專利名稱：跟蹤誤差信號檢測設(shè)備和光盤裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用例如應(yīng)用在光盤裝置中的DPD (微分相位檢測)方法的 跟蹤誤差(TE)檢測設(shè)備以及光盤裝置。
背景技術(shù)：
一般說來，光控制器包括應(yīng)用DPD方法的TE (跟蹤誤差)檢測設(shè)備， 以便生成ROM (只讀存儲器)盤中的跟蹤誤差信號。應(yīng)用DPD方法的TE 檢測設(shè)備目前利用高速工作和具有高精度的模擬電路實現(xiàn)(參照例如日本專 利第3336778號、曰本待審專利申請公布第57-191839號、曰本待審專利申 請公布第57-191433號、日本待審專利申請公布第63-148433號、日本待審專 利申請公布第07-296395號、日本待審專利申請公布第63-131334號、日本專 利第3065993號、日本專利第3439393號、日本待審專利申請公布第2006-260645號以及日本專利第3769888號)。響應(yīng)最近系統(tǒng)LSI (大規(guī)模集成)技術(shù)的發(fā)展，人們開發(fā)出了綜合模擬 信號處理和數(shù)字信號處理，以便利用相同芯片進(jìn)行模擬信號處理和數(shù)字信號 處理的技術(shù)。這種技術(shù)也應(yīng)用于光盤的控制器芯片。響應(yīng)這樣數(shù)字信號處理 的技術(shù)，迫切需要在應(yīng)用DPD方法的TE檢測設(shè)備中集成化，以便獲得數(shù)字樸Ji"心0為了滿足這樣的需要，下文描述三種技術(shù)作為第 一到第三例子。 第一例子按照第一例子，通過模擬電路技術(shù)，以混合方式將通過模擬電路設(shè)計的DPD電路"按原樣"安裝在數(shù)字芯片上。具體地說，如上面列出的專利文件所公開的那樣，通過模擬電路技術(shù)在數(shù)字芯片上實現(xiàn)構(gòu)成一般使用的配置的高頻提升電路(均衡器)、二進(jìn)制化器 (限幅器)以及邊緣比較型相位比較器。在這種情況下，高頻提升電路(均衡器)的所需數(shù)量和二進(jìn)制化器(限幅器)的所需數(shù)量對應(yīng)于DPD電路的計算信道的數(shù)量(2或4個)。就微分相位檢測而言，未必配備高頻提升電路(均衡器)。但是，當(dāng)應(yīng)用 邊緣比較型相位比較器時，高頻提升電路是進(jìn)行適當(dāng)二進(jìn)制化所必需的。二進(jìn)制化器(限幅器)和邊緣比較型相位比較器用于抑制依賴于RF (射 頻)振幅的TE靈敏度的變化。振幅相關(guān)靈敏度變化通過檢測邊緣上的相差 來抑制。邊緣比較型相位比較器應(yīng)該包括能夠消除噪聲和消除由于例如由歪斜和 散焦(OTF (光傳遞函數(shù))的變化)引起的高頻特性(f特性)的變差、噪聲 以及非對稱生成的假邊緣和震顫，以便獲得實用TE靈敏度的機構(gòu)。因此， 實現(xiàn)邊緣消除機構(gòu)，以便具有異步反饋電路的配置。第二例子將公開在日本待審專利申請公布第57-191839號中的應(yīng)用模塊校正檢測 方法的技術(shù)當(dāng)作第二例子。在第二例子中，應(yīng)用了包括90°相移器、乘法器以及LPF (低通濾波器) 的全模擬電路。在上述的第一例子中，在適當(dāng)進(jìn)行二進(jìn)制化之后，進(jìn)行邊緣的相位比較。 但是，在第二例子中，在適當(dāng)進(jìn)行二進(jìn)制化之后，進(jìn)行波形的相位比較(校 正計算)。因此，在按照第二例子的技術(shù)中，大型高頻提升電路基本上沒有必 要。由于在按照第二例子的技術(shù)中未應(yīng)用邊緣比較型相位比較器，具有異步 反饋電路的配置的消除假邊緣和震顫的機構(gòu)是多余的。 第三例子將用數(shù)字信號處理電路取代一般使用的和通過高速模擬電路實現(xiàn)的DPD 電路的技術(shù)當(dāng)作第三例子(參照例如日本專利第3439393號和日本待審專利 申請公布第2006-260645號)。在這種技術(shù)中，配備了A/D轉(zhuǎn)換器、高頻提升和補償電路、過零發(fā)生器 以及過零相位比較器，并且它們按這個次序工作。第三例子的配置是通過用 數(shù)字信號處理系統(tǒng)取代第 一例子的模擬處理系統(tǒng)獲得的。發(fā)明內(nèi)容用在上述第一例子中的高頻提升電路(均衡器)是利用高階傳遞函數(shù)配 置的，因此，存在其電路尺寸大，元件靈敏度高以及高頻提升電路不用于應(yīng)用變化大的精細(xì)CMOS (互補金屬氧化物半導(dǎo)體)工藝的模擬電路的問題。 而且，當(dāng)例如從最內(nèi)圓周到最外圓周進(jìn)行全面尋找操作時，和當(dāng)RF的頻率變化相當(dāng)大時，應(yīng)該按照頻率變化改變傳遞函數(shù)的極點和零點。但是，難以精確地進(jìn)行這種操作。由于相位比較器具有異步反饋電路的配置，相位比較器的工作速度的極限取決于隨處理因素、溫度以及電源狀況變化相當(dāng)大的門延遲時間。而且，盡管相位比較器包括數(shù)字門，但相位比較器無法利用用在一般數(shù)字電路中的時鐘同步計算進(jìn)行定時控制(靜態(tài)定時分析STA)，因此，難以保證高速穩(wěn)定操作。此外，對于這種配置，存在模擬電路塊的小型化趕不上由半導(dǎo)體的微制 造工藝的向前發(fā)展引起的數(shù)字電路塊的小型化。 具體地說，存在如下問題(1 )由于微制造造成的閾值Vth的變化的增大和抑制閾值Vth的變化的 增大的MOS (金屬氧化物半導(dǎo)體)晶體管的信道寬度W的增大；(2) 由于微制造造成的MOS晶體管的等效輸出電阻Ro的惡化和補償?shù)?效輸出電阻Ro的惡化和實現(xiàn)保證增益的gm值的信道寬度W的增大；和(3) 由于微制造造成的電源電壓的下降、補償電源電壓下降和供應(yīng)保證 動態(tài)范圍所需的電流強度的信道寬度W的增大以及應(yīng)用混疊電路的必要性。這些問題(1)、 (2)以及(3)使晶體管的尺寸(相對尺寸)增大和使電 流消耗增大。因此，即使小型化技術(shù)得到發(fā)展，模擬電路的實現(xiàn)面積和功耗 的減小也是忽略不計的。因此，隨著微制造工藝不斷發(fā)展，模擬電路的實現(xiàn)面積占據(jù)芯片的相對 較大面積，模擬電路的功耗占芯片的總功耗的主要部分。由于在微制造工藝中單位面積的成本較高，第 一例子在成本方面是不利的。于是，不適合應(yīng)用出自第一例子的手段。如上所述，由于在按照第二例子的技術(shù)中未應(yīng)用邊緣比較型相位比較器，具有異步反饋回路配置的消除假邊緣和震顫的系統(tǒng)是多余的。因此，與按照第 一例子的技術(shù)不同，按照第二例子的技術(shù)避免了由數(shù)據(jù)延遲時間和定時控制引起的影響工作速度的問題。但是，由于應(yīng)用了校正檢測方法，與輸入振幅有關(guān)的輸出靈敏度具有平方律特性。因此，存在TE靈敏度隨信號的振幅和頻率特性(f特性)變化相當(dāng)大的問題。為了解決這個問題，人們提出了使用限制器的技術(shù)(參照例如日本待審專利申請公布第57-181433和63-148433號)。但是，在這種使用限制器的技 術(shù)中，盡管利用限制器抑制了由于振幅變化造成的分量的生成，但移不去由 于f特性的變化生成的分量。而且，由于當(dāng)附加配備了高頻提升電路時，該 問題與絕對值無關(guān)，而是與由于f特性的變化生成的分量的變化有關(guān)，這個 問題未得到解決。而且，可以從跟蹤誤差檢測電路的性質(zhì)中判斷出，由于自動增益控制 (AGC)電路的存在使跟蹤伺服系統(tǒng)難以正常工作，所以不會附加配備含有 反饋回路和具有大時間常數(shù)的自動增益控制(AGC)電路。即使應(yīng)用不包括 反饋回路的前饋AGC電路，也難以利用模擬技術(shù)實現(xiàn)具有最佳和實用電路尺 寸的歸一化電路(除法器)。而且，準(zhǔn)確獲得卯G相差的相移電路是校正檢測方法所必需的。準(zhǔn)確相 移的失敗會引起TE信號原點的移動和軌道的移動。此外，由于輸入RF信號是隨機序列的集合體，應(yīng)該準(zhǔn)確地對包括與信 號周期無關(guān)的隨才兒序列譜的DC頻率(0 Hz )到尼奎斯特(Nyquist)步驟(fs/2 ) 進(jìn)行9(^相移。但是，就因果性而言，在模擬電路中實現(xiàn)這樣的特性在物理 上是不可能的。日本待審專利申請公布第57-191839和07-296395號未公開實 現(xiàn)這樣特性的方法。可替代地，人們提出了通過等效地加到具有恒定值的延遲電路，利用特 定頻率獲得9()G相差的技術(shù)(參照例如日本待審專利申請公布第63-131334號 和日本專利第3065993號)。但是，由于RF信號是隨機序列的集合體，比特定頻率高的頻率的相位 延遲，而比特定頻率低的頻率的相位超前。具體地說，由于與比特定頻率高 的頻率的相位相對應(yīng)的TE的中心和與比特定頻率低的頻率的相位相對應(yīng)的 TE的電路沿著彼此相反的方式移動，控制延遲量，以便使TE的中心的移動變成零。中心的移動不僅由包括在RF信號中的間隔的出現(xiàn)概率決定，而且 由f特性之間的平衡和信道之間的平衡決定。于是，難以適當(dāng)?shù)貓?zhí)行這種控制進(jìn)程。另外，當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周進(jìn)行全面尋找操作時，難以應(yīng)付RF 信號的頻率的變化。因此，通過公開在日本待審專利申請公布第63-131334 號和日本專利第3065993號中的技術(shù)實現(xiàn)不了實用的TE檢測電路。而且，由于模擬放大器利用等效發(fā)射器電阻，所以模擬放大器呈現(xiàn)大的 輸出偏移變化和大的溫度漂移。因此，在實現(xiàn)上存在當(dāng)輸出偏移的變化和溫 度漂移被抑制到跟蹤伺服系統(tǒng)的實用水平的程度時，晶體管尺寸和芯片面積 變得相當(dāng)大。由于TE檢測電路應(yīng)該含有DC分量，所以不可以應(yīng)用例如抑制偏移的 DC伺服電路。于是，由于上述的各種各樣缺點，不可應(yīng)用這種可替代手段。因此，模 擬配置的最近DPD電路一般應(yīng)用按照第 一例子的技術(shù)。此外，由于TE檢測電路應(yīng)用模擬方法，與第一例子有關(guān)的上述基本問 題(1)、 (2)以及(3)是不可避免的。于是，就精細(xì)CMOS工藝的成本而 言，難以應(yīng)用出自第二例子的手段。按照第三例子，隨著微制造技術(shù)不斷發(fā)展，可以縮小數(shù)字處理電路的面積。但是，在這種手段中，需要2到4個能夠高分辨率高速工作的A/D轉(zhuǎn)換器。A/D轉(zhuǎn)換器的所需數(shù)量由DPD的計算信道的數(shù)量決定，并且需要四個信 道。這是最近主流配置。例如，在作為高密光盤當(dāng)中的代表性標(biāo)準(zhǔn)的"藍(lán)光盤 (商標(biāo))，，中，ROM盤的坑深被設(shè)置成人/6,以便在保證推挽信號電平的同時， 保證應(yīng)用DPP (微分推挽)方法的TE檢測的驅(qū)動器(光盤驅(qū)動設(shè)備)的再 現(xiàn)兼容性。因此，在DPD—TE信號中產(chǎn)生原點漂移(偏移)(參見例如日本專利第 3769888號)。為了消除原點漂移和為了消除光拾取器的透鏡漂移的影響，需 要四信道DPD計算方法。供應(yīng)給DPD電路的信號是具有高S/N比的RF頻帶信號，并且該信號應(yīng) 該經(jīng)過作為一系列操作，即，高頻提升操作、補償操作以及過零生成的線性 數(shù)字信號處理。當(dāng)進(jìn)行振幅限制時，在補償操作之后生成的過零發(fā)生漂移，于是，不利用過刻度極限效應(yīng)減少量化位的數(shù)量。因此，需要與用在讀取信道(例如，維特比(Viterbi解碼)中的A/D轉(zhuǎn) 換器相似的具有高分辨率的A/D轉(zhuǎn)換器，也就是說，需要大約4到6個位的 分辨率。而且，可以從跟蹤誤差檢測電路的性質(zhì)中判斷出，從盤的最內(nèi)圓周到最 外圓周進(jìn)行的全面尋找操作應(yīng)該適當(dāng)?shù)仄鹱饔?。于是，A/D轉(zhuǎn)換器應(yīng)該以與 RF信道頻率高的取樣頻率工作，以便即使進(jìn)行全面尋找操作，也可以防止產(chǎn) 生混疊。具體地說，在最近高密光盤設(shè)備中，應(yīng)用受d-l限制的信道代碼，并且 最大重復(fù)頻率是2T ( =fcck/4， fcck:信道時鐘頻率)。此外，最內(nèi)圓周中的 線速度與最外圓周中的線速度之比是近似2.4倍(在12cm盤的情況下)。而 且，應(yīng)該考慮線速度的誤差。于是，A/D轉(zhuǎn)換器應(yīng)該以1.2倍于信道時鐘頻 率的取樣頻率工作。如上所述，對于四個信道來說，需要高分辨率高速工作的A/D轉(zhuǎn)換器， 并且通過高速高精度模擬電路技術(shù)實現(xiàn)A/D轉(zhuǎn)換器。因此，按照與第一例子 有關(guān)的上述問題(1)、 (2)以及(3),隨著半導(dǎo)體的微制造技術(shù)不斷發(fā)展， A/D電路的實現(xiàn)面積占據(jù)芯片的相對較大面積，并且A/D電路的功耗占芯片 的總功耗的主要部分。于是，就精細(xì)CMOS工藝的成本而言，難以應(yīng)用出自 第三例子的手段。最好提供能夠?qū)?yīng)用DPD方法的設(shè)備實現(xiàn)成高精度高速工作的數(shù)字電 路的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備以及光盤裝置。按照本發(fā)明的一個實施例，提供'了應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信 號檢測設(shè)備，包括第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信號組 中的直流分量，并且微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的 相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微 分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出 的信號；希爾伯特(Hilbert)變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第 一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90G 相移；延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第一模擬/ 數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；和 相位比較器，用于計算從希爾伯特變換器輸出的信號與從延遲電路輸出的信號之間的相差。按照本發(fā)明的另 一個實施例，提供了應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，包括第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信號組中的直流成分，并且微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一 微分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸 出的信號；第一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模 擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90。相移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/ 數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第一希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲 量；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第二模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9C)G相移；第二延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn) 換器輸出的信號延遲等于第二希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一 互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延遲電路輸 出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器 輸出的信號與從第二延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；和減法器，用于 利用從第一互相關(guān)器輸出的信號和從第二互相關(guān)器輸出的信號進(jìn)行減法運 算。按照本發(fā)明的又一個實施例，提供了應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差 信號檢測設(shè)備，包括第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信號 組中的直流分量，并且微分第一到第四信號組，其中第一到第四信號組之間 的相差隨跟蹤誤差信號而變;第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一 微分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸 出的信號；第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號； 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四微分器輸出的信號；第一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一才莫擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的 信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第二希爾伯特變換 器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第一延遲電路，用于將從第 二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等 于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二延遲電路，用于將從第四模 擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延遲電路輸出的信號之間的相差；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延遲電路輸出的信號之間的相差；和加法器，用于將從第一互相關(guān)器輸出的信號加到從第二 互相關(guān)器輸出的信號中。按照本發(fā)明的進(jìn)一步實施例，提供了應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差 信號檢測設(shè)備，包括第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信號 組中的直流分量，并且微分第一到第四信號組，其中第一到第四信號組之間 的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一 微分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸 出的信號；第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號； 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四微分器輸出的信號；第一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的 信號進(jìn)行9()Q相移；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對 從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第三希爾伯特變換器，用 于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第四希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第四模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn) 換器輸出的信號延遲等于第一希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二 延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第二希爾伯特 變換器引起的延遲量的延遲量；第三延遲電路，用于將從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換 器輸出的信號延遲等于第三希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第四延 遲電路，用于將從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第四希爾伯特變 換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換 器輸出的信號與從第二延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器， 用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延遲電路輸出的信號之 間的互相關(guān)性；第三互相關(guān)器，用于計算從第三希爾伯特變換器輸出的信號 與從第四延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第四互相關(guān)器，用于計算從 第四希爾伯特變換器輸出的信號與從第三延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān) 性；第一減法器，用于計算從第一互相關(guān)器輸出的信號與從第二互相關(guān)器輸 出的信號之間的差值；第二減法器，用于計算從第三互相關(guān)器輸出的信號與從第四互相關(guān)器輸出的信號之間的差值；和加法器，用于將從第一減法器輸 出的信號加到從第二減法器輸出的信號中。按照本發(fā)明實施例的光盤裝置包括如上所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備之于是，應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備被實現(xiàn)成高速和高精度工作的數(shù)字電路。


圖1是例示按照本發(fā)明第一實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)枱r 測設(shè)備的配置的電路圖；圖2是例示與信號周期無關(guān)地具有+45G相移的FIR (有限脈沖響應(yīng))濾 波器的抽頭(TAP)系數(shù)(=脈沖響應(yīng))的圖形；圖3是例示與信號周期無關(guān)地具有+45M目移的FIR濾波器的抽頭數(shù)量與 抽頭系數(shù)之間的關(guān)系的圖形；圖4是例示與信號周期無關(guān)地具有-45G相移的FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波 器的抽頭系數(shù)(=脈沖響應(yīng))的圖形；圖5是例示與信號周期無關(guān)地具有-45G相移的FIR濾波器的抽頭數(shù)量與 抽頭系數(shù)之間的關(guān)系的圖形；圖6是例示按照第 一 實施例的相關(guān)器的配置例子的電路圖；圖7是例示按照第 一 實施例的歸 一化器的配置例子的電路圖；圖8是例示按照本發(fā)明第二實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖；圖9是例示按照第二實施例的希爾伯特IQ濾波器的配置例子的電路圖；圖10是例示按照第二實施例的希爾伯特變換器的抽頭系數(shù)(=脈沖響 應(yīng))的圖形；圖11是例示按照第二實施例的希爾伯特變換器的抽頭數(shù)量與抽頭系數(shù) 之間的關(guān)系的圖形；圖12是例示按照第二實施例的帶通濾波器的抽頭系數(shù)(=脈沖響應(yīng))的 圖形；圖13是例示按照第二實施例的帶通濾波器的抽頭數(shù)量與抽頭系數(shù)之間 的關(guān)系的圖形；圖14是例示按照本發(fā)明第三實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖；圖15是例示按照本發(fā)明第四實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖；和圖16是例示按照本發(fā)明實施例的TE檢測設(shè)備之一可應(yīng)用的光記錄/再現(xiàn) 裝置的配置例子的圖形。
具體實施方式
下文參照附圖描述本發(fā)明的實施例。 第一實施例圖1是例示按照本發(fā)明第一實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置的電路圖。第一實施例的TE檢測設(shè)備100包括包括在光盤的光拾取器(OPU)中 的光接收元件101、第一AC耦合單元102、第二AC耦合元件103、第三AC 耦合單元104、第四AC耦合元件105、第一加法器106、第二加法器107、 第一增益控制放大器(GCA) 108、第二GCA109、第一抗混疊濾波器(AAF ) 110、第二AAFlll、第一放大器112、第二放大器113、第一微分器114、第 二微分器115、第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC) 116、第二ADC117、希爾伯特 變換器118、第一延遲電路119、第二延遲電路120、求和電路121、互相關(guān) 器122、自相關(guān)器123、增益電路124、歸一化器125、數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器(DAC) 126、低通濾波器(LPF) 127以及除法器128。光接收元件101被劃分成四個分光接收元件，即，第一分光接收元件 IOI-A到第四分光接收元件IOI-D。第一分光接收元件IOI-A將第一RF信號 RF1供應(yīng)給第一 AC耦合單元102,第二分光接收元件101-B將第四RF信號 RF4供應(yīng)給第四AC耦合單元105，第三分光接收元件IOI-C將第三RF信號 RF3供應(yīng)給第三AC耦合單元104，而第四分光接收元件IOI-D將第二RF信 號RF2供應(yīng)給第二 AC耦合單元103。第一 AC耦合單元102到第四AC耦合單元105由電容器構(gòu)成，消除包 括在第一RF信號RF1到第四RF信號RF1中的DC分量，其中，第一RF信 號RF1到第四RF信號RF1之間的相差(時間差)隨從包括在光拾取器中的 光接收元件101輸出的跟蹤誤差信號而變。第一加法器106將利用第一 AC耦合單元102消除了其中的DC分量的 第一RF信號RF1加到利用第三AC耦合單元104消除了其中的DC分量的 第三RF信號RF3，并且將所得信號供應(yīng)給第一GCA108。第二加法器107將利用第二 AC耦合單元103消除了其中的DC分量的 第二RF信號RF2加到利用第四AC耦合單元105消除了其中的DC分量的 第四RF信號RF4，并且將所得信號供應(yīng)給第二GCA109。第一GCA108依照光拾取器(OPU)的光接收元件101的輸出電平的變 化控制第一加法器106供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第一 AAF 110。第二 GCA 109依照OPU的光接收元件101的輸出電平的變化控制第二 加法器107供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第二 AAF 111。第一AAF110限制第一GCA108的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第一放大器112。第二AAFlll限制第二GCA109的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第二放大器113。第一 AAF IIO和第二 AAF 111用于防止混疊，并且在本實施例中，將二 階LPF用作第一 AAF IIO和第二 AAF 111。注意，對于LPF,采用任意階次。當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一 AAF 110和第二 AAF 111 的截止頻率最好設(shè)置成比半徑ri中的RF最大重復(fù)頻率(對于藍(lán)光盤，2T = fcck/4,并且對于DVD/CD， 3T = fcck/6: fcck表示信道時鐘頻率)的ro/ri倍 高(對于12cm盤，2.4倍)。將截止頻率設(shè)置成上述那樣，以便當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周對盤進(jìn)行全 面尋找操作時，可以適當(dāng)?shù)貦z測TE信號。第一放大器112將從第一 AAF IIO輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 放大信號供應(yīng)給第一微分器114。第二放大器113將從第二AAF lll輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 放大信號供應(yīng)給第二微分器115。第一放大器112和第二放大器113使要供應(yīng)給安排在后級中的第一 ADC 116和第二 ADC 117的信號變成過刻度(over-scale )。第一放大器112和第二放大器113的增益是這樣的確定的，使供應(yīng)給第 一 ADC 116和第二 ADC 117的信號的振幅變成大于滿刻度。這樣，利用A/D轉(zhuǎn)換器的過刻度極限效應(yīng)消除振幅變化分量，并且充分利用量化分辨率地獲得具有少數(shù)量化位的A/D轉(zhuǎn)換器。也就是說，只對在與相差信息的提取相聯(lián)系方面重要的過零點的附近指定量化分辨率。注意，第一^L大器112和第二放大器113可以分別與第一GCA108和第 二GCA109耦合。第一微分器114消除從第一放大器112輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第一 ADC116。第二微分器115消除從第二放大器113輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第二 ADC 117。第一微分器114和第二微分器115的每一個消除前級生成的DC偏移， 給出微分特性，并且提高其靈敏度具有微分特性和安排在后級中的相位解調(diào) 器的解調(diào)S/N比。第一微分器114和第二微分器115可以由一階高通濾波器 (HPF)構(gòu)成。第一 ADC 116限制從第一微分器114輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給希爾伯特變換器118。第二 ADC 117限制從第二微分器115輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一延遲電路119。第一 ADC 116和第二 ADC 117是利用相同取樣時鐘脈沖CLK驅(qū)動的。 取樣時鐘脈沖CLK可以與RF異步。當(dāng)用作記錄々某體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)?找開始半徑用ri表示，最外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時， 第一ADC 116和第二ADC 117的取樣頻率最好設(shè)置成比半徑ri中的RF最大 重復(fù)頻率(對于藍(lán)光盤，2T = fcck/4，并且對于DVD/CD, 3T = fcck/6: fcck 表示信道時鐘頻率)的2x(ro/ri)倍高(對于12cm盤，4.8倍)。將取樣頻率設(shè)置成上述那樣，以便當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周對盤進(jìn)行全 面尋找操作時，可以適當(dāng)?shù)貦z測TE信號。在本實施例中，第一 ADC 116和第二 ADC 117可被鎖存比較器取代。希爾伯特變換器118與信號分量的周期無關(guān)地將從第一 ADC 116 (或第 二 ADC 117 )輸出的信號的相位移動90G,并且將所得信號供應(yīng)給用作相位比 較器的互相關(guān)器122。第一延遲電路119將從第二ADC 117 (或第一 ADC 116)輸出的信號延 遲等于希爾伯特變換器118引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給互相關(guān)器122。第二延遲電路120將從求和電路121輸出的信號延遲等于希爾伯特變換 器118引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給自相關(guān)器123。第一延遲電路119和第二延遲電路120可以由具有與希爾伯特變換器118 相同的振幅頻率特性的高通濾波器(BPF)構(gòu)成。而且，可以安排第一 FIR濾波器取代希爾伯特變換器118,并且可以安 排第二 FIR濾波器取代用作延遲電路的BPF,以便從第一 FIR濾波器輸出的 信號和從第二FIR濾波器輸出的信號與信號周期無關(guān)地具有90°的相差。具體地說，第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器可以配置成第一 FIR濾波 器的相移量是與信號周期無關(guān)的+45G (或-45"，并且第二FIR濾波器的相移 量是與信號周期無關(guān)的-4513 (或+45"。在這種情況下的脈沖響應(yīng)和抽頭系數(shù)的例子顯示在圖2到5中。圖2是例示與信號周期無關(guān)地具有+45G相移的FIR濾波器的抽頭系數(shù)(= 脈沖響應(yīng))的圖形。圖3是例示與信號周期無關(guān)地具有+45°相移的FIR濾波器的抽頭數(shù)量與 抽頭系數(shù)之間的關(guān)系的圖形。圖4是例示與信號周期無關(guān)地具有-45G相移的FIR濾波器的抽頭系數(shù)(= 脈沖響應(yīng))的圖形。圖5是例示與信號周期無關(guān)地具有-45G相移的FIR濾波器的抽頭數(shù)量與 抽頭系數(shù)之間的關(guān)系的圖形。求和電路121計算從第一 ADC 116輸出的信號和從第二 ADC 117輸出的 信號的總和。通過第二延遲電路120將從求和電路121輸出的信號供應(yīng)給自 相關(guān)器123?；ハ嚓P(guān)器122利用從希爾伯特變換器H8輸出的信號和從第一延遲電路 119輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC，并且將所 得信號輸出到歸一化器125。圖6是例示按照第 一 實施例的相關(guān)器的配置例子的電路圖。 相關(guān)器300包括使能信號發(fā)生器310、數(shù)字乘法器320、累加器330以及 輸出單元340。在圖6中，利用除法器128將頻率為fs的時鐘脈沖CLK除以N獲取分 頻時鐘脈沖CLK2。也就是說，分頻時鐘脈沖CLK2具有fs/N的頻率。使能信號發(fā)生器310包括與時鐘脈沖CLK同步地鎖存分頻時鐘脈沖 CLK2的第 一鎖存單元311 、與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第 一鎖存單元311 輸出的信號的第二鎖存單元312以及通過將第一鎖存單元311供應(yīng)的信號用 作正輸入和將第二鎖存單元312供應(yīng)的信號用作負(fù)輸入進(jìn)行邏輯運算，生成 使能信號(脈沖)ENS的門電路313。數(shù)字乘法器320包括與時鐘脈沖CLK同步地鎖存輸入信號A (例如，從 希爾伯特變換器輸出的信號)的第三鎖存單元321、與時鐘脈沖CLK同步地 鎖存輸入信號B (例如，從延遲電路輸出的信號)的第四鎖存單元322、相乘 已經(jīng)分別利用第三鎖存單元321和第四鎖存單元322鎖存的輸入信號A和輸 入信號B的乘法器323以及與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從乘法器323輸出的 信號和將所得信號供應(yīng)給累加器330的第五鎖存單元324。累加器330包括加法器331、依照使能信號ENS選擇從數(shù)字乘法器320 輸出的信號和從加法器331輸出的信號之一和輸出所選信號的第一多路復(fù)用 器332、與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第 一多路復(fù)用器332輸出的信號的第 六鎖存單元333以及將從第六鎖存單元333輸出的信號除以N和將所得信號 輸出到輸出單元340的歸一化器(除法器)334。加法器331將從數(shù)字乘法器320輸出的信號加到從第六鎖存單元333輸 出的信號。輸出單元340包括第七鎖存單元341以及依照使能信號ENS選擇從累加 器330輸出的信號和從第七鎖存單元341輸出的信號之一和將所選信號輸出 到第七鎖存單元341的第二多路復(fù)用器342。第七鎖存單元341與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第二多路復(fù)用器342輸 出的信號，并且輸出該信號用作相關(guān)器的信號。自相關(guān)器123計算從求和電路121輸出的信號的自相關(guān)系數(shù)ACO。例如，自相關(guān)器123可以由乘法器和累積和相加從乘法器輸出的信號的 積分器構(gòu)成，并且保存和利用例如固定系數(shù)歸一化(相除)累積和相加的結(jié) 果。乘法器可被平衡調(diào)制器或異或電路取代。增益電路124利用預(yù)定增益放大從自相關(guān)器123輸出的信號，并且將放 大信號供應(yīng)給歸一化器125。增益電路124將自相關(guān)系數(shù)ACO乘以依照媒體(盤)類型選擇的適當(dāng)固定系數(shù)(在本實施例中，對于BD (藍(lán)光盤)和CD (激光唱盤)，是2,并且 對于DVD (數(shù)字多功能盤)，是4),從而生成等于總和的平方值的包絡(luò)信號 ENV。歸一化器125利用通過自相關(guān)器123和增益電路124獲取的包絡(luò)信號 ENV歸一化(相除)從互相關(guān)器122輸出的信號。取代等于總和的平方值的 包絡(luò)信號ENV,可以將絕對值信號用于歸一化。歸一化器125基本上由LUT (查找表)和乘法器構(gòu)成。歸一化器125最 好包括包絡(luò)信號ENV的電平的下限制器，以便防止由于信號缺陷而發(fā)生除以 零和發(fā)散。圖7是例示按照第 一 實施例的歸 一化器的配置例子的電路圖。如圖7所示的歸一化器400包括使能信號發(fā)生器410、分子數(shù)據(jù)輸入單 元420、分母數(shù)據(jù)輸入單元430、下限制器440、查找表(LUT) 450、第一定 時控制器460、第二定時控制器470、乘法器480以及輸出單元4卯。注意，在圖7中，與相關(guān)器一樣，利用除法器128將頻率為fs的時鐘脈 沖CLK除以N獲取分頻時鐘脈沖CLK2。使能信號發(fā)生器410包括與時鐘脈沖CLK同步地鎖存分頻時鐘脈沖 CLK2的第一鎖存單元410、與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第一鎖存單元410 輸出的信號的第二鎖存單元412以及通過將第一鎖存單元411輸出的信號用 作正輸入和將第二鎖存單元412輸出的信號用作負(fù)輸入進(jìn)行邏輯運算，生成 使能信號(脈沖)ENS的門電路413。分子數(shù)據(jù)輸入單元420包括第三鎖存單元421以及依照使能信號ENS選 擇分子數(shù)據(jù)N和從第三鎖存單元421輸出的信號之一以及將分子數(shù)據(jù)N和從 第三鎖存單元421輸出的信號的所選那個輸出到第三鎖存單元421的第一多 路復(fù)用器422。第三鎖存單元421與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第 一多路復(fù)用器422輸 出的信號，并且將信號供應(yīng)給第一定時控制器460。分母數(shù)據(jù)輸入單元430包括第四鎖存單元431以及依照使能信號ENS選 擇分母數(shù)據(jù)DN和從第四鎖存單元431輸出的信號之一以及將分母數(shù)據(jù)DN 和從第四鎖存單元431輸出的信號的所選那個輸出到第四鎖存單元431的第 二多路復(fù)用器432。第四鎖存單元431與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第二多路復(fù)用器432輸出的信號，并且將信號供應(yīng)給下限制器440。
下限制器440包括當(dāng)作為輸入A的從分母數(shù)據(jù)輸入單元430輸出的信號 的電壓大于輸入B的電壓(閾值Vth)時，使使能信號ENS有效的比較控制 器441以及當(dāng)使能信號ENS處在有效狀態(tài)下時，選4奪從分母數(shù)據(jù)輸入單元430 輸出的信號和將信號供應(yīng)給LUT 450的第三多路復(fù)用器442。
LUT450是包括用于計算倒數(shù)的對數(shù)計算器451、反相器452以及指數(shù)器 453的ROM查找表。
第一定時控制器460包括第五鎖存單元461以及依照使能信號ENS選擇 從分子數(shù)據(jù)輸入單元420輸出的信號和從第五鎖存單元461輸出的信號之一 和將所選信號供應(yīng)給第五鎖存單元461的第四多路復(fù)用器462。
第五鎖存單元461與時鐘脈沖CLK同步地將從第四多路復(fù)用器462輸出 的信號供應(yīng)給乘法器480。
第二定時控制器470包括第六鎖存單元471以及選擇從LUT450輸出的 信號和從第六鎖存單元471輸出的信號之一和將所選信號供應(yīng)給第六鎖存單 元471的第五多路復(fù)用器472。
第六鎖存單元471與時鐘脈沖CLK同步地將從第五多路復(fù)用器472輸出 的信號供應(yīng)給乘法器480。
乘法器480將通過第一定時控制器470供應(yīng)的分子數(shù)據(jù)乘以通過第二定 時控制器470供應(yīng)的分母數(shù)據(jù)的倒數(shù)，并且將所得信號供應(yīng)給輸出單元490。
輸出單元490包括第七鎖存單元491以及依照使能信號ENS選擇從乘法 器480輸出的信號和從第七鎖存單元491輸出的信號之一和將所選信號供應(yīng) 給第七鎖存單元491的第六多路復(fù)用器492。
第七鎖存單元491與時鐘脈沖CLK同步地鎖存從第六多路復(fù)用器492輸 出的信號，并且輸出該信號作為歸一化器400的輸出信號。
如上所述，歸一化器由計算倒數(shù)的LUT (查找表)和乘法器構(gòu)成。在歸 一化器中，分母應(yīng)該包含如圖7所示的下限制器，以便防止由于信號缺陷而 發(fā)生除以零和發(fā)散。下限制器可以反映到LUT中。
module lowlim(in, vth, out):
input (N:0) in;
input (N:0) vth;
output (N:0) out;<formula>formula see original document page 32</formula>
下限值(圖7中的閾值Vth)對應(yīng)于小于例如包絡(luò)信號ENV的正常電平 的八分之一的電平。
DAC 126將從歸一化器125輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。
LPF 127平滑從DAC 126輸出的數(shù)字信號，以便獲取要輸出的TE信號。
接著，描述具有上述配置的TE檢測設(shè)備100的操作。
如上所述，光接收元件101被劃分成四個光4妾收元件，即，第一分光接 收元件101-A到第四分光接收元件IOI-D。第一分光接收元件101-A將第一 RF信號RF1供應(yīng)給第一 AC耦合單元102，類似地，第二分光接收元件101-B 將第四RF信號RF4供應(yīng)給第四AC耦合單元105，第三分光接收元件101-C 將第三RF信號RF3供應(yīng)給第三AC耦合單元104,并且第四分光接收元件 IOI-D將第二RF信號RF2供應(yīng)給第二 AC耦合單元103。
第一 AC耦合單元102到第四AC耦合單元105消除包括在第一RF信號 RF1到第四RF信號RF1中的DC分量，其中，第一 RF信號RF1到第四RF 信號RF1之間的相差(時間差)隨從包括在光拾取器中的光接收元件101輸 出的跟蹤誤差信號而變。
第一加法器106將利用第一 AC耦合單元102消除了其中的DC分量的 第一RF信號RF1加到利用第三AC耦合單元104消除了其中的DC分量的 第三RF信號RF3，并且將所得信號供應(yīng)給第一GCA108。
第二加法器107將利用第二 AC耦合單元103消除了其中的DC分量的 第二RF信號RF2加到利用第四AC耦合單元105消除了其中的DC分量的 第四RF信號RF4，并且將所得信號供應(yīng)給第二 GCA 109。
第一GCA108依照光拾取器(OPU)的光接收元件101的輸出電平的變 化控制第一加法器106供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第一 AAF 110。 類似地，第二 GCA 109依照OPU的光接收元件101的輸出電平的變化控制 第二加法器107供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第二 AAF 111。
第一AAF110限制第一GCA108的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并且將所得信號供應(yīng)給放大信號和將信號供應(yīng)給第一微分器114的第一放大器
112。 第二 AAF 111限制第二GCA 109的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊， 并且將所得信號供應(yīng)給放大信號以便供應(yīng)給第二微分器115的第二放大器
113。
第一微分器114消除從第一放大器112輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第一 ADC 116。第二微分器115消除從第二放大器113 輸出的信號的DC分量，微分信號，并且將信號供應(yīng)給第二 ADC 117。
第一 ADC 116限制從第一微分器114輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給希爾伯特變換器118作為數(shù)字信號。
類似地，第二ADC117限制從第二微分器115輸出的信號的振幅，并且 取樣和量化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一延遲電路119作為數(shù)字信號。
希爾伯特變換器118與信號分量的周期無關(guān)地將從第一 ADC 116輸出的 信號的相位移動9()G，并且將所得信號供應(yīng)給互相關(guān)器122。
第一延遲電路119將從第二ADC 117輸出的信號延遲等于希爾伯特變換 器118引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給互相關(guān)器122。
同時，求和電路121計算從第一 ADC H6輸出的信號和從第二 ADC 117 輸出的信號的總和。將從求和電路121輸出的信號供應(yīng)給將信號延遲等于希 爾伯特變換器118引起的延遲量的延遲量的第二延遲電路120。此后-，進(jìn)一 步將信號供應(yīng)給自相關(guān)器123。
互相關(guān)器122利用從希爾伯特變換器H8輸出的信號和從第一延遲電路 119輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC,并且將所 得信號輸出到歸一化器125。
自相關(guān)器123計算從求和電路121輸出的信號的自相關(guān)系數(shù)ACO,并且 將自相關(guān)系數(shù)ACO供應(yīng)給增益電路124 。
增益電路124將自相關(guān)系數(shù)ACO乘以依照媒體(盤)類型選擇的適當(dāng)固 定系數(shù)，從而生成等于總和的平方值的包絡(luò)信號ENV，并且將包絡(luò)信號ENV 供應(yīng)給歸一化器125。
歸一化器125利用通過自相關(guān)器123和增益電路124獲取的包絡(luò)信號 ENV歸一化(相除)從互相關(guān)器122輸出的信號。
然后，DAC 126將從歸一化器125輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，此 后，LPF127平滑該信號，以便獲取要輸出的TE信號。也就是說，利用DAC 126將從歸一化器125輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬 信號，并且利用LPF 127 (后置濾波器)平滑它。此后，消除信號中的圖像 分量，并且將信號作為DPD跟蹤誤差信號TEout供應(yīng)給跟蹤伺服控制設(shè)^(未 示出)。
按照第一實施例，將應(yīng)用DPD方法的TE檢測設(shè)備實現(xiàn)成高精度高速工 作的數(shù)字電路。下文將詳細(xì)描述TE檢測設(shè)備的優(yōu)點。 第二實施例
圖8是例示按照本發(fā)明第二實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖。
按照第二實施例的TE檢測設(shè)備100A與按照第一實施例的TE檢測設(shè)備 100的不同之處在于如下各點。
第一ADC 116在它的輸出端上與第一希爾伯特變換器118-1和第一延遲 電路119-1連接，并且第二 ADC 117在它的輸出端上與第二希爾伯特變換器
118- 2和第二延遲電路119-2連接。
而且，第一希爾伯特變換器118-1和第二延遲電路119-2與計算從第一希 爾伯特變換器118-1輸出的信號與從第二延遲電路119-2輸出的信號之間的相 關(guān)性的第一互相關(guān)器122-1連接。此外，第二希爾伯特變換器118-2和第一延 遲電路119-l與計算從第二希爾伯特變換器118-2輸出的信號與從第一延遲電 路119-1輸出的信號之間的相關(guān)性的第二互相關(guān)器122-2連接。
第一互相關(guān)器122-1和第二互相關(guān)器122-2與進(jìn)行減法運算以便獲取從第 一互相關(guān)器122-1輸出的信號與從第二互相關(guān)器122-2輸出的信號之間的差值 的減法器129連接。將從減法器129輸出的信號供應(yīng)給歸一化器125作為分 子數(shù)據(jù)。
求和電路121A計算從第一延遲電路119-1輸出的信號和從第二延遲電路
119- 2輸出的信號的總和。
在這種情況下， 一對第一希爾伯特變換器118-1和第一延遲電路119-1 和一對第二希爾伯特變換器118-2和第二延遲電路119-2的每一對可以由含有 如圖9所示交織成梳狀的兩條獨立抽頭引線和輸出端(I和Q )的單個FIR濾 波器構(gòu)成。于是，縮小了電路的尺寸。
圖9是例示按照第二實施例的希爾伯特IQ濾波器200的配置例子的電路圖。圖10是例示按照第二實施例的希爾伯特變換器的抽頭系數(shù)(=脈沖響 應(yīng))的圖形。
圖11是例示按照第二實施例的希爾伯特變換器的抽頭數(shù)量與抽頭系數(shù) 之間的關(guān)系的圖形。
圖12是例示按照第二實施例的帶通濾波器的抽頭系數(shù)(-脈沖響應(yīng))的 圖形。
圖13是例示按照第二實施例的帶通濾波器的抽頭數(shù)量與抽頭系數(shù)之間 的關(guān)系的圖形。
如圖9所示，從希爾伯特IQ濾波器200的輸出端Q輸出的信號具有希 爾伯特變換特性。希爾伯特變換特性的頻率傳遞函數(shù)用如下表達(dá)式表示。 表達(dá)式1
H(co)=e-n/2 (co>0)/H( )=0 (co=0,2nfs/s)/H(co)=-e-n/2 (co<0)
也就是說，與信號周期無關(guān)地進(jìn)行90Q (7i/2)相移?？刂普穹匦?，以
便獲取DC頻率和尼奎斯特頻率具有空值的帶通特性。
如圖10和11所示，希爾伯特變換器的抽頭系數(shù)具有相對于作為中心點
的中心抽頭呈現(xiàn)符號相反值的點對稱系數(shù)分布。因此，就因果性而言，在模
擬電路中實現(xiàn)這個實施例的希爾伯特變換器在物理上是不可能的。
如圖9所示，從輸出端I輸出的信號被控制成具有對應(yīng)于與從輸出端Q 輸出的信號的振幅特性相同的振幅特性的帶通特性。從輸出端I輸出的信號 的延遲量被控制成與從輸出端Q輸出的信號的延遲量相同。
如圖12和13所示，帶通濾波器的抽頭系數(shù)具有相對于作為中心的中心 抽頭線對稱的系數(shù)分布。因此，就因果性而言，在模擬電路中實現(xiàn)這個實施 例的BPF在物理上是不可能的。
控制這個實施例的振幅特性，以便獲取DC頻率和尼奎斯特頻率具有空 值的帶通特性。而且，將振幅特性設(shè)置成相對于作為中心的半尼奎斯特頻率 (fs/4)非線對稱。這樣，如圖9到11所示，在抽頭系數(shù)中交替地呈現(xiàn)O值。 于是，互補地安排希爾伯特變換器的抽頭系數(shù)和BPF的抽頭系數(shù)。
因此，該對第一希爾伯特變換器118-1和第一延遲電路119-1和該對第二 希爾伯特變換器118-2和第二延遲電路119-2的每一對可以由含有如圖9所示 交織成梳狀的兩條獨立抽頭引線210和220和輸出端(I和Q )230的單個FIR 濾波器構(gòu)成。于是，縮小了電路的尺寸。借助于這種配置，將應(yīng)用DPD方法的TE檢測設(shè)備實現(xiàn)成高精度高速工
作的數(shù)字電路。 第三實施例
圖14是例示按照本發(fā)明第三實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖。
按照第三實施例的TE檢測設(shè)備500包括安排在光盤中的光拾取器 (OPU)中的光接收元件501、第一 AC耦合單元502到第四AC耦合元件 505、第一GCA506到第四GCA509、第一 AAF 510到第四AAF 513、第一 放大器514到第四放大器517、第一微分器518到第四微分器521、時鐘脈沖 發(fā)生器522、第一 ADC 523到第四ADC 526、第一希爾伯特變換器527、第 二希爾伯特變換器528、第一延遲電路529到第三延遲電路531、求和電路 532、第一互相關(guān)器533、第二互相關(guān)器534、加法器535、自相關(guān)器536、增 益電路537、歸一化器538、 DAC 539、 LPF 540以及除法器541 。
光接收元件501被劃分成四個分光接收元件，即，第一分光接收元件 501-A到第四分光接收元件501-D。第一分光接收元件501-A將第一 RF信號 RF1供應(yīng)給第一 AC耦合單元502，第二分光接收元件501-B將第四RF信號 RF4供應(yīng)給第四AC耦合單元505,第三分光接收元件501-C將第三RF信號 RF3供應(yīng)給第三AC耦合單元504,并且第四分光接收元件501-D將第二 RF 信號RF2供應(yīng)給第二 AC耦合單元503。
第一 AC耦合單元502到第四AC耦合單元505每一個都由電容器構(gòu)成， 消除包括在第一RF信號RF1到第四RF信號RF1中的DC分量，其中，第 一 RF.信號RF1到第四RF信號RF4之間的相差(時間差)隨從包括在光拾 取器中的光接收元件501輸出的跟蹤誤差信號而變。
第一GCA506依照光拾取器(OPU)的光接收元件501的輸出電平的變 化控制第一 AC耦合單元502供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第一 AAF 510。
第二 GCA 507依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第二 AC耦合單元503供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第二 AAF 511。
第三GCA 508依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第三 AC耦合單元504供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第三AAF 512。
第四GCA 509依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第四AC耦合單元505供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第四AAF 513。
第一AAF510限制第一GCA506的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第一放大器514。
第二 AAF511限制第二GCA507的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第二放大器515。
第三AAF512限制第三GCA508的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第三放大器516。
第四AAF513限制第四GCA509的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給第四放大器517。
與第一和第二實施例一樣，第一 AAF510到第四AAF513用于防止混疊， 并且在這個實施例中，將二階LPF用作第一AAF510到第四AAF513。注意， 可以將任意階用于LPF。
當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一 AAF 510到第四AAF 513 的截止頻率最好設(shè)置成比半徑ri中的RF最大重復(fù)頻率(對于藍(lán)光盤，2T = fcck/4,并且對于DVD/CD, 3T= fcck/6: fcck表示信道時鐘頻率)的ro/ri倍 高(對于12cm盤，2.4倍)。
將截止頻率設(shè)置成上述那樣，以便當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周對盤進(jìn)行全 面尋找操作時，可以適當(dāng)?shù)貦z測TE信號。
第一放大器514將從第一 AAF 510輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 信號供應(yīng)給第一微分器518。
第二放大器515將從第二 AAF 511輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 信號供應(yīng)給第二微分器519。
第三放大器516將從第三AAF512輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 信號供應(yīng)給第三微分器520。
第四放大器517將從第四AAF 513輸出的信號放大到預(yù)定電平，并且將 信號供應(yīng)給第四微分器521。
第 一放大器514到第四放大器517使要供應(yīng)給安排在后級中的第一 ADC 523到第四ADC 526的信號變成過刻度。
第一放大器514到第四放大器517的增益是這樣的確定的，使供應(yīng)給第 一 ADC 523到第四ADC 526的信號的振幅變成滿刻度。這樣，利用A/D轉(zhuǎn)換器的過刻度極限效應(yīng)消除振幅變化分量，并且充分
利用量化分辨率地獲得具有少數(shù)量化位的A/D轉(zhuǎn)換器。也就是說，只對在與 相差信息的提取相聯(lián)系方面重要的過零點的附近指定量化分辨率。
注意，第 一放大器514到第四放大器517可以分別與第一 GCA 506到第 四GCA509耦合。
第一微分器518消除從第一放大器514輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第一 ADC 523。
第二微分器519消除從第二放大器515輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第二 ADC 524。
第三微分器520消除從第三放大器516輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第三ADC 525。
第四微分器521消除從第四放大器517輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第四ADC 526。
第一微分器518到第四微分器521的每一個消除前級生成的DC偏移， 給出微分特性，并且提高其靈敏度具有微分特性和安排在后級中的相位解調(diào) 器的解調(diào)S/N比。第一微分器518到第四微分器521可以由一階高通濾波器 (HPF)構(gòu)成。
第一 ADC 523限制從第一微分器518輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一希爾伯特變換器527。
第二 ADC 524限制從第二微分器519輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一延遲電路529。
第三ADC 525限制從第三微分器520輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第二希爾伯特變換器528。
第四ADC 526限制從第四微分器521輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第二延遲電路530。
與第一實施例一樣，第一ADC 523到第四ADC 526是利用相同取樣時 鐘脈沖CLK驅(qū)動的。取樣時鐘脈沖CLK可以與RF異步。當(dāng)用作記錄媒體 的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro 表示，而ro大于ri時，第一ADC 523到第四ADC 526的取樣頻率最好設(shè)置 成比半徑ri中的RF最大重復(fù)頻率(對于藍(lán)光盤，2T=fcck/4,并且對于 DVD/CD, 3T = fcck/6: fcck表示信道時鐘頻率)的2x(ro/ri)倍高(對于12cm盤，4.8倍)。將取樣頻率設(shè)置成上述那樣，以便當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周對盤進(jìn)行全面尋找操作時，可以適當(dāng)?shù)貦z測TE信號。在本實施例中，第一 ADC 523到第四ADC 526可被鎖存比較器取代。第一希爾伯特變換器527與信號分量的周期無關(guān)地將從第一 ADC 523輸 出的信號的相位移動90Q，并且將所得信號供應(yīng)給第一互相關(guān)器533。第一延遲電路529將從第二ADC 524輸出的信號延遲等于第一希爾伯特 變換器527引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給第一互相關(guān)器533。第二希爾伯特變換器528與信號分量的周期無關(guān)地將從第三ADC 525輸 出的信號的相位移動卯G，并且將所得信號供應(yīng)給第二互相關(guān)器534。第二延遲電路530將從第四ADC 526輸出的信號延遲等于第二希爾伯特 變換器528引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給第二互相關(guān)器534。第三延遲電路531將從求和電路532輸出的信號延遲等于第一希爾伯特 變換器527和第二希爾伯特變換器528引起的延遲量的延遲量，并且將信號 供應(yīng)給自相關(guān)器536。第一延遲電路529到第三延遲電路531可以由具有與第一希爾伯特變換 器527和第二希爾伯特變換器528相同的振幅頻率特性的帶通濾波器(BPF ) 構(gòu)成。而且，與第一和第二實施例相同，第一希爾伯特變換器527和第二希爾 伯特變換器528可以由輸出存在相互正交關(guān)系的兩個不同信號I(含有同相分 量)和Q (含有正交分量)的FIR濾波器構(gòu)成。而且，可以安排第一FIR濾波器取代希爾伯特變換器，并且可以安排第 二 FIR濾波器取代用作延遲電路的BPF,以便從第一 FIR濾波器輸出的信號 和從第二FIR濾波器輸出的信號與信號周期無關(guān)地在其之間具有90G的相差。具體地說，第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器可以配置成第一 FIR濾波 器的相移量是與信號周期無關(guān)的+45° (或-45",并且第二FIR濾波器的相移 量是與信號周期無關(guān)的-45G (或+45"。求和電路532計算從第一 ADC 523到第四ADC 526輸出的信號的總和。 通過第三延遲電路531將從求和電路532輸出的信號供應(yīng)給自相關(guān)器536。第一互相關(guān)器533利用從第一希爾伯特變換器527輸出的信號和從第一 延遲電路529輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC1,并且將所得信號輸出到加法器535。第二互相關(guān)器534利用從第二希爾伯特變換器528輸出的信號和從第二延遲電路530輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC2，并且將所得信號輸出到加法器535。加法器535將第一互相關(guān)器533供應(yīng)的信號加到第二互相關(guān)器534供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給歸一化器538。注意，如圖6所示的電路可以用作第一互相關(guān)器533和第二互相關(guān)器534。 自相關(guān)器536計算從求和電路532輸出的信號的自相關(guān)系數(shù)AC0。 自相關(guān)器536可以由乘法器和累積和相加從乘法器輸出的信號，并且保存和利用例如固定系數(shù)歸一化(相除)累積和相加的結(jié)果的積分器構(gòu)成。 乘法器可被平衡調(diào)制器或異或電路取代。增益電路537利用預(yù)定增益放大從自相關(guān)器536輸出的信號，并且將放 大信號供應(yīng)給歸一化器538。增益電路537將自相關(guān)系數(shù)AC0乘以依照媒體(盤)類型選擇的適當(dāng)固 定系數(shù)(在本實施例中，對于BD (藍(lán)光盤)和CD (激光唱盤)，是2，并且 對于DVD (數(shù)字多功能盤)，是4),從而生成等于總和的平方值的包絡(luò)信號 ENV。歸一化器538利用通過自相關(guān)器536和增益電路537獲取的包絡(luò)信號 ENV歸一化(相除)從互相關(guān)器536輸出的信號。取代等于總和的平方值的 包絡(luò)信號ENV，可以將絕對值信號用于歸一化。歸一化器538基本上可以由LUT(查找表)和乘法器構(gòu)成。歸一化器538 最好包括限制包絡(luò)信號ENV的電平的下限制器，以便防止由于信號缺陷而發(fā) 生除以零和發(fā)散。注意，如圖7所示的電路可以用作歸一化器538。 DAC 539將從歸一化器538輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。 LPF 540平滑從DAC 539輸出的數(shù)字信號，以便獲取要輸出的TE信號。 接著，描述具有上述配置的TE檢測設(shè)備500的操作。 如上所述，光接收元件501被劃分成四個光接收元件，即，第一分光接 收元件501-A到第四分光接收元件501-D。第一分光接收元件501-A將第一 RF信號RF1供應(yīng)給第一 AC耦合單元502,類似地，第二分光接收元件501-B 將第四RF信號RF4供應(yīng)給第四AC耦合單元505,第三分光接收元件501-C將第三RF信號RF3供應(yīng)給第三AC耦合單元504，并且第四分光接收元件 501-D將第二 RF信號RF2供應(yīng)給第二 AC耦合單元503。第一 AC耦合單元502到第四AC耦合單元505消除包括在第一 RF信號 RFl到第四RF信號RF4中的DC分量，其中，第一 RF信號RFl到第四RF 信號RF4之間的相差(時間差)隨從包括在光拾取器中的光接收元件501輸 出的跟蹤誤差信號而變，并且，第一 AC耦合單元502到第四AC耦合單元 505將信號供應(yīng)給第一 GCA 506到第四GCA 509。第一GCA506依照光拾取器(OPU)的光接收元件501的輸出電平的變 化控制第一 AC耦合單元502供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第一 AAF 510。第二 GCA 507依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第二 AC耦合單元503供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第二 AAF 511。第三GCA 508依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第三 AC耦合單元504供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第三AAF 512。第四GCA 509依照OPU的光接收元件501的輸出電平的變化控制第四 AC耦合單元505供應(yīng)的信號，并且將所得信號供應(yīng)給第四AAF 513。第一 AAF510限制第一GCA506的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給放大信號和將信號供應(yīng)給第一微分器518的第一放大器514。第二 AAF511限制第二GCA507的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給放大信號和將信號供應(yīng)給第二微分器519的第二放大器515。第三AAF512限制第三GCA508的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給放大信號和將信號供應(yīng)給第三^t分器520的第三放大器516。第四AAF513限制第四GCA509的輸出頻帶，防止帶外分量的混疊，并 且將所得信號供應(yīng)給放大信號和將信號供應(yīng)給第四微分器521的第四放大器517。第一微分器518消除從第一放大器514輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第一 ADC 523。第二微分器519消除從第二放大器515輸出的信號的DC分量，微分信號，并且將信號供應(yīng)給第二 ADC524。第三微分器520消除從第三放大器516輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第三ADC 525。第四微分器519消除從第四放大器517輸出的信號的DC分量，微分信 號，并且將信號供應(yīng)給第四ADC 526。第一 ADC 523限制從第一微分器518輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一希爾伯特變換器527作為數(shù)字信號。類似地，第二 ADC 524限制從第二微分器519輸出的信號的振幅，并且 取樣和量化信號，此后，將信號供應(yīng)給第一延遲電路529作為數(shù)字信號。第三ADC 525限制從第三微分器520輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第二希爾伯特變換器528作為數(shù)字信號。第四ADC 526限制從第四微分器521輸出的信號的振幅，并且取樣和量 化信號，此后，將信號供應(yīng)給第二延遲電路530作為數(shù)字信號。第一希爾伯特變換器527與信號分量的周期無關(guān)地將從第一 ADC 523輸 出的信號的相位移動90Q,并且將所得信號供應(yīng)給第一互相關(guān)器533。第 一延遲電路529將從第二 ADC 524輸出的信號延遲等于第 一希爾伯特 變換器527引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給第一互相關(guān)器533。第二希爾伯特變換器528與信號分量的周期無關(guān)地將從第三ADC 525輸 出的信號的相位移動卯g，并且將所得信號供應(yīng)給第二互相關(guān)器534。第二延遲電路530將從第四ADC 526輸出的信號延遲等于第二希爾伯特 變換器528引起的延遲量的延遲量，并且將信號供應(yīng)給第二互相關(guān)器534。同時，求和電路532計算從第一 ADC 523輸出的信號到從第四ADC 526 輸出的信號的總和。將從求和電路532輸出的信號供應(yīng)給將信號延遲等于第 一希爾伯特變換器527和第二希爾伯特變換器528引起的延遲量的延遲量的 第二延遲電路120。此后，進(jìn)一步將信號供應(yīng)給自相關(guān)器536。第一互相關(guān)器533利用從第一希爾伯特變換器527輸出的信號和從第一 延遲電路529輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC1 ， 并且將所得信號輸出到加法器535。第二互相關(guān)器534利用從第二希爾伯特變換器528輸出的信號和從第二 延遲電路530輸出的信號計算代表輸入RF信號之間的相差的相關(guān)系數(shù)CC2， 并且將所得信號輸出到加法器535。加法器535將從第一互相關(guān)器533輸出的信號加到從第二互相關(guān)器534 輸出的信號，并且將所得信號供應(yīng)給歸一化器538。自相關(guān)器536計算從求和電路532輸出的信號的自相關(guān)系數(shù)AC0，并且 將相關(guān)系數(shù)AC0供應(yīng)給增益電路537。增益電路537將自相關(guān)系數(shù)AC0乘以依照媒體(盤)類型選擇的適當(dāng)固 定系數(shù)，從而生成等于總和的平方值的包絡(luò)信號ENV，并且將包絡(luò)信號ENV 供應(yīng)給歸一化器538。歸一化器538利用通過自相關(guān)器536和增益電路537獲取的包絡(luò)信號 ENV歸一化(相除)從加法器536輸出的信號。取代等于總和的平方值的包 絡(luò)信號ENV，可以將絕對值信號用于歸一化。然后，DAC 539將從歸一化器538提供的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，此 后，LPF 540平滑該信號，以便獲取要輸出的TE信號。也就是說，利用DAC 539將從歸一化器538輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬 信號，并且利用LPF 540 (后置濾波器)平滑它。此后，消除信號中的圖像 分量，并且將信號作為DPD跟蹤誤差信號TEout供應(yīng)給跟蹤伺服控制設(shè)^(未 示出)。按照第三實施例，將應(yīng)用DPD方法的TE檢測設(shè)備實現(xiàn)成高精度高速工 作的數(shù)字電路。下文將詳細(xì)描述TE檢測設(shè)備的優(yōu)點。 第四實施例圖15是例示按照本發(fā)明第四實施例應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差(TE)檢 測設(shè)備的配置例子的電路圖。按照第四實施例的TE檢測設(shè)備500A與按照第三實施例的TE檢測設(shè)備 500的不同之處在于如下各點。第一ADC 523在它的輸出端上與第11希爾伯特變換器527-1和第11延 遲電路529-1連接，并且第二 ADC 524在它的輸出端上與第12希爾伯特變換 器527-2和第12延遲電路529-2連接。而且，第11希爾伯特變換器527-1和第12延遲電路529-2與計算從第 11希爾伯特變換器527-1輸出的信號與從第12延遲電路529-2輸出的信號之 間的相關(guān)性的第11互相關(guān)器533-1連接。此外，第12希爾伯特變換器527-2 和第11延遲電路529-1與計算從第12希爾伯特變換器527-2輸出的信號與從 第11延遲電路529-1輸出的信號之間的相關(guān)性的第12互相關(guān)器533-2連接。類似地，第三ADC 525在它的輸出端上與第21希爾伯特變換器528-1 和第21延遲電路530-1連接，并且第四ADC 526在它的輸出端上與第22希 爾伯特變換器528-2和第22延遲電路530-2連接。而且，第21希爾伯特變換器528-1和第22延遲電路530-2與計算從第 21希爾伯特變換器528-1輸出的信號與從第22延遲電路530-2輸出的信號之 間的相關(guān)性的第21互相關(guān)器534-1連接。此外，第22希爾伯特變換器528-2 和第21延遲電路530-1與計算從第22希爾伯特變換器528-2輸出的信號與從 第21延遲電路530-1輸出的信號之間的相關(guān)性的第22互相關(guān)器534-2連接。而且，第11互相關(guān)器533-1和第12互相關(guān)器533-2與進(jìn)行減法運算以便 獲取從第11互相關(guān)器533-1輸出的信號與從第12互相關(guān)器533-2輸出的信號 之間的差值的減法器542連接。類似地，第21互相關(guān)器534-1和第22互相 關(guān)器534-2與進(jìn)行減法運算以便獲取從第21互相關(guān)器534-1輸出的信號與從 第22互相關(guān)器534-2輸出的信號之間的差值的減法器543連接。然后，加法器535A將從減法器542提供的信號加到從減法器543提供 的信號，并且將所得信號供應(yīng)給歸一化器538。求和電路532A計算從第11延遲電路529-1輸出的信號、從第12延遲電 路529-2輸出的信號、從第21延遲電路530-1輸出的信號、從第22延遲電路 530-2輸出的信號的總和。在這種情況下，一對第11希爾伯特變換器527-1和第ll延遲電路529-1、 一對第12希爾伯特變換器527-2和第12延遲電路529-2、 一對第21希爾伯 特變換器528-1和第21延遲電路530-1以及一對第22希爾伯特變換器528-2 和第22延遲電路530-2的每一對可以由含有如圖9所示交織成梳狀的兩條獨 立抽頭引線和輸出端(I和Q)的單個FIR濾波器構(gòu)成。于是，縮小了電路的 尺寸。在第四實施例中，第一ADC 523到第四ADC 526分別將信號供應(yīng)給該 對第11希爾伯特變換器527-1和第11延遲電路529-1、該對第12希爾伯特 變換器527-2和第12延遲電路529-2、該對第21希爾伯特變換器528-1和第 21延遲電路530-1以及該對第22希爾伯特變換器528-2和第22延遲電路 530-2。希爾伯特變換器和延遲電路的每一個由輸出存在相互正交關(guān)系的兩個 不同信號I和Q的FIR濾波器構(gòu)成。然后，具有帶通濾波器特性的希爾伯特變換器和FIR濾波器將信號供應(yīng)給相應(yīng)互相關(guān)器。如上所述，由于在每個FIR濾波器的振幅特性中，信號I和Q兩者都具有帶通特性，所以DC頻率分量和尼奎斯特頻率(fs/2 )分量的傳輸量都是零。 因此，由振幅限制引起和作為本實施例的相關(guān)性計算的結(jié)果在相關(guān)性中生成 的DC漂移分量(TE信號的中心的漂移) 一般是零。于是，如上所述，利用 了過刻度極限效應(yīng)和獲得了具有少數(shù)量化位的A/D轉(zhuǎn)換器。第11互相關(guān)器533-l和第12互相關(guān)器533-2分別將相關(guān)系數(shù)CCl和CC2 供應(yīng)給利用相關(guān)系數(shù)CC1和CC2進(jìn)行減法運算的減法器542,并且從減法器 542輸出所得信號作為跟蹤誤差信號TE1。每個FIR濾波器對信號I和Q進(jìn)行互補計算，因此，相關(guān)系數(shù)CC1的期 望值等于相關(guān)系數(shù)CC2的期望值，并且相關(guān)系數(shù)CC1的極性與相關(guān)系數(shù)CC2 的極性相反。另 一方面，第11互相關(guān)器533-1和第12互相關(guān)器533-2的積分的殘差(噪 聲分量)相互之間存在90G的相差，并且相互無關(guān)。于是，當(dāng)利用相關(guān)系數(shù) CC1和CC2進(jìn)行微分合成運算時，獲得2倍TE分量和V2倍噪聲分量，并且 將TE信號的S/N比提高了 3 dB。類似地，第21互相關(guān)器534-1和第22互相關(guān)器534-2分別將相關(guān)系數(shù) CC3和CC4供應(yīng)給利用相關(guān)系數(shù)CC3和CC4進(jìn)行減法運算的減法器543， 并且從減法器543輸出所得信號作為跟蹤誤差信號TE2。于是，當(dāng)利用相關(guān)系數(shù)CC3和CC4進(jìn)行微分合成運算時，獲得2倍TE 分量和V2倍噪聲分量，并且將TE信號的S/N比提高了 3dB。加法器535A相加跟蹤誤差信號TE1和TE2,并且輸出所得信號作為跟 蹤誤差信號TEO (計算TEO + TE1 + TE2 )。這種計算可以是依照輸入連接的 相減。借助于這種運算，消除了隨媒體坑深和OPU透鏡漂移的原點漂移(軌 道偏移)。注意，在這個實施例中，從后面接著相加/相減的相關(guān)性計算(相乘和積 分)開始進(jìn)行運算。但是，也可以從后面接著相加/相減和積分的相乘開始進(jìn) 行運算。由于將乘法器用于相關(guān)性檢測，所以與RF輸入振幅有關(guān)的輸出靈敏度 具有平方律特性。由于靈敏度受頻率特性的變差影響，例如，由于OPU的光 透射功能，只利用供應(yīng)給ADC的信號的過刻度極限效應(yīng)抑制不了振幅的變化。因此，最好以互相關(guān)器的輸入信號電平歸一化跟蹤誤差信號TEO,以便 消除振幅變化的影響。求和電路532A利用從FIR濾波器(第ll延遲電路529-1、第12延遲電 路529-2、第21延遲電路530-1以及第22延遲電路530-2 )輸出的信號II、 12、 13和I4計算總和，以便生成總和信號ZO。將總和信號Z0供應(yīng)給計算自相關(guān)系數(shù)AC0的自相關(guān)器536。增益電路 537將自相關(guān)系數(shù)ACO乘以依照媒體(盤)類型的適當(dāng)固定系數(shù)(在本實施 例中，對于BD和CD，是2,并且對于DVD,是4),從而生成等于總和的 平方值的包絡(luò)信號ENV。歸一化器538利用包絡(luò)信號ENV歸一化跟蹤誤差 信號TE0(計算TE = TE0/ENV)。由于以數(shù)字運算進(jìn)行這種計算，所以可 以容易地進(jìn)^f亍相除。DAC 539將從歸一化器538輸出的信號轉(zhuǎn)換成模擬信號，并且LPF (后 置濾波器)540平滑模擬信號和從信號中消除圖像分量。此后，LPF 540將所 得信號作為DPD跟蹤誤差信號TEout供應(yīng)給跟蹤伺服控制設(shè)備(未示出)。注意，盡管在前面的實施例中安排了歸一化器，但取代歸一化器，也可 以應(yīng)用將未歸一化的跟蹤誤差信號TEO和包絡(luò)信號ENV發(fā)送到伺服系統(tǒng)和 利用包括在跟蹤伺服控制設(shè)備中的DSP (數(shù)字信號處理)單元進(jìn)行歸一化的 方法。注意，例如，當(dāng)振幅或f特性小時，可以省略歸一化。 而且，希爾伯特濾波器和帶通濾波器(BPF)的抽頭系數(shù)不局限于如圖 IO到13所示的那些。例如，希爾伯特濾波器的抽頭系數(shù)可以設(shè)置成[O, 1, 0, -1, O](或[O, -1, 0, 1， O])，并且?guī)V波器的抽頭系數(shù)可以設(shè)置成[-l, 0， 2, 0, -l]。此外，在使用較高分辨率的A/D轉(zhuǎn)換器的情況下，未必使用過刻度極限 效應(yīng)，但可以在A/D轉(zhuǎn)換器之后另外安排數(shù)字限制器。另外，可以不轉(zhuǎn)換成模擬信號地將TE信號或跟蹤誤差信號TEO和包絡(luò) 信號ENV發(fā)送到跟蹤伺服控制設(shè)備，作為一個或數(shù)個數(shù)字信號。按照第一到第四實施例，達(dá)到如下效果。(1)由于取代現(xiàn)有技術(shù)中包括A/D轉(zhuǎn)換器、補償單元、高頻提升電路 以及導(dǎo)致電路尺寸大和元件靈敏度高的模塊高頻提升電路的邊緣(過零)比 較型相位比較器的數(shù)字DPD電路的配置，應(yīng)用了包括A/D轉(zhuǎn)換器、 一個或多個希爾伯特變換器以及一個或多個相關(guān)性檢測型相位比較器的DPD電路的配置，每個相位比較器高度可靠和高速地工作，并且減少了每個A/D轉(zhuǎn)換器的量化位數(shù)。(2) 由于按照效果(1)的每個希爾伯特變換器都通過包括A/D轉(zhuǎn)換器 和第一和第二FIR數(shù)字濾波器(第一FIR數(shù)字濾波器相對于希爾伯特變換器， 并且第二FIR數(shù)字濾波器對應(yīng)于延遲電路或BPF)的全數(shù)字系統(tǒng)實現(xiàn)，避免 了誤差和漂移，并且在從DC頻率(0Hz)到尼奎斯特頻率(fs/2)的范圍內(nèi) 與信號周期無關(guān)地精確達(dá)到與9()G相關(guān)的相差。(3) 按照效果(1)的每個相關(guān)性檢測型相位比較器由數(shù)字乘法器和積 分和轉(zhuǎn)儲積分器(包括累加器和S和H (取樣和保存)電路)構(gòu)成。由于進(jìn) 行綜合檢測，與一般邊緣比較型相位比較器不同，利用異步反饋回路的假邊 緣消除機構(gòu)是多余的。因此，取得了利用全同步設(shè)計的定量定時控制(靜態(tài) 定時分析STA)和實現(xiàn)了高速工作的相位比較器。(4 )按照效果(2 )的每個希爾伯特變換器基本上具有在DC頻率(0 Hz ) 和尼奎斯特頻率(fs/2)上的頻率特性是零的帶通特性。因此，當(dāng)利用按照效 果(3)的一個或多個希爾伯特變換器和一個或多個相關(guān)性檢測型相位比較器 配置應(yīng)用DPD方法的TE檢測電路時，除了 TE信號中的那個之外的其它解 調(diào)DC分量大體上是零。于是，即使在將信號供應(yīng)給一個A/D轉(zhuǎn)換器之前限 制振幅，也不會造成TE信號的原點的漂移(偏移)。因此，可以利用過刻度 極限效應(yīng)減少每個A/D轉(zhuǎn)換器的量化位數(shù)。(5) 由于像在效果(4)中所述那樣利用每個A/D轉(zhuǎn)換器的過刻度極限 效應(yīng)，減少了量化位數(shù)(1位到4位)和縮小了電路尺寸，而且，獲得了受 成為按照效果(3)的相關(guān)性檢測型相位比較器的缺點、與振幅有關(guān)的TE靈 敏度的平方律特性影響較小的數(shù)字DPD電路。(6) 由于利用等于從A/D轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從FIR濾波器輸出的信 號的總和的平方值的包絡(luò)信號或利用絕對值信號歸一化TE信號，在高密光 盤設(shè)備中實現(xiàn)了不受由于f特性變差引起的TE靈敏度的平方律特性影響的數(shù) 字DPD電^各。(7) 由于A/D轉(zhuǎn)換器的取樣頻率被設(shè)置成是盤的最內(nèi)圓周上的RF信號 的最大重復(fù)頻率的4.8倍或更多倍的頻率，避免了在外圓周上由于受由RF信 號的混疊造成的反相分量的影響引起的TE靈敏度變差，并且，當(dāng)從最內(nèi)圓周到最外圓周對盤進(jìn)行全面尋找操作時，可以適當(dāng)?shù)貨_全測橫向TE信號。(8 )由于第一對希爾伯特變換器和相關(guān)性;險測型相位比較器和第二對希 爾伯特變換器和相關(guān)性檢測型相位比較器互補地實現(xiàn)，并且只+從兩對輸出的信號進(jìn)行微分合成運算，提高了 TE信號的S/N比。(9 )由于第一 FIR數(shù)字濾波器(希爾伯特變換器)和第二 FIR數(shù)字濾波 器(延遲電路或BPF)的每一個都由含有如圖9所示交織成梳狀的兩條獨立 抽頭引線和輸出端(I和Q)的單個FIR濾波器構(gòu)成，所以使FIR濾波器的尺 寸縮小了一半。注意，如上所述的TE檢測設(shè)備可應(yīng)用于像使用400納米頻帶的半導(dǎo)體 激光器的藍(lán)光盤裝置那樣的光記錄/再現(xiàn)裝置(光盤裝置)。圖16是例示按照本發(fā)明實施例的TE檢測設(shè)備之一可應(yīng)用的光記錄/再現(xiàn) 裝置的配置例子的圖形。光記錄/再現(xiàn)裝置600包括記錄媒體(例如，光盤601 )、光拾取器(光學(xué) 頭)610、應(yīng)用DPD方法的TE檢測設(shè)備620、伺服控制器630、驅(qū)動電路640 以及系統(tǒng)控制器650。光學(xué)頭610包括由激光驅(qū)動電路驅(qū)動和用于記錄和再現(xiàn)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的激光 二極管611、檢測從激光二極管611發(fā)出的激光束的光接收元件612、光學(xué)系 統(tǒng)以及物4竟641。光"^妾收元件612對應(yīng)于光接收元件101或501。DPD型TE檢測設(shè)備620對應(yīng)于按照第一到第四實施例的TE檢測設(shè)備 100、 IOOA、 500、或500A。伺服控制器630包括在系統(tǒng)控制器650的控制下將從TE檢測設(shè)備620 輸出的模擬TE信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號的ADC 631、伺服濾波器632以及對驅(qū) 動電路640進(jìn)行PWM (脈寬調(diào)制)控制的PWM電路633。注意，在圖16 中省略了用于聚焦誤差信號的處理系統(tǒng)。驅(qū)動電路640含有驅(qū)動物鏡614的跟蹤機構(gòu)的跟蹤驅(qū)動器641。注意，這個光記錄/再現(xiàn)裝置只不過是一個例子，本發(fā)明可應(yīng)用的光記錄 /再現(xiàn)裝置不局限于具有如圖16所示的配置的光記錄/再現(xiàn)裝置。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該明白，視設(shè)計要求和其它因素而定，可以作 出各種各樣的修改、組合、子組合和變更，它們都在所附權(quán)利要求書或其等 效物的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，包含第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信號組中的直流分量，并且微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號；希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；和相位比較器，用于計算從希爾伯特變換器輸出的信號與從延遲電路輸出的信號之間的相差。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含第 一到第四AC耦合單元，用于消除包括在第 一到第四RF信號中的直流 分量，其中，第一到第四RF信號之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一加法器，用于通過將從第一 AC耦合單元輸出的信號加到從第三AC 耦合單元輸出的信號生成第 一信號組；第二加法器，用于通過將從第二 AC耦合單元輸出的信號加到從第四AC 耦合單元輸出的信號生成第二信號組；第一和第二增益控制放大器，用于依照從光學(xué)頭輸出的信號的電平的變化控制從第一和第二加法器輸出的信號；第一抗混疊濾波器，用于限制第一增益控制放大器的輸出頻帶和防止帶 外分量的混疊；第二抗混疊濾波器，用于限制第二增益控制放大器的輸出頻帶和防止帶 外分量的混疊；第 一放大器，用于將從第 一抗混疊濾波器輸出的信號放大到預(yù)定電平和 將信號供應(yīng)給第一微分器；和第二放大器，用于將從第二抗混疊濾波器輸出的信號放大到預(yù)定電平和 將信號供應(yīng)給第二微分器。 '
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，當(dāng)用作記錄^/某體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最 外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一和第二抗混疊濾波 器的截止頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的ro/ri倍高。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，將第一和第二抗混疊濾波器的截止頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻 率的2.4倍高。
5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，設(shè)置第一和第二放大器的預(yù)定增益，以便在第一和第二模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器中取得過刻度極限效應(yīng)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一和第二模 擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，和當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，取樣時鐘脈沖的頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的2 x (ro/ri)倍高。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一和第二模 擬/^t字轉(zhuǎn)換器，和將取樣時鐘脈沖的頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的4.8倍高。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，延遲電路包括帶通濾波器。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，帶通濾波器具有與希爾伯特變換器相同的振幅頻率特性。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，希爾伯特變換器包括第一FIR濾波器， 延遲電路包括第二FIR濾波器，和從第一 FIR濾波器輸出的信號與從第二 FIR濾波器輸出的信號之間的相 差是與信號周期無關(guān)的90、
11. 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，第一FIR濾波器的相移量是與信號周期無關(guān)的+45G或-45Q,和第二 FIR濾波器的相移量是與信號周期無關(guān)的-45°或+45G。
12. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，相位比較器是互相關(guān)器。
13. —種應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，包含第 一和第二微分器，用于消除包括在第 一和第二信號組中的直流分量， 并且微分第 一和第二信號組，其中第 一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差 信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號； 第一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第一希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第二延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第二 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；和減法器，用于利用從第一互相關(guān)器輸出的信號和從第二互相關(guān)器輸出的 信號進(jìn)行減法運算。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含第 一到第四AC耦合單元，用于消除包括在第 一到第四RF信號中的直流 分量，其中，第一到第四RF信號之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一加法器，用于通過將從第一 AC耦合單元輸出的信號加到從第三AC 耦合單元輸出的信號生成第一信號組；第二加法器，用于通過將從第二 AC耦合單元輸出的信號加到從第四AC 耦合單元輸出的信號生成第二信號組；第一和第二增益控制放大器，用于依照從光學(xué)頭輸出的信號的電平的變化控制從第 一 和第二加法器輸出的信號；第一抗混疊濾波器，用于限制第一增益控制放大器的輸出頻帶和防止帶外分量的混疊；第二抗混疊濾波器，用于限制第二增益控制放大器的輸出頻帶和防止帶 外分量的混疊；第一放大器，用于將從第一抗混疊濾波器輸出的信號放大到預(yù)定電平和 將信號供應(yīng)給第一微分器；和第二放大器，用于將從第二抗混疊濾波器輸出的信號放大到預(yù)定電平和 將信號供應(yīng)給第二微分器。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最 外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一和第二抗混疊濾波 器的截止頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率ro/ri倍高。
16. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，將第一和第二抗混疊濾波器的截止頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻 率的2.4倍高。
17. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，設(shè)置第一和第二放大器的預(yù)定增益，以便在第一和第二模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器中取得過刻度極限效應(yīng)。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一和第二模 擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，和當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，取樣時鐘脈沖的頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的2x(ro/ri)倍高。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一和第二模 擬/^:字轉(zhuǎn)換器，和將取樣時鐘脈沖的頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的4.8倍高。
20. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中， 一對第一希爾伯特變換器和第一延遲電路被配置成第一 FIR濾波器，而一對第二希爾伯特變換器和第二延遲電路被配置成第二 FIR濾波器，第一和第二 FIR濾波器的每一個含有交織成梳狀的兩條獨立抽頭引線和輸出 端I和Q。
21. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，第一和第二延遲電路包括帶通濾波器，并且從第一和第二延遲電 路輸出的信號具有帶通濾波特性。
22. 根據(jù)權(quán)利要求21所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，帶通濾波器具有與從第一和第二希爾伯特變換器輸出的信號相同 的振幅頻率特性。
23. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含 加法器，用于利用從第一和第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號、從第一和第二延遲電路輸出的信號以及從第一和第二希爾伯特變換器輸出的信號進(jìn)行 力口法運算；自相關(guān)器，用于計算從加法器輸出的信號的自相關(guān)性和生成包絡(luò)信號；和歸 一 化器，用于利用包絡(luò)信號歸 一 化從自相關(guān)器輸出的信號或從減法器 輸出的信號。
24. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，歸一化器包括計算倒數(shù)的查找表和乘法器。
25. 根據(jù)權(quán)利要求24所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，歸 一化器包括用于限制包絡(luò)信號的電平的下限制器。
26. —種應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，包含第 一到第四微分器，用于消除包括在第 一到第四信號組中的直流分量， 并且微分第一到第四信號組，其中第一到第四信號組之間的相差隨跟蹤誤差 信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第 一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號； 第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號； 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四孩i分器輸出的信號； 第 一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第 一模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第 一延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第 一模擬 /數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第一希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二延遲電路，用于將從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第三模擬 /數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第二希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；和加法器，用于將從第一互相關(guān)器輸出的信號加到從第二互相關(guān)器輸出的 信號中。
27. 根據(jù)權(quán)利要求26所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含第 一到第四AC耦合單元，用于消除包括在第 一到第四RF信號中的直流 分量，其中，第一'到第四RF信號之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一到第四增益控制放大器，用于依照從光學(xué)頭輸出的信號的電平的變 化控制從第一到第四AC耦合單元輸出的信號；第一到第四抗混疊濾波器，用于限制第一到第四增益控制放大器的輸出 頻帶和防止帶外分量的混疊；和第一到第四放大器，用于將從第一到第四抗混疊濾波器輸出的信號放大 到預(yù)定電平和將信號供應(yīng)給第一到第四微分器。
28. 根據(jù)權(quán)利要求27所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最 外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一到第四抗混疊濾波 器的截止頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的ro/ri倍高。
29. 根據(jù)權(quán)利要求27所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，將第一到第四抗混疊濾波器的截止頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻 率的2.4倍高。
30. 根據(jù)權(quán)利要求26所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，設(shè)置第一到第四放大器的預(yù)定增益，以便在第一到第四模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器中取得過刻度極限效應(yīng)。
31. 根據(jù)權(quán)利要求30所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一到第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，和當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，取樣時鐘脈沖的頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的2x(ro/ri)倍高。
32. 根據(jù)權(quán)利要求30所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一到第四模 擬/^:字轉(zhuǎn)換器，和將取樣時鐘脈沖的頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的4.8倍高。
33. 根據(jù)權(quán)利要求26所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，第一和第二延遲電路包括帶通濾波器。
34. 根據(jù)權(quán)利要求33所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，帶通濾波器具有與第一和第二希爾伯特變換器相同的振幅頻率特性。
35. 根據(jù)權(quán)利要求26所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，第一希爾伯特變換器包括第一FIR濾波器，第 一延遲電路包括第二 FIR濾波器，第二希爾伯特變換器包括第三FIR濾波器，第二延遲電路包括第四FIR濾波器，和從第一 FIR濾波器輸出的信號與從第三FIR濾波器輸出的信號之間的相 差是與信號周期無關(guān)的90G,而從第二 FIR濾波器輸出的信號與從第四FIR 濾波器輸出的信號之間的相差是與信號周期無關(guān)的90G。
36. 根據(jù)權(quán)利要求35所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，第一 FIR濾波器和第三FIR濾波器每一個的相移量是與信號周期 無關(guān)的+45^或-45G，和第二 FIR濾波器和第四FIR濾波器每一個的相移量是與信號周期無關(guān)的 -450或+450。
37. —種應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，包含第 一到第四微分器，用于消除包括在第 一到第四信號組中的直流分量， 并且微分第 一到第四信號組，其中第 一到第四信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號；第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號； 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四微分器輸出的信號； 第 一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第 一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行904目移；第三希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第四希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行904目移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第一 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第二 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第三延遲電路，用于將從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第三 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第四延遲電路，用于將從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第四 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第三互相關(guān)器，用于計算從第三希爾伯特變換器輸出的信號與從第四延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第四互相關(guān)器，用于計算從第四希爾伯特變換器輸出的信號與從第三延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第一減法器，用于計算從第一互相關(guān)器輸出的信號與從第二互相關(guān)器輸出的信號之間的差值；第二減法器，用于計算從第三互相關(guān)器輸出的信號與從第四互相關(guān)器輸出的信號之間的差值；和加法器，用于將從第一減法器輸出的信號加到從第二減法器輸出的信號中。
38. 根據(jù)權(quán)利要求37所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含第 一到第四AC耦合單元，用于消除包括在第 一到第四RF信號中的直流 分量，其中，第一到第四RF信號之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一到第四增益控制放大器，用于依照從光學(xué)頭輸出的信號的電平的變 化4空制從第 一到第四AC耦合單元輸出的信號；第 一 到第四抗混疊濾波器，用于限制第 一 到第四增益控制放大器的輸出頻帶和防止帶外分量的混疊；和第一到第四放大器，用于將從第一到第四抗混疊濾波器輸出的信號放大 到預(yù)定電平和將信號供應(yīng)給對應(yīng)的第一到第四微分器。
39. 根據(jù)權(quán)利要求38所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最 外圓周或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，第一到第四抗混疊濾波 器的截止頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的ro/ri倍高。
40. 根據(jù)權(quán)利要求38所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，將第一到第四抗混疊濾波器的截止頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻 率的2.4倍高。
41. 根據(jù)權(quán)利要求37所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，設(shè)置第一到第四放大器的預(yù)定增益，以便在第一到第四模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器中取得過刻度極限效應(yīng)。
42. 根據(jù)權(quán)利要求41所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一到第四模 擬/^:字轉(zhuǎn)換器，和當(dāng)用作記錄媒體的光盤的最內(nèi)圓周或?qū)ふ议_始半徑用ri表示，最外圓周 或?qū)ふ夷繕?biāo)半徑用ro表示，而ro大于ri時，取樣時鐘脈沖的頻率被設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的2x(ro/ri)倍高。
43. 根據(jù)權(quán)利要求41所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，依照與輸入RF信號異步的相同取樣時鐘脈沖驅(qū)動第一到第四模 擬/凄t字轉(zhuǎn)換器，和將取樣時鐘脈沖的頻率設(shè)置成比RF最大重復(fù)頻率的4.8倍高。
44. 根據(jù)權(quán)利要求38所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中， 一對第一希爾伯特變換器和第一延遲電路、 一對第二希爾伯特變 換器和第二延遲電路、 一對第三希爾伯特變換器和第三延遲電路以及一對第 四希爾伯特變換器和第四延遲電路被分別配置成第一到第四FIR濾波器，第 一到第四FIR濾波器的每一個含有交織成梳狀的兩條獨立抽頭引線和輸出端 I和Q。
45. 根據(jù)權(quán)利要求38所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，第一到第四延遲電路包括帶通濾波器，并且從第一到第四延遲電 路輸出的信號具有帶通濾波特性。
46. 根據(jù)權(quán)利要求45所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，帶通濾波器具有與從第一到第四希爾伯特變換器輸出的信號相同 的振幅頻率特性。
47. 根據(jù)權(quán)利要求37所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，進(jìn)一步包含 加法器，用于利用從第一到第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號、從第一到第四延遲電路輸出的信號以及從第一到第四希爾伯特變換器輸出的信號進(jìn)行 力口法運算；自相關(guān)器，用于計算從加法器輸出的信號的自相關(guān)性和生成包絡(luò)信號；和歸 一化器，用于利用包絡(luò)信號歸 一化從自相關(guān)器輸出的信號。
48. 根據(jù)權(quán)利要求47所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備， 其中，歸一化器包括計算倒數(shù)的查找表和乘法器。
49. 根據(jù)權(quán)利要求48所述的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，其中，歸 一化器包括用于限制包絡(luò)信號的電平的下限制器。
50. —種包括光盤記錄媒體的光盤裝置，包含應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，用于從輻射在光記錄媒體上的 光的反射光信息中檢測跟蹤誤差信號，其中，該跟蹤誤差信號檢測設(shè)備包括第 一和第二微分器，用于消除包括在第 一和第二信號組中的直流分量， 并且微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號； 希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90G相移；延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；和 相位比較器，用于計算從希爾伯特變換器輸出的信號與從延遲電路輸出的信號之間的相差。
51. —種包括光盤記錄媒體的光盤裝置，包含應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，用于從輻射在光記錄媒體上的 光的反射光信息中檢測跟蹤誤差信號， 其中，該跟蹤誤差信號檢測設(shè)備包括第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信號組中的直流分量， 并且微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差 信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號； 第 一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第 一模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()g相移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行卯g相移；第二延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾 伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；和減法器，用于利用從第一互相關(guān)器輸出的信號和從第二互相關(guān)器輸出的 信號進(jìn)行減法運算。
52. —種包括光盤記錄媒體的光盤裝置，包含應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，用于從輻射在光記錄媒體上的 光的反射光信息中檢測跟蹤誤差信號， 其中，該跟蹤誤差信號檢測設(shè)備包括第 一到第四微分器，用于消除包括在第 一到第四信號組中的直流分量， 并且微分第一到第四信號組，其中第一到第四信號組之間的相差隨跟蹤誤差 信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號； 第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號； 第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號； 第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四微分器輸出的信號； 第一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行9()G相移；第一延遲電路，用于將從第二^^莫擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量； 第二延遲電路，用于將從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號或從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量； 第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延遲電路輸出的信號之間的相差；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延遲電路輸出的信號之間的相差；和加法器，用于將從第一互相關(guān)器輸出的信號加到從第二互相關(guān)器輸出的信號中。
53. —種包括光盤記錄媒體的光盤裝置，包含應(yīng)用DPD方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備，用于從輻射在光記錄媒體上的 光的反射光信息中檢測跟蹤誤差信號，其中，該跟蹤誤差信號檢測設(shè)備包括第 一到第四微分器，用于消除包括在第 一到第四信號組中的直流分量， 并且微分第 一到第四信號組，其中第 一到第四信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第一微分器輸出的信號；第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第二微分器輸出的信號；第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第三微分器輸出的信號；第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于取樣和量化從第四微分器輸出的信號；第 一希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第 一模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90M目移；第二希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第二模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第三希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第三模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90M目移；第四希爾伯特變換器，用于與信號分量的周期無關(guān)地對從第四模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器輸出的信號進(jìn)行90°相移；第一延遲電路，用于將從第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第一 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第二延遲電路，用于將從第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第二 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第三延遲電路，用于將從第三模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第三 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第四延遲電路，用于將從第四模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號延遲等于第四 希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；第一互相關(guān)器，用于計算從第一希爾伯特變換器輸出的信號與從第二延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第二互相關(guān)器，用于計算從第二希爾伯特變換器輸出的信號與從第一延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第三互相關(guān)器，用于計算從第三希爾伯特變換器輸出的信號與從第四延 遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第四互相關(guān)器，用于計算從第四希爾伯特變換器輸出的信號與從第三延遲電路輸出的信號之間的互相關(guān)性；第一減法器，用于計算從第一互相關(guān)器輸出的信號與從第二互相關(guān)器輸出的信號之間的差值；第二減法器，用于計算從第三互相關(guān)器輸出的信號與從第四互相關(guān)器輸 出的信號之間的差值；和加法器，用于將從第一減法器輸出的信號加到從第二減法器輸出的信號中。
全文摘要
應(yīng)用微分相位檢測方法的跟蹤誤差信號檢測設(shè)備包括第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信號組中的直流分量，并微分第一和第二信號組，其中第一和第二信號組之間的相差隨跟蹤誤差信號而變；第一和第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用于分別取樣和量化從第一和第二微分器輸出的信號；希爾伯特變換器，用于對從第一和第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號之一進(jìn)行90°相移；延遲電路，用于將從第二和第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸出的信號之一延遲等于希爾伯特變換器引起的延遲量的延遲量；和相位比較器，用于計算從希爾伯特變換器輸出的信號與從延遲電路輸出的信號之間的相差。
文檔編號G11B7/085GK101335023SQ20081012741
公開日2008年12月31日 申請日期2008年6月30日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月29日
發(fā)明者小林伸嘉 申請人:索尼株式會社