專利名稱：寬帶微波傳輸帶定向耦合器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種基于微波傳輸帶技術的寬帶定向耦合器。
背景技術：
這種定向耦合器通常應用在高頻和超高頻上，一般把第一條線的一小部分已限定信號耦合到第二條線，這樣可以把信號取出用于控制和監(jiān)測的目的。
這種定向耦合器通常包含一個基片，其上有在可以互相影響電容性和磁性的耦合區(qū)域內延伸的兩條線，在這兩條線之間沒有直接耦合。
在第一條線上，信號一般可以通過耦合器在相反的方向傳播。
在許多應用中，能夠僅僅選取在第一條線上的相反方向中的一個方向上傳播的信號或者能夠區(qū)分在相反方向傳播的信號是非常重要的，以便可以借助于位于發(fā)射機功率級和天線之間的定向耦合器區(qū)分從功率級輸出的信號和最后被天線反射反射的信號。為了這個目的，具有高方向性的定向耦合器是十分必要的，例如，如果輸入信號在第一條線上在一個方向上通過定向耦合器，那么，第二條線上的感應信號應該主要在一個方向上傳播。
定向性是通過利用電容耦合和磁耦合的結合來得到。如果第二條線上的一點被第一條線上的引導信號電容感應，那么等相位信號將從它向第二條線的兩個方向上傳播。如果在一點發(fā)生了磁耦合，信號將以180°的相位差向相反的方向傳播出去。這種特性被用于定向耦合器中，是通過結合電容耦合和磁耦合來實現(xiàn)的，兩者對第二條線上產生的喜好所起的作用程度相同，因此，對在第二條線上的第一方向上傳播的信號的作用是相長干涉，對那些在相反方向傳播的信號起到相消干涉作用。
這種結果不能僅僅通過在耦合區(qū)域設置互相平行的第一和第二條線獲得，由于在這種狀況下這種耦合主要以磁耦合為主。
因此，有必要找到一種用于定向耦合器不同線的幾何結構，在磁耦合和電容耦合兩者之中更傾向于后者。已知的一種解決方案如圖1所示。在定向耦合器的輸入/輸出端口1、2、3、4之間，兩條線包括兩條耦合線5、6，這兩條線按照預定的間隔距離彼此平行延伸，彼此之間磁性上的影響主要取決于它們之間的距離。在平行耦合線5、6的每一端有通過向其他耦合線延伸的導體部分7形成的強電容性耦合區(qū)域，并且提供局部的主要電容耦合。
在US-5767763A1中公開了一個類似的設計。在這里耦合線是由兩個互相垂直的部分形成，它們的末端彼此面對，形成強電容耦合區(qū)域。
根據(jù)如圖1所示的現(xiàn)有技術設計的耦合器，對線上波長分別為耦合線5、6的長度的4倍的頻率可以得到高定向性。當偏離這個頻率的時候，凸出的導體部分7的電容性貢獻的相相位會改變。根據(jù)這種設計原理，只能在這一頻率附近的一個窄頻帶獲得令人滿意的定向性。
為了獲得一個更好的寬帶定向耦合器，減小耦合區(qū)域的長度是我們所希望的。然而，根據(jù)現(xiàn)有的設計原理要達到這一要求是非常困難的，因為，如果耦合性是在第一和第二條線之間形成，則通常意味著在線和位于線對面的基片的一邊的地平面之間存在寄生電容。這種寄生電容的存在干擾了耦合區(qū)域的性能。通常，這種干擾通過提供在λ/4距離處的成對的耦合電容來補償，λ為對應于耦合器有效頻帶的中心頻率的波長。因此，這一距離λ/4限定了耦合區(qū)域必須具有的最小值。如果耦合區(qū)域比這個值小，由于耦合電容的存在而產生的干擾將不得不依靠耦合區(qū)域外面的電感或者電容輔助結構來補償。由于這種波長取決于與耦合區(qū)域的距離，補償僅僅在一個限定的頻帶內是有效的。因此，通過現(xiàn)有技術的設計原理，定向耦合器具有令人滿意的定向性的帶寬只能在有限的很窄的范圍內提高，并且定向耦合器的微型化幾乎是不可能的。
現(xiàn)有技術設計原理的另一個缺點是耦合線5、6形成的系統(tǒng)可以在定向耦合器的運行頻率進行諧振。耦合線上的電流的諧振增強導致相對于沒有諧振的線路部分來說輻射增強，因此在一方面來說導致了損耗，并且導致通過在基片對側的噴鍍金屬的反射形成的場對定向耦合器中的電流的強感應，并且到達耦合區(qū)域的時候有一個相位延遲。到目前為止，防止和減小輻射的技術還很缺乏，人們試圖通過利用盡可能薄的基片來減小干擾的影響并且僅僅在耦合區(qū)域的電流和反射的場之間感應出一個適度的相位延遲。這種薄基片的機械靈敏度影響使用這種基片制造的耦合器的強度和產量。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一個目的是提供一種應用新的設計原理的定向耦合器，它利用很小的基片空間并且可提供非常高的帶寬。
本發(fā)明的另一個目的是提供一個能夠減小輻射的定向耦合器。
這些目的是通過分別具有權利要求1和權利要求2特征的定向耦合器來實現(xiàn)的。
根據(jù)權利要求1，在定向耦合器中位于耦合區(qū)域中的線之間的分離的導體區(qū)域，簡單的說，具有兩個電容串聯(lián)電路的功能，第一個電容是通過第一條線和面對它的分離的導體區(qū)域的邊緣形成的，第二個電容是通過第二條線和面對它的分離的導體區(qū)域的邊緣形成的。用這種設計方法可以通過改變導體區(qū)域的形狀，在較寬范圍內改變第一和第二條線之間的耦合電容，而不會在相似的程度上改變寄生電容。也就是說，如果確定第一和第二條線的幾何結構從而他們的電磁耦合已經(jīng)確定了，則可以通過適當選擇分離的導體區(qū)域的形狀在較寬的范圍內改變第一和第二條線之間的有效耦合電容，而無需因此修改這些線的形狀和布置。這大大簡化了優(yōu)化定向耦合器導體幾何結構的工作。
更可取的是，定向耦合器的兩條線在耦合區(qū)域外面在互相垂直的方向上延伸。這樣，線之間的相互的電磁影響基本上排除在耦合區(qū)域的外面。
最好是每一條線由在耦合區(qū)域中彼此相交形成一定角度的兩條直線部分形成，其中，這樣限定的兩個角具有一共同的二等分線。根據(jù)本發(fā)明，在定向耦合器中取消了圖1所示的輸入和輸出線之間的平行耦合線。這樣耦合區(qū)域的大小，以及，定向耦合器在輸入頻率上的行為的依賴性被最小化。
定向耦合器的線性部分最好是帶狀，并且末端邊緣是與帶的邊界垂直。它允許每條線的兩個部分在它們末端的拐角處彼此交叉排列。通過適當選擇這一相交部分的寬度，可以獲得第一和第二條線的弱感應的特性。這種特性是為了補償關于線的反射特性的分離導體區(qū)域的電容影響的最理想特性。
分離導體區(qū)域最好具有正方形的輪廓，特別是具有面對條形導體部分的末端的邊。
眾所周知，已知的定向耦合器相對于第一對稱軸對稱，并且通過在第一對稱軸的反射將兩條線中的每一條線變回到本身，以便獲得定向耦合器的某種特性，這種耦合器是對稱的，并且不依賴于第一和第二條線上的信號的傳播方向。根據(jù)本發(fā)明，導電區(qū)域最好由分別面對第一和第二條線的兩部分形成，并且這兩部分是通過田狀(land-type)導體部分連接的。這種田狀導體部分可以確保分離導體區(qū)域的存在僅僅影響第一和第二條線之間的電容耦合而并不影響電感耦合。它最好沿著對稱軸延伸。
分別面對第一和第二條線的部分最好是L形狀的，特別是具有一條支路面對直導體部分的末端邊緣。


本發(fā)明的更進一步的特點和優(yōu)點會從后面給出的結合附圖的事實例的說明中明確的表現(xiàn)出來。
圖1，已經(jīng)論述過，是現(xiàn)有技術的定向耦合器的頂視圖；圖2至圖4是根據(jù)本發(fā)明的第一到第三個實施例的定向耦合器的頂視圖；圖5是如圖4所示的定向耦合器一條線的反射的史密斯圖表；圖6說明了在具有不同頻率的激勵信號的第一條輸入線的激發(fā)下，圖4所示的定向耦合器的第二條輸出線和第二條輸入線的信號強度；并且圖7是圖4所示的定向耦合器的有效耦合和干擾耦合的史密斯圖表。
具體實施例方式
圖2通過根據(jù)本發(fā)明的定向耦合器的第一個實施例的頂視圖說明了本發(fā)明的基本原理。定向耦合器是由基片10構成，例如氧化鋁的基片，在其底部(在圖中沒有示出)具有金屬化，在其上部，是用微波傳輸帶技術形成的兩條線11、12，在這些線之間，導體區(qū)域20并不與線11、12中的任何一條連接。第一和第二條線11、12的在分離的導體區(qū)域20的兩側延伸的、互相平行的部分分別指第一和第二耦合線15、16；它們與導體區(qū)域20一起形成定向耦合器的耦合區(qū)域。
線11、12和分離導體區(qū)域20是通過局部沉積金屬或者從連續(xù)金屬化中在局部拆除金屬的同一個處理步驟中形成，因此具有相同的成分和厚度。
直線型導體部分13-1、13-2、13-3、13-4分別從線11、12的點1、2、3、4延伸到耦合線15、16的末端。
點1至4順序指第一輸入端、第一輸出端、第二輸出端和第二輸入端，以這一順序，輸入和輸出端口之間的區(qū)別只是術語的不同并不包含技術上的區(qū)別。這種命名涉及到第一條線上的信號的傳播方向的任意選擇如果這一信號由第一輸入端口1進入耦合器并且由第一輸出端口2輸出，則外耦合信號部分將出現(xiàn)在第二輸出端口3；不希望最后的信號部分出現(xiàn)在第二輸入端口4。
如果定向耦合器單獨形成在基片10上面，那么端口1至4實際上是在這個基片上的線11、12的末端；如果它是與其他器件一起集成于基片上，那么它們可以是定向耦合器和另一個元件之間的導體的任意點。
為了防止部分13-1與部分13-2和13-3的電磁耦合，導體部分13-1垂直于部分13-2和13-3并且平行于部分13-4。線11、12是通過相對于第一對稱線18的反射被映射為其自身。
第二條線12是第一條線11相對于垂直于第一對稱軸線18延伸的第二對稱軸線19的鏡象。
導體區(qū)域20延伸在耦合線15、16的面對的、平行的邊緣之間，并且與它們都不相連接。它與第一和第二條線電容耦合，電容耦合的強度本質上是由導體區(qū)域20和耦合線15、16之間的間隙21的寬度決定的。在給定的第一和第二耦合線15、16的幾何結構，也就是說給定的電磁耦合的情況下，這一設計允許通過改變間隙21的寬度來修改電容耦合而無需改變第一和第二線11至16的形狀和位置，因此，不用對作用于這些線的寄生容性作實質性改變。
為了防止在分離的導體區(qū)域20的縱向方向或者沿著它的第二對稱軸線19的方向感應的電流促進在耦合線15、16之間的電磁耦合，根據(jù)沒有在附圖中示出的進一步的實施例，將導體區(qū)域20劃分成沿著縱向排列的許多分開的區(qū)域是有益的。
在圖2的設計中，電容耦合是沿著平行的耦合線15、16的整個長度均勻分布的，并且與電磁耦合一樣強。用這種布置，為了獲得有效的電容耦合，其中耦合線的不同部分的分布彼此之間不被抵消，需要盡可能的減小耦合線的長度。因此，耦合線15、16的長度無論如何都要比λ1/4短，λ1是兩個波長λ1、λ2中比較短的一個，λ1、λ2對應于耦合器的有效頻帶的上限頻率和下限頻率。
一方面，耦合區(qū)域短并且電磁的耦合和電容耦合強度相同，這防止在耦合器的有效頻帶范圍內形成耦合區(qū)域諧振。因此，在耦合區(qū)域沒有諧振增強，從而輻射是很小的。因此定向耦合器的輻射場的基片反面的金屬化的反射場對定向耦合器性能的影響很小。因此，在饋送進入線11或者12中的一條的耦合區(qū)域的信號和在耦合區(qū)域的這些反射場之間的較大的相移相對于上面說明的傳統(tǒng)的設計原理來說是可以接受的。
這允許把本發(fā)明的定向耦合器應用于制作簡單產量高的、更厚、更堅固的基片上，或者在給定的基片厚度的情況下，以相對高的頻率運行定向耦合器。
圖3示出具有上述實施例以及進一步實施例優(yōu)點的進一步的實施例。這里耦合線的長度減小到0。第一條線的直線部分13-1和13-2和第二條線的直線部分13-3、13-4第一對稱軸線18上以直角相交。部分13-1至13-4是具有平行縱向邊緣和垂直于縱向邊緣的末端邊緣14的條帶形式，并且它們在末端的拐角部分相交，如第一條線11中的虛線框22所示。分離導體區(qū)域20’是正方形的，其邊緣與末端邊緣14平行。
因為在這個實施例中，耦合區(qū)域的長度已最小化，因此在本實施例中，不希望通過將導體區(qū)域20'沿著對稱軸線19再分成幾個部分來進一步減小電磁耦合，相反，我們希望這種細分增強在此的電磁耦合。
在圖4的頂視圖中顯示了更進一步的改進。這里，由邊框基本上是正方形并且由三部分23”、24”、25”形成的導體區(qū)域20”代替正方形導體區(qū)域20’。部分23”、24”基本上每一個都是L形狀的，具有面對直線導體部分13-1、13-2、13-3、13-4的相同長度的分支。部分25”是沿著第一對稱軸線18連接L型部分23”、24”的中心的細長帶。由在面對L形部分23”中的第一條線11上傳播的信號感應的電荷，沿著田帶25”沿著對稱軸線18傳播到第二個L形部分24”，從而與第二條線12發(fā)生容性耦合。與對稱軸線18上的、在導體區(qū)域20”上的任何電流，借助于導體區(qū)域20”對應于第一和第二條線11、12之間的電磁耦合，被它的形狀抑制。
為了設計用于指定頻帶的、具有如圖4所示幾何形狀的定向耦合器，可優(yōu)化下述參數(shù)值基片材料和厚度這些參數(shù)主要涉及應用耦合器時的最大運行頻率。通常，最好選用薄的基片厚度以減小輻射。在運行頻率接近30GHz時，使用厚度為381μm的氧化鋁基片是適當?shù)摹ｎl率超過30GHz以上，厚度最好為254μm。
線的寬度線11至14的寬度基本上與系統(tǒng)的線的阻抗相關。對于線11至14中每一條的阻抗是50Ω時，線的寬度最好為340μm。
交叉區(qū)域22的寬度b
這一參數(shù)影響線的反射特性。b越小，反射特性表現(xiàn)的越顯著。兩條線11、12，如果不考慮導體區(qū)域20和分別與其對應的其他線12、11，具有較弱的感應特性是非常理想的，如圖5的第一條輸入線的史密斯圖所示。在第一條線的輸入部分的反射S(1，1)在考慮的頻率19至27GHz范圍內基本上是常數(shù)。在整個耦合器中，反射S(1，1)的微弱的感應特性基本上通過導體區(qū)域20的電容的作用來得到補償，因此整體上可以獲得最小的反射。
第一和第二條線之間的最小距離在第一和第二條線11、12的末端邊緣22的面對的拐角之間的距離c顯然對這些線之間的耦合強度有影響。最好用計算機模擬僅僅由第一和第二條線11、12組成，不包含分離的導體部分20的定向耦合器，在第一和第二條線之間產生的耦合比理想的耦合小大約5dB。為了得到具有相同強度的電磁和電感耦合，當插入分離的導體部分20”時，總的耦合可以增加大約5dB。
電容耦合的微調可以通過優(yōu)化L形部分的支路的寬度e和在L形部分23”、24”與線的末端邊緣22之間的間隙的寬度d獲得。
下面是一組各種幾何參數(shù)的有利例子a＝340μmb＝31μmc＝116μmd＝30μme＝30μm。
圖6和7示出，對不同的信號頻率，具有上面給出的a至e的參數(shù)值的定向耦合器的從第一輸入端口1傳輸?shù)降诙敵龆丝?的有效信號的強度S(1，3)和存在于第二輸入端口4的干擾信號的S(1，4)。在兩個信號S(1，3)和S(1，4)之間的電平差大于20dB的良好的定向性在19至20GHz的整個檢測頻率范圍內可以認識得到。如圖7的史密斯圖所示，作為頻率的函數(shù)的在第二輸出端口3的信號的相移是很小的。
總而言之，本發(fā)明獲得具有寬的帶寬和良好的定向性的、結構緊湊的定向耦合器。然而，在傳統(tǒng)的定向耦合器中，為了在高的運行頻率獲得滿意的定向性，必須使用極薄的基片，根據(jù)本發(fā)明能夠使用比較厚的基片，從而使耦合器更耐用，并提高了生產率和降低了成本。
權利要求
1.一種定向耦合器，其具有基片以及安裝在所述的基片上的通過第一條線(11)連接的兩個第一端口(1，2)和通過第二條線(12)連接的兩個第二端口(3，4)，所述線(11，12)延伸通過耦合區(qū)域，其特征在于，在耦合區(qū)域中，線(11，12)被分離的導體區(qū)域(20，20’，20”)分開。
2.一種定向耦合器，其具有基片以及安裝在所述的基片上的通過第一條線(11)連接的兩個第一端口(1，2)和通過第二條線(12)連接的兩個第二端口(3，4)，所述線(11，12)延伸通過耦合區(qū)域，用于將具有在頻帶[λ1，λ2]范圍內的波長的信號從兩條線(11，12)的其中一條定各耦合到另外一條(12，11)，其特征在于，耦合區(qū)域比所述的頻帶的最短的波長λ1的四分之一要短，并且在耦合區(qū)域的任何位置，電磁和電容耦合具有相等的強度。
3.根據(jù)權利要求1或者權利要求2所述的定向耦合器，其特征在于，所述線(11，12)在耦合區(qū)域外沿互相垂直的方向上延伸。
4.根據(jù)權利要求1、2或者3所述的定向耦合器，其特征在于，每條線(11，12)包括兩個直線部分(13-1、13-2；13-3、13-4)，這兩部分在耦合區(qū)域內以一定角度相交，等分線(18)與兩條線(11，12)所成的角度是相同的。
5.根據(jù)權利要求4所述的定向耦合器，其特征在于，部分(13-1、13-2、13-3、13-4)是具有垂直于帶的邊界的末端邊緣(14)的帶狀，每條線(11，12)的兩部分(13-1、13-2；13-3、13-4)相交于它們的末端邊緣(14)的拐角處。
6.根據(jù)前面任意一項權利要求所述的定向耦合器，其特征在于，導體區(qū)域(20’，20”)具有正方形的輪廓。
7.根據(jù)前面任意一項權利要求所述的定向耦合器，其特征在于，導體區(qū)域(20”)由分別面對第一和第二條線的兩部分(23”、24”)形成并且通過田狀導體部分(25”)連接。
8.根據(jù)權利要求7所述的定向耦合器，其特征在于，它具有一個第一對稱軸(18)，其中在第一對稱軸(18)的鏡面反射將每條線(11，12)變換成其本身，并且田狀導體部分(25”)沿著對稱軸延伸。
9.根據(jù)權利要求7或者權利要求8所述的定向耦合器，其特征在于，部分(23”、24”)是L形的。
10.根據(jù)前面任意一項權利要求所述的定向耦合器，其特征在于，線(11，12)在耦合區(qū)域顯示弱感應特性。
11.根據(jù)前面任意一項權利要求所述的定向耦合器，其特征在于，分離導體區(qū)域(20，20’，20”)在第一和第二條線之間提供大約5dB的電容耦合。
全文摘要
一種定向耦合器，其包括安裝在基片上的通過第一條線(11)連接的兩個第一端口(1，2)和通過第二條線(12)連接的兩個第二端口(3，4)。線(11，12)延伸通過耦合區(qū)域，其中他們被不與線連接的導體區(qū)域(20”)分開。
文檔編號H01P5/16GK1420577SQ0215292
公開日2003年5月28日 申請日期2002年10月12日 優(yōu)先權日2001年10月13日
發(fā)明者J·格魯內瓦德 申請人:馬科尼通訊股份有限公司