GaN高電子遷移率晶體管非線性可伸縮模型的構(gòu)建方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種構(gòu)建GaN HEMT非線性可伸縮模型的方法，主要解決現(xiàn)有GaN HEMT大信號(hào)模型無法精確擬合輸出電流中各種效應(yīng)和難以仿真不同尺寸器件的問題。其技術(shù)方案是：1.測(cè)量所用器件，通過計(jì)算得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的參數(shù)；2.構(gòu)建含所用器件直流輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源，通過歸一化因子將電流源可伸縮化，再構(gòu)建有源補(bǔ)償子電路；3.在有源補(bǔ)償子電路的基礎(chǔ)上構(gòu)建源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路，再與EEHEMT并聯(lián)，完成GaN HEMT非線性可伸縮模型的構(gòu)建。本發(fā)明能精確擬合出直流輸出曲線中的各種效應(yīng)，并且可以對(duì)柵寬進(jìn)行有效伸縮，可用于GaN電路設(shè)計(jì)。
【專利說明】
GaN高電子遷移率晶體管非線性可伸縮模型的構(gòu)建方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于微電子技術(shù)領(lǐng)域，具體設(shè)及一種對(duì)GaN高電子遷移率晶體管皿MT非線 性可伸縮模型的構(gòu)建方法，可用于對(duì)GaN高電子遷移率晶體管的電路設(shè)計(jì)，更加精確地預(yù)測(cè) 不同尺寸晶體管在大信號(hào)狀態(tài)下工作時(shí)的性能。 技術(shù)背景
[0002] 作為第Ξ代寬禁帶半導(dǎo)體材料的典型代表，GaN基材料由于具有禁帶寬度大、擊穿 電壓高、電子遷移率高、溫度特性和抗福照特性良好等優(yōu)點(diǎn)，使其在高功率射頻放大器設(shè)計(jì) 和極端惡劣環(huán)境應(yīng)用中發(fā)揮著不可替代的作用。其中，AlGaN/GaN高電子遷移率晶體管肥MT 是新型的微波功率器件，與傳統(tǒng)微波器件相比，具有高跨導(dǎo)、高擊穿電壓、高截止頻率等優(yōu) 良特性，將是下一代無線通信系統(tǒng)功率放大器的核屯、元件。
[0003] 在功率放大器設(shè)計(jì)階段，精確的GaN高電子遷移率晶體管皿MT大信號(hào)模型是不可 缺少的。常用的建模方法有Ξ種，分別是物理模型、等效電路模型和表格基模型。
[0004] 物理模型，在器件結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)開發(fā)的初級(jí)階段至關(guān)重要，可W用來對(duì)特定用途器件 的結(jié)構(gòu)進(jìn)行預(yù)測(cè)和優(yōu)化，但是對(duì)于電路設(shè)計(jì)者來說，物理模型在電路仿真軟件中兼容性差， 因此限制了物理模型的應(yīng)用。
[0005] 等效電路模型，由于其簡(jiǎn)潔性和與軟件的兼容性而得到了廣泛的應(yīng)用，許多實(shí)用 的等效電路模型已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用，并且其準(zhǔn)確度被不斷地改進(jìn)。但是構(gòu)建等效電路模 型需要花費(fèi)大量時(shí)間去提取寄生參數(shù)和在準(zhǔn)靜態(tài)假設(shè)的條件下通過曲線擬合得到本征參 數(shù)，并且表達(dá)式中的許多參數(shù)沒有物理意義，甚至許多表達(dá)式缺乏準(zhǔn)確預(yù)測(cè)器件性能的能 力。
[0006] 表格基模型，直接依賴于測(cè)試數(shù)據(jù)，因此其準(zhǔn)確程度高，并且不依賴于器件的結(jié) 構(gòu)，避免了在構(gòu)建模型時(shí)的參數(shù)優(yōu)化過程，使得模型更加實(shí)用和有效，因此表格基模型在器 件快速建模中非常重要。測(cè)試數(shù)據(jù)點(diǎn)之間的性能可W通過樣條函數(shù)插值得到。但是建立表 格基模型需要大量的測(cè)試數(shù)據(jù)，并且表格基模型的可伸縮化很困難，因?yàn)樾枰谱鞑y(cè)試 大量不同尺寸的器件，并將測(cè)試數(shù)據(jù)集成在計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)軟件中。
[0007] 現(xiàn)有模型存在的不精確性、不易兼容性、不易伸縮化性W及繁冗耗時(shí)性嚴(yán)重阻礙 了半導(dǎo)體器件的建模工作，特別是目前沒有一種成熟的模型可W同時(shí)精確地描述GaN高電 子遷移率晶體管的直流特性和伸縮性，運(yùn)嚴(yán)重的影響了 GaN大信號(hào)模型的構(gòu)建W及相關(guān)電 路的設(shè)計(jì)。因此構(gòu)建精確的、可W描述不同柵寬的可伸縮的Ga閑自線性模型成為一項(xiàng)亟待解 決的工作。

【發(fā)明內(nèi)容】

[000引本發(fā)明的目的在于提出一種構(gòu)建GaN肥MT非線性可伸縮模型的方法，W解決上述 現(xiàn)有GaN皿MT器件模型的不足，實(shí)現(xiàn)對(duì)器件直流輸出曲線的精確仿真，并實(shí)現(xiàn)非線性模型 的可伸縮化，使得器件在大信號(hào)工作模式下靜態(tài)工作點(diǎn)的確定和電路工作效率的預(yù)測(cè)更加 準(zhǔn)確，同時(shí)預(yù)測(cè)不同尺寸器件的性能。
[0009] 為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：
[0010] (1)對(duì)所用器件分別進(jìn)行直流和交流特性測(cè)量，并通過測(cè)量數(shù)據(jù)計(jì)算高電子遷移 率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT的參數(shù)；
[0011] (2)將所用器件測(cè)量得到的直流輸出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個(gè)電流源內(nèi)，并通過歸一 化因子將電流源可伸縮化；
[0012] (3)將所述EE肥MT大信號(hào)模型與電流源進(jìn)行并聯(lián)，組成有源補(bǔ)償核，分別在有源補(bǔ) 償核的源極、柵極和漏極Ξ個(gè)電極各串聯(lián)一個(gè)電感，同時(shí)在有源補(bǔ)償核的柵極和漏極各串 聯(lián)一個(gè)直流源，用來提供直流功率，構(gòu)成有源補(bǔ)償子電路；
[0013] (4)在有源補(bǔ)償子電路的源極串聯(lián)一個(gè)電壓源，形成一個(gè)源極電位可調(diào)的有源補(bǔ) 償子電路，再將該源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路與所述EE皿MT大信號(hào)模型并聯(lián)，即將該 源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路的源極與所述EEHEMT的漏極相連，將源極電位可調(diào)的有源 補(bǔ)償子電路的漏極與所述EE肥MT模型的源極相連，得到GaN高電子遷移率晶體管肥MT非線 性可伸縮模型。
[0014] 本發(fā)明的有益效果是：
[0015] 1)本發(fā)明采用等效電路表格基混合模型的方法，建立的GaN高電子遷移率晶體管 HEMT非線性可伸縮模型，既具有等效電路模型的簡(jiǎn)潔性與易兼容性，又具有表格基模型的 準(zhǔn)確性和快速性；
[0016] 2)本發(fā)明通過表格基的有源補(bǔ)償子電路對(duì)原始GaN高電子遷移率晶體管肥MT非線 性模型的源漏電流模型進(jìn)行補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)了對(duì)測(cè)試直流輸出曲線的無誤差擬合，克服了等效 電路模型通過解析表達(dá)式無法擬合現(xiàn)實(shí)中存在的各種效應(yīng)的缺點(diǎn)，降低了對(duì)原始模型準(zhǔn)確 性的依賴程度，減少了建模時(shí)的優(yōu)化步驟，在電路設(shè)計(jì)階段能夠?qū)ζ骷撵o態(tài)工作點(diǎn)和電 路的效率做出更加準(zhǔn)確的預(yù)測(cè)；
[0017] 3)本發(fā)明通過歸一化因子對(duì)有源補(bǔ)償子電路的電流實(shí)現(xiàn)了可伸縮化，基于源漏電 流與器件柵寬成正比例的科學(xué)假設(shè)，通過柵指數(shù)歸一化因子和單指柵寬歸一化因子模擬了 不同尺寸器件的電流，通過建立一個(gè)確定柵寬器件的模型，可W預(yù)測(cè)不同柵寬器件的性能， 在電路設(shè)計(jì)中避免了對(duì)不同柵寬器件分別建模的繁冗步驟，提高了電路設(shè)計(jì)的靈活性，節(jié) 約了時(shí)間。
【附圖說明】
[001引圖1為本發(fā)明所用AlGaN/GaN肥MT器件結(jié)構(gòu)示意圖；
[0019] 圖2為本發(fā)明對(duì)圖1所用器件構(gòu)建模型的主流程圖；
[0020] 圖3為本發(fā)明中提取高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT參數(shù)的子流程圖；
[0021] 圖4為圖1在冷偏截止時(shí)低頻下的等效電路；
[0022 ]圖5為圖1在冷偏截止時(shí)中頻和高頻下的等效電路；
[0023] 圖6為現(xiàn)有高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸HEMT的等效原理圖；
[0024] 圖7為本發(fā)明為改進(jìn)電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT而增設(shè)的有源補(bǔ)償子電 路的原理圖；
[0025] 圖8為本發(fā)明改進(jìn)后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT電路原理圖；
[0026] 圖9為圖7有源補(bǔ)償子電路的直流輸出曲線圖；
[0027] 圖10為改進(jìn)前、后高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT的直流輸出仿真曲線與 實(shí)際器件的直流輸出測(cè)試曲線對(duì)比圖；
[0028] 圖11為用本發(fā)明改進(jìn)后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT仿真得到的轉(zhuǎn) 移曲線和跨導(dǎo)曲線與實(shí)際器件測(cè)試得到的轉(zhuǎn)移曲線和跨導(dǎo)曲線的對(duì)比圖；
[0029] 圖12為改進(jìn)前、后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT散射參數(shù)仿真曲線與 實(shí)際器件散射參數(shù)測(cè)試曲線對(duì)比圖，其中Ξ角為測(cè)試曲線，圓圈為現(xiàn)有EE肥MT模型的仿真 曲線，線為新構(gòu)建模型的仿真曲線；
[0030] 圖13為在最佳偏置點(diǎn)下改進(jìn)前后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE皿MT性能 仿真曲線與實(shí)際器件的性能測(cè)試曲線隨輸入信號(hào)變化的對(duì)比圖。
[0031] 圖14為不同柵寬尺寸的器件在最佳偏置點(diǎn)下改進(jìn)前后的高電子遷移率晶體管大 信號(hào)模型邸肥MT性能仿真曲線與實(shí)際器件的性能測(cè)試曲線隨輸入信號(hào)變化的對(duì)比圖。 具體實(shí)施方案
[0032] W下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的原理和特征進(jìn)行描述，所舉實(shí)例只用于解釋本發(fā)明，并 非用于限定本發(fā)明的范圍。
[0033] 本實(shí)例WAlGaN/GaN高電子遷移率晶體管HEMT器件為例，建立一種GaN皿MT非線 性可伸縮模型。
[0034] 參照?qǐng)Dl，AlGaN/GaN高電子遷移率晶體管皿MT器件，其自下而上包括2英寸的4H- SiC襯底、lOOnm厚A1N成核層、2um厚的GaN緩沖層、Inm的A1N插入層、20nm厚非滲雜AlGaN勢(shì) 壘層、60nm SiN純化層、Ti/Al/Ni/Au歐姆源電極和歐姆漏電極、Ni/Au/Ni肖特基柵，其中柵 寬為10 X 100皿，，柵長(zhǎng)為0.25皿，柵-柵、柵-源、柵-漏間距分別為40皿、0.7皿和2.8皿。
[0035] 參照?qǐng)D2,本發(fā)明對(duì)圖1所用器件構(gòu)建模型的主流程圖包括如下步驟：
[0036] 步驟1，定義高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸HEMT參數(shù)。
[0037] 參照?qǐng)D6,高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT是一款用于描述器件特性的模 型。在模型的參數(shù)提取過程中，模型方程與參數(shù)提取技術(shù)是同時(shí)進(jìn)行，運(yùn)是為了保證方程中 的所有參數(shù)都可W通過測(cè)試數(shù)據(jù)進(jìn)行提取。盡管該模型適用于參數(shù)自動(dòng)提取技術(shù)，但是其 中依然包含了一些可W直接通過目測(cè)曲線得出的數(shù)據(jù);與其他常用模型相比，增加了參數(shù) 的個(gè)數(shù)，但是擬合精度也同步得到了提高；由于模型中的表達(dá)式都是非多項(xiàng)式的形式，因此 該模型不存在局限性，可W在很大的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)精確描述器件特性；
[0038] 在高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的等效電路中，Cl為柵極寄生電容，C2為 漏極寄生電容，C3為柵極與漏極之間的相互作用形成的寄生電容;Li為柵極引線寄生電感， L2為漏極引線寄生電感，L3為源極引線寄生電感，扣為柵極引線寄生電阻，R2為漏極引線寄 生電阻，化為源極引線寄生電阻，Qgy為用來模擬器件柵漏充放電過程的電荷源，Qgc為用來模 擬器件柵源電容的充放電過程的電荷源;Igs為用于描述柵源之間電流的非線性電流源，Igd 為用于描述柵漏之間電流的非線性電流源，Ids為用于描述源漏之間電流的非線性電流源， 電阻Rdb、電流源Idb和電容CbsS個(gè)元件組成的有源網(wǎng)絡(luò)擬合了器件的電流崩塌效應(yīng);Cds。為 漏源的內(nèi)電極電容，Ris為源端溝道電阻，Rid為漏端溝道電阻。
[0039] 步驟2,計(jì)算高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT參數(shù)。
[0040] 參照?qǐng)D3,計(jì)算高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT上述參數(shù)可采用結(jié)構(gòu)測(cè)試 法、截止條件法、"cold-fet"冷參法、"hot-fet"有源偏置法、曲線擬合法、直接觀察法和全 局優(yōu)化法等方法，本發(fā)明采用的是"cold-fet"冷參法和曲線擬合法相結(jié)合的方法，其步驟 如下：
[0041] (1.1)提取寄生電容：
[0042] (1. la)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在冷偏截止時(shí)的散射參數(shù)S1，表示 為：
[0043]
[0044] 其中，Shi為器件在冷偏截止時(shí)的輸入端口電壓反射系數(shù)，S121為器件在冷偏截止 時(shí)的正向電壓增益，Sll2為器件在冷偏截止時(shí)的反向電壓增益，S122為器件在冷偏截止時(shí)的 輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0045] (1.化)對(duì)測(cè)量出的所用器件在冷偏截止時(shí)的散射參數(shù)S1進(jìn)行變換，得到器件在冷 偏截止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y1，
[0046]
[0047] 其中，Yhi為器件在冷偏截止時(shí)的輸入導(dǎo)納，Υ1?2為器件在冷偏截止時(shí)的反向轉(zhuǎn)移 導(dǎo)納，Υ121為器件在冷偏截止時(shí)的正向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Υ122為器件在冷偏截止時(shí)的輸出導(dǎo)納；
[004引（1.1c)提取器件在冷偏截止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Υ1的虛部：
[0049] Im(Ylii)=w(Ci+Cii+C3+C3i)
[0050] Im(Yli2) = Im(Y2i) =-w(C3+C3i)
[005。 Im(Yl22)=w(C2+C2i+C3+C3i)
[0052] 其中，w為角頻率，Im表示提取虛部，Cii為器件在冷偏截止時(shí)的柵源本征電容，C2i 為器件在冷偏截止時(shí)的漏源本征電容，C31為器件在冷偏截止時(shí)的柵漏本征電容；
[0053] (1. Id)利用上述導(dǎo)納參數(shù)根據(jù)器件在冷偏截止時(shí)低頻下的等效電路模型，計(jì)算出 Ξ組電容的數(shù)值；
[0054] 打+Cii = l/w · Im(Ylii巧li2)
[005引 C2+C2i = l/w · Im(Yl22巧 121)
[0056] C3+C3i = -l/w · Im(Yli2) =-l/w · Im(Yl2i);
[0057] (l.le)對(duì)計(jì)算的電容進(jìn)行分離優(yōu)化，其中Cl的優(yōu)化范圍為從0到（Ci+Cii)，每次優(yōu) 化的結(jié)果為Cln，C2的優(yōu)化范圍為從0到(C2+C2i)，每次優(yōu)化的結(jié)果為C2n，C3的優(yōu)化范圍為從0 到(C3+C3i)，每次優(yōu)化的結(jié)果為C3n，同時(shí)將Cli設(shè)定為(Cl+Cli-Cln)，將C2i設(shè)定為(C2+C2i-C2n)， 將C31設(shè)定為(C3+C3i-C3n)，當(dāng)優(yōu)化后的仿真結(jié)果與測(cè)量結(jié)果在低頻段一致時(shí)，優(yōu)化結(jié)束；
[0化引（1.2)提取寄生電感
[0059] (1.2a)利用下式從器件在冷偏截止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y1消去與步驟(2a)相同的Ξ個(gè) 寄生電容，得到去除寄生電容后的導(dǎo)納參數(shù)Y2:
[0060]
[0061] 其中，j為虛數(shù)單位；
[0062] (1.2b)將去除寄生電容后的導(dǎo)納參數(shù)Y2轉(zhuǎn)換成去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1:
[0063]
[0064] 其中，Zlii為去除寄生電容后的輸入阻抗，Zli2為去除寄生電容后的反向轉(zhuǎn)移阻 抗，Z121為去除寄生電容后的正向轉(zhuǎn)移阻抗，Z122為去除寄生電容后的輸出阻抗；
[0065] (1.2c)將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1表示為：
[0069] 其中，ΔΖι為器件在冷偏截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的柵極修正 項(xiàng)，ΑΖ2為器件在冷偏截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的漏極修正項(xiàng)，ΔΖ3為器件 在冷偏截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的源極修正項(xiàng)；
[0070] (1.2d)忽略修正項(xiàng)，并將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Ζ1乘W角頻率W，取虛部得 到：
[0074] 然后Ww2為自變量，計(jì)算上述立條曲線的斜率，得到立個(gè)寄生電感b、L2、L3的值。
[0075] (1.3)提取寄生電阻
[0076] (1.3a)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在冷偏開啟時(shí)的散射參數(shù)S2,表示 為：
[0077]
[0078] 其中，S2ii為器件在冷偏開啟時(shí)的輸入端口電壓反射系數(shù)，S221為器件在冷偏開啟 時(shí)的正向電壓增益，S2i2為器件在冷偏開啟時(shí)的反向電壓增益，S222為器件在冷偏開啟時(shí)的 輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0079] (1.3b)根據(jù)器件在冷偏開啟時(shí)的等效電路，將器件在冷偏開啟時(shí)的散射參數(shù)S2轉(zhuǎn) 換為器件在冷偏開啟時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y3,消去與步驟(2a)相同的Ξ個(gè)寄生電容，得到器件在 冷偏開啟時(shí)去除寄生電容的導(dǎo)納參數(shù)Y4,并將Y4轉(zhuǎn)換成器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后 的阻抗參數(shù)Z2，
[0080]
[0081] 其中，Z2ii為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的輸入阻抗，Z2i2為器件在冷偏開 啟時(shí)去除寄生電容后的反向轉(zhuǎn)移阻抗，Z221為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的正向轉(zhuǎn) 移阻抗，Z222為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的輸出阻抗；
[0082] (1.3c)利用下式從器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z2消去與步驟 (2a)中相同的Ξ個(gè)寄生電感，得到去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3:
[0083]
[0084] (1.3d)忽略修正項(xiàng)，將去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3乘Ww2,然后取實(shí)部，得到下 式：
[0088] 其中，Re表示提取實(shí)部，Z3ii為去除寄生電感后的輸入阻抗，Z3i2為去除寄生電感 后的反向轉(zhuǎn)移阻抗，Z321為去除寄生電感后的正向轉(zhuǎn)移阻抗，Z322為去除寄生電感后的輸出 阻抗；
[0089] W w2為自變量，求上述Ξ條曲線的斜率，便可求出Ξ個(gè)寄生電阻化、R2、R3的值。
[0090] (1.4)提取直流相關(guān)參數(shù)。
[0091] (1.4a)利用半導(dǎo)體參數(shù)分析儀測(cè)量所用器件的直流轉(zhuǎn)移曲線，并求出跨導(dǎo)曲線，
[0092]
[OOW] 其中cons表示常數(shù)，Ids為源漏電流，抑為跨導(dǎo)，Vgs為柵源電壓，Vd為漏極電壓；
[0094] (1.4b)通過擬合gm-Vgs，得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT中的直流DC 參數(shù)，該DC參數(shù)包括跨導(dǎo)峰值Gmmax、跨導(dǎo)峰值處柵壓Vgo、跨導(dǎo)壓縮處柵壓Vco、闊值電壓 Vto、跨導(dǎo)轉(zhuǎn)換區(qū)間Alpha、跨導(dǎo)壓縮斜率Deltgm、跨導(dǎo)尾部柵壓Vba和跨導(dǎo)線性壓縮區(qū)間 Vbc。
[0095] (1.5)提取交流參數(shù)：
[0096] (1.5a)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3， 其表示為：
[0097]
[0098] 其中，S3ii為不同偏置條件下的輸入端口電壓反射系數(shù)，S321為不同偏置條件下的 正向電壓增益，S3i2為不同偏置條件下的反向電壓增益，S322為不同偏置條件下的輸出端口 電壓反射系數(shù)；
[0099] (1.5b)將不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,轉(zhuǎn)化成導(dǎo)納參數(shù)Y5,并去掉Ξ個(gè)寄生電 容Ci、C2和C3,得到導(dǎo)納參數(shù)Y6,再將該導(dǎo)納參數(shù)Y6轉(zhuǎn)化成不同偏置條件下去除寄生電容后 的阻抗參數(shù)Z4,從Z4中去掉立個(gè)寄生電感1^1心心和立個(gè)寄生電阻扣、1?2、1?3，得到去掉寄生 參數(shù)的阻抗參數(shù)巧，將去掉寄生參數(shù)的阻抗參數(shù)巧轉(zhuǎn)化為去掉寄生參數(shù)的導(dǎo)納參數(shù)Υ7， [0100]
[0101] 其中，Υ7ιι為去掉寄生參數(shù)的輸入導(dǎo)納，Υ7ι2為去掉寄生參數(shù)的反向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Υ721 為去掉寄生參數(shù)的正向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Υ722為去掉寄生參數(shù)的輸出導(dǎo)納；
[0102] (1.5c)通過下式從去掉寄生參數(shù)的導(dǎo)納參數(shù)Υ7,計(jì)算得到柵源電容C4和柵漏電容 C已：
[0106] (1.5d)擬合C4-Vgs和C4-Vgd曲線，得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT中最 大輸入電容Clio、最小輸入電容C11th、過渡電壓Del tgs、飽和區(qū)過度電壓Del tds、電容-電 壓曲線反射點(diǎn)電壓Vinfl和電容-電壓曲線斜率Lambda,其中，Vgd為柵漏電壓；
[0107] (1.5e)在Vgs = -2.0V和VdsM. 2V的條件下擬合C日-Vgs和C日-Vgd曲線，得到高電子遷 移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT中的跨電容C12sat，同時(shí)在Vds〉4.2V的條件下擬合Cs-Vgs和 Cs-Vgd曲線，得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸HEMT中的柵漏電容Cgdsat，其中，Vds為 源漏電壓。
[0108] (1.6)對(duì)初始值進(jìn)行優(yōu)化：
[0109] (1.6a)隨機(jī)優(yōu)化上述提取的初始值200次得到初步優(yōu)化的參數(shù);對(duì)初步優(yōu)化的參 數(shù)再進(jìn)行50次梯度優(yōu)化，得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的最終參數(shù)值；
[0110] (1.6b)對(duì)確定了最終參數(shù)值的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸HEMT進(jìn)行仿真， 得到仿真的散射參數(shù)S4:
[0111]
[0112] 其中，S4ii為仿真的輸入端口電壓反射系數(shù)，S421為仿真的正向電壓增益，S4i2為仿 真的反向電壓增益，S422為仿真的輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0113] (1.6c)將輸入端口電壓反射系數(shù)的誤差函數(shù)error(Sii)、正向電壓增益的誤差函 數(shù)error(S2i)、反向電壓增益的誤差函數(shù)erroHSu)、輸出端口電壓反射系數(shù)的誤差函數(shù) error (S22)分別定義如下：
[0114] e;r;ro;r(Sii) = I S4u_S3ii I / I S3ii
[0115] e;r;ro;r(S2i) = I S42廣S3211 / I S321
[0116] e;r;ro;r(Si2) = I S4i2_S3i2 I / I S3i2
[0117] e;r;ro;r(S22) = I S422-S3221 / I S3221 ;
[01 1 引（1.6(1)優(yōu)化后61'1'01'(511)、61'1'01'(512)、61'1'01'(521)、61'1'01'(522)均應(yīng)小于0.5;
[0119]表1給出了本實(shí)施例對(duì)圖1器件結(jié)構(gòu)所提取的參數(shù)值。
[0120] 用上述提取的參數(shù)值，作為圖6所示高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT的等 效電路網(wǎng)絡(luò)中的元件參數(shù)值，此時(shí)通過該高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT便可W仿 真圖1器件在大信號(hào)工作條件下的功率、效率、增益W及交調(diào)特性，在電路設(shè)計(jì)階段節(jié)約時(shí) 間和成本，但是由于高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT本身的缺陷，無法準(zhǔn)確描述GaN 器件的各種效應(yīng)，而且優(yōu)化步驟繁瑣耗時(shí)，因此還需要進(jìn)行下面步驟對(duì)其改進(jìn)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)改 進(jìn)模型的可伸縮化。
[0121] 表1提取的非本征參數(shù)、線性本征參數(shù)、直流和交流擬合參數(shù)值
[0122]
[0123] 步驟3,構(gòu)建含所用器件直流輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源，并通過歸一化因子將電流源 伸縮化。
[0124] 本步驟的實(shí)現(xiàn)是通過商用電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS軟件完成，其步驟如下：
[0125] (2.2a)將用集成電路與特征分析程序IC-CAP測(cè)試的直流輸出曲線數(shù)據(jù)的.ds文件 直接寫入電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS的直流電流源內(nèi)，將電流流入的電極定義為漏極，將電流 流出的電極定義為源極，完成包含測(cè)試直流輸出曲線數(shù)據(jù)電流源的構(gòu)建；
[01%] (2.2b)假設(shè)在理想情況下器件的源漏電流的大小與總柵寬成正比例，對(duì)上述構(gòu)建 的電流源引入源漏電流的歸一化因子曰：
[0130] 其中，αι為對(duì)柵指數(shù)的歸一化因子，Q2是對(duì)單指柵寬的歸一化因子。Ng是所用器件 的柵指數(shù)，ng是所仿真新器件的柵指數(shù)，Wg是所用器件的單指柵寬，wg是所仿真新器件的單 指柵寬。
[0131] 步驟3,構(gòu)建有源補(bǔ)償子電路。
[0132] 參照?qǐng)D7,本步驟的具體實(shí)現(xiàn)如下：
[0133] (3.3a)將高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT與電流源進(jìn)行并聯(lián)，即將該 邸皿MT的漏極與電流源的源極連接，將該邸皿MT的源極與電流源的漏極相連，組成有源補(bǔ) 償核，并將該EE皿MT漏極所在的電極定義為有源補(bǔ)償核的漏極，將EE皿MT源極所在的電極 定義為有源補(bǔ)償核的源極；
[0134] (3.3b)分別在有源補(bǔ)償核的源極、柵極和漏極Ξ個(gè)電極各串聯(lián)一個(gè)電感，運(yùn)Ξ個(gè) 電感使用電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS自帶的理想電感，分別是柵極電感L4、漏極電感Ls、源極電 感L6,用來阻擋交流信號(hào)；
[0135] (3.3c)在有源補(bǔ)償核的柵極和漏極各串聯(lián)一個(gè)直流源，即在有源補(bǔ)償核的柵極與 柵極電感L4之間串聯(lián)第一直流源Pi，在有源補(bǔ)償核的漏極與漏極電感Ls之間串聯(lián)第二直流 源P2,構(gòu)成有源補(bǔ)償子電路；
[0136] 該有源補(bǔ)償子電路的漏源電流Ids_branch:
[01 37] Ids_branch( Yds , Vgs )二 Ids_EE皿肌_1 ( Yds , Vgs ) -Ids_measured( Yds , Vgs ),
[0138] 其中Ids_EEHEMT_l為有源補(bǔ)償子電路中高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸HEMT的源 漏電流，Ids_"easured為有源補(bǔ)償子電路中包含直流DC I-V輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源的源漏電 流。
[0139] 步驟4,在有源補(bǔ)償子電路的源極串聯(lián)一個(gè)電壓源，形成一個(gè)源極電位可調(diào)的有源 補(bǔ)償子電路。
[0140] 步驟5,將高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT與源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子 電路并聯(lián)，獲得改進(jìn)的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT。
[0141] 參照?qǐng)D8,本發(fā)明將高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型趾皿MT與源極電位可調(diào)的有 源補(bǔ)償子電路并聯(lián)，是將該源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路的源極與所述高電子遷移率晶 體管大信號(hào)模型EEHEMT1的漏極相連，將源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路的漏極與所述高 電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE皿MT1的源極相連，得到改進(jìn)后GaN高電子遷移率晶體管 肥MT大信號(hào)模型，該改進(jìn)后的GaN高電子遷移率晶體管HEMT大信號(hào)模型的源漏電流Ids表示 為：
[01 42] Ids ( Yds , Vgs )二 Ι^_ΕΕΗΕΜΤ_2 ( Yds , Vgs ) - ( Ι^_ΕΕΗΕΜΤ_1 ( Yds , Vgs ) - Idsjneasured ( Yds , Vgs )),
[0143] 其中，Ids_EEHEMT_l為有源補(bǔ)償子電路中高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT的源 漏電流，Ids_measured為含有直流DC I-V輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源的源漏電流，Ids_EEHEMT_2為與源 極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路相并聯(lián)的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT1的源漏電 流，Vds為改進(jìn)后的GaN高電子遷移率晶體管肥MT大信號(hào)模型的源漏電壓，Vgs為改進(jìn)后的GaN 高電子遷移率晶體管肥MT大信號(hào)模型的柵源電壓。
[0144] 由于GaN肥MT的源極電壓通常為零，因此源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路中的源 極電壓源的電壓值與改進(jìn)的GaN高電子遷移率晶體管HEMT大信號(hào)模型的漏極電壓值大小相 等，符號(hào)相反，通過源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路中的源極電壓抵消改進(jìn)的GaN高電子遷 移率晶體管肥MT大信號(hào)模型的漏極電壓，使得有源補(bǔ)償子電路中的高電子遷移率晶體管大 信號(hào)模型邸肥MT的源極電壓為零。
[0145] 本發(fā)明的效果可通過W下仿真進(jìn)一步說明：
[0146] 仿真1，對(duì)有源補(bǔ)償子電路的直流輸出曲線進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖9,圖9中W柵源電 壓￥83 = -2.0￥、-1.5￥、-1.(^、-0.5￥、0￥、0.5￥六種偏置下為例，描述了有源補(bǔ)償子電路源漏 電流Ids_branch隨源漏電壓Vds變化：
[01 47] Ids_branch( Yds , Vgs )二 Ids_EE皿肌_1 ( Yds ，Vgs ) -Ids-measured (Vds，Vgs )，
[0148] 從圖9可見，有源補(bǔ)償子電路準(zhǔn)確模擬現(xiàn)有的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型 EE肥MT的源漏電流仿真值與圖1器件源漏電流的測(cè)試值之間在不同偏置下存在差異，因而 需要用有源補(bǔ)償子電路對(duì)高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的源漏電流進(jìn)行精確的 修正。
[0149] 另外，由于設(shè)計(jì)了有源補(bǔ)償子電路，能夠?qū)ΜF(xiàn)有高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型 EE皿MT的源漏電流進(jìn)行精確的修正，因此在擬合得到高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型 EE肥MT的直流參數(shù)后，不需要進(jìn)行耗時(shí)繁瑣的優(yōu)化步驟來優(yōu)化直流參數(shù)。
[0150] 仿真2,對(duì)改進(jìn)前、后高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸肥MT的直流輸出曲線進(jìn)行 仿真，并與實(shí)際圖1器件的直流輸出測(cè)試曲線進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖10,圖10中W柵源電壓Vgs =-2.0V、-1.5V、-1.0V、-0.5V、0V、0.5V六種偏置下為例，對(duì)結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比。
[0151] 從圖10中可W看出，在靠近膝點(diǎn)電壓的地方，是Kink效應(yīng)最顯著的地方，隨著漏電 壓的增大，源漏電流會(huì)呈現(xiàn)出明顯的電流跳躍，形成一個(gè)臺(tái)階；當(dāng)漏電壓逐漸增加到很大的 時(shí)候，漏電流會(huì)呈現(xiàn)下降趨勢(shì)，漏電壓越大，自熱效應(yīng)造成的源漏電流下降越明顯。從圖10 中還可W看出，雖然現(xiàn)有的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT模型可W基本擬合自熱 效應(yīng)區(qū)域，但是仍然有不小的誤差，而且無法擬合器件的Kink效應(yīng)區(qū)域，運(yùn)樣就會(huì)對(duì)器件的 靜態(tài)工作點(diǎn)的預(yù)測(cè)和電路效率的預(yù)測(cè)造成誤差。添加了有源補(bǔ)償子電路后的改進(jìn)型高電子 遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT后，由于有源補(bǔ)償子電路對(duì)現(xiàn)有的EE肥MT輸出電流進(jìn)行了 修正，因此可W將Kink效應(yīng)和自熱效應(yīng)區(qū)域無誤差地進(jìn)行擬合，從而可W對(duì)器件的靜態(tài)工 作點(diǎn)和效率做出更加準(zhǔn)確的預(yù)測(cè)，體現(xiàn)出了本發(fā)明的優(yōu)越性。
[0152] 圖10中源漏電壓在0V-20V的范圍內(nèi)時(shí)測(cè)試范圍，在20V-30V為外推范圍，本文在有 源補(bǔ)償子電路中使用了表格基模型，在測(cè)試范圍之外，使用線性插值得到?jīng)]有測(cè)試的數(shù)據(jù)， 可W從圖10中看出，在源漏電壓為20V-30V的范圍內(nèi)，通過插值得到的輸出曲線斜率和測(cè)試 曲線相同，因此通過插值得到的測(cè)試范圍W外的值也是有效的。
[0153] 仿真3,對(duì)本發(fā)明改進(jìn)后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型邸皿MT的轉(zhuǎn)移曲線和 跨導(dǎo)曲線進(jìn)行仿真，并與實(shí)際器件測(cè)試得到的轉(zhuǎn)移曲線和跨導(dǎo)曲線進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖11。 從圖11中可W看出，仿真曲線和測(cè)試曲線能夠無誤差的擬合，表明改進(jìn)后的高電子遷移率 晶體管大信號(hào)模型EE肥MT能夠精確模擬真實(shí)器件的性能，并且能夠證明新構(gòu)建的模型具有 良好的收斂性。
[0154] 仿真4,對(duì)本發(fā)明改進(jìn)前、后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型EE肥MT散射參數(shù)進(jìn) 行仿真，并與實(shí)際器件散射參數(shù)測(cè)試曲線進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖12,測(cè)試的偏置點(diǎn)在外推的偏 置點(diǎn)下，其中源漏電壓為Vds = 24V，Vgs = -1.6V，其中圖12(a)為輸入和輸出端口電壓反射系 數(shù)的Smith圓圖表示，圖12(b)為正向和反向電壓增益極坐標(biāo)表示，由于邸皿MT模型對(duì)直流 模型和交流模型的建模是分開的，因此有源補(bǔ)償子電路對(duì)直流模型的改進(jìn)不會(huì)影響其交流 特性。從圖12中可W看到，現(xiàn)有邸肥MT模型和改進(jìn)的邸肥MT模型對(duì)交流特性的仿真結(jié)果相 同，并且能夠很好的擬合器件測(cè)量的散射參數(shù)。
[0155] 仿真5,在最佳偏置點(diǎn)下對(duì)本發(fā)明改進(jìn)前后的高電子遷移率晶體管大信號(hào)模型 EE肥MT性能進(jìn)行仿真，并與實(shí)際器件的性能測(cè)試曲線進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖13。從圖13中可W 看出，在￥<13 = 26￥、1<13 = 18〇1114的靜態(tài)工作點(diǎn)下，最佳源阻抗25=(3.114+撕355)〇，最佳負(fù) 載阻抗為孔=(6.255+jll.l24) Ω，當(dāng)測(cè)試頻率f〇=l〇G化時(shí)，對(duì)柵指數(shù)為10,單指柵寬為 lOOum的器件進(jìn)行測(cè)試，此時(shí)將模型中的Ng設(shè)為10，Wg設(shè)為100，ng設(shè)為10，wg設(shè)為100,從圖13 中可W看出，現(xiàn)有的EE肥MT模型和改進(jìn)的EE肥MT模型均能夠很好的擬和輸出功率和功率增 益曲線。但是由于通過有源補(bǔ)償子電路改進(jìn)的EE肥MT大信號(hào)模型能夠更加精確的仿真器件 的直流輸出特性，因此與現(xiàn)有的EE皿MT模型相比，本發(fā)明仿真得到的功率附加效率更加接 近測(cè)量的數(shù)據(jù)。
[0156] 仿真6,對(duì)不同尺寸的器件在最佳偏置點(diǎn)下改進(jìn)前、后的高電子遷移率晶體管大信 號(hào)模型EE肥MT性能進(jìn)行仿真，并與實(shí)際器件的性能測(cè)試曲線進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖14.從圖14 中可W看出，在￥<13 = 28￥、。3 = 12〇1114的外推偏置條件下，最佳源阻抗25=(1.77〇-^'7.321) Ω，最佳負(fù)載阻抗ZL=(4.215+jl2.04) Ω，現(xiàn)聯(lián)頻率為時(shí)=18細(xì)Z，器件的柵指數(shù)為8,單指柵 寬為80um，因此模型中的Ng設(shè)為10，Wg設(shè)為100，ng設(shè)為8，wg設(shè)為80,由于新構(gòu)建的非線性可 伸縮模型通過可伸縮的表格基電流源修正了現(xiàn)有的EEHEMT模型的源漏電流，因此能夠在不 對(duì)不同尺寸的器件進(jìn)行建模的條件下，也能準(zhǔn)確預(yù)測(cè)不同尺寸器件的性能。從圖14中可W 看到，添加了歸一化因子W后，新構(gòu)建的非線性模型實(shí)現(xiàn)了可伸縮化，現(xiàn)有模型和新構(gòu)建的 模型在輸出功率和功率增益均能很好的擬合測(cè)試數(shù)據(jù)，而新構(gòu)建的模型能夠更加精確地?cái)M 合功率附加效率。
[0157] W上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和 原則之內(nèi)，所坐的任何修改、同等替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種GaN高電子迀移率晶體管非線性可伸縮模型的構(gòu)建方法，其特征在于： (1) 對(duì)所用器件分別進(jìn)行直流和交流特性測(cè)量，并通過測(cè)量數(shù)據(jù)計(jì)算高電子迀移率晶 體管大信號(hào)模型EEHEMT的參數(shù)； (2) 將所用器件測(cè)量得到的直流輸出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個(gè)電流源內(nèi)，并通過歸一化因 子將電流源可伸縮化； (3) 將所述EEHEMT大信號(hào)模型與電流源進(jìn)行并聯(lián)，組成有源補(bǔ)償核，分別在有源補(bǔ)償核 的源極、柵極和漏極三個(gè)電極各串聯(lián)一個(gè)電感，同時(shí)在有源補(bǔ)償核的柵極和漏極各串聯(lián)一 個(gè)直流源，用來提供直流功率，構(gòu)成有源補(bǔ)償子電路； (4) 在有源補(bǔ)償子電路的源極串聯(lián)一個(gè)電壓源，形成一個(gè)源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子 電路，再將該源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路與所述EEHEMT大信號(hào)模型并聯(lián)，即將該源極 電位可調(diào)的有源補(bǔ)償子電路的源極與所述EEHEMT的漏極相連，將源極電位可調(diào)的有源補(bǔ)償 子電路的漏極與所述EEHEMT模型的源極相連，得到GaN高電子迀移率晶體管HEMT非線性可 伸縮模型。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于：步驟（1)中對(duì)所用器件分別進(jìn)行直流和交 流特性測(cè)量，并通過測(cè)量數(shù)據(jù)計(jì)算高電子迀移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的參數(shù)，是按如 下步驟進(jìn)行： (2a)測(cè)量所用器件在冷偏截止時(shí)的散射參數(shù)S1，在低頻下計(jì)算出三個(gè)寄生電容，即柵 極寄生電容C:、漏極寄生電容(：2和柵漏寄生電容C3,在中頻和高頻下計(jì)算得到三個(gè)寄生電 感，即柵極引線寄生電感1^、漏極引線寄生電感L 2、源極引線寄生電感L3; (2b)測(cè)量所用器件在冷偏開啟時(shí)的散射參數(shù)S2,計(jì)算出三個(gè)寄生電阻，即柵極引線寄 生電阻R!，漏極引線寄生電阻R2,源極引線寄生電阻R3; (2c)測(cè)量所用器件的直流轉(zhuǎn)移曲線，通過曲線擬合得到直流參數(shù)； (2d)測(cè)量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,并提取相應(yīng)偏置條件下的柵源電 容C4和柵漏電容C5，通過曲線擬合，得到與柵源電容C4和柵漏電容C5相關(guān)的交流參數(shù)； (2e)對(duì)上述高電子迀移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT的本征參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，使模型的仿 真值逼近實(shí)際測(cè)量值，完成EEHEMT的建立。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2a)中測(cè)量所用器件在冷偏截止時(shí)的 散射參數(shù)S1，在低頻下計(jì)算出三個(gè)寄生電容，在中頻和高頻下計(jì)算得到三個(gè)寄生電感，按如 下步驟進(jìn)行： (2al)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在冷偏截止時(shí)的散射參數(shù)S1，表示為：其中，Sin為器件在冷偏截止時(shí)的輸入端口電壓反射系數(shù)，SI21為器件在冷偏截止時(shí)的 正向電壓增益，S112為器件在冷偏截止時(shí)的反向電壓增益，S122為器件在冷偏截止時(shí)的輸出 端口電壓反射系數(shù)； (2a2)對(duì)測(cè)量出的所用器件在冷偏截止時(shí)的散射參數(shù)S1進(jìn)行變換，得到器件在冷偏截 止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y1，其中，Yin為器件在冷偏截止時(shí)的輸入導(dǎo)納，Yl12為器件在冷偏截止時(shí)的反向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納， Υ121為器件在冷偏截止時(shí)的正向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Υ122為器件在冷偏截止時(shí)的輸出導(dǎo)納； (2a3)提取器件在冷偏截止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Υ1的虛部： Im(Ylii)=w(Ci+Cii+C3+C3i) Im(Yli2) = Im(Y2i) =-w(C3+C3i) Im(Yl22)=w(C2+C2i+C3+C3i) 其中，w為角頻率，Im表示提取虛部，Cu為器件在冷偏截止時(shí)的柵源本征電容，C2l為器件 在冷偏截止時(shí)的漏源本征電容，C3l為器件在冷偏截止時(shí)的柵漏本征電容； (2a4)利用上述導(dǎo)納參數(shù)根據(jù)器件在冷偏截止時(shí)低頻下的等效電路模型，計(jì)算出三組 電容的數(shù)值； Ci+Cii=l/w · Im(Ylii+Yli2) C2+C2i=l/w · Im(Yl22+Yl2i) C3+C3i = -l/w · Im(Yli2) = -l/w · Im(Yl2i)； (2a5)對(duì)計(jì)算的電容進(jìn)行分離優(yōu)化，其中&的優(yōu)化范圍為從0到(CdCu)，每次優(yōu)化的結(jié) 果為Cln，C2的優(yōu)化范圍為從0到(C2+C2i )，每次優(yōu)化的結(jié)果為C2n，C3的優(yōu)化范圍為從0到(C3+ C3i)，每次優(yōu)化的結(jié)果為C3n，同時(shí)將Cu設(shè)定為(Ci+Cu-Ch)，將C2i設(shè)定為(C 2+C2i-C2n)，將C3i設(shè) 定為(C 3+C3l-C3n)，當(dāng)優(yōu)化后的仿真結(jié)果與測(cè)量結(jié)果在低頻段一致時(shí)，優(yōu)化結(jié)束； (2a6)利用下式從器件在冷偏截止時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y1消去與步驟(2a)相同的三個(gè)寄生電 容，得到去除寄生電容后的導(dǎo)納參數(shù)Y2:其中，j為虛數(shù)單位； (2a7)將去除寄生電容后的導(dǎo)納參數(shù)Y2轉(zhuǎn)換成去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1:其中，Zln為去除寄生電容后的輸入阻抗，2112為去除寄生電容后的反向轉(zhuǎn)移阻抗，Zl21 為去除寄生電容后的正向轉(zhuǎn)移阻抗，Zl22為去除寄生電容后的輸出阻抗； (2a8)將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1表示為：其中，A ZiS器件在冷偏截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的柵極修正項(xiàng)，Δ Z2 為器件在冷偏截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的漏極修正項(xiàng)，A Z3為器件在冷偏 截止時(shí)中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的源極修正項(xiàng)； (2a9)忽略修正項(xiàng)，并將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1乘以角頻率w，取虛部得到：然后以w2為自變量，計(jì)算上述三條曲線的斜率，得到三個(gè)寄生電感U、L2、L3的值。4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2b)中測(cè)量所用器件在冷偏開啟時(shí)的 散射參數(shù)S2,計(jì)算出三個(gè)寄生電阻，步驟如下： (2bl)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在冷偏開啟時(shí)的散射參數(shù)S2,表示為：其中，S2n為器件在冷偏開啟時(shí)的輸入端口電壓反射系數(shù)，S221為器件在冷偏開啟時(shí)的 正向電壓增益，S2l2為器件在冷偏開啟時(shí)的反向電壓增益，S222為器件在冷偏開啟時(shí)的輸出 端口電壓反射系數(shù)； (2b2)根據(jù)器件在冷偏開啟時(shí)的等效電路，將器件在冷偏開啟時(shí)的散射參數(shù)S2轉(zhuǎn)換為 器件在冷偏開啟時(shí)的導(dǎo)納參數(shù)Y3,消去與步驟(2a)相同的三個(gè)寄生電容，得到器件在冷偏 開啟時(shí)去除寄生電容的導(dǎo)納參數(shù)Y4,并將Y4轉(zhuǎn)換成器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的阻 抗參數(shù)Z2，其中，Z2n為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的輸入阻抗，Z212為器件在冷偏開啟時(shí) 去除寄生電容后的反向轉(zhuǎn)移阻抗，2221為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的正向轉(zhuǎn)移阻 抗，Z222為器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的輸出阻抗； (2b3)利用下式從器件在冷偏開啟時(shí)去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z2消去與步驟(2a)中 相同的三個(gè)寄生電感，得到去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3:(2b4)忽略修正項(xiàng)，將去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3乘以w2,然后取實(shí)部，得到下式： w2Re(Z3ii) =w2(Ri+R3) w2Re(Z322) =w2(R2+R3) w2Re(Z3i2) =w2Re(Z32i) =w2R3 其中，Re表示提取實(shí)部，Z3n為去除寄生電感后的輸入阻抗，2312為去除寄生電感后的反 向轉(zhuǎn)移阻抗，2321為去除寄生電感后的正向轉(zhuǎn)移阻抗，Z322為去除寄生電感后的輸出阻抗； 以w2為自變量，求上述三條曲線的斜率，便可求出三個(gè)寄生電阻Ri、R2、R3的值。5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于：步驟（2c)中測(cè)量所用器件的直流轉(zhuǎn)移曲 線，通過曲線擬合得到直流參數(shù)，步驟如下： (2cl)利用半導(dǎo)體參數(shù)分析儀測(cè)量所用器件的直流轉(zhuǎn)移曲線，并求出跨導(dǎo)曲線，其中cons表示常數(shù)，Ids為源漏電流，gA跨導(dǎo)，Vgs為柵源電壓，Vd為漏極電壓； (2c2)通過擬合8?，^，得到高電子迀移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT中的直流DC參數(shù)， 該DC參數(shù)包括跨導(dǎo)峰值Gmmax、跨導(dǎo)峰值處柵壓Vgo、跨導(dǎo)壓縮處柵壓Vco、閾值電壓Vto、跨 導(dǎo)轉(zhuǎn)換區(qū)間Alpha、跨導(dǎo)壓縮斜率Deltgm、跨導(dǎo)尾部柵壓Vba和跨導(dǎo)線性壓縮區(qū)間Vbc。6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2d)中測(cè)量所用器件在不同偏置條件 下的散射參數(shù)S3,并提取相應(yīng)偏置條件下的柵源電容C4和柵漏電容C5,通過曲線擬合，得到 與柵源電容C 4和柵漏電容(：5相關(guān)的交流參數(shù)，其步驟如下： (2dl)通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀VNA測(cè)量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,其表示 為：其中，S3n為不同偏置條件下的輸入端口電壓反射系數(shù)，S321為不同偏置條件下的正向 電壓增益，3312為不同偏置條件下的反向電壓增益，S322為不同偏置條件下的輸出端口電壓 反射系數(shù)； (2d2)將不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,轉(zhuǎn)化成導(dǎo)納參數(shù)Y5,并去掉三個(gè)寄生電容 和C3,得到導(dǎo)納參數(shù)Υ6,再將該導(dǎo)納參數(shù)Υ6轉(zhuǎn)化成不同偏置條件下去除寄生電容后的阻抗 參數(shù)Z4,從Z4中去掉三個(gè)寄生電感Li、L 2、L3和三個(gè)寄生電阻心、1?2、1?3，得到去掉寄生參數(shù)的 阻抗參數(shù)Z5,將去掉寄生參數(shù)的阻抗參數(shù)Z5轉(zhuǎn)化為去掉寄生參數(shù)的導(dǎo)納參數(shù)Y7，其中，Y7n為去掉寄生參數(shù)的輸入導(dǎo)納，Y712為去掉寄生參數(shù)的反向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Y721為去 掉寄生參數(shù)的正向轉(zhuǎn)移導(dǎo)納，Y722為去掉寄生參數(shù)的輸出導(dǎo)納； (2d3)通過下式從去掉寄生參數(shù)的導(dǎo)納參數(shù)Y7,計(jì)算得到柵源電容C4和柵漏電容C5:(2d4)擬合C4-Vg3PC4-Vgd曲線，得到高電子迀移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT中最大輸 入電容Clio、最小輸入電容Cllth、過渡電壓Deltgs、飽和區(qū)過度電壓Deltds、電容-電壓曲 線反射點(diǎn)電壓Vinfl和電容-電壓曲線斜率Lambda，其中，V gd為柵漏電壓； (2d5)在Vgs = -2.0V和Vds>4.2V的條件下擬合C5-Vg4PC5-V gd曲線，得到高電子迀移率晶 體管大信號(hào)模型EEHEMT中的跨電容Cl2sat，同時(shí)在Vds>4.2V的條件下擬合C5-Vg4PC 5-Vgd曲 線，得到高電子迀移率晶體管大信號(hào)模型EEHEMT中的柵漏電容Cgdsat，其中，Vds為源漏電 壓。7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于：步驟(2)中將所用器件測(cè)量得到的直流輸 出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個(gè)電流源內(nèi)，并通過歸一化因子將電流源伸縮化，按如下步驟進(jìn)行： (a) 將用集成電路與特征分析程序IC-CAP測(cè)試的直流輸出曲線數(shù)據(jù)的.ds文件直接寫 入電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS的直流電流源內(nèi)，將電流流入的電極定義為漏極，將電流流出的 電極定義為源極，完成包含測(cè)試直流輸出曲線數(shù)據(jù)電流源的構(gòu)建； (b) 假設(shè)在理想情況下器件的源漏電流的大小與總柵寬成正比例，對(duì)上述構(gòu)建的電流 源引入源漏電流的歸一化因子α: α = αχ · 〇2其中，W為對(duì)柵指數(shù)的歸一化因子，〇2是對(duì)單指柵寬的歸一化因子。仏是所用器件的柵 指數(shù)，ng是所仿真新器件的柵指數(shù)，Wg是所用器件的單指柵寬，wg是所仿真新器件的單指柵 寬。8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于：步驟（3)中將EEHEMT大信號(hào)等效電路模型 與電流源進(jìn)行并聯(lián)，是將EEHEMT的漏極與電流源的源極連接，將EEHEMT的源極與電流源的 漏極相連，組成有源補(bǔ)償核，并將EEHEMT漏極所在的電極定義為有源補(bǔ)償核的漏極，將 EEHEMT源極所在的電極定義為有源補(bǔ)償核的源極。9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于:步驟(3)中分別在有源補(bǔ)償核的源極、柵極 和漏極三個(gè)電極各串聯(lián)一個(gè)電感，使用電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化軟件ADS自帶的理想電感，分別是柵 極電感L 4、漏極電感1^5、源極電感L6,用來阻擋交流信號(hào)。10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于:步驟(3)中在柵極和漏極各串聯(lián)一個(gè)直流 源，是在有源補(bǔ)償核的柵極與柵極電感L4之間串聯(lián)第一直流源Pi，在有源補(bǔ)償核的漏極與漏 極電感L 5之間串聯(lián)第二直流源P2。
【文檔編號(hào)】G06F17/50GK105825005SQ201610146520
【公開日】2016年8月3日
【申請(qǐng)日】2016年3月15日
【發(fā)明人】馬曉華, 鄭佳欣, 馬佩軍, 盧陽, 張恒爽, 郝躍
【申請(qǐng)人】西安電子科技大學(xué)