一種gps接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法
【專利摘要】本發(fā)明提供了一種GPS接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法，屬于衛(wèi)星導(dǎo)航【技術(shù)領(lǐng)域】。本發(fā)明首先擴(kuò)展標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)通道相關(guān)器支路，提高時(shí)延分辨率并伸延時(shí)延覆蓋范圍；然后利用多徑信道輸出致使相關(guān)函數(shù)畸變的特性，在接收機(jī)通道中構(gòu)建多徑均衡器，估計(jì)多徑信號(hào)分量并補(bǔ)償多徑跟蹤誤差；最后，運(yùn)用基于小波閾值濾波算法構(gòu)建針對(duì)接收機(jī)觀測(cè)量的多徑濾波器，抑制偽距和載波相位觀測(cè)量中的多徑誤差。本發(fā)明方法不依賴有關(guān)待估計(jì)多徑參數(shù)先驗(yàn)概率分布的假設(shè)，能夠更好地適應(yīng)多徑環(huán)境的動(dòng)態(tài)變化，通過(guò)多徑處理的綜合方法，消除了GPS接收機(jī)碼和載波跟蹤環(huán)路以及偽距和載波相位觀測(cè)量中的多徑誤差。
【專利說(shuō)明】一種GPS接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于衛(wèi)星導(dǎo)航【技術(shù)領(lǐng)域】，具體涉及一種全球定位系統(tǒng)(GPS)信號(hào)接收機(jī)中的多徑效應(yīng)抑制方法。
【背景技術(shù)】
[0002]在存在多徑的應(yīng)用環(huán)境中，GPS接收機(jī)將接收到所處環(huán)境中反射體引起的導(dǎo)航衛(wèi)星信號(hào)的額外副本。由于GPS接收機(jī)普遍采用基于衛(wèi)星信號(hào)到達(dá)時(shí)間(TOA)測(cè)量的定位方法，并假定接收到的衛(wèi)星信號(hào)經(jīng)視線路徑(從衛(wèi)星到接收機(jī)天線段的直線路徑)傳播，多徑信號(hào)將在GPS接收機(jī)的碼時(shí)延鎖定環(huán)(DLL)引入額外的估計(jì)時(shí)延偏差，并在耦合作用下影響接收機(jī)的載波相位鎖定環(huán)(PLL)，引起碼和載波跟蹤誤差，因而引起偽距和載波相位觀測(cè)量誤差，并最終導(dǎo)致接收機(jī)的定位誤差。
[0003]GPS接收機(jī)常用抗多徑天線進(jìn)行多徑抑制，通過(guò)特殊設(shè)計(jì)的天線，使天線對(duì)于可能的反射體方位具有低增益，但由此增加了接收機(jī)復(fù)雜度。相比而言，基于接收機(jī)內(nèi)部處理的方法具有更大靈活性，這類方法可細(xì)分為改進(jìn)跟蹤通道方法和多徑信號(hào)處理方法。
[0004]改進(jìn)跟蹤通道方法的優(yōu)勢(shì)在于處理便捷、實(shí)時(shí)性好，主要問(wèn)題是只能有限降低偽距測(cè)量誤差，但無(wú)法改善載波相位測(cè)量精度。而多徑信號(hào)處理方法一般通過(guò)估計(jì)多徑信號(hào)的參數(shù)來(lái)抑制多徑誤差，如美國(guó)NovAtel公司研制的MEDLL (即多徑消除DLL)接收機(jī)，以及此后改進(jìn)其實(shí)時(shí)性的MMT (即多徑抑制技術(shù))接收機(jī)，MEDLL對(duì)多徑信號(hào)進(jìn)行最大似然估計(jì)，可以抑制碼和載波相位測(cè)量中的多徑，但只適用于多徑緩變的場(chǎng)景。針對(duì)動(dòng)態(tài)多徑抑制，德國(guó)宇航中心(DLR)采用貫序貝葉斯估計(jì)(即粒子濾波)技術(shù)實(shí)現(xiàn)多徑估計(jì)，但需要已知待估計(jì)多徑參數(shù)的先驗(yàn)概率密度，而這種先驗(yàn)?zāi)Ｐ偷臏?zhǔn)確度將影響多徑估計(jì)的效果。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]針對(duì)現(xiàn)有多徑抑制方法依賴有關(guān)待估計(jì)多徑參數(shù)的先驗(yàn)概率分布假設(shè)或不適合動(dòng)態(tài)多徑變換場(chǎng)景的問(wèn)題，本發(fā)明提出一種用于GPS接收機(jī)的多徑抑制方法，具體是一種GPS接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法。
[0006]本發(fā)明提出的一種GPS接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法，包括如下步驟:
[0007]步驟一:擴(kuò)展標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)通道相關(guān)器支路。在標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的每個(gè)通道上采用M對(duì)超前/滯后支路相關(guān)器，來(lái)提高時(shí)延分辨率0.1倍至0.01倍擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延，并將時(shí)延范圍延伸至覆蓋±1.5倍擴(kuò)頻碼碼片，以此形成相關(guān)輸出。M取值范圍為15?150。
[0008]步驟二:構(gòu)建接收機(jī)通道中的多徑均衡器，多徑均衡器包括多徑參數(shù)估計(jì)和多徑分量重構(gòu)兩部分。首先，采用橫向自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)多徑參數(shù)估計(jì)，濾波器的階數(shù)與步驟一中的時(shí)延分辨率對(duì)應(yīng)，為2M+1 ;將理想(無(wú)多徑)信道對(duì)應(yīng)的相關(guān)輸出作為濾波器的輸入信號(hào)，將實(shí)際信道的相關(guān)輸出作為濾波器的期望響應(yīng)，采用遞歸最小二乘(RLS)算法使濾波器收斂，得到由濾波器權(quán)重系數(shù)表示的多徑信號(hào)分量的幅度與相位，而多徑時(shí)延由濾波器延遲單元對(duì)應(yīng)的時(shí)延表示，由此得到多徑信號(hào)分量參數(shù)的估計(jì)。其次，基于估計(jì)得到的多徑信號(hào)分量參數(shù)，重構(gòu)出多徑分量，并將重構(gòu)出的多徑分量以負(fù)分量形式疊加到接收機(jī)的數(shù)字中頻輸入信號(hào)上，補(bǔ)償實(shí)際接收信號(hào)中的多徑分量，進(jìn)而消除多徑跟蹤誤差。
[0009]步驟三:構(gòu)建接收機(jī)觀測(cè)域中的觀測(cè)量多徑濾波器。對(duì)于接收機(jī)中產(chǎn)生的偽距觀測(cè)量和載波相位觀測(cè)量，分別構(gòu)建小波多徑閾值濾波器。小波多徑閾值濾波器中，首先進(jìn)行多尺度小波變換，利用接收機(jī)中的載噪比估計(jì)，設(shè)定小波域閾值，進(jìn)行小波系數(shù)修正，實(shí)現(xiàn)小波閾值濾波，使觀測(cè)域中由多徑效應(yīng)導(dǎo)致的誤差與衛(wèi)星信號(hào)觀測(cè)量分離，基于修正的小波系數(shù)進(jìn)行小波逆變換，得到抑制多徑誤差后的偽距觀測(cè)量和載波相位觀測(cè)量。
[0010]本發(fā)明提供的方法具有以下優(yōu)點(diǎn)和積極效果:
[0011](I)本發(fā)明的多徑抑制方法中的GPS接收機(jī)通道多徑均衡器，其構(gòu)建基于自適應(yīng)估計(jì)理論，不依賴有關(guān)待估計(jì)多徑參數(shù)先驗(yàn)概率分布的假設(shè)；所采用的RLS類算法比最小均方(LMS)類算法，能夠更好地適應(yīng)多徑環(huán)境的動(dòng)態(tài)變化。
[0012](2)本發(fā)明的多徑抑制方法在GPS接收機(jī)中綜合運(yùn)用通道中的多徑均衡器與觀測(cè)域的多徑濾波器，分別處理跟蹤環(huán)路以及偽距和載波相位觀測(cè)量中的多徑誤差，聯(lián)合抑制接收機(jī)跟蹤與觀測(cè)量生成兩個(gè)處理階段的多徑誤差。
【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0013]圖1為本發(fā)明多徑抑制方法在一個(gè)GPS接收機(jī)通道中實(shí)現(xiàn)的原理結(jié)構(gòu)圖；
[0014]圖2為本發(fā)明多徑抑制方法中步驟一中擴(kuò)展支路相關(guān)器的原理結(jié)構(gòu)圖；
[0015]圖3為本發(fā)明多徑抑制方法中步驟二中多徑參數(shù)估計(jì)的原理結(jié)構(gòu)圖；
[0016]圖4為本發(fā)明多徑抑制方法中步驟三中觀測(cè)量多徑濾波的原理結(jié)構(gòu)圖。
【具體實(shí)施方式】
[0017]下面將結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案作進(jìn)一步的詳細(xì)說(shuō)明。
[0018]本發(fā)明利用多徑信道輸出致使相關(guān)函數(shù)畸變的特性，在接收機(jī)通道中構(gòu)建基于RLS算法的多徑均衡器，不依賴有關(guān)待估計(jì)多徑參數(shù)先驗(yàn)概率分布的假設(shè)，估計(jì)并補(bǔ)償接收機(jī)通道中的多徑跟蹤誤差；并聯(lián)合運(yùn)用基于小波閾值濾波算法的觀測(cè)量多徑濾波器。通過(guò)多徑處理的綜合方法，消除GPS接收機(jī)碼和載波跟蹤環(huán)路以及偽距和載波相位觀測(cè)量中的多徑誤差。
[0019]本發(fā)明提供的一種接收機(jī)通道與觀測(cè)域聯(lián)合的多徑抑制方法，主要包括在GPS接收機(jī)通道中實(shí)現(xiàn)的多徑均衡器以及用于觀測(cè)量多徑誤差處理的多徑濾波器。本發(fā)明方法在標(biāo)準(zhǔn)GPS接收機(jī)的基礎(chǔ)上，需要首先擴(kuò)展接收機(jī)通道中的相關(guān)器支路。所述方法的原理結(jié)構(gòu)如圖1所示，具體通過(guò)以下步驟實(shí)現(xiàn):
[0020]步驟一:擴(kuò)展標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)通道相關(guān)器支路。標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的一個(gè)通道采用一對(duì)超前/滯后支路相關(guān)器以及相對(duì)于即時(shí)支路的0.5倍擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)延間距。在此基礎(chǔ)上對(duì)于每個(gè)接收機(jī)通道擴(kuò)展相關(guān)器支路來(lái)提高時(shí)延分辨率到0.1倍(至0.01倍)擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延，并將時(shí)延范圍延伸至覆蓋±1.5倍擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延，以此形成相關(guān)輸出。
[0021]對(duì)于每個(gè)接收機(jī)通道，擴(kuò)展后的相關(guān)器支路達(dá)到31路(至301路)，其中，即時(shí)支路為I路，超前和滯后支路各為15路(至150路)，每個(gè)支路之間的時(shí)間間隔為0.1倍(至0.01倍)擴(kuò)頻碼碼片，如圖2所示，圖中M=15~150。
[0022]步驟二:在步驟一的基礎(chǔ)上構(gòu)建接收機(jī)通道中的多徑均衡器。多徑均衡器包括多徑參數(shù)估計(jì)和多徑(信號(hào))分量重構(gòu)兩部分。步驟二具體分為如下步驟。[0023]步驟2.1:多徑參數(shù)估計(jì)。采用橫向自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)來(lái)構(gòu)造多徑參數(shù)估計(jì)器，如圖3所示。濾波器(即估計(jì)器)的級(jí)數(shù)與步驟一中的時(shí)延分辨率對(duì)應(yīng)，即級(jí)數(shù)為31(至301)，每一級(jí)對(duì)應(yīng)于延遲單元和具有復(fù)數(shù)權(quán)重系數(shù)的抽頭，延遲單元的時(shí)間間隔即為0.1倍(至0.01倍)擴(kuò)頻碼碼片。將理想(無(wú)多徑)信道對(duì)應(yīng)的相關(guān)輸出作為濾波器的輸入信號(hào)，將實(shí)際信道的相關(guān)輸出作為濾波器的期望響應(yīng)，期望響應(yīng)即為步驟一的結(jié)果輸出。采用RLS算法使濾波器收斂，即輸出信號(hào)在可接受的誤差范圍內(nèi)逼近期望響應(yīng)，如圖3所示。由此，得到由濾波器權(quán)重系數(shù)表示的多徑信號(hào)分量的幅度與相位，分別為復(fù)數(shù)權(quán)重的模和幅角；而多徑時(shí)延由濾波器延遲單元對(duì)應(yīng)的時(shí)延表示，由此得到多徑信號(hào)分量參數(shù)的估計(jì)。[0024]步驟2.2:多徑分量重構(gòu)。基于多徑參數(shù)估計(jì)器估計(jì)得到的接收信號(hào)中各多徑分量的參數(shù)，即幅度、相位和時(shí)延，在多徑分量重構(gòu)部分中重構(gòu)出多徑分量，并將重構(gòu)的多徑分量以負(fù)分量形式疊加到接收機(jī)的數(shù)字中頻輸入信號(hào)上，補(bǔ)償?shù)窒麑?shí)際接收信號(hào)中的多徑分量，進(jìn)而消除多徑跟蹤誤差。
[0025]步驟三:構(gòu)建接收機(jī)觀測(cè)域中的觀測(cè)量多徑濾波器。對(duì)于接收機(jī)中產(chǎn)生的兩個(gè)觀測(cè)量，即偽距觀測(cè)量和載波相位觀測(cè)量，分別構(gòu)建小波多徑閾值濾波器，如圖4所示。對(duì)于每個(gè)小波多徑閾值濾波器，首先進(jìn)行多尺度小波變換，將偽距/載波相位觀測(cè)量轉(zhuǎn)換到小波域，在每一小波尺度上得到相應(yīng)的小波系數(shù)。在小波變換之前，需要選擇小波基函數(shù)、消失矩階數(shù)和分解尺度。利用接收機(jī)中的載噪比估計(jì)，通過(guò)設(shè)定小波域閾值，進(jìn)行小波系數(shù)修正，實(shí)現(xiàn)小波閾值濾波，使觀測(cè)域中由多徑效應(yīng)導(dǎo)致的誤差與衛(wèi)星信號(hào)觀測(cè)量分離?；谛拚男〔ㄏ禂?shù)進(jìn)行小波逆變換，得到抑制多徑誤差后的偽距和載波相位觀測(cè)量。
[0026]實(shí)施例:
[0027]利用本發(fā)明提供的接收機(jī)通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法，以抑制一臺(tái)GPS C/A碼接收機(jī)中由一路多徑信號(hào)分量引起的多徑誤差為例，說(shuō)明本發(fā)明方法的具體實(shí)現(xiàn)步驟。
[0028]設(shè)GPS接收機(jī)接收到GPS第22號(hào)衛(wèi)星的直達(dá)路徑信號(hào)、假設(shè)導(dǎo)航數(shù)據(jù)已被解調(diào)并忽略噪聲的影響，則相應(yīng)接收機(jī)通道t時(shí)刻的輸入信號(hào)可表示為:s(t)=Ac(t- τ)cos[?(t- τ)]，其中，A為接收信號(hào)幅度，c(t)為擴(kuò)頻碼(即C/Α碼)，ω為接收信號(hào)角頻率，τ為取決于衛(wèi)星到接收機(jī)距離的時(shí)延。在上述信號(hào)其上疊加一路多徑信號(hào)分量:其幅度為直達(dá)路徑信號(hào)的0.5倍，表示為a mA ;其時(shí)延相對(duì)直達(dá)路徑信號(hào)滯后0.8倍擴(kuò)頻碼碼片，表不為τ m ;其載波相位與直達(dá)路徑信號(hào)載波相位的相位差0mSO。由此,相應(yīng)的受多徑影響的輸入?目號(hào)可表不為:sm (t) =Ac (t - τ ) cos [ ω (t - τ ) ] +0.5Ac (t - τ - 0.8 τ c)οο8[ω (t- τ _0.8τ。)]，其中τ。為一個(gè)擴(kuò)頻碼碼片對(duì)應(yīng)的時(shí)延。
[0029]步驟一:擴(kuò)展標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)通道相關(guān)器支路。選擇時(shí)延分辨率為0.1倍擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延。擴(kuò)展后的相關(guān)器支路達(dá)到31路，其中，即時(shí)支路為I路，超前和滯后支路各為15路，每個(gè)支路之間的時(shí)間間隔為0.1倍擴(kuò)頻碼碼片。
[0030]與接收機(jī)通道輸入信號(hào)對(duì)應(yīng)的相關(guān)輸出為一個(gè)包含31個(gè)兀素的向量。在本實(shí)施例中，多徑條件下相關(guān)輸出歸一化向量的具體數(shù)值為[0000000.10.20.30.40.50.60.70.80.951.11.0510.950.90.850.80.750.70.550.40.350.30.250.20.15]Τ。[0031]步驟二:在步驟一的基礎(chǔ)上構(gòu)建接收機(jī)通道中的多徑均衡器。
[0032]步驟2.1:多徑參數(shù)估計(jì)。采用橫向自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)來(lái)構(gòu)造多徑參數(shù)估計(jì)器，濾波器的級(jí)數(shù)為31，每一級(jí)對(duì)應(yīng)于延遲單元和具有復(fù)數(shù)權(quán)重系數(shù)的抽頭，如圖3所示，延遲單元z—1的時(shí)間間隔為0.1倍擴(kuò)頻碼碼片。此時(shí)，多徑分量的各參數(shù)為未知待估計(jì)量，即am，Tni和Gnjt5對(duì)于每一級(jí)抽頭的復(fù)數(shù)權(quán)重系數(shù)表示為a Acos Θ i+j a Asin Θ i，其中，a iAcos Θ i為復(fù)數(shù)實(shí)部，a jAsin θ ^為復(fù)數(shù)虛部，i為級(jí)數(shù)，即i=l~31。
[0033]理想(無(wú)多徑)信道對(duì)應(yīng)的相關(guān)輸出作為濾波器的輸入信號(hào)為已知，其相關(guān)輸出歸一化向量的具體數(shù)值為[0000000.10.20.30.40.50.60.70.80.91.00.90.80.70.60.50.40.30.20.1000000]τ。實(shí)際信道的相關(guān)輸出作為濾波器的期望響應(yīng)，期望響應(yīng)即為步驟一的結(jié)果輸出。
[0034]采用RLS算法使濾波器收斂，即輸出信號(hào)在可接受的誤差范圍內(nèi)逼近期望響應(yīng)。在RLS算法迭代計(jì)算的每一步，取決于濾波器當(dāng)前狀態(tài)的輸出信號(hào)與期望響應(yīng)共同決定的累計(jì)平方誤差函數(shù):Jk=ekTek，其中，k表示第k步迭代，Jk表示第k步迭代的累計(jì)平方誤差，ek為濾波器實(shí)際輸出與期望響應(yīng)的誤差向量，上標(biāo)T表示向量的轉(zhuǎn)置。上述累計(jì)平方誤差函數(shù)驅(qū)動(dòng)RLS算法進(jìn)行迭代，直到累計(jì)平方誤差函數(shù)數(shù)值落入可接受誤差范圍，即收斂。本實(shí)施例中選取可接受誤差范圍為O~0.001。在本實(shí)施例中，初始濾波器狀態(tài)對(duì)應(yīng)的Jo=Il- 195，而濾波器收斂狀態(tài)對(duì)應(yīng)的J4=0.000170,即迭代次數(shù)為4時(shí)濾波器收斂。
[0035]由此，得到由濾波器權(quán)重系數(shù)表示的多徑信號(hào)分量的幅度與相位，分別為復(fù)數(shù)權(quán)重的模和幅角；而多徑時(shí)延由濾波器延遲單元對(duì)應(yīng)的時(shí)延表示，由此得到多徑信號(hào)分量參數(shù)的估計(jì)。對(duì)于本實(shí)施例，多徑分量各參數(shù)的估計(jì)值分別為:0.485倍直達(dá)路徑信號(hào)幅度、與直達(dá)路徑信號(hào)載波相位的相位差為O以及時(shí)延為0.8倍擴(kuò)頻碼碼片。
[0036]步驟2.2:多徑分量重構(gòu)?；谏鲜龉烙?jì)得到的接收信號(hào)中各多徑分量的參數(shù)，即幅度、相位和時(shí)延，重構(gòu)出多徑分量。
[0037]對(duì)于本實(shí)施例，重構(gòu)出的多徑分量表示為0.485Ac(t - τ - 0.8 τ。) cos [ ω (t-τ _0.8τ。)]。以重構(gòu)分量的負(fù)分量形式疊加到接收機(jī)的數(shù)字中頻輸入信號(hào)上，補(bǔ)償實(shí)際接收信號(hào)中的多徑分量，進(jìn)而消除多徑跟蹤誤差。對(duì)于本實(shí)施例，疊加重構(gòu)分量的負(fù)分量導(dǎo)致相應(yīng)接收機(jī)通道的輸入信號(hào)為Ac(t - T)cos[co(t- τ)]+0.5Ac(t_ τ - 0.8 τ。)cos [ ω (t - τ - 0.8 τ c) ] - 0.485Ac (t _ τ - 0.8 τ c) cos [ ω (t - τ _ 0.8 τ c)],則補(bǔ)償后的輸入信號(hào)為 Ac(t - τ )cos[co (t - τ )] - 0.015Ac(t - τ )cos[co (t - τ )]，可知其中第二項(xiàng)(即多徑分量)已明顯削弱，即達(dá)到消除多徑跟蹤誤差的目的。
[0038]步驟三:構(gòu)建接收機(jī)觀測(cè)域中的觀測(cè)量多徑濾波器。對(duì)于接收機(jī)中產(chǎn)生的兩個(gè)觀測(cè)量，即偽距觀測(cè)量和載波相位觀測(cè)量，分別構(gòu)建小波多徑閾值濾波器。在本實(shí)施例中，多徑條件下偽距觀測(cè)量的標(biāo)準(zhǔn)差為0.0861，載波相位觀測(cè)量的標(biāo)準(zhǔn)差為0.134。
[0039]對(duì)于每個(gè)多徑濾波器，首先進(jìn)行多尺度小波變換，將偽距/載波相位觀測(cè)量轉(zhuǎn)換到小波域，在每一小波尺度上得到相應(yīng)的小波系數(shù)。在小波變換之前，需要選擇小波基函數(shù)、消失矩階數(shù)和分解尺度。在本實(shí)施例中，選定Symmlets小波基函數(shù)、消失矩取為8、分解尺度取為5。經(jīng)過(guò)小波變換得到全部5個(gè)尺度下的小波系數(shù)。
[0040]利用接收機(jī)中的載噪比估計(jì)，通過(guò)設(shè)定小波域閾值，進(jìn)行小波系數(shù)修正，實(shí)現(xiàn)小波閾值濾波，使觀測(cè)域中由多徑效應(yīng)導(dǎo)致的誤差與衛(wèi)星信號(hào)觀測(cè)量分離。采用Donoho閾值函數(shù)設(shè)置閾值:tf O ^210genp，其中，j表示尺度，tj為在尺度j的閾值，O J為在尺度j的噪聲標(biāo)準(zhǔn)差，1^_為在尺度j的信號(hào)長(zhǎng)度。有關(guān)噪聲標(biāo)準(zhǔn)差的估計(jì)來(lái)自接收機(jī)中的載噪比估計(jì)。在本實(shí)施例中，偽距觀測(cè)量對(duì)應(yīng)的5個(gè)尺度高頻部分的閾值依次為:0.154,0.146,0.116，
0.103，0.101，以及I個(gè)低頻閾值為0.137。載波相位對(duì)應(yīng)的5個(gè)尺度高頻部分的閾值依次為:0.105，0.114，0.101,0.078,0.063,以及I個(gè)低頻閾值為0.076。將閾值以下的小波系數(shù)置為O,完成小波閾值修正。
[0041]基于修正的小波系數(shù)進(jìn)行小波逆變換，得到抑制多徑誤差后的偽距和載波相位觀測(cè)量。對(duì)于本實(shí)施例，經(jīng)過(guò)觀測(cè)量多徑濾波器，偽距觀測(cè)量的標(biāo)準(zhǔn)差降至0.0406(即降低了54%)，載波相位觀測(cè)量的標(biāo)準(zhǔn)差降至0.0590 (即降低了 56%)。這說(shuō)明偽距和載波相位觀測(cè)量中的多徑誤差已得`到很大程度的抑制。
【權(quán)利要求】
1.一種GPS接收機(jī)中的通道與觀測(cè)域聯(lián)合多徑抑制方法，其特征在于，包括如下步驟:步驟一，擴(kuò)展標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)通道相關(guān)器支路，具體是:在標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)的每個(gè)通道上采用M對(duì)超前/滯后支路相關(guān)器，來(lái)提高時(shí)延分辨率0.1倍至0.0l倍擴(kuò)頻碼碼片時(shí)延，并將時(shí)延范圍延伸至覆蓋±1.5倍擴(kuò)頻碼碼片，以此形成相關(guān)輸出；M取值范圍為15?150 ； 步驟二，構(gòu)建接收機(jī)通道中的多徑均衡器，多徑均衡器包括多徑參數(shù)估計(jì)和多徑分量重構(gòu)兩部分，具體是:采用橫向自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)多徑參數(shù)估計(jì)，濾波器的階數(shù)為2M+1，將理想信道對(duì)應(yīng)的相關(guān)輸出作為濾波器的輸入信號(hào)，將實(shí)際信道的相關(guān)輸出作為濾波器的期望響應(yīng)，采用遞歸最小二乘算法使濾波器收斂，得到由濾波器權(quán)重系數(shù)表示的多徑信號(hào)分量的幅度與相位，而多徑時(shí)延由濾波器延遲單元對(duì)應(yīng)的時(shí)延表示，從而得到多徑信號(hào)分量參數(shù)的估計(jì)；基于估計(jì)得到的多徑信號(hào)分量參數(shù)，重構(gòu)出多徑分量，并將重構(gòu)出的多徑分量以負(fù)分量形式疊加到接收機(jī)的數(shù)字中頻輸入信號(hào)； 步驟三，構(gòu)建接收機(jī)觀測(cè)域中的觀測(cè)量多徑濾波器，具體是:對(duì)于接收機(jī)中產(chǎn)生的偽距觀測(cè)量和載波相位觀測(cè)量，構(gòu)建對(duì)應(yīng)的小波多徑閾值濾波器；每個(gè)小波多徑閾值濾波器中，首先進(jìn)行多尺度小波變換，將觀測(cè)量轉(zhuǎn)換到小波域，在每一小波尺度上得到相應(yīng)的小波系數(shù)，然后利用接收機(jī)中的載噪比估計(jì)，設(shè)定小波域閾值，進(jìn)行小波系數(shù)修正，基于修正的小波系數(shù)進(jìn)行小波逆變換，得到抑制多徑誤差后的偽距和載波相位觀測(cè)量。
【文檔編號(hào)】G01S19/30GK103558614SQ201310547248
【公開(kāi)日】2014年2月5日 申請(qǐng)日期:2013年11月6日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月7日
【發(fā)明者】趙昀, 寇艷紅, 薛曉男, 張婷菲, 高米 申請(qǐng)人:北京航空航天大學(xué)