專(zhuān)利名稱(chēng)：脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種檢測(cè)器，特別涉及一種脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器。
背景技術(shù)：
在已有技術(shù)中，傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器如圖4所示，其工作過(guò)程是當(dāng)被測(cè)脈寬信號(hào)Vi 為高電平時(shí)，Nl關(guān)斷，PI導(dǎo)通，電容C1充電，充電回路為電源VDD-PMOS管Pl-電阻Rl-電 容CI ;當(dāng)被測(cè)脈寬信號(hào)Vi輸入為低電平時(shí)，Nl導(dǎo)通，PI關(guān)斷，電容CI放電，放電通路為電 容Cl-電阻Rl-NMOS管Nl-地。如果被檢脈寬信號(hào)Vi的占空比固定，且R1、C1充放電的時(shí) 間常數(shù)遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)周期時(shí)，電容上的電壓保持不變，則輸出電壓V。能夠表示輸入方波占空 比的大小，其計(jì)算如下 參見(jiàn)圖4、6，假設(shè)被測(cè)脈寬信號(hào)Vi的周期為T(mén)，其高電平持續(xù)時(shí)間為T(mén)on，則Vi輸 入的占空比D為 根據(jù)上述計(jì)算還可以看出，該檢測(cè)器只能在充、放電進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，才能進(jìn)行占空比 的檢測(cè)，如果我們需要對(duì)被測(cè)脈寬信號(hào)進(jìn)行逐周期的占空比的實(shí)時(shí)檢測(cè)，該檢測(cè)器就不能 適用了，這是它的另一個(gè)缺點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是克服已有技術(shù)中的缺點(diǎn)，提供一種脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器，使其 能夠減小電容體積和實(shí)現(xiàn)對(duì)被測(cè)脈寬信號(hào)實(shí)時(shí)檢測(cè)。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下 本檢測(cè)器具有一個(gè)可提供兩路充電電流的電流源鏡像電路；還具有一個(gè)電容充放
電電路，該電容充放電電路由第一電容的充電支路和第二電容充電支路，該兩個(gè)充電支路
分別接在所述電流源鏡像電路的兩個(gè)電流輸出端上，在所述第一電容的充電支路上串接一
個(gè)的電子開(kāi)關(guān)K3，用于控制第一電容的充電，該電子開(kāi)關(guān)的控制端與被檢脈寬信號(hào)的輸入
端相接，在所述的第一電容和第二電容上分別設(shè)有一個(gè)旁路放電支路，并在該兩個(gè)旁路放
電支路上各串接一個(gè)電子開(kāi)關(guān)K1、 K2，用于分別控制第一電容和第二電容的放電；本檢測(cè)
器還具有一個(gè)除法器，所述的第一、第二電容的充電正極分別與該除法器的兩個(gè)輸入端相
接，所述除法器的輸出端為檢測(cè)輸出端引出；本檢測(cè)器還具有一個(gè)脈寬信號(hào)的上升沿檢測(cè)
電路，該上升沿檢測(cè)電路的輸入端與被檢脈寬信號(hào)的輸入端相接，其輸出端分別與第一電
容和第二電容旁路放電支路上的電子開(kāi)關(guān)K1、K2的控制端相接。 本發(fā)明進(jìn)一步改進(jìn)的技術(shù)方案如下 所述脈寬信號(hào)的上升沿檢測(cè)電路由推挽式連接的PM0S晶體管和NM0S晶體管、一 個(gè)電流源、一個(gè)電容、一個(gè)遲滯比較器、一個(gè)反向器和一個(gè)與門(mén)連接構(gòu)成，所述的PM0S晶體 管和NM0S晶體管的控制極作為該上升沿檢測(cè)電路的信號(hào)輸入端與被測(cè)脈寬信號(hào)的輸入端 相接，所述的電流源串接在NM0S晶體管的源極上，所述的電容并聯(lián)在PM0S晶體管和NM0S 晶體管的漏極與參考地之間，所述電容的正極與遲滯比較器的輸入端相連，所述遲滯比較 器的輸出端通過(guò)非門(mén)和與門(mén)的一個(gè)輸入端相連，所述與門(mén)的另一個(gè)輸入端與被測(cè)脈寬信號(hào) 的輸入端相接，所述與門(mén)的輸出端作為上升沿檢測(cè)電路的輸出端分別與充放電電路中電子 開(kāi)關(guān)K1、K2的控制端相接。 通過(guò)上述技術(shù)方案可以看出，本發(fā)明采用鏡像恒流源提供兩路充電電流，分別對(duì) 兩個(gè)電容進(jìn)行充電，同時(shí)用被測(cè)脈寬信號(hào)對(duì)這兩路電容的充電過(guò)程進(jìn)行邏輯控制，最終在 兩個(gè)電容上得到脈寬信號(hào)高電平時(shí)段和一個(gè)周期時(shí)段的充電電壓峰值，然后用除法器將這 兩充電電壓峰值相除，即得出被測(cè)占空比。由于本發(fā)明中的電容充、放電是為了分別得到脈 寬信號(hào)高電平時(shí)段和一個(gè)周期時(shí)段的充電電壓峰值，不擔(dān)負(fù)濾掉紋波的任務(wù)，因此，不需要 很大的電容量，其電容量比已有技術(shù)小1000倍，在pf級(jí)，使其完全可以滿(mǎn)足電路集成的體 積要求。同時(shí)，本發(fā)明只要能夠得到兩路電容的充電電壓峰值，就可以得到檢測(cè)結(jié)果，不需 要等待電容充、放電過(guò)程的穩(wěn)定，因此，它可以實(shí)現(xiàn)逐周期占空比的實(shí)時(shí)檢測(cè)。本發(fā)明打破 了傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器的設(shè)計(jì)思路，取得了優(yōu)化結(jié)構(gòu)和增加實(shí)時(shí)檢測(cè)功能的良好效果。


圖1 、本發(fā)明電路原理圖。 圖2、上升沿檢測(cè)電路的檢測(cè)波形圖。 圖3、電容C1、C2的充、放電波形示意圖。 圖4、傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器的原理圖。 圖5、傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器的輸入、輸出波圖。 圖6、被測(cè)脈寬信號(hào)的波形示意圖。 圖7、傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器輸出電壓的紋波示意圖。
具體實(shí)施例方式
參見(jiàn)圖1，本檢測(cè)器具有一個(gè)電流源鏡像電路1，它包括一個(gè)由PM0S晶體管MP2和 電阻R連接構(gòu)成的一個(gè)恒流源和一個(gè)由PM0S晶體管MP3、 MP4構(gòu)成該恒流源的電流鏡像電 路，由所述的恒流源產(chǎn)生一個(gè)恒定電流I，由電流鏡像電路產(chǎn)生兩路與I成比例的鏡像恒定 電流II、 12。 本檢測(cè)器還具有一個(gè)電容充放電電路2，該電容充放電電路由電容C11的充電支 路和電容C22充電支路組成，該兩個(gè)充電支路分別接在所述電流源鏡像電路的兩個(gè)電流輸 出端上，在所述電容Cll的充電支路上接有一個(gè)的電子開(kāi)關(guān)K3，用于控制電容C11的充電， 該電子開(kāi)關(guān)K3的控制端與被檢脈寬信號(hào)P麗的輸入端相接，在所述的電容Cll和電容C22 上分別設(shè)有一個(gè)旁路放電支路，并在該兩個(gè)旁路放電支路上各接有一個(gè)電子開(kāi)關(guān)K1、K2，分 別控制電容C11和電容C22的放電。 本檢測(cè)器還具有一個(gè)除法器3，所述的電容Cll、 C22的充電正極分別與該除法器 的兩個(gè)輸入端相接，所述除法器3的輸出端為檢測(cè)輸出端Voo引出。 本檢測(cè)器還具有一個(gè)上升沿檢測(cè)電路4，它包括推挽式連接的PM0S晶體管MP1和 NM0S晶體管麗1、電流源Id、電容C33、遲滯比較器Xl、反向器X2和與門(mén)X3，所述的MP1和 MN1的控制極作為該上升沿檢測(cè)電路的信號(hào)輸入端與被測(cè)脈寬信號(hào)P麗的輸入端相接，所 述的電流源Id串接在NM0S晶體管麗l的源極上，所述的電容C33并聯(lián)在麗l和MP1的漏 極與地之間，電容C33的正極與遲滯比較器X1的輸入端相連，遲滯比較器X1的輸出端通過(guò) 非門(mén)X2和與門(mén)X3的一個(gè)輸入端相連，與門(mén)X3另一個(gè)輸入端與被測(cè)脈寬信號(hào)P麗的輸入端 相接，與門(mén)X3的輸出端作為上升沿檢測(cè)電路的輸出端分別與充放電電路2中電子開(kāi)關(guān)K1、 K2的控制端相接。 參見(jiàn)圖1、2，當(dāng)被測(cè)脈寬信號(hào)P麗(VpJ為高電平時(shí)，上升沿檢測(cè)電路4中的晶體管 麗l導(dǎo)通、晶體管MP1截止，電容C33通過(guò)MN1 、 Id對(duì)地放電(其波形見(jiàn)Vra3)，遲滯比較器XI 輸出高電平(即Vn為高)，經(jīng)反向器X2后輸出低電平(即V"為低)，該低電平與被測(cè)脈沖 信號(hào)P麗的高電平相"與"后，輸出一個(gè)上升沿檢測(cè)窄脈沖V目^，該窄脈信號(hào)使電子開(kāi)關(guān)K1、 K2瞬間導(dǎo)通，則電容C11、C22通過(guò)旁路放電，隨后K1、K2關(guān)閉；在被測(cè)脈寬信號(hào)P麗的高電 平到來(lái)的同時(shí)，電子開(kāi)關(guān)K3導(dǎo)通，在電容C11、C22瞬間放電完成后，兩路鏡像恒定電流II、 12立即開(kāi)始對(duì)電容C11、C22充電，當(dāng)被測(cè)脈沖信號(hào)P麗由高電平轉(zhuǎn)為低電平時(shí)，K3截止，電 容Cll停止充電，并保持當(dāng)前的充電電壓，而電容C22繼續(xù)充電，直到被測(cè)脈沖信號(hào)P麗的 高電平再次到來(lái)時(shí)為止，C11、C22的充電波形如圖3中的VC11、VC22所示，則電容C11上高電平時(shí)段的充電峰值和電容C22上周期時(shí)段的充電峰值通過(guò)除法器3相除，即得出被測(cè)信 號(hào)的占空比值。 占空比值的具體計(jì)算如下
根據(jù)歐母定律，電流源鏡像電路1中PM0S晶體管MP2支路流過(guò)的電流Ip2為


<formula>formula see original document page 6</formula>
式(1)中Vr為電阻R上的電壓降。
根據(jù)電流源鏡像的原理，假設(shè)MP2的寬Wp2、長(zhǎng)Lp2之比為^，MP3的寬Wp3、長(zhǎng)
Wp3之比為y^" ，MP4的寬Wp4、長(zhǎng)Wp4之比為^ ，則PM0S晶體管MP3、 MP4支路流過(guò)的電 流Ip3、 Ip4為:












々,3 = H//72 《2)
H (3》
當(dāng)被測(cè)脈寬信號(hào)P麗的高電平持續(xù)時(shí)間為T(mén)on時(shí)，電容Cll上充電電壓Vai為 _ W'"！ 《4)
《■■■, 1
當(dāng)輸入信號(hào)P麗的周期為T(mén)時(shí)，電容C22上充電電壓VC22為 〖'"二 (5》 假設(shè)除法器3的除系數(shù)為k'，則除法器3的輸出電壓Voo為 『卵4'-fe 紛
將(2)、 (3)代入(4)、 (5)式后，再代入(6)，整理得 f r&丄'",，々4 (、2 /Vw ( ) Fr22 丄/)3沐>4 r， 7'
令
<formula>formula see original document page 6</formula>Ap3 W力4 n
則式(7)簡(jiǎn)化為:
FOO = --^:K'i
r 本例的充電電容Cll、 C22的容量計(jì)算如下 設(shè)鏡像電流Ip3， Ip4都為2uA，仍以被側(cè)脈寬信號(hào)的一個(gè)周期T為20us為例，并
假設(shè)C22的充電峰值為4V，則 C22 = IXT/U = 2u*20u/4 = 10pf 從上述計(jì)算可以看出，本檢測(cè)器最大的充、放電電容C22比上述傳統(tǒng)檢測(cè)器的充、 放電電容C1要小1000倍。
這是由于兩種檢測(cè)思路不一樣，傳統(tǒng)的方法電容是為了濾掉紋波，因此越大越好， 而本發(fā)明的電容是為了得到充電峰值，因此電容不需要那么大。
權(quán)利要求
一種脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器，其特征是A、具有一個(gè)可提供兩路充電電流的電流源鏡像電路(1)；B、具有一個(gè)電容充放電電路(2)，該電容充放電電路由第一電容(C11)的充電支路和第二電容(C22)充電支路，該兩個(gè)充電支路分別接在所述電流源鏡像電路的兩個(gè)電流輸出端上，在所述第一電容的充電支路上串接一個(gè)的電子開(kāi)關(guān)K3，用于控制第一電容的充電，該電子開(kāi)關(guān)K3的控制端與被檢脈寬信號(hào)(PWM)的輸入端相接，在所述的第一電容(C11)和第二電容(C22)上分別設(shè)有一個(gè)旁路放電支路，并在該兩個(gè)旁路放電支路上各串接一個(gè)電子開(kāi)關(guān)K1、K2，用于分別控制第一電容和第二電容的放電；C、具有一個(gè)除法器(3)，所述的第一、第二電容(C11、C22)的充電正極分別與該除法器(3)的兩個(gè)輸入端相接，所述除法器的輸出端為檢測(cè)輸出端引出；D、具有一個(gè)脈寬信號(hào)的上升沿檢測(cè)電路(4)，該上升沿檢測(cè)電路的輸入端與被檢脈寬信號(hào)(PWM)的輸入端相接，其輸出端分別與第一電容和第二電容旁路放電支路上的電子開(kāi)關(guān)K1、K2的控制端相接。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器，其特征是所述脈寬信號(hào)的上升沿 檢測(cè)電路由推挽式連接的PM0S晶體管(MP1)和NM0S晶體管(麗l)、一個(gè)電流源(Id)、一 個(gè)電容(C33)、一個(gè)遲滯比較器(Xl)、一個(gè)反向器(X2)和一個(gè)與門(mén)(X3)連接構(gòu)成，所述的 PM0S晶體管(MP1)和NM0S晶體管(MN1)的控制極作為該上升沿檢測(cè)電路的信號(hào)輸入端與 被測(cè)脈寬信號(hào)(P麗)的輸入端相接，所述的電流源(Id)串接在NMOS晶體管(麗l)的源極 上，所述的電容(C33)并聯(lián)在PM0S晶體管(MP1)和NM0S晶體管(麗l)的漏極與參考地之 間，所述電容(C33)的正極與遲滯比較器(XI)的輸入端相連，所述遲滯比較器(XI)的輸出 端通過(guò)非門(mén)(X2)和與門(mén)(X3)的一個(gè)輸入端相連，所述與門(mén)(X3)的另一個(gè)輸入端與被測(cè)脈 寬信號(hào)(P麗)的輸入端相接，所述與門(mén)(X3)的輸出端作為上升沿檢測(cè)電路的輸出端分別與 充放電電路(2)中電子開(kāi)關(guān)K1、K2的控制端相接。
全文摘要
本發(fā)明是一種脈寬信號(hào)占空比檢測(cè)器。它由電流源鏡像電路1、電容充放電電路2、除法器3、脈寬信號(hào)的上升沿檢測(cè)電路4連接構(gòu)成。它采用鏡像恒流源分別對(duì)兩個(gè)電容進(jìn)行充電，在兩個(gè)電容上得到脈寬信號(hào)高電平時(shí)段和一個(gè)周期時(shí)段的充電電壓峰值，然后用除法器相除，即得出被測(cè)占空比。由于本檢測(cè)器中的電容充、放電是為了分別得到脈寬信號(hào)高電平時(shí)段和一個(gè)周期時(shí)段的充電電壓峰值，不擔(dān)負(fù)濾掉紋波的任務(wù)，故電容比傳統(tǒng)檢測(cè)器小1000倍，同時(shí)，本檢測(cè)器不需要等待電容充、放電過(guò)程的穩(wěn)定，可以實(shí)現(xiàn)逐周期占空比的實(shí)時(shí)檢測(cè)。本發(fā)明打破了傳統(tǒng)占空比檢測(cè)器的設(shè)計(jì)思路，取得了優(yōu)化結(jié)構(gòu)和增加實(shí)時(shí)檢測(cè)功能的良好效果。
文檔編號(hào)G01R29/02GK101696996SQ200910024359
公開(kāi)日2010年4月21日 申請(qǐng)日期2009年10月16日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月16日
發(fā)明者宋利軍, 方建平, 郭晉亮 申請(qǐng)人:西安英洛華微電子有限公司;