位于噪聲底部以下。
如第28圖中B結點處，干擾子已被擷取。“選擇器”決定被擷取信號是否確實為干擾子。若無干擾子出現(xiàn)，則無任何信號被選擇。若信號具有預期信號特性，則其不被選擇。若一個或更多干擾子被選擇，則其被呈現(xiàn)給“反向器”(C節(jié)點)。獨立分量分析擷取可反向或非反向被接收信號，即需決定各信號是否必須被反向來匹配該被接收信號。
具有正確振幅碼元的干擾子被呈現(xiàn)給D節(jié)點處的相加器負輸入。熟練技術人士當然理解該替代，但同等實施較可行。例如，純相加器可被用于此階段，而反向器僅被使用于信號被以非反向波型擷取時。原始被接收信號(A節(jié)點)的延遲版本被呈現(xiàn)于另一相加器輸入處。該延遲值等于ICS，選擇及“反向器”處理所引起的延遲。熟練技術人士當然理解該替代，但同等實施較可行。例如，延遲及相加器功能塊可通過變換及累加兩信號直到最小化被實現(xiàn)為止的最小塊來取代。
第29圖中的D節(jié)點處，干擾子已被移除。第30圖中的E節(jié)點處，耙式(Rak個e)接收器已縮頻該信號，騎現(xiàn)在被呈現(xiàn)給基帶譯碼器。此實施例的進一步細節(jié)是天線結構所收集的信號可依據(jù)先前討論加強既存技術的實施例經(jīng)由選擇來獲得。
應理解第26圖所示結構僅為實施概述本發(fā)明的一方法。處理位置前或后選擇不同路徑的先前技術實施亦可被使用，而非適當時使“選擇器”呈現(xiàn)無任何信號。置換必須與處理延遲，實施成本，整個操作強固性及某程度設計者選擇有關。僅呈現(xiàn)給瑞克接收器之前從信號流擷取干擾子的基本概念必須保留于相同發(fā)明所有變異中。
雖然先前解釋已被顯示完全移除干擾子，但應了解并非所有干擾子均可被移除。然而，假設耙式譯碼器可應付改良信號組，則任何干擾子移除通常會提供較先前技術為優(yōu)的改良效能。
碼分多址信號本身是較其縮頻版本更具高斯特性，而讓獨立分量分析更難以偵測。然而，因為信號仍維持若干統(tǒng)計顯著性，所以與預期信號連結的若干數(shù)據(jù)移除亦可行。干擾子再次移除通常非常顯著，而全部增益被成限制耙式譯碼器。可替代是，全部譯碼處理可通過使用處理增量方法被進一步加強。意指信號可被更詳細檢查是否包含或排除，及/或被移除信號數(shù)可被遞增地增加或減少及被測量改善或惡化結果的被譯碼信號完整性。
本實施例的一關鍵點是獨立分量分析被用于其可能辨識的信號上，而不被用于期間很難辨識及/或擷取的瑞克處理前的碼分多址信號上。
本發(fā)明另一特征是有關用于經(jīng)由場型的盲信號處理的混合最小均方差矩陣筆分離權重。再次參考美國專利第6,931,362號，其中多傳感器為提供線性獨立累加信號所需。’362專利案在此被并入?yún)⒖?。除了多傳感器之外，上述天線陣列亦可被使用，而’362專利案所揭示之后處理仍可應用。熟練技術人士會記住本發(fā)明許多修正及其它實施例，具有被呈現(xiàn)于上述說明及相關附圖的傳授利益。因此，應了解本發(fā)明并不限于所揭示的特定實施例，而修正及實施例被預期包含于權利要求范圍內(nèi)。
權利要求
1.一種可分離由M個信號源所提供的源信號的通信裝置，該通信裝置包含一天線陣列，包含N個天線組件，以接收該M個源信號的至少N個不同累加；一個別同相及正交模塊，下游連接至各天線組件，以分離所接收該M個源信號的各該N個不同累加為一同相及正交分量組；一接收器組件，下游連接至各同相及正交模塊，以接收為該M個源信號的該至少N個不同累加的該至少N個同相及正交分量組；及一盲信號分離處理器，下游連接至該接收器組件，以形成包含該M個源信號至少2N個不同累加的混合矩陣，各同相及正交分量組是提供2輸入至該混合矩陣，該混合矩陣具有一等于2N個的排序，該盲信號分離處理器可將預期源信號與該混合矩陣分離。
2.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，2N＝M。
3.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，該混合矩陣的該排序為K個，其中K個＜2N，且該盲信號分離處理器可將該M個源信號的K個與該混合矩陣分離。
4.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，2N＞M。
5.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，該N個天線組件包含N個相關聯(lián)天線組件。
6.如權利要求5所述的通信裝置，其特征在于，該N個相關聯(lián)天線組件包含N個主動天線組件，使得該天線陣列得以形成一相位陣列。
7.如權利要求5所述的通信裝置，其特征在于，該N個相關聯(lián)天線組件包含至少一主動天線組件及至多N-1個被動天線組件，使得該天線陣列得以形成一切換波束天線。
8.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，至少兩該N個天線組件相關聯(lián)且具有不同極性。
9.如權利要求8所述的通信裝置，其特征在于，該不同極性是彼此正交。
10.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，進一步包含一仰角控制器，用以選擇性改變該N個天線波束至少其中之一的一仰角，使得該M個源信號至少一附加不同累加得以被接收；其中一個別同向及正交模塊是自產(chǎn)生該至少一附加波束的該天線組件下游連接，分離該M個源信號至少一附加不同累加為附加同相及正交分量組；其中接收器組件接收該至少一附加同相及正交分量組；及其中該盲信號分離處理器形成該混合矩陣，以包含該至少一附加同相及正交分量組。
11.如權利要求10所述的通信裝置，其特征在于，該仰角控制器選擇性改變該N個天線場型的該仰角，使得可產(chǎn)生N個附加天線場型來接收該M個源信號的N個附加不同累加，該混合矩陣的排序現(xiàn)在等于4N個。
12.如權利要求10所述的通信裝置，其特征在于，該仰角控制器是被分割為相對該N個天線組件的P個區(qū)域，各該區(qū)域被獨立控制來改變該N個天線場型的該仰角，使得可產(chǎn)生N個附加天線場型來接收該M個源信號的N個附加不同累加，該混合矩陣的排序現(xiàn)在等于4P個N個。
13.如權利要求10所述的通信裝置，其特征在于，該天線陣列是包含一地面；且其中該N個天線組件包含鄰近該地面的一主動天線組件；鄰近該地面的數(shù)個被動天線組件，各被動天線組件是包含一上半部及一對應下半部，一上部可變電抗負載，連接該上半部至該地面，以改變天線場型方位角；該仰角控制器包含用于各被動天線組件的各下部可變電抗負載以連接該下半部至該地面，并通過調(diào)整該下部可變電抗負載至少其中之一而使該N個天線場型于仰角方向移動。
14.如權利要求10所述的通信裝置，其特征在于，該天線陣列包含鄰接該N個天線組件的一地面；且其中該仰角控制器包含一耦合至該地面的可控射頻抑制線圈，并通過控制該射頻抑制線圈而使該N個天線波束于仰角方向移動。
15.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，該天線陣列可形成至少N個天線波束；及進一步包含一連接至該天線陣列的控制器，以選擇性形成該至少N個天線波束，N個及M個大于2；其中該盲信號分離處理器亦決定該M個源信號的不同累加是否相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立，而若否，則與該控制器共同操作以形成可接收該M個源信號新不同累加的不同波束，以取代混合矩陣中不相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立的該M個源信號的不同累加。
16.如權利要求15所述的通信裝置，其特征在于，該接收器組件包含N個瑞克接收器，各瑞克接收器是包含P個耙指，用于產(chǎn)生該M個源信號的該N個不同累加的各累加的P個不同多路分量，該M個源信號是由連接至此的該各天線組件所接收；及其中該盲信號分離處理器是連接至該N個瑞克接收器來形成該混合矩陣，該混合矩陣包含該M個源信號的該至少N個不同累加的達到至少kP2N個不同多路分量，而該混合矩陣具有等于達到kP2N個的排序。
17.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，進一步包含一編碼縮頻器，下游連接至該N個天線組件，以譯碼該M個源信號的該至少N個不同累加，該N個不同累加各包含k個編碼，以提供與此連結的該M個源信號的k個不同累加；其中各個別同相及正交模塊可將所接收的該M個源信號的該kN個不同累加各者分離為k個同相及正交分量組；及其中該盲信號分離處理器形成該混合矩陣，以包含該k個同相及正交分量組，使得該混合矩陣具有一等于達到2kN個的排序。
18.如權利要求1所述的通信裝置，其特征在于，該盲信號分離處理器以主分量分析(PCA)、獨立分量分析(ICA)及單值分解(SVD)至少其中之一為基礎，將預期源信號與該混合矩陣分離。
19.一種操作一通信裝置以分離由M個信號源所提供源信號的方法，該通信裝置包含一天線陣列、一下游連接至天線組件的同相及正交模塊、一下游連接至該同相及正交模塊的接收器組件及一下游連接至該接收器組件的盲信號分離處理器，該方法包含在天線陣列處接收該M個源信號的至少N個不同累加，該天線陣列包含N個天線組件；使用一下游連接至一天線組件的個別同相及正交模塊來分離各該M個源信號至少N個不同累加為一同相及正交分量組；提供用于該M個源信號至少N個不同累加的該至少N個同相及正交分量組至該接收器組件；及由該盲信號分離處理器處理用于該M個源信號至少N個不同累加的該至少N個同相及正交分量組，該處理包含形成一混合矩陣，該混合矩陣包含該M個源信號的至少2N個不同累加，各同相及正交分量組提供2輸入至該混合矩陣，該混合矩陣具有一等于2N個的排序，及將預期源信號與該混合矩陣分離。
20.如權利要求19所述的方法，其特征在于，2N＝M。
21.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該混合矩陣的該排序為K個，其中K＜2N，以及該盲信號分離處理器可將該M個源信號的K個與該混合矩陣分離。
22.如權利要求19所述的方法，其特征在于，2N＞M。
23.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該N個天線組件包含N個相關聯(lián)天線組件。
24.如權利要求23所述的方法，其特征在于，該N個相關聯(lián)天線組件包含N個主動天線組件，使得該天線陣列得以形成一相位陣列。
25.如權利要求23所述的方法，其特征在于，該N個相關聯(lián)天線組件包含至少一主動天線組件及至多N-1個被動天線組件，使得該天線陣列形成一切換波束天線。
26.如權利要求19所述的方法，其特征在于，至少兩該N個天線組件相關聯(lián)且具有不同極性。
27.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該通信裝置進一步包含一仰角控制器，可選擇性改變該N個天線波束至少其中之一的仰角，以產(chǎn)生至少一附加天線波束，使得該M個源信號的至少一附加不同累加得以被接收；其中一個別同向及正交模塊是自產(chǎn)生該至少一附加波束的該天線組件下游連接，分離該M個源信號至少一附加不同累加為附加同相及正交分量組；其中接收器組件接收該至少一附加同相及正交分量組；及其中該盲信號分離處理器形成該混合矩陣，以包含該至少一附加同相及正交分量組。
28.如權利要求27所述的方法，其特征在于，該仰角控制器選擇性改變該N個天線場型的該仰角，使得可產(chǎn)生N個附加天線場型來接收該M個源信號的N個附加不同累加，該混合矩陣的該排序現(xiàn)在等于4N個。
29.如權利要求27所述的方法，其特征在于，該仰角控制器是被分割為相對該N個天線組件的P個區(qū)域，各該區(qū)域被獨立控制以改變該N個天線場型的該仰角，使得可產(chǎn)生N個附加天線場型來接收該M個源信號的N個附加不同累加，該混合矩陣的該排序現(xiàn)在等于4PN個。
30.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該天線陣列可形成至少N個天線波束；該通信裝置進一步包含一控制器，連接至該天線陣列以選擇性形成該至少N個天線波束，N及M大于2；其中該盲信號分離處理器亦決定該M個源信號不同累加是否相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立，而若否，則與該控制器共同操作，以形成可接收該M個源信號的新不同累加的不同波束，來取代在該混合矩陣中不相關聯(lián)或統(tǒng)計獨立的該M個源信號的該不同累加。
31.如權利要求30所述的方法，其特征在于，該接收器組件包含N個瑞克接收器，各瑞克接收器包含P個耙指，用于產(chǎn)生該M個源信號的該N個不同累加的各累加的P個不同多路分量，該M個源信號是由連接至此的該各天線組件所接收；及其中該盲信號分離處理器是被連接至該N個瑞克接收器來形成該混合矩陣，該混合矩陣包含該M個源信號的該至少N個不同累加的達到至少kP2N個不同多路分量，而該混合矩陣具有等于達到kP2N個的排序。
32.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該通信裝置進一步包含一編碼縮頻器，下游連接至該N個天線組件，以譯碼該M個源信號至少N個不同累加，該N個不同累加各包含k個編碼，以提供與此連結的該M個源信號的k個不同累加；其中各個別同相及正交模塊可將所接收該M個源信號的該kN個不同累加各者分離為k個同相及正交分量組；及其中該盲信號分離處理器可形成該混合矩陣，以包含該k個同相及正交分量組，使得該混合矩陣具有一等于達到2kN個的排序。
33.如權利要求19所述的方法，其特征在于，該盲信號分離處理器以主分量分析、獨立分量分析及單值分解至少其中之一為基礎，將預期源信號與混合矩陣分離。
全文摘要
一種可分離由M個信號源所提供源信號的通信裝置，該通信裝置包含一天線陣列，其包含N個天線組件以接收該M個源信號至少N個不同累加。個別同相及正交模塊，其下游連接至各天線組件，以分離所接收的各M個源信號至少N個不同累加為同相及正交分量組。一盲信號分離處理器，可形成包含該M個源信號至少2N個不同累加的混合矩陣，各同相及正交分量組是提供2輸入至該混合矩陣。該混合矩陣具有等于2N個的排序。預期源信號可通過該盲信號分離處理器與該混合矩陣分離。
文檔編號G01S3/28GK101027817SQ200580032000
公開日2007年8月29日 申請日期2005年9月23日 優(yōu)先權日2004年9月23日
發(fā)明者史蒂文·J·高伯格 申請人:美商內(nèi)數(shù)位科技公司