專利名稱：雙模調(diào)制且模式平滑轉(zhuǎn)換的開關(guān)電源控制方法及電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種采用脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation: PWM)和脈沖頻率調(diào)制 (Pulse Fr叫uency Modulation: PFM)雙模式混合運(yùn)行并可在模式間平滑轉(zhuǎn)換的直流開關(guān)電源 管理系統(tǒng)。其適用于功率半導(dǎo)體開關(guān)器件和控制電路分立的直流開關(guān)電源方案，以及功率半 導(dǎo)體開關(guān)器件和控制電路集成在單片芯片上的電源解決方案。本發(fā)明在便攜式多媒體播放器、 智能手機(jī)、負(fù)載點(diǎn)電源等領(lǐng)域有廣泛應(yīng)用。
背景技術(shù)：
在以智能手機(jī)等為代表的便攜式設(shè)備上，傳統(tǒng)上采用線性低壓降(LDO)穩(wěn)壓器來(lái)將電池 電壓轉(zhuǎn)換到設(shè)定的電壓值，并傳遞能量到負(fù)載。但近年來(lái)由于普遍采用深亞微米工藝制造技 術(shù)，數(shù)字集成電路的工作電壓持續(xù)下降，如從3.3丫降到1￥左右，而相應(yīng)的負(fù)載電流在總功 率若保持不變的情況下則加大。由于該類穩(wěn)壓電源的功率轉(zhuǎn)換效率很低， 一般只有40%左右， 因此LDO線性穩(wěn)壓電源的使用己日益減少?，F(xiàn)在的趨勢(shì)是采用開關(guān)型穩(wěn)壓電源，它的功率轉(zhuǎn) 換效率可高達(dá)90%以上。
脈沖寬度調(diào)制(PWM)是直流開關(guān)電源普遍采用的一種控制方式，尤其當(dāng)開關(guān)頻率很高 時(shí)，穩(wěn)壓電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性得以提升，相應(yīng)的功率元器件的尺寸和重量也得以減小，并可 降低成本。然而，在很高頻率下開關(guān)運(yùn)行，電源的開關(guān)損耗也相應(yīng)增加。尤其是在負(fù)載較輕 時(shí)，開關(guān)損耗占據(jù)了主導(dǎo)，使得輕載時(shí)的效率通常不到50%。為了能延長(zhǎng)便攜電子設(shè)備的電 池使用時(shí)間，因此在設(shè)計(jì)時(shí)希望提高輕載時(shí)電源的功率轉(zhuǎn)換效率。這樣便攜設(shè)備的耗電量在 長(zhǎng)時(shí)間的輕載待機(jī)狀態(tài)下能得以減少。
脈沖頻率調(diào)制(PFM)是開關(guān)電源的又一種控制方法，其等效開關(guān)頻率隨負(fù)載電流的減小 而減小，因此在輕載下能降低電源的開關(guān)損耗。然而在大電流下，他的動(dòng)態(tài)響應(yīng)不如脈沖寬 度調(diào)制迅速。為保持重載下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)同時(shí)保持輕載時(shí)的高效率，可采用的解決方案是在重 載時(shí)采用脈沖寬度調(diào)制，而在輕載時(shí)采用脈沖頻率調(diào)制。這種方法要求電源在負(fù)載電流緩慢 變化時(shí)能平滑地在脈沖寬度調(diào)制和脈沖頻率調(diào)制之間轉(zhuǎn)換，并減少噪音的干擾。而在負(fù)載快 速動(dòng)態(tài)變化時(shí)，控制電路要能保證兩種模式間的轉(zhuǎn)換迅速準(zhǔn)確，并能保持良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特 性，從而減小所需的輸出電容值以達(dá)到減小電源尺寸、重量和成本之目的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一個(gè)直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的控制管理系統(tǒng)，使電源在負(fù)載較重時(shí)工 作在固定的較高頻率的脈沖寬度調(diào)制模式下，以提高電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性，減小電源的尺寸、 重量和成本。在脈沖寬度調(diào)制模式下，本發(fā)明的控制系統(tǒng)根據(jù)檢測(cè)到的電源輸出電壓，采用
4電壓控制模式，調(diào)節(jié)輸出電壓，并保持輸出電壓的穩(wěn)定和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)。
本發(fā)明提供的直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的控制管理系統(tǒng)根據(jù)檢測(cè)到的電流值判斷，使電源在負(fù) 載較輕時(shí)工作在脈沖頻率調(diào)制模式下。在此模式下，丌關(guān)電源的等效開關(guān)頻率隨負(fù)載電流的 降低而降低，從而減小開關(guān)損耗，提高開關(guān)電源在輕載時(shí)的效率，以達(dá)到延長(zhǎng)便攜設(shè)備電池 的待機(jī)時(shí)間。在脈沖頻率調(diào)制模式下，木發(fā)明提出的控制方案根據(jù)檢測(cè)到的電流和電源輸出 電壓，來(lái)決定功率開關(guān)管的開通和關(guān)斷，從而調(diào)節(jié)并穩(wěn)定輸出電壓，并減小輸出電壓的紋波。 本發(fā)明的目的還在于，當(dāng)負(fù)載較為緩慢變化時(shí)，所提出的控制系統(tǒng)根據(jù)檢測(cè)到的電流情 況，決定電源工作在脈沖寬度調(diào)制模式或脈沖頻率調(diào)制模式下。這一模式轉(zhuǎn)換點(diǎn)可以確保電 源的效率在不同負(fù)載情況下得以優(yōu)化。并且保證這種模式的轉(zhuǎn)換是平滑的，并目.不受電路中 的噪音信號(hào)的干擾，使電源的工作穩(wěn)定。
本發(fā)明欲達(dá)到的目的還在于，提出解決方法，確保當(dāng)負(fù)載快速動(dòng)態(tài)變化時(shí)，電源的控制 系統(tǒng)可以快速響應(yīng)。當(dāng)電源的初始狀態(tài)是在脈沖頻率調(diào)制模式下，若負(fù)載的跳變較小，電源 應(yīng)保持在此模式下運(yùn)行，并在此模式下對(duì)此負(fù)載快速跳變響應(yīng)。當(dāng)電源的初始模式是在脈沖 寬度調(diào)制下，若負(fù)載的跳變較小，未滿足由脈沖寬度調(diào)制模式向脈沖頻率調(diào)制模式轉(zhuǎn)換的條 件時(shí)，則電源應(yīng)工作在此脈沖寬度調(diào)制模式下對(duì)負(fù)載跳變響應(yīng)。若電源的初始狀態(tài)是在脈沖 寬度調(diào)制模式下，且負(fù)載跳變大到其終止?fàn)顟B(tài)時(shí)的負(fù)載電流滿足進(jìn)入到脈沖頻率調(diào)制模式的 條件，則電源將根據(jù)檢測(cè)到的信息從脈沖寬度調(diào)制模式跳變到脈沖頻率調(diào)制模式，且做到快 速反應(yīng)。若電源的初始狀態(tài)是在脈沖頻率調(diào)制模式下，當(dāng)負(fù)載跳變幅度很大時(shí)，控制電路根 據(jù)檢測(cè)到的信息將使電源進(jìn)入到脈沖寬度調(diào)制模式，并確保這一過(guò)程是平滑的且輸出電壓的 負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)良好。
本發(fā)明提出的控制系統(tǒng)在脈沖寬度調(diào)制模式下，集成了輸入電壓前饋控制，使得丌關(guān)電 源具有良好的輸入電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。當(dāng)輸出電流過(guò)流時(shí)，開關(guān)電源的控制電路進(jìn)入過(guò)流保 護(hù)模式，從而保護(hù)電源和負(fù)載。


圖1為本發(fā)明涉及的控制電路的頂層基本模塊示意圖及開關(guān)電源的功率電路
圖2為本發(fā)明涉及的帶輸入電壓前饋控制的PWM模式控制電路及其軟啟動(dòng)電路
圖3為本發(fā)明涉及的PFM模式控制電路
圖4為本發(fā)明涉及的PFM、 PWM及PFM向PWM轉(zhuǎn)換的控制過(guò)程的主要波形圖 圖5為本發(fā)明涉及的PFM向PWM平滑過(guò)渡和提升動(dòng)態(tài)響應(yīng)的控制電路框圖 圖6為本發(fā)明涉及的PFM向PWM平滑過(guò)渡和提升動(dòng)態(tài)響應(yīng)的具體控制電路圖 圖7為不帶輸入電壓前饋控制的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形 圖8為具有輸入電壓前饋控制的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形 圖9為脈沖寬度調(diào)制模式下的穩(wěn)態(tài)電壓電流波形 圖10為脈沖頻率調(diào)制模式下的穩(wěn)態(tài)電壓電流波形 圖11為脈沖寬度調(diào)制模式下的負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形
5圖12為軟啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓、PWM脈沖寬度控制電壓及其跟蹤電壓波形
圖13為負(fù)載跳變時(shí)由脈沖寬度調(diào)制模式轉(zhuǎn)換到脈沖頻率調(diào)制模式的波形
圖14為負(fù)載跳變時(shí)由脈沖頻率調(diào)制模式轉(zhuǎn)換到脈沖寬度調(diào)制模式的波形
圖15為脈沖頻率調(diào)制模式和脈沖寬度調(diào)制模式在負(fù)載跳變時(shí)自動(dòng)平滑轉(zhuǎn)換的波形
圖16為脈沖頻率調(diào)制模式和脈沖寬度調(diào)制模式在負(fù)載跳變時(shí)自動(dòng)轉(zhuǎn)換的實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明所涉及的系統(tǒng)控制電路包括如圖1中128所示的基本模塊，包括脈沖寬度調(diào)制電 路115、脈沖頻率調(diào)制電路U4、過(guò)流保護(hù)模塊113、其他保護(hù)電路112、門極邏輯信號(hào)控制 單元109、參考電壓117、軟啟動(dòng)電路116、工作模式選擇電路118、多路選擇器lll和與門 110。
圖1中的108為功率開關(guān)管的門極驅(qū)動(dòng)電路，120為開關(guān)電源的輸入電源VIN， 119為輸 入濾波電容CiN。 107表示電流檢測(cè)，其具體的實(shí)施方法可根據(jù)功率器件的集成情況而不同。
圖1中開關(guān)電源的功率電路為同步整流的DC/DC降壓電路(Buck)，包括兩個(gè)功率開關(guān) 管105和106、 一個(gè)輸出濾波電感101、輸出濾波電容103以及由電阻Rsi和Rs2組成的負(fù)載 電壓檢測(cè)電路102。根據(jù)具體的應(yīng)用情況，負(fù)載電壓檢測(cè)電路102可作變化，其比例可從1 到適當(dāng)?shù)闹怠１景l(fā)明所涉及的電源管理系統(tǒng)不僅可以應(yīng)用于上述的降壓變換器，還可用于其 它的功率變換拓?fù)潆娐分?，如升壓拓?fù)潆娐?Boost)，升降壓拓?fù)潆娐?Buckboost)，全橋拓 撲電路(Full-Bridge)等。圖1中所示的兩個(gè)功率開關(guān)管105和106可以與控制電路集成在 單個(gè)芯片上，也可根據(jù)電源的實(shí)際輸出功率而分立于控制電路芯片之外。集成在單一芯片上 的功率開關(guān)管可以為兩個(gè)N通道場(chǎng)效應(yīng)管(NMOS)，或者上端的開關(guān)管105為P通道場(chǎng)效 應(yīng)管(PMOS)，下端的開關(guān)管106為N通道場(chǎng)效應(yīng)管(NMOS)。本發(fā)明的說(shuō)明書中，以開 關(guān)管105和106同為NMOS為例說(shuō)明本發(fā)明所涉及的系統(tǒng)控制電路的工作原理。但這一系統(tǒng) 控制方法同樣可應(yīng)用于上端的功率開關(guān)管105為P通道場(chǎng)效應(yīng)管的降壓電路。
圖1中的121為功率開關(guān)管與控制電路及驅(qū)動(dòng)電路集成在單一芯片上的示例，適用于便 攜設(shè)備的供電。這一單一芯片示例121有6個(gè)與外部相連接的端口。這些端口包括電源輸入 電壓端口Vw，即127;電源使能控制端口EN,即126;電源工作模式外部設(shè)置端口 OPT， 即125;負(fù)載檢測(cè)電壓反饋端口 FB，即124;電源接地端口GND，即123;同步整流開關(guān)管 105和106的輸出端口 SW，即122。其中當(dāng)端口 EN即126外部設(shè)置為低電平時(shí)，控制電路 終止電源輸出。當(dāng)EN轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，電源開始軟啟動(dòng)過(guò)程，并保持輸出。當(dāng)端口OPT， 即125在121外部被上拉為高電平時(shí)，電源工作在強(qiáng)制PWM模式。當(dāng)125被下拉為低電平 時(shí)，電源工作在自動(dòng)PFM-PWM模式。
圖2顯示了圖1中的脈沖寬度調(diào)制電路115及軟啟動(dòng)電路116的具體實(shí)施方法。圖2中 的207為系統(tǒng)反饋補(bǔ)償電路，由一個(gè)誤差放大器210和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)阻抗Zi及Z2組成。系統(tǒng)的 PWM控制采用電壓控制法。電流控制法如平均電流控制法和峰值電流控制法也適用，但本發(fā) 明采用電壓控制法，以利用其簡(jiǎn)單及較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。207根據(jù)檢測(cè)到的電源負(fù)載電壓與參考電壓相比較，對(duì)負(fù)反饋所得的誤差電壓進(jìn)行補(bǔ)償。其中的補(bǔ)償網(wǎng)路Zi和Z2的具體 施行，要根據(jù)電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及整個(gè)電源系統(tǒng)的特征進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖2中的軟啟動(dòng)電路由參 考電壓軟啟動(dòng)電路206和脈沖寬度控制電壓軟啟動(dòng)電路202組成。其中系統(tǒng)反饋補(bǔ)償電路207 的參考電壓在電源被允許啟動(dòng)后，即EN:High時(shí)，將按照軟啟動(dòng)的要求進(jìn)行延時(shí)并逐漸由零 呈線性增加到PWM模式下的參考電壓VREF_PWM，即圖2屮的209。 202軟啟動(dòng)電路將在軟啟 動(dòng)階段限制補(bǔ)償網(wǎng)路的輸出脈沖寬度控制電壓，使之逐漸增加到達(dá)穩(wěn)態(tài)值，起到軟啟動(dòng)的作 用以防止開通時(shí)電源的輸入和輸出過(guò)電流。軟啟動(dòng)過(guò)程中的輸出電壓Vout在園12中給出。 圖2中208為輸入電壓前饋控制電路，其根據(jù)輸入電壓的動(dòng)態(tài)變化情況，調(diào)整補(bǔ)償后的脈沖 寬度控制電壓，以改善電源抗輸入電壓波動(dòng)的能力。圖7和圖8分別給出了不具有和具有輸 入電壓前饋的輸入電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。由兩圖對(duì)比可見輸入電壓前饋控制可大幅改善電源的 輸入電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)，從而減小輸出電壓受輸入電壓波動(dòng)或跳變的影響。205為時(shí)鐘發(fā)生電路， 提供電源的開關(guān)脈沖時(shí)鐘，觸發(fā)鋸齒波發(fā)生器204產(chǎn)生鋸齒波，并觸發(fā)R-S觸發(fā)器201。 202 輸出的脈沖寬度控制電壓經(jīng)208后與204輸出的鋸齒波通過(guò)比較器203比較后產(chǎn)生的高電平 信號(hào)使201復(fù)位，由此產(chǎn)生了完整的PWM脈沖信號(hào)，并最終送到圖1中的109。電源在PWM 模式下工作時(shí)的穩(wěn)態(tài)電壓和電流波形如圖9所示。電源在PWM模式下負(fù)載跳變時(shí)的電壓和 電流波形如圖ll所示。
圖3給出了圖1中脈沖頻率調(diào)制電路114的具體實(shí)施方法。當(dāng)電源工作在PFM模式時(shí)， 檢測(cè)到的負(fù)載電壓FB被送至一個(gè)帶遲滯的比較器301，與PFM模式下的參考電壓VREF_PFM 即315比較。PFM模式下的參考電壓Vrefjtm略高于PWM模式下的參考電壓VREF_PWM，使 得PFM模式下的輸出電壓略高于PWM模式下的輸出電壓，如公式(l)所示。這使得在負(fù)載電 流突然增大的情況下，若電源從PFM模式進(jìn)入到PWM模式，則輸出電壓有更多下降的余量。
遲滯比較器301的遲滯值為Vpfm_hys。高閥值和低閥值為Vra ffl和Vth—lo,分別在公式(2)和
(3)中給出。
<formula>formula see original document page 7</formula>
上述參數(shù)在圖4中的負(fù)載電壓波形VouT上對(duì)應(yīng)給出。301的輸出節(jié)點(diǎn)401的波形在圖4 中對(duì)應(yīng)給出，其經(jīng)反相器309后的節(jié)點(diǎn)402的波形也在圖4中對(duì)應(yīng)給出。等效的輸出電感電 流lL與低端閥值Ith_lo即圖3中317，通過(guò)遲滯比較器303相比較并經(jīng)反相器312反相后的 節(jié)點(diǎn)403上的波形在圖4中對(duì)應(yīng)給出。節(jié)點(diǎn)402與403的信號(hào)經(jīng)過(guò)與門310后在節(jié)點(diǎn)404的 波形在圖4中對(duì)應(yīng)給出。節(jié)點(diǎn)404的信號(hào)觸發(fā)R-S觸發(fā)器307，使之在節(jié)點(diǎn)406輸出高電平， 并保持高電平，如圖4中的PFM即406波形所示。檢測(cè)到的電流L與高端閥值Ith—ffl通過(guò)比較器304比較后，當(dāng)電流大于高端閥值Ith—HI即圖3中318時(shí)，304在節(jié)點(diǎn)405輸出高電平將307復(fù)位，從而結(jié)束PFM高電平。如此，電源在PFM模式下其高端功率開關(guān)管105的門極脈沖信號(hào)便確定了。電流的低端閥值IiiLU)、高端閥值IiHju及節(jié)點(diǎn)405的波形都在圖4中對(duì)應(yīng)給出。上述的電壓和電流的高端和低端閥值將決定PFM模式下的輸出電壓紋波大小，電流峰值，以及電源在輕載下的等效開關(guān)頻率。電流的低端閥值Ira一u)可以為零或其它小于Iiiun的值，其取值應(yīng)遵循具體情況而定。檢測(cè)到的電流lL通過(guò)比較器305與零相比若低于零，則觸發(fā)R-S觸發(fā)器308，使電源進(jìn)入PFM模式。節(jié)點(diǎn)407即PFM_SEL的波形在圖4中對(duì)應(yīng)給出。只要PFM—SEL為高電平，多路選擇器111將選擇PFM模式的門極脈沖輸出，電源也將一直工作在PFM模式。當(dāng)負(fù)載電壓由于負(fù)載增大而下降到低于閥值VrapFM即圖3中316時(shí)，比較器302輸出高電平，308將會(huì)被復(fù)位。308的輸出節(jié)點(diǎn)407即PFM一SEL的電位也將由高電平降至低電平，多路選擇器111將選擇PWM模式的門極脈沖輸出，從而結(jié)束了電源的PFM模式。403與407通過(guò)與門311產(chǎn)生LS_ODB信號(hào)，使電源在電感電流低于零時(shí)，關(guān)斷圖1中的低端功率開關(guān)管106，以確保電流不反向流動(dòng)。在其他情況下，低端功率開關(guān)管106的門極脈沖信號(hào)與高端功率開關(guān)管105的門極脈沖信號(hào)互補(bǔ)。在PFM模式下的高端功率開關(guān)管105和低端功率開關(guān)管106的門極脈沖信號(hào)VGS—hs和VGS—ls如圖4中的409和410所示。電源在PFM模式下穩(wěn)態(tài)工作的電壓和電流波形如圖10中波形所示。
圖5給出了確保電源平滑地由PFM模式進(jìn)入到PWM模式的相關(guān)電路。其中的501為模式平滑過(guò)渡電路，用以跟蹤PWM模式下的脈沖寬度控制電壓Vc，并在電源進(jìn)入PFM模式前鎖定并保存PWM模式時(shí)的脈沖寬度控制電壓Vc的信息。同時(shí)，在接收到PFM一SEL信號(hào)后501將切斷207中誤差放大器210的供電電壓VPS_PFM。退出PWM模式時(shí)501保存的Vc模擬電壓信息將為電源由PFM模式進(jìn)入到PWM模式時(shí)提供一個(gè)非常接近穩(wěn)態(tài)工作的Vc電壓值，使得PFM到PWM的過(guò)渡過(guò)程平滑并以此提高輸出電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。
圖6給出了圖5中模式平滑過(guò)渡電路501的具體電路。其中602為N位升降計(jì)數(shù)器，603
為N位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)， 604為比較器。其中602的數(shù)字輸出Qo-Qn連接到603的數(shù)字輸
入DQ-Dn。 603的模擬輸出AOUT連接到604的反相端。604的同相端AIN接收來(lái)自圖5中
210的輸出，即脈沖寬度控制電壓Vc的模擬信號(hào)。604的輸出為高電平或低電平，并連接到
602的升/降序控制端口。 602、 603和604即為負(fù)反饋型的N位模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC〉 601的組
成部分。當(dāng)電源工作在PWM模式時(shí)，PFM—SEL和EN—SS信號(hào)通過(guò)反相器608和與門607
后輸出高電平，允許602計(jì)數(shù)。PWM模式下的210的輸出，即脈沖寬度控制電壓Vc，成為
比較器604的同相端的模擬信號(hào)AIN。 AIN與603的輸出AOUT通過(guò)604比較。若AOUT
小于AIN，則604輸出高電平，602升序計(jì)數(shù)直到602的數(shù)字輸出Qo-Qn通過(guò)603的數(shù)字輸入
Do-Dn，驅(qū)動(dòng)603的模擬輸出AOUT上升直到接近AIN。若AOUT大于AIN，則604輸出低
電平，602降序計(jì)數(shù)直到602的數(shù)字輸出Qo-Qn通過(guò)603的數(shù)字輸入D()-Dn，驅(qū)動(dòng)603的模擬輸出AOUT下降直到接近AIN。在PWM模式下，通過(guò)這樣個(gè)負(fù)反饋，脈沖寬度控制電壓Vc，即模擬電壓AIN被模數(shù)轉(zhuǎn)換器601即時(shí)跟蹤，并可以通過(guò)AOUT輸出跟蹤的模擬電壓值。AOUT對(duì)AIN的跟蹤在軟啟動(dòng)過(guò)程中也得到體現(xiàn)，其波形在圖12中給出。當(dāng)電源進(jìn)入PFM模式后，PFM—SEL和EN—SS信號(hào)通過(guò)反相器608和與門607后輸出低電平，禁止602計(jì)數(shù)。602的數(shù)字輸出鎖定在進(jìn)入PFM模式前的PWM模式下的Vc所對(duì)應(yīng)的模擬電壓值A(chǔ)IN。 602鎖定的數(shù)字輸出驅(qū)動(dòng)603，使之輸出固定的電壓AOUT。 AOUT近似于進(jìn)入PFM模式前的PWM模式下的Vc值。這一模擬電壓在整個(gè)PFM模式中保持恒定，對(duì)系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容充電。由PWM過(guò)渡到PFM模式的AIN、 AOUT及VOUT的波形在圖13中給出。在PFM模式下，PFM—SEL信號(hào)控制開關(guān)管606，使其導(dǎo)通。由601中的603輸出的恒定的電壓值A(chǔ)OUT通過(guò)606加到了 210的輸出端口。同時(shí)，PFM_SEL信號(hào)通過(guò)608使得開關(guān)管605關(guān)斷，切斷直流供電電壓VPS給PWM系統(tǒng)反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)207中的誤差放大器210供電。當(dāng)電源由PFM模式進(jìn)入PWM模式時(shí)，605導(dǎo)通恢復(fù)VPS對(duì)210供電，606則斷開，使603的輸出不再對(duì)210的輸出端口電壓產(chǎn)生影響。而603在PFM模式下提供的恒定輸出電壓AOUT，由于己對(duì)系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容充電，因此為電源從PFM模式向PWM模式過(guò)渡提供了初始的PWM脈沖寬度控制電壓。這一初始脈沖寬度控制電壓確保了接近穩(wěn)態(tài)的PWM脈沖寬度輸出，從而使得電源由PFM模式向PWM模式的過(guò)渡平滑，并具備快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。由PFM過(guò)渡到PWM模式的AIN、 AOUT及V0UT的波形在圖14屮給出。在PFM和PWM模式間自動(dòng)轉(zhuǎn)換的AIN和AOUT的波形在圖15中給出。在PFM-PWM平滑過(guò)渡控制模塊501的作用下，輸出電壓VcxjT顯示了良好的負(fù)載動(dòng)態(tài)特性，如圖15中的Vout波形所示，又如圖16中實(shí)驗(yàn)測(cè)試的輸出電壓VouT的負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。圖6中的601使得PWM脈沖寬度控制電壓可以得到自動(dòng)跟蹤并可鎖定，以供PFM向PWM模式的過(guò)渡過(guò)程使用。601的精度及數(shù)字輸出位數(shù)N由具體的電源參數(shù)決定。601的時(shí)鐘頻率也由電源的具體情況和需要選定。603的VREF端口接受參考電壓的輸入，VBIAS端口接受偏置電壓的輸入，來(lái)設(shè)置603的模擬電壓輸出AOUT的工作范圍。
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權(quán)利要求
1.一種采用脈沖寬度調(diào)制和脈沖頻率調(diào)制的雙模運(yùn)行直流開關(guān)電源系統(tǒng)的控制方法，其特征在于包含如下方法在較重負(fù)載下采用脈沖寬度調(diào)制的控制方法；在較輕負(fù)載下采用脈沖頻率調(diào)制的控制方法；脈沖寬度調(diào)制與脈沖頻率調(diào)制模式自動(dòng)切換的控制方法；脈沖頻率調(diào)制向脈沖寬度調(diào)制模式平滑過(guò)渡的控制方法。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l中所述的控制方法管理的直流開關(guān)電源系統(tǒng)，包括功率開關(guān)電路以實(shí)現(xiàn)輸入直流電壓向輸出直流電壓的變換，其為直流降壓拓?fù)潆娐窌r(shí)，包括.個(gè)輸入濾波電容， 一個(gè)輸出濾波電感， 一個(gè)輸出濾波電容，至少兩個(gè)功率開關(guān)器件由N通道場(chǎng)效應(yīng)管組成或由P通道場(chǎng)效應(yīng)管和N通道場(chǎng)效應(yīng)管組成但不局限于 上述類別的功率器件；脈沖寬度調(diào)制電路、脈沖頻率調(diào)制電路、模式自動(dòng)切換電路、模式平滑過(guò)渡電路， 以實(shí)現(xiàn)如權(quán)利要求l中所述的控制方法。
3. 根據(jù)權(quán)利要求l中所述的控制方法，其特征在于可被應(yīng)用于如權(quán)利要求2中所述的功率開 關(guān)電路，但不局限于直流降壓拓?fù)潆娐?，亦可被?yīng)用于其它直流開關(guān)電源拓?fù)潆娐?，?升壓拓?fù)潆娐?，升降壓拓?fù)潆娐?，全橋拓?fù)潆娐返取?br> 4. 根據(jù)權(quán)利要求2中所述的脈沖寬度調(diào)制電路，其特征在于包含一個(gè)誤差放大器與若干電阻和電容構(gòu)成的系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，其根據(jù)檢測(cè)到的反饋電壓 和脈沖寬度調(diào)制模式的參考電壓之間的誤差，產(chǎn)生放大了的脈沖寬度控制電壓；一個(gè)軟啟動(dòng)電路在電源啟動(dòng)時(shí)逐漸增大參考電壓，并同時(shí)逐漸增大誤差放大器輸出 端的脈沖寬度控制電壓；一個(gè)輸入電壓前饋控制電路，其一端接收電源輸入電壓，另一端接收脈沖寬度控制 電壓，當(dāng)輸入電壓動(dòng)態(tài)增加或減少時(shí)，其輸出將相應(yīng)地減少或增加。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l中所述的的脈沖頻率調(diào)制的控制方法和模式自動(dòng)切換的控制方法，其特征 在于根據(jù)檢測(cè)到的等效電感電流和負(fù)載電壓決定電源何時(shí)切換進(jìn)入和退出脈沖頻率調(diào)制 模式，并決定脈沖頻率調(diào)制模式下的功率開關(guān)器件何時(shí)開通和關(guān)斷。
6. 根據(jù)權(quán)利要求2中所述的脈沖頻率調(diào)制電路和模式自動(dòng)切換電路，用于實(shí)現(xiàn)如權(quán)利要求5 中所述的控制方法，其特征在于包含五個(gè)比較器，兩個(gè)觸發(fā)器，兩個(gè)與門，兩個(gè)反相 器和一個(gè)多路選擇器。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6中所述的脈沖頻率調(diào)制電路和模式自動(dòng)切換電路，其特征在于如下實(shí)施步 驟當(dāng)?shù)刃щ姼须娏鳛榱銜r(shí)，根據(jù)第一個(gè)比較器的輸出觸發(fā)第一個(gè)觸發(fā)器輸出高電平， 多路選擇器據(jù)此選擇輸出脈沖頻率調(diào)制的門極脈沖信號(hào)，從而使電源切換到脈沖頻率調(diào) 制模式； '當(dāng)輸出電壓低于脈沖頻率調(diào)制模式的閥值電壓后，第一個(gè)觸發(fā)器被第二個(gè)比較器的輸出復(fù)位并輸出低電平，多路選擇器據(jù)此選擇輸出脈沖寬度調(diào)制的門極脈沖信號(hào)從而切 換到脈沖寬度調(diào)制模式；在脈沖頻率調(diào)制模式下，當(dāng)輸出電壓值通過(guò)第三個(gè)比較器與脈沖頻率調(diào)制模式的參考電壓進(jìn)行遲滯比較，若其介于低端閥值和高端閥值之間時(shí)，將允許功率開關(guān)管開通；在脈沖頻率調(diào)制模式下功率開關(guān)管被允許丌通的前提下，當(dāng)?shù)刃щ姼须娏髦低ㄟ^(guò)第 四個(gè)比較器與電流低端閥值時(shí)進(jìn)行遲滯比較時(shí)，若電流小于電流低端閥值，則第二個(gè)觸 發(fā)器被觸發(fā)，使其輸出高電平，當(dāng)?shù)刃щ姼须娏髦荡笥谠O(shè)定的電流高端閥值時(shí)，第五個(gè) 比較器輸出高電平，使第二個(gè)觸發(fā)器被復(fù)位，使其輸出低電平，此時(shí)該觸發(fā)器的輸出即 為脈沖頻率調(diào)制的高端功率管的門極脈沖信號(hào)；在脈沖頻率調(diào)制模式下，當(dāng)?shù)刃щ姼须娏魍ㄟ^(guò)第四個(gè)比較器與電流低端閥值進(jìn)行遲滯比較，若電流小于電流低端閥值，則禁止低端功率開關(guān)管的導(dǎo)通，而其他時(shí)間里低端 功率開關(guān)管的導(dǎo)通與高端功率開關(guān)管的導(dǎo)通互補(bǔ)。
8. 根據(jù)權(quán)利要求l中所述的模式平滑過(guò)渡的控制方法，其特征在于跟蹤并鎖定切換到脈沖頻率調(diào)制模式前處于脈沖寬度調(diào)制模式時(shí)的誤差放大器的輸 出端電壓；在脈沖頻率調(diào)制模式下，終止誤差放大器的工作并將鎖定的電壓加在其輸出端，以 對(duì)系統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容充電；由脈沖頻率調(diào)制模式切換到脈沖寬度調(diào)制模式時(shí)，誤差放大器的輸出端由于先前系 統(tǒng)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容已充電而具備了脈沖寬度調(diào)制穩(wěn)態(tài)工作時(shí)所需的脈沖寬度控制電 壓，從而使模式的過(guò)渡平滑。
9. 根據(jù)權(quán)利要求2中所述的模式平滑過(guò)渡電路，其與誤差放大器的輸出端和供電端相連，以 實(shí)施如權(quán)利要求8中所述控制方法，其特征在于包含兩個(gè)開關(guān)管， 一個(gè)反相器， 一個(gè)與 門，和一個(gè)由升降計(jì)數(shù)器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器和比較器構(gòu)成的負(fù)反饋型模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9中所述的模式平滑過(guò)渡電路，其特征在于如下實(shí)施步驟在脈沖寬度調(diào)制模式下，負(fù)反饋型模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入端連接到誤差放大器的輸出端 以連續(xù)跟蹤其電壓值；從脈沖寬度調(diào)制模式進(jìn)入到脈沖頻率調(diào)制模式時(shí)，負(fù)反饋型模數(shù)轉(zhuǎn)換器通過(guò)終止其 內(nèi)部的升降計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)而停止模數(shù)轉(zhuǎn)換，使其數(shù)字輸出鎖定在此時(shí)的誤差放大器的輸 出端電壓值上；在脈沖頻率調(diào)制模式下，第一個(gè)開關(guān)管關(guān)斷，使誤差放大器失去供電而終止工作； 在脈沖頻率調(diào)制模式下，第二個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，使負(fù)反饋型模數(shù)轉(zhuǎn)換器的反饋電壓加在誤差放大器的輸出端；從脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)入到脈沖寬度調(diào)制模式時(shí)，第一個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，使誤差放大器恢復(fù)供電；從脈沖頻率調(diào)制模式進(jìn)入到脈沖寬度調(diào)制模式時(shí)，第二個(gè)開關(guān)管關(guān)斷，使負(fù)反饋型 模數(shù)轉(zhuǎn)換器的反饋電壓斷開與誤差放大器的輸出端的連接。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種直流開關(guān)電源的雙模式運(yùn)行的控制方案，用于直流穩(wěn)壓并提高電源輕載時(shí)的效率。在較重負(fù)載下，系統(tǒng)采用脈沖寬度調(diào)制(PWM)模式。輕載時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式，根據(jù)檢測(cè)到的電流和負(fù)載電壓，并依據(jù)相應(yīng)的邏輯輸出穩(wěn)定的直流電壓。在PFM模式下，電源的等效開關(guān)頻率隨負(fù)載減輕而降低，減少了開關(guān)損耗，從而提高輕載時(shí)的效率。當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)在PFM和PWM模式間平滑過(guò)渡，并確保輸出電壓的快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)。在PWM模式下系統(tǒng)集成了輸入電壓前饋控制，增強(qiáng)了負(fù)載電壓抗輸入電壓跳變的能力。本發(fā)明適用于便攜媒體播放器、智能手機(jī)、負(fù)載點(diǎn)電源等的供電控制。
文檔編號(hào)G05B19/04GK101667019SQ20091005984
公開日2010年3月10日 申請(qǐng)日期2009年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月1日
發(fā)明者郭文南 申請(qǐng)人:成都諾奇爾微電子技術(shù)有限公司