專利名稱：寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒把b置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒把b置，由于輕載時
補(bǔ)償回路被關(guān)斷，本身不耗電，故可應(yīng)用在待機(jī)功率要求非常低的液晶顯示產(chǎn)品反激式電 源當(dāng)中。
背景技術(shù)：
目前大部分液晶顯示產(chǎn)品電源通常采用反激式拓?fù)浼軜?gòu)，而輸入電壓通常采用 90Vrms-264Vrms寬電源方式設(shè)計，為了確保輸出過載或短路時，電源零件不受損壞或不產(chǎn) 生安全引患問題，電源板上通常會設(shè)計有過功率保護(hù)(OPP)功能，而目前大部分反激式電源 過功率保護(hù)有如圖1和圖3兩種。 圖1過功率保護(hù)回路由Rs， R901， C901組成，通過偵測Rs電阻流過的電流最大值 是否有達(dá)到P麗IC內(nèi)部OPP過功率保護(hù)點(diǎn)來決定是否要關(guān)掉P麗IC輸出，該過功率保護(hù)電 路是一種沒有采用任何高低壓過功率補(bǔ)償?shù)碾娐罚陔娫摧斎霝?0Vrms-264Vrms之間， 工頻濾波大電容C903電壓Vc903電壓差異很大，如90Vrms輸入電壓時，Vc903電壓約為 120V;而264Vrms時輸入電壓時，Vc903電壓約為370V，由于輸出過功率保護(hù)點(diǎn)Po卯大小 與Vc903承腫(Ipl+Ip2)/2關(guān)系式有關(guān)，；(Po卯代表輸出過載時的輸出最大功率；Vc903 表示工頻濾波大電容C903電壓平均值，與輸入交流電壓大小有關(guān)；如圖2所示，Ipl表示 Q901M0S開關(guān)管打開時，流過Rs電阻的電流，Ip2表示Q901M0S管關(guān)斷之前流過Rs電阻的電 流，；u表示T901變壓器轉(zhuǎn)換效率人其中Vc903=Lp*(Ip2-Ipl)/Ton (Lp表示變壓器初級側(cè) Npl繞組感量，Ton代表Q901M0S開關(guān)管導(dǎo)通時間)Ip2irs/Rs (Vrs表示Rs電阻上偵測到 的電壓；Rs表示Rs電阻值)，O ^ Ipl〈Ip2，當(dāng)lpl=0時，變壓器工作進(jìn)入不連續(xù)模式工作狀 態(tài)；當(dāng)0〈Ipl〈Ip2時，變壓器工作連續(xù)模式工作狀態(tài)，且Vrs4p2承Rs經(jīng)過R901電阻和C901 電容進(jìn)行低通濾波之后所得到電壓大于P麗ICCS端內(nèi)部保護(hù)電壓值時，P麗IC內(nèi)部就開始 做OPP過功率保護(hù)動作。從上面關(guān)系式及說明可知反激式電源OPP過功率保護(hù)點(diǎn)大小及 輸入電壓在90Vrsm-264Vrms時保護(hù)點(diǎn)的差異與C903工頻濾波大電容上電壓Vc903，變壓 器T901初級側(cè)Npl繞組的感量及變壓器轉(zhuǎn)化效率等變壓器參數(shù)，Rs電流偵測電阻，R901電 阻和C901電容組成的RC低通濾波電路有關(guān)，若這些參數(shù)設(shè)計不夠合理，就會出現(xiàn)OPP過輸 率保護(hù)點(diǎn)偏離目標(biāo)設(shè)定值，目前這些參數(shù)當(dāng)中，工頻濾波大電容C903上Vc903在寬電壓電 源影響最大，電源輸入電壓264Vrms時Vc903是輸入90Vrms時的370V/120V=3. 08，即3. 08 倍，因此輸入264Vrms時通常會比輸入90Vrms時過功率保護(hù)點(diǎn)大，如輸入90Vrms時過功 率保護(hù)點(diǎn)設(shè)計在40W，而在264Vrms時則過功率保護(hù)點(diǎn)變?yōu)?0W，因此設(shè)計沒有OPP補(bǔ)償?shù)?反激式電源電時，要對其反激式變壓器和MOS開關(guān)管要有足夠的設(shè)計裕度，輸出過載或短
4路時，在變壓器還未達(dá)到飽合且開關(guān)MOS管Q901Ids漏極端電流還未達(dá)到規(guī)格最大值之前， P麗IC必須開始做OPP保護(hù)動作，以確保電源零件不受損壞或不產(chǎn)生安全引患，而設(shè)計裕度 增加可能就會設(shè)計成本增加，且由于輸入90Vrsm到264VrmsOPP過功率保護(hù)點(diǎn)差異較大，因 此也增加了電源設(shè)計難度，同時也容易造成因輸出短路或過載而造成開關(guān)M0S管Q901等零 件出現(xiàn)損壞。 圖2過功率保護(hù)回路由Rs， R901， C901， R912組成，其中R912連接在C903工頻濾波 大電容正端與IC9010PP過功率保護(hù)檢測功能端(CS端)之間，作為寬電源高低壓OPP過功率 補(bǔ)償電路，在輸入電壓為90Vrms之時工頻大電容C903電壓約為120V，此時IC9010PP過功 率保護(hù)檢測功能端(CS端)得到較小的OPP過功率補(bǔ)償，補(bǔ)償電流I=120V/ (R905+R901+Rs); 在輸入電壓為264Vrms之時工頻大電容C903電壓約為370V，此時IC901 OPP過功率保護(hù)檢 測功能端(CS端)得到較大的OPP過功率補(bǔ)償，補(bǔ)償電流I=370V/(R905+R901+Rs);通過電 源輸入交流電壓越高所得到OPP過功率補(bǔ)償越多，使得輸入為90Vrms-264Vrms之間OPP過 功率保護(hù)點(diǎn)更接近，由于補(bǔ)償電阻R912是接在工頻電容C903正端和IC901CS低壓端，當(dāng)輸 入電壓264Vrms，工頻電容上直流電壓約為370V，則此時R912電阻上的功耗P=370V*370V/ R912 ;采用此種過功率補(bǔ)嘗裝置，當(dāng)R912電阻小于1M時，電路會出現(xiàn)過度OPP過功率補(bǔ)償； R905值設(shè)定在1M左右OPP過功率補(bǔ)償效果較好，但此時損耗在R912電阻上功耗較大，約為 0. 136mW，無法使用在待機(jī)功耗較低的液晶顯示產(chǎn)品上。R912電阻值大于2M以上，出現(xiàn)OPP 過功率補(bǔ)償不足問題，即電源輸入在90Vrms-264Vrms之間時，電源輸出過功率保護(hù)點(diǎn)開始 出現(xiàn)較大的差異。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服上述技術(shù)的不足，本發(fā)明對現(xiàn)有反激式電源過功率補(bǔ)償電路進(jìn)行改 進(jìn)，提供一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒?；其能讓輸入電壓?0Vrms和 264Vrms之間過功率保護(hù)點(diǎn)更接近，本發(fā)明是通過如下方式實(shí)現(xiàn)一種寬電壓輸入的反激 式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒?，包括反激式電源的反激式變壓器，OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為 反激式電源P麗控制IC，其特征在于在所述反激式電源的反激式變壓器初級側(cè)增加一個 繞組，并將該繞組一端作為異名端接反激式變壓器初級側(cè)參考地，而另一端做為同名端將 與變壓器Npl繞組耦合，且耦合出來的電壓通過OPP過功率補(bǔ)償電路傳輸?shù)阶鳛榉醇な诫?源P麗控制IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能端CS做OPP過功率補(bǔ)償。 本發(fā)明的另一目的是提供一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，其采 用以下方案實(shí)現(xiàn)包括反激式電源的反激式變壓器T901， OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激 式電源P麗控制IC，其特征在于所述的反激式變壓器T901包括
一初級側(cè)Npl繞組，其同名端pll與C903工頻大電容正極端相連接，而異名端p12 與MOS開關(guān)管Q901的漏極相連接；
一初級側(cè)Np2繞組，其同名端與反激式變壓器T901初級側(cè)參考地相連接，而異名端與 Vcc供電電路相連接；
一初級側(cè)NP3繞組，其異名端p32接反激式變壓器T901初級側(cè)參考地，而另一端做為同名端P31與OPP過功率補(bǔ)償電路相連接；
次級側(cè)Nsl， Ns2，…Nsn繞組，其同名端接反激式變壓器T901次級側(cè)參考地，而異名端 與輸出整流電路相連接；
所述OPP過功率補(bǔ)償電路輸出端與作為反激式電源P麗控制IC連接，所述的作為反激 式電源P麗控制IC的脈寬調(diào)制輸出功能端Gate與MOS開關(guān)管Q901的柵極連接。
所述的OPP過功率補(bǔ)償電路設(shè)置有一組晶體管Q902、Q903做OPP過功率補(bǔ)償電路 的開關(guān)管，通過偵測P麗ICFB端電壓大小來決定是否要對OPP過功率補(bǔ)償電路做打開或是 關(guān)斷，當(dāng)電源輸出為輕載時，OPP過功率補(bǔ)償電路通過其內(nèi)部晶體管Q902、 Q903被關(guān)斷，過 功率補(bǔ)償電路停止對P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端CS做寬電源交流輸入高低 壓過功率補(bǔ)償；當(dāng)電源輸出為重載時，OPP過功率補(bǔ)償電路通過其內(nèi)部晶體管Q902、Q903被 打開，且OPP過功率補(bǔ)償電路開始對P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端CS做寬電源 交流輸入高低壓過功率補(bǔ)償。 本發(fā)明構(gòu)思巧妙，電路結(jié)構(gòu)簡單，通過增加該OPP過功率補(bǔ)償電路，使電源產(chǎn)品更 符合寬電源產(chǎn)品設(shè)計規(guī)格的要求，使產(chǎn)品在使用方面更安全，同時也會降低因輸出過載或 短時引起MOS開關(guān)管等零件損壞的問題，有效的延長了產(chǎn)品使用壽命。


圖1是習(xí)知的輸入90Vrms-264Vrms反激式寬電源沒有采用任何OPP過功率補(bǔ)償 電路具有過功率保護(hù)回路的反激式電源。 圖2是反激式電源Q901M0S管理想狀態(tài)下電流波形圖。 圖3是習(xí)知的輸入90Vrms-264Vrms反激式寬電源使用 一功率電阻R912連接到 C903工頻濾波大電容正端和P麗ICOPP過功率保護(hù)檢測功能端(CS端)做OPP過功率補(bǔ)償 的示意圖。 圖4是本發(fā)明實(shí)施例的電路結(jié)構(gòu)原理示意圖。 圖5是本發(fā)明實(shí)施例P麗IC檢測輸出電壓反饋端的電路原理示意圖。
具體實(shí)施例方式
本實(shí)施例提供一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒ǎǚ醇な诫娫?的反激式變壓器，OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激式電源P麗控制IC，其特征在于在所 述反激式電源的反激式變壓器初級側(cè)增加一個繞組，并將該繞組一端作為異名端接反激式 變壓器初級側(cè)參考地，而另一端做為同名端將與變壓器Npl繞組耦合，且耦合出來的電壓 通過OPP過功率補(bǔ)償電路傳輸?shù)阶鳛榉醇な诫娫碢麗控制IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能 端CS做OPP過功率補(bǔ)償。在本實(shí)施例子中，所述繞組的圈數(shù)為一圈。 所述的作為反激式電源P麗控制IC至少包含脈寬調(diào)制輸出功能端Gate，P麗IC供 電功能端Vcc， OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能CS， P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB， P麗IC接參考地端GND。所述P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB的內(nèi)端與一上拉電阻Rfb —端相連接， 而上拉電阻Rfb另一端接一基準(zhǔn)電壓Vref ;當(dāng)OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端CS的電壓 大于P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB的電壓時，脈寬調(diào)制輸出功能端Gate輸出低電平；所述 P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB電壓與反激式電源輸出帶載關(guān)系為當(dāng)輸出為輕載時，P麗IC 檢測輸出電壓反饋端FB電壓降為較低的電壓準(zhǔn)位，且P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功 能端CS偵測到較小的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端Gate輸出較小的脈寬調(diào)制 占空比；而當(dāng)輸出載變重時，P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB電壓上升為較高的電壓位，此時 P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端Gate輸出脈寬調(diào)制占空比增大，且P麗IC的OPP輸出過功率 保護(hù)檢測功能端CS偵測到較大的電壓；當(dāng)輸出過載時，P麗IC檢測輸出電壓反饋端FB電 壓上升到更高的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端Gate輸出脈寬調(diào)制占空比繼續(xù)增 力口，且P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端CS偵測到電壓達(dá)到P麗IC內(nèi)部設(shè)定的OPP 保護(hù)點(diǎn)參考電壓時，P麗IC就開始做OPP過功率保護(hù)。 此外如圖4所示，本實(shí)施提供一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置， 包括反激式電源的反激式變壓器T901， OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激式電源P麗控制 IC，其特征在于所述的反激式變壓器T901包括
一初級側(cè)Npl繞組，其同名端pll與C903工頻大電容正極端相連接，而異名端P12 與MOS開關(guān)管Q901的漏極相連接；
一初級側(cè)Np2繞組，其同名端與反激式變壓器T901初級側(cè)參考地相連接，而異名端與 Vcc供電電路相連接；
一初級側(cè)NP3繞組，其異名端p32接反激式變壓器T901初級側(cè)參考地，而另一端做為 同名端p31與OPP過功率補(bǔ)償電路相連接；
次級側(cè)Nsl， Ns2，…Nsn繞組，其同名端接反激式變壓器T901次級側(cè)參考地，而異名端 與輸出整流電路相連接；
所述OPP過功率補(bǔ)償電路輸出端與作為反激式電源P麗控制IC連接，所述的作為反激 式電源P麗控制IC的脈寬調(diào)制輸出功能端Gate與MOS開關(guān)管Q901的柵極連接。
值得一提的是，為了讓本發(fā)明的裝置能很好的應(yīng)用在待機(jī)功率要求很低的液晶顯 示產(chǎn)品的電源當(dāng)中。所述的0PP過功率補(bǔ)償電路內(nèi)部設(shè)置有一組晶體管(Q902、 Q903)做 OPP過功率補(bǔ)償電路的開關(guān)管，通過偵測P麗ICFB端電壓大小來決定是否要對OPP過功率補(bǔ) 償電路做打開或是關(guān)斷，當(dāng)電源輸出為輕載時，0PP過功率補(bǔ)償電路通過該晶體管(Q902、 Q903)被關(guān)斷，過功率補(bǔ)償電路停止對P麗IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能端CS做寬電源交 流輸入高低壓過功率補(bǔ)償；當(dāng)電源輸出為重載時，0PP過功率補(bǔ)償電路通過晶體管(Q902、 Q903)被打開，且OPP過功率補(bǔ)償電路開始對P麗IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能端CS做寬 電源交流輸入高低壓過功率補(bǔ)償。 為了讓一般技術(shù)人員能清楚的了解本發(fā)明，下面結(jié)合圖4對本實(shí)施例電路的一些 控制原理進(jìn)行具體的介紹
一、反激式電源輸出輕重時如何讓OPP補(bǔ)償電路打開還是關(guān)斷的工作原理如下當(dāng)電 源輸出所帶的負(fù)載減小時，電源輸出電壓Vout增大，因Vl=Vout*R904/ (R903+R904)，故VI 電壓增大，因V1是輸入到TL431的R端，而R端為TL431內(nèi)部誤差運(yùn)放的正端，故TL431內(nèi) 部晶體管基極電流Ibl增大，因If=Ibl*K(K為TL431內(nèi)部晶體管放大倍數(shù))，故流過IC902
7光耦內(nèi)部發(fā)光二極體電流If增大，因IC902光耦I(lǐng)cl=If*CTR(CTR為光耦內(nèi)部光電轉(zhuǎn)化傳 輸比率)，故，IC902光耦輸出電流Icl增大，因光耦輸出端(C端)與IC901P麗IC的FB端 相連接，參考圖5—〉IC901P麗IC內(nèi)部FB端與一上拉電阻Rfb —端相連接，而上拉電阻Rfb 另一端接一基準(zhǔn)電壓，其Vfb=Vref-Icl*Rfb，故P麗ICFB端電壓Vfb減小，因Vg=Vfb*R909/ (R909+R910)，故Q902開關(guān)管柵極Vg電壓減小，當(dāng)電源輸出載越輕時，Q902開關(guān)管柵極 電壓Vg就越小，且當(dāng)Vg電壓小于Q902開關(guān)管門檻電壓Vgs(th)時，Q902開關(guān)管關(guān)斷，此 時Q903開關(guān)管也被關(guān)斷，即0PP過功率補(bǔ)償電路停止工作。當(dāng)電源輸出所帶的負(fù)載增大 時，電源輸出電壓Vout減小，因Vl=Vout*R904/ (R903+R904)，故VI電壓減小，因VI是輸入 到TL431的R端，而R端為TL431內(nèi)部誤差運(yùn)放的正端，故TL431內(nèi)部晶體管基極電流Ibl 減小，因If4bl純(K為TL431內(nèi)部晶體管放大倍數(shù))，故流過IC902光耦內(nèi)部發(fā)光二極體 電流If減小，因IC902光耦I(lǐng)cl=If*CTR(CTR為光耦內(nèi)部光電轉(zhuǎn)化傳輸比率)，故，IC902 光耦輸出電流Icl減小，因光耦輸出端(C端)與IC901P麗IC的FB端相連接，參考圖5— 〉IC901P麗IC內(nèi)部FB端與一上拉電阻Rfb —端相連接，而上拉電阻Rfb另一端接一基準(zhǔn)電 壓，其Vfb=Vref-Icl*Rfb，故P麗ICFB端電壓Vfb增大，因Vg=Vfb*R909/ (R909+R910)，故 Q902開關(guān)管柵極Vg電壓增大，當(dāng)電源輸出載越重時，Q902開關(guān)管柵極電壓Vg就越大，且 當(dāng)Vg電壓大于Q902開關(guān)管門檻電壓Vgs(th)時，Q902開關(guān)管被打開，此時Q903開關(guān)管也 被打開，即OPP過功率補(bǔ)償電路開始工作。
二、 OPP過功率補(bǔ)償工作原理
由于反激式寬電源OPP過功率保護(hù)點(diǎn)通常在輸入90Vrms交流電壓時，OPP保護(hù)點(diǎn)較 小，在輸入264Vrms交流電壓時，OPP保護(hù)點(diǎn)較大，因此希望在輸入為90Vrms時，得到較小 的OPP補(bǔ)償，而輸入為264Vrms時，得到較大OPP補(bǔ)償，補(bǔ)償越大時，輸出過功率保護(hù)點(diǎn)會 變得越低，因此可通過調(diào)整OPP補(bǔ)償電路中R906/R901電阻阻值大小使得電源輸入電壓在 90Vrms-264Vrms之間的OPP過功率保護(hù)點(diǎn)更接近，具體工作原理如下將變壓器T901增加 一圈數(shù)為1圈Np3繞組，Npl繞組pll端與Np3繞組p31端為同名端；而Npl繞組pl2端與 Np3繞組p32端相對pll/p31端為異名端，即當(dāng)MOS開關(guān)管Q901漏極端打開時，T901變壓 器Npl繞組pll端為正，pl2端為負(fù)；Np3繞組p31端為正，p32端為負(fù)。此時Np3繞組所耦 合Npl繞組到電壓Vnp3=Vc903*Np3/Npl=Vc903/Npl (Np3表示Np3繞組的圈數(shù)；Npl表示 Npl繞組的圈數(shù)；Vc903表示工頻大電容C903上的直流電壓)，Np3繞組所耦合到電壓轉(zhuǎn)輸 到OPP過功率補(bǔ)償電路經(jīng)R911diD901diQ903diR906到P麗ICCS端做OPP過功率補(bǔ)償，當(dāng)電源輸 入電壓為90Vrms時，工頻濾波大電容C903電壓Vc903約為120V左右，此時變壓器T903Np3 繞組所耦合到電壓Vnp3=120V/Npl(Npl表示該繞組圈數(shù))，先假設(shè)Npl=50圈，D901正向 導(dǎo)通電壓Vf=0. 7V， Q903晶體管飽合導(dǎo)通壓降Vce=0. 3V， Rs=0. 68 Q ， ， R911=10 Q則此時 P麗ICCS端得到OPP補(bǔ)償電壓
△ Vl=(Vnp3-Vf-Vce)*(Rs+R901)/(R911+R906+R901+Rs)
=1. 4V*(0. 68+R901)/(10. 68+R901+R906);當(dāng)電源輸入電壓為264Vrms時，工頻濾波大 電容C903電壓Vc903約為370V左右，此時變壓器T903Np3繞組所耦合到電壓Vnp3=370V/ Npl (Npl表示該繞組圈數(shù))，則此時P麗ICCS端得到OPP補(bǔ)償電壓
△ V2=(Vnp3-Vf-Vce)*(Rs+R901)/(R911+R906+R901+Rs)
=6. 4V*(0. 68+R901)/(10. 68+R901+R906) ， △ V2/ △ Vl=4. 57即電源輸入電壓264Vrms時OPP過功率補(bǔ)償電壓約為輸入90Vrms時的4. 57倍，再通過調(diào)整R906與R901阻值大小 使電源輸入電壓在90Vrms-264Vrms之間OPP過功率保護(hù)點(diǎn)相接近。
三、OPP過功率補(bǔ)償電路中每個零件的作用
R911電阻放置在D901整流二極管正端，具有更好的EMI抑制效果；
D901 二極管在線路當(dāng)中起到整流作用；
C901/C904/C905電容用做濾除高頻的雜迅；
R907/R908電阻做為Q903PNP晶體管基極和發(fā)射極之間的分壓電阻； R910/R909為Q902M0S開關(guān)管柵極分壓電阻； R906為調(diào)整OPP過功率補(bǔ)償電阻；
R901即做為OPP過功率補(bǔ)償電阻，又與C901電容組成RC低通濾波電路防止Q901/Rs 之間的雜迅干擾到P麗ICCS端；
Q902與Q903晶體管做控制OPP補(bǔ)償電路開通與關(guān)斷的開關(guān)管，其中Q902為N溝道 MOS管，也可用NPN晶體管來替代；Q903為PNP晶體管，也可用P溝道MOS管來替代。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，凡依本發(fā)明申請專利范圍所做的均等變化與 修飾，皆應(yīng)屬本發(fā)明的涵蓋范圍。
權(quán)利要求
一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒?，包括反激式電源的反激式變壓?OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激式電源PWM控制 IC，其特征在于在所述反激式電源的反激式變壓器初級側(cè)增加一個繞組，并將該繞組一端作為異名端接反激式變壓器初級側(cè)參考地，而另一端做為同名端將耦合出來的電壓通過OPP過功率補(bǔ)償電路傳輸?shù)阶鳛榉醇な诫娫碢WM控制 IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能端(CS)做OPP過功率補(bǔ)償。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒?，其特征在于所述繞組的圈數(shù)為一圈。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒?，其特征在?所述的作為反激式電源P麗控制IC包含脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)， P麗IC供電功能端 (Vcc)， OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)， P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)， P麗IC接參 考地端(GND)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ涮卣髟谟?所述P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)的內(nèi)端與一上拉電阻Rfb —端相 連接，而上拉電阻 Rfb另一端接一基準(zhǔn)電壓Vref ;當(dāng)OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)的電壓大于P麗IC 檢測輸出電壓反饋端(FB)的電壓時，脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出低電平；所述P麗IC 檢測輸出電壓反饋端(FB)電壓與反激式電源輸出帶載關(guān)系為當(dāng)輸出為輕載時，P麗IC檢 測輸出電壓反饋端(FB)電壓降為較低的電壓準(zhǔn)位，且P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功 能端(CS)偵測到較小的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出較小的脈寬調(diào) 制占空比；而當(dāng)輸出載變重時，P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)電壓上升為較高的電壓位， 此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出脈寬調(diào)制占空比增大，且P麗IC的OPP輸出 過功率保護(hù)檢測功能端(CS)偵測到較大的電壓；當(dāng)輸出過載時，P麗IC檢測輸出電壓反饋 端(FB)電壓上升到更高的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出脈寬調(diào)制占 空比繼續(xù)增加，且P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)偵測到電壓達(dá)到P麗IC內(nèi) 部設(shè)定的OPP保護(hù)點(diǎn)參考電壓時，P麗IC就開始做OPP過功率保護(hù)。
5. —種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，包括反激式電源的反激式變壓器 (T901)，OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激式電源P麗控制IC，其特征在于所述的反激式 變壓器(T901)包括一初級側(cè)Npl繞組，其同名端(pll)與C903工頻大電容正極端相連接，而異名端 (pl2)與MOS開關(guān)管Q901的漏極相連接;一初級側(cè)Np2繞組，其同名端與反激式變壓器(T901)初級側(cè)參考地相連接，而異名端 與Vcc供電電路相連接；一初級側(cè)NP3繞組，其異名端(p32)接反激式變壓器(T901)初級側(cè)參考地，而另一端 做為同名端(p31)與OPP過功率補(bǔ)償電路相連接；次級側(cè)Nsl，Ns2，…Nsn繞組，其同名端接反激式變壓器(T901)次級側(cè)參考地，而異名 端與輸出整流電路相連接；所述OPP過功率補(bǔ)償電路輸出端與作為反激式電源P麗控制IC連接，所述的作為反激 式電源P麗控制IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)與MOS開關(guān)管Q901的柵極連接。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，其特征在于 所述的初級側(cè)NP3繞組的圈數(shù)為一圈。
7. 根據(jù)權(quán)利5所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，其特征在于所述 的作為反激式電源P麗控制IC至少包含脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)， P麗IC供電功能端 (Vcc)， OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)， P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)， P麗IC接參 考地端(GND)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，其特征在于 其特征在于所述P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)的內(nèi)端與一上拉電阻Rfb —端相連接， 而上拉電阻Rfb另一端接一基準(zhǔn)電壓Vref ;當(dāng)OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)的電 壓大于P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)的電壓時，脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出低電 平；所述P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)電壓與反激式電源輸出帶載關(guān)系為當(dāng)輸出為輕 載時，P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)電壓降為較低的電壓準(zhǔn)位，且P麗IC的OPP輸出過功 率保護(hù)檢測功能端(CS)偵測到較小的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸 出較小的脈寬調(diào)制占空比；而當(dāng)輸出載變重時，P麗IC檢測輸出電壓反饋端(FB)電壓上升 為較高的電壓位，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate)輸出脈寬調(diào)制占空比增大，且 P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)偵測到較大的電壓；當(dāng)輸出過載時，P麗IC檢 測輸出電壓反饋端(FB)電壓上升到更高的電壓，此時P麗IC的脈寬調(diào)制輸出功能端(Gate) 輸出脈寬調(diào)制占空比繼續(xù)增加，且P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)偵測到電 壓達(dá)到P麗IC內(nèi)部設(shè)定的OPP保護(hù)點(diǎn)參考電壓時，P麗IC就開始做OPP過功率保護(hù)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)难b置，其特征在于 所述的OPP過功率補(bǔ)償電路設(shè)置有一組晶體管(Q902、Q903)做OPP過功率補(bǔ)償電路的開關(guān) 管，通過偵測P麗ICFB端電壓大小來決定是否要對OPP過功率補(bǔ)償電路做打開或是關(guān)斷，當(dāng) 電源輸出為輕載時，OPP過功率補(bǔ)償電路通過其內(nèi)部晶體管(Q902、Q903)被關(guān)斷，過功率補(bǔ) 償電路停止對P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)做寬電源交流輸入高低壓過 功率補(bǔ)償；當(dāng)電源輸出為重載時，OPP過功率補(bǔ)償電路通過晶體管(Q902、 Q903)被打開，此 時OPP過功率補(bǔ)償電路開始對P麗IC的OPP輸出過功率保護(hù)檢測功能端(CS)做寬電源交 流輸入高低壓過功率補(bǔ)償。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種寬電壓輸入的反激式電源過功率補(bǔ)償?shù)姆椒把b置，包括反激式電源的反激式變壓器,OPP過功率補(bǔ)償電路，及作為反激式電源PWM控制IC，其特征在于在所述變壓器初級側(cè)增加一個繞組，并將該繞組一端作為異名端接變壓器初級側(cè)參考地，而另一端做為同名端將耦合出來的電壓通過OPP過功率補(bǔ)償電路傳輸?shù)阶鳛榉醇な诫娫碢WM控制IC的OPP過功率保護(hù)檢測功能端CS做OPP過功率補(bǔ)償。本發(fā)明能讓寬電源(輸入在90Vrms-264Vrms交流電)過功率保護(hù)點(diǎn)更接近，且由于輕載時OPP過功率補(bǔ)償電路不工作，即輸出輕載時，OPP補(bǔ)償電路不損耗能量，可應(yīng)用于待機(jī)功耗要求很低的反激式寬電源中，使用方便、安全，同時也會降低因輸出過載或短路而造成開關(guān)MOS管等零件損壞的問題。
文檔編號H02M3/335GK101783595SQ201010118600
公開日2010年7月21日 申請日期2010年3月5日 優(yōu)先權(quán)日2010年3月5日
發(fā)明者余祚尚, 李宗晏 申請人:福建捷聯(lián)電子有限公司