專利名稱：制造電感器的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及制造電感器的方法，具體地說，涉及優(yōu)化包括具有階梯形氣隙的鐵芯的無源功率因子校正電感器的設(shè)計的方法。
許多機器需要有將輸入的交流電壓(如交流市電)轉(zhuǎn)換成所述機器內(nèi)部電路所需的直流低電壓的電源。獲得此直流電壓的方法之一是利用線性電源。這些線性電源相對不復(fù)雜、并且使用主變壓器、整流器、平滑電容器、功率半導(dǎo)體調(diào)整元件和用來穩(wěn)定所述低壓直流的小型有源/無源反饋元件。線性電源的主要缺點是又重又苯，且其效率只有40％，所以缺乏競爭力。
替換方法之一是使用開關(guān)方式電源(SMPS)。SMPS通過正向偏置的二極管橋路路將輸入的交流電源與負載(即需要供電的機器)相連，而且包括與負載并聯(lián)的大容量電容器。附圖中的

圖1給出了基本的SMPS的整流級電路示意圖。
總的說來，SMPS比線性電源效率高，很容易就能獲得70％-80％滿額定負荷的效率。儲能元件的尺寸也小得多，這是因為開關(guān)頻率比輸入電源的頻率高得多的緣故。這些優(yōu)點使SMPS成為人們喜愛的選擇。目前全世界所生產(chǎn)的電源中，SMPS約占到60％。
SMPS和線性電源的一個缺點是它會從交流電源中吸納其中固有的非正弦電流。其原因(對SMPS的情況)是由于大容量電容和電源之間是通過正向偏置二極管橋路相互連接的，且只有當(dāng)電源電壓大于電容器兩端的電壓時，電流才能夠從電源流向大容量電容和負載，其它時間沒有電流從電源流出。很明顯，只有在電源的交流周期的峰值附近這一段短的時間內(nèi)電流才會流動。這種現(xiàn)象的效果會給電源引進不需要的諧波成分。
諧波成分的引入會給配電系統(tǒng)帶來許多不希望的影響，包括對于給定負載增加系統(tǒng)布線中的均方根(即發(fā)熱)電流。其結(jié)果是降低了從AC(交流)電源所拉出電流的功率因子，并且會在比其它情況更低的功率輸送電平時引起保護設(shè)備跳閘。
在本文寫作時，正在制訂新的標準來限制上面所述的因電流畸變而引入的諧波成分。不久將要強制性地規(guī)定由電源引入的諧波電平一定不能超過標準規(guī)范所設(shè)置的限制電平。在使用SMPS時遵守此規(guī)定的方法之一是使用無源功率因子校正，使用一只電感器，不用或使用很少的附加電路來從電源中吸納較平滑的電流。
無源功率因子校正需要的元件較少，最簡單的是將一只電感器設(shè)置在整流電路的任何一點上，只要設(shè)置在所述電容器的前面即可。所述電感器常常設(shè)置在正向偏置二極管橋路和大容量電容器之間，原因下面解釋。這種方法在個人計算機市場上的競爭力特別強(SMPS很適合個人計算機用)，在這個市場上存在將成本降到最小的巨大壓力。所以，無源功率因子校正的設(shè)計簡單是一個很吸引人的特征。但是，將電感器引進電源所帶來的體積和重量增加將是所要考慮的關(guān)鍵問題。
為了遵守目前關(guān)于諧波電流的規(guī)定，任何拉出功率大于50W的器件必須限制隨拉出的功率而變的諧波電流使其電平在規(guī)定的電平范圍以內(nèi)。對于拉出功率可能大于50W的的器件，必須設(shè)置電感器，后者使器件在50W到滿額定輸入功率之間工作時維持所引入的諧波電平在所規(guī)定的電平以下。如果要使符合諧波規(guī)定的功率范圍更大，又想保持電感器的體積和重量最小，電感器的電感值隨著流過它的電流而變化就顯得特別重要。
在現(xiàn)代電感器設(shè)計的過程中，為了使與電感器鐵芯磁通有關(guān)的能量達到最大，并由此而減小電感器的尺寸，通常的做法是在電感器的磁回路中留出小的氣隙。具體的做法是，對某些類型的鐵芯，在磁路中塞入所需厚度的磁絕緣材料薄片，以保證氣隙的尺寸正確。隨著鐵芯達到飽和，鐵芯的相對導(dǎo)磁率趨向于1，等于氣隙的導(dǎo)磁率。電感器中這種氣隙的存在使得電感器的電感隨著流過它的電流而變化。提供具有設(shè)計好的截面形狀的(就是寬度可變的)氣隙的鐵芯使得可以控制電感隨著電流變化的方式?？梢岳眠@種現(xiàn)象來生產(chǎn)如上所述的用于無源功率因子校正的高效率的電感器。
但是，要為這種電感器的行為建立模型是很困難的。這類技術(shù)的缺點就是如果不去真正造出一只來，就很難預(yù)測階梯式氣隙電感器的電感值和電流的關(guān)系。
本發(fā)明的目的就是要尋找和提供一種經(jīng)過改進的制造無源功率因子校正電感器的方法。
所以，本發(fā)明的一個方面是提供了一種制造無源功率因子校正電感器的方法，這種電感器的鐵芯具有寬度可變的氣隙，所述方法包括設(shè)計電感器，其步驟包括定義電感器鐵芯的物理參數(shù)，所述物理參數(shù)包括氣隙的尺寸；定義多個鐵芯分支；對鐵芯的相對導(dǎo)磁率取近似值，方法是在磁通密度的第一和第二個已知值之間進行插值，所述磁通密度是當(dāng)鐵芯材料分別暴露于第一和第二磁場強度數(shù)值時存在于鐵芯材料內(nèi)的磁通密度；針對存在于鐵芯的每一個分支的第一和第二已知磁通密度數(shù)值，計算必定流過電感器的邊界電流；針對每一個算出的邊界電流，求取電感器的電感值，從而構(gòu)成所述電感器。
所述方法還有利地包括以下步驟對于算得的各邊界電流中的每一個值，在所述電感器的各電感值之間進行插值，以便逼近所述電感器的連續(xù)的電感/電流關(guān)系。
所述方法最好還包括以下步驟計算當(dāng)?shù)谝缓偷诙阎磐芏戎抵械拿恳粋€存在于每一個鐵芯分支時，所述鐵芯分支的磁路長度。
所述定義氣隙尺寸的步驟包括以下步驟是合適的定義所述氣隙的多個梯級的尺寸，各梯級具有不同的寬度。
所述定義氣隙的多個梯級的尺寸的步驟有利地包括以下步驟定義所述氣隙的三個梯級的尺寸。
所述定義鐵芯的多個分支的步驟最好包括一下步驟定義所述鐵芯多個的分支，而每一個分支包括所述氣隙的一個階梯。
所述定義氣隙尺寸的步驟包括以下步驟是合適的定義所述氣隙的連續(xù)變化的寬度。
當(dāng)每一磁通密度的已知值存在于每一鐵芯分支時、計算所述鐵芯的每一分支的磁路長度的步驟有利地包括以下步驟求解以下方程D＝DG+DB+DM這里D是所討論的鐵芯的分支的磁路長度，DG是所述鐵芯分支中氣隙的磁路長度，DB是存在于所述鐵芯中任何對接縫隙的磁路長度，DM是所述鐵芯分支中鐵芯材料的磁路長度。
針對存在于所述鐵芯每一分支的磁通密度的每一個已知數(shù)值、計算必定流過電感器的邊界電流的步驟最好包括一下步驟解以下方程這里Bn是磁通密度的第n個已知值，μn是當(dāng)磁通密度的第n個值存在于所述鐵芯材料時所述鐵芯材料的相對導(dǎo)磁率，N是電感器繞組的匝數(shù)，而In是當(dāng)磁通密度的第n個值存在于所討論的鐵芯分支時必定流過電感器的邊界電流。
所述方法進一步包括要以下步驟是合適的針對每一個算出的邊界電流，把相對導(dǎo)磁率值賦予電感器的每一個鐵芯分支。
針對每一個算出的邊界電流值求取電感器電感值的步驟有利地包括以下步驟求解以下方程L=μ0N2AmΣin[αiDG+DB+DM/μi]]]>這里L(fēng)是在所選邊界電流下電感器的電感值，Am是垂直于磁力線方向的橫截面積，y是鐵芯的總分支數(shù)，αx是Am中被鐵芯的第i個分支所占據(jù)的部分，μx是當(dāng)所論邊界電流流過所述電感器時指配給鐵芯的第i分支的相對導(dǎo)磁率以及n是鐵芯分支總數(shù)目。
為了更容易理解本發(fā)明，現(xiàn)在通過舉例并參閱附圖來講述實施例，附圖中圖1是基本SMPS整流電路的電路圖；圖2是圖1所示的SMPS輸入電壓和電流隨時間變化的波形圖；圖3是包括無源功率因子校正電感器的SMPS整流電路的示意圖；圖4是包括一對無源功率因子校正電感器的另一個SMPS整流電路的示意圖；圖5是用以構(gòu)成無源功率因子校正電感器的鐵芯的視圖；圖6是用以構(gòu)成無源功率因子校正電感器的線圈骨架的視圖；圖7是包括圖5的鐵芯和圖6的線圈骨架的無源功率因子校正電感器的視圖；圖8是圖5的鐵芯的一部分的截面圖；圖9是表明對于典型的電感器鐵芯材料的磁通密度與磁場強度之間關(guān)系的曲線圖；圖10是表明對于經(jīng)過處理的鋼芯的磁場強度和磁通密度之間的內(nèi)插關(guān)系的曲線圖；圖11a-11c是圖10的曲線圖的各種變型的曲線圖；以及圖12是在磁路中氣隙附近的磁力線的示意圖。
首先轉(zhuǎn)到圖1，這是基本SMPS的整流級電路1，它與輸入交流電源2相連，包括通過正向偏置二極管橋路4與交流電源2相連的大容量電容器3。二極管橋路4的作用是使電流只能從交流電源2流向大容量電容器3，而不能反方向流動。大容量電容器3與負載5并聯(lián)，負載5表示SMPS向機器(如個人計算機)輸送的功率，SMPS就是這臺機器的一部分。
如上所述，電流只能在交流電源的一部分工作周期中從電源2流向大容量器3和負載5。圖2表示了輸入電壓波形6和輸入電流波形7怎樣隨時間變化。從所述圖可以清楚地看到它的效果。
圖3表示包括無源功率因子校正電感器8的SMPS 1，電感器8位于二極管橋路4和大容量電容器3之間。所述電感器8的存在使從電源2拉出的電流較為平滑，因而降低了引入電源2的諧波電平。
圖4表示圖3所示電路的變型。它可以使用標準的整流器方式(例如在歐洲是230伏特)也可用兩倍壓的方式(如日本所用的100伏特)。所述電路使用相互串聯(lián)的兩個大容量電容器3，而不是單個大容量電容器，還包括電感器9，它具有環(huán)繞同一鐵芯兩個繞組9a和9b。選擇開關(guān)10(通常是機械的)從兩只大容量電容器3之間的結(jié)合點連接到電源2和二極管橋路4的連接點。選擇開關(guān)的作用是在標準整流器方式和倍壓方式之間切換。繞組對9a和9b在標準整流器方式時是串聯(lián)，而在倍壓工作方式時是半并聯(lián)(繞組對9a和9b之一在全工作周期的一半時間導(dǎo)通)。電感器9的位置在二極管橋路4和大容量電容器3之間，使電感器9無論在那種工作方式下都能夠限制引入電源中的電流諧波。SMPS的這種工作靈活性在商業(yè)上是很有用的。
圖5表示用于構(gòu)成體現(xiàn)本發(fā)明的電感器的疊片鐵芯11。鐵芯11包括若干疊片12，這些疊片在形狀上是彼此相同的。每一塊疊片12包括兩部分，第一部分13是E字形，而第二部分是I字形。第一和第二部分13，14互相靠近地放在一起、使得I字形部分14橫跨E字形部分的三個分支15的自由端。13和14兩部分這樣定位之后，疊片12形成矩形，所述矩形被E字形部分14中央的一個分支15沿著長度分成兩部分。通過以對齊的方式將鐵片疊12一塊放在另一塊上面堆疊在一起來構(gòu)成鐵芯11，鐵芯的這種結(jié)構(gòu)通常稱為“E-I”型鐵芯。
圖6示出用于構(gòu)成體現(xiàn)本發(fā)明的電感器的線圈骨架16。線圈骨架16包括具有矩形橫截面的中央柱17，中央柱17的兩端是敞開的，并配有向外伸出的矩形凸緣18。中央柱17的內(nèi)孔尺寸以能夠滑動配合插入鐵芯11的E形部分13的中央分支15為宜。
圖7表示包括鐵芯11的電感器19，線圈骨架16套在E形部分13的中央分支15上。線圈骨架16具有圍繞其纏繞的載流繞組20和從其一個凸緣18伸出的用于電氣連接的引線21。
鐵芯11的每一疊片12的E型和I型部分13和14之間存在小氣隙22。如上所述，通常在電感器的鐵芯中形成氣隙，以便使與鐵芯的磁通有關(guān)的能量達到最大值并且減小電感器的尺寸。實際上，正如上面所講的，縫隙22可以包含絕緣材料薄片(附圖中未示出)。
圖8表示鐵芯11的在疊片12的E型部分13和I型部分14之間氣隙22區(qū)域部分的剖視圖。包括每一疊片12的氣隙22的合成氣隙23是階梯式的，其中，鐵芯11的各疊片12中的各氣隙的寬度在鐵芯11的一個表面(與鐵芯11的疊片12之一平行)與鐵芯11的相對的面之間起變化。在本發(fā)明的實施例中，合成氣隙23含有三個階梯24a，24b，24c。
如上所述，在電感器的鐵芯中提供階梯式氣隙使得可以以這樣的方式實施控制，即，以所述電感器的電感隨流過電感器的電流而改變的方式實施控制。當(dāng)設(shè)計具有階梯式氣隙的電感器時，重要的是要知道，對具有給定剖面氣隙的電感器來說，這兩個量之間一個如何隨另一個以某種精確度改變。
為了確定這種關(guān)系，必須知道構(gòu)成鐵芯11的材料的磁特性。對于穿過空氣的磁路，B(磁通密度)相對于H(磁場強度)的圖形就是穿過原點的簡單直線。也就是說，兩個量之間成正比例。在這里，其關(guān)系由如下方程給出B＝μ0H(1)空氣導(dǎo)磁率μ0(絕對導(dǎo)磁率)非常低。
但是，對于典型的鐵芯材料來說，B和H的關(guān)系就更為復(fù)雜。雖然二者之間仍然由鐵芯材料的導(dǎo)磁率相聯(lián)系，但所述參數(shù)隨著存在于鐵芯中的磁通密度B而改變。在高磁場強度H值下，磁通密度B有向水平發(fā)展的趨勢，這種現(xiàn)象稱為飽和。典型的鐵芯材料的B-H關(guān)系由圖9表示。它標繪出鐵芯材料的B-H關(guān)系，從中分別可以看到在開始磁化階段(由標號25表示)、在后續(xù)磁化階段和在退磁階段所發(fā)生的情況。可以用來構(gòu)成鐵芯11的合適材料的例子是矽鋼材料。這種材料相對便宜，但又能以小的體積儲存大的能量。鐵芯11由疊片構(gòu)成成。因為這種構(gòu)造方式可以減小由于鐵芯內(nèi)渦流形成的功率損耗，原因是渦流路徑的阻力增大了。
為了考慮具有三梯級氣隙23的電感器鐵芯11的行為，考慮由于合成氣隙23存在各有不同寬度的三個梯級24a，24b和24c而由鐵芯11形成的三平行分支的磁路。通過鐵芯11的一條典型磁路由圖5的標號26表示。流過載流繞組20的電流I和某一分支磁路的磁通密度B之間的關(guān)系由下式給出NI=BDμ---(2)]]>這里N是電感器的匝數(shù)，D是所述分支的磁路長度，而μ是鐵芯的合成路徑(包括鐵芯的三個平行的分支24a，24b和24c)在特定的某個磁通密度B值時的有效導(dǎo)磁率。所述分支磁路的電感由下式給出L=N2R---(3)]]>這里L(fēng)是以亨利為量度單位的電感；R是磁回路的磁阻。將磁阻的表達式代入方程3得出L=N2μAmD---(4)]]>這里Am(在圖5中表示)是垂直于磁力線方向的磁路的橫截面積(也就是說，通過鐵芯11的每疊片12的磁路寬度乘以鐵芯11的疊高)每個分支磁路的磁通量定義為Φ＝BAmαi(5)這里αi是第i個氣隙所占據(jù)的磁路橫截面積Am的分數(shù)。對階梯式合成氣隙23，必須導(dǎo)出電感器19的鐵芯11的每一分支的磁路表達式。要想做到這一點，重要的是要知道所使用鐵芯材料的B-H曲線的精確模型。用簡單函數(shù)去描述整條B-H曲線是一件特別費時費力的事，這是因為復(fù)雜曲線的擬合牽涉到獲取所需的表達式。本發(fā)明的實施例不采用這種方式，而是將整條B-H曲線斷開成5段。
為了做到這一點，鐵芯材料在五個不同的磁通密度值B時的導(dǎo)磁率(從制造商的技術(shù)指標中可得知)被用來確定鐵芯材料在B-H曲線上的5個點，而整條近似的B-H曲線可以通過在這5點之間進行插值得到。鐵芯材料的非線性B-H關(guān)系可以有效地細分成線性小段近似。每一段鐵芯材料的相對導(dǎo)磁率用兩邊已知的真實B值之間的插值關(guān)系梯度來近似。圖中所畫出的磁通密度B的最高值的選擇原則是在磁場強度H最高值時，可以認為鐵芯11處于飽和狀態(tài)。
圖10給出用上述方法構(gòu)成的經(jīng)過充分處理的變壓器鋼的插值B-H曲線的代表。B-H曲線的第一段是零磁場強度B和磁場強度B的第一標繪值之間的線段。而第二段是第一和第二標繪值之間的線段，如此類推。下文中磁場強度H和磁通密度B的第一到第五標繪值分別被叫做HA，HB......等和BA，BB......等，并在圖10中標示出。
首先來考慮近似的B-H曲線的第一段，重新安排方程2可以得到BA=μANIAD---(6)]]>這里IA是當(dāng)鐵芯11中的磁通密度達到第一標繪值BA時流過電感器19的電流，μA是在此磁通密度值BA時磁路的有效導(dǎo)磁率。
由此可以看到，在第一段中磁通密度的最大值BA將取決于所述磁通流過的磁路(即是鐵芯的三個分支之一)的導(dǎo)磁率μA、線圈的匝數(shù)N、流過線圈的電流IA和磁路長度D。應(yīng)當(dāng)指出，例如包括合成氣隙23的第一階梯24a的鐵芯11的分支的磁路長度D由如下幾部分構(gòu)成合成氣隙23的第一階梯24a的磁路長度DG；鐵芯材料的磁路長度Dm；和任何“銜接”縫隙的磁路，這些縫隙是鐵芯中任何銜接處所固有的氣隙。當(dāng)電流IA流過電感器19時，電感器19的鐵芯11的第i個分支的磁路長度表達式是D＝DG+DGβ+DM(7)因為氣隙和任何銜接縫隙的相對導(dǎo)磁率為1，故方程6可以寫成BA=μ0NIDG+DB+DMμA-----(8)]]>
沿用將B-H曲線分成五段的做法，每一段需要一個表達式。例如，圖9所示曲線的第三段的關(guān)系式可以進一步被表達為BC-BB=μ0N(IC-IB)DG+DB+DMμCB---(9)]]>這里IB和IC是在磁通密度的第二和第三標繪值BB，BC下必定流過線圈的電流；而μCB是在曲線的第三段的鐵芯材料的指定相對導(dǎo)磁率(即第三段插值B-H曲線的斜率)。
以本示例來說，在合成氣隙23的三個階梯24a，24b和24c中，不同的氣隙區(qū)域有不同的磁通密度，對所有三個分支都要有方程來描述。對于將B-H曲線分裂成5段的“三隙”電感器，可以得到15個方程聯(lián)立的方程組。在這些方程中有總共15個電流值，但似乎3個電流已經(jīng)知道，它們是與所述電源工作的不同的功率額定值相聯(lián)系的電流。顯然，15個聯(lián)立方程可以算出15個未知數(shù)。這些未知數(shù)最好包括電感器19的三個分支磁回路的磁路長度。
重要的是要注意鐵芯11的三個并行分支的磁回路具有某些相同的性質(zhì)，而其它方面是不同的。所有三個磁回路分支都具有B-H特性相同的鐵芯和氣隙材料，所有三個分支的磁通都是受相同的繞組20所驅(qū)動，這樣N(匝數(shù))是固定的。銜接縫的長度可以假定不變(經(jīng)常設(shè)定為零)所有分支磁路的長度也一樣。
三條磁回路的關(guān)鍵差異在于與合成氣隙23的三個區(qū)域相聯(lián)系的磁路長度，三個梯級24a，24b和24c的寬度都是合成氣隙23的總面積的一部分。由于材料是相同的，其它某些因素必定不一樣，在這種情況下繞組20的電流需要滿足任何特定的磁路的所有其它條件。因此，必須找出確定每一分支的B-H曲線分段邊界的電流值，如上所述，這可能要由15個聯(lián)立方程組成的方程組來確定。此后，這些電流將記為IXY，其中X代表B-H曲線的分段(就是1到5)，與邊界電流有關(guān)；Y代表電感器的分支(也就是1到3)。例如，I22表示電感器19的鐵芯11的第2分支24b的、B-H曲線第2段的邊界電流。
圖11a到11c表示當(dāng)邊界電流I11流過電感器19的時候賦給鐵芯11的三個分支的近似導(dǎo)磁率。從這些圖線可以看到，I12＜I11＜I13。當(dāng)電流I11流過鐵芯11時，包括合成氣隙23的第一階梯24a的磁回路分支(剛好)就在第一段。包括第二階梯24b的磁回路分支就在第二段，而包括第三階梯24c的磁回路分支就在第一段。所以，μ的近似值可以用來計算磁回路每一分支的電感μA被賦予包括第一和第三階梯24a，24c的分支，而μBA(就是B-H曲線第2段鐵芯材料導(dǎo)磁率的近似值)被賦予包括第二階梯24b的分支。
對于三氣隙的電感器來說，總共還有14個要定義的電流，為了在所有定義的電流的情況下把近似的相對導(dǎo)磁率值賦予鐵芯11的每一分支，上述過程必須還要重復(fù)14次。
可能還要引入更多的聯(lián)立方程，因為合成氣隙23的三個階梯24a，24b，24c面積的總和必須等于100％的磁路Am的橫截面積α1+α2+α3＝1 (10)一旦這些計算中的每一個都已完成，就能針對每一段所定義的電流進行電感器19的電感值最后計算。例如，對電流I11，電感L11由下式給出L11=μ0N2Am[α1DG+DB+DMμA+α2DG+DB+DMμBA+α3DG+DB+DMμA]---(11)]]>
如果用這個方法針對15個被定義的邊界電流計算出電感器19的電感值，將結(jié)果描畫出來，插值后就得到電感器的電感與流過電流I的關(guān)系。
需要針對所計算出的電感器19的電感/電流的關(guān)系作出校正是由通常稱作“邊緣(frnging)”效應(yīng)引起的。在磁回路中磁通流過氣隙處，磁力線不但以直線方式跨過氣隙，而且還以非直線的方式穿越相鄰的大氣空間。圖12給出了磁路中氣隙周圍的磁力線的示意圖。從方程(3)可以知道，磁路的電感反比于它的磁阻。因此，如果由于存在與氣隙磁阻并聯(lián)的邊緣磁阻而使總磁阻減小，則總電感就會增加RTOTAL=RCORE+RGAP[RGAPRFRINGING+1]---(12)]]>實際上，邊緣效應(yīng)會對電感器的電感產(chǎn)生實質(zhì)性的影響。由于適合于無源功率因子校正電感器的氣隙寬度的原因，實際電感比起由上述基本設(shè)計方程式所預(yù)期的數(shù)值會有約30％的增加。因此，邊緣效應(yīng)可能起到有益的效果。在追求無源功率因子校正電感器設(shè)計最優(yōu)化時，可以把這個因素考慮進去。
對以上分析所獲得的結(jié)果可以進行進一步校正，這取決于電感器使用時的環(huán)境，或所需的精確程度，這些校正都在本專業(yè)的普通技術(shù)人員的知識范圍之內(nèi)。
本專業(yè)的技術(shù)人員會很容易認識到，上述方法為計算含有階梯式氣隙鐵芯的無源功率因子校正電感器的電感/電流特性提供了一個有力的工具。在制造一種滿足控制可能引入電源的諧波成分的任何給定的規(guī)范的電感器時，它可以用來大幅度減小所耗的時間和精力。
在本發(fā)明的上述實施例中，電感器19的鐵芯11有三個階梯。但是，對于本專業(yè)的普通技術(shù)人員來說，會很明顯地感覺到，本發(fā)明并不局限于這種鐵芯。上述方法可以很容易應(yīng)用到氣隙含有更多或更少階梯的鐵芯。還可以想象，本方法還可以應(yīng)用到一種電感器，它的鐵芯中含有寬度連續(xù)改變的氣隙。
雖然上述實施例在闡述時是針對SMPS的，對于本專業(yè)的普通技術(shù)人員來說，顯然，本發(fā)明不局限于SPMS，它可以用到任何需要使用整流器和電容器，從交流電源吸納能量，變換成平滑直流電源的場合。
在本說明書中，“comprises”一詞的含義是“包括(includes)”或“由...組成(consists of)”，而“comprising”一詞的含義是“包括(including)”或“由...組成(consisting of)”。
在以上描述過程中公開的特征中，或從以下權(quán)利要求書中，或從附圖中，用它們特有的方式所表達的，或以實施被公開功能的裝置，或為了達到所公開的效果所采用的方法或過程，只要合適，就可以用多種不同的形式，單獨地或組合地使用這些特征來實現(xiàn)本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.一種制造包括鐵芯的電感器的方法，所述鐵芯包括寬度可變的氣隙，所述方法包括設(shè)計所述電感器，所述設(shè)計包括以下步驟定義所述電感器的所述鐵芯的物理參數(shù)，所述物理參數(shù)包括所述氣隙的尺寸；定義所述鐵芯的多個分支；獲得所述鐵芯材料的相對導(dǎo)磁率的近似值，其方法是在第一和第二磁通密度已知值之間進行插值運算，所述第一和第二磁通密度已知值是當(dāng)鐵芯材料分別暴露于第一和第二磁場強度值時存在于所述鐵芯材料中的磁通密度值；對于存在于所述鐵芯的每一分支的第一和第二已知磁通密度值計算必定流過所述電感器的邊界電流；以及在所述算出的每一邊界電流下求出電感器的電感值；以及構(gòu)成所述電感器。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括以下步驟在所述算出的各邊界電流中每一個電流值下、在所述電感器的各電感值之間進行插值，以逼近所述電感器的連續(xù)的電感/電流關(guān)系。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于還包括以下步驟當(dāng)所述第一和第二磁通密度已知值中的每一個存在于所述鐵芯的每一分支時，計算所述鐵芯分支的磁路長度。
4.如上述權(quán)利要求中任何一個所述的方法，其特征在于定義所述氣隙的尺寸的所述步驟包括以下步驟定義所述氣隙中多個階梯的尺寸，所述各階梯具有不同的寬度。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于定義所述氣隙的多個階梯的尺寸的所述步驟包括以下步驟定義所述氣隙的三個階梯的尺寸。
6.如權(quán)利要求4或5所述的方法，其特征在于定義所述鐵芯的多個分支的所述步驟包括以下步驟定義所述鐵芯的多個分支，所述多個分支中每一條分支包括階梯氣隙。
7.如上述權(quán)利要求中任何一個所述的方法，其特征在于定義所述氣隙的尺寸的所述步驟包括以下步驟定義所述氣隙的連續(xù)變化的寬度。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于當(dāng)每一個已知磁通密度值存在于所述鐵芯的每一分支時計算所述鐵芯分支的磁路長度的步驟包括解如下方程的步驟D＝DG+DB+DM這里D是所討論的鐵芯分支的磁路長度，DG是所述鐵芯分支中氣隙的磁路長度，DB是存在于所述鐵芯中的任何接合縫的磁路長度，而DM是所述鐵芯分支中鐵芯材料的磁路長度。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于對于存在于每一個所述鐵芯分支的每一個已知磁通密度值計算必定流過所述電感器的邊界電流的步驟包括求解如下方程的步驟Bn=μnNInD]]>這里Bn是第n個磁通密度已知值；μn是當(dāng)所述第n個磁通密度已知值存在于鐵芯材料時，所述鐵芯材料的相對導(dǎo)磁率；N是所述電感器繞組的匝數(shù)；而In是當(dāng)?shù)趎個已知磁通密度值存在于所論鐵芯分支時必定流過電感器的邊界電流。
10.如權(quán)利要求9的方法，其特征在于還包括以下步驟對于所述每一個算得的邊界電流，把相對導(dǎo)磁率值賦予所述電感器所述鐵芯的每一個分支。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于求取所述電感器在每一個算得的邊界電流下的電感值的步驟包括求解如下方程的步驟L=μ0N2AmΣin[αiDG+DB+DMμi]]]>這里L(fēng)是所述電感器在所選邊界電流下的電感值；Am是垂直于磁力線方向的磁路截面積；y是所述鐵芯的總分支數(shù)；αi是鐵芯第i個分支占有Am的比例；μi是當(dāng)所討論邊界電流流過所述電感器時賦予所述鐵芯的第i分支的相對導(dǎo)磁率數(shù)值；而n是所述鐵芯的總分支數(shù)。
全文摘要
一種包括鐵芯的電感器，所述電感器是通過如下步驟制造的定義所述電感器鐵芯的物理參數(shù)，這些物理參數(shù)中包括氣隙的尺寸；定義鐵芯的多個分支；通過在第一和第二已知磁通密度值之間進行插值來求出鐵芯材料的近似的相對導(dǎo)磁率，所述第一和第二已知磁通密度值是鐵芯材料分別暴露于第一和第二磁場強度值時的磁通密度值；對于存在于每一個鐵芯分支的第一和第二磁通密度值中的每一個計算必定流過所述電感器的邊界電流；在每一個算得的邊界電流下求取電感器的電感值；以及構(gòu)成所述電感器。
文檔編號H01F37/00GK1408119SQ0180591
公開日2003年4月2日 申請日期2001年8月29日 優(yōu)先權(quán)日2000年9月1日
發(fā)明者J·萊斯藤, B·李斯, S·多德斯 申請人:美蓓亞株式會社