專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種開關電源電路，其安裝有一種功率因數提高電路。
先前本發(fā)明的申請人已經提出其中的每一個在初級側上都具有諧振型變換器的各種電源電路，還提出了其它各種電源電路，每一個都具有用于諧振型變換器的功率因數提高電路以實現(xiàn)功率因數的提高。
圖6是表示基于先前由本發(fā)明的申請人申請的發(fā)明的結構的開關電源電路的示例的電路圖。電源電路安裝一個功率因數提高電路以實現(xiàn)用于自激電壓諧振型開關變換器的功率因數的提高。
在如圖所示的開關電源電路中，提供有一個共模扼流線圈CMC和跨接電容器CL，它們構成噪聲濾波器，以便對交流電源AC除去共模噪聲。
交流電源AC由四個二極管組成的橋式整流電路Di全波整流，整流的輸出提供用來經功率因數提高電路20對濾波電容器Ci充電。后面將描述功率因數提高電路20的電路結構及其操作。
在該圖中，電壓諧振型開關變換器具有例如由高耐壓雙極晶體管組成的開關元件Q1。即這個開關變換器為單端形式。
開關元件Q1的基極經啟動電阻器RS連接于濾波電容器Ci的正極端，從而，起動時從整流濾波線路獲得基極電流。開關元件Q1的基極還連接于開關驅動電路2。
開關驅動電路2由用于以自激驅動開關元件Q1的自激振蕩驅動器和用于通過改變自激振蕩驅動器中的振蕩頻率(即開關頻率)而穩(wěn)定電壓的開關頻率控制器組成。
在這種開關驅動電路2的特定結構中，如本發(fā)明的申請人先前提出的各種電源電路中所看到的那樣，自激振蕩驅動器由例如諧振電路和檢測線圈構成，其中諧振電路由驅動線圈和諧振電容器構成，檢測線圈用于把交流電壓傳送到驅動線圈。盡管未示出，檢測線圈實際串聯(lián)連接于例如初級繞組N1。即，開關元件Q1利用自激振蕩驅動器中的諧振電路的諧振輸出通過開關轉換(switching)而被驅動，并且其諧振頻率用作開關頻率。
開關頻率控制器具有適合于改變諧振頻率的結構。為了這一目的，控制變壓器PRT提供用來例如改變驅動線圈的電感。在這個控制變壓器PRT中，驅動線圈和檢測線圈例如是彼此耦合的變壓器，并且控制線圈以一種方式卷繞使得其卷繞方向與驅動線圈和檢測線圈的卷繞方向不一致。從控制電路1輸出的DC控制電流提供給控制線圈。
在控制電路1中，相應于次級側DC輸出電壓Eo電平的控制電流提供給控制線圈。在控制變壓器PRT中，驅動線圈的電感根據在控制線圈中流動的控制電流的電平而改變。由于驅動線圈的電感這樣變化，自激振蕩驅動器的諧振頻率，即開關頻率也受控而改變。
后面將給出關于這種開關頻率控制進行的恒壓調節(jié)作用的具體說明。
開關元件Q1的集電極經隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1連接于濾波電容器Ci的正極端，其發(fā)射極接地。
在這種情況下，箝位二極管DD連接在開關元件Q1的集電極和發(fā)射極之間，從而形成用于在開關元件Q1關斷時阻尼(demper)電流流經的路徑。
第一諧振電容器Cr與討論中的功率因數提高電路2中的第二諧振電容器Cr1并且主要與隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感一起構成并聯(lián)諧振電路。由于并聯(lián)諧振電路的作用，開關元件Q1的開關操作以電壓諧振模式進行。在開關元件的關斷周期期間，開關元件Q1的集電極與發(fā)射極之間的端電壓以正弦脈沖波形的形式獲得。
隔離變換變壓器PIT把開關元件Q1的開關輸出傳送到次級側。
如

圖12所示，隔離變換變壓器PIT具有一個EE形狀的鐵芯，該鐵芯例如由E形狀的鐵芯CR1和CR2形成，該鐵芯例如由鐵氧體材料構成并且組合使得其磁路支臂相互面對，并且其初級繞組N1和次級繞組N2分別在分開的狀態(tài)中使用拼合的繞線架B繞制在EE形狀的鐵芯的中央磁路支臂上。一個氣隙G形成于中央磁路支臂，如圖所示，因此，可獲得具有所需的耦合系數的松耦合。
氣隙G可通過使每個E形狀的鐵芯CR1和CR2的中央磁路支臂形成得比其它的兩個外磁路支臂短而形成。耦合系數k設置為例如k=0．85，該數值適合于獲得松耦合，從而，避免達到飽和狀態(tài)。
隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接于開關元件Q1的集電極，并且初級繞組N1的另一端連接于濾波電容器Ci的正極側(整流濾波的電壓Ei)。
在隔離變換變壓器PIT的次級側上，在次級繞組N2中產生由初級繞組N1感應的交流電壓。在這種情況下，由于次級側并聯(lián)諧振電容器C2連接于次級繞組N2，由次級繞組N2的漏電感L2和次級側并聯(lián)諧振電容器C2的電容形成一個并聯(lián)諧振電路。在次級繞組N2中感應的交流電壓轉換為并聯(lián)諧振電路中的諧振電壓。即，在次級側上進行電壓諧振操作。
更具體地說，該電源電路在初級側上具有以電壓諧振模式進行開關操作的一個并聯(lián)諧振電路，并且在次級側上還具有進行整流器電路中的電壓諧振操作的另一個并聯(lián)諧振電路。在本說明書中，一種象上述那樣在其初級側和次級側上都安裝有諧振電路結構的開關變換器稱為“復合諧振型開關變換器”。
在以上述方式形成的次級側并聯(lián)諧振電路中，對于次級繞組N2提供一個中間抽頭，并且還提供一個半波整流器電路，該電路由整流二極管D0和濾波電容器C0構成。這個半波整流器電路接收從次級側并聯(lián)諧振電路提供的輸入諧振電壓并且從其傳遞DC輸出電壓Eo。
在隔離變換變壓器PIT中，初級繞組N1的電感L1與次級繞組N2的電感L2之間的互感M變?yōu)?M或-M，這依賴于初級繞組N1與次級繞組N2的極性(繞組方向)對于整流二極管D0的連接的關系。
例如，如果連接處于圖13A所示的狀態(tài)，那么互感M為+M(正向模式)。而如果連接處于圖13B所示的狀態(tài)，那么互感M為-M(反向(flyback)模式)。
把上述應用于電源電路的次級側操作。如圖6所示，例如，在次級繞組N2處獲得的交流電壓為正時，假設對流經整流二極管D0的整流的電流的操作以+M模式(正向)進行。即在圖6的電源電路中，在每次在次級繞組處獲得的交流電壓變?yōu)檎摃r，互感以+M模式(正向)作用。
在這種結構中，由于次級側并聯(lián)諧振電路的作用增加向負載提供的功率，從而提供給負載的功率也相應于此而增加，從而增強最大負載功率的提高率(rate)。
這種對負載狀態(tài)的對應性由于改進狀態(tài)而實現(xiàn)，其中該改進的狀態(tài)是不容易達到飽和狀態(tài)的狀態(tài)，是由于利用形成在隔離變換變壓器PIT中的氣隙G達到了需要的耦合系數而導致松耦合引起的，如前面參考圖12所解釋的那樣。例如，在隔離變換變壓器PIT中不存在氣隙G的情況下，由于隔離變換變壓器PIT在反饋期間置于其飽和狀態(tài)，而使操作異常的可能性很高，從而使得整流正確進行變得相當困難。
在圖6的電路中，為恒壓控制而改變開關頻率，改變開關頻率是在控制下進行的，為的是改變開關元件Q1的導通時間而把其關斷時間保持固定。即，在這個電源電路中，進行恒壓控制來在控制下改變開關頻率，從而相對于開關輸出而控制諧振阻抗，并且同時還按開關周期進行開關元件的導通角控制(PWM控制)。這種復合控制操作以單組控制電路來實現(xiàn)。
在進行這種開關頻率控制中，在次級側輸出電壓由于例如負載的降低趨勢而增加時，次級側輸出在控制下通過升高開關頻率而受到抑制。
通過功率因數提高電路20來提高功率因數。
如圖所示，功率因數提高電路20具有由串聯(lián)連接的扼流線圈Ls和快速恢復(recovery)式二極管D2構成的電路，這些元件插入在橋式整流電路Di的正極輸出與濾波電容器Ci的正極端之間?？焖倩謴投O管D2的陽極連接于扼流線圈Ls，而其陰極連接于濾波電容器Ci的正極端。扼流線圈Ls用作反饋的開關輸出的負載，這一點后面說明。
濾波電容器CN與串聯(lián)連接的扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2并聯(lián)連接。在這個電路中，扼流線圈Ls和濾波電容器CN構成簡正模LC低通濾波器，該濾波器防止任何開關高頻噪聲流入AC線。
在前述的串聯(lián)連接的第一并聯(lián)諧振電容器Cr和第二并聯(lián)諧振電容器Cr1中的結點(分壓點)連接于扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點。
假設將各對應值選擇性地設定為第一并聯(lián)諧振電容器Cr=8200微微法，第二并聯(lián)諧振電容器Cr1=0．027微法，扼流線圈Ls=75微亨、濾波器電容器CN=1微法。
在這樣連接的電路結構的功率因數提高電路20中，在開關元件Q1的開關操作期間關斷時獲得的諧振脈沖電壓Vcp由串聯(lián)連接的第一并聯(lián)諧振電容器Cr和第二并聯(lián)諧振電容器Cr1分壓，然后分壓的電壓以一種方式來施加，使得其反饋到扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點。
當諧振脈沖電壓例如為600Vp(伏-峰值)時，通過按照3∶1分壓得到的約150Vp的電壓反饋到扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點。
在交流輸入電壓VAC達到它的正的或負的峰值附近時，導通快速恢復二極管D2。此時，具有陡然升高波形的脈沖電流開始經扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2從橋式整流器電路Di的輸出端流入濾波電容器Ci以對其充電。
同時，在除交流輸入電壓VAC達到它的正的或負的峰值附近以外的時期，快速恢復二極管D2根據作為電壓V2反饋的諧振脈沖電壓而重復它的開關操作。并且在開關操作期間關斷快速恢復二極管D2時，并聯(lián)諧振電流在由第二并聯(lián)諧振電容器Cr1、扼流線圈Ls和濾波電容器CN構成的電路中流動。同時，在快速恢復二極管D2導通時，高頻充電電流從交流輸入電壓VAC經扼流線圈Ls在濾波電容器Ci中流動。
以這種方式，使用反饋到整流的電流路徑的初級側電壓諧振脈沖，要使之在整流的電流路徑中流動的電流轉換為高頻電流，以實現(xiàn)交流作用，因此，擴大了交流輸入電流IAC的導通角，因此提高功率因數。
圖7用曲線表示了具有圖6的結構的電源電路的特性，包括由于負載變化而獲得的功率因數的變化，也包括DC輸入電壓(整流濾波的電壓Ei)的變化。這個曲線圖代表安裝有圖6的功率因數提高電路20的電路的特性(實線)與沒有安裝圖6的功率因數提高電路20的電路的特性之間的比較。
根據曲線圖，顯然在從0瓦到200瓦的負載功率Po的范圍內，功率因數PF在安裝有圖6的功率因數提高電路20的電路結構中比在沒有功率因數提高電路20的另一個電路結構中的功率因數PF大大提高。尤其在圖6所示的電路中，達到的特性是在負載功率Po為50瓦左右時的功率因數代表它的峰值。
還看到整流濾波電壓Ei的電平根據負載功率Po的降低趨向于變高。
圖8以曲線表示了功率因數相對于交流輸入電壓VAC和DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)的變化的改變特性。這個曲線也代表著安裝有圖6的功率因數提高電路20的電路的特性(實線)與沒有安裝圖6的功率因數提高電路20的電路的特性之間的比較。
如該曲線所示，獲得的特性是在根據交流輸入電壓VAC在80伏到140伏范圍中的升高而沒有提高功率因數的電路結構中功率因數降低，而在圖6的電路中功率因數PF可提高，其中功率因數PF隨交流輸入電壓VAC的升高而提高。
還獲得的特性是整流濾波電壓Ei隨交流輸入電壓VAC的升高而提高。
圖9表示基于本發(fā)明的申請人先前提出的發(fā)明而構造的開關電源電路的另一示例。在這個電源電路中，也包括一個功率因數提高電路，以實現(xiàn)自激電壓諧振型開關變換器的功率因數提高。在這個曲線圖中，等效于圖6中的那些的任何組成部件以相同的參考序號表示，并且其重復描述省略。
圖中所示的電源電路安裝有功率因數提高電路21。與前述的圖6的功率因數提高電路20相比，這個功率因數提高電路21不同之處在于其中的扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2是相反地連接的。即，快速恢復二極管D2的陽極連接于橋式整流器電路Di的正輸出端，而其陰極連接于扼流線圈Ls的一端。同時，扼流線圈Ls的另一端連接于濾波電容器Ci的正極端。經第一并聯(lián)諧振電容器Cr和第二并聯(lián)諧振電容器Cr1的分壓而得到的諧振脈沖電壓Vcp施加到扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點。
在這種電路結構中，在交流輸入電壓VAC達到它的正的或負的峰值時，導通快速恢復二極管D2，并且具有陡然升高波形的脈沖電流開始經扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2從橋式整流電路Di的輸出端流入濾波電容器Ci以對其充電。
在這種情況下，當交流輸入電壓VAC的絕對值降低到某一電平時暫時關斷快速恢復二極管D2，并且此時引起由第二并聯(lián)諧振電容器Cr1和扼流線圈Ls所組成的并聯(lián)諧振電路電壓諧振。由于這種電壓諧振，正弦波脈沖電壓疊加在快速恢復二極管D2的陰極電位V2上(分壓的諧振脈沖電壓)。隨后，響應于快速恢復二極管D2的陰極電位V2和陽極電位V1之間的電位差，快速恢復二極管D2重復它的開關操作。使得充電電流在這種開關操作快速恢復二極管D2導通期間從濾波器電容器CN流向濾波電容器Ci。這個性能擴展了交流輸入電流IAC的導通角，從而提高了功率因數。
圖10曲線表示了具有圖9的結構的電源電路的特性，包括由于負載變化而引起的功率因數的改變，也包括DC輸入電壓(整流濾波的電壓Ei)的變化。并且圖11曲線表示了功率因數相對于交流輸入電壓和DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)變化的變化特性?？紤]后面給出的描述，這些曲線代表在第二并聯(lián)諧振電容器Cr1的值設置為0．033微法的一種情況和該常數設置為0．043微法的另一種情況中的特性。
首先，從圖10可看出，當負載功率Po基本上處于50瓦到200瓦的實際范圍內時功率因數PF保持在0．70以上?？紤]整流濾波電壓Ei，獲得的結果表明電壓Ei根據負載功率Po的降低趨向于而升高。
并且根據圖11所示的特性，可看出相對于交流輸入電壓VAC從80伏到140伏范圍中的變化，功率因數PF保持在0．7以上，并且整流濾波電壓Ei隨交流輸入電壓VAC的升高而提高。
盡管這樣功率因數PF通過提供圖6或9所示的這樣的功率因數提高電路20或21而增大，眾所周知，疊加在DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)上的脈動成分(riple compoent)由于其中開關輸出反饋給整流的電流路徑的功率因數提高電路20或21的電路結構而增加。
例如在圖6所示的電路中，疊加在沒有功率因數提高電路20的結構中的整流濾波電壓Ei上的9．2伏的脈動成分ΔEi，在安裝有功率因數提高電路20的結構中增加到35．3伏。尤其，在空載的狀態(tài)中，脈動成分ΔEi增加到26伏左右。
在圖9所示的結構的電路中也得到相同的結果。
現(xiàn)在假設例如在圖9的結構中，各個值分別設置為第一并聯(lián)諧振電容器Cr=8200微微法，第二并聯(lián)諧振電容器Cr1=0．027微法，扼流線圈Ls=75微亨。則在負載功率Po從25瓦到200瓦的范圍內變化時，功率因數PF保持在0．73以上，但是脈動成分ΔEi增加到31．8伏左右。
在圖9的電路中，如果第二并聯(lián)諧振電容器Cr1的值設置為0．033微法或0．043微法，以改變第一并聯(lián)諧振電容器Cr與第二并聯(lián)諧振電容器Cr1的分壓比，從而調整(降低)電壓諧振脈沖的反饋量，那么在Cr1=0．033微法的情況下，脈動成分ΔEi降低到25．3伏，而在Cr1=0．043微法的情況下，脈動成分ΔEi進一步降低到9．1伏。
從而，可能通過降低電壓諧振脈沖的反饋量抑制脈動成分ΔEi。但是，如果降低了電壓諧振脈沖的反饋量，功率因數PF也降低。例如，這種特性在圖10和11中同樣表示出來，其中更高的功率因數是在Cr1=0．043微法的情況下而不是在Cr1=0．033微法的情況下獲得的。因此，例如在圖9的電路中，進行這樣的調整以便按極限值Cr1=0．043微法左右抑制波動分量ΔEi并獲得實際滿意的功率因數PF。關于圖6的電路也是這樣的。
在圖6和9的電路中，DC輸入電壓(整流濾波電壓Ei)的電平隨負載功率Po的降低而升高，分別如圖7和10所示，并且它的升高率由于脈動成分ΔEi隨著接近空載狀態(tài)進一步提高而變高。這表明電壓變化率的升高與負載變化相關。
因此，在AC100伏系統(tǒng)中，用于產生DC輸入電壓的濾波電容器Ci的所需耐壓在沒有功率因數提高的情況下是200伏，而在進行功率因數提高的結構中它需要是250伏。而且在AC 200V系統(tǒng)中，在沒有功率因數提高的情況下所需耐壓是400伏，但是在進行功率因數提高的結構中它需要是500伏。
因而，存在的一個問題是使得濾波電容器Ci在尺寸上變大，最終不能降低電路尺寸并且不能縮減電路成本。
濾波電容器Ci例如由電解電容器構成，并且如果這里使用的電解電容器的選擇的耐壓具有一個更高的值，而其電容保持不變，則其等效的內部電阻提高，最終也提高了自發(fā)產生的熱量。因此，由于其長期漸變而導致的電解電容器的惡化程度變大，從而相應地降低了可靠性。
本發(fā)明考慮上述的問題而完成。
根據本發(fā)明的一方面，提供一種開關電源電路，包括整流濾波裝置，用于從輸入商用AC電源產生整流濾波電壓并把其作為DC輸入電壓而輸出；一個隔離變換變壓器(isolating converter trasformer)，具有一個氣隙以獲得用于松耦合需要的耦合系數并且用來把初級輸出傳送到次級側；開關裝置，用于把經一個開關元件的DC輸入電壓的開／關控制而獲得的開關輸出輸出到該隔離變換變壓器的初級繞組；和一個初級側并聯(lián)諧振電路，用于以電壓諧振模式起動該開關裝置，其中該諧振電路由至少包括該隔離變換變壓器的初級繞組的漏電感部分和并聯(lián)諧振電容器的電容組成。
開關電源電路還包括功率因數提高裝置，以通過把在初級繞組中獲得的開關輸出反饋到一個整流電流路徑而提高功率因數。
開關電源電路還包括次級側諧振電路，形成在次級側上并且由隔離變換變壓器的次級繞組的漏電感部分和次級側諧振電容器的電容構成；DC輸出電壓產生裝置，其構成包括次級側諧振電路并且對從隔離變換變壓器的次級繞組獲得的輸入交流電壓整流，從而產生次級側DC輸出電壓；和恒壓控制裝置，用于根據次級側DC輸出電壓的電平而進行次級側DC輸出電壓的恒壓控制。
功率因數提高裝置包括用于隔離變換變壓器的至少一個第三繞組，這種繞組以一種卷緊初級繞組的方式卷繞；一個諧振電容器，插入到整流電流路徑中用于經其電容產生反饋，使開關輸出從初級繞組傳送到第三繞組；一個開關元件，插入在整流電流路徑以根據反饋到電流路徑的開關輸出來進行開關操作；以及一個插入在整流電流路徑中的電感器。
根據上述結構，包括在稱為復合諧振型變換器的電源電路中的功率因數提高電路把在隔離變換變壓器的初級繞組中獲得的開關輸出傳送到第三繞組，并且然后把開關輸出經諧振電容器從第三繞組反饋到整流電流路徑。在這個結構中，經第三繞組傳送的開關輸出用來產生一個周期(period)，在該周期中功率因數提高裝置中的由諧振電容器和電感器組成的諧振電路進行其諧振操作。
從下面的參考附圖給出的說明中，本發(fā)明的上述和其它的特征與優(yōu)點變得更明顯。
圖1是表示根據本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例的電源電路的示例性結構的電路圖。
在該圖中的電源電路還安裝有具有圖12的結構的隔離變換變壓器PIT，從而構成復合諧振型變換器。在該圖中，與圖6和9中的那些等效的任何組成部件以相同的參考序號或符號表示，并且省略對其的重復解釋。
在該圖中的電源電路中，一個第三繞組N3卷繞在隔離變換變壓器PIT的初級側。在這種情況下，形成的第三繞組N3卷繞初級繞組的始端。第三繞組N3的端部(初級繞組的開始)串聯(lián)連接于后面將提到的功率因數提高電路10的諧振電容器CA。
該圖所示的功率因數提高電路10具有下面的電路結構。
扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2彼此串聯(lián)連接，從而形成串聯(lián)連接電路。這個電路插入到橋式整流器電路Di的正輸出與濾波電容器Ci的正極端之間。在這種情況下，快速恢復二極管D2的陽極經扼流線圈Ls連接于橋式整流器電路Di的正極端，并且其陰極連接于濾波電容器Ci的正極端。
濾波器電容器CN與串聯(lián)連接的扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2并聯(lián)連接。
在這種情況下，還提供一個串聯(lián)諧振電容器CA。該串聯(lián)諧振電容器CA插入扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點與第三繞組N3的端部(初級繞組的始端)之間。串聯(lián)諧振電路至少由串聯(lián)諧振電容器CA的電容和扼流線圈Ls與第三繞組N3的各自的電感構成。
假設在圖1的結構中各個值分別設置為初級繞組N1=45匝、第三繞組N3=4匝、串聯(lián)諧振電容器CA=0．027微法并且扼流線圈Ls=13微亨。
在這種情況下并聯(lián)諧振電容器Cr并聯(lián)連接于開關元件Q1的集電極與發(fā)射極之間，并且其電容與隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感組合構成把開關操作轉變?yōu)殡妷盒椭C振的并聯(lián)諧振電路。
根據這個結構，在開關元件Q1的開關操作的關斷期間產生的諧振脈沖電壓Vcp經初級繞組N1傳送到第三繞組N3。并且，這樣傳送到第三繞組N3的交流諧振脈沖電壓Vcp經串聯(lián)諧振電容器CA反饋到扼流線圈Ls和快速恢復二極管D2的結點。
圖2表示根據電源供電周期代表具有圖1的結構的電源電路的主要部分的操作的波形圖。該圖中所示的操作在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負載功率=200瓦的條件下進行。
假設這里使用的商用電源具有50赫的頻率，并且交流輸入電壓VAC具有其半周期是10毫秒的正弦波形，如圖2A所示。并且當整流的電流相應于圖2B所示的交流輸入電流IAC的流動而從橋式整流器電路Di輸出時，快速恢復二極管D2以如下一種方式進行它的開關操作使得導通和關斷這種整流電流。
在這個實施例中，快速恢復二極管D2在5毫秒的周期進行它的開關操作，在這個周期期間交流輸入電壓VAC很高以引起交流輸入電流IAC的流動。但是，在另一個交流輸入電壓VAC很低而不能引起交流輸入電流IAC的流動的周期內，快速恢復二極管D2不進行它的開關作用。因此，在快速恢復二極管D2中流動的開關電流ID變得如圖2D所示。在交流輸入電壓VAC很高的一個周期中，引起流入濾波電容器Ci的充電電流經路徑濾波器電容器CN→扼流線圈Ls→快速恢復二極管D2而流動。結果，對于圖2B所示的交流輸入電流IAC的導通角實際擴展了，而實現(xiàn)功率因數的提高。
根據這個操作，快速恢復二極管D2的陰極電位V2轉變?yōu)榫哂袌D2E所示的包絡線的交流電壓。
關于快速恢復二極管D2的操作，在快速恢復二極管D2的關斷周期期間，在由串聯(lián)諧振電容器CA、扼流線圈Ls、濾波器電容器CN和第三繞組N3(電感L3)構成的串聯(lián)諧振電路中進行諧振操作，從而流向串聯(lián)諧振電容器CA的交流電流Ic變?yōu)榻浡窂綖槎罅骶€圈Ls→濾波器電容器CN→第三繞組N3流動的諧振電流。
另一方面，在快速恢復二極管D2的導通周期期間在串聯(lián)諧振電路中不進行諧振操作，從而交流電流Ic從快速恢復二極管D2流向第三繞組N3。
根據上述操作，在串聯(lián)諧振電容器CA中流動的交流電流Ic和在扼流線圈Ls中流動的電流IL分別如圖2E和EF所示。獲得圖2C所示的波形的快速恢復二極管D2的陽極電位V1。
由于上述操作，整流濾波的電壓Ei對于任何負載變化的電壓變化特性在這個實施例中改進了，這一點后面解釋。
圖3和4曲線表示對于圖1的前述電源電路而獲得的實驗結果。
在這些圖中所示的獲得這種實驗結果中，操作條件包括負載功率Po=200瓦到0瓦并且交流輸入電壓VAC=85伏到144伏。
而且在圖3和4中，作為比較，表示出安裝有圖1的功率因數提高電路10的電路結構(功率因數提高)和沒有安裝有圖1的功率因數提高電路10的基本電路結構(功率因數提高)的兩個特性。
首先，圖3表示在一定條件下負載和功率因數間關系，其中交流輸入電壓VAC維持在恒定為100伏。
在安裝有功率因數提高電路的電路中，如圖所示，看到在負載功率Po從50瓦到200瓦的范圍內時功率因數PF保持在0．7以上，從而與沒有功率因數提高電路的另一電路相比提高更多。這里實現(xiàn)的特性是功率因數PF隨負載功率Po的增加而升高。
對于整流濾波電壓Ei，與已有技術相比抑制它的陡然升高，其中這種升高可能是由于空載狀態(tài)中的任何負載功率的變化引起的。在安裝有功率因數提高電路的電路中，不管負載功率值如何，濾波電壓Ei穩(wěn)定地比沒有安裝有功率因數提高電路的電路中高5伏左右。但是，這種電平升高視為是輕微的并且不必要為更高耐壓而選擇濾波電容器Ci。更具體地說，關于耐壓，在帶有功率因數提高電路的電路中可能使用等同于在沒有功率因數提高電路的電路中所使用的濾波電容器Ci。
在安裝有功率因數提高電路的電路中，由于如上所述，整流濾波電壓Ei的電平高5伏左右，它的功率變換效率可增大。確認的是當負載功率最大時，功率轉變效率增加大約0．3％。
圖4表示在負載功率Po維持在恒定為200瓦的某種條件下，功率因數和整流濾波電壓Ei與交流輸入電壓的變化之間關系的特性曲線。
根據這個圖看到在安裝有功率因數提高電路的電路中，交流輸入電壓VAC從85伏到144伏的范圍內時，功率因數PF保持在0．8以上，從而與沒有功率因數提高電路的另一電路相比提高更多。
并且在這個圖中還表明，在帶有功率因數提高電路的電路中，不管交流輸入電壓VAC如何變化，整流濾波電壓Ei穩(wěn)定地比沒有安裝有功率因數提高電路的電路中高5伏左右。
圖5是表示作為本發(fā)明的另一優(yōu)選實施例的電源電路的示例性結構的另一電路圖。在該圖中，與圖1中的那些相應的任何組成部件以相同的參考序號或符號表示，并且省略對其的重復解釋。
該圖所示的功率因數提高電路11包括對商用交流電源AC進行全波整流的橋式整流器電路DiF。構成橋式整流器電路DiF的4個二極管D3，D4，D5和D6都是快速恢復類型。這些二極管D3，D4，D5和D6用作開關元件，用于提高功率因數。
根據在功率因數提高電路中提供橋式整流器電路DiF，扼流線圈Ls1串聯(lián)插入商用交流電源AC的正極線，并且扼流線圈Ls2串聯(lián)插入其負極線。這些扼流線圈Ls1和Ls2的電感值選擇來使得滿足下面的條件，該條件與前面提到的圖1的功率因數提高電路10中的扼流線圈Ls的電感值相關。
Ls1=Ls2=Ls／2在功率因數提高電路11中，跨接電容器CL用作例如原來在圖1示出的濾波電容器。
提供兩個串聯(lián)諧振電容器CA1和CA2。一個串聯(lián)諧振電容器CA1插入在第三繞組N3的始端與橋式整流器電路DiF的正極輸入端(D3和D5的結點)之間。同時，另一個串聯(lián)諧振電容器CA2插入在第三繞組N3的始端與橋式整流器電路DiF的負極輸入端(D4和D6的結點)之間。
在這個結構中，在開關元件Q1的開關操作的關斷期間產生的諧振脈沖電壓Vcp從初級繞組N1傳送到第三繞組N3。并且，這樣傳送的諧振脈沖電壓Vcp經串聯(lián)諧振電容器CA1和CA2分別反饋到包括橋式整流器電路DiF的整流電流路徑的正負接線。構成橋式整流器電路DiF的二極管D3，D4，D5和D6通過這樣反饋的開關輸出而切換。由于這個開關操作，交流輸入的電流IAC的導通角度擴展，從而提高功率因數。
這個電路的可實現(xiàn)的特性等效于代表前述的實施例的圖3和4所示的特性。因此，在這種情況下，不必要對由電解電容器構成的濾波電容器Ci選擇更高的耐壓能力。
比較圖5與圖1的電路結構，看到在圖5的電路中刪除了快速恢復型二極管D2和濾波電容器CN。而且，通過把由快速恢復型二極管D3，D4，D5和D6構成的橋式整流電路DiF模塊化而降低了需要的組成部件的數目。
在這種情況下，由于省略了快速恢復型二極管D2，由于快速恢復型二極管D2的功率損失消除。從而與圖1的電路相比把功率轉換效率增大0．8％左右。相應于此，輸入功率也降低1．8瓦左右。
在該圖所示的電源電路的次級側上，次級繞組N2的一端連接于次級側地，而其另一端經串聯(lián)連接的串聯(lián)諧振電容器Cs連接于整流器二極管D01的陽極與整流器二極管D02的陰極之間的結點。整流器二極管D01的陰極連接于濾波電容器C01的正極端，整流器二極管D02的陽極連接于次級側地。濾波電容器C01的負極端連接于次級側地。
在這種連接狀態(tài)中，最終提供一個倍壓全波整流器電路，其由串聯(lián)諧振電容器Cs、整流器二極管D01、D02和濾波電容器C01的組合構成。在這個電路中，串聯(lián)諧振電容器Cs自身的電容和次級繞組N2的漏電感形成符合整流器二極管D01、D02的開／關作用的串聯(lián)諧振電路。
即在這個實施例中的電源電路采用復合諧振型開關變換器的結構，該變換器包括在它的初級側上的并聯(lián)諧振電路以進行電壓諧振模式的開關操作，還包括在它的次級側上的串聯(lián)諧振電路以進行倍壓全波整流。
通過串聯(lián)諧振電容器Cs、整流器二極管D01、D02和濾波電容器C01的組合如下進行倍壓全波整流。
當由于初級側上的開關操作而在初級繞組N1中獲得開關輸出時，在次級繞組N2中感應該開關輸出。
在整流器二極管D01關斷而整流器二極管D02導通的周期中，以減極性模式進行整流，其中初級繞組N1和次級繞組N2的極性(互感M)變?yōu)?M，從而由于次級繞組N2的漏電感和串聯(lián)諧振電容器Cs引起的串聯(lián)諧振進行操作，利用整流器二極管D02整流的電流而對串聯(lián)諧振電容器Cs充電。
在整流器二極管D02關斷而整流器二極管D01導通的另一個周期中，以加極性模式進行整流，其中初級繞組N1和次級繞組N2的極性(互感M)變?yōu)?M，從而進行操作利用整流器二極管D02整流的電流而對串聯(lián)諧振狀態(tài)中的濾波電容器C01充電，其中串聯(lián)諧振電容器Cs的電位相加到次級繞組N2感應的電壓上。
如上所述，通過利用加極性模式(+M正向操作)和減極性模式(-M反向操作)進行整流，因此在濾波電容器C01中獲得基本上相應于次級繞組N2中的感應電壓兩倍的DC輸出電壓E01。
從而，在圖5所示的電路的次級側上，倍壓全波整流通過利用其中互感分別變?yōu)?M和-M的操作模式來進行，從而產生次級側DC輸出電壓。由初級電流諧振和次級電流諧振引出的電磁能同時提供給負載側，從而相應于此，提供給負載的功率進一步增加，因此實現(xiàn)最大負載功率的增高。
由于次級側DC輸出電壓由倍壓全波整流器電路產生，跟著是當獲得與倍壓全波整流器電路產生的次級側DC輸出電壓相等的電平時，在這個實施例中的次級繞組N2的所需匝數可比已有技術中減半。這種線圈匝數的降低帶來一些優(yōu)點實現(xiàn)隔離變換變壓器的更小的尺寸、更小的重量和更低的制造成本。
對于復合諧振型開關變換器，本申請人已經建議一種對次級側并聯(lián)諧振電路安裝有全波整流電路的結構，還提出另一種結構是安裝有使用次級側串聯(lián)諧振電路的4倍電壓整流電路的結構。應理解這些結構可作為這個實施例的修改而提出。更具體地說，這個實施例不僅限制于次級側諧振電路和整流電路的結構。
在上述的各個實施例中，初級側電壓諧振型變換器采用自激結構，但是本發(fā)明也可應用于它激結構。
在后者的情況下，例如，自激振蕩驅動器可用IC(集成電路)振蕩驅動器取代，并且電壓諧振型變換器的開關元件可這個振蕩驅動器驅動。
在這種情況下，進行恒壓控制，同時根據次級側輸出電壓電平改變由振蕩驅動器產生的驅動信號的波形。在這種電壓控制下，改變驅動信號波形以使其根據次級側輸出電壓電平的升高，維持開關元件的關斷時間恒定而縮短其導通時間。
當采用這種它激結構時，不需要正交控制變壓器PRT。
而且，當如上述那樣采用獨立的起動結構時，可能用兩個按照達林頓連接中的雙極晶體管(BJT)構成的達林頓電路代替由1個雙極晶體管(BJT)組成的開關元件Q1。還可能用MOS-FET(MOS場效應晶體管；金屬氧化物半導體)、IGBT(絕緣柵雙極晶體管)或SIT(靜電感應半導體閘流管)代替由1個雙極晶體管(BJT)組成的開關元件Q1。通過使用這種達林頓電路和上述裝置的任何一種作為開關元件，可提高效率。
根據本發(fā)明，如上所述，提供一種具有功率因數提高電路開關電源電路，在它的初級側上安裝有電壓諧振變換器并且在它的次級側上安裝有諧振電路的復合諧振型變換器，其中隔離變換變壓器具有第三繞組，對該繞組傳送初級繞組的輸出。在第三繞組的輸出反饋到整流的電流路徑的路由中提供一個諧振電容器。
這樣，通過開關元件的開關操作獲得的電壓諧振脈沖經諧振電容器從第三繞組反饋到整流的電流路徑。并且，開關元件進行它的開關操作以根據反饋到整流電流路徑的開關輸出導通和關斷整流電流，從而提高功率因數。
在本實施例中，諧振電路通過功率因數提高電路中的諧振電容器和電感器的組合而形成，并且在開關元件的關斷時間期間，進行諧振電路的諧振，引起諧振電流的流動。
由于這種操作，最終可能抑制在輕負載或空載的狀態(tài)中的DC輸出電壓(整流濾波的電壓)的升高，從而用于獲得DC輸出電壓的濾波電容器關于其耐壓這一點等效于在沒有包含用于功率因數提高部分的傳統(tǒng)已知電路中使用的濾波電容器。即，濾波電容器需要的耐壓不必要由于提供功率因數提高電路而升高。
因此，使得避免濾波電容器尺寸增加，從而防止電路尺寸增大。制造成本也不會增加。而且，可以使由于提高濾波電容器的耐壓引起的性能長期緩慢變化(惡化)最小化，從而從這一點看，提高電源電路的可靠性。
在本發(fā)明中，用于功率因數提高所需要的組成部件的數目，通過利用包括在整流器電路中的以對商用電源進行整流的二極管作為功率因數提高電路中的開關元件而縮減，從而在抑制制造成本增加方面實現(xiàn)更大的效果，并且還避免了電路尺寸的擴大。另外，由于除整流器電路中的二極管外，不需要提供任何附加的開關元件，功率轉變效率也相應地增加了。
權利要求
1．一種開關電源電路，包括整流濾波裝置，用于從輸入商用AC電源產生整流濾波電壓并把其作為DC輸入電壓輸出；一個隔離變換變壓器，具有一個氣隙以獲得用于松耦合需要的耦合系數并且用來把初級輸出傳送到次級側；開關裝置，用于把利用一個開關元件通過對DC輸入電壓的開／關控制而獲得的開關輸出，輸出到所述隔離變換變壓器的初級繞組；一個初級側并聯(lián)諧振電路，用于以電壓諧振模式起動所述開關裝置，所述諧振電路由至少包括所述隔離變換變壓器的初級繞組的漏電感部分和并聯(lián)諧振電容器的電容組成；用于提高功率因數的功率因數提高裝置；一個次級側諧振電路，形成在次級側上且由所述隔離變換變壓器的次級繞組的漏電感部分和次級側諧振電容器的電容構成；DC輸出電壓產生裝置，其構成包括所述次級側諧振電路并且對從所述隔離變換變壓器的次級繞組獲得的輸入交流電壓整流從而產生次級側DC輸出電壓；和恒壓控制裝置，用于根據次級側DC輸出電壓的電平而進行對次級側DC輸出電壓的恒壓控制；其中所述功率因數提高裝置包括至少一個第三繞組，用于隔離變換變壓器，該繞組以一種卷緊初級繞組的方式卷繞；一個諧振電容器，插入到整流電流路徑中用于經其電容產生反饋，使開關輸出從初級繞組傳送到第三繞組；一個開關元件，插入在整流電流路徑以根據反饋到電流路徑的開關輸出來進行開關操作；以及一個插入在整流電流路徑中的電感器。
2．根據權利要求1的開關電源電路，其中提供在所述功率因數提高電路中的開關元件是二極管元件，其構成用于所述整流和濾波裝置中對商用AC電源整流的整流器電路。
全文摘要
一種具有用于復合諧振型變換器的功率因數提高電路的開關電源電路,其中開關脈沖經串聯(lián)諧振電容器從卷繞在隔離變換變壓器上的第三繞組反饋。并且通過快速恢復型二極管根據反饋輸出使整流電流導通和關斷,從而實現(xiàn)功率因數的提高。甚至在由于包括串聯(lián)諧振電容器的串聯(lián)諧振電路引起快速恢復型二極管關斷期間,濾波電容器用諧振電流充電。這種電路通過抑制空載狀態(tài)中的DC輸入電壓升高而不需要對初級側濾波電容器選擇更高耐壓。
文檔編號H02M7/12GK1290993SQ00134299
公開日2001年4月11日 申請日期2000年9月21日 優(yōu)先權日1999年9月21日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼公司