基于pri變換的單通道多分量sfm信號參數(shù)估計方法
【專利摘要】本發(fā)明請求保護一種基于PRI變換的單通道多分量SFM信號參數(shù)估計方法，屬于信號處理領域技術。本方法對接收端離散信號進行FFT變換，提取頻譜中有效譜線，轉(zhuǎn)換為脈沖序列后，根據(jù)PRI變換估計得到接收端信號中信號分量個數(shù)與各分量信號的調(diào)制頻率；然后調(diào)整離散SFM基函數(shù)，再對接收信號與調(diào)整后離散SFM基函數(shù)的乘積進行FFT變換；通過峰值搜索估計得到各分量信號的載波頻率和相應調(diào)制系數(shù)，最后構造相應分量信號與接收端信號共軛相乘得到其幅度估計。本方法相對計算量較低，在低信噪比環(huán)境下能夠精確的估計出多分量SFM信號的信號分量個數(shù)、各分量信號的調(diào)制頻率、載波頻率、調(diào)制系數(shù)和幅度，因此具有良好的應用前景。
【專利說明】
基于PR I變換的單通道多分量SFM信號參數(shù)估計方法
技術領域
[0001]本發(fā)明涉及雷達通信信號處理，具體為一種基于脈沖重復間隔變換（Pulse repetition intervals，PRI)的單通道多分量SFM信號參數(shù)估計方法。
【背景技術】
[0002] 正弦調(diào)頻信號（Sinusoidal Frequency Modulation)是一種特殊的非平穩(wěn)時頻信 號，它的頻率隨時間呈正弦變化。因為信號的截獲率低，在雷達目標檢測、近程探測、引信抗 干擾等領域得到廣泛應用。所以在這些領域中單通道多分量正弦調(diào)頻信號的參數(shù)估計的方 法研究具有重要的意義。
[0003] 時頻分析方法用于非平穩(wěn)信號參數(shù)的估計，最常見的是把Wigner-Ville分布 (WVD)和陣列信號處理結(jié)合起來，然而在多分量信號的情況下這種方法的計算非常復雜，并 且對信號的采樣率要求很高，還存在交叉項干擾問題，這些都導致此類方法準確性、實用性 的降低，局限性大。黃浩等提出基于循環(huán)自相關的方法估計SFM信號參數(shù)，但是該方法只適 用于單分量SFM且抗噪性能較差。熊輝等人提出基于卡森準則的SFM信號參數(shù)估計方法也只 適用于單分量SFM且抗噪性能較差。陳晶等提出基于離散正弦調(diào)頻變換的多分量正弦調(diào)頻 信號參數(shù)估計方法，適用于多分量基帶SFM信號，但是由于其相關參數(shù)正整數(shù)設置影響了參 數(shù)估計的精度，對抗噪性能也有一定的影響。朱航等提出基于改進自適應分解法的單通道 雷達引信混合信號分離，該方法將五參量的chirplet信號作為基函數(shù)，對混合信號進行自 適應分解，但是參量增加帶來巨大的計算量且適用于較高信噪比環(huán)境。
[0004] 因此本發(fā)明提出基于PRI變換的單通道多分量SFM信號參數(shù)估計方法。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明所要解決的技術問題，針對現(xiàn)有技術存在的單通道多分量SFM信號參數(shù)估 計中計算量大，低信噪比下估計性能差等缺陷，提出一種基于PRI變換的估計方法，解決這 一難題。該方法相對計算量較低，在低信噪比環(huán)境下能夠精確的估計出多分量SFM信號的 信號分量個數(shù)、各分量信號的調(diào)制頻率、載波頻率、調(diào)制系數(shù)和幅度。
[0006] 本發(fā)明解決上述技術問題的技術方案是:一種基于PRI變換的估計方法，其步驟在 于，對接收端離散信號進行FFT變換，提取頻譜中有效譜線，轉(zhuǎn)換為脈沖序列后，根據(jù)PRI變 換估計得到接收端信號中信號分量個數(shù)與各分量信號的調(diào)制頻率;然后調(diào)整離散SFM基函 數(shù)，再對接收信號與調(diào)整后離散SFM基函數(shù)的乘積進行FFT變換;通過峰值搜索估計得到各 分量信號的載波頻率和相應調(diào)制系數(shù)，最后構造相應分量信號與接收端信號相乘得到對應 幅度估計。
【附圖說明】
[0007] 圖1本發(fā)明多分量SFM信號參數(shù)估計方法流程圖；
[0008] 圖2本發(fā)明經(jīng)50次頻域累加平均后混合信號頻譜圖及譜線門限；
[0009] 圖3本發(fā)明消除干擾后經(jīng)PRI變換估計調(diào)制頻率圖；
[0010] 圖4本發(fā)明SFM信號經(jīng)調(diào)整SFM基匹配后再進行FFT變換的三維圖；
[0011] 圖5本發(fā)明SFM信號經(jīng)調(diào)整SFM基匹配后再進行FFT變換的三維圖；
[0012] 圖6本發(fā)明SFM信號經(jīng)調(diào)整SFM基匹配后再進行FFT變換的三維圖；
[0013] 圖7本發(fā)明不同累加次數(shù)不同信噪比條件下信號分量調(diào)制頻率檢測估計性能圖；
[0014] 圖8本發(fā)明載波頻率估計的性能圖；
[0015] 圖9本發(fā)明調(diào)制系數(shù)估計的性能圖；
[0016] 圖10本發(fā)明幅度估計的性能圖；
【具體實施方式】
[0017] 以下結(jié)合附圖和具體實例，對本發(fā)明的實施作進一步的描述。
[0018]
[0019]單通道信號的數(shù)學模型如式（1):
[0020] Y=AS+ff (1)
[0021] 其中，Y是I XN的向量，表示接收端觀測信號，N表示信號長度;A是I XM的向量，表 示混合系數(shù)，M是源信號個數(shù);S是MX N的矩陣;W也是I X N向量，表示高斯白噪聲。
[0022]本文針對的是多分量SFM信號，對于高斯白噪聲環(huán)境中Q分量SFM信號混合模型如 式⑵：
[0023] (2)
[0024]
[0025] (3)
[0026] 其中y[n]=y[n · Ts]，Sq[n] = Sq[n · Ts]，w[n]=w[n · Ts]，TS為采樣周期;Aq、fCq、 fmq、mfj別對應第q(q=l，2, . . .Q)個分量信號的幅度、載波頻率、調(diào)制頻率和調(diào)頻系數(shù)。
[0027] 脈沖重復間隔變換法是估計雷達脈沖序列重復間隔的有效方法，能抑制信號的脈 沖重復間隔及其整數(shù)倍同時存在的現(xiàn)象。令tP，p = 0，1，…，P-I為脈沖到達時間，其中P是采 樣脈沖數(shù)，如果只考慮到達時間唯一參數(shù)，采樣脈沖串就可以模型化為單位沖激函數(shù)的和， 即
[0028]
(4)
[0029]其中δ( ·)是Dirac函數(shù)。
[0030] g(t)的積分變換公式為：
[0031；
(5)：
[0032]其中τ>0，該算法稱為PRI變換。因為I D( τ) I給出了一種PRIS的譜圖，在代表真PRI 值的地方將出現(xiàn)峰值。將式(4)代入式(5 )，可得
[0033；
(6)
[0034] 因為SFM信號頻譜上的特性，這里PRI變換運用于SFM信號調(diào)制頻率的估計。具體理 論分析如下：
[0039] (8)
[0035] 對其分量SFM信號，由雅可bh屏開忒可知，
[0036]
[0037]
[0038]則該分量信號的傅里葉變換為：
[0040]
[0041] (9)
[0042] 其頻譜相當于多路間隔為各自調(diào)制頻率的譜線混合在一起。由此可提取信號頻譜 中的譜線，對其歸一化后，轉(zhuǎn)化為脈沖序列，即可應用PRI變換估計其調(diào)制頻率。
[0043]但是對于高斯白噪聲環(huán)境下的多分量正弦調(diào)頻信號，其頻譜受到噪聲的影響，直 接提取相關信息進行PRI轉(zhuǎn)換不能準確的估計調(diào)制頻率。所以為了消除噪聲的影響，需要設 置一個合理門限，提取門限值以上的譜線，門限的設置既要保證譜線的數(shù)量足夠又要確定 沒有噪聲的干擾。因為噪聲的隨機性，接收端混合信號的頻譜不穩(wěn)定，這為門限的設置帶 來了巨大的障礙，所以這里采用頻域累加平均的方式降低噪聲隨機性在頻域的干擾。
[0044] 而對于門限選取，根據(jù)頻譜中特征兩端信號的譜線數(shù)目較少，所以可以選擇前段 后端多點求取平均值作為門限值，考慮到一些突發(fā)點的影響，在本文中門限值選取為
[0045]
(10)
[0046] 其中1.1 1.4,21為求取平均值的總點數(shù)，YY = abs(FFT(Y))。
[0047] 雖然混合信號中SFM對應的PRI值較大，但是還是存在其他的干擾，所以需要設置 門限，這里門限設置為：
[0048] thred2=max( ID(x) I )/2 (11)
[0049] 如此即可應用PRI變換獲得各分量信號調(diào)制頻率的估計。
[0050] 在獲得調(diào)制頻率的估計之后，接下來對多分量SFM信號的調(diào)制系數(shù)、載頻進行估 計。對于1^點離散SFM信號，其DSFMT(Discrete Sinusoidal Frequence Modulation Transform，DSFMT)變換定義為
[0051 ]
(12)
[0052]其中0 < i < N-I，0〈k < L-I，0〈1 < L-I，且k和I為整數(shù)。
[0053]由DSFMT的定義可知，SFM信號的DSFMT變換在信號與離散正弦調(diào)頻基函數(shù)最為匹 配，即調(diào)制頻率與調(diào)制頻偏匹配時，信號與離散正弦調(diào)頻基函數(shù)的能量幅度取得最大值，此 時可以通過譜峰搜索得到調(diào)制頻率與調(diào)制頻偏的估計，即可轉(zhuǎn)化得到本文中調(diào)制頻率與調(diào) 制系數(shù)的估計。但是k，l的整數(shù)取值極大的限制了參數(shù)估計的精度。所以引入兩個因子a、i3， 其取值均為正數(shù)，有V =ak，V =m，aj的取值影響參數(shù)估計的精度和運算量，可根據(jù)計算 量和參數(shù)估計精度的需求調(diào)整。
[0054] 結(jié)合本文的信號模型表達形式，將接收端離散信號與離散正弦調(diào)頻基函數(shù)相乘：
[0055]
[0056] 其中mf，fm分別為調(diào)制系數(shù)與調(diào)制頻率，其取值精度可通過兩個因子放縮。
[0057] 利用PRI獲得了各分量信號調(diào)制頻率的估計/胃，對應調(diào)制頻率其估計誤差較小時
[0058]
(14)
[0059] 由此可以調(diào)整SFM基函數(shù)，只需對調(diào)制系數(shù)進行搜索，進一步降低計算量，DSFMy則 可表示為：
[0060]
(15)
[0061] 利用PRI變換獲得了各分量信號調(diào)制頻率的估計九7后，只需分量信號中調(diào)制系數(shù) mfq與基函數(shù)中調(diào)制系數(shù)Hlf最為匹配，對于某分量信號調(diào)制系數(shù)Hlfq與基函數(shù)中調(diào)制系數(shù)Hlf最 為匹配時，DSFMy可化簡為：
[0062] (16) ci.=<j.q^e
[0063] 對式（16)進行FFT變換，可知在其頻譜內(nèi)出現(xiàn)最大值而所對應位置即為載波頻率 的估計I，且心=，，即
[0064]
(17)
[0065]所以將接收端離散信號與離散正弦調(diào)頻基函數(shù)乘積的結(jié)果進行FFT變換，對FFT變 換的結(jié)果，搜索其最大峰值，即可獲得相應分量的調(diào)制系數(shù)mfq和載波頻率&。
[0066] 在得到各分量信號的調(diào)制頻率/_、載波頻率&、調(diào)制系數(shù)"\的估計后，即可重構 相應分量
與混合信號共輒相乘，對各分量對應幅度Aq進行估
計：
[0067] (IB)
[0068] 利用仿真實驗對本發(fā)明算法的理論推導進行驗證，實驗參數(shù)設置:在_5dB高斯白 噪聲環(huán)境下，信號長度為1024,米樣頻率為2048。三分量SFM信號，各分量信號幅度均為1，其 他參數(shù):SFMl載波頻率240Hz，調(diào)制系數(shù)5.8，調(diào)制頻率9. OHz ; SFM2載波頻率256Hz，調(diào)制系數(shù) 5.1，調(diào)制頻率19. OHz; SFM3載波頻率220Hz，調(diào)制系數(shù)6.9，調(diào)制頻率12. OHz。
[0069] 對接收端混合信號進行50次頻域累加平均，其累加后頻譜如圖2。提取門限值以上 的譜線，轉(zhuǎn)化為脈沖序列后，進行PRI變換，估計的調(diào)制頻率參數(shù)圖如圖3;將接收端混合信 號分解在調(diào)整后的SFM基函數(shù)后再進行FFT變換，通過譜峰搜索獲得載頻、調(diào)制系數(shù)估計，三 分量SFM信號相應三維圖如圖4、5、6。
[0070] 此時放縮因子為0.1，根據(jù)峰值搜索得到各分量信號的載頻和調(diào)制系數(shù)估計，在最大 值處可以得到分量SFMl信號的載頻為240、調(diào)制系數(shù)為5.8，分量SFM2信號的載頻為256，調(diào) 制系數(shù)為5.0,分量SFM3信號的載頻為220,調(diào)制系數(shù)為6.9。由此即可重構相應分量信號如：
分 另IJ與接收端信號共輒相乘，獲得相應幅值Ai、A2、A3估計。
[0071] 綜合實驗數(shù)據(jù)，-5dB高斯白噪聲環(huán)境下估計的三分量SFM信號參數(shù)SFMl信號的幅 度為0.977，載頻為240、調(diào)制系數(shù)為5.8，調(diào)制頻率9.01;分量SFM2信號的幅度為0.949，載頻 為256，調(diào)制系數(shù)為5.0，調(diào)制頻率19.01;分量SFM3信號的幅度為1.07，載頻為220，調(diào)制系數(shù) 為6.9,調(diào)制頻率12.01。經(jīng)相似系數(shù)計算可得原信號和估計信號的相似系數(shù)分別Sp 14 = 0.9930、P25 = 0.9922、P36 = 0.99 6 2。
[0072] 當不累加時由于噪聲隨機性的影響，對門限的設置帶來了極大的干擾，只能在較 高性噪比條件下實現(xiàn)SFM信號參數(shù)的估計。這里分別對累加次數(shù)為1=10、20、30、50，信噪比 從-15dB到OdB間隔IdB變化的情況做500次蒙特卡洛仿真，調(diào)制頻率檢測并估計正確率如圖 7。由圖7可知，累加次數(shù)的增加在一定程度上能夠改善估計的正確率;隨著信噪比的增加， 對調(diào)制頻率檢測、估計的正確率也越來越高，直至最佳。在J = 2 0時，信噪比為-6 d B的情況 下，可以檢測并準確的估計各分量調(diào)制頻率。
[0073] 考慮調(diào)制頻率的估計誤差，各分量信號載頻、調(diào)制系數(shù)、幅度估計性能圖如圖8、9、 10。由圖8、9、10可知隨著信噪比的增加，對載頻、調(diào)制系數(shù)、幅度的估計性能越來越好，各分 量載頻估計均方誤差可以忽略不計，在信噪比為_5dB時各分量調(diào)制頻率估計、幅度估計的 均方誤差都在1〇_ 3量級，誤差較小即可以有效的估計各分量信號的載頻、調(diào)制系數(shù)、幅度。
【主權項】
1. 一種基于PRI變換的單通道多分量SFM信號參數(shù)估計方法，其步驟在于，對接收端離 散信號進行FFT變換，提取頻譜中有效譜線，轉(zhuǎn)換為脈沖序列后，根據(jù)PRI變換估計得到接收 端信號中信號分量個數(shù)與各分量信號的調(diào)制頻率;然后調(diào)整離散SFM基函數(shù)，再對接收信號 與調(diào)整后離散SFM基函數(shù)的乘積進行FFT變換;通過峰值捜索估計得到各分量信號的載波頻 率和相應調(diào)制系數(shù)，最后構造相應分量信號與接收端信號共輛相乘得到其幅度估計。2. 根據(jù)權利要求1所述的估計方法，其特征在于對接收信號進行傅里葉變換，提取并轉(zhuǎn) 化處理得到含有調(diào)制頻率信息的脈沖序列;經(jīng)PRI變換得到接收信號中的分量個數(shù)、各個調(diào) 制頻率參數(shù);獲得分量信號的調(diào)制頻率參數(shù)，調(diào)整離散SFM基函數(shù)，再對接收信號與調(diào)整后 離散SFM基函數(shù)的乘積進行FFT變換，通過最大峰值捜索獲得相應載波頻率和調(diào)制系數(shù)的估 計，重構相應分量信號哪以2'了 4" +抑,戶(站么"；)]與接收端信號共輛相乘獲得相應幅值估 計。
【文檔編號】G01R23/16GK105842534SQ201610151338
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2016年3月16日
【發(fā)明人】張?zhí)祢U, 廖暢, 葉飛, 張剛, 羅忠濤
【申請人】重慶郵電大學