專利名稱：信號極性偵測裝置與方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種信號極性偵測裝置與方法，尤指偵測兩輸入信號的乘積極性的偵測裝置與方法。

背景技術：
正交信號(Quadrature Signals)I/Q的產(chǎn)生已經(jīng)廣泛應用于各類無線信號傳輸中，可以用正交降轉(zhuǎn)混頻器或者多相濾波器(polyphase filter)予以實現(xiàn)。于非零中頻(non-zero-IF)接收器架構中，正交信號I/Q對于后頻率轉(zhuǎn)換的鏡像信號消除十分重要；而在零中頻(zero-IF)接收器架構中，正交信號I/Q則可以用在非同調(diào)解調(diào)(noncoherent demodulation)。如圖1所示的無線信號接收端方塊圖，射頻無線信號RF經(jīng)由天線10接收下來后，分別與弦波信號Sinωt與Cosωt信號相乘后，便解調(diào)變出產(chǎn)生同相(In-phase)信號I與正交(Quadrature)信號Q，而正交(Quadrature)信號Q經(jīng)過90度的相位延遲后，再與同相(In-phase)信號I相加以得到中頻信號IF。
為能消除鏡像信號，許多稱為模擬鏡像信號消除電路架構(analog image cancellation structures)的習用手段便被發(fā)展出來，例如威佛鏡像信號拒斥混合器(Weaver image rejection mixer)、哈特利鏡像信號拒斥混合器(Hartley image rejection mixer)以及復數(shù)濾波器(complex filter)等。
而在理想狀態(tài)下，同相(In-phase)信號I與正交(Quadrature)信號Q間的增益與相位應是匹配的狀態(tài)，也就是說，同相(In-phase)信號I與正交(Quadrature)信號Q的振幅應為相同，而且信號I與信號Q間的相位差為90度，鏡像拒斥的效果良好。但是在現(xiàn)實中，信號I與信號Q間存在有不平衡的現(xiàn)象產(chǎn)生，也就是信號I與信號Q間的振幅具有差異，而且信號I與信號Q間的相位差不見得可以完美的保持在90度。而上述習用電路因為對信號I與信號Q間不平衡現(xiàn)象具有高敏感度(high sensitivity)，因此其可達到的鏡像信號拒斥比(Image Rejection Ratio，簡稱IRR)僅達30dB至35dB。下列方程式表示出鏡像信號拒斥比與信號I與信號Q間增益與相位不匹配(mismatch)的關系 其中ΔA/A代表增益不匹配的數(shù)值，而θ則代表相位不匹配的數(shù)值，其曲線圖見圖2所示。
但30dB至35dB的鏡像信號拒斥比(IRR)已無法滿足現(xiàn)今的無線射頻信號接收器(radio receiver)的應用，例如地面電視(terrestrial TV)接收器的鏡像信號拒斥比(IRR)需求已達60dB。而從圖2可看出，想要達到60dB的鏡像信號拒斥比(IRR)，ΔA/A與θ分別需保持在0.01dB的增益不匹配與0.1度的相位不匹配之下，而在沒有任何校正電路的情況下，上述條件很難在模擬信號領域中達成。
因此，一些如下列[1]至[6]參考數(shù)據(jù)中的校正技術便被發(fā)展出來補償模擬信號I與信號Q間的不平衡現(xiàn)象，但是組件本身的偏移會影響校正的結果，因此需要發(fā)展一種可以提高拒斥比的精確偵測增益不平衡與相位不平衡的解決方案。
[1]L.Der and B.Razavi，“A 2GHz CMOS Image-RejectionReceiver with LMS Calibration，”IEEE J.of Solid-StateCircuits，Vol.38，pp.167-175，F(xiàn)ebruary 2003. [2]C.Heng et.al.，“A CMOS TV Tuner/DemodulatorIC withDigital Image Rejection，”IEEE J.OF Solid-State Circuits，Vol.40，No.12，pp.2525-2535，December 2005. [3]S.Lerstaveesin and B.Song，“A Complex Image RejectionCircuit with Sign Detection Only，”ISSCC Technical Digest，Session 25.2，2006. [4]M.Hajirostam and K.Martin，“On-chip Image Rejectionin a Low-IF CMOS Receiver，”ISSCC Technical Digest，Session25.3，2006. [5]G.M.Desjardins，“Adaptive Digital Signal Processing Algorithms for Image-Rejection Mixer Self-Calibration，” UC Berkeley MS.Thesi s，2000. [6]I.Sever，“Adaptive Cal ibration Methods for an ImageRejection Mixer，”UC Berkeley MS.Thesis，2002

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術問題是提供一種信號極性偵測裝置，它可以提高鏡像信號拒斥比。
為了解決以上技術問題，本發(fā)明提供了一種信號極性偵測裝置，該信號極性偵測裝置包含一第一比較裝置，用以因應一第一時段與一第二時段來比較一第一信號與一第一門坎信號，以輸出一第一輸出信號；一第二比較裝置，包含一第二比較器與-轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器電連接于該第二比較器，該第二比較器比較一第二信號與一第二門坎信號后而輸出一第二輸出信號；而該轉(zhuǎn)換器接收該第二輸出信號，且因應該第一時段與該第二時段而改變該第二輸出信號的極性，以轉(zhuǎn)換輸出一第三輸出信號；以及一運算器，電連接于該第一比較裝置與該第二比較裝置，用以接收該第一輸出信號與該第三輸出信號而運算輸出代表該第一信號與該第二信號乘積的一極性資料。
本發(fā)明所要解決的另一技術問題是提供一種信號極性偵測方法，它可以提高鏡像信號拒斥比。
一種信號極性偵測方法，應用于一第一信號與一第二信號之上，該方法包含下列步驟于一第一時段偵測該第一信號的極性，且于一第二時段偵測該第一信號的反相信號的極性，以產(chǎn)生一第一輸出信號；偵測該第二信號的極性而產(chǎn)生一第二輸出信號；接收該第二輸出信號，并于該第一時段與該第二時段分別輸出該第二輸出信號與該第二輸出信號的反相信號，以產(chǎn)生一第三輸出信號；以及因應該第一輸出信號與該第三輸出信號于該第一時段與該第二時段的變化而運算產(chǎn)生代表該第一信號與該第二信號乘積的一極性資料。
本發(fā)明第二比較裝置的輸出信號的極性經(jīng)過其轉(zhuǎn)換器進行了改變，與第一比較裝置的輸出信號的極性不一致，而再經(jīng)過運算器對上述兩個輸出信號進行運算即可得知輸入信號的極性，進而可以提高鏡像信號拒斥比。



下面結合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細說明。
圖1是現(xiàn)有正交信號降頻解調(diào)變無線信號接收端功能方塊示意圖。
圖2是鏡像信號拒斥比與信號I與信號Q間增益與相位不匹配(mismatch)的關系曲線圖。
圖3是應用于信號I與信號Q間的不平衡現(xiàn)象的正負號偵測的偵測裝置的功能方塊示意圖。
圖4是根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的信號極性偵測裝置的電路圖。
圖5是根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的取樣頻率信號CLK及控制信號Ψ1與Ψ2的信號波形示意圖。
圖6是根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的可偵測信號增益及相位不平衡的裝置的功能方塊圖。
圖7是根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的信號極性偵測方法的流程圖。
主要組件符號說明
天線10 模擬比較器31、32、33、34 互斥或非門35、36低通濾波器37、38 第一比較器41第二比較器42 轉(zhuǎn)換器43運算器44 第一輸入端411 第二輸入端412 第一輸出端413 信號極性偵測裝置40 第三輸入端421 第四輸入端422 第二輸出端423 互斥或非門440 第三輸出端433 第四輸出端443 第一輸出信號S1 第二輸出信號S2 第三輸出信號S3 第四輸出信號S4 第一受控開關401第二受控開關402 第三受控開關403第四受控開關404 反相器430 第五受控開關435 第六受控開關436累加器441 第一比較裝置5 第二比較裝置6
具體實施例方式 圖3顯示用于偵測信號I與信號Q間的不平衡的功能方塊示意圖。假設α代表增益不匹配數(shù)值，而θ則代表相位不匹配數(shù)值，而當α遠小于1，θ也很小時，信號I與信號Q分別可用下列式子表達 I＝(1+α)cos(ωt+θ) Q＝sin(ωt) 而信號I與信號Q的乘積可表達為 從上列式子可看出，I與Q的乘積包含有一直流成份與兩個交流成份，其中直流成份與相位不匹配的數(shù)值θ有著比例關系。因此，只要知道I與Q乘積的正負號(或稱極性)，就可以得到用來修正I與Q相位不匹配的參考。
而信號I與信號Q的平方差可表達為 I2-Q2＝(I+Q)·(I-Q) ＝[(1+α)cos(ωt+θ)]2-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)cos2(ωt+θ)-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)(cos(ωt)-θsin(ωt))2-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)(cos2(ωt)-2θcos(ωt)+θ2 sin2(ωt))-sin2(ωt) ≌(1+2α)(cos 2(ωt)-2θcos(ωt))-sin2(ωt) ≌cos2(ωt)-sin2(ωt)+2αcos2(ωt) ＝cos(2ωt)+α(1+cos(2ωt)) ＝(1+α)cos(2ωt)+α 從上列式子可看出，信號I與信號Q的平方差包含有一直流成份與一交流成份，而其中直流成份與增益不匹配的數(shù)值α有著比例關系。因此，只要知道信號I與信號Q的平方差的正負號(或稱極性)，就可以得到用來修正I與Q增益不匹配的參考。
因此應用于偵測信號I與信號Q間的不平衡現(xiàn)象，可以利用如圖3所示的偵測信號I與信號Q間的不平衡的功能方塊示意圖，來偵測出到α與-θ的極性。其中信號I與信號Q分別輸入四個模擬比較器31、32、33、34來得出信號I、信號Q、信號I-Q與信號I+Q的極性后，透過互斥或非門35、36的運算，經(jīng)低通濾波器37、38，便可分別得出信號I2-Q2與信號I×Q的極性，進而判斷出信號I、信號Q需要修正的方向，然后可以再透過一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC，圖中未示出)來改變信號I與信號Q的增益與相位，便可有效降低信號I與信號Q間的不平衡現(xiàn)象。但根據(jù)上述方程式而看出，因為交流成份的相互干擾，一個正負號偵測的取樣數(shù)據(jù)不足以決定不匹配的極性，所以必須利用累計足夠多的樣本數(shù)才能精確地決定出不匹配的極性(也就是上述低通濾波器37、38的功能)。
而即使交流成份的相互干擾對正負號偵測的沖擊可透過累計足夠多的樣本數(shù)來減輕，但圖3中模擬比較器(analog comparator)31、32、33、34的偏移電壓(offset)仍然是導致正負號偵測發(fā)生錯誤的一個大問題。透過電路仿真可知，當接收到α＝1％的100 mVrms信號I與信號Q時，即使僅有0.3mV的比較器偏移，不匹配的極性仍然無法正確地決定，但一般未進行偏移補償?shù)哪M比較器，其偏移準位大約在10mV等級，如此將嚴重影響不平衡的校正正確度及限制了校正分辨率。
請參閱圖4，其顯示根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的信號極性偵測裝置40的電路圖，包含第一比較裝置5、第二比較裝置6及運算器44。
信號極性偵測裝置40接收第一信號與第二信號以偵測其乘積的極性(即正負號)；較佳地，第一信號與第二信號可分別是同相(In-phase)信號I與正交(Quadrature)信號Q，或是同相信號與正交信號的和(I+Q)與差(I-Q)。
而第一比較裝置5中的第一比較器41與第二比較裝置6中的第二比較器42可為模擬比較器。第一比較器41、第二比較器42可因應一取樣頻率信號CLK上升緣的觸發(fā)而對其兩輸入端輸入的信號準位進行比較，進而根據(jù)第一輸入端與第二輸入端所接收信號的電準位大小關系而由輸出端輸出代表比較結果的輸出信號。舉例來說，當要使用第一比較器41來判斷同相信號I的極性時，便將同相信號I輸入至其第一輸入端411，而將一第一門坎信號T1輸入至其第二輸入端412，較佳地，第一輸入端411與第二輸入端412可以分別接收差動訊號對I、I-，亦即該第一門坎信號T1可為同相信號I的差動反相信號I-，理想上，代表該同相信號I極性的第一輸出信號S1便由該第一輸出端413輸出。同理，當要使用第二比較器42來判斷正交信號Q的極性時，便將正交信號Q輸入至其第三輸入端421，而將一第二門坎信號T2輸入至其第四輸入端422；較佳地，第三輸入端421與第四輸入端422可以分別接收差動訊號對Q、Q-，亦即第二門坎信號T2可為正交信號Q的差動反相信號Q-，理想上，代表該正交信號Q極性的第二輸出信號S2便由第二輸出端423輸出。
但是，由于第一比較器41、第二比較器42皆是具有偏移電壓(offset)的模擬比較器，實際上電路會受到第一比較器41的偏移電壓α與第二比較器42的偏移電壓β的影響。假設第一比較器41、第二比較器42的輸入端分別為A、B的差動訊號對，但實際上其等效輸入為(A-α)、(B-β)，因此將會分別判斷出(A-α)的極性與(B-β)的極性。而再透過運算器44中互斥或非門440的運算產(chǎn)生的輸出信號，其實際上輸出代表(A-α)·(B-β)的極性，亦即，如果第一比較器41、第二比較器42分別輸入同相信號I的訊號對與正交信號Q的訊號對，其最后輸出實際上代表(I-α)·(Q-β)的極性。
進一步地，當將(A-α)(B-β)分解開后可發(fā)現(xiàn) (A-α)·(B-β)＝A·B-α·B-β·A+α·β 其中除A·B外，其它項皆是會影響偵測的正確性，也就是偏移電壓會嚴重導致正負號偵測發(fā)生錯誤的缺失。圖4中本發(fā)明的信號極性偵測裝置40揭示利用受控開關可以消除偏移電壓的影響。
較佳地，可先將取樣頻率信號CLK利用一分母為2n的除頻器(圖中未示出)處理成控制信號Ψ1與Ψ2，而當n＝1時，便如圖5中所示的Ψ1與Ψ2，如此一來，互為反相的Ψ1與Ψ2，分別以其高準位時段定義出第一時段t1與第二時段t2，而從取樣頻率信號CLK來看，第一時段t1與第二時段t2則是分別定義于相鄰的兩個周期上?；蛘撸部梢杂脝我豢刂菩盘杹磉M行第一時段t1與第二時段t2的定義，例如使用控制信號Ψ1的高準位與低準位來分別定義出第一時段t1與第二時段t2。
透過如圖4中所示的第一受控開關401、第二受控開關402、第三受控開關403以及第四受控開關404的設置與控制信號Ψ1與Ψ2的控制，該第一受控開關401、該第二受控開關402系于該第一時段t1內(nèi)導通(該第三受控開關403、該第四受控開關404于該第一時段t1內(nèi)斷路)，而使第一比較器41的該第一輸入端411與該第二輸入端412可分別接收同相信號I與差動反相信號I-，如此一來，第一比較器41于第一時段t1內(nèi)導通的等效輸入為(I-α)，輸出第一輸出信號S1代表(I-α)的極性。另一方面，該第三受控開關403、該第四受控開關404于該第二時段t2內(nèi)導通(該第一受控開關401、該第二受控開關402于該第二時段t2內(nèi)斷路)，而使第一比較器41的該第一輸入端411與該第二輸入端412可分別接收I-與I，如此一來，第一比較器41于第二時段t2內(nèi)導通的等效輸入為(-I-α)，輸出第一輸出信號S1代表(-I-α)的極性。廣泛而言，若第一比較器41輸入為A，考慮偏移電壓α，于第一時段t1內(nèi)導通輸出第一輸出信號S1代表(A-α)的極性；于第二時段t2內(nèi)導通輸出第一輸出信號S1，代表(-A-α)的極性。
為了方便以下的說明，于圖4中分別標上第一輸出端413、第二輸出端423、第三輸出端433及第四輸出端443，分別輸出第一輸出信號S1、第二輸出信號S2、第三輸出信號S3及第四輸出信號S4，可以注意到，第一輸出信號S1代表第一比較器41的輸出；第二輸出信號S2代表第二比較器42的輸出；第三輸出信號S3代表第二比較裝置6的輸出，也就是轉(zhuǎn)換器43的輸出；第四輸出信號S4代表互斥或非門440的輸出。
更進一步地，透過如圖4中所揭示的轉(zhuǎn)換器43，包括反相器430、第五受控開關435以及第六受控開關436，藉由控制信號Ψ1與Ψ2的控制，使得第五受控開關435于該第一時段t1內(nèi)導通而輸出第二比較器42對于正交信號Q與差動反相信號Q-進行比較后于第二輸出端423輸出的第二輸出信號S2，經(jīng)由導通的第五受控開關435，直接成為第三輸出端433的第三輸出信號S3，如此一來，第二比較器42于第一時段t1內(nèi)導通的等效輸入為(Q-β)，據(jù)此，第二比較裝置6于第一時段t1在第三輸出端433輸出第三輸出信號S3代表(Q-β)的極性。另一方面，第六受控開關436于該第二時段t2內(nèi)導通，反相器430接收第二輸出信號S2進行反相后，經(jīng)由導通的第六受控開關436輸出第三輸出信號S3，據(jù)此，第二比較裝置6于第二時段t2在第三輸出端433輸出第三輸出信號S3代表-(Q-β)的極性。廣泛而言，若第二比較器42輸入為B，考慮偏移電壓β，第二比較裝置6于第一時段t1內(nèi)導通輸出的第三輸出信號S3代表(B-β)的極性；于第二時段t2內(nèi)導通經(jīng)反相器430輸出第三輸出信號S3，代表-(B-β)的極性。
如此一來，互斥或非門440于第四輸出端443輸出的第四輸出信號S4在第一時段t1為(A-α)·(B-β)的極性，而在第二時段t2則為(-A-α)·(-(B-β))的極性。
將(-A-α)·(-(B-β))分解開后可發(fā)現(xiàn) (-A-α)·(-(B-β))＝A·B+α·B-β·A-α·β 其中隨偏移電壓α與偏移電壓β變異的項「αβ」可隨相鄰時間相加而消去，僅剩下不受影響的A·B與數(shù)值相對小且經(jīng)長時間累計而可自我抵消的交流成份(α B)、-βA，因此當互斥或非門440對該第一輸出信號S1與該第三輸出信號S3進行一互斥或非運算(也可以改用互斥或門來進行互斥或運算，只是相應的數(shù)字處理對應改變)后于第四輸出端443輸出第四輸出信號S4，經(jīng)累加器441進行累加，例如電路上也可以積分器予以實現(xiàn)，便可得到不受偏移電壓α與偏移電壓β變異影響的代表I與Q乘積的極性。同理，I+Q與I-Q乘積的極性也可以透過上述裝置來準確地偵測。
圖6顯示根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的可偵測信號I與信號Q間的增益不平衡α與相位不匹配θ的裝置的電路方塊圖，其系運用圖4所示的信號極性偵測裝置，其中同相信號I與正交信號Q分別送入兩組由本案發(fā)展出來的第一比較裝置5、第二比較裝置6與運算器44來進行處理，如此將可得出不受比較器偏移值影響的增益不平衡數(shù)值α與相位不匹配θ的極性sgn(α)與sgn(-θ)。
經(jīng)實際仿真可知，即使偏移電壓α與偏移電壓β皆高達5mV，本案技術仍可正確偵測出0.2％增益不平衡與0.1度相位不平衡的I/Q信號的極性。舉例而言，經(jīng)過本發(fā)明偏移校正后精確偵測的增益不平衡與相位不平衡，可以經(jīng)過數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器后回授至前級調(diào)整增益與相位，使得增益不平衡與相位不平衡獲得良好的控制。
圖7顯示根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的信號極性偵測方法的流程圖，主要也是應用準確判斷第一信號與第二信號的乘積的極性數(shù)據(jù)，而該方法包含下列步驟 步驟601于一第一時段偵測該第一信號的極性，另外于一第二時段偵測該第一信號的反相信號的極性，以產(chǎn)生一第一輸出信號。
步驟602偵測該第二信號的極性而產(chǎn)生一第二輸出信號；接收該第二輸出信號，并于該第一時段與該第二時段分別輸出該第二輸出信號與該第二輸出信號的反相信號來形成一第三輸出信號。
步驟603對該第一輸出信號與該第三輸出信號進行一互斥或非運算后輸出一第四輸出信號。
步驟604對該第四輸出信號進行累加而總合產(chǎn)生代表該第一信號與該第二信號乘積的該極性資料。
將以上步驟應用于圖6的可偵測信號I與信號Q間的增益不平衡α與相位不匹配θ的電路方塊圖中，當?shù)谝恍盘柵c第二信號分別為同相信號與正交信號時，極性數(shù)據(jù)代表相位的不平衡；而當?shù)谝恍盘柵c第二信號分別為同相信號與正交信號之和以及同相信號與正交信號之差時，極性資料代表增益的不平衡。假設當步驟604所產(chǎn)生者代表增益不平衡的極性數(shù)據(jù)時，圖7的方法流程可以更包括產(chǎn)生一代表相位不匹配的極性數(shù)據(jù)的步驟，其可利用步驟601至604而獲得。根據(jù)代表增益不平衡的極性資料及代表相位不匹配的極性數(shù)據(jù)補償電路的增益及相位。
上述該第一時段與該第二時段可由一取樣頻率信號的相鄰兩周期來定義，例如像圖5所示的信號所定義的一樣，但不限定于此。而其原則是第一時段與該第二時段的長度實質(zhì)上相等而且分布平均，例如取樣頻率信號的2n除頻信號，n為正整數(shù)，如此來可達成將誤差抵消的目的。
權利要求
1.一種信號極性偵測裝置，其特征在于，該信號極性偵測裝置包含
一第一比較裝置，用以因應一第一時段與一第二時段來比較一第一信號與一第一門坎信號，以輸出一第一輸出信號；
一第二比較裝置，包含一第二比較器與一轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器電連接于該第二比較器，該第二比較器比較一第二信號與一第二門坎信號后而輸出一第二輸出信號；而該轉(zhuǎn)換器接收該第二輸出信號，且因應該第一時段與該第二時段而改變該第二輸出信號的極性，以轉(zhuǎn)換輸出一第三輸出信號；以及
一運算器，電連接于該第一比較裝置與該第二比較裝置，用以接收該第一輸出信號與該第三輸出信號而運算輸出代表該第一信號與該第二信號乘積的一極性資料。
2.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一比較裝置是相對應于該第一時段與該第二時段而對調(diào)該第一信號與該第一門坎信號的輸入路徑。
3.如權利要求2所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一比較裝置包含一第一比較器，其具有一第一輸入端與一第二輸入端與一第一輸出端，其于該第一時段分別以該第一輸入端與該第二輸入端來接收該第一信號與該第一門坎信號，而于該第二時段分別以該第一輸入端與該第二輸入端來接收該第一門坎信號與該第一信號，并根據(jù)該第一輸入端與該第二輸入端所接收信號的電準位大小關系而由該第一輸出端輸出該第一輸出信號。
4.如權利要求3所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一比較裝置更包含一第一受控開關、一第二受控開關、一第三受控開關以及一第四受控開關，該第一輸入端、該第二輸入端、該第一信號與該第一門坎信號間系透過該等受控開關來完成電連接，其中該第一受控開關、該第二受控開關系于該第一時段內(nèi)導通，而使該第一輸入端與該第二輸入端可分別接收該第一信號與該第一門坎信號，而該第三受控開關、該第四受控開關于該第二時段內(nèi)導通，而使該第一輸入端與該第二輸入端可分別接收該第一門坎信號與該第一信號。
5.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第二比較器具有一第三輸入端與一第四輸入端與一第二輸出端，其系分別以該第三輸入端與該第四輸入端來接收該第二信號與該第二門坎信號，并根據(jù)該第三輸入端與該第四輸入端所接收信號的電準位大小關系而由該第二輸出端輸出該第二輸出信號；而該轉(zhuǎn)換器包含
一第五受控開關，電連接于該第二比較器的第二輸出端與該運算器之間，其系接收該第二輸出信號并于該第一時段內(nèi)導通而輸出該第三輸出信號；
一反相器，電連接于該第二比較器的第二輸出端，其接收該第二輸出信號進行反相后輸出；以及
一第六受控開關，電連接于該反相器與該運算器之間，其接收該第二輸出信號的反相信號并于該第二時段內(nèi)導通而輸出該第三輸出信號。
6.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該運算器包含
一互斥或非門，電連接于該第一比較裝置與該第二比較裝置，其對該第一輸出信號與該第三輸出信號進行一互斥或非運算后輸出一第四輸出信號；以及
一累加器，電連接于該互斥或非門，其對該第四輸出信號進行累加而總合產(chǎn)生代表該第一信號與該第二信號乘積的該極性資料。
7.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一信號與該第二信號分別為一同相信號與一正交信號，而該第一門坎信號與該第二門坎信號分別為該同相信號的反相信號與該正交信號的反相信號。
8.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一信號與該第二信號系皆為一同相信號，而該第一門坎信號與該第二門坎信號分別為一正交信號與該正交信號的反相信號。
9.如權利要求1所述的信號極性偵測裝置，其特征在于，其中該第一比較裝置與該第二比較裝置根據(jù)一取樣頻率信號進行比較動作，該第一時段與該第二時段由該取樣頻率信號的相鄰兩周期來定義。
10.一種信號極性偵測方法，應用于一第一信號與一第二信號之上，其特征在于，該方法包含下列步驟
于一第一時段偵測該第一信號的極性，且于一第二時段偵測該第一信號的反相信號的極性，以產(chǎn)生一第一輸出信號；
偵測該第二信號的極性而產(chǎn)生一第二輸出信號；
接收該第二輸出信號，并于該第一時段與該第二時段分別輸出該第二輸出信號與該第二輸出信號的反相信號，以產(chǎn)生一第三輸出信號；以及
因應該第一輸出信號與該第三輸出信號于該第一時段與該第二時段的變化而運算產(chǎn)生代表該第一信號與該第二信號乘積的一極性資料。
11.如權利要求10所述的信號極性偵測方法，其特征在于，其中該第一信號與該第二信號分別為一同相信號與一正交信號。
12.如權利要求10所述的信號極性偵測方法，其特征在于，其中該第一信號與該第二信號分別為一同相信號與一正交信號之和以及該同相信號與該正交信號之差。
13.如權利要求10所述的信號極性偵測方法，其特征在于，其中該第一時段與該第二時段的長度實質(zhì)相等且分布平均。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種信號極性偵測裝置與方法，信號極性偵測裝置包含一第一比較裝置、一第二比較裝置以及一運算器，第一比較裝置用以因應一第一時段與一第二時段來比較一第一信號與一第一門坎信號，以輸出一第一輸出信號；第二比較裝置用以比較一第二信號與一第二門坎信號后而輸出一第三輸出信號，其相對應于該第一時段與該第二時段而改變該第三輸出信號的極性；以及運算器接收該第一輸出信號與該第三輸出信號而運算輸出代表該第一信號與該第二信號乘積的一極性資料。
文檔編號G01R29/08GK101113997SQ20071008773
公開日2008年1月30日 申請日期2007年3月6日 優(yōu)先權日2006年7月28日
發(fā)明者王富正 申請人:晨星半導體股份有限公司