專利名稱：伺服系統(tǒng)、包括伺服系統(tǒng)的裝置、∑－△調(diào)制器、和包括∑－△調(diào)制器的集成電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種伺服系統(tǒng)，用于由第一和第二控制信號(hào)生成歸一化數(shù)字激勵(lì)器信號(hào)，所述伺服系統(tǒng)包括∑-Δ調(diào)制器，其用于生成兩個(gè)控制信號(hào)之差與之和之間的商的數(shù)字表示。而且，本發(fā)明涉及包括伺服系統(tǒng)的裝置、∑-Δ調(diào)制器以及包括∑-Δ調(diào)制器的集成電路。
背景技術(shù)：
該伺服系統(tǒng)了解自本申請(qǐng)人的優(yōu)先歐洲專利申請(qǐng)出版物0 501570。伺服系統(tǒng)常常由兩個(gè)控制信號(hào)P和Q之差(P-Q)生成激勵(lì)器信號(hào)。傳感器生成兩個(gè)控制信號(hào)，并且伺服系統(tǒng)的目的在于將激勵(lì)器控制在其中傳感器產(chǎn)生相等控制信號(hào)的位置中。在該位置中，差信號(hào)是0，而其在該位置的一側(cè)是負(fù)的而在該位置的另一側(cè)是正的。然而，在許多伺服系統(tǒng)中，控制信號(hào)的幅度不僅依賴于待修正的誤差，還依賴于其他所需的或不需要的參數(shù)。例如，在光學(xué)記錄中，控制信號(hào)P和Q來(lái)源自由數(shù)個(gè)光電二極管段生成的信號(hào)，并且這些信號(hào)的幅度同激光器的輸出功率和光盤的反射成比例。因此，通過(guò)盤片上的信息調(diào)制信號(hào)。而且，必須補(bǔ)償橫跨盤片表面的盤片反射變化，并且，更重要地，必須補(bǔ)償不同盤片制造商之間的盤片反射變化。這是通過(guò)對(duì)控制信號(hào)進(jìn)行歸一化而實(shí)現(xiàn)的，即，使控制信號(hào)或控制信號(hào)之間之差除以這些控制信號(hào)之和。
歸一化的一般形式由(P-Q)/(P+Q)給出?？刂菩盘?hào)P和Q自身可得自二極管段信號(hào)的不同組合，須依賴于該參數(shù)進(jìn)行控制，例如、聚焦、軌道跟蹤等。差信號(hào)P-Q除以和信號(hào)P+Q的除法是通過(guò)使用所謂的Gilbert單元實(shí)現(xiàn)的。該實(shí)現(xiàn)方案利用了這一事實(shí)，即存在雙極型晶體管的集電極電流和基極-發(fā)射極電壓之間的指數(shù)關(guān)系。然而，目前存在這樣的趨勢(shì)，即，使IC的數(shù)目最小，并且因此將歸一化功能移至CMOS IC(互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體集成電路)中。在這種IC中，MOS晶體管具有漏極電流對(duì)柵源電壓的平方或基本平方的特性，由此可以使用Gilbert拓?fù)?。上文參考的歐洲專利申請(qǐng)出版物示出了一種解決方案，其允許使用MOS晶體管用于使差信號(hào)P-Q除以和信號(hào)P+Q。這里使用了數(shù)字∑-Δ調(diào)制器，其具有跟隨有量化器的低通濾波器，該量化器的輸出反饋到低通濾波器。該解決方案在于，在∑-Δ調(diào)制器的量化器的輸出端和低通濾波器的輸入端之間的反饋路徑中具有數(shù)字乘法器，而數(shù)字和信號(hào)用作用于數(shù)字乘法器的倍增因數(shù)?？梢允境?，通過(guò)該配置，量化器的輸出是數(shù)字信號(hào)，其值基本上等于∑-Δ調(diào)制器的輸入值同反饋乘法器的輸入值的比。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于，使用與前面提及的現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)所使用的相同的原理，但是具有充分縮減的電路元件和/或芯片面積(集成電路面積)。因此，為此目的，本發(fā)明的伺服系統(tǒng)的特征在于，∑-Δ調(diào)制器是模擬∑-Δ調(diào)制器，其具有模擬低通濾波器；量化器，其被配置用于接收模擬低通濾波器的輸出信號(hào)；乘法DA轉(zhuǎn)換器，用于轉(zhuǎn)換量化器的輸出信號(hào)并且使其乘以第一和第二控制信號(hào)之和；以及，用于將第一和第二控制信號(hào)之差以及乘法DA轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)提供給模擬低通濾波器的輸入端的裝置。
在現(xiàn)有領(lǐng)域文獻(xiàn)的伺服系統(tǒng)中，數(shù)字∑-Δ調(diào)制器僅具有一個(gè)功能，即誤差修正信號(hào)的歸一化，而信號(hào)的數(shù)字化是在∑-Δ調(diào)制器之前在多比特AD轉(zhuǎn)換器中執(zhí)行的。與之相反，在本發(fā)明的伺服系統(tǒng)中，模擬控制信號(hào)在同一模擬∑-Δ調(diào)制器中歸一化和數(shù)字化，由此省去了先前的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
模擬∑-Δ調(diào)制器的量化器產(chǎn)生具有特定比特長(zhǎng)度且具有特定采樣率的數(shù)字字。在乘法DA轉(zhuǎn)換器中使用量化器的字。這里，數(shù)字字的每個(gè)比特切換與各個(gè)比特的“有效位”成比例并且與倍增因數(shù)成比例的電流，在該情況中，是第一和第二控制信號(hào)之和。本發(fā)明的伺服系統(tǒng)的進(jìn)一步的特征在于，乘法DA轉(zhuǎn)換器包括1比特量化器；電流源，其提供第一和第二控制信號(hào)之和；以及開關(guān)裝置，其由量化器的輸出信號(hào)控制，用于將所述電流源切換到低通濾波器的輸入端，此時(shí)獲得了非常簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)方案。在該情況中，量化器是簡(jiǎn)單的比較器，其將低通濾波器的輸出同DC參考電平比較。乘法DAC僅是一個(gè)的表示兩個(gè)控制信號(hào)之和(P+Q)的單一電流源，其依賴于比較器的輸出被打開或關(guān)閉。
在本發(fā)明的伺服系統(tǒng)中，兩個(gè)模擬控制信號(hào)之間的差(P-Q)施加到模擬低通濾波器的輸入端。在CMOS中，難于實(shí)現(xiàn)該減法運(yùn)算。為了協(xié)助該運(yùn)算，本發(fā)明的伺服系統(tǒng)的進(jìn)一步的特征在于，模擬低通濾波器是具有第一和第二輸入端的差分模擬低通濾波器，第一和第二控制信號(hào)分別施加到該第一和第二輸入端。優(yōu)選地，提供控制電流ip的電流源連接到差分低通濾波器的其中一個(gè)輸入端，而提供控制電流iq的電流源連接到差分低通濾波器的另一輸入端。
模擬低通濾波器的最有效和最方便的實(shí)現(xiàn)方案是一階差分積分器。然而，使用該類低通濾波器，輸入端處的DC阻抗特別高。當(dāng)該低通濾波器由電流源驅(qū)動(dòng)時(shí)，結(jié)果是這樣的配置，其中輸入端處的DC電平完全是浮動(dòng)的。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該伺服系統(tǒng)的特征在于用于穩(wěn)定差分模擬低通濾波器的輸入端處的共模電壓的共?？刂齐娐?，此時(shí)可以克服該問(wèn)題。
通過(guò)上文所述的配置，由兩個(gè)控制信號(hào)導(dǎo)出和信號(hào)需要小心防止出現(xiàn)DC偏移和增益失配。例如，當(dāng)和信號(hào)中出現(xiàn)DC偏移時(shí)，這將導(dǎo)致歸一化中的誤差，由此由該配置生成的誤差修正信號(hào)變得依賴于相等的控制信號(hào)的幅度變化。而且，在和信號(hào)中可能出現(xiàn)增益失配，其導(dǎo)致了伺服系統(tǒng)的整體環(huán)路增益的改變。本發(fā)明的另一目的在于避免這些問(wèn)題，并且因此，本發(fā)明的伺服系統(tǒng)的進(jìn)一步的特征在于，共?？刂齐娐肥沁\(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)，其在其輸入端接收模擬低通濾波器的兩個(gè)輸入端的平均電壓和參考電壓，并且其輸出構(gòu)成了所述提供第一和第二控制信號(hào)之和的電流源。所述平均電壓可以容易地從例如濾波器的輸入端之間的兩個(gè)串聯(lián)連接的相等電阻的互連中獲得。然后，通過(guò)反饋環(huán)路，OTA的輸出電流等于施加到低通濾波器的輸入端的控制電流之和，由此自動(dòng)地避免了前文所提及的誤差(偏移和增益)。在該∑-Δ調(diào)制器中，和信號(hào)不作為單獨(dú)的輸入信號(hào)施加，而是在∑-Δ調(diào)制器自身中自動(dòng)生成的。
在由差分積分器實(shí)現(xiàn)模擬低通濾波器時(shí)，可能出現(xiàn)這樣的問(wèn)題，即，即使在濾波器的輸入端處使用共?？刂齐娐罚B接到量化器的輸入端的該濾波器的輸出端仍是浮動(dòng)的，由此量化器的運(yùn)算變得不可預(yù)知。為了避免該問(wèn)題，優(yōu)選地，根據(jù)本發(fā)明的伺服系統(tǒng)的特征在于，模擬低通濾波器包括第一和第二單端積分器，用于分別對(duì)第一和第二控制信號(hào)積分；和運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)，其在其輸入端接收模擬低通濾波器的兩個(gè)輸出端的平均電壓和參考電壓，并且其輸出構(gòu)成了所述提供第一和第二控制信號(hào)之和的電流源。再一次地，在該情況中，所述平均電壓可以得自于濾波器的輸出端之間的兩個(gè)串聯(lián)連接的相等電阻的互連。


本發(fā)明將通過(guò)參考附圖進(jìn)行描述。此處示出了圖1是根據(jù)本發(fā)明的伺服系統(tǒng)，圖2是根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器的第一實(shí)施例，圖3是根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器的第二實(shí)施例，圖4是根據(jù)本發(fā)明的∑-Δ調(diào)制器的第三實(shí)施例。
具體實(shí)施例方式
圖1示出了用于在光盤上進(jìn)行光學(xué)記錄和/或由光盤進(jìn)行再現(xiàn)的裝置中使用的伺服系統(tǒng)?？騌示意性地示出了該裝置的光學(xué)系統(tǒng)。該光學(xué)系統(tǒng)的細(xì)節(jié)可以在例如本申請(qǐng)人的歐洲專利申請(qǐng)出版0501570的圖9或者Ken C.Pohlmann的“The Compact Disk Handbook”，ISBN 0-89579-300-8的第4章中找到。這兩個(gè)出版物在此處并入作為參考。
光學(xué)系統(tǒng)R通常包括至少一個(gè)光電二極管，其接收由光盤反射的光束，并且作為用于伺服系統(tǒng)的傳感器進(jìn)行工作。在圖1的系統(tǒng)中，使用了一個(gè)發(fā)送到盤片(未示出)的光束，并且該反射光束由四段光電二極管Z感測(cè)。二極管Z的四個(gè)段標(biāo)識(shí)為a、b、c和d，并且它們分別生成信號(hào)A、B、C和D。由于由光電二極管段接收的光量依賴于光束在盤片上的聚焦，并且依賴于沿盤片軌道的光束的循軌，因此由光電二極管生成的信號(hào)可用于控制聚焦和循軌。
加法器S1根據(jù)公式P＝A+D由段信號(hào)生成控制信號(hào)P，且加法器S2根據(jù)公式Q＝B+C生成控制信號(hào)Q。根據(jù)公知為“象散聚焦誤差信號(hào)生成”的方法，例如如此構(gòu)成的控制信號(hào)P和Q，差信號(hào)P-Q可用于控制激光束在光盤上的聚焦。然而，如本說(shuō)明書的引言部分中解釋的，首要的是，誤差修正信號(hào)被歸一化以應(yīng)對(duì)控制信號(hào)P和Q的不期望的變化。因此，差信號(hào)P-Q必須除以和信號(hào)P+Q以獲得歸一化的誤差修正信號(hào)(P-Q)/(P+Q)，用于修正激光束的聚焦。
應(yīng)當(dāng)注意，假設(shè)控制信號(hào)P和Q據(jù)此由段信號(hào)A、B、C和D構(gòu)成，則同一表達(dá)式(P-Q)/(P+Q)表示用于光學(xué)系統(tǒng)的其他參數(shù)的適用的且適當(dāng)歸一化的誤差修正信號(hào)。例如，當(dāng)P＝A+B且Q＝C+D時(shí)，根據(jù)公知的“推挽跟蹤(push pull following)”的方法，歸一化誤差修正信號(hào)(P-Q)/(P+Q)適用于引導(dǎo)激光束沿光盤的軌道。
在圖1的配置中，差信號(hào)P-Q是在減法器S3中得到的，而和信號(hào)是在加法器S4中得到的。來(lái)自減法器S3的差信號(hào)P-Q作為輸入信號(hào)施加到模擬∑-Δ調(diào)制器M。該模擬∑-Δ調(diào)制器包括減法器S5；模擬低通濾波器(環(huán)路濾波器)F，用于對(duì)減法器S5的輸出進(jìn)行低通濾波；1比特量化器(比較器)E，用于將環(huán)路濾波器F的輸出同參考電壓進(jìn)行比較，并且用于在環(huán)路濾波器的輸出高于參考電壓時(shí)傳遞例如“1”，并且在該輸出低于參考電壓時(shí)傳遞“0”；以及，乘法AD轉(zhuǎn)換器，其使比較器E的輸出脈沖同加法器S4之和信號(hào)P+Q相乘。從減法器S5中的差信號(hào)P-Q中減去該乘法的結(jié)果。在工作中當(dāng)環(huán)路濾波器F和比較器E的低頻放大率足夠高時(shí)，∑-Δ調(diào)制器的反饋環(huán)路使得環(huán)路濾波器的輸入端處的低頻成分近似為零。這意味著，減法器的兩個(gè)輸入基本是相等的，直至考慮到它們的低頻成分。因此，與AD轉(zhuǎn)換器W的增益因數(shù)(P+Q)相乘的比較器的輸出等于輸入信號(hào)(P-Q)，或者該輸出信號(hào)等于輸入信號(hào)(P-Q)除以和信號(hào)(P+Q)。模擬∑-Δ調(diào)制器的輸出端0處的結(jié)果是1比特的數(shù)字信號(hào)，其低頻成分等于(P-Q)/(P+Q)，其最終可以直接地或者通過(guò)適當(dāng)?shù)哪M低通濾波器L施加到光學(xué)系統(tǒng)R中的激勵(lì)器Ac，用于執(zhí)行所需的修正。作為使用∑-Δ調(diào)制器的輸出來(lái)直接驅(qū)動(dòng)激勵(lì)器Ac的替換，該輸出可以施加到抽選濾波器(未示出)，用于將誤差修正信號(hào)變換為多比特?cái)?shù)字信號(hào)，其允許應(yīng)用不同的數(shù)字信號(hào)處理功能，諸如靈活的濾波和安全措施。該數(shù)字誤差修正信號(hào)隨后被轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)，用于施加到激勵(lì)器。
圖2示出了具有集成于其中的P-Q減法器S3的∑-Δ調(diào)制器M的實(shí)現(xiàn)方案。由于電流可以容易地通過(guò)將源連接在一起而相加，因此圖1的控制信號(hào)P和Q以及和信號(hào)P+Q以來(lái)自電流源的電流ip、iq和ip+q的電流的形式施加。由于在CMOS中難于進(jìn)行減法，因此環(huán)路濾波器F和比較器E具有差分的性質(zhì)?，F(xiàn)在，通過(guò)簡(jiǎn)單地將待減的電流連接到環(huán)路濾波器的另一輸入端，可以實(shí)現(xiàn)減法。因此，電流源ip連接到環(huán)路濾波器的其中一個(gè)輸入端，而電流源iq連接到另一輸入端。量化器(比較器)E由來(lái)自時(shí)鐘脈沖發(fā)生器C1的脈沖來(lái)進(jìn)行鐘控，其確保了量化以固定的間隔進(jìn)行。乘法AD轉(zhuǎn)換器包括簡(jiǎn)單的差分開關(guān)，其包括兩個(gè)PMOS晶體管W1和W2，其源電極一起連接到電流源ip+q，并且其柵電極連接到比較器E的差分輸出。PMOS晶體管W1和W2的漏電極連接到環(huán)路濾波器F的輸入端?？梢杂^察到，在該實(shí)現(xiàn)方案中，兩個(gè)濾波器輸入端用作圖1的減法器S3和減法器S5。在圖2中示出了一階低通濾波器，但是該濾波器可以是更高階的，其將增加該配置的模數(shù)轉(zhuǎn)換的分辨率。
在圖2中，環(huán)路濾波器是差分積分器。其輸入端完全是浮置的，由此電流ip、iq和ip+q中的微小偏移將導(dǎo)致輸入共模電壓的漂移。為了防止該問(wèn)題，圖2的∑-Δ調(diào)制器包括共?？刂齐娐稢m。該電路包含三個(gè)NMOS共源共柵(cascode)T1-T4、T2-T5和T3-T6。每個(gè)上部晶體管具有連接到各自漏電極的DC電流源I1、I2和I3，而每個(gè)上部晶體管的源電極連接到相應(yīng)的下部晶體管的漏電極，并且T5和T6的漏電極互連。三個(gè)上部晶體管的柵電極連接到晶體管T1的漏電極。晶體管T4的柵電極連接到參考電壓，晶體管T5的柵電極連接到晶體管T2的漏電極，并連接到環(huán)路濾波器的其中一個(gè)輸入端，并且晶體管T6的柵電極連接到晶體管T3的漏電極，并連接到環(huán)路濾波器的另一輸入端。電流源I1、I2和I3的電流優(yōu)選地是相等的。這對(duì)于三個(gè)上部晶體管以及三個(gè)下晶體管也是相同的。三個(gè)下部晶體管具有低的漏極電壓，使得它們工作于它們的線性范圍。因此，它們用作用于上部晶體管的受控源電阻器。當(dāng)兩個(gè)濾波器輸入端處的電壓相等地增加時(shí)，晶體管T5和T6相比于T4將呈現(xiàn)出較低的電阻。較高的電流將流過(guò)T2和T3，并且這將恢復(fù)標(biāo)稱的情況。因此，共模控制電路對(duì)于濾波器輸入端處的共模電壓變化呈現(xiàn)出低阻抗。這些端處的差分電壓將增加晶體管T5、T6其中一個(gè)中的電流，但是使另一晶體管中的電流相等地下降，由此共?？刂齐娐烦尸F(xiàn)出對(duì)于差分電壓的高阻抗。
在圖1中，加法器S4被配置為由兩個(gè)控制信號(hào)P和Q來(lái)產(chǎn)生和信號(hào)P+Q。相似地，在圖2中，電流ip+q必須由兩個(gè)控制電流ip和iq構(gòu)成。該運(yùn)算可能導(dǎo)致誤差，諸如DC偏移或增益失配，其結(jié)果是將干擾歸一化，或者將影響伺服系統(tǒng)的環(huán)路增益。在圖3的實(shí)現(xiàn)方案中，其中對(duì)應(yīng)于圖2元件的元件具有相同的參考標(biāo)記，可以執(zhí)行控制電流ip和iq的加法獲得ip+q而基本不會(huì)出現(xiàn)誤差，而且，可以省去圖2的共模控制電路Cm。為此目的，圖3的配置包括運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)，其具有兩個(gè)PMOS晶體管T7、T8的差分放大器；公共電流源I4，其向兩個(gè)晶體管的源電極傳遞電流；以及兩個(gè)NMOS晶體管T9、T10的電流鏡，用于鏡像PMOS晶體管T7的漏極電流。而且，兩個(gè)相等的電阻器R1和R2串聯(lián)連接在差分環(huán)路濾波器F的輸入端，并且這些電阻器的連接點(diǎn)連接到T8的柵電極，而T7的柵電極連接到參考電壓Vr。晶體管T8和T10的互連的漏電極構(gòu)成了OTA的輸出，并且該輸出連接到差分開關(guān)晶體管W1和W2的兩個(gè)源電極。在工作中由于電阻器R1和R2是相等的，因此這些電阻器的互連具有兩個(gè)濾波器輸入端的共模電壓。通過(guò)電流鏡晶體管T9、T10和差分開關(guān)晶體管W1、W2的OTA的反饋環(huán)路將該互連維持在晶體管T7的柵電極的參考電壓Vr。因此，該OTA防止了濾波器輸入端處的浮動(dòng)的共模電壓，并且因此圖2的單元Cm變得是多余的。而且假設(shè)電阻器R1和R2足夠相等并且具有足夠高的值，則由OTA提供給差分開關(guān)晶體管W1和W2的互連的源電極的電流等于兩個(gè)控制電流ip和iq之和。這樣，避免了生成和電流ip+q時(shí)的任何偏移和增益失配誤差。
在開關(guān)W1和W2中可能出現(xiàn)來(lái)自比較器的開關(guān)信號(hào)的電容性饋通。所導(dǎo)致的電荷在濾波器F的輸入處的注入導(dǎo)致了不準(zhǔn)確的歸一化，特別是對(duì)于小的輸入電流ip和iq。通過(guò)虛設(shè)晶體管(電容器)可以克服該問(wèn)題，該虛設(shè)晶體管在每個(gè)晶體管W1、W2的柵電極和其他這些晶體管的漏電極之間同短接的漏極和源極連接。在圖2和4的配置中可以采用相同的措施。
當(dāng)差分環(huán)路濾波器F是積分器時(shí)，其輸出端對(duì)于DC而言是通過(guò)反饋電容器完全與輸入端隔開的。而且，在鐘控比較器E未將其輸入端處的共模電壓鉗位時(shí)，該電壓完全是浮動(dòng)的。因此，需要額外的用于控制環(huán)路濾波器的輸出的共模環(huán)路。但是，可以以圖4所示的方式解決該問(wèn)題。在該圖中，對(duì)應(yīng)于圖3的電路元件的電路元件具有相同的參考數(shù)字。
圖3的差分積分器F現(xiàn)由兩個(gè)單端積分器G1和G2替換，每個(gè)均分別包括運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)O1和O2以及在OTA的輸出端和倒相輸入端之間的積分電容器。這些倒相輸入端還連接到控制電流源ip和iq，而兩個(gè)OTA的非倒相輸入端連接到參考電壓Vr1。第三運(yùn)算跨導(dǎo)放大器O3具有連接到兩個(gè)相等電阻器R3和R4的互連的其非倒相輸入端，這兩個(gè)電阻器在兩個(gè)OTA O1和O2的輸出端之間串聯(lián)耦合。O3的倒相輸入端接收參考電壓Vr2，并且該OTA的輸出將電流ip+q輸送到差分開關(guān)晶體管W1和W2的源電極。通過(guò)O1、O2、電阻器R1、R2、OTA O3和差分開關(guān)W1、W2的單獨(dú)的環(huán)路將O1和O2的輸入端的共模電壓保持在參考電勢(shì)Vr1，并且將O1和O2的輸出端的共模電壓保持在參考電勢(shì)Vr2。電阻器R3和R4可以通過(guò)緩沖級(jí)(未示出)連接到OTA O1和O2的輸出端，以防止必須使用過(guò)高值的電阻器。對(duì)于圖3中的電阻器R1和R2連接到差分濾波器F的輸入端，可以采用相同的措施。
權(quán)利要求
1.一種伺服系統(tǒng)，用于由第一和控制信號(hào)(P)以及第二控制信號(hào)(Q)生成歸一化的數(shù)字激勵(lì)器信號(hào)，所述伺服系統(tǒng)包括∑-Δ調(diào)制器，用于生成兩個(gè)控制信號(hào)之差(P-Q)與之和(P+Q)之間的商(P-Q)/(P+Q)的數(shù)字表示，其特征在于，∑-Δ調(diào)制器是模擬∑-Δ調(diào)制器(M)，其具有模擬低通濾波器(F)；量化器(E)，其被配置用于接收模擬低通濾波器的輸出信號(hào)；乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)，用于轉(zhuǎn)換量化器的輸出信號(hào)并且使其乘以第一和第二控制信號(hào)之和(P+Q)；以及用于將第一和第二控制信號(hào)之差(P-Q)以及乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)的輸出信號(hào)提供給模擬低通濾波器(F)的輸入的裝置。
2.權(quán)利要求1的伺服系統(tǒng)，其特征在于1比特量化器(E)，并且其中乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)包括電流源(ip+q)，用于提供第一和第二控制信號(hào)之和；以及由量化器的輸出信號(hào)控制的開關(guān)裝置(W1、W2)，用于將所述電流源切換到低通濾波器(F)的輸入。
3.權(quán)利要求2的伺服系統(tǒng)，其特征在于，模擬低通濾波器(F)是具有第一和第二輸入端的差分模擬低通濾波器，將第一和第二控制信號(hào)(ip、iq)分別施加到所述第一和第二輸入端。
4.權(quán)利要求3的伺服系統(tǒng)，其特征在于共?？刂齐娐?Cm)，用于穩(wěn)定差分模擬低通濾波器(F)的輸入處的共模電壓。
5.權(quán)利要求4的伺服系統(tǒng)，其特征在于，共?？刂齐娐肥沁\(yùn)算跨導(dǎo)放大器(T7...T10)，其具有用于接收模擬低通濾波器的兩個(gè)輸入端的平均電壓和參考電壓(VR)的輸入端，并且其輸出構(gòu)成了用于提供第一和第二控制信號(hào)之和的所述電流源(ip+q)。
6.權(quán)利要求2的伺服系統(tǒng)，其特征在于，模擬低通濾波器包括第一和第二單端積分器(G1、G2)，用于分別對(duì)第一和第二控制信號(hào)積分；和運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(O3)，其具有用于接收模擬低通濾波器(G1、G2)的兩個(gè)輸出端的平均電壓和參考電壓(VR2)的輸入端，并且其輸出構(gòu)成了用于提供第一和第二控制信號(hào)之和的所述電流源(ip+q)。
7.一種包括伺服系統(tǒng)的裝置，其特征在于，該伺服系統(tǒng)是權(quán)利要求1～6的任一權(quán)利要求所述的伺服系統(tǒng)。
8.一種∑-Δ調(diào)制器，用于生成第一控制信號(hào)(P)和第二控制信號(hào)(Q)之差(P-Q)與之和(P+Q)之間的商(P-Q)/(P+Q)的數(shù)字表示，其特征在于，∑-Δ調(diào)制器是模擬∑-Δ調(diào)制器(M)，其具有模擬低通濾波器(F)；量化器(E)，其接收模擬低通濾波器的輸出信號(hào)；乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)，用于轉(zhuǎn)換量化器的輸出信號(hào)并且使其乘以第一和第二控制信號(hào)之和(P+Q)；以及用于將第一和第二控制信號(hào)之差(P-Q)以及乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)的輸出提供給模擬低通濾波器(F)的輸入的裝置。
9.權(quán)利要求8的∑-Δ調(diào)制器，其特征在于，量化器(E)是1比特量化器(E)，并且其中乘法DA轉(zhuǎn)換器(W)包括電流源(ip+q)，用于提供第一和第二控制信號(hào)之和；以及由量化器的輸出信號(hào)控制的開關(guān)裝置(W1、W2)，用于將所述電流源切換到低通濾波器(F)的輸入。
10.權(quán)利要求9的∑-Δ調(diào)制器，其特征在于，模擬低通濾波器(F)是具有第一和第二輸入端的差分模擬低通濾波器，第一和第二控制信號(hào)(ip、iq)分別施加到所述第一和第二輸入端。
11.權(quán)利要求10的∑-Δ調(diào)制器，其特征在于共?？刂齐娐?Cm)，用于穩(wěn)定差分模擬低通濾波器(F)的輸入處的共模電壓。
12.權(quán)利要求11的∑-Δ調(diào)制器，其特征在于，共?？刂齐娐肥沁\(yùn)算跨導(dǎo)放大器(T7...T10)，其具有用于接收模擬低通濾波器的第一和第二輸入端處提供的平均電壓和參考電壓(VR)的輸入端，并且其輸出構(gòu)成了用于提供第一和第二控制信號(hào)之和的所述電流源(ip+q)。
13.權(quán)利要求9的∑-Δ調(diào)制器，其特征在于，模擬低通濾波器包括第一和第二單端積分器(G1、G2)，用于分別對(duì)第一和第二控制信號(hào)積分；和運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(O3)，其具有用于接收模擬低通濾波器(G1、G2)的兩個(gè)輸出端的平均電壓和參考電壓(VR2)的輸入端，并且其輸出構(gòu)成了用于提供第一和第二控制信號(hào)之和的所述電流源(ip+q)。
14.一種包括如權(quán)利要求8～13的任一權(quán)利要求所述的∑-Δ調(diào)制器的集成電路。
全文摘要
一種伺服系統(tǒng)，其包括模擬∑－Δ調(diào)制器，用于由第一和第二模擬控制信號(hào)生成歸一化數(shù)字誤差修正信號(hào)。該模擬∑－Δ調(diào)制器包括模擬低通濾波器；量化器，其分送數(shù)字誤差修正信號(hào)；和，乘法DA轉(zhuǎn)換器，其位于量化器的輸出端和低通濾波器的輸入端之間的反饋配置中，用于使反饋信號(hào)同模擬控制信號(hào)之和相乘。
文檔編號(hào)G11B7/09GK1748220SQ200480003587
公開日2006年3月15日 申請(qǐng)日期2004年2月6日 優(yōu)先權(quán)日2003年2月6日
發(fā)明者A·H·J·伊明克, J·A·T·M·范登霍伯特, A·斯特克 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司