專利名稱：調整極點、零點、極點與零點相消控制的低壓降穩(wěn)壓器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種低壓降穩(wěn)壓器(LDO)，特別是涉及一種適當調整極點 (pole)、零點(zero)、極點(pole)與零點(zero)相消(cancellation)控制的低 壓降穩(wěn)壓器(LD0)。
背景技術：
公知關于低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的控制技術如公開于美國專利號碼為 US6， 603, 292，專禾!j名稱為"UX) regulator having an adaptive zero frequency circuit"， 一般而言，反饋信號在反饋回路中傳輸時會產(chǎn)生相移，相移可被 定義為當該反饋信號在反饋回路中傳輸時所導致的相位變化總量，理想負反饋 與源信號的相位差是180度，因此，實際的相位差與該理想相位差之間的差異 將影響低壓降穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性，視該相位差的大小而定，如果該實際相位差與 理想相位差之間的差異達到了 180度(正或負)，那么該反饋信號與源信號相 同，從而導致低壓降穩(wěn)壓器不穩(wěn)定，為了確保低壓降穩(wěn)壓器的穩(wěn)定性，相位邊 限(phase margin)應高于一最小位準，相位邊限(phase margin)定義為同一個 增益頻率下反饋信號總相位移與來自源信號的理想180度之間的度數(shù)差。公知 作法如圖1A所示，產(chǎn)生一個可隨負載改變的零點(zero)，來改善穩(wěn)定度。而 其原理是將gm3操作于三極體區(qū)(triode region)，利用gml來檢測power M0S 的電流，當負載電流大的時候，power M0S的電流就大，映射(mirror)過來gm2 path的電流也就大，此時gm2值也變大，使得gm2 gate端的電壓上升，使得 gm3值也跟著變大，如圖IB所示，因此等效阻抗Rl (跟gm3成反比)也跟著下 降，造成Zero(Zl)會落在高頻的地方。反之，當負載電流小的時候，powerM0S 的電流就小，映射(mirror)過來gm2 path的電流也就小，此時gm2值也變小， 使得gm2 gate端的電壓下降，使得gm3值也跟著變小，因此等效阻抗R1(跟 gm3成反比)也跟著上升，造成Zero(Zl)會落在低頻的地方，請參考圖2所示。在上述專利案當中，雖然零點(zero)能夠隨著負載電流移動，但是卻沒有做-一些控制，因此會造成極點(pole)和零點(zero)會有相消(cancellation) 的現(xiàn)象，極點(pole)和零點(zero)的相消系數(shù)P二R2/R1，因此在負載電流小 的時候，此時極點(pole)和零點(zero)已經(jīng)幾乎相消掉了，因此，此時零點 (zero)對回路穩(wěn)定度的幫助就很小，造成相位邊限(phase margin)的降低，使 得低壓降穩(wěn)壓器在負載電流小時，動態(tài)反應的表現(xiàn)，會比負載電流大時差，圖 3為公知低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的相位邊限(phase margin)與負載電流示意圖， 由于零點(zero)的效應，使得低電流的相位邊限(phase margin)由60幾度掉 至40度左右，圖4為公知低壓降穩(wěn)壓器(LD0)的負載電流0至150mA的抖動測 試示意圖，由圖中得知仍然有些許的抖動現(xiàn)象。因此如何針對上述這些缺點去做改進，使得低壓降穩(wěn)壓器在負載電流小 時，動態(tài)反應的表現(xiàn)也不會受相消影響，成為一個被關注的議題。發(fā)明內容本發(fā)明的百的在于提供一種適當調整極點、零點、極點與零點相消控制的 低壓降穩(wěn)壓器，來解決一般在補償?shù)蛪航捣€(wěn)壓器的時候，會針對非主極點 (non-dominant pole)去做補償，而以主極點(dominant pole)在輸出端為例， 當負載電流大的時候，由于等效的輸出阻抗變小，因此低壓降穩(wěn)壓器的回路增 益也就變小，而此時的主極點也會往高頻來移動，造成回路的頻寬變大。相反 的，當負載電流小的時候，由于等效的輸出阻抗變大，因此低壓降穩(wěn)壓器的回 路增益也就變大，此時的主極點也會往低頻來移動，造成回路的頻寬變小等問 題，以及上述公知技術中存在的其他各種問題。為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種適當調整極點、零點、極點與零點 相消控制的低壓降穩(wěn)壓器，包括一調節(jié)單元，包括一輸入端、 一輸出端與一控制端，在該輸入端接收一輸 入信號，并響應該控制端收到的一控制信號在該輸出端提供一輸出信號；-誤差放大器，其中一反相輸入端連接至一參考電壓， 一輸出端連接至一 第一端點；一米勒效應極點控制單元，包括一 P型金屬氧化物半導體晶體管與一 N 型金屬氧化物半導體晶體管串接，該P型金屬氧化物半導體晶體管的一源極連 接至該輸入端， 一柵極連接至該第一端點與該控制端， 一漏極通過一第二端點與該N型金屬氧化物半導體晶體管的漏極與柵極串接，該N型金屬氧化物半導 體晶體管的源極接地；一極點與零點相消延遲單元，連接該第一端點、該第二端點與該控制端；及一反饋網(wǎng)絡，連接該輸出端與該誤差放大器的一非反相輸入端。 本發(fā)明的設計方式是不同于一般固定的零點補償，而是設計一個零點和極 點會隨著負載電流改變的電路，當負載電流大，此時的頻寬也大，零點的位置 就在高頻的地方，主極點(dominant pole)推向更低頻，不希望看到的極點推 到回路的頻寬外，當負載電流小，此時的頻寬也小，零點就會往低頻的方向移 動，非主極點(non-dominant pole)落在高頻。這樣的設計，能夠使的低壓降 穩(wěn)壓器不管在負載電流大或負載電流小時，能夠得到充分的補償，產(chǎn)生相當好 的相位邊限(phase margin)。而當相位邊限(phase margin)越好的時候，低壓 降穩(wěn)壓器在作Load Transient的時候(即負載電流突然由小變大或是由大變小 時)，動態(tài)波型的抖動也就越小，甚至當相位邊限(phase margin)好到一定程 度的時候，動態(tài)波型就幾乎沒有抖動，這對一些對電壓抖動敏感的電路是很有 用的(如RF Circuit, ADC等等)，這樣的低壓降穩(wěn)壓器不僅能夠提供穩(wěn)定的 的輸出電壓，優(yōu)良的抵抗電源供應噪聲(power s叩ply noise)的能力，更能夠 對整體電路的功能作某種程度的改善。以下結合附圖和具體實施例對本發(fā)明進行詳細描述，但不作為對本發(fā)明的 限定。


圖1A為公知低壓降穩(wěn)壓器(LD0)的電路圖；圖IB為公知圖1的等效電路圖；圖2為公知低壓降穩(wěn)壓器(LDO)在不同負載的情況下的極點(pole)和零點 (zero)的相位移動示意圖；圖3為公知低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的相位邊限(phase margin)與負載電流示 意圖；圖4為公知低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的負載電流0至150mA的抖動測試示意圖; 圖5A為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的方塊圖；圖5B為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的電路圖； 圖5C為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)架構的信號流程圖(Signal Flow Graph);圖5D為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)在不同負載的情況下的極點 (pole)和零點(zero)的相位移動示意圖；圖6為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的相位邊限(phase margin)與 負載電流示意圖；及圖7為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的負載電流0至150mA的抖動 測試示意圖。其中，附圖標記500調節(jié)單元510誤差放大器520米勒效應極點控制單元530極點與零點相消延遲單元540反饋網(wǎng)絡具體實施方式
圖5A為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的方塊圖，該低壓降穩(wěn)壓器為 一種適當調整極點、零點、極點與零點相消控制的低壓降穩(wěn)壓器，該低壓降穩(wěn) 壓器包括 一調節(jié)單元500、 一誤差放大器510、 一米勒效應極點控制單元520、 一極點與零點相消延遲單元530及一反饋網(wǎng)絡540，本發(fā)明所提的低壓降穩(wěn)壓 器的極點和零點能隨負載改變的機制適應性調整，在所有的負載情況之下，能 將低壓降穩(wěn)壓器的穩(wěn)定度維持在相當理想的相位邊限(phase margin)。圖5B為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的電路圖，該低壓降穩(wěn)壓器包 括一調節(jié)單元500，所述調節(jié)單元500為一 P型金屬氧化物半導體晶體管或一 N型金屬氧化物半導體晶體管，較佳為P型金屬氧化物半導體晶體管，包括一 輸入端Vin、 一輸出端Vout與一控制端，在該輸入端接收一輸入信號，并響 應該控制端收到的一控制信號在該輸出端提供一輸出信號； 一誤差放大器 510，其中一反相輸入端連接至一參考電壓Vref， 一輸出端連接至一第一端點 VI; —米勒效應極點控制單元520，包括一 P型金屬氧化物半導體晶體管與--體晶體管串接，該P型金屬氧化物半導體晶體管的一源極連接至該輸入端， 一柵極連接至該第一端點VI與該控制端， 一漏極通過一第二端點V2與該N型金屬氧化物半導體晶體管的漏極與柵極串接，該N型金屬氧化物半導體晶體管的源極接地； 一極點與零點相消延遲單元530，連接該第--端點V1、該第二端點V2與該控制端，極點與零點相消延遲單元530還包括一緩沖器，其中該緩沖器的一反相輸入端連接該控制端，一電阻(R1)-電容(C1)串聯(lián)電路連接該第一端點與該第二端點，并以該第一端點作為該緩沖器的一非反相輸入端；其中該第一端點還并接一電阻(R2)-電容(C2)并聯(lián)電路；及一反饋網(wǎng)絡540，連接該輸出端Vout與該誤差放大器的一非反相輸入端。圖5C為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)架構的信號流程圖(SignalFlow gr鄰h)，其操作主要分成三個區(qū)域(o！ = ——-Constant) A. Strong Inversion gm-Z1 =——____^ i />2 =-_2ttC1(/ 1 +--) 尸1 =,…-77~^"^; 2ttC2gw2 2兀Cl(l + g附l/g附2)i 2 (l + gml/g附2)其中上述，Rl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電阻的電阻值，Cl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電容的電容值，gml為該P型金屬氧化物半導體晶體管的第 一互導，gm2為該N型金屬氧化物半導體晶體管的第二互導，R2為誤差放大器 輸出的等效電阻值，C2為誤差放大器輸出的等效電容值。該區(qū)域是發(fā)生在電流較大的時候，差不多是數(shù)十mA到數(shù)百mA，由于這個時候的輸出電流很大，所以輸出的等效阻抗也就很小，因此如圖5D所示，為了回路的穩(wěn)定，PLoad通常為非主極點(non-dominant pole)，此時V1就為主極點(dominant pole)，而這個電路的自動調整極點(adaptive pole)是因為Cl有米勒效應(miller effect)的關系，其中，米勒系數(shù)a =gml/gm2，能將主極點(dominant pole; PI)更往里推(l+gml/gm2)倍，又可使P2(我們不想要的非主極點)能夠更向外推(l+gml/gm2)倍，使得整個回路的相位邊限(phasemargin)能夠更好，更能夠維持回路的穩(wěn)定性，而此時的自動調整零點(ad鄰tive zero)是由Cl， Rl所決定(Rl的比重遠大于l/gm2)，其用來補償PLoad，能將整個回路的穩(wěn)定性做最佳化補償。(a 1) B. Weak Inversion gm—<formula>formula see original document page 9</formula> (2)其中上述，Rl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電阻的電阻值，Cl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電容的電容值，gm2為該N型金屬氧化物半導體晶體管的 第二互導，R2為誤差放大器輸出的等效電阻值，C2為誤差放大器輸出的等效 電容值。當負載電流慢慢減小，差不多是數(shù)mA到數(shù)十mA時，輸出的電阻也就慢慢 的增加，因此PLoad也漸漸的向低頻來移動，所以，這時的主極點(dominant pole)為PLoad，當電流小到一個程度時，gml和gm2會漸漸進入weak inversion 的狀態(tài)，此時的gm就幾乎只跟電流有關(ct減小至l),因此此時P1的米勒效 應(miller effect)效果變弱，趨近于一倍，使得PI (non-dominant pole)能 落在較高頻的地方，來改善穩(wěn)定度，而此時的Zl，因為gm2的電流也跟著變 小，所以gm2也就跟著變小，所以1/gm2的比重也就跟著增加，因此，Zl會 隨著輸出電流得變小往低頻的方向移動。因此從整個回路上來看，負載電流減 'j、，回路的頻寬也變小，此時zero點能夠移動到較低頻的地方，能對非主極 點(non-dominant pole; Pl)做有效的補償，可以維持回路良好的相位邊限 (phase margin)跟穩(wěn)定度。<formula>formula see original document page 9</formula>
其中上述，Cl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電容的電容值，gm2為該N 型金屬氧化物半導體晶體管的第二互導，R2為誤差放大器輸出的等效電阻值， C2為誤差放大器輸出的等效電容值。當電流變的更小，小到數(shù)mA甚至更小的時候，此時PLoad更往低頻的方向走，而P1跟Z1會更加靠近，最后會有cancellation的效果，極點(pole)和零點(zero)的相消系數(shù)及2/(一) 0 = ，2 ，但因為我們有做pole和Zero cancallation的控制，就是利用創(chuàng)造--水Weak Inversion的區(qū)域，來減緩pole和zero cancellation的發(fā)生，因此當 pole和zero cancellation發(fā)生的時候，此時的PLoad己經(jīng)在非常低頻的地 方，而且回路的頻寬也比主極點(non-dominant pole; P2)還要在更低頻的位 置，因此受到P2的影響就會很小，所以回路依然可以維持很好的相位邊限 (phase margin)足艮穩(wěn)、定度。根據(jù)以上的分析，為了維持回路的穩(wěn)定度，我們產(chǎn)生三個操作區(qū)域來控制 低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的穩(wěn)定度，(1)在heavy load(高負載)(strong inversion, 強反向)的時候，我們利用Rl來減慢極點(pole)和零點(zero)相消 (cancellation)的速度，并且利用米勒效應的效果，將主極點(dominant pole) 往低頻推，不希望的極點(pole)更往高頻推，推到遠離回路頻寬之外，來改善 相位邊限(phase margin)足艮穩(wěn)、定度。(2)在heavy load (weak inversion,弱 反向)的時候，根據(jù)負載的電流來改變零點(zero)值，使其往低頻移動做更有 效率的補償，此時的零點(zero)具有自動調整(ad鄰tive)的效果，而米勒效應 也不再那么明顯，使的非主極點(non-dominant pole)能在較高頻的位置，此 時的極點(pole)也是具有自動調整(adapt ive)的效果，又因為主極點 (dominant pole)為PLoad，非主極點(non-dominant pole)為vl ，因此回路的 相位邊限(phase margin)跟穩(wěn)定度不會受到影響，依然能夠維持良好的狀況。 (3)在light load(低負載)，非常低電流的時候，雖然極點(pole)和零點(zero) 相消(cancellation)的效果產(chǎn)生，零點(zero)的效果幾乎沒有，但是我們因為 有利用Rl來做極點(pole)和零點(zero)相消的控制，因此可以控制當主極點 (dominant pole)已經(jīng)移動到夠低頻，此時的頻寬已經(jīng)比非主極點 (non-dominant pole)還更低頻的時候，極點(pole)和零點(zero)相消 (cancellation)才會發(fā)生，因此能夠維持低壓降穩(wěn)壓器相當好的相位邊限 (phase margin)跟穩(wěn)定度。因此，本發(fā)明所采用的自動調整極點(adaptive pole)、自動調整零點(adaptive zero)、極點(pole)與零點(zero)相消 (cancellation)控制的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)，可以在所有負載電流的狀況之下， 都能夠自動調整極點或零點來維持良好的穩(wěn)定度，這對一些對電路抖動敏感的 電路應用來說，是相當重要的，并且能克服LDO補償不易的問題，在很大的負 載電流跟電壓的操作范圍下，能夠維持相當好的相位邊限(Phase margin)跟穩(wěn) 定度。圖6為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的相位邊限(phase margin)與 負載電流示意圖，由于極點(pole)與零點(zero)相消(cancellation)控制的效 應，使得低電流的相位邊限(phase margin)能維持64度左右，不會因為負載 電流的變化而變差，圖7為本發(fā)明所采用的低壓降穩(wěn)壓器(LDO)的負載電流O 至150mA的抖動測試示意圖，由圖中得知抖動現(xiàn)象已大幅改善。當然，本發(fā)明還可有其他多種實施例，在不背離本發(fā)明精神及其實質的情 況下，熟悉本領域的技術人員可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應的改變和變形，但這 些相應的改變和變形都應屬于本發(fā)明所附的權利要求的保護范圍。
權利要求
1. 一種調整極點、零點、極點與零點相消控制的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該低壓降穩(wěn)壓器包括一調節(jié)單元，包括一輸入端、一輸出端與一控制端，在該輸入端接收一輸入信號，并響應該控制端收到的一控制信號在該輸出端提供一輸出信號；一誤差放大器，其中一反相輸入端連接至一參考電壓，一輸出端連接至一第一端點；一米勒效應極點控制單元，包括一P型金屬氧化物半導體晶體管與一N型金屬氧化物半導體晶體管串接，該P型金屬氧化物半導體晶體管的一源極連接至該輸入端，一柵極連接至該第一端點與該控制端，一漏極通過一第二端點與該N型金屬氧化物半導體晶體管的漏極與柵極串接，該N型金屬氧化物半導體晶體管的源極接地；一極點與零點相消延遲單元，連接該第一端點、該第二端點與該控制端；及一反饋網(wǎng)絡，連接該輸出端與該誤差放大器的一非反相輸入端。
2、 根據(jù)權利要求1所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該調節(jié)單元為一 P型金屬氧化物半導體晶體管或一 N型金屬氧化物半導體晶體管。
3、 根據(jù)權利要求1所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該極點與零點相 消延遲單元還包括一緩沖器，其中該緩沖器的一反相輸入端連接該控制端，一 電阻-電容串聯(lián)電路連接該第一端點與該第二端點，并以該第一端點作為該緩 沖器的一非反相輸入端。
4、 根據(jù)權利要求3所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該第一端點還并接 一電阻-電容并聯(lián)電路。
5、 根據(jù)權利要求4所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，極點(P1)定義如下Pb_1_2兀Cl(l + gwl/gw2)i 2 。其中，Cl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電容的電容值，gml為該P型金屬 氧化物半導體晶體管的第一互導，gm2為該N型金屬氧化物半導體晶體管的第二互導，R2為該誤差放大器輸出的等效電阻值。
6、根據(jù)權利要求4所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，極點(P2)定義如下2兀C2 們(l + g附l/gw2)其中，C2為該誤差放大器輸出的等效電容值，gml為該P型金屬氧化物半 導體晶體管的第一互導，gm2為該N型金屬氧化物半導體晶體管的第二互導， Rl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電阻的電阻值。
7、根據(jù)權利要求4所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該零點(Z1)定義如下<formula>formula see original document page 3</formula>其中，Cl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電容的電容值，gm2為該N型金屬 氧化物半導體晶體管的第二互導，Rl為該電阻-電容串聯(lián)電路的該電阻的電阻值。
8、根據(jù)權利要求1所述的低壓降穩(wěn)壓器，其特征在于，該反饋網(wǎng)絡為一 分壓器，該分壓器的一分壓點連接至該誤差放大器的該非反相輸入端。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種適當調整極點、零點、極點與零點相消控制的低壓降穩(wěn)壓器，包括一調節(jié)單元、一誤差放大器、一米勒效應極點控制單元、一極點與零點相消延遲單元及一反饋網(wǎng)絡，極點和零點能隨負載改變的機制適應性調整，在所有的負載情況之下，能將低壓降穩(wěn)壓器的穩(wěn)定度維持在相當理想的相位邊限(phase margin)。
文檔編號G05F1/10GK101246375SQ20071007980
公開日2008年8月20日 申請日期2007年2月14日 優(yōu)先權日2007年2月14日
發(fā)明者劉晏任, 李永斌, 林崇偉 申請人:財團法人工業(yè)技術研究院