專利名稱：開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型涉及一種新型開關(guān)補(bǔ)償式的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源裝置，為無工頻變壓器結(jié)構(gòu)，適合于對50/60周、220/110V市電進(jìn)行穩(wěn)壓、調(diào)壓輸出。同時，也適合于各類專用或通用的交流電源。
現(xiàn)有的各種交流穩(wěn)壓電源裝置，無論其原理如何，都具有工頻變壓器或工頻大電感部件，因而具有明顯的缺陷笨重、體積大、效率低、成本高、其電氣性能也差。現(xiàn)有的交流調(diào)壓電源，一般都是在其繞組線圈裸露型的工頻自耦變壓器上借助于電刷的移動來實(shí)現(xiàn)調(diào)壓的裝置。因而，這種電刷式的調(diào)壓電源除了上述有工頻變壓器的穩(wěn)壓電源所具有的缺陷外，同時還常常因為電刷磨損和接觸不良造成打火、短路等故障，甚至危害用電器件。本實(shí)用新型的任務(wù)是創(chuàng)造性地將高頻開關(guān)技術(shù)應(yīng)用到交流電源中來，從而實(shí)現(xiàn)了新一代的無工頻變壓器的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源。新的電路結(jié)構(gòu)和控制技術(shù)，使得這種工作在開關(guān)方式下的交流電源能夠輸出無失真、與電網(wǎng)電壓同相位的正弦電壓，而且具有很快的響應(yīng)時間，極寬的穩(wěn)壓、調(diào)壓范圍，良好的功率因素和負(fù)載特性，以無觸點(diǎn)、無間斷的方式實(shí)現(xiàn)高精度穩(wěn)壓、調(diào)壓。
本實(shí)用新型是以如下方式實(shí)現(xiàn)的1.采用高頻開關(guān)式雙向補(bǔ)償技術(shù)，即在智能控制單元的控制下，由高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元產(chǎn)生兩組互為反向的高頻補(bǔ)償方波電壓；2.由串行補(bǔ)償單元采用雙向開關(guān)可控整流及雙向濾波技術(shù)，將上述兩組雙向高頻補(bǔ)償電壓轉(zhuǎn)換成與電網(wǎng)電壓同頻率的，在相位和幅度上都能滿足穩(wěn)壓、調(diào)壓所需要的正弦波補(bǔ)償電壓，并與電網(wǎng)電壓串行疊加以后輸出；3.在控制方式上由智能控制單元采用PPM技術(shù)，取代在直流開關(guān)電源中傳統(tǒng)的PWM技術(shù)，即使用新型的脈沖位置調(diào)制(pulse position modulation)技術(shù)取代現(xiàn)行的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation)技術(shù)，對高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元和串行補(bǔ)償單元中的開關(guān)三極管器件實(shí)施控制。
就補(bǔ)償?shù)脑矶?，可以從相位和幅度上綜合考慮后，用數(shù)學(xué)公式表示為當(dāng)產(chǎn)品作為對電網(wǎng)標(biāo)稱值的交流穩(wěn)壓電源時，電源的輸出電壓Uout被穩(wěn)定在電網(wǎng)電壓的標(biāo)稱值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Ustan，所以，Ucom＝Ustan-Uins；當(dāng)產(chǎn)品作為具有穩(wěn)壓功能的交流調(diào)壓電源時，電源的輸出電壓Uout被穩(wěn)定在所需要的設(shè)定電壓值上，即Uout＝Uins+Ucom＝Uset，所以，Ucom＝Uset-Uins。
其中Uins為電網(wǎng)電壓的即時值；Ustan為電網(wǎng)電壓的標(biāo)稱值；Ucom為正弦補(bǔ)償電壓的值；Uset為設(shè)定的輸出電壓值。
由此可見，本交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓功能在用補(bǔ)償?shù)姆绞綄?shí)現(xiàn)時，其原理和實(shí)現(xiàn)技巧并沒有本質(zhì)的差異，只是交流電源輸出電壓所選擇的穩(wěn)壓值不同而已，或者說只是交流電源的工作狀態(tài)不同而已。但無論電源工作在穩(wěn)壓狀態(tài)還是調(diào)壓狀態(tài)，其輸出電壓總是穩(wěn)定的，其補(bǔ)償電壓Ucom始終等于電源輸出電壓Uout與電網(wǎng)電壓即時值Uins之差，即Ucom≡Uout-Uins。
以下是本實(shí)用新型之交流電源的有關(guān)圖示


圖1是本實(shí)用新型之交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源的主電路原理圖。
圖2是圖1中所示的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的幾種主要電路結(jié)構(gòu)圖。
圖3是本實(shí)用新型實(shí)施例之一雙向開關(guān)半橋補(bǔ)償式交流電源主電路原理圖。
圖4是圖3所示實(shí)施例中的智能控制單元[004]之原理框圖。
圖5是圖4所示智能控制單元框圖中的有關(guān)內(nèi)部波形圖。
圖6是圖4所示智能控制單元框圖中的有關(guān)輸出波形圖。
圖7是圖4所示智能控制單元框圖的平均值響應(yīng)型原理電路圖。
圖8是圖3、圖4和圖7電路中的有關(guān)波形圖。
圖9是圖4所示智能控制單元框圖的瞬時值響應(yīng)型原理電路圖。
圖10是本實(shí)用新型實(shí)施例之二雙向開關(guān)全橋補(bǔ)償式交流電源主電路原理圖。
圖11是圖10所示實(shí)施例中的智能控制單元[004]之原理框圖。
圖12是圖11所示智能控制單元框圖的平均值響應(yīng)型原理電路圖。
圖13是本實(shí)用新型實(shí)施例之三單向開關(guān)半橋補(bǔ)償式交流電源主電路原理圖。
圖14是圖13所示實(shí)施例中的智能控制單元[004]的瞬時值響應(yīng)型原理電路圖。
圖15是圖13、圖14所示電路中的有關(guān)波形圖。
圖16是本實(shí)用新型實(shí)施例之四單向開關(guān)全橋補(bǔ)償式交流電源主電路原理圖。
圖17是圖16所示實(shí)施例中的智能控制單元[004]之瞬時值響應(yīng)型原理電路圖。
現(xiàn)將其工作原理詳細(xì)說明如下本實(shí)用新型涉及的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，主要由圖1所示的四個基本部分所組成即電網(wǎng)輸入濾波單元[001]、串行補(bǔ)償單元[002]、高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]和智能控制單元[004]。電網(wǎng)輸入濾波單元[001]，主要由電感L1和電容C1、C2、C3、C4組成，該濾波單元的作用是一方面濾除可能由電網(wǎng)輸入的大幅度干擾脈沖，以達(dá)對電網(wǎng)的初步凈化之目的，同時也吸收由電源開關(guān)電路產(chǎn)生的可能對電網(wǎng)的影響。該濾波單元的輸入端X0和Y0用來直接接入電網(wǎng)，其輸出端為X1、Y1為高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的輸入，而且下輸出端Y1直接作為本裝置的下輸出端。串行補(bǔ)償單元的電路結(jié)構(gòu)是由帶反向并連二極管的開關(guān)三極管按共發(fā)射極反向串連的方式組成的兩組雙向開關(guān)SW1和SW2，該兩組雙向開關(guān)的一端分別與由高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的兩個輸出端W1、W2串連后構(gòu)成兩條并行的可控整流通道，該兩組雙向開關(guān)的另一端在∑x點(diǎn)并接，再與濾波電感L2、L3串連后即為本裝置的上輸出端X2，濾波電容C5的一端與電感L2和L3的公共端相連，另一端接入電網(wǎng)輸入濾波單元的上輸出端X1，濾波電容C6的一端與本裝置的上輸出端X2相連，另一端與本裝置的下輸出端Y2相連，由電感L2和電容C5組成上濾波器，電感L3和電容C6組成下濾波器，正弦波補(bǔ)償電壓的形成是在智能控制單元[004]的PPM技術(shù)的控制下，首先由高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]產(chǎn)生互為反向?qū)ΨQ的兩組高頻補(bǔ)償方波電壓Uw1-O和Uw2-O，由W1、O、W2三個端點(diǎn)以對稱方式輸出給串行補(bǔ)償單元[002]，其中O端為兩組高頻補(bǔ)償方波的零點(diǎn)，接入電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X2，再由串行補(bǔ)償單元[002]的兩組雙向開關(guān)對該兩組高頻補(bǔ)償方波電壓進(jìn)行雙向可控整流和經(jīng)由上、下濾波器雙向濾波后合成符合穩(wěn)壓、調(diào)壓要求的正弦波補(bǔ)償電壓Ucom，并與電網(wǎng)電壓串行疊加后輸出。在這四個主要的組成部分中，高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]采用開關(guān)工作方式，其電路結(jié)構(gòu)又有幾種不同的構(gòu)成型式，例如圖2中[201]示出了現(xiàn)行直流開關(guān)電源中由單向開關(guān)組成的直流半橋式開關(guān)電路，[202]示出了由雙向開關(guān)組成的交流半橋式開關(guān)電路，[203]示出了現(xiàn)行直流開關(guān)電源中由單向開關(guān)組成的直流全橋式開關(guān)電路，[204]示出了由雙向開關(guān)組成的交流全橋式開關(guān)電路。[205]示出了由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激開關(guān)電路所構(gòu)成的半橋式復(fù)合電路，[206]示出了由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激開關(guān)電路所構(gòu)成的雙正激復(fù)合電路。圖中[202]和[204]兩種電路分別與[201]和[203]所示電路的結(jié)構(gòu)和工作原理十分相似，所不同的只是在直流半橋式和直流全橋式電路中由一只開關(guān)三極管組成的單向開關(guān)被交流半橋式和交流全橋式電路中的由兩只帶有反向并聯(lián)二極管的開關(guān)三極管按共發(fā)射極反向串連的方式組成的雙向開關(guān)所取代。這四種電路可以用來構(gòu)成四種不同結(jié)構(gòu)的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元，其差別在于[201]和[203]的電路只能工作在直流電壓下，而[202]和[204]的電路卻可以直接工作在交流電壓下。這四種電路產(chǎn)生的高頻補(bǔ)償方波電壓由其高頻變壓器HT1的帶中心抽頭的次級繞組W1-O-W2分為兩組互為反向?qū)ΨQ的高頻補(bǔ)償方波電壓后輸出。在[205]所示的半橋式復(fù)合電路，以及[206]所示的雙正激復(fù)合電路中，為了使其輸出的高頻補(bǔ)償方波電壓能夠與同上述的幾種電路一樣具有兩組互為反向?qū)ΨQ的特性，其各自電路中的開關(guān)管BG1和BG2必需仍流地導(dǎo)通和截止，即均按直流半橋式的方式工作，而且各自電路中的兩只高頻變壓器HT1和HT2都具有匝數(shù)相等的兩組獨(dú)立的次級繞組，在其電氣參數(shù)和繞制方式完全一致的前提下，其輸出方式應(yīng)按圖中所示的同名端關(guān)系兩兩串連的方式連接，仍由W1、O、W2三個端點(diǎn)輸出，其中O端為兩組高頻補(bǔ)償方波的零點(diǎn)。顯然，由[205]和[206]的電路也可以構(gòu)成又兩種不同結(jié)構(gòu)的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元。
下面首先介紹并著重說明的是圖3所示的雙向開關(guān)半橋補(bǔ)償式交流電源，其中高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]就是在圖2中[202]所示的電路結(jié)構(gòu)。
圖3中，電網(wǎng)輸入濾波單元[001]、串行補(bǔ)償單元[002]的電路結(jié)構(gòu)和圖1所示相同。在高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中，由開關(guān)管BG5、BG6組成雙向開關(guān)SW3，和由開關(guān)管BG7、BG8組成雙向開關(guān)SW4。對于這兩組雙向開關(guān)中的四只開關(guān)三極管BG5、BG6、BG7、BG8，由于每一只開關(guān)管在雙向開關(guān)中的連接方式與電網(wǎng)電壓極性之間的關(guān)系，且稱雙向開關(guān)SW3中的開關(guān)管BG5和雙向開關(guān)SW4中的開關(guān)管BG7為在電網(wǎng)正半周時的主導(dǎo)開關(guān)管，在負(fù)半周時則為輔助開關(guān)管；而雙向開關(guān)SW3中的開關(guān)管BG6和雙向開關(guān)SW4中的開關(guān)管BG8為在電網(wǎng)負(fù)半周時的主導(dǎo)開關(guān)管，在正半周時則為輔助開關(guān)管。電網(wǎng)電壓處于正半周或負(fù)半周的不同的時間，其電路主要由與該時間內(nèi)所對應(yīng)的主導(dǎo)開關(guān)管承擔(dān)半橋式開關(guān)工作，而由輔助開關(guān)管協(xié)助主導(dǎo)開關(guān)管工作。四只開關(guān)三極管所承擔(dān)的職能交換是在電網(wǎng)正弦波的零點(diǎn)進(jìn)行的。和直流開關(guān)電源一樣，圖中高頻變壓器HT1和電容C7、C8為電路中不可缺少的貯能、換能元件。高頻變壓器HT1的次級繞組W1-O-W2的中心抽頭O連接到電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。電路工作時，高頻補(bǔ)償方波電壓UW1-0和UW2-0從高頻變壓器HT1的次級繞組W1-O-W2的W1和W2端分兩路輸出給串行補(bǔ)償單元[002]。
在圖3所示的串行補(bǔ)償單元[002]中，由兩組并行連接的雙向開關(guān)SW1和SW2所實(shí)現(xiàn)的雙向可控整流，是對常規(guī)整流技術(shù)的一種創(chuàng)造。因為常規(guī)整流技術(shù)只能借助于整流二極管的單向?qū)щ娦裕贡徽鞯慕涣麟娮優(yōu)橹绷?；而這里的雙向可控整流技術(shù)，是利用前述的雙向開關(guān)對被整流的高頻電壓在正、負(fù)兩個極性上進(jìn)行可控選通整流。雙向可控整流的輸出，可以是脈動直流，也可以是所選通的交流。例如在圖3所示的電路中，由于高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]直接工作在電網(wǎng)的交流電壓下，所以電路工作時，高頻變壓器HT1初級繞組P-Q之間的電壓Up-q即為被電網(wǎng)電壓的正弦波包絡(luò)所調(diào)制的雙極性高頻方波，而由其次級繞組W1-O和W2-O送往串行補(bǔ)償單元[002]的高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0和Uw2-0(見圖8)，也是與初級電壓Up-q具有同樣頻率和波形的互為反向?qū)ΨQ的高頻方波。只有當(dāng)雙向開關(guān)SW1或SW2導(dǎo)通時，才能夠?qū)⒃陔娐飞吓c其連接的高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0和Uw2-0的部分或全部輸出。圖8中也示出了分別通過雙向開關(guān)SW1和SW2可控整流后的輸出電壓VS1和VS2，以及在相加點(diǎn)∑x的相加電壓U∑的波形，經(jīng)雙相濾波器濾除其高頻成份后即可合成正弦補(bǔ)償電壓Ucom，也示于圖8。對于正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位只有兩種可能與需要，即當(dāng)正弦補(bǔ)償電壓Ucom與電網(wǎng)電壓同相時稱為同相補(bǔ)償，當(dāng)正弦補(bǔ)償電壓Ucom與電網(wǎng)電壓反相時為反相補(bǔ)償。顯然，當(dāng)電網(wǎng)電壓的即時值Uins比其標(biāo)稱值Ustan或者電源輸出電壓的設(shè)定值Uset低時，需要同相補(bǔ)償。當(dāng)電網(wǎng)電壓的即時值Uins比其標(biāo)稱值Ustan或者電源輸出電壓的設(shè)定值Uset高時，需要反相補(bǔ)償。當(dāng)電網(wǎng)電壓的即時值Uins等于其標(biāo)稱值Ustan或者電源輸出電壓的設(shè)定值Uset時，需要補(bǔ)償電壓Ucom的幅值為零，即零補(bǔ)償。但任何時候補(bǔ)償電壓Ucom的幅值始終恒等于交流電源輸出電壓Uout電網(wǎng)電壓即時值Uins之差，即|Ucom|≡|Uout|-|Uins|。
雙向濾波技術(shù)，是指由電感L2和電容C5組成的上濾波器，由電感L3和電容C6組成的下濾波器對兩組雙向開關(guān)SW1和SW2可控整流后的電壓VS1和VS2在與電網(wǎng)相連接的上、下輸入端的兩個方向，濾除其高頻分量。因而有著極好的濾波效果和阻抗特性，使交流電源的電氣性能更加完善。
圖3中所示的智能控制單元[004]暫時以方框的形式給出，其輸出的控制電壓通過串行補(bǔ)償單元[002]和高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中的驅(qū)動電路DRIVER1、DRIVER2和DRIVER3、DRIVER4，以分別實(shí)現(xiàn)對上述四組雙向開關(guān)SW1、SW2和SW3、SW4的控制。如前所述，在控制方式上是創(chuàng)造性地使用了PPM技術(shù)。為了說明該控制技術(shù)的原理，需先對于圖4所示的智能控制單元[004]的原理框圖并結(jié)合圖3所示的交流電源主電路原理圖和圖5中關(guān)于智能控制單元的有關(guān)波形作如下介紹圖4所示為智能控制單元[004]的原理框圖，并作為PPM技術(shù)的設(shè)計方案之一。由圖可見，智能控制單元[004]主要由時鐘脈沖產(chǎn)生器、補(bǔ)償控制脈沖產(chǎn)生器、補(bǔ)償控制脈沖分配器、整流控制脈沖產(chǎn)生器、整流控制脈沖分配器、鋸齒波電壓產(chǎn)生器、PI調(diào)節(jié)器、采樣電路、參考電壓產(chǎn)生電路、電壓比較器和電源電壓周期方波產(chǎn)生器等所組成。其中，時鐘脈沖產(chǎn)生器主要產(chǎn)生頻率為f0的時鐘脈沖cp1，示于圖5。在時鐘脈沖cp1前沿的觸發(fā)下，補(bǔ)償控制脈沖產(chǎn)生器產(chǎn)生供圖3中高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中主導(dǎo)開關(guān)管所需要的補(bǔ)償主控方波V3a和V4a，以及輔助開關(guān)管所需要的補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b，也示于圖5。由圖可見，補(bǔ)償主控方波V3a和V4a均為占空因素接近50％(除去其寬度等于cp1脈寬的死區(qū)時間)的方波，而且彼此之間始終保持著半個周期(180°)的相位差，以保證圖3所示的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中兩只受控的主導(dǎo)開關(guān)管能夠在沒有共態(tài)導(dǎo)通的條件下進(jìn)行半橋式開關(guān)工作。補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b為占空因素正好等于50％的方波。補(bǔ)償主控方波V3a和V4a與補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b之間有著如圖5中所示的相互對應(yīng)的關(guān)系，其作用是當(dāng)一組雙向開關(guān)中主導(dǎo)開關(guān)管由導(dǎo)通變?yōu)榻刂箷r，能即時地開關(guān)另一組雙向開關(guān)中的輔助開關(guān)管為高頻變壓器HT1的初極繞組P-Q中的反峰電壓提供泄放通路，以保護(hù)主導(dǎo)開關(guān)管的安全和維持電路的正常工作。如前所述，雙向開關(guān)SW3和SW4中的四只開關(guān)管，在電網(wǎng)電壓的正、負(fù)半周期上所承擔(dān)的主導(dǎo)開關(guān)或輔助開關(guān)的功能是互相交換的，這種功能互換正是由補(bǔ)償控制脈沖分配器在電網(wǎng)正弦波的零點(diǎn)通過對上述的補(bǔ)償主控方波和補(bǔ)償輔控方波的分配來實(shí)現(xiàn)的。
在時鐘脈沖cp2前沿的觸發(fā)下，由整流控制脈沖產(chǎn)生器產(chǎn)生整流主控方波V1a和V2a，以及整流輔控方波V1b和V2b。其中，整流主控方波V1a和V2a分別用來控制圖3所示電路中雙向開關(guān)SW1和SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管，其波形示于圖5。由圖3中的電路可知，由于雙向開關(guān)SW1和SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管之間沒有共態(tài)導(dǎo)通的問題，所以整流主控方波V1a和V2a可設(shè)為彼此之間的相位差為180°，且占空因素均為50％的方波，以保證被控制的主導(dǎo)開關(guān)管能不間斷地進(jìn)行可控整流工作。整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制圖3所示電路中雙向開關(guān)SW1和SW2的輔助開關(guān)管，其波形也示于圖5。由圖3的電路可知，由于在一組雙向開關(guān)中的主導(dǎo)開關(guān)管和另一組雙向開關(guān)中的輔助開關(guān)管之間存在共態(tài)導(dǎo)通的問題，所以圖中所示的整流輔控方波V1b和V2b分別是在除去死區(qū)時間等于cp2的脈寬后的且彼此之間的相位差為180°的波形，其目的是為了在一組雙向開關(guān)中的主導(dǎo)開關(guān)管截止時，能使另一組雙向開關(guān)中的輔助開關(guān)管在沒有共態(tài)導(dǎo)通的情況下即時地開關(guān)，給串行補(bǔ)償單元[002]中電感器L2的反峰電壓提供泄放通路，以保護(hù)主導(dǎo)開關(guān)管的安全和維持電路正常的雙向可控整流工作。
與時鐘脈沖cp1所不同的是，時鐘脈沖cp2在時間軸上的位值不是固定的，而是可以控制的。因而，四組整流控制方波V1a和V2a，以及V1b和V2b在時間軸上的位值也是可以控制的。這即是本實(shí)用新型的脈沖位置調(diào)制技術(shù)，即PPM技術(shù)。準(zhǔn)確地說本實(shí)用新型涉及的PPM控制技術(shù)的基本原理是在設(shè)定補(bǔ)償主控方波V3a、V4a及補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b與時間軸上的位值以及彼此之間的相位關(guān)系保持如上所述的狀態(tài)不變的條件下，使整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2地保持如上所述的彼此之間的相位關(guān)系不變的同時，可以相對于時間軸作前后移動。這樣就使得串行補(bǔ)償單元[002]中的雙向開關(guān)SW1和SW2的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)與高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中雙向開關(guān)SW3和SW4的導(dǎo)通、截止?fàn)顟B(tài)在時間軸上作相對的位置調(diào)整，以此來實(shí)現(xiàn)對高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0和Uw2-0的可控整流，以便適時地控制所合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位和幅值，從而最終達(dá)到交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓之目的。為描述控制方波的狀態(tài)或特點(diǎn)，可稱需要移動的控制方波為PPM方波。因此在上述的設(shè)定中，整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2b都為PPM方波，圖5中示出了它們的波形。(顯然，PPM技術(shù)實(shí)際上是調(diào)整整流控制方波和補(bǔ)償控制方波兩者之間在時間軸上的相對位置關(guān)系，例如，在設(shè)定整流主控方波V1a、V2a及整流輔控方波V1b和V2b與時間軸上的位值以及彼此之間的相位關(guān)系保持不變的條件下，使補(bǔ)償主控方波V3a、V4a及補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b作為PPM方波，或者使整流控制方波和補(bǔ)償控制方波共同作位置調(diào)整，也同樣可以實(shí)現(xiàn)PPM技術(shù)。)圖4中，鋸齒波電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生與時鐘脈沖cp1同步的鋸齒波電壓Vst(見圖5)，并送往電壓比較器。PI調(diào)節(jié)器一般由運(yùn)算放大器構(gòu)成，是本交流電源穩(wěn)壓、調(diào)壓功能的閉環(huán)控制系統(tǒng)的關(guān)鍵部件，其功能是通過其差分放大的方法，產(chǎn)生一個與本交流電源的輸出電壓Uout的采樣值和參考電壓Vrf之差值成比例的誤差電壓Ve，并送往電壓比較器。這里的參考電壓Vrf是與本交流電源所預(yù)期的輸出電壓的設(shè)定值Uset成比例的，可以是恒定直流電壓，也可以是由一個專門電路產(chǎn)生的與電網(wǎng)電壓同相位和幅度穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn)正弦波電壓。顯然，對于參考電壓Vrf為恒定直流電壓時，所對應(yīng)的取樣電壓也必需是直流電壓，這時運(yùn)算放大器工作在直流差分狀態(tài)；對于參考電壓Vrf為與電網(wǎng)電壓同相且幅度穩(wěn)定的標(biāo)準(zhǔn)正弦波電壓時，所對應(yīng)的取樣電壓也必需是正弦波電壓，這時運(yùn)算放大器工作在交流差分狀態(tài)。電壓比較器是將由PI調(diào)節(jié)器送來的誤差電壓Ve與由鋸齒波電壓產(chǎn)生器送來的踞齒波電壓Vst進(jìn)行比較，然后產(chǎn)生觸發(fā)脈沖cp2。當(dāng)PI調(diào)節(jié)器工作在直流差分狀態(tài)時，所產(chǎn)生的誤差電壓Ve反應(yīng)了交流電源的輸出電壓Uout與設(shè)定電壓Uset之間誤差的平均值規(guī)律，這時稱為平均值響應(yīng)的PI調(diào)節(jié)器；當(dāng)PI調(diào)節(jié)器工作在交流差分狀態(tài)時，所產(chǎn)生的誤差電壓Ve反應(yīng)了交流電源的輸出電壓Uout和設(shè)定電壓Uset之間誤差的瞬時值規(guī)律，這時稱為瞬時值響應(yīng)的PI調(diào)節(jié)器。因此，對于產(chǎn)品來說，前者稱為平均值響應(yīng)型交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，后者稱為瞬時值響應(yīng)型的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源。理論和實(shí)踐都證明本實(shí)用新型所涉及的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源在采取平均值響應(yīng)的控制方式時，其輸出電壓與電網(wǎng)電壓比較，沒有附加失真。采取瞬時值響應(yīng)的控制方式時，交流電源的輸出能修正電網(wǎng)電壓的波形失真，并有很好的凈化效果。
電網(wǎng)電壓周期方波產(chǎn)生器通過將電網(wǎng)的正弦波電壓與零電壓進(jìn)行比較的方法產(chǎn)生與電網(wǎng)電壓周期完全同步的周期方波VT和
分別代表電網(wǎng)電壓的正半周和負(fù)半周，以控制補(bǔ)償控制脈沖分配器和整流控制脈沖分配器的脈沖分配工作。即補(bǔ)償控制脈沖分配器，在電網(wǎng)電壓的正半周將補(bǔ)償主控方波V3a和V4a分別用來控制BG5和BG7，而將補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b分別用來控制BG6和BG8；在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周，補(bǔ)償控制脈沖分配器將補(bǔ)償主控方波V3a和V4a分別用來控制BG6和BG8，而將補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b分別用來控制BG5和BG7。同樣，整流控制脈沖分配器，在電網(wǎng)電壓的正半周將整流主控方波V1a和V2a分別用來控制BG1和BG3，而將整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制BG2和BG4；在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周，整流控制脈沖分配器將整流主控方波V1a和V2a分別用來控制BG2和BG4，而將整流輔控方波V1b和V2b分別用來控制BG1和BG3。圖6中示出了由控制脈沖分配器輸出的分別送往圖3所示電路的八路四組控制方波，它們分別是VBG1、VBG2、VBG3、VBG4、VBG5、VBG6、VBG7和VBG8，并分別通過四個驅(qū)動器DRIVER1、DRIVER2、DRIVER3和DRIVER4依次序加至所對應(yīng)的開關(guān)三極管BG1、BG2、BG3、BG4、BG5、BG6、BG7和BG8的控制極，以實(shí)施對它們的控制。
圖7作為圖4所示智能控制單元框圖中的平均值響應(yīng)型的原理電路圖。圖中，由比較器OP1及反向器N7分別輸出電網(wǎng)電壓周期信號VT和
由施密特反向觸發(fā)器N1和電阻R05、電容C01組成的振蕩器，產(chǎn)生頻率為f0的振蕩電壓，經(jīng)由施密特反向觸發(fā)器N2和電阻R06、電容C02組成的單穩(wěn)態(tài)窄脈沖發(fā)生器，產(chǎn)生窄脈沖cpa，再經(jīng)由施密特反向觸發(fā)器N3和電阻R07、電容C03組成的單穩(wěn)態(tài)窄脈沖發(fā)生器，輸出窄脈沖cp1。由圖中的電路原理可知，這里的cp1是由cpa的下降沿觸發(fā)產(chǎn)生的，其波形示于圖5。這里的cpa則為產(chǎn)生時鐘脈沖cp2所需要的輔助脈沖。由D觸發(fā)器構(gòu)成的反轉(zhuǎn)觸發(fā)器FD1，在時鐘脈沖cp1前沿的觸發(fā)下，首先由其Q端和Q端分別輸出補(bǔ)償輔控方波V3b和V4b。由反向器N4輸出
信號，由與門A3完成“與”運(yùn)算
后產(chǎn)生補(bǔ)償主控方波V3a，由與門A4完成“與”運(yùn)算
后產(chǎn)生補(bǔ)償主控方波V4a。補(bǔ)償脈沖分配器由四只2-2輸入的與或門組成，它們是F5、F6、F7和F8，從圖中示出的邏輯電路可知，它們各自輸出端的邏輯關(guān)系分別為以下四組控制方波，即F5=VT·V3a+VT‾·V3b=VBG5,F6=VT·V3b+VT‾·V3a=VBG6,]]>F7=VT·V4a+VT‾·V4b=VBG7,F8=VT·V4b+VT‾·V4a=VBG8.]]>可見這四組補(bǔ)償控制方波的邏輯功能與圖6中所示的波形相符，經(jīng)由兩組驅(qū)動器DRIVER1和DRIVER2后分別加到雙向開關(guān)SW3和SW4中的開關(guān)管BG5、BG6、BG7和BG8的控制極。
鋸齒波電壓產(chǎn)生器主要由運(yùn)算放大器OP2、積分電容C05、電阻R11和開關(guān)三極管BG01組成。在電阻R11接入的負(fù)壓的作用下，運(yùn)放OP2產(chǎn)生正向積分，形成鋸齒波電壓Vst的上升沿，由施密特反向觸發(fā)器N3輸出的時鐘脈沖cp1到達(dá)時使開關(guān)管BG01導(dǎo)通，形成鋸齒波電壓Vst的下降沿。鋸齒波電壓Vst通過隔直電容C06、電阻R12和R13后送往比較器OP3的同相輸入端。運(yùn)算放大器OP4將從交流電源輸出端X2、Y2得到的采樣電壓整流成直流，經(jīng)電阻R16和電容C07平滑濾波后送往由運(yùn)算放大器OP5組成的PI調(diào)節(jié)器的同向輸入端，在與由電阻R29、電容C08以及穩(wěn)壓源ZN01形成的并經(jīng)由電阻R28送往其反向輸入端的直流參考電壓Vrf(一般為2.5V的標(biāo)準(zhǔn)源)進(jìn)行差分放大后，運(yùn)算放大器OP5即可輸出誤差電壓Ve，并送往比較器OP3的反相輸入端。比較器OP3完成鋸齒波電壓Vst和誤差電壓Ve的比較后輸出比較脈沖電壓Vc。顯然，誤差電壓Ve的大小反應(yīng)了交流電源輸出電壓的狀態(tài)。當(dāng)誤差電壓Ve的幅值上升或下降時，則比較器OP3輸出的比較脈沖電壓Vc以及由此而形成的時鐘脈沖cp2的前沿就可以沿著鋸齒波電壓Vst的上升斜坡在時間軸<p>
以下結(jié)合附圖對本實(shí)用新型的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖1為本實(shí)用新型的主視圖。
圖2為本實(shí)用新型實(shí)施例1的A-A視圖。
圖3為本實(shí)用新型實(shí)施例2的A-A視圖。
圖4為本實(shí)用新型實(shí)施例3的A-A視圖。
實(shí)施例1如圖1和圖2所示，本實(shí)施例是一種木工榫槽機(jī)床的機(jī)身，它包括底座1、立柱2和溜板導(dǎo)軌3。溜板導(dǎo)軌3采用燕尾導(dǎo)軌。立柱2與溜板導(dǎo)軌3為一體，它們采用3mm厚的圓鋼管冷拔一次成形，如圖2所示，立柱2與溜板導(dǎo)軌3的橫截面為
形。立柱2的下端固定在法蘭盤4上，法蘭盤4通過螺栓固定裝置5固定在底座1上。底座1采用厚度為2mm左右的鋼板拉伸成形。立柱2的下端通過緊定螺釘6固定在法蘭盤4上。立柱2的下端也可以焊接在法蘭盤4上。
實(shí)施例2如圖1和圖3所示，本實(shí)施例是一種木工榫槽機(jī)床的機(jī)身。立柱2與溜板導(dǎo)軌3為一體，它們采用3mm厚的圓鋼管冷拔一次成形。如圖3所示，立柱2與溜板導(dǎo)軌3的橫截面為
形。本實(shí)施例的其它部分的形狀和構(gòu)造與實(shí)施例1相同。
實(shí)施例3如圖1和圖4所示，本實(shí)施例也是一種木工榫槽機(jī)床的機(jī)身。立柱2與溜板導(dǎo)軌3為一體，它們采用3mm厚的方鋼管冷拔一次成形。如圖4所示，立柱2與溜板導(dǎo)軌3的橫截面為
形。本實(shí)施例其它部分的形狀和構(gòu)造與實(shí)施例1相同。
上述三個實(shí)施例中，立柱2與溜板導(dǎo)軌3的橫截面分別為
和
形，主要是為了冷拔成形和提高強(qiáng)度。
由于在補(bǔ)償控制方波和整流控制方波中，其輔控方波總是從屬于所對應(yīng)的主控方波，電路的工作狀態(tài)也主要決定于主控方波，為敘述方便，下面僅從主控方波和主導(dǎo)開關(guān)管入手，并結(jié)合圖3的電路和圖8的波形從系統(tǒng)開環(huán)的角度，更加具體地說明由PPM技術(shù)實(shí)現(xiàn)的補(bǔ)償原理。
由圖8中的[801]圖可見，設(shè)時刻t00為電網(wǎng)電壓第一個周期中正半周的起點(diǎn)，如前所述，在圖3所示的補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中，由雙向開關(guān)WS3中的主導(dǎo)開關(guān)管BG5和雙向開關(guān)SW4中的主導(dǎo)開關(guān)管BG7承擔(dān)半橋式開關(guān)工作，因而分別由補(bǔ)償主控方波V3a和V4a對它們實(shí)施控制；而串行補(bǔ)償單元[002]中則主要由雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1和雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3承擔(dān)雙向可控整流的開關(guān)工作，因而分別由整流主控方波V1a和V2a對它們實(shí)施控制。
從t00開始的一段時間內(nèi)，整流主控方波V1a與補(bǔ)償主控方波V3a，以及整流主控方波V2a與補(bǔ)償主控方波V4a中的上升和下降沿在時間軸上的位置完全對齊，或者說它們之間的相位差φe為零。在時刻t00～t01期間，補(bǔ)償主控方波V3a為高電位，V4a為低電位。因此，雙向開關(guān)SW3中的主導(dǎo)開關(guān)管BG5導(dǎo)通，雙向開關(guān)SW4中的主導(dǎo)開關(guān)管BG7截止。設(shè)在此種情況下由圖3所示電路中的高頻變壓器HT1的初、次級繞組之間的同名端關(guān)系，使其次級繞組在W1、O之間的高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0為正，在W2、O之間的高頻補(bǔ)償電壓Uw2-0為負(fù)。在同一時刻，整流主控方波V1a為高電位，V2a為低電位，所以與W1相連的雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1導(dǎo)通，與W2相連的雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3截止，于是正向的補(bǔ)償電壓Uw1-0通過導(dǎo)通的雙向開關(guān)SW1后為圖中所示的Vs1，與電網(wǎng)電壓串行疊加后即實(shí)現(xiàn)了同相補(bǔ)償。
在時刻t01～t02期間，補(bǔ)償主控方波反相，即V3a由原來的高電位變?yōu)榈碗娢?，V4a由原來的低電位變?yōu)楦唠娢?，雙向開關(guān)SW3中的BG5由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，SW4中的BG7由截止變?yōu)閷?dǎo)通。因此，高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0由正向方波變?yōu)樨?fù)向方波，Uw2-0由負(fù)向方波變?yōu)檎蚍讲ā５捎谠谶@同一時刻，整流主控方波V1a由高電位變?yōu)榈碗娢?，V2a由低電位變?yōu)楦唠娢?。所以，雙向開關(guān)SW1中的BG1由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，SW2中的BG3由截止變?yōu)閷?dǎo)通。于是正的補(bǔ)償方波Uw2-0通過導(dǎo)通的雙向開關(guān)SW2后為圖中所示的Vs2，與電網(wǎng)電壓串行疊加后，即仍然為同相補(bǔ)償。
由圖可見，t02～t04的情形只是t01～t02的重復(fù)。因此可以斷定在圖3所示的電路中，只要高頻變壓器HT1初、次極繞組間的同名端關(guān)系不變，以及控制方波V1a和V3a，V2a和V4a之間保持同相的關(guān)系不變，串行補(bǔ)償單元[002]中導(dǎo)通的主導(dǎo)開關(guān)管BG1或BG3就永遠(yuǎn)只讓高頻補(bǔ)償方波Uw1-0和Uw2-0中的正向方波通過。而且由于控制方波V1a與V3a，以及V2a與V4a之間的相位差φe為零，所以整流主導(dǎo)開關(guān)管BG1和BG3的導(dǎo)通時間剛好分別與正相的補(bǔ)償方波Uw1-0或Uw2-0的整個脈寬相對應(yīng)。因此，圖中所示的Vs1和Vs2，以及在相加點(diǎn)∑x的相加電壓U∑有著與電網(wǎng)電壓同相的最大脈寬，即是在這種條件下所實(shí)現(xiàn)的同相補(bǔ)償為最大限度的同相補(bǔ)償。由圖8中的[801]圖可知，電路在t00～t16的時間范圍內(nèi)，即電網(wǎng)電壓的第一個周期的正半周期間，都屬于這種最大限度的同相補(bǔ)償?；蛘哒f，此時由串行補(bǔ)償單元[002]經(jīng)雙向濾波后所合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom有著與電網(wǎng)電壓同相的最大值，因而與電網(wǎng)電壓串行疊加后交流電源輸出的正弦波電壓Uout也有最大的正相幅值。
圖8的[801]中所示，從t16開始，電網(wǎng)電壓進(jìn)入第一個周期負(fù)半周，由于圖3所示的電路中各組雙向開關(guān)在正半周時的的主導(dǎo)開關(guān)管變?yōu)檩o助開關(guān)管，而正半周時的的輔助開關(guān)管則變?yōu)橹鲗?dǎo)開關(guān)管。所以，補(bǔ)償主控方波V3a和V4a在正弦波的零點(diǎn)，即t16時刻被分別切換到雙向開關(guān)SW3中的主導(dǎo)開關(guān)管BG6和雙向開關(guān)SW4中的主導(dǎo)開關(guān)管BG8的控制極，整流主控方波V1a和V2a也同時被分別切換到雙向開關(guān)SW1中的BG2和雙向開關(guān)SW2中的BG4的控制極。
參見圖3和圖8的[801]，在t16～t17期間，補(bǔ)償主控方波V3a為高電位，V4a為低電位。因此，雙向開關(guān)SW3中的BG5導(dǎo)通，SW4中的BG8截止。由于在負(fù)半周時高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的工作電壓為負(fù)，根具前面設(shè)定的同名端關(guān)系可知，高頻變壓器HT1的次級繞組輸出的高頻補(bǔ)償方波Uw1-0為負(fù)向方波，Uw2-0為正向方波。如此同時，整流主控方波V1a為高電位，V2a為低電位，所以雙向開關(guān)SW1中的BG2導(dǎo)通，SW2中的BG4截止。于是與電網(wǎng)電壓負(fù)半周同相的負(fù)向補(bǔ)償方波Uw1-0通過導(dǎo)通的雙向開關(guān)SW1后的電壓Vs1，與電網(wǎng)電壓串行疊加后實(shí)現(xiàn)了在電網(wǎng)電壓為負(fù)半周時的同相補(bǔ)償。
在t17～t18期間，補(bǔ)償主控方波V3a由高變低，V4a由低變高，于是高頻補(bǔ)償方波Uw 1-0和Uw2-0極性互換。但在同一時刻，整流主控方波V1a和V2a的極性也換相，雙相開關(guān)SW1中的BG2由導(dǎo)通變?yōu)榻刂?，雙相開關(guān)SW2中的BG4由截止變?yōu)閷?dǎo)通。于是與電網(wǎng)電壓同相的負(fù)補(bǔ)償方波Uw2-0通過導(dǎo)通的雙向開關(guān)SW2后的電壓Vs2，與電網(wǎng)疊加后，仍為負(fù)半周時的同相補(bǔ)償。同樣，t18～t20期間的情況只是t16～t18期間情況的重復(fù)。
如同在電網(wǎng)電壓為正半周時的情形一樣，在t16～t32期間，即整個電網(wǎng)電壓的負(fù)半周期間，整流主控方波V1a和補(bǔ)償主控方波V3a，以及整流主控方波V2a和補(bǔ)償主控方波V4a之間的相位差φe一直保持為零，所以這段時間內(nèi)，只有高頻補(bǔ)償方波電壓Uw1-0和Uw2-0為負(fù)值時才能通過串行補(bǔ)償單元[002]中的可控整流雙向開關(guān)SW1或SW2，而且負(fù)向的Vs1和Vs2都具有最大的脈寬，因而在相加點(diǎn)∑x的疊加電壓U∑也有最寬的負(fù)相方波，通過雙向濾波后合成的補(bǔ)償電壓Ucom也是電網(wǎng)電壓為負(fù)半周時的最大同相補(bǔ)償，因而與電網(wǎng)電壓串行疊加后交流電源的輸出電壓Uout有負(fù)相的最大幅值。
見圖8中的[802]圖，從t32開始進(jìn)入了電網(wǎng)電壓第二個周期的正半周，補(bǔ)償主控方波V3a和V4a在該時刻又分別被切換到雙向開關(guān)SW3中的主導(dǎo)開關(guān)管BG5和雙向開關(guān)SW4中的主導(dǎo)開關(guān)管BG7的控制極上，整流主控方波V1a和V2a也被分別切換到雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1和雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3的控制極上。而且整流主控方波V1a和V2a相對于補(bǔ)償主控方波V3a和V4a，在時間軸上逐漸后移。即主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe由零逐漸增加。這樣，串行補(bǔ)償單元[002]中雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1和雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3的導(dǎo)通和截止時間及其分別與高頻補(bǔ)償方波Uw1-0及Uw2-0的對應(yīng)區(qū)間也在逐漸后移。從圖8中的[802]圖可以明顯地見到，在t32～t48的整個正半周期間，整流主控方波V1a和V2a的上升和下降沿并沒有象在t32以前那樣與補(bǔ)償方波Uw1-0及Uw2-0的前、后沿對齊，而是在不斷地作相對滯后。這樣由雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1在導(dǎo)通時所選通的高頻電壓Vs1有兩部分組成，即有正值的部分，也有負(fù)值的部分。同樣，雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3在導(dǎo)通時所選通的高頻電壓Vs2，也包括正值和負(fù)值的兩部分組成。而且，隨著時間的推移，由于主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe的不斷漸增，分別在主導(dǎo)開關(guān)管BG1和BG3的導(dǎo)通時所選通的高頻電壓Vs1和Vs2的正值部分的時間寬度不斷減少，而負(fù)值部分的時間寬度不斷增加。顯然，在相加點(diǎn)∑x的電壓U∑也為正值部分的時間寬度不斷減少，而為負(fù)值部分的時間寬度不斷增加的正、負(fù)相間的高頻補(bǔ)償方波。經(jīng)過雙向濾波器對電壓U∑濾波后所合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的幅值與所對應(yīng)的正、負(fù)補(bǔ)償方波各自的脈沖寬度(或?qū)〞r間)密切相關(guān)即其大小與圖中的所示的正、負(fù)兩部分面積的代數(shù)和的絕對值成正比，其相位決定于代數(shù)和的符號。從圖中可以看出，在t32～t48的時間段內(nèi)，即電網(wǎng)電壓為正半周時，對于主導(dǎo)開關(guān)管BG1和BG3導(dǎo)通時所選通的高頻補(bǔ)償電壓Vs1和Vs2中，正值部分的面積比負(fù)值部分的面積大，所以合成后的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位仍為與此時的電網(wǎng)電壓同相的正補(bǔ)償，但其幅度卻隨著相加電壓U∑中的正值部分脈寬的減少而逐漸減小。
在t48～t64的時間段內(nèi)，電網(wǎng)電壓為第二周期的負(fù)半周。和上述的情況一樣，補(bǔ)償主控方波V3a和V4a在正弦波的零點(diǎn)，即t48時刻又被分別切換到在負(fù)半周時雙開關(guān)SW3中的主導(dǎo)開關(guān)管BG6和雙向開關(guān)SW4中的主導(dǎo)開關(guān)管BG8的控制極，整流主控方波V1a和V2a也同時被分別切換到雙向開關(guān)SW1中的BG2和雙向開關(guān)SW2中的BG4的控制極。結(jié)合圖3和圖8中的[802]圖可見，由于主控方波V1a和V3a之間，以及主控方波V2a和V4a之間的相位差φe進(jìn)一步地不斷逐漸增加，這樣，串行補(bǔ)償單元[002]中雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG2和雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG4的導(dǎo)通和截止時間及其分別與高頻補(bǔ)償方波Uw1-0及Uw2-0的對應(yīng)區(qū)間也在進(jìn)一步地逐漸后移。而且由于在此期間導(dǎo)通的主導(dǎo)開關(guān)管BG2和BG4所選通的補(bǔ)償電壓Vs1和Vs2中負(fù)的部分的時間寬度比其正的部分的時間寬度大，必然使在相加點(diǎn)∑x的電壓U∑中負(fù)向脈寬比其正向脈寬也大，所以經(jīng)雙向濾波后合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom為負(fù)值，仍為與此時電網(wǎng)電壓的同相補(bǔ)償，但其幅度卻隨著整流主控方波V1a和V2a的不斷后移而進(jìn)一步逐漸減小，直至到達(dá)t64時刻。
見圖8中的[803]圖，在t64～t96期間，即電網(wǎng)電壓的第三周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe而言，已增加到大約為90°，圖中由雙向開關(guān)所選通的補(bǔ)償電壓Vs1和Vs2在點(diǎn)∑x所得到的高頻補(bǔ)償電壓U∑為等脈寬的正、負(fù)相間的方波，因而這時由串行補(bǔ)償單元[002]合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的幅值為零，即交流電源的輸出電壓Uout就等于對其輸出電壓的設(shè)定值Uset，由前面的說明可知，這種情況的出現(xiàn)也正好對應(yīng)著PI調(diào)節(jié)器輸出的誤差電壓Ve為零。
見圖8中的[804]。在t96～t112期間，即為電網(wǎng)電壓的第四個周期的正半周，控制方波V1a和V3a以及V2a和V4a之間的相位差φe不斷地增大，導(dǎo)致串行補(bǔ)償單元[002]中雙向開關(guān)SW1中的主導(dǎo)開關(guān)管BG1以及雙向開關(guān)SW2中的主導(dǎo)開關(guān)管BG3導(dǎo)通和截止時間及其與補(bǔ)償方波Uw1-0和Uw2-0的對應(yīng)關(guān)系也繼續(xù)不斷后移。由圖可見，在兩只主導(dǎo)開關(guān)管BG1、BG3的導(dǎo)通期間所選通的高頻補(bǔ)償方波Vs1和Vs2中的正向部分不斷縮小，而負(fù)向部分不斷擴(kuò)大。由圖可見，從t96開始，在相加點(diǎn)∑x所得到的高頻補(bǔ)償電壓U∑中負(fù)脈沖的寬度大于正脈沖的寬度，因此這正、負(fù)兩部分脈沖的面積代數(shù)和的符號，由原來的與電網(wǎng)電壓的極性同相變?yōu)榉聪?。所以由串行補(bǔ)償單元[002]最后生成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位也由原來的與電網(wǎng)電壓同相的正極性變?yōu)榕c電網(wǎng)電壓反相的負(fù)極性，在此期間所實(shí)現(xiàn)的補(bǔ)償為與電網(wǎng)電壓反相的負(fù)補(bǔ)償或反相補(bǔ)償。同樣，在t112～t128期間，電網(wǎng)電壓為負(fù)半周，相加點(diǎn)∑x的疊加電壓U∑中，其正脈沖的寬度大于負(fù)脈沖的寬度，所以由串行補(bǔ)償單元[002]合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位為正，在此期間所實(shí)現(xiàn)的補(bǔ)償也為反相補(bǔ)償。隨著控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe的不斷增加，相加電壓U∑中與電網(wǎng)電壓反向的脈沖寬度較之與電網(wǎng)電壓同向的脈沖寬度也不斷增加，所以由串行補(bǔ)償單元[002]最后生成的與電網(wǎng)電壓反相的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的幅值也不斷增加，導(dǎo)致交流電源的輸出電壓Uou不斷下降。
由圖8中的[805]可見，在時間為t128～t160期間，即電網(wǎng)電壓的第五個周期，就控制方波V1a和V3a，以及控制方波V2a和V4a之間的相位差φe而言，大約為180°時，所合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom有與電網(wǎng)電壓反相的最大幅值，所以與電網(wǎng)電串行壓疊加后交流電源的輸出電壓Uout的幅值最小。
從以上的說明可以知道，整流主控方波和補(bǔ)償主控方波之間的相位差φe，與所合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom有著如下的對應(yīng)關(guān)系即當(dāng)相位差φe從0開始作遞增變化時，正弦補(bǔ)償電壓Ucom從同相補(bǔ)償?shù)淖畲笾甸_始減小，當(dāng)相位差φe增加到90°時，正弦補(bǔ)償電壓Ucom的幅值減小到零。當(dāng)φe從90°開始繼續(xù)增加時，Ucom的幅值從零補(bǔ)償變?yōu)橹饾u增幅的反相補(bǔ)償，當(dāng)φe增加到180°時，即整流控制方波與補(bǔ)償控制方波完全反相時，正弦補(bǔ)償電壓Ucom有與電網(wǎng)電壓反相的最大幅值。顯然，當(dāng)相位差φe由180°經(jīng)90°逐漸變化到0°時，則正弦補(bǔ)償電壓Ucom的變化趨勢與上述的情形相反。這就是說，從圖7所示的控制電路中的PI調(diào)節(jié)器輸出的誤差電壓的變化，引起了由此而形成的觸發(fā)脈沖cp2前沿的變化，從而不斷地調(diào)整整流控制方波在時間軸上的位置，即造成了整流控制方波與補(bǔ)償控制方波之間的相位差φe的變化，繼而不斷地調(diào)整合成的正弦補(bǔ)償電壓Ucom的相位和幅值，以達(dá)到穩(wěn)壓、調(diào)壓的目的。這一過程即為圖3所示的交流電源在圖7所示的控制電路的控制下所實(shí)現(xiàn)的系統(tǒng)的正確閉環(huán)響應(yīng)，而圖7中運(yùn)算放大器OP5輸出的誤差電壓Ve及其變化趨勢則可稱為PI調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應(yīng)。智能控制電路設(shè)計的重要任務(wù)之一就是使得PI調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應(yīng)能夠形成交流電源這個自動控制系統(tǒng)的正確的閉環(huán)響應(yīng)。需要注意的是在圖7所示的電路中，如果將運(yùn)放OP5的同相輸入端與反相輸入端的信號互換，則其輸出的誤差電壓Ve與原來的變化趨勢相反，即當(dāng)|Uins|＜|Uset|時，使誤差電壓Ve增高，當(dāng)|Uins|＞|Uset|時，使誤差電壓Ve降低，這樣的動態(tài)響應(yīng)是不能維持控制系統(tǒng)在上述條件下所必需的正確的閉環(huán)響應(yīng)的。但在這種情況下，只要同時也改變圖7所示的電路中觸發(fā)器FD2的引導(dǎo)方波，比如可選擇與補(bǔ)償輔控方波V3b反向的V4b作為引導(dǎo)方波，或者，仍然選用V3b為引導(dǎo)方波，但可以同時使圖3中高頻變壓器HT1的初次級繞組之間的同名端關(guān)系與原來反向，則系統(tǒng)的閉環(huán)響應(yīng)也即可正常。這就是說維持控制系統(tǒng)正確的閉環(huán)響應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)不是唯一的。
由以上可知，對于圖7電路中的平均值響應(yīng)型的PI調(diào)節(jié)器來說，其動態(tài)響應(yīng)與電網(wǎng)電壓的周期變化無關(guān)，所以D觸發(fā)器FD2的D輸入端的輸入信號也與電網(wǎng)電壓的周期變化無關(guān)。但如果圖7電路中的PI調(diào)節(jié)器工作在交流差分狀態(tài)時，則情況就不同了。
圖9所示為圖3所示交流電源的瞬時值響應(yīng)型的智能控制電路。由圖可見，該電路的基本結(jié)構(gòu)和工作原理與圖7中的控制電路相同，所不同的只是以下兩點(diǎn)第一點(diǎn)是運(yùn)算放大器OP5工作在交流差分狀態(tài)，其反相端接入的參考電壓Vrf是與電網(wǎng)電壓精確同相且幅度穩(wěn)定的正弦交流電壓，其同相端接入的是對交流電源輸出的正弦電壓的未經(jīng)整流的取樣電壓。第二點(diǎn)是D觸發(fā)器FD2的引導(dǎo)方波不再由補(bǔ)償輔控方波V3b單獨(dú)承擔(dān)，而是由一只2-2輸入的與或門F0的輸出電壓
為引導(dǎo)方波。即是說，在電網(wǎng)電壓的正半周由補(bǔ)償輔控方波V3b為引導(dǎo)方波，在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周由補(bǔ)償輔控方波V4b為引導(dǎo)方波，其原因是工作在交流差分方式下的運(yùn)算放大器OP5，在電網(wǎng)的正、負(fù)半周上有著互為反相的動態(tài)響應(yīng)。即對于圖9所示的電路來說，在正半周時運(yùn)算放大器OP5的動態(tài)響應(yīng)規(guī)律與圖7中的響應(yīng)規(guī)律相同，所以應(yīng)該由V3b為引導(dǎo)方波；在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周，由于運(yùn)算放大器OP5是在如圖中所示的兩個輸入端上都為負(fù)電壓的條件下實(shí)現(xiàn)差分的，所以其動態(tài)響應(yīng)規(guī)律與圖7中的響應(yīng)規(guī)律相反，應(yīng)該由與V3b反相的V4b為引導(dǎo)方波。圖9中，與電網(wǎng)電壓精確同相且幅度穩(wěn)定的正弦參考電壓Vrf將由反向門N7輸出的電網(wǎng)周期方波
經(jīng)由運(yùn)算放大器OP6及電阻R29、R30和電容C08、C09組成的帶通濾波器濾波后形成的，該正弦參考電壓形成電路只是可能的電路結(jié)構(gòu)之一。
圖10所示為本實(shí)用新型實(shí)施例之二—雙向開關(guān)全橋補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源的主電路，圖中高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]即為圖2中[204]所示的電路結(jié)構(gòu)。由圖10可見，其基本組成和圖3所示的電路相同，所不同的只是圖10中高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]由新增加的與圖3中雙向開關(guān)具有同樣結(jié)構(gòu)的兩組雙向開關(guān)SW5、SW6分別取代了圖3中的電容C7和C8。圖中雙向開關(guān)SW5由開關(guān)三極管BG9和BG10組成，雙向開關(guān)SW6由開關(guān)三極管BG11和BG12組成，其中BG9和BG11分別為所在的雙向開關(guān)中的電網(wǎng)電壓正半周時的主導(dǎo)開關(guān)，電網(wǎng)電壓負(fù)半周時的輔助導(dǎo)開關(guān)；BG10和BG12分別為所在的雙向開關(guān)中的電網(wǎng)電壓負(fù)半周時的主導(dǎo)開關(guān)管，電網(wǎng)電壓正半周時的輔助開關(guān)管。由全橋式開關(guān)電路的基本工作原理可知，在任何時候，雙向開關(guān)SW3與SW5，以及雙向開關(guān)SW4與SW6中的主導(dǎo)開關(guān)管和輔助開關(guān)管都分別同步地輪流導(dǎo)通和截止，以完成交流全橋式開關(guān)工作。
圖11所示為圖10中所示實(shí)施例中智能控制單元[004]的原理框圖。由圖可見，圖11與圖4中的組成及結(jié)構(gòu)完全相同，所不同的只是將補(bǔ)償控制脈沖分配器輸出的兩路控制方波中的一路同時送給驅(qū)動電路DRIVER3和DRIVER5，另一路同時送給驅(qū)動電路DRIVER4和DRIVER6。
圖12示出了與圖11相對應(yīng)的關(guān)于圖10所示實(shí)施例的智能控制單元[004]的電路圖，由圖可見，該電路與圖7中所示的電路一樣，其PI調(diào)節(jié)器也是平均值響應(yīng)型的，所不同的只是圖中補(bǔ)償脈沖分配器F5輸出的方波分兩路同時送給了開關(guān)管BG5和BG9，F(xiàn)6輸出的方波分兩路同時送給了開關(guān)管BG6和BG10，F(xiàn)7輸出的方波分兩路同時送給了開關(guān)管BG7和BG11，F(xiàn)8輸出的方波分兩路同時送給了開關(guān)管BG8和BG12。對圖10所示的實(shí)施例，其控制電路也可以按上述原則，象圖9所示的電路一樣設(shè)計為瞬時值響應(yīng)型的，只是將其輸出部分作相應(yīng)的變化即可，其電路圖和內(nèi)容不再重復(fù)。
圖13所示為本實(shí)用新型的實(shí)施例之三-單向開關(guān)半橋補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，其特征是該電源中的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]為圖2中[203]所示的電路結(jié)構(gòu)。由圖可見，其高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中只有兩只開關(guān)三極管，即BG5和BG6，它們工作在由整流橋BRG1將電網(wǎng)電壓整流后的直流電壓上，因此沒有如上所述的交流雙向開關(guān)中的主導(dǎo)開關(guān)和輔助開關(guān)之分，而是象直流半橋式開關(guān)電路一樣工作。設(shè)圖中的高頻變壓器HT1初、次級之間的同名端關(guān)系為當(dāng)開關(guān)管BG5導(dǎo)通、BG6截止時，其次極繞組W1-O輸出的高頻補(bǔ)償電壓UW1-0為正極性，其次極繞組W2-O輸出的高頻補(bǔ)償電壓UW2-0為負(fù)極性；當(dāng)開關(guān)管BG6導(dǎo)通、BG5截止時，其次極繞組W2-O輸出的高頻補(bǔ)償電壓UW2-0為正極性，其次極繞組W1-O輸出的高頻補(bǔ)償電壓UW1-0為負(fù)極性，于是該電路同樣能夠產(chǎn)生兩組互為反向?qū)ΨQ的高頻補(bǔ)償電壓。在圖13所示的實(shí)施例中，除了高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]及智能控制單元[004]以外，其他部分和實(shí)施例之一以及實(shí)施例之二中的電路結(jié)構(gòu)完全相同。其中串行補(bǔ)償單元[002]在其智能控制單元[004]控制下，同樣以PPM方式產(chǎn)生所需要的正弦補(bǔ)償電壓，實(shí)現(xiàn)該交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓功能。
但由于圖13所示電路中的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]由電網(wǎng)電壓整流后的直流或脈動直流供電，所以電路工作時，高頻變壓器HT1輸出的高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0和Uw2-0不再具有電網(wǎng)電壓的正弦波包絡(luò)。為了能在這種條件下由串行補(bǔ)償單元[002]同樣能合成的在頻率、相位和幅度三方面都符合需要的正弦補(bǔ)償電壓Ucom，其智能控制單元的PI調(diào)節(jié)器只能采取交流差分工作方式。鑒于在以上的有關(guān)說明中對智能控制單元的基本結(jié)構(gòu)已經(jīng)比較了解，所以由圖14直接示出了圖13的實(shí)施例中智能控制單元[004]的瞬時響應(yīng)型的原理電路，圖15示出了與電路有關(guān)的波形圖。
參見圖14，并比較圖9所示的作為圖3實(shí)施例中的瞬時響應(yīng)型的控制電路，由于圖13中的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的電路結(jié)構(gòu)與圖3相比有變化，所以圖14的控制電路中只是就與補(bǔ)償控制方波的產(chǎn)生過程有關(guān)的部分，與圖9相比也作了以下調(diào)整即由D觸發(fā)器構(gòu)成的反轉(zhuǎn)觸發(fā)器FD1，在時鐘脈沖cp1前沿的觸發(fā)下，即可產(chǎn)生補(bǔ)償控制方波V3和V4。由施密特反向器N4輸出
信號，由與門A3完成“與”運(yùn)算
后產(chǎn)生對開關(guān)管BG5的補(bǔ)償控制方波VBG5，由與門A4完成“與”運(yùn)算
后產(chǎn)生對開關(guān)管BG6的補(bǔ)償控制方波VB06?？梢?，對于圖13中高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的開關(guān)管BG5和BG6的控制方波VBG5和VBG6，并不隨著電網(wǎng)電壓周期的變化而變化變。
由于圖13中的串行補(bǔ)償單元[002]的電路結(jié)構(gòu)與圖3相比沒有變化，所以圖14的控制電路中關(guān)于與整流控制方波有關(guān)的一些部分與圖9相比也沒有變化。例如，關(guān)于PI調(diào)節(jié)器的交流差分工作方式及電路結(jié)構(gòu)，關(guān)于鋸齒波電壓的產(chǎn)生、電壓比較器和整流觸發(fā)脈沖cp2的形成方式和電路結(jié)構(gòu)都完全相同。所不同的只是D觸發(fā)器DF2的D輸入端由上述的補(bǔ)償控制方波V3為引導(dǎo)方波。對此，有必要結(jié)合圖15中的波形并參考圖13的電路予以說明。
圖15中示出了由圖14的控制電路產(chǎn)生的對圖13實(shí)施例的高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]中兩只開關(guān)三極管BG5、BG6的補(bǔ)償控制方波VBG5和VBG6，同時也示出了由BG5和BG6輪流導(dǎo)通和截止而產(chǎn)生的高頻補(bǔ)償電壓Uw1-0和Uw2-0。設(shè)高頻變壓器HT1初、次級之間的同名端關(guān)系為當(dāng)BG5導(dǎo)通、BG6截止時，Uw1-0為正，Uw2-0為負(fù)；當(dāng)BG5截止、BG6導(dǎo)通時，Uw1-0為負(fù)，Uw2-0為正。
由圖14的電路可知，圖中PI調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應(yīng)是在電網(wǎng)電壓的正半周，當(dāng)|Uout|＜|Uset|時，或者在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周，|Uout|＞|Uset|時，誤差電壓Ve下降。由圖15中在t0～t5期間的波形可知，由于Ve下降，使觸發(fā)脈沖cp2的前沿前移，由于在D觸發(fā)器FD2的D端輸入的引導(dǎo)方波為V3，使其Q端輸出的V1a和其Q端輸出的V2a，分別也沿時間軸前移，即使其更多的分別與V3和V4重合，或者說，使高頻補(bǔ)償方波Uw1-0和Uw2-0在通過雙向開關(guān)SW1和SW2后的正向方波增寬，這樣合成的正弦補(bǔ)償電壓有恰當(dāng)?shù)恼喾担闺娫吹妮敵鲭妷涸谡胫茉黾?，在?fù)半周時減小，剛好滿足了前述的關(guān)于系統(tǒng)的正確的閉環(huán)響應(yīng)，即可實(shí)現(xiàn)交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓功能。由圖15中在t8～t13期間的波形反應(yīng)了在電網(wǎng)電壓的正半周|Uout|＞|Uset|時，或在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周|Uout|＜|Uset|時的情形，由圖可見，這時的PI調(diào)節(jié)器的動態(tài)響應(yīng)是Ve上升，剛好可以合成幅值恰當(dāng)?shù)呢?fù)相正弦波補(bǔ)償電壓，使電源的輸出電壓在正半周減小，在負(fù)半周時增加，同樣也滿足了系統(tǒng)的正確閉環(huán)響應(yīng)，實(shí)現(xiàn)交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓功能。而t5～t7，則對應(yīng)著零補(bǔ)償?shù)那樾巍?br> 圖16所示為本實(shí)用新型的實(shí)施例之四，圖17為該實(shí)施例中智能控制單元[004]的瞬時值響應(yīng)型的原理電路。在了解了圖13的實(shí)施例和圖14的控制電路及其工作原理的基礎(chǔ)上，對于圖16的實(shí)施例和圖17的控制電路及其工作原理自然也就明白了，因而不再復(fù)述。
至此，我們已經(jīng)在以圖3所示的實(shí)施例為重點(diǎn)的基楚上，包括圖10、圖13和圖16的實(shí)施例，在其電路結(jié)構(gòu)，以及如何在PPM技術(shù)的控制下所實(shí)現(xiàn)的交流電源的穩(wěn)壓、調(diào)壓原理作了充分的說明。在上述的諸種開關(guān)電路中，圖上標(biāo)注的開關(guān)器件為雙極型功率開關(guān)三極管。根據(jù)需要，也可以為其他功率開關(guān)器件，如VMOS場效應(yīng)管、IGBT、GTO等。本實(shí)用新型根據(jù)以上介紹的實(shí)施例，已經(jīng)用VMOS場效應(yīng)功率開關(guān)管作出了數(shù)種無工頻變壓器的樣機(jī)，開關(guān)管的工作頻率為100KHZ，新產(chǎn)品的實(shí)際運(yùn)行情況及各種電氣性能良好，實(shí)現(xiàn)了預(yù)期的目的。更可貴的是這種電源的效率可高達(dá)96％以上，其體積與同等輸出功率的其他各類現(xiàn)有產(chǎn)品相比降低了10～20倍，其重量減少的更多，如1000VA的的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，其重量不到1公斤，5000VA的的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，其重量不到2公斤?，F(xiàn)有的大功率開關(guān)器件，由本實(shí)用新型的技術(shù)可以制作數(shù)十KVA甚至更大功率的交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源，新產(chǎn)品可以節(jié)約大量貴重的銅鐵材料，節(jié)約能源，大幅度降低成本，有很好的社會效益和經(jīng)濟(jì)效益。實(shí)踐證明，這種新型交流穩(wěn)壓、調(diào)壓電源是現(xiàn)有產(chǎn)品的具有重要技術(shù)進(jìn)步的換代產(chǎn)品。
權(quán)利要求1.一種開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源，采用調(diào)整與電網(wǎng)電壓串聯(lián)的，而且同頻率的正弦波補(bǔ)償電壓Ucom的相位和幅值的方法，使其輸出電壓穩(wěn)定，和在穩(wěn)壓基礎(chǔ)上的大范圍調(diào)壓，其特征在于該裝置主要由電網(wǎng)輸入濾波單元[001]、串行補(bǔ)償單元[002]、高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]和智能控制單元[004]所組成，電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸入端X0及下輸入端Y0用來接入電網(wǎng)，電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X1及下輸出端Y1為高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的兩個輸入端，而且其下輸出端Y1直接作為本裝置的下輸出端，正弦波補(bǔ)償電壓Ucom的形成是在智能控制單元[004]的PPM技術(shù)的控制下，首先由高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]產(chǎn)生互為反向?qū)ΨQ的兩組高頻補(bǔ)償方波電壓Uw1 -0和Uw2-0，由W1、O、W2三個端點(diǎn)以對稱方式輸出給串行補(bǔ)償單元[002]，其中O端為兩組高頻補(bǔ)償方波電壓的零點(diǎn)，接入電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X2，串行補(bǔ)償單元[002]的電路結(jié)構(gòu)是由帶反向并連二極管的兩只開關(guān)三極管按反向串連的方式組成兩組雙向開關(guān)SW1和SW2，該兩組雙向開關(guān)的一端分別與上述的輸出端W1和W2連接后構(gòu)成兩條并行的可控整流通道，該兩組雙向開關(guān)的另一端在∑x點(diǎn)并接，然后與濾波電感L2、L3串連后即為本裝置的上輸出端X2，濾波電容C5的一端與電感L2和L3的公共端相連，另一端接入電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X1，濾波電容C6的一端與本裝置的上輸出端X2相連，另一端與本裝置的下輸出端Y2相連，由電感L2和電容C5組成上濾波器，電感L3和電容C6組成下濾波器，串行補(bǔ)償單元[002]的兩組雙向開關(guān)SW1和SW2對兩組高頻補(bǔ)償方波電壓Uw1-0和Uw2-0進(jìn)行雙向可控整流和經(jīng)由上、下濾波器雙向濾波后將其合成符合穩(wěn)壓、調(diào)壓要求的正弦波補(bǔ)償電壓Ucom，并與電網(wǎng)電壓串行疊加后輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源，其特征在于高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元的電路結(jié)構(gòu)可以是(1)現(xiàn)行直流開關(guān)電源中由單向開關(guān)組成的半橋式開關(guān)電路[201]，或(2)現(xiàn)行直流開關(guān)電源中由單向開關(guān)組成的全橋式開關(guān)電路[203]，或(3)由雙向開關(guān)組成的半橋式開關(guān)電路[202]，或(4)由雙向開關(guān)組成的全橋式開關(guān)電路[204]，或(5)由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激開關(guān)電路所構(gòu)成的半橋式復(fù)合電路[205]，或(6)由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激開關(guān)電路所構(gòu)成的正激式復(fù)合電路[206]。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源，當(dāng)高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的電路結(jié)構(gòu)為現(xiàn)行直流開關(guān)電源中的半橋式開關(guān)電路[201]或全橋式開關(guān)電路[203]時，其特征在于該電路中的整流橋BRG1的兩個交流輸入端X1′、Y1′分別與電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連，該電路的輸出端為其高頻變壓器HT1的帶中心抽頭的次級繞組的三個端點(diǎn)W1、O、W2，其中W1、W2分兩路分別與串行補(bǔ)償單元[002]的兩個輸入端相連，O點(diǎn)接入電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源，當(dāng)高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的電路結(jié)構(gòu)為由雙向開關(guān)組成的半橋式[202]或全橋式[204]電路時，其特征在于該電路的雙向開關(guān)為由帶有反向并連二極管的兩只開關(guān)三極管按反向串連的方式組成，該電路的輸入端X1′、Y1′分別與電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源，當(dāng)高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元[003]的電路結(jié)構(gòu)為由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激式開關(guān)電路所組成的半橋式復(fù)合電路[205]，或由現(xiàn)行直流開關(guān)電源中雙正激式開關(guān)電路所構(gòu)成的正激式復(fù)合電路[206]時，其特征在于該電路中的整流橋BRG1的兩個輸入端X1′、Y1′分別與電網(wǎng)輸入濾波單元[001]的兩個輸出端X1、Y1相連，該電路中的兩只高頻變壓器HT1、HT2的次級繞組組成與單只高頻變壓器帶中心抽頭的次級繞組等效的連接方式W1-O-W2，即將其形成互為反向?qū)ΨQ的連接方式，經(jīng)W1、W2分兩路送往串行補(bǔ)償單元[002]，與中心抽頭等效的輸出端O，接入輸入濾波單元[001]的上輸出端X1。
專利摘要本實(shí)用新型涉及的開關(guān)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓調(diào)壓電源,是在其智能控制單元PPM技術(shù)的控制下,由高頻補(bǔ)償電壓發(fā)生單元產(chǎn)生高頻補(bǔ)償電壓,經(jīng)由串行補(bǔ)償單元進(jìn)行雙向可控整流和雙向濾波后將該高頻補(bǔ)償電壓合成與電網(wǎng)電壓同頻率的,有適當(dāng)相位和幅值的正弦波補(bǔ)償電壓,并與電網(wǎng)電壓疊加后輸出。改變補(bǔ)償電壓的相位和幅值,即可實(shí)現(xiàn)無工頻變壓器、無觸點(diǎn)的連續(xù)穩(wěn)壓或調(diào)壓,因而有著許多傳統(tǒng)產(chǎn)品所沒有的優(yōu)點(diǎn),如體積小、重量輕、成本低、效率高等。
文檔編號G05F1/10GK2411501SQ9923727
公開日2000年12月20日 申請日期1999年3月5日 優(yōu)先權(quán)日1999年3月5日
發(fā)明者黃有國 申請人:黃有國