專(zhuān)利名稱(chēng)：用于同步∑△調(diào)制器的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于使包括低通濾波器和在反饋電路中的量化器的∑Δ調(diào)制器和輸入的一位位流同步的方法，所述方法包括從所述輸入的位流產(chǎn)生校正信號(hào)，以及把所述校正信號(hào)加于所述低通濾波器的至少一個(gè)積分器狀態(tài)的步驟。這種方法在M.Noguchi等人在1997年3月22-25日在德國(guó)慕尼黑舉行的第102次AES會(huì)議上發(fā)表的論文“Digital Signal Processing in Direct Stream Digital EditingSystem”中披露了。
在當(dāng)前的A/D和D/A轉(zhuǎn)換中，經(jīng)常使用∑Δ調(diào)制器，這是因?yàn)?，和常?guī)的PCM轉(zhuǎn)換器相比，其輸出信號(hào)具有高的線性度。使用∑Δ調(diào)制器的基本思想是，可以使量化器步驟更粗糙，并且由于這樣處理的精度損失可以通過(guò)過(guò)采樣來(lái)校正。過(guò)采樣本身不足以保證音頻應(yīng)用遵守的質(zhì)量，因而應(yīng)用噪聲整形。噪聲整形的基本原理是使用在具有量化器的反饋環(huán)中的低通濾波器，以便使在量化步驟中產(chǎn)生的誤差最小。對(duì)于音頻應(yīng)用，64的過(guò)采樣比足以產(chǎn)生高噪聲抑制，即，∑Δ調(diào)制器的時(shí)鐘頻率為64×44.1kHz。此外，高的時(shí)鐘頻率提供大的信號(hào)帶寬，因而不需要陡的防混疊濾波器。
由于這些原因，這種一位的格式被用作新產(chǎn)生的音頻CD(超音頻CD＝SACD)的音頻載波格式，這和多位格式不同，多位格式使用許多位(例如16位或20位)進(jìn)行幅值量化，并在邊緣上大于輸入信號(hào)的奈奎斯特頻率的采樣頻率下運(yùn)行。在后一種情況下，輸入信號(hào)產(chǎn)生位圖形的一個(gè)唯一的序列(PCM)。與此相反，在∑Δ調(diào)制器的情況下，只有位圖形的平均是唯一的，位本身的序列是不相關(guān)的。這意味著，當(dāng)兩個(gè)相同的∑Δ調(diào)制器被輸入相同的信號(hào)，而積分器的初始狀態(tài)不同時(shí)，則僅僅這些狀態(tài)不同這個(gè)事實(shí)就產(chǎn)生兩個(gè)不同的永遠(yuǎn)不能會(huì)聚到相同的位圖形中的位流。
結(jié)果，許多使用一位位流(通常被稱(chēng)為DSD＝Direct StreamDigital signal(直接流數(shù)字信號(hào)))的信號(hào)處理程序(混合，編輯等)不利用PCM工作，因?yàn)樾盘?hào)不是位同步的，即位流的位不同時(shí)彼此相等。另一個(gè)也是由同步困難問(wèn)題引起的結(jié)果是，在以某些方式壓縮時(shí)，位流需要被預(yù)測(cè)。在不是位同步的情況下，即使具有完全相同輸入的∑Δ調(diào)制器也產(chǎn)生完全不同的輸出。
這個(gè)同步問(wèn)題可以通過(guò)把一位信號(hào)變換為低速率多位(PCM)信號(hào)，接著進(jìn)行所需的信號(hào)處理，然后把多位信號(hào)再轉(zhuǎn)換成所需的一位格式來(lái)避免。不過(guò)，這將引起一系列的信號(hào)劣化，這是由于在這些信號(hào)變換中需要陡的防混疊前置濾波器的緣故。在信號(hào)被變換成高速率的PCM信號(hào)的情況下，為實(shí)現(xiàn)再變換∑Δ調(diào)制器的穩(wěn)定性，要求具有低的截止頻率的前置濾波器，這也引起信號(hào)質(zhì)量的嚴(yán)重?fù)p失。
上述的參考文件披露了一種用于一位位流的編輯系統(tǒng)，其中選擇第一位流進(jìn)行輸出，此后輸出第二位流。在此之間選擇∑Δ調(diào)制器的輸出，所述∑Δ調(diào)制器接收淡出的第一信號(hào)和淡入的第二信號(hào)。為了使∑Δ調(diào)制器和第二位流同步，在第二位流和兩個(gè)淡化信號(hào)的和之間的偏移被存儲(chǔ)在累加器中，并且，當(dāng)實(shí)現(xiàn)淡化時(shí)，在偏移消除期間，存儲(chǔ)的偏移被逐漸加入∑Δ調(diào)制器的輸入中?？梢宰⒁獾?，加到∑Δ調(diào)制器的輸入的積累的偏移相當(dāng)于加于∑Δ調(diào)制器的低通濾波器的第一積分器狀態(tài)的偏移。在偏移消除時(shí)間之后，∑Δ調(diào)制器的輸出被轉(zhuǎn)換到第二位流。這個(gè)同步處理的目的是為了避免噪聲“咔聲”(click)，否則在從由∑Δ調(diào)制器輸出的再量化的位流向第二位流轉(zhuǎn)換期間將發(fā)生所述噪聲。
然而，在這種現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)中，當(dāng)在∑Δ調(diào)制器的輸入的音頻容量小時(shí)，∑Δ調(diào)制器的輸入和輸出位流可以容易地成為反相的，因而不能實(shí)現(xiàn)所需的位同步。此外，當(dāng)具有原始位流的輸入信號(hào)的關(guān)系未丟失時(shí)(即在主要的信號(hào)處理之后)，現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)可能不能被使用。本發(fā)明試圖改善∑Δ調(diào)制器對(duì)一位位流的位同步，因此，按照本發(fā)明的方法的特征在于，在被提供到∑Δ調(diào)制器之前，預(yù)先濾波輸入的位流，并且由至少一個(gè)預(yù)先濾波的輸入信號(hào)產(chǎn)生校正信號(hào)，并輸出∑Δ調(diào)制器的位流。因此，通過(guò)由輸入位流和∑Δ調(diào)制器的輸入與輸出信號(hào)中的至少一個(gè)計(jì)算校正信號(hào)，獲得∑Δ調(diào)制器的更可靠的位同步。
按照本發(fā)明的方法的第一實(shí)施例的特征在于，通過(guò)對(duì)在所述輸入位流和預(yù)濾波的輸入信號(hào)與在一定位數(shù)內(nèi)的∑Δ調(diào)制器的位流之一之間的差進(jìn)行重積分，并且用所述一定的位數(shù)除所述重積分的結(jié)果，獲得校正信號(hào)。這種方法不論在硬件上或者在軟件上都容易實(shí)現(xiàn)。不過(guò)這種方法的缺點(diǎn)是，所述同步的精度較差，并且∑Δ調(diào)制器需要較多的信號(hào)位數(shù)(例如2000)，以便收斂到同步狀態(tài)。這個(gè)缺點(diǎn)在可以得到足夠的數(shù)據(jù)用于同步∑Δ調(diào)制器的情況下不起作用。這種應(yīng)用的一個(gè)重要例子是信號(hào)編輯系統(tǒng)。在這種系統(tǒng)中，即使“將來(lái)”的數(shù)據(jù)也可以被使用，這是因?yàn)榫庉嬈鞯妮敵隹梢员谎舆t一個(gè)任意的量。
與此相比，在用于實(shí)現(xiàn)∑Δ調(diào)制器的位同步的數(shù)據(jù)較少的應(yīng)用中，例如在上述的用于壓縮位流信號(hào)的系統(tǒng)中，所謂的“最小二乘”方法是不適用的，因而，對(duì)于這些應(yīng)用，最好使用本發(fā)明的方法的第二實(shí)施例。這種方法的特征還在于這樣獲得校正信號(hào)利用一種算法由輸入位流和預(yù)濾波的輸入信號(hào)計(jì)算校正信號(hào)，所述算法適合于∑Δ調(diào)制器的低通濾波器的結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的這種方法可以方便地用于位流信號(hào)的壓縮和擴(kuò)展，以便在位流信號(hào)必須被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)介質(zhì)上的情況下減少存儲(chǔ)的數(shù)量，或者在所述信號(hào)必須被傳輸?shù)那闆r下，減少帶寬或傳輸時(shí)間。在這種情況下，本發(fā)明的方法的特征還在于，在用于壓縮或擴(kuò)展一位位流信號(hào)的系統(tǒng)中，所述校正信號(hào)被從壓縮側(cè)傳遞到擴(kuò)展側(cè)。
本發(fā)明還涉及一種用于同步∑Δ調(diào)制器的裝置，其特征在于，∑Δ調(diào)制器，預(yù)濾波器，用于預(yù)濾波輸入位流并將預(yù)濾波的輸入信號(hào)提供給∑Δ調(diào)制器，以及同步單元，用于通過(guò)對(duì)∑Δ調(diào)制器的至少一個(gè)積分器狀態(tài)施加校正信號(hào)，使∑Δ調(diào)制器和輸入信號(hào)同步，所述同步單元由輸入位流和預(yù)濾波輸入信號(hào)與∑Δ調(diào)制器的輸出位流中的至少一個(gè)計(jì)算所述校正信號(hào)。
下面參照附圖進(jìn)一步說(shuō)明本發(fā)明，其中

圖1是使用按照本發(fā)明的方法的編輯系統(tǒng)的示意圖；圖2是在圖1所示的編輯系統(tǒng)中使用的同步單元的示意圖；圖3是結(jié)合按照本發(fā)明的方法使用的∑Δ調(diào)制器的一個(gè)例子；圖4是在和圖3的∑Δ調(diào)制器協(xié)同操作的同步單元中使用的算法的流程圖；以及圖5是使用按照本發(fā)明的方法的壓縮和擴(kuò)展系統(tǒng)的示意圖。
圖1的編輯系統(tǒng)包括第一輸入E1，用于第一一位位流x1(i)，第二輸入E2，用于第二一位位流x2(i)和輸出0。第一輸入E1通過(guò)第一延遲D1和開(kāi)關(guān)S的第一位置1相連，并通過(guò)第一乘法器M1和第一低通濾波器F1和∑Δ調(diào)制器SD的輸入相連。同樣，第二輸入E2通過(guò)第二延遲D2和開(kāi)關(guān)S的第二位置2相連，并通過(guò)第二乘法器M2以及第二低通濾波器F2和∑Δ調(diào)制器SD的輸入相連?？梢钥吹?，乘法器的輸出信號(hào)不再是一位信號(hào)，而是多位信號(hào)。∑Δ調(diào)制器提供一位信號(hào)流y(i)，所述信號(hào)被提供給開(kāi)關(guān)S的第三位置S3。開(kāi)關(guān)S的輸出端構(gòu)成編輯系統(tǒng)的輸出0。
為了使∑Δ調(diào)制器和第一輸入位流同步，編輯系統(tǒng)包括同步單元SU1，其接收被延遲的第一位流x1(i)和∑Δ調(diào)制器的輸出位流y(i)。所述同步單元對(duì)∑Δ調(diào)制器的第一積分器狀態(tài)提供校正信號(hào)ε1。此外，同步單元SU1對(duì)開(kāi)關(guān)S提供開(kāi)關(guān)信號(hào)。類(lèi)似地，為了使∑Δ調(diào)制器和第二位流位同步，編輯系統(tǒng)包括第二同步單元SU2，其接收延遲的第二位流x2(i)和∑Δ調(diào)制器的輸出位流y(i)。所述第二同步單元SU2對(duì)∑Δ調(diào)制器的第一積分器狀態(tài)提供校正信號(hào)ε2，并對(duì)開(kāi)關(guān)S提供開(kāi)關(guān)信號(hào)。
在操作時(shí)，開(kāi)關(guān)S可以處于位置1，來(lái)自第一輸入E1的第一輸入位流x1(i)被直接通過(guò)到達(dá)輸出0，但是其被延遲D1延遲。當(dāng)必須對(duì)第二位流進(jìn)行交叉衰落時(shí)，乘法器M1被設(shè)為1，而乘法器M2被設(shè)為0。來(lái)源于兩個(gè)乘法器的多位信號(hào)被分別通過(guò)低通濾波器F1和F2，隨后被加在一起，然后被提供給∑Δ調(diào)制器的輸入。預(yù)濾波器F1和F2的用途是防止位流x1(i)和x2(i)的高頻分量能夠到達(dá)∑Δ調(diào)制器的輸入端?！痞ふ{(diào)制器需要低頻輸入，否則，位流的大的高頻分量可以使∑Δ調(diào)制器超載，此時(shí)∑Δ調(diào)制器可能變得不穩(wěn)定。隨后，被再量化的位流借助于同步單元SU1以在后面結(jié)合圖2所述的方式被和原始第一位流同步。當(dāng)同步處理準(zhǔn)備完畢時(shí)，單元SU1把開(kāi)關(guān)S改變到位置3，使得輸出位流現(xiàn)在是第一輸入位流的同步的再量化型式。從這個(gè)時(shí)刻，乘法器M1和M2的增益系數(shù)按照交叉衰落的規(guī)定被改變。在衰落結(jié)束時(shí)，乘法器M1的增益系數(shù)將是0，而乘法器M2的增益系數(shù)則為1，并且輸出位流是第二輸入位流的再量化型式?，F(xiàn)在，再量化器必須和第二輸入位流同步。這由第二同步單元SU2實(shí)現(xiàn)。不過(guò)，因?yàn)樵谶@種情況下，輸出和再量化器相連，所以同步不需以非常平緩的方式進(jìn)行，以便避免音頻噪聲。在這種情況下，∑Δ調(diào)制器的積分器狀態(tài)例如在20.000到30.000個(gè)循環(huán)期間被改變，而∑Δ調(diào)制器和第一位流的同步可以突然地完成。最后，當(dāng)同步被完成時(shí)，同步單元SU2把開(kāi)關(guān)S轉(zhuǎn)換到位置2，因而輸出位流是被延遲的原始的第二位流x2(i)。
通過(guò)使開(kāi)關(guān)S處于位置3并取消第二同步單元SU2可以更簡(jiǎn)單地以“完全再量化”的方式進(jìn)行編輯處理。雖然這種方法在算法上容易得多，因?yàn)槠涫∪チ说诙讲⑾巳魏吸c(diǎn)擊(click)的可能性，但是其具有幾個(gè)技術(shù)上的缺點(diǎn)。最重要的是其意味著所述信號(hào)要經(jīng)過(guò)多次再量化，因?yàn)槊烤庉嬕淮?，就?duì)已經(jīng)量化的信號(hào)再重新量化一次。這種多次進(jìn)行再量化嚴(yán)重地劣化了信號(hào)質(zhì)量。
圖2所示的同步單元基于以下的用于導(dǎo)出校正信號(hào)δ的算法∈=1NΣn=1NΣi=1N[x(i)-y(i)]---(1)]]>其中x(i)是輸入的∑Δ調(diào)制器不需和其同步的位流，y(i)是由∑Δ調(diào)制器提供的輸出位流。因?yàn)椤痞ふ{(diào)制器的輸入信號(hào)u(i)的音頻帶和其輸出位流y(i)基本相等，并因?yàn)楣?1)的算法具有低通性質(zhì)，所以信號(hào)u(i)可被提供給同步單元SU1，代替位流y(i)。N是任何合適的預(yù)定數(shù)(例如5000)，或者，此外，當(dāng)獲得足夠的收斂時(shí)，即當(dāng)校正信號(hào)ε的值基本上是常數(shù)時(shí)，N可以由同步單元自身確定。
圖2表示用于實(shí)現(xiàn)公式(1)所示的算法的裝置。所述裝置包括第一級(jí)聯(lián)積分器I1和I2，用于對(duì)輸入位流x(i)進(jìn)行重積分，以及第二級(jí)聯(lián)積分器I3和I4，用于對(duì)輸出位流y(i)進(jìn)行重積分。每個(gè)積分器包括一個(gè)采樣周期的延遲，其輸出信號(hào)被加于其輸入上。在減法器M中，兩個(gè)級(jí)聯(lián)的輸出彼此相減，減法器的輸出在DI除以N?？梢钥闯?，此外，輸入和輸出位流可以首先彼此相減，然后在一個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器中進(jìn)行兩次積分，不過(guò)，在這種情況下，積分器應(yīng)當(dāng)能夠處理多位信號(hào)。
計(jì)數(shù)器CO計(jì)數(shù)頭部同步單元工作的采樣周期，并向除法器DI輸出數(shù)N。和位流的位同步運(yùn)行的時(shí)鐘脈沖CL被提供給積分器和計(jì)數(shù)器。復(fù)位脈沖RS在一個(gè)新的ε確定循環(huán)開(kāi)始時(shí)使計(jì)數(shù)器和積分器復(fù)位?；蛘弋?dāng)計(jì)數(shù)器N達(dá)到預(yù)定值時(shí)，或者當(dāng)校正信號(hào)ε基本上是常數(shù)時(shí)，開(kāi)關(guān)S2使校正信號(hào)ε和同步單元的輸出相連。
公式(1)的算法，其可被稱(chēng)為“最小平方”算法，的缺點(diǎn)是，所得到的同步的精度低，并且，在實(shí)現(xiàn)同步之前需要許多位周期(例如20000)。利用“檢索”算法，可以獲得更精確的和更快的同步，下面結(jié)合圖3所示的∑Δ調(diào)制器的內(nèi)部電路圖參照?qǐng)D4的流程圖說(shuō)明這種算法?？梢宰⒁獾?，圖3所示的∑Δ調(diào)制器在本領(lǐng)域內(nèi)是公知的，并且其本身不構(gòu)成一個(gè)發(fā)明，但是其代表了本發(fā)明可利用的∑Δ調(diào)制器的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例。
圖3所示的結(jié)構(gòu)包括一個(gè)數(shù)字低通濾波器F和量化器Q。輸入信號(hào)u(n)被饋入低通濾波器F的輸入端。低通濾波器的輸出v(n)被輸入到量化器Q，量化器的輸出y(n)，其構(gòu)成∑Δ調(diào)制器的輸出，被回饋到低通濾波器的輸入。
低通濾波器F包括5個(gè)級(jí)聯(lián)的積分器，每個(gè)積分器具有被加到其輸入信號(hào)上的輸出，它們的輸出信號(hào)分別由S1(n)，S2(n)，S3(n)，S4(n)和S5(n)表示。第一反饋乘法器將第三積分器的輸出S3(n)乘以反饋系數(shù)f1，然后回饋到第二積分器的輸入，第二反饋乘法器將第五積分器的輸出S5(n)乘以反饋系數(shù)f2，然后回饋到第四積分器的輸入。5個(gè)積分器S1(n)，S2(n)，S3(n)，S4(n)和S5(n)中的每一個(gè)乘以系數(shù)c1...c5，然后彼此相加，從而構(gòu)成低通濾波器的輸出v(n)。
經(jīng)過(guò)在低通濾波器的各個(gè)部分中處理的信號(hào)都是多位信號(hào)。然而量化器Q只輸出其輸入信號(hào)v(n)的符號(hào)位，因此，其輸出信號(hào)y(n)是一位信號(hào)。由具有系數(shù)c1...c5的乘法器產(chǎn)生的信號(hào)v(n)由下式表示v(n)=Σi=15cisi(n)---(2)]]>并且量化器Q的操作可以由下式表示y(n)＝sign(v(n))此外，五級(jí)乘法器的操作又由下式表示s1(n+1)＝s1(n)+u(n)-y(n)s2(n+1)＝s1(n)+s2(n)-f1s3(n)s3(n+1)＝s2(n)+s3(n) (3)s4(n+1)＝s3(n)+s4(n)-f2s5(n)s5(n+1)＝s4(n)+s5(n)
為了幫助進(jìn)一步計(jì)算，引入下面的矢量，每個(gè)由五級(jí)構(gòu)成s(n)＝(S1(n)，S2(n)，S3(n)，S4(n)，S5(n))，c(n)＝(c1，c2，c3，c4，c5)，其表示乘法器c1...c5的值。d＝(1，0，0，0，0)，其表示輸入和反饋是如何分配的。
此外，引入變換矩陣A，其表示積分器和反饋乘法器f1，f2的結(jié)構(gòu)。對(duì)于圖3所示的實(shí)施例，矩陣A具有以下的元素A=1000011-f100011000011-f200011---(5)]]>由此，公式2和4分別成為v(n)＝cT.s(n)(6)s(n+1)＝A.s(n)+(u(n)-y(n).d (7)重復(fù)地應(yīng)用式(7)，作為初始積分器狀態(tài)s(0)的函數(shù)計(jì)算s(n)，得到公式s(n)=An.s(0)+[Σi=0n-1(u(i)-y(i))An-i-l].d---(8)]]>利用(3)和(6)，得到下面一組不等式±cT.An.s(0)>±cT.[Σi=0n-1(u(i)-y(i))An-i-l].d--if--y(n)=±]]>或y(n)cT.An.s(0)>·y(n)cT.[Σi=0n-1(u(i)-y(i))An-i-l].d---(9)]]>
所述一組不等式給出了輸入信號(hào)u(n)，輸出位流y(n)，和∑Δ調(diào)制器地積分器狀態(tài)s(0)之間的關(guān)系。因?yàn)橥剿惴ǖ哪康氖鞘馆敵鑫涣鱵(n)等于輸入位流x(n)，所以在算法中可以使用所述一組不等式，當(dāng)作所述一組不等式中利用x(n)代替y(n)時(shí)，在給定的輸入信號(hào)x(n)還u(n)下，利用所述算法計(jì)算積分器狀態(tài)s(0)，然后把計(jì)算得到積分器狀態(tài)輸入到∑Δ調(diào)制器。
圖4是說(shuō)明這種算法的流程圖。所示的流程圖中含有標(biāo)號(hào)為St1...St11的處理步驟和三個(gè)只讀存儲(chǔ)器M1，M2，M3。
存儲(chǔ)器M1含有矩陣A，存儲(chǔ)器M2含有矢量d，存儲(chǔ)器M3含有矢量cT。因此，這些存儲(chǔ)器具有低通濾波器的結(jié)構(gòu)。其它的存儲(chǔ)器M4...M7是讀寫(xiě)存儲(chǔ)器。
步St1提供初始化。具體地說(shuō)，計(jì)數(shù)器n被置為n＝1，矩陣存儲(chǔ)器M4被置0(即矩陣的所有的元素都設(shè)置為0)并且矩陣存儲(chǔ)器M6被置1(即主對(duì)角線的元素被置1，其余的元素被置0)。
步St2是矩陣乘法，其乘M1和M4的內(nèi)容。
步St3在此時(shí)把輸入和輸出信號(hào)的差u(n-1)-x(n-1)加到步驟St2的結(jié)果上，并在M4中存儲(chǔ)加得的結(jié)果。因此，當(dāng)n＝1時(shí)，步St2的結(jié)果是0，因?yàn)槠淅肕4中的零矩陣乘以M1中的矩陣A。在下一個(gè)時(shí)刻，當(dāng)n＝2時(shí)，M4的內(nèi)容再次乘以矩陣A，因此步St2輸出(u(0)-x(0))A+(u(1)-x(1))。當(dāng)n＝3時(shí)，St3輸出(u(0)-x(0))A2+(u(1)-x(1)A+(u(2)-x(2))等等。因此步St3的最終結(jié)果是一個(gè)矩陣，其等于Σi=0n-1(u(i)-x(i))An-i-l]]>在步S14，這個(gè)矩陣把M2中的矢量d變換為一個(gè)新的矢量[Σi=0n-1(u(i)-x(i))An-i-l].d]]>在步St5，這個(gè)矢量乘以M3中的矢量cT和x(n)，從而獲得標(biāo)量值
x(n)cT.[Σi=0n-1(u(i)-x(i))An-i-l].d]]>在步St6，這個(gè)值被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器M5中，以便構(gòu)成具有n個(gè)元素的矢量h，其在每個(gè)時(shí)刻n增加一個(gè)元素。
在步St7，矩陣A乘以存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器M6中的矩陣。在時(shí)刻n＝1，存儲(chǔ)器M6借助于初始化含有所述矩陣，因此在步St7的結(jié)果是A。這個(gè)結(jié)果被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器M6中。在下一個(gè)時(shí)刻n＝2，步St7將M5中的矩陣A乘以M6中的矩陣A，因此這一步的結(jié)果是A2。最后，在步St7的結(jié)果是An。
在步St8，矩陣An乘以M3中的矢量cT和x(n)，從而獲得矢量x(n).cT.An。
在步St9，所述矢量x(n).cT.An被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器M7中，以便構(gòu)成矩陣G，其一維等于矢量的長(zhǎng)度(例如＝5)，而其它的維等于n。
在步St10，計(jì)算第n個(gè)測(cè)算_’n(0)。這利用M5和M7的內(nèi)容對(duì)n個(gè)不等式關(guān)系G._’n(0)＞h(9)進(jìn)行。其中n越大，則考慮的不等式越多，對(duì)于_’n(0)的解的區(qū)域越窄。但是將保留多個(gè)解?？梢酝ㄟ^(guò)選擇|_’n(0)|＝min！求取∑Δ調(diào)制器的初始積分器狀態(tài)的一種估算。這一步被稱(chēng)為解二次規(guī)劃問(wèn)題，其本身可以從C.L.和Hanson，R.J.的“Solvingleast squares problems”，Prentice Hall，1974得知，該文件被列于此處作為參考。
在步St11，計(jì)算新求出的第n個(gè)估算_’n(0)和先前求得的第n-1個(gè)估算_’n-1(0)之間的差ε＝|_’n-1(0)-_’n(0)|。當(dāng)所述差ε尚不足夠小時(shí)，計(jì)數(shù)器被增加(n＝n+1)，并且所述算法返回步St2。如果所述的差ε足夠小，則所述算法使在步St10求出的矢量_’n(0)乘以在步St7中的輸出An，并把乘得的結(jié)果加到在步St4獲得的結(jié)果上(這些步驟在圖4的流程圖這沒(méi)有示出)。上述的公式(8)表示，這樣操作的結(jié)果是估算_’n(n)，即在時(shí)刻n的積分器狀態(tài)的計(jì)算值。這些積分器狀態(tài)被施加到∑Δ調(diào)制器的各個(gè)低通部分，其使由∑Δ調(diào)制器產(chǎn)生的位流和輸入位流x(n)同步。
圖5表示一種應(yīng)用，其中最好使用圖4所示的算法。這種應(yīng)用是一種用于壓縮和解壓一位位流的系統(tǒng)，為了使在傳輸中的帶寬或在存儲(chǔ)所述位流信號(hào)時(shí)使用的存儲(chǔ)容量最小。
在圖5的壓縮器部分中，輸入的一位位流x(n)被提供給低頻預(yù)測(cè)器P1，其把輸入的一位位流不經(jīng)延遲地轉(zhuǎn)換成低頻數(shù)字信號(hào)u(n)。這個(gè)LF信號(hào)u(n)接著被提供給∑Δ調(diào)制器送到。同步單元SU3接收輸入的位流x(n)和LF信號(hào)u(n)，并對(duì)∑Δ調(diào)制器提供積分器狀態(tài)更新s(n)。這種操作最好利用參照?qǐng)D4所述的算法進(jìn)行，因?yàn)樗龅乃惴ň_，而且速度快。∑Δ調(diào)制器的輸出位流y(n)和輸入位流都被提供給位無(wú)效發(fā)生器B1，其在兩個(gè)位流相等時(shí)產(chǎn)生0，并且當(dāng)x(n)和y(n)不相等時(shí)使x(n)通過(guò)。當(dāng)∑Δ調(diào)制器被正確地同步時(shí)，兩個(gè)位流相等，因而單元B1將產(chǎn)生0位流。因此，在不同步的情況下，單元B1將產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)。
積分器狀態(tài)更新s(n)和誤差信號(hào)b(n)通過(guò)任何傳輸或存儲(chǔ)介質(zhì)被傳遞給擴(kuò)展器部分。可以注意到，為了進(jìn)行所述傳遞，所述兩個(gè)信號(hào)可以用本領(lǐng)域中任何已知的方式被進(jìn)一步壓縮。例如，因?yàn)檎`差信號(hào)b(n)通常具有許多0，所以可以通過(guò)熵編碼使所述信號(hào)被進(jìn)一步壓縮。
在圖5的擴(kuò)展器部分，積分器狀態(tài)更新s(n)被提供給∑Δ調(diào)制器SD3，其輸出位流y(n)連同接收的誤差信號(hào)b(n)一道被提供給位無(wú)效接收器B2。這個(gè)單元產(chǎn)生一個(gè)(可能)等于x(n)的位流，因?yàn)樵趛(n)和x(n)之間沒(méi)有誤差的情況下，其使位流y(n)通過(guò)到達(dá)其輸出端，并且在其它情況下，其通過(guò)b(n)＝x(n)。位流x(n)被提供給預(yù)測(cè)器P2，所述預(yù)測(cè)器P2最好和壓縮器的預(yù)測(cè)器P1相同，并且預(yù)測(cè)器P2的輸出是被提供給∑Δ調(diào)制器SD3的輸入端的低頻信號(hào)u(n)。應(yīng)當(dāng)注意，在圖5的壓縮器部分和擴(kuò)展器部分中，使用了相同的標(biāo)號(hào)x(n)，y(n)，和u(n)，以便清楚地表示相應(yīng)的元件接收相應(yīng)的信號(hào)。當(dāng)然，當(dāng)∑Δ調(diào)制器未被正確同步時(shí)，在壓縮器側(cè)和擴(kuò)展器側(cè)的相應(yīng)的信號(hào)可能不同。
應(yīng)當(dāng)注意到，在壓縮器和擴(kuò)展器之間的主要信號(hào)由積分器狀態(tài)更新s(n)構(gòu)成。所述系統(tǒng)的壓縮速率是尤其有效的，這是因?yàn)樾碌囊唤M積分器狀態(tài)更新不需要在位流的每個(gè)采樣周期被傳遞。這是一種折中的方式較少的s(n)更新引起較多的位無(wú)效b(n)。在另一方面，許多s(n)更新引起“完美”的同步，因而沒(méi)有位無(wú)效。
權(quán)利要求
1.一種用于使包括低通濾波器和在反饋裝置中的量化器的∑Δ調(diào)制器和輸入的一位位流同步的方法，所述方法包括從所述輸入的位流產(chǎn)生校正信號(hào)，以及把所述校正信號(hào)加于所述低通濾波器的至少一個(gè)積分器狀態(tài)的步驟，其特征在于，在把輸入位流(x(n))提供給∑Δ調(diào)制器之前，對(duì)所述輸入位流預(yù)濾波，以及由預(yù)濾波的輸入信號(hào)(u(n))和∑Δ調(diào)制器的輸出位流(y(n))中的至少一個(gè)產(chǎn)生校正信號(hào)(ε，s(n))。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于通過(guò)對(duì)在所述輸入位流(x(n))和預(yù)濾波的輸入信號(hào)(u(n))與在一定位數(shù)內(nèi)的∑Δ調(diào)制器的位流(y(n))之一之間的差進(jìn)行重積分，并輸出在一定位數(shù)內(nèi)的∑Δ調(diào)制器的位流(y(n))，并且用所述一定的位數(shù)除所述重積分的結(jié)果，獲得校正信號(hào)(ε)。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于這樣獲得校正信號(hào)利用一種算法由輸入位流(x(n))和預(yù)濾波的輸入信號(hào)(u(n))計(jì)算校正信號(hào)(ε，s(n))，所述算法適合于∑Δ調(diào)制器的低通濾波器的結(jié)構(gòu)。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，在用于壓縮或擴(kuò)展一位位流信號(hào)的系統(tǒng)中，所述校正信號(hào)(ε，s(n))被從壓縮側(cè)傳遞到擴(kuò)展側(cè)。
5.一種用于實(shí)施前面任何一個(gè)權(quán)利要求所述的方法的裝置，其特征在于∑Δ調(diào)制器(SD)，預(yù)濾波器(F，P)，用于預(yù)濾波輸入位流并將預(yù)濾波的輸入信號(hào)提供給∑Δ調(diào)制器，以及同步單元(SU)，用于通過(guò)對(duì)∑Δ調(diào)制器的至少一個(gè)積分器狀態(tài)施加校正信號(hào)(ε，s(n))，使∑Δ調(diào)制器和輸入位流同步，所述同步單元由輸入位流(x(n))和預(yù)濾波輸入信號(hào)(u(n))與∑Δ調(diào)制器的輸出位流(y(n))中的至少一個(gè)計(jì)算所述校正信號(hào)(ε，s(n))。
全文摘要
本發(fā)明披露了一種用于使具有預(yù)濾波器的∑Δ調(diào)制器和輸入的一位位流位同步的方法和裝置。∑Δ調(diào)制器的一個(gè)或幾個(gè)狀態(tài)被一個(gè)信號(hào)校正，所述信號(hào)從輸入位流和預(yù)濾波的輸入信號(hào)與∑A調(diào)制器的輸出位流中的至少一個(gè)被計(jì)算。
文檔編號(hào)G11B20/10GK1524346SQ01803081
公開(kāi)日2004年8月25日 申請(qǐng)日期2001年7月30日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月11日
發(fā)明者D·里夫曼, D 里夫曼 申請(qǐng)人:皇家菲利浦電子有限公司