專利名稱：并行信道通信系統(tǒng)中的定時(shí)恢復(fù)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及并行通信信道，尤其涉及但不限于具有多個(gè)讀信道的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)設(shè)備。
背景技術(shù)：
在像盤片驅(qū)動(dòng)器這種數(shù)據(jù)存儲(chǔ)設(shè)備中，數(shù)據(jù)是通過讀操作從盤片中讀取的，該讀操作包括盤片相對(duì)于讀取頭移動(dòng)的機(jī)械掃描運(yùn)動(dòng)。在寫入期間，所讀取的數(shù)據(jù)最初是與機(jī)械運(yùn)動(dòng)同步的，并且隨著計(jì)算機(jī)對(duì)該數(shù)據(jù)進(jìn)行讀處理，該數(shù)據(jù)需要被再同步。這種再同步的處理過程是由定時(shí)恢復(fù)電路來實(shí)現(xiàn)的。
在一些盤片驅(qū)動(dòng)器中，有一個(gè)多讀取頭的陣列，它們?cè)诙鄠€(gè)讀信道上同時(shí)讀取數(shù)據(jù)(即，并行)。各讀信道都包括定時(shí)恢復(fù)電路。隨著在更新、更大的盤片驅(qū)動(dòng)器中并行信道數(shù)目的增大，信噪比(SNR)在下降，并且多個(gè)定時(shí)恢復(fù)電路消耗盤片驅(qū)動(dòng)器中越來越多的電功率量和電路資源。此外，一個(gè)或多個(gè)定時(shí)恢復(fù)電路可能因SNR的下降而根本無法得到同步。
盤片驅(qū)動(dòng)器的讀/寫信道只是并行數(shù)據(jù)信道數(shù)目越來越多的通信信道的一般性問題的一個(gè)示例，這些通信信道需要定時(shí)恢復(fù)，但它們會(huì)消耗額外的電功率和計(jì)算資源以便在通信信道的接收部分中執(zhí)行定時(shí)恢復(fù)功能。
需要一種方法和裝置，用于在包括多個(gè)并行信道的通信信道中提供定時(shí)恢復(fù)，而在執(zhí)行定時(shí)恢復(fù)的過程中并不消耗額外的電功率和電路資源。本發(fā)明的實(shí)施例提供了對(duì)這些及其它問題的解決方案，并提供優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的其它優(yōu)點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所揭示的是并行信道定時(shí)恢復(fù)電路。并行定時(shí)恢復(fù)電路包括多個(gè)前置濾波器，用于接收并行信道輸出并提供前置濾波器輸出。多個(gè)取樣濾波器接收該前置濾波器輸出并提供多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本。自定時(shí)電路具有多個(gè)輸入，用于接收多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本。自定時(shí)電路將取樣控制輸出提供給取樣濾波器。取樣控制輸出是基于多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的。各取樣濾波器基于取樣控制輸出和前置濾波器輸出來產(chǎn)生離散時(shí)間信號(hào)樣本。
在一個(gè)較佳的實(shí)施例中，并行信道輸出包括數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)中的并行讀信道輸出，并且自定時(shí)電路恢復(fù)在數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)中寫入和讀取過程中的定時(shí)損失。在另一個(gè)較佳的實(shí)施例中，多個(gè)取樣濾波器包括取樣開關(guān)。在又一個(gè)較佳的實(shí)施例中，自定時(shí)電路包括多個(gè)單信道定時(shí)誤差檢測(cè)器，這些檢測(cè)器的輸出在多輸入單輸出(MISO)電路中復(fù)合起來。
在閱讀下面的詳細(xì)說明和附圖后，會(huì)清楚的看到本發(fā)明的實(shí)施例的其它特征和優(yōu)點(diǎn)。


圖1是盤片驅(qū)動(dòng)器的等角投影圖。
圖2示出了數(shù)據(jù)信道中電感定時(shí)恢復(fù)的方框圖。
圖3示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第一實(shí)施例的方框圖，該電路包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。
圖4示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第二實(shí)施例的方框圖，該電路包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。
圖5示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第三實(shí)施例的方框圖，該電路包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。
圖6示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第四實(shí)施例的方框圖，該電路包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。
圖7示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第五實(shí)施例的方框圖，該電路包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。
圖8示出了在用于圖7所示定時(shí)恢復(fù)電路的在獲取模式和跟蹤階段期間定時(shí)(階段)誤差與時(shí)間的函數(shù)關(guān)系。
具體實(shí)施例方式
在下面要描述的實(shí)施例中，并行信道定時(shí)恢復(fù)電路使輸入的并行(同時(shí)的)數(shù)據(jù)流再同步。輸入的并行數(shù)據(jù)流經(jīng)前置濾波器濾波并被取樣以便提供樣本輸出。取樣是受取樣控制輸出控制的，而取樣控制輸出是基于被取樣的輸出的復(fù)合的，這些被取樣的輸出是在聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器中被復(fù)合起來的。并行定時(shí)恢復(fù)電路可以與從數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)中讀取的數(shù)據(jù)的多個(gè)并行信道一起使用，該數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)具有并行的讀取頭陣列(比如盤片驅(qū)動(dòng)器)。并行定時(shí)恢復(fù)電路也可以與其它通信信道一起使用。
并行數(shù)據(jù)信道中的定時(shí)恢復(fù)包括按符號(hào)率來恢復(fù)讀時(shí)鐘，該讀時(shí)鐘被鎖相到輸入的回讀信號(hào)中。在記錄信道中，定時(shí)是從輸入的信號(hào)本身中恢復(fù)的，這被稱為自定時(shí)。自定時(shí)的性能嚴(yán)格取決于數(shù)據(jù)信號(hào)中所呈現(xiàn)的定時(shí)信息的量。隨著記錄密度的增大，信噪比(SNR)不斷下降，這反映了定時(shí)信息的量減少了。同時(shí)，下降的SNR需要更為精確的定時(shí)恢復(fù)，這使定時(shí)恢復(fù)變?yōu)橐豁?xiàng)更難的任務(wù)。
已知有多種定時(shí)恢復(fù)方法。一些示例包括最大似然性定時(shí)恢復(fù)、基于閾值交叉的定時(shí)恢復(fù)以及最小均方誤差(MMSE)定時(shí)恢復(fù)。所有這些方法都與接收到的信號(hào)的定時(shí)恢復(fù)有關(guān)。在一些存儲(chǔ)設(shè)備中，特別是探頭存儲(chǔ)設(shè)備中，有多個(gè)讀取頭同時(shí)從存儲(chǔ)介質(zhì)中讀取信號(hào)。盡管在理論上有可能將任何現(xiàn)存的定時(shí)恢復(fù)算法單獨(dú)地應(yīng)用于各讀取頭，但當(dāng)考慮到有可能上百個(gè)讀取頭同時(shí)從介質(zhì)中讀取信號(hào)時(shí)，其復(fù)雜性則是令人望而卻步的。此外，這種方案的性能并不理想，因?yàn)樗鼪]有利用含有相似的定時(shí)信息的多個(gè)回讀信號(hào)。這些問題在下面描述的實(shí)施例中得以解決。
圖1是可將本發(fā)明的實(shí)施例用于其中的盤片驅(qū)動(dòng)器100的等角投影圖。盤片驅(qū)動(dòng)器100包括帶有基底102的外殼以及頂蓋(未示出)。盤片驅(qū)動(dòng)器100還包括盤片組件106，用盤片夾具108將盤片組件安放在主軸馬達(dá)(未示出)上。盤片組件106包括多個(gè)單獨(dú)的盤片，安裝這些盤片以便于按箭頭107所示方向繞中心軸109一起旋轉(zhuǎn)。各盤片表面具有相關(guān)聯(lián)的盤片頭滑動(dòng)塊110，該滑動(dòng)塊110安裝在盤片驅(qū)動(dòng)器100上便于同時(shí)與盤片表面進(jìn)行通信。在圖1所示的示例中，滑動(dòng)塊110是由懸臂112支撐的，懸臂112轉(zhuǎn)而連接到制動(dòng)器116的跟蹤存取臂114。圖1所示的制動(dòng)器的類型是旋遷移動(dòng)線圈制動(dòng)器，并包括在118處示出的音圈馬達(dá)(VCM)。音圈馬達(dá)118使制動(dòng)器116與其附帶的頭110一起繞樞軸120旋轉(zhuǎn)，以便沿從盤片內(nèi)直徑124到盤片外直徑126的弓形路徑122將多個(gè)頭110定位在想要的數(shù)據(jù)軌道上。音圈馬達(dá)118是由伺服電子元件130基于多個(gè)頭110和主機(jī)(未示出)所產(chǎn)生的信號(hào)來驅(qū)動(dòng)的。
圖2示出了用于單信道的電感定時(shí)恢復(fù)方案的一般體系結(jié)構(gòu)200。在1980年的IEEE Trans.Comm.的COM-28卷第8期第1107-1121頁作者為L(zhǎng).E.Franks的“Carrier and Bit Synchronization in Data Communication-A Tutorial Review”文章中揭示過這種定時(shí)恢復(fù)方案。體系結(jié)構(gòu)200包括定時(shí)誤差檢測(cè)器(TED)202、閉環(huán)低通濾波器(LF)204以及電壓受控振蕩器(VCO)206。定時(shí)算法用在兩個(gè)連續(xù)的模式或階段中獲取階段和跟蹤階段。
在獲取階段中，讀輸出y(t)208提供預(yù)定的已知的數(shù)據(jù)模式，比如在各用戶數(shù)據(jù)塊之前的數(shù)據(jù)前同步碼。既然提前知道了在獲取階段中數(shù)據(jù)模式中的數(shù)據(jù)的模式，那么定時(shí)誤差檢測(cè)器202可以非?？煽壳揖_地鎖定到已知數(shù)據(jù)模式的相位上，即便在讀輸出y(t)208中有噪聲存在。在獲取階段期間，VCO 206可以可靠地被鎖定，所以檢測(cè)器210可以使用被取樣的信號(hào)來做出可靠的判決。在獲取階段之后，對(duì)于TED 202而言被傳輸(或被記錄的)比特不再是預(yù)先已知的了，并且定時(shí)電路進(jìn)入跟蹤階段，此處使用信道檢測(cè)器判決212來替代來自取樣開關(guān)216的離散時(shí)間信號(hào)樣本214。前置濾波器218限制被應(yīng)用于取樣開關(guān)216的讀輸出數(shù)據(jù)的帶寬，以濾掉頻帶外的噪聲或防止偽信號(hào)。
根據(jù)所選的算法，定時(shí)誤差檢測(cè)器(TED)202在給定的比特周期k處通過使用電流比特輸入(k)、電流信號(hào)樣本r(k)以及它們的歷史數(shù)值來計(jì)算定時(shí)誤差。然后，由閉環(huán)低通濾波器(LF)204來濾波經(jīng)計(jì)算的定時(shí)誤差估值Δ(k)，以便獲取到電壓受控振蕩器(VCO)206的輸入值，該輸入值轉(zhuǎn)而控制VCO輸出220的取樣相位，以便用于下一個(gè)信號(hào)樣本。
當(dāng)回讀信號(hào)包括來自多個(gè)讀取頭的并行波形時(shí)，在實(shí)現(xiàn)定時(shí)恢復(fù)的過程中有許多選擇。最直接的方式將是像圖2那樣將獨(dú)立的定時(shí)恢復(fù)電路應(yīng)用于各單獨(dú)的讀取頭及其相關(guān)聯(lián)的信道。不過，與該方法相關(guān)聯(lián)的復(fù)雜性和成本是非常高的或是令人望而生畏的，特別是在某些系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中當(dāng)重復(fù)度到達(dá)數(shù)十或數(shù)百甚至數(shù)千的量級(jí)時(shí)。另一種不同的方法將是實(shí)現(xiàn)一個(gè)定時(shí)電路，用于對(duì)來自單個(gè)讀取頭(比方說r1(t))的回讀信號(hào)進(jìn)行操作。然后，經(jīng)計(jì)算過的取樣相位(在VCO之后)被用來對(duì)所有的輸入信號(hào)ri(t)，i＝1，...，M進(jìn)行取樣。這種方法將減小復(fù)雜性和成本，不過，性能并不理想，因?yàn)樗?jiǎn)單地忽略了在余下的輸入信號(hào)r2(t)，...，rM(t)中所傳遞的定時(shí)信息。
在圖3-7所示的實(shí)施例中，除非另外說明，都有M個(gè)讀取頭同時(shí)訪問存儲(chǔ)介質(zhì)以便并行地讀取數(shù)據(jù)信號(hào)。從這些并行頭中取樣的多個(gè)信號(hào)分別由r1(t)，r2(t)，...，rM(t)來表示。多個(gè)被取樣的信號(hào)是由它們各自的取樣濾波器來取樣的。多個(gè)取樣濾波器被鎖定到復(fù)合取樣控制輸出的相位中，該復(fù)合取樣控制輸出的相位是從普通的鎖相閉環(huán)(PLL)中得到的，并被耦合到各取樣濾波器。在下文中描述了各種類型的取樣濾波器和各種通過使用普通的PLL從多個(gè)回讀波形ri(t)，i＝1，...，M中產(chǎn)生取樣相位的方法。
圖3示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第一實(shí)施例300的方框圖，該電路300包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(k)，r2(k)，r3(k)...rM(k)的復(fù)合304的取樣控制輸出302。定時(shí)恢復(fù)電路300接收來自并行讀取頭或其它并行數(shù)據(jù)信道的多個(gè)同時(shí)的數(shù)據(jù)信道y1(t)，y2(t)，y3(t)...yM(t)。
在定時(shí)恢復(fù)電路300中有M個(gè)前置濾波器306，308，310...312。前置濾波器306，308，310...312分別接收數(shù)據(jù)信道y1(t)，y2(t)，y3(t)...yM(t)之一，并提供相應(yīng)的前置濾波器輸出r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)。前置濾波器306，308，310...312較佳地是帶通濾波器，其通帶對(duì)應(yīng)于預(yù)計(jì)在數(shù)據(jù)信道y1(t)，y2(t)，y3(t)...yM(t)處的數(shù)據(jù)的帶寬。前置濾波器306，308，310...312將噪聲濾除。前置濾波器306，308，310...312也可以限制前置濾波器輸出r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)的帶寬，以便減少用來接收前置濾波器輸出r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)的取樣濾波器314，316，318，320中的偽信號(hào)。
多個(gè)取樣濾波器314，316，318，320中的每一個(gè)接收用來控制取樣的取樣控制輸出302。取樣濾波器314，316，318，320中的每一個(gè)提供離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)。多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)中的每一個(gè)都耦合到自定時(shí)電路322中。離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)每個(gè)都與取樣控制輸出302同步。
自定時(shí)電路322具有多個(gè)輸入324，326，328，330，用于接收多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)。自定時(shí)電路322將取樣控制輸出302提供給取樣濾波器314，316，318，320，使得各取樣濾波器314，316，318，320基于多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)的復(fù)合來產(chǎn)生離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)。
自定時(shí)電路322較佳地在獲取時(shí)間間隔期間傳感離散時(shí)間信號(hào)樣本r1(t)，r2(t)，r3(t)...rM(t)，并在跟蹤時(shí)間間隔期間提供取樣控制輸出302。在下文中將結(jié)合圖8更為詳細(xì)地描述獲取與跟蹤時(shí)間間隔。
聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器電路340估計(jì)數(shù)據(jù)比特i(k)和普通的定時(shí)誤差估值Δ(k)304。普通的定時(shí)誤差估值304在低通濾波器342中經(jīng)歷低通濾波，以估計(jì)被更新的定時(shí)信息。普通的定時(shí)誤差估值304是由聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器電路340產(chǎn)生的，其輸入ri(k)與來自并行信道的波形樣本同步(被取樣)。定時(shí)更新344是通過將定時(shí)誤差估值304進(jìn)行低通濾波而獲得的。取樣控制輸出302是由作為定時(shí)更新344的函數(shù)的取樣與插值控制346來產(chǎn)生的。取樣控制輸出302可以替換地由VCO來產(chǎn)生，并且取樣濾波器314，316，318，320可以包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(A/D)或取樣與保持電路。
自定時(shí)電路322較佳地包括復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器(圖3中未示出)，該檢測(cè)器在獲取和跟蹤間隔期間提供復(fù)合定時(shí)誤差輸出304。在下文中將結(jié)合圖5-7中的示例對(duì)此作更為詳細(xì)的描述。
圖4示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第二實(shí)施例400的方框圖，該電路400包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合304的取樣控制輸出302。圖4中使用的與圖3中所用相同的參考名稱標(biāo)識(shí)相同或相似的特征。在圖4中，圖3的取樣濾波器314，316，318，320包括取樣開關(guān)414，416，418，420，它們受取樣控制輸出302的控制。在其它方面，圖4中的恢復(fù)電路400與圖3中的恢復(fù)電路300相似。
圖5示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第三實(shí)施例500的方框圖，該電路500包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。在圖5中所用的與圖3-4中所用的相同的參考名稱標(biāo)識(shí)相同或相似的特征。
在圖5中，聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器340包括多個(gè)獨(dú)立的檢測(cè)器550，552，554，556和復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器(C-TED)電路560，電路560用來從并行輸入信號(hào)ri(k)和它們相應(yīng)的來自檢測(cè)器550，552，554，556的判決輸出i(k)之中提取定時(shí)誤差估值。
C-TED 560接收來自多個(gè)被取樣的波形ri(k)的輸入以及來自檢測(cè)器的判決輸出i(k)(或獲取期間的前同步碼)，以計(jì)算當(dāng)前的多少誤差估值304。然后，來自C-TED 560的輸出304在作為控制輸入344被應(yīng)用于取樣與插值控制346之前先在低通濾波器342中經(jīng)歷低通濾波。取樣與插值控制346通常包括VCO。
圖6示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第四實(shí)施例600的方框圖，該電路600包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本ri(k)的取樣控制輸出344。在圖6中所用的與圖3-5相同的參考名稱標(biāo)識(shí)相同或相似的特征。
在圖6中，用取樣濾波器603，605，607，609來代替圖5中的取樣開關(guān)414，416，418，420。取樣濾波器603，605，607，609中的每一個(gè)都包括固定的取樣時(shí)鐘取樣開關(guān)602，604，606，608，這些開關(guān)與插值濾波器610，612，614，616級(jí)連起來。在圖6中，沒有使用圖5中的取樣與插值控制346，并且低通濾波器輸出344直接耦合到插值濾波器610，612，614，616。開關(guān)602，604，606，608是由固定的時(shí)鐘控制的，而非來自可變頻率振蕩器(VCO)輸出?？偲饋碚f，圖6中的電路形成內(nèi)插的定時(shí)恢復(fù)方案。到插值濾波器610，612，614，616的輸入是經(jīng)歷低通濾波過的C-TED輸出344。在其它方面，圖6的電路與圖5的電路相似。
圖7示出了并行信道定時(shí)恢復(fù)電路的第五實(shí)施例700的方框圖，該電路700包括基于離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出。在圖7中所用的與圖3-6相同的參考名稱標(biāo)識(shí)相同或相似的特征。
在圖7中，復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器(C-TED)電路560包括用于各信道的單信道定時(shí)誤差檢測(cè)器(TED)702，704，706，708以及多輸入單輸出(MISO)電路710。MISO電路710接收來自單個(gè)信道TED 702，704，706，708的輸出。各單信道TED接收用于第i個(gè)信道的ri(k)和i(k)。MISO電路710將多個(gè)單信道TED輸出復(fù)合起來以形成復(fù)合輸出304。
對(duì)于每個(gè)單獨(dú)的輸入信號(hào)ri(t)而言，都有一個(gè)獨(dú)立的TED。然后，并行TED的輸出被輸入到圖7所示的多輸入單輸出(MISO)功能模塊中，此處并行定時(shí)誤差通過方程1轉(zhuǎn)換為單個(gè)定時(shí)誤差輸出。
Δ(k)＝F(Δ1(k)，Δ2(k)，...，ΔM(k))，方程1此處F(.)是MISO許多到一個(gè)的映射函數(shù)。在我們的較佳的實(shí)施例中，F(xiàn)(.)采用線性變換的形式，即功能模塊的輸出是方程2Δ(k)=Σi=1MciΔi(k)]]>方程2此處，ci，i＝1，...，M是線性系數(shù)并滿足方程3Σi=1Mci=1.]]>方程3例如，ci的實(shí)際選擇是方程4ci=1M,i=1,...,M.]]>方程4系數(shù)ci可以是固定的，或是自適應(yīng)的。例如，如果某些讀取頭因磨損和破裂等許多其它可能的原因而變得有缺陷，則與那些頭相對(duì)應(yīng)的權(quán)重系數(shù)可以設(shè)置為零并且定時(shí)誤差將僅根據(jù)來自正常工作的讀取頭的信號(hào)來計(jì)算。通過使用來自各信道的質(zhì)量信息，可以對(duì)該方案作進(jìn)一步的改進(jìn)。例如，如果將軟輸出檢測(cè)器(例如，軟輸出Viterbi算法)用作信道檢測(cè)器，則C-TED可以使用各個(gè)比特的可靠性輸出來調(diào)節(jié)權(quán)重系數(shù)ci。具體來講，如果來自第j個(gè)信道檢測(cè)器的電流比特與低可靠性值相關(guān)聯(lián)，則可將cj調(diào)整為小于與可靠性值較高的空閑信道相對(duì)應(yīng)的那些系數(shù)。
TED的算法可以調(diào)整成適用于特定的應(yīng)用。例如，如果應(yīng)用了Mueller和Muller(MM)定時(shí)梯度并且符號(hào)間的干擾(ISI)不存在，則用于第i個(gè)信號(hào)的定時(shí)誤差檢測(cè)器輸出簡(jiǎn)單地由下面的方程給出Δi(k)＝ri(k)i(k-1)-ri(k-1)i(k)， i＝1，...，M方程5
其中i(k)是由前同步碼比特(在獲取階段中)或信道檢測(cè)器(在跟蹤階段中)給出的。例如，在1976年的IEEE Trans.Comm.第COM-24卷第5期第516-531頁作者為K.H.Mueller和M.Muller的“Timing recovery in digital synchronous datareceivers”的文章中描述了MM定時(shí)梯度。
如果信道中存在ISI，則方程5變?yōu)榉匠?Δi(k)=ri(k)z^i(k-1)-ri(k-1)z^i(k),]]>i＝1，...，M方程6其中z^i(k)=Σm=1La^i(k-m)*g(m).]]>方程7此處，g(m)表示ISI或均衡目標(biāo)，L是目標(biāo)長(zhǎng)度，*表示卷積運(yùn)算。對(duì)于實(shí)際的實(shí)現(xiàn)過程而言，為減小計(jì)算成本(特別是乘法的次數(shù))，倘若對(duì)于1＝k，k-1，...，k-L-1以及因果目標(biāo)g(m)而言，^ai(1)＝^aj(1)，則可以對(duì)信號(hào)樣本(比方說ri(k)和rj(k))進(jìn)行方程2的線性組合。
應(yīng)該注意，在圖7中，可以應(yīng)用除MM檢測(cè)器之外的不同的TED檢測(cè)器。這樣的示例可包括早晚TED、MMSE TED以及最大似然性TED。另外，隨著VCO單元和取樣器被固定時(shí)鐘取樣器和插值單元替代，像圖6所示的那樣，不同的實(shí)現(xiàn)方式便出現(xiàn)了。
圖5-6的定時(shí)恢復(fù)實(shí)施例可應(yīng)用于多個(gè)輸入信號(hào)具有相似的定時(shí)誤差的任何通信系統(tǒng)。線性復(fù)合操作功能充當(dāng)噪聲消除器，它可以有效地緩和電子元件/介質(zhì)噪聲的效應(yīng)、i(k)上的判決誤差以及定時(shí)誤差估值上的取樣器相位噪聲。
所提出的算法的有效性是由并行信道(10個(gè)激活的讀取頭)的仿真來說明的，其遷移響應(yīng)被建模作為誤差函數(shù)，即，h(t)=Vperf(2ln2Dut)]]>方程8
其中Du是規(guī)格化的線性密度，Vp是隔離遷移的峰值振幅。使用Vp＝0.6134這種設(shè)置，使得h(t)的派生的能量是1。所用的信噪比定義是方程9SNR=EiN0,]]>方程9其中，Ei是響應(yīng)的派生的能量，它等于1這種仿真，N0是電子元件噪聲的單側(cè)功率譜密度的頂點(diǎn)。記錄介質(zhì)噪聲被單獨(dú)指定為比特長(zhǎng)度的百分比。用于第i個(gè)頭的回讀信號(hào)是從方程10中計(jì)算的ri(t)=Σkbi(k)h(t-kT+Δti(k))+ei(t)]]>方程10其中bi(k)是遷移序列，即，bi(k)=ai(k)-ai(k-1)2,]]>方程11ai(k)是用戶比特序列(+1或-1)、T是比特間隔、Δti(k)是遷移跳動(dòng)、ei(t)是電子元件噪聲，被假定為附加的白色高斯噪聲(AWGN)。遷移跳動(dòng)Δti(k)假定是高斯分布，其截止值為T/2，即|Δti(k)|＜T/2。Δti(k)的標(biāo)準(zhǔn)偏差是T/10。為了仿真普通的定時(shí)誤差，使用一階Markov模型。即，在時(shí)刻為k時(shí)定時(shí)誤差由下式給定τk＝φk+μ+τk-1 方程12其中φk是獨(dú)立的且完全相同地分布的(i.i.d.)高斯分布，其零平均值和標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.05T，并且μ≡0.005T。很明顯，φk模仿上述系統(tǒng)中所呈現(xiàn)的隨意相位噪聲，而μ是讀取和寫入過程之間恒定的頻率偏移。因此，實(shí)際的回讀信號(hào)是由下面的方程給出的
ri′(t)=Σkai(k)[h(t-kT+Δti(k)-τk)-h(t-(k+1)T+Δti(k+1)-τk)]/2.]]>方程13應(yīng)用圖7所示的定時(shí)恢復(fù)方案。典型的定時(shí)誤差圖就是圖8所示的圖，其中規(guī)格化的密度為Du時(shí)，SNR是16dB。實(shí)線表示實(shí)際仿真定時(shí)誤差，而虛線和點(diǎn)線分別表示由常規(guī)的Mueller和Muller(MM)定時(shí)恢復(fù)(使用一個(gè)輸入信號(hào))和所提出的定時(shí)算法估算出的定時(shí)誤差。對(duì)于此處所示的結(jié)果而言，線性系數(shù)ci被設(shè)置成1/M。對(duì)于前200個(gè)樣本而言，將定時(shí)算法設(shè)置成獲取模式。換句話說，對(duì)于TED而言，前200個(gè)所記錄的比特最好是已知的。其它參數(shù)，即閉環(huán)低通濾波器和VCO參數(shù)對(duì)于兩種算法而言是相同的?？梢钥闯?，與所提出的體系結(jié)構(gòu)相比，傳統(tǒng)的MM算法產(chǎn)生的估值與實(shí)際定時(shí)誤差之間的差異更大。在第200個(gè)符號(hào)之后，定時(shí)算法進(jìn)入跟蹤階段，其中方程5中的ai(k)是從信道檢測(cè)器中獲取(在仿真過程中，檢測(cè)器是簡(jiǎn)單的限幅器)。在圖8中，在第270個(gè)樣本左右，傳統(tǒng)的MM算法就失去了跟蹤(進(jìn)入了整周跳變模式)，而圖7中仿真的裝置在整個(gè)扇區(qū)中都繼續(xù)表現(xiàn)很好。
應(yīng)該理解，盡管在上文中已經(jīng)描述了本發(fā)明的各種實(shí)施例的大量特征和優(yōu)點(diǎn)，以及本發(fā)明各種實(shí)施例的詳細(xì)結(jié)構(gòu)和功能，但是這種描述僅是說明性的，在所附權(quán)利要求書所表達(dá)的本發(fā)明的原理之內(nèi)可以做出詳細(xì)的改變，尤其是關(guān)于部件的結(jié)構(gòu)和排列方式。例如，可以根據(jù)定時(shí)恢復(fù)系統(tǒng)的特定應(yīng)用來改變特定元件，基本上保持相同的功能而不背離本發(fā)明的范圍和精神。另外，盡管本文所描述的較佳的實(shí)施例涉及用于數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)介質(zhì)系統(tǒng)，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解，本發(fā)明的學(xué)術(shù)可在不背離本發(fā)明的精神和范圍的前提下應(yīng)用于其它類型的數(shù)字通信信道。
權(quán)利要求
1.一種并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，它包括多個(gè)前置濾波器，用于接收并行信道輸出并提供前置濾波器輸出；多個(gè)取樣濾波器，用于接收所述前置濾波器輸出并提供多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本；以及自定時(shí)電路，它具有多個(gè)輸入，用于接收所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本并基于所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本提供復(fù)合的取樣控制輸出，所述取樣控制輸出耦合到所述取樣濾波器以便控制取樣過程。
2.如權(quán)利要求1所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述并行信道輸入是數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)的讀信道輸入，并且所述自定時(shí)電路通過在所述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)中存儲(chǔ)并檢索數(shù)據(jù)來恢復(fù)所讀信道定時(shí)損失。
3.如權(quán)利要求1所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述自定時(shí)電路還包括聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器，用來提供用于獲取和跟蹤的定時(shí)誤差輸出。
4.如權(quán)利要求1所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述自定時(shí)電路還包括數(shù)據(jù)檢測(cè)器和復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器，所述復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器在所述獲取和跟蹤間隔期間提供定時(shí)誤差輸出。
5.如權(quán)利要求4所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器包括多個(gè)獨(dú)立的定時(shí)誤差檢測(cè)器，各獨(dú)立的定時(shí)誤差檢測(cè)器提供用于所述并行信道之一的信道定時(shí)誤差輸出。
6.如權(quán)利要求5所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述信道定時(shí)誤差輸出中的每一個(gè)都耦合到多輸入單輸出電路，并且所述多輸入單輸出電路產(chǎn)生復(fù)合定時(shí)誤差估值。
7.如權(quán)利要求6所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述多輸入單輸出電路包括來自所述定時(shí)誤差檢測(cè)器的信道定時(shí)誤差輸出的線性轉(zhuǎn)換。
8.如權(quán)利要求7所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述線性轉(zhuǎn)換包括固定的轉(zhuǎn)換系數(shù)。
9.如權(quán)利要求7所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述線性轉(zhuǎn)換包括可基于信道條件加以調(diào)整的轉(zhuǎn)換系數(shù)。
10.如權(quán)利要求1所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述取樣濾波器包括取樣開關(guān)。
11.如權(quán)利要求1所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述取樣濾波器包括插值濾波器。
12.一種用于恢復(fù)并行信道定時(shí)的方法，它包括提供多個(gè)前置濾波器，用于接收并行信道輸出并提供前置濾波器輸出；用取樣濾波器對(duì)所述前置濾波器輸出進(jìn)行取樣，并提供多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本；以及在自定時(shí)電路處接收所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本，并提供基于所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出，并將所述取樣控制輸出耦合到所述取樣濾波器；以及基于所述取樣控制輸出來產(chǎn)生所述離散時(shí)間信號(hào)樣本。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述自定時(shí)電路提供聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器，所述檢測(cè)器提供用于獲取與跟蹤的定時(shí)誤差輸出。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述自定時(shí)電路還包括數(shù)據(jù)檢測(cè)器與復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器，用于在所述獲取與跟蹤間隔期間提供定時(shí)誤差輸出。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，所述復(fù)合定時(shí)誤差檢測(cè)器包括多個(gè)獨(dú)立的定時(shí)誤差檢測(cè)器，各獨(dú)立的定時(shí)誤差檢測(cè)器提供用于所述并行信道之一的信道定時(shí)誤差輸出。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，所述信道定時(shí)誤差輸出中的每一個(gè)都耦合到多輸入單輸出電路，并且所述多輸入單輸出電路用于產(chǎn)生復(fù)合定時(shí)誤差估值。
17.一種并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，它包括多個(gè)前置濾波器，用于接收并行信道輸出并提供前置濾波器輸出；多個(gè)取樣濾波器，用于接收所述前置濾波器輸出并提供多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本；以及自定時(shí)裝置，用于接收所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本，并用于將基于所述多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合的取樣控制輸出提供給所述取樣濾波器以便于控制取樣過程。
18.如權(quán)利要求17所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述并行信道輸入是數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)的讀信道輸入，并且所述自定時(shí)裝置通過在所述數(shù)據(jù)存儲(chǔ)系統(tǒng)中存儲(chǔ)并檢索數(shù)據(jù)來恢復(fù)所讀取的信道定時(shí)損失。
19.如權(quán)利要求17所述的并行信道定時(shí)恢復(fù)電路，其特征在于，所述自定時(shí)裝置還包括聯(lián)合定時(shí)與數(shù)據(jù)檢測(cè)器，所述檢測(cè)器提供用于獲取與跟蹤的定時(shí)誤差輸出。
全文摘要
一種并行信道定時(shí)恢復(fù)電路。該并行定時(shí)恢復(fù)電路包括多個(gè)前置濾波器，用于接收并行信道輸出并提供前置濾波器輸出。多個(gè)取樣濾波器接收前置濾波器輸出并提供多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本。自定時(shí)電路具有多個(gè)輸入，用于接收多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本。自定時(shí)電路將取樣控制輸出提供給取樣濾波器。該取樣控制輸出是基于多個(gè)離散時(shí)間信號(hào)樣本的復(fù)合。各取樣濾波器基于取樣控制輸出和前置濾波器輸出來產(chǎn)生離散時(shí)間信號(hào)樣本。
文檔編號(hào)G11B20/14GK1848277SQ200610058858
公開日2006年10月18日 申請(qǐng)日期2006年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月3日
發(fā)明者楊學(xué)士, M·F·艾爾登, E·M·卡塔斯 申請(qǐng)人:西加特技術(shù)有限責(zé)任公司