專利名稱：高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種脈沖模式LLC諧振式電源轉(zhuǎn)換器，尤指一種高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模 式諧振式電源轉(zhuǎn)換器。
背景技術：
請參閱圖7所示，為一種脈沖模式LLC諧振式電源轉(zhuǎn)換器，其包含有一整流電路70，其輸入端連接一交流電源，將該交流電源轉(zhuǎn)換為一弦波直流電源 后輸出；一功率因子校正電路71，其輸入端連接至該整流電路，檢測該弦波直流電源的電 壓及電流，以調(diào)整該弦波直流電源功率因子，并輸出一直流電源；其中該功率因子校正電路 71包含有一儲能電感Li、一功率開關Sl及一儲能電容Cbulk,該儲能電感Ll 一端連接至該 整流電路70的輸出端，另一端則連接至該功率開關Sl及儲能電感Ll ；一諧振電路72，包含有一變壓器T1、一諧振單元Lp C；、一半橋開關電路721及一輸 出電容COTT，其中該變壓器Tl包含有一次側(cè)線圈及一中間抽頭二次側(cè)線圈，該諧振單元Lp Cr連接于該橋式開關電路721及一次側(cè)線圈之間，而輸出電容Qm則連接至該中間抽頭二 次側(cè)線圈，該諧振單元Lp C；連接至該橋式開關電路721 ；其中該諧振電路的諧振單元Lp C； 為一 LC電路，由于該LC電路L,，C,與變壓器Tl 一次側(cè)線圈連接，故與一次側(cè)線圈的激磁電 感圖中未示構(gòu)成一諧振電路，而此一諧振電路72包含有二組諧振頻率，第一組諧振頻率是 由一次側(cè)線圈的激磁電感及LC電路的諧振電容C；構(gòu)成，第二組諧振頻率則由激磁電感圖 中未示及漏感與諧振電容C；構(gòu)成；一混合型控制器73，其包含有一參考電壓輸入端PFCSV、多輸出端PFCG、GHS、GLS， 一輸出電壓回饋端FB，一上限切換頻率設定端RFMAX及一脈沖模式觸發(fā)端SNOUT ；其中該參 考電壓輸入端PFCSV通過一分壓電路Rl，R2連接至該儲能電容Cbulk,該多輸出端PFCG、GHS、 GLS分別連接至該功率因子校正電路71的功率開關Sl及諧振電路的橋式開關電路721，該 輸出電壓回饋端通過一光耦合器731連接至該諧振電路72的濾波電容Qm，即為電源轉(zhuǎn)換 器的輸出端，該上限切換頻率設定端連接一固定電阻R10，以決定上限切換頻率；及一脈沖模式觸發(fā)單元74，連接至該混合型控制器73的該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT 及該光耦合器731，通過檢測電源轉(zhuǎn)換器輸出電壓大小，判斷負載是否為輕載或無載，并反 應至該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT ；該脈沖模式觸發(fā)單元74包含有一比較器741及一電子開關 Sb，該比較器741的反相輸入端-連接至光耦合器731，而非反相輸入端+連接一固定參考 電壓，而其輸出端連接至該電子開關Sb，以決定該電子開關Sb的啟閉，其中該電子開關Sb 連接至該混合型控制器73的該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT。上述該混合型控制器73輸出責任周期為50%脈寬信號給橋式開關電路721，令橋 式開關電路721上側(cè)及下側(cè)主動開關HSLS交替導通，此時電源轉(zhuǎn)換電路輸出端輸出穩(wěn)定的 直流電壓。當負載為輕載或無載時，電源轉(zhuǎn)換器輸出端的輸出電壓會升高，此時光耦合器 731電流增大，令該輸出電壓回饋端冊電位拉低，因此該混合型控制器73即依據(jù)該上限切換頻率設定端RFMAX連接的固定電阻RlO決定的上限切換頻率，對該半橋開關電路進行切 換控制。請配合參閱如圖9所示，當操作在上限切換頻率時整體的增益會拉低，如此一來即 能降低輸出電壓。倘若輸出電壓仍令無載或輕載造成過大電流，該輸出電壓回饋端FB的電 位仍為低電位，此時該比較器即輸出一高電位信號給電子開關Sb，此時該電子開關Sb導通 將該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT電位拉低，故而觸發(fā)混合型控制器73的脈沖模式。請配合參閱 圖8所示，為脈沖模式下，混合型控制器73輸出至橋式開關電路721的二組50%脈寬信號 波形，由圖中可知，該混合型控制器73進入脈沖模式后，會對各50%脈寬信號強迫跳過幾 個周期，令輸出電壓再下降，以維持輸出電壓穩(wěn)定。由上述說明可知，通過操作在上限切換頻率下，雖可獲得較低增益以抑制無輕或 輕載時輸出電壓的上升，但卻會提高切換損失，而切換損失將使得電源轉(zhuǎn)換器在輕載或無 載的效率降低，而可能無法滿足國際對于輕載或無載損耗的規(guī)范，因此必須再提出有效的 解決方法。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于上述脈沖模式LLC諧振式電源轉(zhuǎn)換器的缺點，本發(fā)明主要目的是提供一種 于輕載時，具有高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，以提高諧振式電源轉(zhuǎn)換器的整 體轉(zhuǎn)換效率。
欲達上述目的，所使用的主要技術手段為令該諧振式電源轉(zhuǎn)換器包含有一濾波電 路、一功率因子校正電路、一功率因子控制器、一諧振電路、一諧振控制器及一脈沖模式觸 發(fā)單元；其中該諧振控制器的一上限切換頻率設定端連接一上限頻率可變電路，該上限頻 率可變電路其包含有一負載狀態(tài)檢測單元、一第一電阻、一第二電阻及一切換開關，其中第 一電阻連接至該諧振控制器的上限切換頻率設定端，該第二電阻與一切換開關串接后再與 第一電阻并聯(lián)，而該切換開關的控制端連接至該負載狀態(tài)檢測單元。上述本發(fā)明在由該負載狀態(tài)檢測單元判斷目前為無載或輕載時，即驅(qū)動該切換開 關關閉，令第一電阻不再與第二電阻并聯(lián)，僅由第一電阻與上限切換頻率設定端連接，而將 所述效電阻值拉高較于中載/重載時為高，以降低該控制器的上限切換頻率，意即減少切 換橋式開關電路的次數(shù)，減少切換損失，再配合該諧振控制器省略更多周期，減少輸出電 壓，此外，再控制輸出各50%脈沖信號的導通周期變長，故能一次傳送較大的能量予變壓器 的二次側(cè)線圈，維持輸出端應有的電壓，因此本發(fā)明的電源轉(zhuǎn)換器于輕載時的轉(zhuǎn)換效率可 獲得提升。本發(fā)明又一目的是提供一種令輸出端輸出電壓更穩(wěn)定的諧振式電源轉(zhuǎn)換器，即上 述功率因子控制器的參考電壓端連接至一可變參考電壓電路，該可變參考電壓電路包含有 一分壓電路、一電阻及一開關，該開關與電阻串接后連接至該分壓電路及該脈沖模式觸發(fā) 單元，并與該脈沖模式觸發(fā)單元的電子開關連動，意即，當脈沖模式觸發(fā)單元判斷目前負載 為無載或輕載時，其電子開關會導通，此時該功率因子控制器的脈沖模式觸發(fā)端電位會接 地，此時該可變參考電壓電路的開關會導通令該電阻與分壓器其中一電阻并聯(lián)，使得功率 因子控制器的參考電壓輸入端的參考電壓改變儲能電容的電壓。由于該功率因子控制器的參考電壓改變會控制功率開關的導通時間，使得儲能電 容的電壓上升，配合上述諧振控制器控制橋式開關電路導通周期時間拉長，即能在導通期間送出更多能量至該變壓器的二次側(cè)，減少橋式開關電路切換次數(shù)，提升于無載或輕載時 的轉(zhuǎn)換效率，并穩(wěn)定電源電路輸出端電壓。


圖1 本發(fā)明第一優(yōu)選實施例電路圖。圖2A 圖1上限頻率可變電路一種優(yōu)選實施例的詳細電路圖。圖2B 圖1上限頻率可變電路另一種優(yōu)選實施例的詳細電路圖。圖3 圖2控制器二 50%脈寬信號及儲存電容的波形圖。圖4 本發(fā)明第二優(yōu)選實施例電路圖。圖5 圖4控制器二 50%脈寬信號及儲存電容的波形圖。圖6 諧振控制器切換頻率與增益特性曲線圖。圖7 現(xiàn)有的諧振電路電路圖。圖8 圖4控制器二 50%脈寬信號及儲存電容的波形圖。圖9 混合型控制器切換頻率與增益特性曲線圖。主要組件符號說明10整流電路20功率因子校正電路30諧振電路31橋式開關電路40混合型控制器40a功率校正控制器40b諧振控制器41光耦合器50上限頻率可變電路51、51a負載狀態(tài)檢測單元60脈沖模式觸發(fā)單元61比較器70整流電路71功率因子校正電路72諧振電路721橋式開關電路73控制器731光耦合器74脈沖模式觸發(fā)單元741比較器
具體實施例方式請參閱圖1，為本發(fā)明一高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器的第一優(yōu)選實 施例，其包含有—整流電路10，其輸入端連接一交流電源，將該交流電源轉(zhuǎn)換為一弦波直流電源 后輸出；一功率因子校正電路20，其輸入端連接至該整流電路10，檢測該弦波直流電源的 電壓及電流，以調(diào)整該弦波直流電源功率因子，并輸出一直流電源；其中該功率因子校正電 路20包含有一儲能電感Li、一功率開關Sl及一儲能電容Cbulk,該儲能電感L 一端連接至該 整流電路10的輸出端，另一端則連接至該功率開關Sl及儲能電容Cbulk ；一諧振電路30，包含有一變壓器Tl、一諧振單元C,，L,、一橋式開關電路31及一輸 出電容Qm，其中該變壓器Tl包含有一次側(cè)線圈及一二次側(cè)線圈，該諧振單元(；，Lr連接于 該橋式開關電路31及一次側(cè)線圈之間，而輸出電容Qm則連接至該二次側(cè)線圈，該諧振單 元(；，Lr連接至該橋式開關電路31，又于本實施例中，二次側(cè)為中間抽頭線圈，而該橋式開關電路31為一半橋開關電路，其包含有一上側(cè)開關HS及一下側(cè)開關LS串聯(lián)而成；其中該 諧振電路30則為一 LLC諧振電路，即該諧振單元(；，Lr為一 LC電路，由于該LC電路與變壓 器Tl 一次側(cè)線圈連接，故與一次側(cè)線圈的激磁電感Lm構(gòu)成LLC電路，其中該LC電路的電感 Lr為變壓器一次側(cè)線圈的漏感，此外，該漏感k及激磁電感Lm亦可采用獨立電感取代，而該 諧振電路30包含有二組諧振頻率，第一組諧振頻率是由一次側(cè)線圈的漏感Lm及LC電路的 諧振電容C；構(gòu)成，第二組諧振頻率則由激磁電感及漏感與諧振電容C；構(gòu)成；此外，該諧振電 路亦可為LC諧振電路、LCC諧振電路或SRC諧振電路； 一混合型控制器40，包含有一功率因子控制器40a及一諧振控制器40b，其中該功 率因子控制器40a包含有一參考電壓輸入端PFCSV及一輸出端PFCG，而諧振控制器40b則 包含有多輸出端GHS、GLS, 一輸出電壓回饋端FB，一上限切換頻率設定端RFMAX及一脈沖 模式觸發(fā)端SNOUT ；其中該參考電壓輸入端PFCSV通過一分壓器Rl，R2連接至該儲能電容 Cbulk,該分壓器Rl，R2是由上電阻Rl及一下電阻R2串接而成，其串接節(jié)點連接至功率因子 控制器40a的參考電壓端PFCSV，又該上電阻Rl連接至功率因子校正單元20的儲能電容 Cbulk,以連接至直流電源；又該功率因子控制器40a的多輸出端PFCG連接至該功率因子校 正電路20的功率開關Si，而該諧振控制器40b的輸出端GHS，GLS則分別連接至諧振電路 30的的橋式開關電路31，該輸出電壓回饋端FB通過一光耦合器41連接至該諧振電路30 的輸出電容C·，即為電源轉(zhuǎn)換器的輸出端，該上限切換頻率設定端RFMAX連接一上限頻率 可變電路50 ；此外，該功率因子控制器40a及諧振控制器40b亦可為獨立的控制器；及
一脈沖模式觸發(fā)單元60，連接至該控制器40的該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT及該光耦 合器41，通過檢測電源轉(zhuǎn)換器輸出電壓大小，判斷是否進入輕載模式，并反應至該脈沖模式 觸發(fā)端SNOUT ；該脈沖模式觸發(fā)單元60包含有一比較器61及一電子開關，該比較器61的 反相輸入端-連接至光耦合器41，而非反相輸入端+連接一固定參考電壓，而其輸出端連接 至該電子開關Sb，以決定該電子開關Sb的啟閉，其中該電子開關Sb連接至該控制器40的 該脈沖模式觸發(fā)端SNOUT。上述上限頻率可變電路50包含有一負載狀態(tài)檢測單元51，耦接至變壓器Tl，以檢測變壓器Tl諧振電流，判斷負載 用電狀態(tài)；于本實施例中如圖2A所示，該負載狀檢測單元51包含有一輔助繞組Laux及一 濾波電容Cf，該輔助繞組Laux耦接于變壓器Tl 一次側(cè)線圈，并通過一二極管Dl連接至該 濾波電容Cf，以感應其諧振電流大小并轉(zhuǎn)換為對應電壓值。當負載為無載或輕載時，該濾波 電容的電壓值較?。环粗?，則較高；此外，請參閱圖2B所示，該負載狀態(tài)檢測器51a則包含 有一分壓器Ra，Rb及一濾波電容Cf，該分壓器Ra，Rb直接連接至該變壓器T 一次側(cè)線圈， 該濾波電容Cf則與其中一電阻Rb并聯(lián)，依據(jù)一次側(cè)線圈電流變化，改變其電壓大??；一第一電阻R10，連接至該控制器40的上限切換頻率設定端RFMAX ；一第二電阻R20，與一切換開關Sa串接后再與第一電阻RlO并聯(lián)，而該切換開關 Sa的控制端連接至該負載狀態(tài)檢測單元51 ；于本實施例中該切換開關M的控制端連接至 該濾波電容Cf，而切換開關M為一 MOSFET晶體管。當目前負載為中載或重載時，濾波電容Cf的電壓較高，令切換開關M導通，由于 切換開關&導通，第一及第二電阻R10R20會并聯(lián)連接，對諧振控制器40b的上限切換頻率 設定端RFMAX來說，其連接一較低的等效電阻，因此諧振控制器40b的上限切換頻率？_2因此而提高。當目前負載為無載或輕載時，濾波電容Cf電壓會變低，而不再導通切換開關Μ，因 此僅由第一電阻RlO與該諧振控制器40b的上限切換頻率設定端連接，因此對上限切換頻 率設定端RFMAX來說，即連接一高電阻，因此諧振控制器40b的上限切換頻率Fmmi會因此而 提降低，請配合參閱圖6所示，當無載或輕載時，該諧振控制器40b的切換頻率Fmaxi會降低， 因此諧振控制器會以目前上切換頻率輸出二 50%脈沖信號給橋式開關電路31對應的上側(cè) 及下側(cè)開關HS、LS的二 50%脈沖信號；請配合參閱圖3所示，由于諧振控制器40b在進入 無輕或輕載時，諧振控制器40b會進入脈沖模式，即將原本各50%脈沖信號的部份周期省 略掉，較現(xiàn)有脈沖模式省略更多周期，以抑制電源轉(zhuǎn)換器在無載或輕載所輸出電壓上升的 幅度，又為維持負載于無載或輕載應有的電流，故本發(fā)明諧振控制器40b配合該上限頻率 可變電路50，能進一步于將脈沖模式中50%脈沖信號的導通周期時間拉長。誠如上述，當無載或輕載時，該諧振控制器40b的切換頻率Fmaxi會降低，減少橋 式開關電路31切換次數(shù)，有效減少切換損失；又基于省略更多周期而將導通周期拉長，可 一次傳送較大能量至變壓器的二次側(cè)，不因省略更多周期而無法維持負載應有的電流。此 外，當負載又自無載或輕載恢復至中載或重載時，負載所需電流提高，故必須供應更多能量 至變壓器二次側(cè)，故諧振控制器40b的上限頻率可變電路50即恢復最高的上限切換頻率 Fmax2，減少因無法脫離脈沖模式而令電源轉(zhuǎn)換器的輸出端產(chǎn)生的電壓或電流漣波，并且能提 升整體的效率。請進一步參閱圖4所示，為本發(fā)明第二優(yōu)選實施例，即上述控制器40的參考電壓 輸入端PFCSV連接的分壓器Tl進一步包含有一電阻R3及一開關Ds，該電阻R3通過該開 關Ds連接至該脈沖模式觸發(fā)單元60的電子開關Sb，其中該開關Ds與電阻R3串接后連接 至該分壓電路R1R2及該輕載檢測電路60，并與該輕載檢測電路60的電子開關Sb連動。本 實施例的開關Ds為一二極管，其陽極連接至該電阻R3，而陰極則連接至該輕載檢測電路60 的電子開關Sb。當輕載檢測電路60判斷目前負載為輕載時，其電子開關Sb會導通，此時該諧振控 制器40b的脈沖模式觸發(fā)端電位會接地，此時該開關Ds會導通令該電阻R3與分壓器Rl，R2 其中一電阻R2并聯(lián)，使得等效電阻值下降，改變諧振控制器40b的參考電壓輸入端PFCSV 的參考電壓。由于該諧振控制器40b的參考電壓改變會控制功率開關Sl的導通時間，使得 儲能電容Cbulk的電壓Vbulk上升，請配合參閱第五圖所示，配合上述諧振控制器40b控制橋 式開關電路31導通周期時間拉長，即能在導通期間送出更多能量至該變壓器的二次側(cè)以穩(wěn)定電源電路輸出端電壓。
權利要求
1.一種高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，其包含有一整流電路，其輸入端連接一交流電源，將該交流電源轉(zhuǎn)換為一弦波直流電源后輸出；一功率因子校正電路，其輸入端連接至該整流電路，檢測該弦波直流電源的電壓及電 流，以調(diào)整該弦波直流電源功率因子，并輸出一直流電源；其中該功率因子校正電路包含有 一儲能電感、一功率開關、一功率因子控制器及一儲能電容，該儲能電感一端連接至該整流 電路的輸出端，另一端則連接至該功率開關及儲能電感；一諧振電路，包含有一變壓器、一諧振單元、一橋式開關電路及一輸出電容，其中該變 壓器包含有一次側(cè)線圈及一二次側(cè)線圈，該諧振單元連接于該橋式開關電路及一次側(cè)線圈 之間，而輸出電容則連接至該二次側(cè)線圈，該諧振單元連接至該橋式開關電路，又該橋式開 關電路是由一上側(cè)開關及一下側(cè)開關串聯(lián)而成；一功率因子控制器，其包含有一參考電壓輸入端及一輸出端；其中該參考電壓輸入端 通過一分壓器連接至該儲能電容，又該輸出端連接至該功率因子校正電路的功率開關；一諧振控制器，其包含有多輸出端、一輸出電壓回饋端、一上限切換頻率設定端及一脈 沖模式觸發(fā)端；其中該多輸出端分別連接至該功率因子校正電路的功率開關及諧振電路的 橋式開關電路，該輸出電壓回饋端通過一光耦合器連接至該諧振電路的輸出電容，即為電 源轉(zhuǎn)換器的輸出端；一上限頻率可變電路，連接至該諧振控制器的上限切換頻率設定端，并耦接至變壓器， 以檢測變壓器電流大小判斷負載狀態(tài)，于無載或輕載時提供較中載或重載上限切換頻率為 低的上限切換頻率；及一脈沖模式觸發(fā)單元，連接至該諧振控制器的該脈沖模式觸發(fā)端及該光耦合器，通過 檢測電源轉(zhuǎn)換器輸出電壓大小，判斷為無載或輕載時輸出觸發(fā)信號至該脈沖模式觸發(fā)端； 該脈沖模式觸發(fā)單元包含有一比較器及一電子開關，該比較器的反相輸入端連接至光耦合 器，而非反相輸入端連接一固定參考電壓，而其輸出端連接至該電子開關，以決定該電子開 關的啟閉，其中該電子開關連接至該控制器的該脈沖模式觸發(fā)端。
2.根據(jù)權利要求1所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該上限頻率可變 電路包含有一負載狀態(tài)檢測單元，耦接至變壓器，以檢測變壓器諧振電流，判斷負載用電狀態(tài)；一第一電阻，連接至該控制器的上限切換頻率設定端；一第二電阻，與一切換開關串接后再與第一電阻并聯(lián)，而該切換開關的控制端連接至 該負載狀態(tài)檢測單元。
3.根據(jù)權利要求2所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該負載狀檢測單 元包含有一輔助繞組及一濾波電容，該輔助繞組耦接于變壓器一次側(cè)線圈，并通過一二極 管連接至該濾波電容，以感應其諧振電流大小并轉(zhuǎn)換為對應電壓值，該濾波電容連接至該 切換開關的控制端。
4.根據(jù)權利要求2所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該負載狀檢測單 元包含有一分壓器及一濾波電容，該分壓器直接連接至該變壓器一次側(cè)線圈，該濾波電容 則與其中一電阻并聯(lián)，依據(jù)一次側(cè)線圈電流變化，改變其電壓大小，該濾波電容連接至該切 換開關的控制端。
5.根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該 分壓器是由上電阻及一下電阻串接而成，其串接節(jié)點連接至控制器的參考電壓端，又該上 電極連接至功率因子校正單元的儲能電容。
6.根據(jù)權利要求5所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該分壓器進一步 連接有一電阻及一開關，該電阻通過該開關連接至該脈沖模式觸發(fā)單元的電子開關，其中 該開關與電阻串接后連接至該分壓電路及該輕載檢測電路，并與該輕載檢測電路的電子開 關連動。
7.根據(jù)權利要求6所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該開關為一二極 管，其陽極連接至該電阻，其陰極連接至該脈沖模式觸發(fā)單元的電子開關。
8.根據(jù)權利要求6所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該切換開關為一 MOSFET晶體管，其閘極為控制端。
9.根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該 變壓器二次側(cè)為中間抽頭二次側(cè)線圈。
10.根據(jù)權利要求1至中4任一項所述的高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，該 功率校正控制器與該諧振控制器整合成一混合型控制器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種高轉(zhuǎn)換效率的脈沖模式諧振式電源轉(zhuǎn)換器，其包含有一整流電路、一功率因子校正電路、一諧振電路、一控制器及一脈沖模式觸發(fā)單元；其中該控制器的該上限切換頻率設定端連接一上限頻率可變電路，當負載為中載或重載時，該上限頻率可變電路會提升該控制器的上限切換頻率，若負載為無載或輕載時，即降低該控制器的上限切換頻率；如此，該控制器即可減少諧振電路切換橋式開關電路的次數(shù)，且輸出至橋式開關電路的各50％脈沖信號的導通周期變長，可一次傳送較大的能量予變壓器的二次側(cè)線圈，提升整體的效率。
文檔編號G01R31/00GK102044983SQ20091020566
公開日2011年5月4日 申請日期2009年10月16日 優(yōu)先權日2009年10月16日
發(fā)明者林維亮, 王彥龍 申請人:康舒科技股份有限公司