專(zhuān)利名稱(chēng)：使用硅鍺脈沖發(fā)生器生成微調(diào)時(shí)間偏移量的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于脈沖的電子產(chǎn)生的方法和裝置，特別涉及適合于在高分辨率雷達(dá)中使用的非常短的寬度的脈沖的電子產(chǎn)生。
背景技術(shù)：
汽車(chē)行業(yè)希望在汽車(chē)中提供用于多種應(yīng)用的防撞雷達(dá)，包括自主智能巡航控制系統(tǒng)(AICC)、備用輔助設(shè)備、后方靠近警告系統(tǒng)、有助于氣囊的碰撞前操作的系統(tǒng)、停-走/城市巡航控制系統(tǒng)以及在側(cè)面撞擊的情形中有助于氣囊的碰撞前啟動(dòng)的系統(tǒng)。
例如，在2000年5月23日授權(quán)給K.V.Puglia的、名稱(chēng)為“Low cost，highresolution radar for commercial and industrial applications”的美國(guó)專(zhuān)利6067040中描述了在技術(shù)上能夠執(zhí)行這些應(yīng)用的雷達(dá)系統(tǒng)，其內(nèi)容通過(guò)引用而被合并于此。這些系統(tǒng)通常需要生成兩個(gè)相同的短脈沖。第一短脈沖被發(fā)送并且從目標(biāo)反射。第二短脈沖被延遲等于離開(kāi)雷達(dá)發(fā)射機(jī)并且返回的往返時(shí)間的時(shí)間。在雷達(dá)系統(tǒng)的接收信道中使用被延遲的第二短脈沖作為與返回的發(fā)射脈沖相混合的選通本地振蕩器(gated local oscillator)。這產(chǎn)生了表示發(fā)射信號(hào)和延遲信號(hào)之間的相位差的DC值。給定目標(biāo)的范圍(range)和速度二者，可以分析此相位差以獲得返回信號(hào)的精確時(shí)間延遲和任何多普勒頻移。為了檢測(cè)不同距離處的物體，能夠精確地改變被延遲的第二脈沖的時(shí)間延遲，使得其與第一脈沖從雷達(dá)發(fā)射機(jī)前進(jìn)到所述目標(biāo)并且返回所花費(fèi)的時(shí)間相匹配是有必要的。以該方式，對(duì)于雷達(dá)作用范圍內(nèi)的所有可能的目標(biāo)的距離，可以使被延遲的脈沖與返回的發(fā)射脈沖同時(shí)到達(dá)混合器處。
盡管前述專(zhuān)利的名稱(chēng)如此，但是面對(duì)這種雷達(dá)系統(tǒng)的常見(jiàn)問(wèn)題是實(shí)現(xiàn)的高成本。這一高成本的主要原因源于它們對(duì)在相對(duì)短的范圍(2-50米)上的高分辨率距離測(cè)量(1-10cm)的需要。這一要求轉(zhuǎn)變成對(duì)于生成能夠相對(duì)于基準(zhǔn)以大約125皮秒的時(shí)間步長(zhǎng)精確延遲的非常短的脈沖的需要。如果使用傳統(tǒng)的數(shù)字時(shí)鐘和高速計(jì)數(shù)器來(lái)生成和控制這樣的脈沖，則需要大約10GHz的原始時(shí)鐘速度。這樣的時(shí)鐘實(shí)現(xiàn)起來(lái)較為昂貴和復(fù)雜。

發(fā)明內(nèi)容
在各種示例實(shí)施例中，本發(fā)明指向一種用于生成第一系列的短電脈沖的裝置，在時(shí)間上以精確確定的時(shí)間延遲將每個(gè)脈沖從基準(zhǔn)點(diǎn)分隔。該裝置包括數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器；恒定電壓源，其將具有第一電壓值的第一基本恒定的電壓提供給所述發(fā)生器的第一輸入端。周期性電壓源將時(shí)變電壓提供給所述發(fā)生器的第二輸入端，使得當(dāng)恒定電壓源和時(shí)變電壓源之間的差基本上等于所述發(fā)生器的切換閾值時(shí)生成脈沖。
在本發(fā)明的另一示例實(shí)施例中，提供一種生成第一系列的短電脈沖的方法，在時(shí)間上以精確確定的時(shí)間延遲將每個(gè)脈沖從基準(zhǔn)點(diǎn)分隔。提供具有第一電壓值的第一基本恒定的電壓，并且提供周期性的時(shí)變電壓。將該恒定電壓和時(shí)變電壓施加到數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器的輸入端，使得當(dāng)該恒定電壓和時(shí)變電壓之間的差基本上等于數(shù)字脈沖發(fā)生器的切換閾值時(shí)生成脈沖。
通過(guò)參考以下附圖，將更充分地理解本發(fā)明的這些和其它特征。


圖1是簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器的示意圖。
圖2是簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器的元件的一組邏輯真值表。
圖3是示出作為時(shí)間的函數(shù)的、圖1的簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器中的三個(gè)時(shí)間點(diǎn)處的電壓的時(shí)序圖。
圖4是基帶脈沖發(fā)生器的實(shí)際實(shí)施例的示意圖。
圖5是實(shí)現(xiàn)差分基帶脈沖發(fā)生器的SiGe CML管芯(die)的管芯照片。
圖6是示出作為時(shí)間的函數(shù)的、所測(cè)量的差分基帶發(fā)生器的SiGe CML實(shí)現(xiàn)的輸出電壓的時(shí)序圖。
圖7是示出施加到用于以能夠改變輸出脈沖的時(shí)間定時(shí)的比較器模式操作的差分基帶脈沖發(fā)生器的輸入電壓的時(shí)序圖。
圖8是以改進(jìn)的比較器模式操作并且產(chǎn)生具有變化的時(shí)間偏移量的輸出脈沖的基帶脈沖發(fā)生器的示意圖。
圖9是示出由6個(gè)偏移延遲和正弦電壓的上升沿產(chǎn)生的6個(gè)時(shí)間偏移脈沖的仿真的時(shí)序圖。
圖10是示出正弦觸發(fā)信號(hào)(trigger)線的3個(gè)周期和由多個(gè)偏置偏移電壓生成的時(shí)間偏移脈沖的仿真的時(shí)序圖。
圖11是高分辨率雷達(dá)發(fā)射和接收脈沖發(fā)生器的示例實(shí)現(xiàn)的示意圖。
圖12-15是示出對(duì)于多種觸發(fā)信號(hào)線的仿真結(jié)果的曲線圖。
圖16-17是示出相對(duì)于溫度而言多種觸發(fā)信號(hào)線的品質(zhì)-溫度的仿真的曲線圖。
圖18-19是示出作為時(shí)間的函數(shù)的、所測(cè)量的各種偏移電壓的脈沖寬度的時(shí)序圖。
圖20是示出作為控制電壓的函數(shù)的、所測(cè)量的脈沖時(shí)間偏移量的曲線圖。
圖21是示出相對(duì)于正規(guī)化(normalize)的控制電壓比較而言，測(cè)量的品質(zhì)和仿真的品質(zhì)的比較的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
簡(jiǎn)要地說(shuō)，本發(fā)明提供一種方法和裝置，通過(guò)組合應(yīng)用數(shù)字和模擬電路概念來(lái)生成時(shí)間較短的電磁脈沖，所述電磁脈沖具有與基準(zhǔn)標(biāo)記相距可細(xì)微變化的時(shí)間偏移量。在將一個(gè)脈沖發(fā)射給目標(biāo)、并且將第二個(gè)基本相同的脈沖用作選通本地振蕩器的脈沖雷達(dá)系統(tǒng)中，這樣的脈沖是有用的。必須將第二脈沖相對(duì)于第一脈沖延遲一時(shí)間，所述時(shí)間基本上是第一脈沖從雷達(dá)發(fā)射機(jī)前進(jìn)到所述物體并且返回所花費(fèi)的往返時(shí)間。為了檢測(cè)不同距離處的物體，能夠相對(duì)于第一脈沖精確地改變第二脈沖的時(shí)間延遲是有必要的。本發(fā)明是提供在這種系統(tǒng)中需要的被精確延遲的脈沖的一種簡(jiǎn)單、低成本的方式。
在本發(fā)明的示例實(shí)施例中，通過(guò)利用改進(jìn)的差分觸發(fā)信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)數(shù)字邏輯電路的適當(dāng)組合，生成被精確確定的時(shí)間延遲分隔的一系列短電脈沖，所述觸發(fā)信號(hào)一部分是模擬正弦電壓，并且一部分是可選擇的恒定DC電壓。作為對(duì)基帶脈沖發(fā)生器的輸入，施加這一差分觸發(fā)信號(hào)電壓。在一個(gè)實(shí)施例中，基帶脈沖發(fā)生器由差分與非(NAND)門(mén)和差分與(AND)門(mén)形成，所述差分與非門(mén)和差分與門(mén)被連接為使得將所述輸入饋送到與非門(mén)的兩個(gè)輸入和與門(mén)的一個(gè)輸入。將與非門(mén)的輸出饋送給與門(mén)的另一輸入。這一組合邏輯電路的真值表表明對(duì)于所有輸入狀態(tài)，輸出都處于關(guān)斷(OFF)狀態(tài)。然而，由于與非門(mén)操作中的延遲，當(dāng)所述輸入從關(guān)斷切換為導(dǎo)通(ON)狀態(tài)時(shí)，與門(mén)經(jīng)歷其中兩個(gè)門(mén)均導(dǎo)通、并且因此該與門(mén)短暫地處于導(dǎo)通狀態(tài)的短暫周期。在傳統(tǒng)的數(shù)字電路中，這一短暫的導(dǎo)通信號(hào)被當(dāng)作正向假信號(hào)或誤差。在此應(yīng)用的電路中，此數(shù)字誤差成為模擬脈沖。此外，可以通過(guò)改變差分輸入的恒定部分的電壓值來(lái)精確和可控地改變此脈沖相對(duì)于差分輸入正弦波(sinusoid)的基準(zhǔn)點(diǎn)的定時(shí)。
在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，使用快速切換的SiGe CML門(mén)和改進(jìn)的差分輸入來(lái)產(chǎn)生具有可控的時(shí)間偏移量的一系列精確成形的短脈沖，其中所述差分輸入一部分是正弦電壓并且一部分是可選擇的恒定電壓，所述短脈沖適合于在僅使用亞GHz時(shí)鐘的汽車(chē)?yán)走_(dá)應(yīng)用中使用。
本發(fā)明涉及使用數(shù)字和模擬電路概念的組合來(lái)生成時(shí)間較短的電磁脈沖的方法和裝置，所述脈沖具有與基準(zhǔn)標(biāo)記相距可細(xì)微變化的時(shí)間偏移量。
例如，對(duì)于這種時(shí)間較短的、可變偏移量的電磁脈沖發(fā)生器來(lái)說(shuō)，其意義在于基于脈沖的高分辨率雷達(dá)系統(tǒng)，其中，可以使用它們來(lái)生成精密時(shí)基基準(zhǔn)。該脈沖發(fā)生器特別適合于諸如汽車(chē)?yán)走_(dá)系統(tǒng)的應(yīng)用，在所述汽車(chē)?yán)走_(dá)系統(tǒng)中，單元成本是重要因素，并且在相對(duì)短的距離上需要高分辨率。
適合于在汽車(chē)?yán)走_(dá)系統(tǒng)中使用的相干脈沖雷達(dá)系統(tǒng)通常需要生成兩個(gè)同樣的短脈沖。第一短脈沖被發(fā)射并且從目標(biāo)反射。第二短脈沖被延遲等于離開(kāi)雷達(dá)發(fā)射機(jī)并且返回的往返時(shí)間的時(shí)間。在雷達(dá)系統(tǒng)的接收信道中，使用被延遲的第二短脈沖作為選通本地振蕩器，其與返回的發(fā)射脈沖相混合，以獲得指示這些信號(hào)之間的相位差的DC值。這種系統(tǒng)允許通過(guò)分析返回信號(hào)的時(shí)間延遲和任何多普勒頻移來(lái)測(cè)量目標(biāo)的范圍和速度。
必須將第二脈沖相對(duì)于第一脈沖延遲一時(shí)間，所述時(shí)間基本上是第一脈沖從雷達(dá)發(fā)射機(jī)前進(jìn)到所述物體并且返回所花費(fèi)的往返時(shí)間。為了檢測(cè)不同距離處的物體，能夠相對(duì)于第一脈沖精確地改變第二脈沖的時(shí)間延遲是有必要的。本發(fā)明是提供在這種系統(tǒng)中需要的、被精確延遲的脈沖的一種簡(jiǎn)單、低成本的方式。
這種汽車(chē)?yán)走_(dá)系統(tǒng)通常需要以大約125ps的時(shí)間步長(zhǎng)來(lái)生成脈沖，以便分辨25mm(大約1英寸)的數(shù)量級(jí)的距離。如果使用傳統(tǒng)的數(shù)字時(shí)鐘和高速計(jì)數(shù)器來(lái)生成這種脈沖，則需要大約10GHz的原始時(shí)鐘速度。這種時(shí)鐘實(shí)現(xiàn)起來(lái)較為昂貴和復(fù)雜。
合并了本發(fā)明的方法的示例實(shí)施例允許使用100MHz的觸發(fā)信號(hào)線和模擬DC電壓生成具有例如多達(dá)2納秒的總時(shí)間偏移量和大約5.6ps/mV的時(shí)間偏移靈敏度的適當(dāng)脈沖。當(dāng)使用正弦觸發(fā)信號(hào)線時(shí)，可以通過(guò)使用較低頻率的觸發(fā)信號(hào)線來(lái)增大總時(shí)間偏移量，并且時(shí)間偏移靈敏度相應(yīng)地減小。諸如但不限于鋸齒、具有平坦或恒定間距分量(spacing component)的三角波的更復(fù)雜的觸發(fā)信號(hào)線形狀允許獲得更大的總時(shí)間偏移量，同時(shí)保持所需要的性能窗口的偏移靈敏度。
現(xiàn)在將參考附圖來(lái)描述本發(fā)明，在附圖中，相同的標(biāo)號(hào)盡可能地表示相同的元件。
圖1是簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器10的示意圖，其包括輸入端16、具有輸出端28與輸入端22和24的與門(mén)12、以及具有輸出端26與輸入端18和20的與非門(mén)14。輸入端16連接到與門(mén)輸入22、以及兩個(gè)與非門(mén)輸入端18和20。與非門(mén)輸出端26連接到與門(mén)輸入端24。
圖2是簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器10的元件(即所述與門(mén)和與非門(mén))的一組二進(jìn)制邏輯真值表。與門(mén)僅在兩個(gè)輸入均是二進(jìn)制1(導(dǎo)通)時(shí)才具有二進(jìn)制1(導(dǎo)通)輸出，并且與非門(mén)僅在兩個(gè)輸入均是二進(jìn)制1(導(dǎo)通)時(shí)才具有二進(jìn)制0(關(guān)斷)。
圖3示出了由作為時(shí)間的函數(shù)的、簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器10中的3個(gè)點(diǎn)處的電壓所表示的邏輯狀態(tài)。具體地說(shuō)，跡線30示出了第一與門(mén)輸入22處的觸發(fā)信號(hào)電壓的邏輯狀態(tài)，跡線32示出了第二與門(mén)輸入24處的邏輯狀態(tài)，并且跡線34示出了與門(mén)輸出28處的邏輯狀態(tài)。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，雖然給出這些跡線以表示由與非門(mén)操作導(dǎo)致的延遲，但是卻將其對(duì)齊似乎與門(mén)操作沒(méi)有引入延遲一樣。這一簡(jiǎn)化對(duì)在此描述的操作的原理不具有任何影響，并且大大簡(jiǎn)化了該圖以及對(duì)其的解釋。
在時(shí)刻t0，觸發(fā)信號(hào)電壓處于關(guān)斷狀態(tài)、即由二進(jìn)制0表示。結(jié)果，兩個(gè)與非門(mén)輸入18和20也處于關(guān)斷狀態(tài)，使得與非門(mén)輸出26處于導(dǎo)通狀態(tài)，并且因而與門(mén)輸入24處于導(dǎo)通狀態(tài)。因此，在t0，簡(jiǎn)單的基帶脈沖發(fā)生器10的輸出處于關(guān)斷狀態(tài)。在時(shí)刻t1，觸發(fā)信號(hào)電壓開(kāi)始進(jìn)入改變階段，并且，到時(shí)刻t2為止，觸發(fā)信號(hào)電壓處于導(dǎo)通狀態(tài)，如同與門(mén)輸入22那樣。由于與非門(mén)20改變狀態(tài)所花費(fèi)的有限時(shí)間，在時(shí)刻t2，與非門(mén)輸出26仍然處于導(dǎo)通狀態(tài)，并且因此與門(mén)輸入24仍然處于導(dǎo)通狀態(tài)。因此，與門(mén)輸出28切換為導(dǎo)通狀態(tài)，直到與非門(mén)輸出26開(kāi)始改變狀態(tài)的時(shí)刻t3為止。到時(shí)間t4為止，因?yàn)閮蓚€(gè)與非輸入門(mén)18和20均處于導(dǎo)通狀態(tài)，所以與非門(mén)輸出已經(jīng)切換為關(guān)斷狀態(tài)，并且，與門(mén)輸出28也已經(jīng)切換回關(guān)斷狀態(tài)。即使在時(shí)刻t5輸入端16處的觸發(fā)信號(hào)電壓切換回關(guān)斷狀態(tài)，由于與非門(mén)輸出26仍然處于關(guān)斷狀態(tài)，因此與門(mén)輸出28保持在關(guān)斷狀態(tài)。直到在時(shí)刻t8與非門(mén)輸出26切換回導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)刻，與門(mén)輸入22處于關(guān)斷狀態(tài)，并且因此輸出28繼續(xù)保持在關(guān)斷狀態(tài)。因而，基帶脈沖發(fā)生器10根據(jù)具有大約t5-t2的大得多的時(shí)間寬度的初始脈沖生成具有大約t3-t2的時(shí)間寬度的短脈沖。
在優(yōu)選實(shí)施例中，基帶脈沖發(fā)生器10被實(shí)現(xiàn)為具有適當(dāng)?shù)碾娙菪载?fù)載的差分電流模式邏輯(CML)電路(也稱(chēng)為發(fā)射極耦合邏輯)。在傳統(tǒng)的數(shù)字邏輯設(shè)計(jì)中，t2和t3之間的短脈沖被認(rèn)為是上升沿、即切換假信號(hào)?；鶐}沖的寬度與兩個(gè)與門(mén)輸入22和24之間的差分時(shí)間延遲有關(guān)?；鶐}沖的保真度與邏輯門(mén)的切換速度有關(guān)。
圖4是實(shí)際的基帶脈沖發(fā)生器38的示意圖，其具有附加與門(mén)36，以便在兩個(gè)與門(mén)輸入22和24之間提供更長(zhǎng)的延遲，并且因此具有更寬的脈沖寬度。
圖5是基帶脈沖發(fā)生器38的硅-鍺(SiGe)CML管芯的照片。SiGe技術(shù)依賴(lài)于Si和Ge晶格結(jié)構(gòu)具有4％的尺寸差的事實(shí)。通過(guò)在硅上生長(zhǎng)鍺的薄外延層，下面緊挨著的硅的晶格被拉伸，從而導(dǎo)致更大的載流子遷移率，并且因此導(dǎo)致更高的切換速度。以這一方式，可以使用基本上傳統(tǒng)的硅制造技術(shù)來(lái)在硅襯底上制造低成本、高速晶體管。除了以低成本提供高速晶體管以外，SiGe技術(shù)還具有允許在傳統(tǒng)的互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)元件旁邊的集成電路中包括高速晶體管的額外的吸引力。
圖6示出了作為時(shí)間的函數(shù)的所測(cè)量的、圖4的基帶發(fā)生器38的差分SiGe CML實(shí)現(xiàn)的輸出電壓。
在差分基帶脈沖發(fā)生器(BBPG)38的傳統(tǒng)操作中，將差分信號(hào)施加到BBPG輸入端，也就是說(shuō)，輸入電壓基本上同時(shí)變化，但是180°異相，使得當(dāng)輸入電壓之一增大時(shí)，另一個(gè)減小。以這一方式，保持了大致恒定的電流，從而導(dǎo)致快速差分切換。在這種差分電路中，當(dāng)差分電壓交叉與該設(shè)備的平均分子動(dòng)能(kT)有關(guān)的預(yù)定值時(shí)，該邏輯電路改變狀態(tài)。
相比之下，圖7圖示了本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，在該實(shí)施例中，通過(guò)將非同步電壓施加到差分輸入端的每一個(gè)上，使差分基帶脈沖發(fā)生器(BBPG)38以改進(jìn)的比較器模式操作。在這樣的系統(tǒng)中，可以通過(guò)變更恒定電壓42來(lái)改變所述脈沖與基準(zhǔn)時(shí)間相距的時(shí)間延遲。這提供了一種提供例如在選通脈沖雷達(dá)系統(tǒng)中需要的可變延遲的選通脈沖的簡(jiǎn)單且精確的方式。因?yàn)樵谶@種系統(tǒng)中被延遲的脈沖被延遲了基本上等于未被延遲的脈沖的往返時(shí)間的時(shí)間，所以需要不同的時(shí)間延遲來(lái)檢測(cè)不同距離處的物體。
具體地說(shuō)，將周期性的時(shí)變電壓40施加到差分輸入的一個(gè)輸入端，同時(shí)將恒定電壓42施加到另一輸入端，并且恒定電壓42具有可選擇的值。如果恒定電壓42具有低值Vb1，則在該周期性時(shí)變電壓的最小值之后的時(shí)間延遲T1之后，差分電壓將達(dá)到近似0，此時(shí)，BBPG將產(chǎn)生脈沖。如果恒定電壓42具有高值Vb2，則在周期性時(shí)變電壓的最小值之后的時(shí)間延遲T2之后，差分電壓將達(dá)到近似0，此時(shí)，BBPG將產(chǎn)生脈沖。
圖8是以改進(jìn)的比較器模式操作并且產(chǎn)生具有可控地改變的時(shí)間偏移量的輸出脈沖的差分基帶脈沖發(fā)生器(BBPG)38的示意圖。
將周期性的時(shí)變電壓40施加到差分BBPG38的一個(gè)差分輸入端，同時(shí)將另一個(gè)差分輸入端保持在恒定電壓42。當(dāng)此恒定電壓42具有低值Vb1時(shí)，生成一系列脈沖44，其中，脈沖44的每一個(gè)具有與周期電壓40中的基準(zhǔn)點(diǎn)相距的時(shí)間偏移量T1。該基準(zhǔn)點(diǎn)可以例如是正弦波的最小值。當(dāng)恒定電壓42具有較高的值Vb2時(shí)，則生成一系列脈沖46，每個(gè)脈沖具有較大的時(shí)間偏移量T2。通過(guò)改變恒定或DC偏置電壓，可以可控地改變脈沖的時(shí)間偏移量。
圖9示出了6個(gè)仿真脈沖的疊加圖，每個(gè)脈沖具有由不同的恒定電壓42的值產(chǎn)生的不同的時(shí)間延遲。這幅圖沒(méi)有表示系統(tǒng)的單個(gè)輸出，而是由恒定電壓的6個(gè)不同的設(shè)置產(chǎn)生的6個(gè)不同的脈沖的組合疊加輸出。如圖所示，當(dāng)正弦波48的上升沿交叉恒定電壓51時(shí)產(chǎn)生脈沖50的每一個(gè)。如上所述，當(dāng)對(duì)BBPG 38的邏輯門(mén)的輸入包括差分觸發(fā)信號(hào)電壓、其中一個(gè)輸入是基準(zhǔn)輸入并且另一個(gè)是周期性的時(shí)變觸發(fā)信號(hào)輸入時(shí)，該電路充當(dāng)比較器。當(dāng)周期性時(shí)變觸發(fā)信號(hào)電壓的絕對(duì)電平超過(guò)另一輸入的閾值偏置時(shí)，邏輯電路改變狀態(tài)并且生成脈沖。在圖9中，時(shí)變電壓48是從2.4V變化為4V的100MHz、0.4V正弦波的一部分。定時(shí)電壓偏移量51在從-0.3V到+0.2V的范圍上以0.1V的增量步進(jìn)，從而產(chǎn)生所示出的6個(gè)脈沖。這提供了相當(dāng)于5.6ps/mV的時(shí)間偏移量的、2.8納秒的總偏移時(shí)間差。根據(jù)大約-0.3V的電壓偏移量生成具有大約8.7納秒的最小時(shí)間偏移量的脈沖50。根據(jù)大約0.2V的電壓偏移量生成具有大約11.4納秒的最大時(shí)間偏移量的脈沖52。
所述脈沖相對(duì)于正弦觸發(fā)信號(hào)電壓的最小值的時(shí)間偏移量是觸發(fā)信號(hào)線的變化率(梯度或頻率)以及其振幅的函數(shù)。所生成的脈沖的定時(shí)抖動(dòng)，即所生成的脈沖的時(shí)間偏移量的變化或誤差，例如與觸發(fā)信號(hào)線上的信號(hào)的任何相位噪聲、以及恒定電壓(也稱(chēng)為DV偏置電平)上的任何噪聲有關(guān)。在圖9的示例中，例如，DC偏置線上的2mV的噪聲信號(hào)將產(chǎn)生大約10ps的定時(shí)抖動(dòng)。
對(duì)于改進(jìn)的BBPG的特定實(shí)現(xiàn)以及給定的溫度，其上DC偏置電平可變化的范圍是固定的。例如，在圖9的示例中，其上DC偏置電平可變化的范圍被固定為大約500mV。然而，改變周期性時(shí)變觸發(fā)信號(hào)線波形的振幅將改變所述梯度，尤其是如在偏置電壓擺幅的兩個(gè)極值處所看到的那樣的梯度。因此，振幅變化將促進(jìn)作為觸發(fā)信號(hào)線上的任何振幅調(diào)制(AM)噪聲的結(jié)果的定時(shí)抖動(dòng)。振幅變化還將促進(jìn)時(shí)間偏移量對(duì)DC偏置電壓的任何非線性依賴(lài)性。
圖10示出了疊加在示例性的3MHz PRF正弦觸發(fā)信號(hào)電壓48的3個(gè)周期上的仿真的一系列脈沖50。此正弦觸發(fā)信號(hào)電壓48可以被饋送給發(fā)射芯片上的發(fā)射(Tx)和接收(Rx)觸發(fā)信號(hào)線二者。例如，脈沖50是由基帶脈沖發(fā)生器(BBPG)電路針對(duì)不同偏移電壓所產(chǎn)生的300ps基帶脈沖。如上面詳述的那樣，每當(dāng)正弦觸發(fā)信號(hào)電壓48的正向邊沿交叉閾值時(shí)，就產(chǎn)生一個(gè)脈沖，其中在所述閾值處，觸發(fā)信號(hào)電壓48和偏置偏移電壓之間的差導(dǎo)致了切換狀態(tài)的BBPG的數(shù)字分量(component)。可以通過(guò)在例如0.5V的范圍上以50mV的增量調(diào)節(jié)偏置偏移電壓來(lái)調(diào)節(jié)該閾值。對(duì)于這些示例值，具有大致為100納秒的調(diào)節(jié)范圍，其對(duì)應(yīng)于大約15米的范圍(范圍d可以被計(jì)算為d＝v.t，其中，t＝100/2納秒，并且其中v是光速)。將需要大約200個(gè)范圍單元(range bin)來(lái)以500ps的步長(zhǎng)覆蓋這100納秒的范圍，從而需要偏置偏移電壓能夠以2.5mV的步長(zhǎng)增加。例如，這可以通過(guò)在0-3V的范圍上工作、即每位提供0.7mV的12位數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)來(lái)提供。在此示例中，所需要的電壓步長(zhǎng)允許每個(gè)范圍單元3位的增量。這種雷達(dá)系統(tǒng)的明確范圍由在此示例中為3MHz的PRF確定，從而導(dǎo)致在范圍間隔中的下一個(gè)是大約334納秒(如標(biāo)記M1和M2之間的距離所示)。這產(chǎn)生了大約50米的明確范圍。這種系統(tǒng)的分辨率可以通過(guò)假設(shè)大約1位的DAC上的噪聲源來(lái)估計(jì)。此噪聲將導(dǎo)致大約170ps、或者大致三分之一個(gè)范圍單元的脈沖時(shí)間偏移量抖動(dòng)。該170ps的抖動(dòng)將引起大致50mm或大約2英寸的范圍誤差。
上面詳述的數(shù)字是示例性的數(shù)字，并且可以容易地由本領(lǐng)域普通技術(shù)人員適當(dāng)?shù)馗淖?。例如，可以使用上面詳述的技術(shù)在從300ps到1.2納秒的范圍內(nèi)選擇BBPC電路的脈沖寬度。
圖11是根據(jù)本發(fā)明的高分辨率雷達(dá)(HRR)發(fā)射和接收脈沖發(fā)生器54的示例實(shí)現(xiàn)，其包括正弦脈沖重復(fù)頻率PRF發(fā)生器56、接收數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)58、發(fā)射數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)59、接收差分基帶脈沖發(fā)生器(BBPG)60、發(fā)射差分BBPG62、發(fā)射射頻(RF)發(fā)生器64、分配器電路66、接收脈沖形成器68、發(fā)射脈沖形成器70和功率放大器72。
在端子80處輸出的信號(hào)是從雷達(dá)發(fā)射到目標(biāo)的相干脈沖調(diào)制信號(hào)。在端子78處輸出的信號(hào)是發(fā)射信號(hào)的較低功率的副本，其被延遲了從雷達(dá)到所述目標(biāo)的往返時(shí)間的時(shí)間。在雷達(dá)接收信道中混合返回的發(fā)射脈沖和被延遲的脈沖，以便提供與它們之間的任何相位差成比例的DC信號(hào)。這一混合信號(hào)可以用來(lái)獲得目標(biāo)的范圍和速度二者。
正弦脈沖重復(fù)頻率PRF發(fā)生器56的輸出被施加到接收差分BBPG60和發(fā)射差分BBPG62的每一個(gè)的一個(gè)輸入端。接收數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)58的輸出被施加到接收差分BBPG60的另一輸入端。發(fā)射數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)59的輸出被施加到發(fā)射差分BBPG62的另一輸入端。
由接收差分BBPG60形成的接收脈沖串被饋送到接收脈沖形成器68中，在這里，它調(diào)制來(lái)自RF發(fā)生器64的一個(gè)RF信號(hào)。然后，來(lái)自接收脈沖形成器68的調(diào)制后的RF信號(hào)被饋送到接收脈沖輸出端78上。
由發(fā)射差分BBPG62形成的發(fā)射脈沖串被饋送到發(fā)射脈沖形成器79中，在這里，它調(diào)制來(lái)自RF發(fā)生器64的一個(gè)RF信號(hào)。然后，來(lái)自發(fā)射脈沖形成器70的調(diào)制后的RF信號(hào)在被饋送到發(fā)射脈沖輸出端80上之前被饋送給合適的功率放大器72。
圖12示出了對(duì)于100MHhz PRF，作為控制電壓的函數(shù)的、以皮秒為單位的觸發(fā)信號(hào)時(shí)間偏移量的三條曲線。圖12中的這三條曲線表示對(duì)于3個(gè)不同的溫度、即25攝氏度、40攝氏度和125攝氏度的仿真結(jié)果。
圖13-15示出了與圖12相似、但分別針對(duì)10MH、3MHZ和1MHZ的PRF的曲線。
圖16示出了對(duì)于三種脈沖重復(fù)頻率、作為溫度的函數(shù)的時(shí)間偏移量的梯度。品質(zhì)的曲線將梯度表示為ps/mV。這是就100MHz、10MHz和1MHz的PRF而言，相對(duì)于以攝氏度為單位的溫度繪制的。
圖17示出了與圖16相似、但是針對(duì)3MHz和1MHz的PRF的模擬曲線。
圖18示出了基帶發(fā)生器38的差分SiGe CML實(shí)現(xiàn)的測(cè)量結(jié)果。將DC偏移偏置電壓施加到差分輸入之一上，并且將低相位噪聲、即100MHz的正弦波施加到另一個(gè)上，其中正弦波固定在+10dBm。輸出脈沖的曲線是針對(duì)3種DC偏移偏置電壓值2.1V、2.5V和2.8V示出的。使用10MHz的基準(zhǔn)來(lái)觸發(fā)測(cè)量，并且對(duì)于各種DC偏移偏置電壓來(lái)講將相對(duì)于此基準(zhǔn)信號(hào)的時(shí)間偏移量記錄為絕對(duì)時(shí)間延遲。
圖19示出了利用相同的100MHz正弦波的基帶發(fā)生器38的差分SiGeCML實(shí)現(xiàn)的進(jìn)一步測(cè)量結(jié)果。在圖19中，使用DC偏移偏置電壓的微調(diào)步長(zhǎng)來(lái)獲得微調(diào)的時(shí)間偏移量。使用160mV的DC偏移偏置電壓來(lái)獲得270ps的延遲。在圖19中明顯看到的測(cè)量抖動(dòng)部分是因?yàn)橐鹚┘拥腄C偏移電壓的改變的、偏置線中的接觸探頭的接觸電阻的小改變，并且部分是因?yàn)?0MHz基準(zhǔn)波形中的細(xì)微變化。如結(jié)果所示，可以實(shí)現(xiàn)具有125ps的微調(diào)時(shí)間偏移量的100MHz上升時(shí)間觸發(fā)信號(hào)線。
圖20示出了對(duì)于10MHz正弦波、作為控制電壓的函數(shù)的時(shí)間偏移量。示出了3個(gè)連續(xù)的測(cè)量結(jié)果以說(shuō)明測(cè)量展寬(spread)。
圖21示出了對(duì)于100MHz的觸發(fā)信號(hào)頻率的測(cè)量結(jié)果和仿真結(jié)果的比較。相對(duì)于正規(guī)化的控制電壓或DC偏移偏置電壓而繪制出采用表示為ps/mV的品質(zhì)曲線形式的時(shí)間移動(dòng)梯度。如可以看到的那樣，在測(cè)量數(shù)據(jù)中有一些展寬，但是在仿真結(jié)果和測(cè)量結(jié)果之間存在相當(dāng)好的一致性。
盡管上面示出的結(jié)果處于1MHz至100MHz，但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將容易地認(rèn)識(shí)到可以在包括但不限于向下到10kHz的頻率并且向上到10GHz的頻率的其它頻率范圍有效地施加上述系統(tǒng)和方法。
盡管主要使用正弦波形示出了上面詳述的很多特定結(jié)果，但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將容易地認(rèn)識(shí)到上面詳述的系統(tǒng)和方法可被容易地適配為使用諸如但不限于鋸齒波形、三角波形、以及具有平坦或恒定間距分量的三角波形的其它周期性波形來(lái)操作。
權(quán)利要求
1.一種用于生成第一系列的短電脈沖的裝置，在時(shí)間上以精確確定的時(shí)間延遲將每個(gè)脈沖從基準(zhǔn)點(diǎn)分隔，該裝置包括數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器(38，60)；恒定電壓源(42)，將具有第一電壓值的第一基本恒定電壓提供給所述發(fā)生器(38，60)的第一輸入端；以及周期性電壓源(40)，將時(shí)變電壓提供給所述發(fā)生器(38，60)的第二輸入端，使得當(dāng)所述恒定電壓源(42)和所述時(shí)變電壓源(40)之間的差基本上等于所述發(fā)生器(38，60)的切換閾值時(shí)生成脈沖。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，所述恒定電壓源(42)提供具有第二值的第二恒定電壓，從而將所述第一系列的短電脈沖的所述時(shí)間延遲改變與所述恒定電壓的所述第一和第二值之間的差成比例的量。
3.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，當(dāng)所述時(shí)變電壓(40)值增大并且所述恒定電壓與所述時(shí)變電壓之間的所述差基本上等于0時(shí)，生成所述脈沖。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置，其中，所述時(shí)變電壓是正弦波。
5.如權(quán)利要求4所述的裝置，其中，所述正弦波具有處于1至100MHz范圍內(nèi)的頻率。
6.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，所述發(fā)生器(38，60)包括差分與非門(mén)(14)和差分與門(mén)(12)，其被連接為使得所述發(fā)生器的輸入端連接到兩組與非門(mén)(14)輸入端和第一組與門(mén)(12)輸入端，所述與非門(mén)(14)的輸出端連接到第二組與門(mén)端子，并且所述與門(mén)的輸出端是所述發(fā)生器(38)的輸出端。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中，所述發(fā)生器(38，60)還包括第二差分與門(mén)(36)，其被連接為使得所述發(fā)生器輸入端連接到所述第二差分與門(mén)(36)的兩組輸入端，并且所述第二差分與門(mén)的輸出端連接到兩組與非門(mén)輸入端。
8.如權(quán)利要求1所述的裝置，還包括第二數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器(62)；第二恒定電壓源，將第二基本恒定電壓提供給所述第二數(shù)字發(fā)生器(62)的第一輸入端；以及所述周期性電壓源，將所述時(shí)變電壓提供給所述數(shù)字發(fā)生器的第二輸入端，使得當(dāng)所述第二恒定電壓和所述時(shí)變電壓之間的差基本上等于所述數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器(62)的切換閾值時(shí)，生成脈沖，從而生成第二系列的短電脈沖，每個(gè)脈沖具有與所述第一系列的脈沖的對(duì)應(yīng)脈沖相距第二精確確定的時(shí)間延遲，所述第二時(shí)間延遲與所述第一和第二恒定電壓之間的差成比例。
9.一種生成第一系列的短電脈沖的方法，在時(shí)間上以精確確定的時(shí)間延遲將每個(gè)脈沖從基準(zhǔn)點(diǎn)分隔，該方法包括以下步驟提供具有第一電壓值的第一基本恒定電壓；提供周期性的時(shí)變電壓；將所述恒定電壓和所述時(shí)變電壓施加到數(shù)字差分基帶脈沖發(fā)生器(38，60)的輸入端，使得當(dāng)所述恒定電壓和所述時(shí)變電壓之間的差基本上等于所述數(shù)字脈沖發(fā)生器(38，60)的切換閾值時(shí)生成脈沖。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，還包括以下步驟選擇所述第一基本恒定電壓的第二值，從而將所述第一系列的短電脈沖的所述時(shí)間延遲改變基本上與所述第一基本恒定電壓的所述第一和第二值之間的差成比例的量。
全文摘要
公開(kāi)了一種方法和裝置，用于使用改進(jìn)的差分觸發(fā)信號(hào)生成短電脈沖，所述差分觸發(fā)信號(hào)一部分是模擬正弦電壓，并且一部分是可選擇的DC電壓。將該差分觸發(fā)信號(hào)施加到具有與非門(mén)(14)和與門(mén)(12)的差分基帶脈沖發(fā)生器(38，60)。該觸發(fā)信號(hào)被施加到兩個(gè)與非輸入和一個(gè)與輸入。與非輸出被施加到另一個(gè)與輸入。這種電路對(duì)于所有輸入狀態(tài)都處于關(guān)斷狀態(tài)。然而，當(dāng)輸入切換狀態(tài)時(shí)，與非門(mén)延遲使與門(mén)(12)短暫地導(dǎo)通，從而生成短脈沖。此脈沖的定時(shí)可以通過(guò)改變恒定DC電壓來(lái)控制。通過(guò)使用快速切換的SiGe CML門(mén)，可以生成具有可控時(shí)間偏移量的短脈沖，其適合于在僅使用亞GHz時(shí)鐘的汽車(chē)?yán)走_(dá)應(yīng)用中使用。
文檔編號(hào)G01S13/93GK1858618SQ20061007785
公開(kāi)日2006年11月8日 申請(qǐng)日期2006年5月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年5月3日
發(fā)明者艾倫·P·詹金斯, 羅伯特·I·格雷沙姆 申請(qǐng)人:M/A-Com公司