專利名稱：電荷轉移設備及其所用的方法
背景技術：
隨著變速電機驅動及后備電源的迅速擴大，它們通常要求AC-DC然后DC-AC反向變換以獲得期望的AC電機電壓和頻率，進而產生AC電源的波形的失真。當電源，例如海船上一發(fā)電機的電網的波形損壞，取決于正確操作的的“清潔”電源的設備可發(fā)生故障。
因此存在對減少AC電源的波形失真的功率變換設備及用于其的方法的需要。
該RCTA通過與輸入相的電流的比例成正比地從一多相電源的所有相引出電荷來解決該問題。這實現(xiàn)了無諧波功率，以單位功率因數(shù)引出功率，且不會將無功功率引入AC電源。
而且，因為該RCTA可以是雙向的，它可將無諧波電流以基頻注入多相AC電源以及將一正弦電流波形與一期望的頻率和相位合成。
總地來說，該RCTA工作兩個周期。首先，從一電源的各相引出期望的電荷以對一能量存儲裝置充電。其次，該能量存儲裝置上的電荷通過該RCTA的輸出端被放電。通過每秒多周期工作，該RCTA可從電源抽取電荷并通過該RCTA的輸出端注入該電荷以構建一期望的輸出波形。
這些電荷的轉移可能或不可能提供凈能量轉移給/自輸入終端。通過重復的充電交換，一純凈且受控的功率流可自一輸入終端到一輸出終端出現(xiàn)；或重復的充電交換可提供受控的AC電源的無功功率。
施加給該RCTA的功率可以是多相AC或DC。產生的輸出波形可以是具有期望的電壓和頻率的多相AC或者是具有期望的電壓電平和極性的DC。變換可以是從AC到AC或DC，以及DC到AC或DC。
對于功率流控制，在大多數(shù)應用中是通過在電源和電荷存儲裝置之間進行充電交換，接著在該電荷存儲裝置和輸出之間進行一充電交換而進行充電交換。然而，在輸入終端和輸出終端之間的一直接的功率流可被實現(xiàn)。
通過控制該充電交換過程，可從一終端引出電流或將電流注入一終端；且如果采用低通濾波器進行平均，實現(xiàn)了實際地沒有波紋的電流流動。
本發(fā)明的一優(yōu)點在于它可利用在一自身和自然整流模式下工作的高功率閘流晶體管。這樣，它不要求斷開開關，例如使用絕緣柵雙極晶體管或門電路斷開器件的脈寬調制器(PWM)反向變換器(inverter)。因此，不要求控制開關斷開的電路。
本發(fā)明可使用常規(guī)的已被使用了約30年的閘流晶體管。不像許多常規(guī)的功率電子電路，在本發(fā)明中采用的功率電元件是可獲得的，不需要被開發(fā)。而且，這些器件具有任何功率電子開關的最高的電壓額定值、最高的電流額定值和最低正向電壓降之一。這些器件還具有低損耗、不昂貴，且可獲得具有高電壓和高電流額定值兩者。這樣，該RCTA可隨著用于高功率和高電壓應用的當前技術而被增大比例。
有許多應用用于RCTA和DSCI方法。例如，該RCTA可在一AC-AC變換器中被采用，進行功率轉移而沒有通常的中間DC鏈路。它還可被用作為一AC-DC整流器、DC-AC反向變換器、DC-DC變換器、多端口變換器、諧波補償器、VAR補償器、及電子變壓器。
RCTA的一個特征是多相AC功率到多相AC或DC的無諧波變換。這是通過從兩輸入相差分地對電荷存儲裝置進行充電，接著由一第三相替換該兩相之一，而與這些輸入相的電流比例成正比地從所有相抽取電荷而實現(xiàn)地(稱為“差分及序列諧振充電交換(DSCI)”)。
在受控制的間隔執(zhí)行充電，在AC周期的任何部分將多相AC電源加載到期望的功率電平。加載該多相AC電源均勻地保持一平衡且恒定的功率。通過受控的充電，可從處與輸入電壓同相的輸入引出電流，這樣輸入功率具有一單位功率因數(shù)。這消除了對相位角校正或在RCTA的輸入端的VAR電容器的需求。該技術不限于三相AC功率系統(tǒng)，而可擴展到任何多相系統(tǒng)。
通過受控的放電，該AC-AC變換器可合成輸出頻率和相位。
而且，該AC-AC變換器可將能量從AC電源轉移到一具有由另一AC電源，例如一發(fā)電機確定的頻率和相位的AC終端。該被注入的電荷可與另一AC電源的電壓同相以轉移有效AC功率?；蛘?，該被注入的電荷可包含與另一AC電源的電壓異相的一小部分電荷，以使該功率轉移包含無功功率。該操作模式允許從一AC電源到具有不同相位、電壓和頻率的另一AC電源的受控的功率轉移。
AC-AC變換器的一應用是在不同電壓的系統(tǒng)之間的功率轉移的受控操作。這允許受控功率流至可能經受電壓、相位、和頻率不穩(wěn)定性的一系統(tǒng)。例如，該AC-AC變換器可在電業(yè)網(electric utilitygrid)上被用作為一網關控制器以控制期望的功率流。該網關控制器可控制通過一AC傳輸線的功率流并在該傳輸線的熱限內限制該功率流。該網關控制器還可被使用以將功率從一區(qū)域性的AC功率系統(tǒng)轉移到一相鄰的AC功率系統(tǒng)。這可替換在東方(Eastern)、西方(Western)、得克薩斯、墨西哥及加拿大區(qū)域電網之間采用DC鏈路。
在另一應用中，該網關控制器克控制功率流以衰減一區(qū)域AC電網的子諧波不穩(wěn)定性。
AC-AC變換器的另一應用是將AC電源的頻率變換成以不同的輸出頻率。該特征具有許多應用。一個是用于變速電機驅動。該AC-AC變換器可在一特定范圍上，在一連續(xù)基礎上動態(tài)地控制到該電機的電壓、頻率、相位、有效功率和無功功率。由于該AC-AC變換器可被控制用于雙向功率流，該電機也可被控制用于全四象限運算的動態(tài)制動。
在另一應用中，一單相變壓器被插入充電或放電周期，該RCTA可以是具有輸出電壓調節(jié)、頻率變化及相位控制能力的一電子變壓器。該輸入和輸出可以是DC或AC。
該單相變壓器提供在一大的范圍上的比先前描述的AC-AC功率變換器更大的輸入—輸出電壓比變化。該單相變壓器可被使用以升高或降低輸入電壓。而且，該單相變壓器可被使用以獲得在輸入和輸出之間的全電隔離。因為該單相變壓器被放置在電子變換器的高頻段，磁心尺寸可被減小。
而且，一典型的變壓器與負載因數(shù)無關地在所有時間被激勵，顯著地降低了在低和平均負載的效率。在本發(fā)明中，因為變壓器的鐵心僅在通過功率被要求時才被激勵，所以效率是相對恒定的。
該變壓器可以是輸入開關和電荷存儲裝置之間插入的充電電路的部分，和電荷存儲裝置和輸出開關之間插入的放電電路的部分。
單相變壓器的插入允許RCTA被用作為一調節(jié)的電子變壓器。當用于一設施的一AC電源需要降低電壓時，該電子變壓器不僅執(zhí)行電壓變換、輸出電壓調節(jié)、和VAR中和，而且還起到電子電路斷路器的作用，消除了機械開關設備的需要。
電子變壓器的另一應用是作為一AC電源和AC電網之間的一接口。該功率可從發(fā)電機電壓升高到傳輸電壓。因為該發(fā)電機不是必須在AC電網電源頻率上工作，獲得了大得多得靈活性。例如，電源可以是渦輪機、風力發(fā)電機、或水利發(fā)電廠。眾所周知，如果發(fā)電機不被強制在一恒定的頻率上工作，對于風力和水電發(fā)電廠兩者而言，可獲得更高部分的功率。
電子變壓器的再另一應用是用于DC工業(yè)處理的AC-DC降低構造，和一AC發(fā)電機的輸出到用于直接DC傳輸?shù)腄C的AC-DC升高。
使用DSCI技術用于AC-DC功率整流，功率通過量(throughout)可被全部調節(jié)以實現(xiàn)具有最小DC輸出電壓波紋的一高度調節(jié)的輸出。電荷存儲裝置中的能量被諧振地放電進入DC輸出終端。
在一較佳實施例中，一三相AC電源被提供給該RCTA的輸入終端且是正的、負的和雙極性的一DC輸出被輸出。不像標準的電橋整流技術，對于一接地系統(tǒng)不需要變壓器隔離。而且，可用全分離的功率通過量控制，并行地操作幾個整流模塊。
AC-DC整流器的一個特征是輸出極性可用一接近瞬時極性反轉在一大的DC電壓范圍上被操作。不像標準的整流過程，其中輸出電壓被限制在取決于AC輸入電壓的一最大值，對于本發(fā)明，輸出可被顯著地升高，僅通過有源和無源元件的選擇而被限制。該升高能力意指對于許多應用，標準電壓可被使用，消除了變壓器，且一恒定的輸出可被保持，即使具有AC電源的一顯著的下降(droop)。該下降可以相當于一周期的量級或在一延長的時間周期上。
幾種電壓調節(jié)的模式是可能的，例如，但不限于以下的幾種a.脈沖密度調制，通過增大或減小每個選擇的時間間隔的充電和放電周期數(shù)。
b.電荷存儲裝置的剩余電壓調節(jié)，通常被控制作為電荷存儲裝置的放電周期的部分。
c.在充電周期期間的電荷存儲裝置的充電能量的控制。
d.在放電周期期間的電荷存儲裝置的放電能量的控制所有調節(jié)選擇的一個重要特征是大多數(shù)調節(jié)不要求斷開開關并落在“軟切換(soft switching)”操作的類別下。
通過反轉AC-DC操作，該RCTA還可在一DC-AC反向變換器中被采用。該DC-AC反向變換器保留了以上AC-DC變換器具有的所有益處。
該DC-AC反向變換器可將一AC電源與一受控的電壓幅值、恒定和可變的頻率、及選擇的相位角相合成?；蛘?，可將能量從DC電源轉移至一具有由一AC電源確定的其頻率和相位的AC終端。該DC-AC反向變換器可同時地不僅傳輸有效功率，注入的電流與電壓同相，而且還同時地生成無功功率，電流或者超前或者滯后AC電壓波形。
利用AC-DC整流和DC-AC反向變換的雙模式的一應用是在一電池中的能量存儲。在一電網上的AC功率可用性期間，能量可從AC輸入被抽取，且當要求功率時，存儲的能量可被返回給該AC電網。
另一應用是用于變速電機。該DC-AC操作可提供電機的有效和無功功率需求兩者。該AC-DC操作在反向變換器傳輸有效功率給DC電源的受控動態(tài)斷開期間將是可應用的。
該RCTA可被使用以將多于兩個的功率終端連接至該電荷存儲裝置以形成一多端口反向變換器。所有這些端口可被構成以具有雙向功率流且這些端口可以是AC或DC的組合，允許電荷或能量從這些端口中的任一轉移到任一其它的端口。集合成這樣一多端口反向變換器可以是一變壓器。這將允許處于不同電壓電平的功率終端的連接。該多端口反向變換器具有大量的實際應用。兩輸入AC功率總線可被使用以提供一冗余電源。或者一類似的三端口構造可與一電荷存儲裝置組合以實現(xiàn)一可連續(xù)的供電。
該RCTA可被采用作為一靜態(tài)伏安無功(VAR)控制器、諧波補償器、電壓調節(jié)器或閃爍控制器。
本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將在以下的描述和附圖中被部分地給出，且通過審查以下結合附圖所作的詳細描述，對于本領域的熟練技術人員而言是顯見的，或者可通過實踐本發(fā)明而領會。通過后附權利要求中特別指出的手段和組合，本發(fā)明的優(yōu)點可被實現(xiàn)和得到。
圖8是具有兩工作循環(huán)的、圖7中所示的該動態(tài)VAR補償器的一典型的充電交換波形的示意圖；圖9是將頻率控制和電壓變換相組合的一電子變壓器的概略電路圖；

圖10是具有同時輸入和輸出操作的電子變壓器的概略電路圖；圖11是使用三個電容器的功率變換器的概略電路圖；圖12是用于一典型的充電過程的、圖11中所示的使用三個電容器的功率變換器的電容器電壓和充電電流的圖形；圖13是圖11中所示的功率變換器的電壓和電流輸入的幾個周期的圖形；圖14是圖11中所示的功率變換器的幾個AC周期上的輸出電壓的圖形；圖15示出了用于一典型的充電過程，電容器中具有剩余電壓的、圖11中所示的具有三個電容器的功率變換器的電容器電壓和充電電流；圖16是具有三個電容器的一功率變換器的再另一實施例的概略電路圖；圖17是作為圖11和16所示的帶有三個電容器的功率變換器的剩余電壓相位角的一函數(shù)的有效功率流的一組參數(shù)工作特性曲線的示意圖；圖18是作為圖11和16所示的帶有三個電容器的功率變換器的剩余電壓相位角的一函數(shù)的無功功率流的一組參數(shù)工作特性曲線的示意圖；圖19是給定無功功率作為圖11和16所示的帶有三個電容器的功率變換器的有效功率流角的一函數(shù)的輸入功率流控制的一組參數(shù)工作特性曲線的示意圖；圖20是給定無功功率作為圖11和16所示的帶有三個電容器的功率變換器的有效功率流角的一函數(shù)的輸出功率流控制的一組參數(shù)工作特性曲線的示意圖；圖21是具有附加的換向電感器以減少換向開關的改變的電流率的一功率變換器輸出部分的基本架構體系的概略電路圖。
優(yōu)選實施例的描述I.AC-AC功率變換器a.電路圖1示出了被采用作為具有變頻器和雙向功率流動能力的一AC-AC功率變換器5的RCTA的一實施例的概略電路圖。該AC-AC功率變換器例示了該RCTA和RSDI方法的基本結構和操作且將被首先描述。RCTA和DSCI方法的實施例有幾個，但各自的基本結構和操作是相同和類似的。
該AC-AC變換器可被直接連接至AC電網而不使用變壓器。這消除了變壓器的損耗和一變壓器的成本、體積和重量的要求。顯然，如果一特定設備被設計并構成以要求一不同的輸入電壓，變壓器可被使用。
AC-AC變換器5包括用于接收三相AC電源的一三相輸入終端11、一三相低通濾波器10、一輸入開關部分20、一輸入電感部分22、一電荷存儲裝置25、一輸出電感部分26、一輸出開關部分30、一三相低通輸出濾波器40、和用于提供一輸出電壓的一三相輸出終端12。
輸入濾波器10將電流波紋減小到一可忽略不計的值。而且，高頻濾波減小了濾波器電容器和電感器值。輸入濾波器10包括成一“L-C”或“三角”結構的電感器Lfi1、Lfi2和Lfi3及電容器Cfi3/1、Cfi2/1和Cfi2/3。一“Y”結構也可被使用。具有2000Hz左右的開關頻率，一約600Hz的截止頻率被選擇用于低通輸入濾波器。
輸入開關部分20控制電荷存儲裝置25從三相電源的這些相位的充電。輸入開關部分20包括六個輸入開關(Si1p，Si1n，Si2p，Si2n，Si13p，Si3n)，兩個相反極性的用于各輸入相的開關。這些輸入開關可以是常規(guī)的閘流晶體管。
輸入電感部分22是與電荷存儲裝置25形成一諧振充電電路的一部分。輸入電感部分22包括兩耦合的電感器La1和La2。La1被串連地耦合在三個正輸入開關(Si1p、Si2p、Sil3p)和電荷存儲裝置25之間；且La2被串連地耦合在三個負輸入開關(Si1n、Si2n、Sil3n)和電荷存儲裝置25之間?？蓛H使用一充電電感器，但為了對稱，示出了兩個。
電荷存儲裝置25存儲來自輸入相位的電荷并將存儲的電荷放電給輸出終端12。在該實施例中，電荷存儲裝置25包括一與電感器La1和La2串連耦合的電容器Co。
輸出電感部分26是與電荷存儲裝置25形成一諧振放電電路的一部分。輸出電感部分26包括兩耦合的電感器Lb1和Lb2。可僅使用一放電電感器，但為了對稱，示出了兩個。
輸出開關部分30控制電容器Co的放電。輸出開關部分30包括六個輸出開關(So1p，So1n，So2p，So2n，So3p，So3n)，兩個相反極性的用于各輸出相的開關。這些輸入開關可以是常規(guī)的閘流晶體管。
Lb1被串連地耦合在三個正輸出開關(So1p、So2p、Sol3p)和電荷存儲裝置25之間；且Lb2被串連地耦合在三個負輸出開關(So1n、So2n、So3n)和電荷存儲裝置25之間。
輸出濾波器40平滑任何波紋，獲得了一接近沒有諧波的三相AC輸出。輸出濾波器40包括成一“C-L-C”或“π”結構耦合的電感器Lfo1、Lfo2和Lfo3及電容器Cfa3/1、Cfa2/1、Cfa2/3、Cfb3/1、Cfb2/1和Cfb2/3。如果一“π”輸入濾波器結構被選擇，該電路將具有較佳的對稱性。b.DSCI操作為證明DSCI操作的原理和自換向特征，下面描述用于單位輸入和輸出功率因數(shù)操作的數(shù)學理論。
輸入和輸出相位電壓可被定義如下
Vi1＝Vosin(ωit)(1a)Vi2＝Vosin(ωit-2π/3) (1b)Vi3＝Vosin(ωit+2π/3) (1c)Vo1＝Vousin(ωout) (2a)Vo2＝Vousin(ωout-2π/3) (2b)Vo3＝Vousin(ωout+2π/3) (2c)其中Vo是峰值輸入相位電壓；ωi是AC電源的頻率；Vi1、Vi2和Vi3分別是輸入相位1、2和3的輸入相位電壓；Vou是峰值相位輸出電壓；ωou是輸出電壓的頻率；Vo1、Vo2和Vo3分別是輸出相位1、2和3的輸出相位電壓。
瞬時輸入相位電壓被排序為|Vii|≥|Vij|≥|Vik|，且三個輸入相間電壓中的兩個被定義為Va＝|Vii-Vij|和Vb＝|Vii-Vik|，其中i、j、k可以是相位1、2或3。
為對電容器Co充電并獲得閘流晶體管的自轉向，在t’＝t’0，對應于最高和最低的絕對值相位電壓，也就是說，輸入相位“i”和“k”的這些閘流晶體管被觸發(fā)。這樣，差分電壓Vb被施加給與電感器La1和La2串連的電容器Co。Vb被施加直至與中間絕對值相位電壓，也就是輸入相位“j”相關聯(lián)的閘流晶體管在t’＝t’1被觸發(fā)。
對于t’0＜t’＜t’1(為了數(shù)學上的方便，假定t’0為零)的充電電流和電容器電壓是
Ic(t′)＝Iosin(ωot′)(3a)Vc(t′)＝Vb(1-cos(ωot′))(3b)其中ωo=1/LCo----(4a)]]>Z=L/Co----(4b)]]>Io＝Vb/Z(4c)L＝La1+La2.(4d)在t’＝t’1，相位“j”的閘流晶體管被觸發(fā)以連接跨越電容器25的差分電壓Va。而且，將Vij施加與相位“k”相關聯(lián)的閘流晶體管的相對端，致使“k”相位閘流晶體管的自轉向關斷(self-commuate off)。
在t’＝t’2，當電容器Co被全部充電到差分電壓Vc(t’2)時，充電電流變?yōu)榱闱以摮潆娺^程完成。在t’1＞t’＞t’2之間的電壓和電流由公式(5)和(6)給出。
Ic(t′)＝Imsin(ωo(t′-t′1)+φ)(5)Vc(t)＝Vc(t′1)+ImZ[cos(φ)-cos(ωo(t-t1)+φ)] (6)其中Im＝[(I12Z2+(Vc-V1)2]1/2/Z (7)
φ＝sin-1[I1Z/(I12Z2+(Vc-V1)2)1/2] (8)t′2＝t′1+(π-φ)/ω V1＝Vc(t1) I1＝Ic(t1)(9)Vc(t2)＝Vc(t1)+ImZ(cos(φ)+1). (10)自相位“k”和“j”引出的電荷由下式給出Q1=C[Vb2sin2(ωot′1)+(Vo-Vc(t′1))2]1/2----(11a)]]>Qk＝CVc(t′1).(11b)為從輸入引出無諧波功率，從各輸入相位引出的電荷的比例必須等于輸入相位電流的絕對值的比例。因為Qi＝-(Qj+Qk)，t’1被選擇以使從相位“j”和“k”引出的電荷的比例與輸入相位“j”和“k”電流的絕對值的比例相同。由此得出正確的電流也從輸入相位“i”引出。
對于單位輸入功率因數(shù)，電流比例等于輸入相位電壓比例，由此得出R(ωjt)=Vi(ωit)/Vi(ωit)=V1(t′1)(cos(φ+1)Vb2sin2(ωot′1)+(Vc(ωot)-Vi(t′1))2----(12)]]>求解公式(12)，對于每個輸入相位(ωit)的t’1的時間，有一唯一值。t’1的值可被計算并存儲在一表中且通過一根據(jù)輸入相位角在適當?shù)臅r間觸發(fā)閘流晶體管的控制器被讀出。
對于單位輸出功率因數(shù)，放電操作與上述的充電操作相反。也就是說，對應于兩最高絕對值輸出電壓的輸出閘流晶體管被首先觸發(fā)，且然后對應于兩最低絕對值輸出電壓的閘流晶體管被觸發(fā)以使注入輸出相位的電荷的比例等于輸出相位電流的比例c.DCSI操作的例子1、單位功率因數(shù)操作以使用圖1中所示的AC-AC功率變換器的一具體例子描述上述充電周期操作。在該例中，功率被以單位功率因數(shù)引出，這樣輸入相位電壓比例等于輸入相位電流比例。為易于理解，將使用輸入相位電壓而非輸入相位電流來描述該切換。
選擇80電角度的一輸入相位角。對于480伏(V)、60赫茲(Hz)、三相AC輸入，相位電壓為Vi1＝386V，Vi2＝-252V、及Vi3＝-134V。(見公式1a-1c)在t’＝t’0，通過觸發(fā)Si1p(對應于最高絕對值相位電壓的閘流晶體管)和Si3n(對應于最低絕對值相位電壓的閘流晶體管)而開始充電過程。這樣，Vb＝520V的相間電壓被施加跨接電感器La1和La2的輸入端。電容器Co上的初始電壓是0V(見公式3b)，且通過該電容器的充電電流Ici開始作為一正弦波形，如圖2所示(見公式3a)。輸入相位1電流I1i與充電電流Ici相同，且對于充電周期的第一部分，輸入相位3電流I3i與I1i相反。
在t’＝t’1，觸發(fā)Si2n(對應于中間絕對值相位電壓的閘流晶體管)。-252V的輸入相位2電壓反饋偏壓(back bias)Si3n至自轉向關斷。這結束了來自輸入相位3的充電過程。
對于該充電周期的第二部分，該差分輸入電壓是Va＝638V。因為通過這些電感器的充電電流Ici和跨越電容器Vc的電壓不能瞬時改變，當閘流晶體管Si2n被觸發(fā)時，Ici和Vc不改變。該電荷轉移繼續(xù)并當電容器Co達到最大電壓且通過該電容器的充電電流變?yōu)榱銜r結束。傳導閘流晶體管Si1p和Si2n在此時自轉向關斷。
使用公式(12)，且Co＝200μF和La1+La2＝50μH，閘流晶體管Si2n在t’1＝136μs觸發(fā)且在t’2＝334μs關斷。如圖2所示，從正輸入相位引出的電流是兩負輸入相位3和2的和且極性相反。選擇觸發(fā)時間t’1以使從相位2和3引出的電荷的比例直接與相位2和3的輸入相位電壓成正比。這也得到了從輸入引出的能量正比于平方的輸入電壓的結果。
現(xiàn)將描述放電操作。在該例中，輸出功率是以單位功率因數(shù)，這樣輸出相位電壓比例等于輸出相位電流比例。為易于理解，將使用輸出相位電壓而非輸出相位電流來描述該變換。
輸出頻率和電壓幅值被定義為fou和Vou，可確定輸出電壓需求。例如，具有170電角度的輸出相位角，三個輸出相位電壓需求是Vo1＝68V，Vo2＝300V，Vo3＝-368V(見公式2a-2c)。
該放電周期在如圖2所示的充電周期之后開始。兩最高的絕對值相位電壓被首先放電。參見圖1，So2p和So3n在t’3＝335μs被觸發(fā)。這樣，全電壓的電容器Co被連接跨越輸出相位2和3。
放電電流Ico開始為一正弦波且當閘流晶體管So1p被觸發(fā)以連接電容器Co的正端到最低絕對值相位電壓，也就是說相位1時，在t’4被改變。因為輸出相位1上的電壓低于輸出相位2上的電壓，閘流晶體管So2p自轉向關斷且放電在輸出相位1和3上繼續(xù)。為了注入相位2和1的電荷的比例直接正比于輸出相位2和1的輸出相位電壓，在該例中t’4＝579μs。
當Co上的電壓在t5衰減至零時，一單向傳動開關Swo29被啟通以防止Co的反轉再充電。在輸出電感器Lb1和Lb2中存儲的剩余能量被施加跨越輸出相位3和1。而且，當通過輸出電感器的電流變?yōu)榱銜r，閘流晶體管So1p、So3n和Swo自轉向且下一充電周期開始。2、無功功率注入及輸出電壓升高在以上例子中，選擇輸出閘流晶體管So1p觸發(fā)以獲得一平衡的、沒有諧波的、及具有要求的能量分布的單位輸出功率因數(shù)。這是特殊情況且不是典型的，因為大多數(shù)負載引出無功功率且功率變換器必須提供它。此外，輸出電壓要求可以大于要求電容器Co待被充電至一較高的電壓的輸入電壓要求。
在下一例子中參照圖3描述提供無功功率和升高電壓的操作。因為對于無功功率輸出的情況，輸出相位電壓比例不等于輸出相位電流比例，將使用線路電流來描述該切換。
充電過程類似于先前的例子，因為僅有效功率分量被引出。然而，初始剩余電容器電壓提供電壓升高。因為剩余電容器電壓為-100V而非零，閘流晶體管Si2n的觸發(fā)被略微從t’1＝136μs移至t’1＝134μs
具有由公式(2a)至(2c)管理的輸出電壓，且輸出電流超前輸出電壓30電角度(π/6)，輸出相位電流要求如下Io1＝Iomsin(ωout+π/6)＝-68.34A(13a)Io2＝Iomsin(ωout-2π/3+π/6)＝196.96A (13b)Io2＝Iomsin(ωout+2π/3+π/6)＝1-128.56A(13c)相位電流被排序為|Io2|＞|Io3|＞|Io1|。因為輸出相位2具有最高絕對值電流要求且是正的，閘流晶體管So2p保持整體放電，而So1n和So3n共享放電周期。
這是與先前的例子不同的放電切換序列，因為無功功率要求。在先前的例子中，閘流晶體管So3p保持整體放電，而So1n和So2n共享放電周期。
另一差別是電容器Co以-100V的電壓開始。該自先前的放電剩余的受控的剩余電壓將升高輸入能量，因此提高了功率通過量。
再另一差別是Co上的最大電壓被從1194V提高到1294V，該差別由剩余電容器電壓的負開始值定義。這導致通過量能量被提高約18％。以一恒定的變換器頻率操作，功率通過量被提高相同的因數(shù)。
除了提供無功功率之外，輸出電壓要求被提高10％到528Vrms的一相間輸出。這樣，功率可被從一較低電壓電網轉移到較高電壓電網，在該情況下從480V到528V。
閘流晶體管So2p在t’3＝360μs觸發(fā)。因為閘流晶體管閘流晶體管So3n具有更大的負電壓值，它在t’3也被觸發(fā)。在t’4＝578μs，So1n被觸發(fā)。該時間被選擇，因為它是從輸出相位1和3引出的電荷的比例等于在相位1和3上的輸出電流的比例的時間。因為輸出相位1上的電壓(68V)大于輸出相位3上的電壓(-368V)，閘流晶體管So3n自轉向關斷。
在t’5＝704μs，電容器Co被再充電至-100V。因為這是用于下一充電的選擇的剩余電壓，一單向傳動開關Swo29被觸發(fā)以夾緊電容器電壓并防止該電容器的進一步再充電。對于負剩余電壓操作，Co和Swo之間的一附加的二極管必須被加上以防止Co通過Swo被再充電。
而且，當開關Swo被觸發(fā)時，放電電感器Lb1和Lb2中的剩余能量轉移至輸出。單向傳動電流在t’6＝760μs變?yōu)榱闱议l流晶體管Swo、So1n和So2n自轉向關斷。這結束了放電周期且允許下一充電周期以與先前周期相同的初始條件開始，即具有-100V的剩余電壓。
剩余電壓的控制具有許多含義。剩余電壓可通過較早地或較晚地觸發(fā)單向傳動開關Swo已被減小或增大。這意指每周期的能量通過量可被減小或增大。
其次，具有剩余電壓的控制，能量可從一較低電壓電源轉移至一較高的電壓終端。這種升壓模式操作可在原理上允許電壓升高到任何電平。實踐中，該變換比例可受到閘流晶體管和電容器電壓額定值的限制。然而，設計用于一具體電壓的一功率變換器可以一下降輸入電源被操作并供應額定的輸出功率，而不給電元件施加壓力。該功率變換器還可以一正剩余電壓工作。這將減小每周期的能量通過量并以足夠限制較低通過功率需求期間的諧波水平的頻率操作該功率變換器。
第三，有效和無功輸出功率要求是可全部控制的。對于相同的輸出電壓相位角，注入的輸出電流可以完全地與輸出電壓同相，完全地領先或滯后輸出電壓90電角度，或兩者之間的任何角度。然而，相位角增大使得剩余電壓最小。最后，當相位角差變得完全的90度時，剩余電壓將與初始電壓相同但極性相反，因為無凈能量正被轉移。
具有一第二單向傳動開關21Swor，功率變換器可作為一雙向功率變換器工作。當功率從左流至右時，電容器Co被正向地充電。相反，當功率從右流至左時，電容器Co被負向地充電。
開關Swi可在充電操作中被使用，斷開用于功率從左流至右的輸入開關，而Swir被使用，斷開功率從右流至左的開關。d.廣義的操作從以上的例子中，可導出充電交換和切換的一廣義上的方法，提供這些開關的自轉向。該用于一給定輸入相位角的充電周期的廣義方法如下1)觸發(fā)(i)對應于具有最高絕對值的輸入相位電流和(ii)與具有該最高絕對值的輸入相位電流相同極性的輸入閘流晶體管。
2)在兩剩余輸入相位中，觸發(fā)(i)在極性上與在步驟1中觸發(fā)的輸入閘流晶體管相反的且(ii)(a)如果該相反極性是正的，對應于具有較小正電壓值的輸出相位，或(b)如果該相反極性是負的，對應于具有較小的負電壓值的輸出相位的輸入閘流晶體管。
3)在一時間觸發(fā)(i)在極性上與在步驟1中觸發(fā)的輸入閘流晶體管相反(ii)以使從該剩余兩輸入相位引出的電荷的比例等于該兩剩余輸入相位的輸入電流的比例的兩剩余輸入相位的另一輸入閘流晶體管。
用于一給定的輸出相位角的放電周期的廣義上的方法如下1))觸發(fā)(i)對應于具有最高絕對值的輸出相位電流和(ii)與具有該最高絕對值的輸出相位電流相同極性的輸出閘流晶體管。
2)在兩剩余輸出相位中，觸發(fā)(i)在極性上與在步驟1中觸發(fā)的輸出閘流晶體管相反且(ii)(a)如果該相反極性是正的，對應于具有較大正電壓值的輸出相位，或(b)如果該相反極性是負的，對應于具有較大的負電壓值的輸出相位的輸出閘流晶體管。
3)觸發(fā)(i)在極性上與在步驟1中觸發(fā)的輸出閘流晶體管相反(ii)以在一時間使得注入該剩余兩輸出相位的電荷的比例等于該兩剩余輸出相位的輸出電流的比例的兩剩余輸出相位的另一輸出閘流晶體管。
4)當電容器電壓達到一預定的剩余電壓時，觸發(fā)該單向傳動開關。II.-AC-DC整流器該RCTA可被使用作為一AC-DC整流器。圖1中的輸出可被控制以使用于兩輸出相位的電壓和電流相互等效，但極性相反。
例如，對于-60電角度的輸出相位角，輸出相位電壓為Vo1＝+0.87Vou，Vo2＝0.0V，和Vo3＝-0.87Vou(見公式2)。在該輸出相位角的繼續(xù)操作產生一DC輸出，因為正電荷被注入第一輸出相位，無電荷被注入第二輸出相位，且負電荷被注入第三輸出相位。因為無能量或電荷正被注入第二相位，它可被忽略且輸出是采用兩終端構造。因此在輸出相位1和輸出相位3之間的電壓可被保持在一恒定的電壓且因此代表一DC電源。
因為在輸入和輸出之間沒有電連接，正或負終端都可不被接地，以使我們可具有一正和負DC電源。兩終端不接地將獲得一完全浮動DC電源。
該DC放電過程是AC放電過程的一子組且包括，對于上述例子，在放電周期的開始觸發(fā)閘流晶體管So1p和So3n。對于AC輸出操作，只要電容器Co達到其選擇的剩余電壓，單向傳動開關Swo被觸發(fā)。這將停止電容器Co的再充電并將輸出充電電感器Lb1和Lb2中存儲的剩余能量轉移給輸出相位1和3。當輸出電流變?yōu)榱悖腥齻€閘流晶體管Sop1、Son3和Swo變?yōu)榉答伷珘呵易赞D向關斷。
其余的開關So1n、So2p、So2n和So3p未被使用且可從圖1的電路中除去。對于雙向操作，需要兩閘流晶體管So1n和So3p。
典型的最大DC輸出電壓是沒有升壓模式操作的AC均方根(RMS)輸入電壓的約60％。具有升壓模式操作，輸出電壓可以剩余電壓控制而被升高。而且，輸出相位可從一放電周期改變180電角度至下一放電周期，得到一完全的DC極性反轉。
該沒有諧波的整流器具有一單位功率因數(shù)。如果功率被從一感應發(fā)電機引出，充電周期可被控制以引出無功功率，提供要求的激勵電流，或可改善一電源的功率因數(shù)。III.DC-AC反向變換器逆向操作該AC-DC整流器將得到一具有在AC側上的無功功率控制和升壓模式能力的DC-AC反向變換器。
該DC充電過程是AC充電過程操作的一子組。假定60電角度的一AC輸入相位角，相位電壓是Vi1＝+0.87Vo，Vi2＝0.0，和Vi3＝-0.87Vo(見公式1)。對于一單位功率因數(shù)，沒有電荷被從相位2引出且輸入電壓Va是1.73Vo。在t’＝0，該充電過程通過觸發(fā)輸入閘流晶體管Si1p和Si3n被起始。該充電過程根據(jù)公式3a和3b進行，以值1.73Vo替換Vb。該充電過程繼續(xù)直至充電電流在t’2＝π/ωo變?yōu)榱?。根?jù)公式3b，最大電容器電壓變?yōu)檩斎胂辔?和3之間的輸入電壓的兩倍。
如果三相AC電源被以一具有1.73Vo的相同的輸入電壓的VDC的DC電源所替換，可獲得相同的充電條件。正DC終端被耦合至Si1p的輸入而負終端被耦合至Si3n。
因為在充電過程中沒有使用其他的閘流晶體管，其余的四個輸入閘流晶體管可被去除。然而，對于雙向操作，需要閘流晶體管Si1n和Si3p。IV.DC-DC變換器圖1的電路也可被用作為一DC-DC變換器。該DC充電過程與DC-AC整流器充電過程相同，且DC放電過程與AC-DC整流器放電過程相同。
圖4示出了具有雙向能力的一DC-DC變換器的基本架構體系。一DC電源被提供給DC輸入終端50，該DC輸入終端50經一輸入濾波器52被耦合至一輸入開關部分54。充電電感器La1和La2、電容器25、輸出電感器Lb1和Lb2、及單向傳動開關21和29未被改變。一輸出開關部分56和輸出濾波器57與輸入開關部分54及輸入濾波器52相同。
如果僅要求單向功率流，閘流晶體管Si1n、Si2p、Swor、So1n和So2p可被去除。而且，如果用于輸入和輸出的負終端可取相同的電位，所有的附加元件和該電路的下部可被去除，從而高度簡化了該電路。
通過兩開關的正向電壓降造成了最小調節(jié)的DC-DC能力的主要損耗。該操作要求不斷開這些開關，且閘流晶體管被使用具有“軟變換”操作和自轉向。
該DC-DC變換器采用與AC-AC變換器控制相同的控制原理。功率可由反向變換器頻率和剩余電壓兩者來控制。以剩余電壓進行工作，該功率可從較低電壓DC源轉移至一較高DC輸出。用一單相變壓器來替換輸入或輸出充電電感器，如在以后所描述的，將允許一DC功率轉移具有一較大的電壓升高或降低。該電壓比由該變壓器的匝數(shù)比和該反向變換器的附加調節(jié)能力來確定。V.多端口變換器在圖1的功率變換器中，一輸入部分(輸入濾波器10和輸入開關20)和一輸出部分(輸出開關30和輸出濾波器40)被耦合至電荷存儲裝置25。采用兩單向傳動開關21和29，兩部分可被用作為一輸入或輸出。它們的功能可以被從一周期切換至下一周期。
電荷存儲裝置25、單向傳動開關21和29、輸入電感部分22和輸出電感部分28形成一中央部分33。通過放置一個與電容器Co串連的單個電感器，電感器的數(shù)目可從四個減少到一個，得到相同的諧振充電和放電周期。
可作出對該中央部分33的多于兩個的連接以建立附加的輸入、輸出、或雙向部分。圖5示出了一具有通過三個相同的輸入/輸出開關部分20和輸入/輸出濾波器10被連接至該中央部分33的三個AC終端62、64和66的一多端口變換器。另外，用于連接一DC電源和DC負載的兩DC終端50和59可經輸入/輸出濾波器52和57以及輸入/輸出開關部分54和56與中央部分33耦合。
該構造允許使用多個電源和負載。功率可以時間交錯的方式被從多個電源引出，或功率可從一電源緩慢地轉移至下一電源，或從一充電周期轉移至下一充電周期。因為該多端口變換器可以DC和AC電源及負載兩者被操作，該多端口變換器提供最大的操作靈活性。VI.進行同時輸入和輸出充電交換的功率變換器圖6是采用一同時差分及序列的充電交換過程的一功率變換器的概略性電路圖。該電路被構成為一AC-AC功率變換器，然而，該電路可以等同地被構成用于AC-DC整流、DC-AC反向變換、和直接DC-DC變換。
該電路的操作與圖1的電路的不同之處在于能量直接從輸入轉移至輸出而非首先從輸入轉移至一電容器且在一順序的操作中，從該電容器轉移至輸出。
對于一順時針(CW)電流流動，該電路使用與參照圖1的電路所述的相同的輸入開關(Si1pu、Si2pu、Si3pu、Si1nl、Si2nl、Si3nl)、輸出開關(So1pu、So2pu、So3pu、So1nl、So2nl、So3nl)和開關操作。然而，一第二組輸入開關(Si1nu、Si2nu、Si3nu、Si1pl、Si2pl、Si3pl)和輸出開關(So1nu、So2nu、So3nu、So1pl、So2pl、So3pl)允許一逆時針(CCW)電流流動控制。
在CW操作中，用閘流晶體管Si1pu、Si2pu或Si3pu之一切換一正相位到上部中間輸入終端Piu，而上部中間輸出終端Pou被用閘流晶體管So1pu、So2pu或So3pu之一切換至輸出相位之一。為完成該電路，下部中間輸出終端Pol通過返回閘流晶體管So1nl、So2nl或So3nl之一被連接至另一輸出相位，而閘流晶體管Si1nl、Si2nl或Si3nl之一被連接至輸入相位的第二個到下部中間輸入終端Pil。通過形成一串聯(lián)諧振電路的串聯(lián)電容器Csu和電感器Lb1，完成了一電路。該第二電容器Csl和第二電感器Lb2是任選的，但已被加上以形成一對稱電路且在一些應用中，具有其他的益處，例如附加的隔離。
對于各自的充電和放電操作，第一兩輸入閘流晶體管和第一兩輸出閘流晶體管的選擇與圖1的電路相同。
具有示出的兩電容器Csu和Csl的極性，將建立一順時針電流，抽取兩連接的輸入相位的能量并直接將其存入兩連接的輸出相位。當已從這些輸入相位之一引出足夠的電流時，第三相位通過選擇的輸入開關而被連接且充電過程繼續(xù)。
類似地，如果期望的電荷已被注入這些輸出相位之一，第三輸出相位被連接且充電過程繼續(xù)。該第三輸入開關的切換可發(fā)生在第三輸出開關的切換之前和之后并取決于輸入和輸出相位角。當順時針充電過程繼續(xù)時，這些電容器的極性如圖所示地反轉且電荷轉移逐漸停止。該電荷轉移是初始電容器電壓的一函數(shù)，且因此每周期的電荷和能量轉移可用電壓幅值進行控制。
如果輸出電壓低于輸入電壓，基本理論和模型化表明最終地電容器電壓幅值更高。為控制該電壓增高，單向傳動開關Sofwc被觸發(fā)，停止任何進一步的再充電并轉移剩余電感器能量給輸出。只要電流變?yōu)榱?，其余的三個開關自轉向關斷。當Sofwc被觸發(fā)時，這些輸入開關關斷。
如果輸出電壓高于輸入電壓，最終的電容器電壓更低，如果該過程被允許完成。對于之后的操作，為了在該電容器上保持相同的電壓幅值，在電感器電流變?yōu)榱阒?，升壓開關Siqcc被觸發(fā)。這將結束進一步的輸出放電，但如果在正確時間被觸發(fā)，將導致電容器被充電到期望的值。該開關Sofwc和Siqcc允許控制電容器電壓及功率流動。
當電流停止且電容器極性被反轉時，通過觸發(fā)用于上部中間輸入終端Piu的Si1nu、Si2nu或Si3nu；用于上部中間輸出終端Pou的So1nu、So2nu或So3nu；用于下部中間輸出終端Pol的Solpl、So2pl或So3pl；用于下部中間輸入終端Pil的Si1pl、Si2pl或Si3pl的選擇的開關之一，CCW操作被起始。該兩閘流晶體管Sofwc和Siqcc在逆時針操作中執(zhí)行單向傳動和電壓控制。
對于與參照圖2所述的相同條件，具有80電角度的輸入相位角和170電角度的輸出相位角，用于-480V AC電源的瞬時輸入和輸出電壓是Vi1＝386V，Vi2＝-252V，Vi3＝＝-134V，Voul＝68V，Vou2＝300V和Vou3＝-368V。使用與前所述的相同的方法，開關Si1pu、Si3nl、So2pu、So3nl被觸發(fā)以開始CW序列。電流從正輸入相位1流至正輸出相位2，從負輸出相位3返回至負輸入相位3。
具有由電容器和電感器定義的相同的諧振周期，閘流晶體管Si2nl在約136μs被觸發(fā)，關斷閘流晶體管Si3nl。在約300μs進入放電，正輸出閘流晶體管So1np被觸發(fā)以關斷閘流晶體管So2pu。
因為在這些相位角，輸入電壓高于輸出電壓(|Vi1|＞|Vou3|)，單向傳動開關Sofwc被觸發(fā)，停止兩電容器的再充電。在此時，輸入閘流晶體管關斷。在約334μs進入能量轉移持續(xù)時間，輸出電流變?yōu)榱闱移溆嗟拈_關關斷。這結束了CW操作。
該CCW操作具有相同的從輸入抽取能量且傳輸給輸出，并使用相反極性的閘流晶體管用于各相位連接。在該過程中，電流是CCW且電容器極性被充電到其原始狀態(tài)。
該周期操作允許功率轉移的接近100％的負載周期。工作頻率和電容器電壓兩者控制功率通過量。因為電壓可在大范圍上被控制，每周期的通過量僅通過有源和無源元件的電壓和電流限制而被限制。該電路允許與功率通過量無關的一高反向變換器頻率操作，因為該功率可通過電容器電壓的選擇而被整體地控制。當要求的功率通過量低時，這具有在輸入和輸出兩者上保持一低波紋頻率的優(yōu)點。該低波紋頻率可被保持至零輸出功率，系統(tǒng)通過僅轉移要求的無功功率而在輸出濾波器上保持要求的電壓。
通過將該電路與下述的圖7的動態(tài)VAR補償器(DVC)電路相比較，通過不使用輸出閘流晶體管，該電路可作為一DVC被操作。一個明顯的擴展是允許該系統(tǒng)不僅控制通過功率而且另外完全控制無功輸入功率。VII.諧波補償器在圖2所示的充電操作下，AC-AC功率變換器數(shù)輸出一與輸出相位電壓同相的正弦電流。在圖3所示的充電操作下，電荷轉移是使得輸出電流的一分量與輸出電壓同相(有效功率)，且輸出電流的一第二分量與輸出電壓異相(無功功率)。
這些電流分量可與AC輸出相位電壓相關聯(lián)地被改變。通常，在現(xiàn)代微處理器和可編程邏輯器件的控制下，可在AC-AC功率變換器的重建分解內構成任何重復輸出電流波形。
可被構成的最通常的電流波形由用于第一輸出相位電流的傅立葉級數(shù)給出I01＝∑n＝1m＝ω[Amcos(nωout)+Bnsin(nωout)] (14)另兩個相位由相同的電流公式定義，但分別被移位120和240電角度。該組所有三相電流在輸出相位(ωout)的任何點提供所有三個輸出相位的電荷轉移要求。
這樣，該AC-AC變換器可被構成用于有效功率的轉移，B1等于零；且作為一VAR補償器，A1等于零。
該RCTA可被構成為一諧波補償器，抵消由系統(tǒng)中的其他負載生成的在線路上的諧波。這樣一諧波補償器可以幾種方法構成。例如，該諧波補償器可具有連接至一電源、或任何其他能量存儲裝置的輸入終端，和耦合至一具有需要被修正的諧波的AC功率系統(tǒng)的輸出終端。該諧波修正系統(tǒng)將提供在AC周期期間的凈諧波能量波動。而且，該諧波電流與輸入功率同時地被引出。VIII.VAR補償器該RCTA也可被用作為一動態(tài)VAR補償器(DVC)。一DVC是一具有響應于一AC周期的一小部分中的無功功率需求或VAR中的變化的能力的VAR補償器。在AC電源的一周期的小于十分之一內該DVC可將無功功率流從全部超前切換為全部滯后。對于閃爍控制、電壓調節(jié)和標準VAR補償，該速度允許使用DVC作為一VAR補償器。
該DVC以明顯高于AC線路頻率的內部頻率工作。和一小的低頻截止濾波器一起，由該DVC引出的電流是沒有諧波的，滿足IEEE519-1992和IEC 555-2的所有要求。
該電路操作執(zhí)行“軟切換”和閘流晶體管的自轉向，沒有開關斷開要求和一相對低dI/dt要求。該低dI/dt要求是重要的，因為它允許使用具有高電壓和高功率容量的標準的SCR。這樣的裝置存在且自1970年以來在電力工業(yè)中被使用，用于高壓DC傳輸和其他應用。該高電壓和高功率閘流晶體管有效性允許DVC拓撲不僅用于工業(yè)應用而且用于多兆瓦高壓應用。
另外，該SCR是成本最低的功率電子器件，具有最低的傳導損耗，且可容易地被串聯(lián)放置以得到用于兆瓦操作的開關。這樣開關組件的觸發(fā)已被完全開發(fā)用于或者直接或者光纖觸發(fā)。
其余的元件也是標準的且不要求技術開發(fā)。
該DVC在與上述AC-AC功率變換器相同的諧振DSCI原理上工作。對于AC-AC功率變換器，第一充電交換是具有自電源引出的能量的電容器Co的充電操作。對于第二充電交換，電容器上的電荷被放電進入輸出終端。該DVC操作也具有兩類似的充電交換，然而，在穩(wěn)定狀態(tài)條件下，在電容器Co和AC功率終端之間沒有凈能量被轉移。該凈效是在三條AC線路之間的能量的變化。
圖7是一動態(tài)VAR補償器的概略性電路圖。該電路有幾種不同的變型，但基本操作是相同的或類似的。
該DVC可被直接連接至AC電網70而不使用一變壓器。這消除了變壓器損耗及成本、一隔離電壓器的體積及重量。如果要求一不同的輸入電壓，一變壓器可被使用。
在優(yōu)化性能和最小化元件和操作成本的基礎上選擇內部工作頻率。具有2400Hz左右的工作頻率，約600Hz的截止頻率被選擇用于低通輸入濾波器72以將電流波紋減小到一可忽略的值。高頻濾波減小了濾波電容器和電感器值。由Cf1電容器和Lf1電感器組成濾波器元件。該些濾波電容器被構成為一“三角”結構，但是“Y”結構也可被使用。
中央元件是電容器Co74。在充電周期的開始，該電容器通常被充電至一剩余電壓。有兩個充電交換部分，示出在該電容器的任一側上?！癮”充電交換部分76在左邊，“b”充電交換部分78在右邊。這兩部分交替地反轉在該電容器Co上的電壓的極性，且在該過程中，從三個AC相位70引出無功電流。
該“a”充電交換以跨越電容器Co的一負剩余電壓開始。該充電操作通過觸發(fā)輸入開關82中的第一開關和第二開關以連接跨越電容器Co的AC電源的第一相位和第二相位而開始。該電荷轉移持續(xù)時間由電感器La的值確定(假定Co被固定為由其他的條件確定)。該“a”部分電感器La被示出為兩個電感器La1 84和La2 96。該“b”部分電感器Lb示出為兩個電感器Lb1 87和Lb2 88。所有四個電感器可由與電容器Co串連的一個電感器替換。
該電荷轉移開始為半個正弦波。部分路線(part way)通過“a”充電交換，獲得第二相位的期望的電荷轉移，且用于第三相位的閘流晶體管順序地觸發(fā)。該充電序列被選擇以使第三相位閘流晶體管的激活反饋偏壓第二相位閘流晶體管以自轉向關斷。該電荷轉移繼續(xù)并當通過該電容器的電流變?yōu)榱銜r結束。在此時，兩傳導閘流晶體管自轉向關斷以完成充電周期。
該“b”充電交換在該充電周期后被起始。該“b”充電交換部分被構成以與AC電網進行與“a”充電交換部分76相同的充電交換。該“b”充電交換部分78與“a”充電交換部分76的不同之處在于其對電容器Co的連接與“a”充電交換部分76對電容器Co的連接相反。因為該反轉的連接，電容器Co電壓完全反轉極性。這樣，沒有凈功率被引出或轉移給電網，因為電容器Co中的能量未被改變。
圖8是圖7中所示的動態(tài)VAR補償器的兩操作周期的一典型的充電交換波形示意圖。這些元件已被選擇用于4000Hz的一總的充電交換頻率，對于“a”和“b”充電交換，每秒完成2000個周期。該操作被獲得具有Co＝100μF且La+Lb＝40μF。該選擇的AC電壓是480V，且圖8中所示的交換波形是用于40電角度的一輸入相位角。圖7中所示的單向傳動開關Swa和Swb對于該操作是不需要的。無須說，與電容器Co并聯(lián)的開關(Swa1和Swb1)或與Co串聯(lián)的開關(Swa2和Swb2)提高了控制靈活性。
輸入電壓和無功電流通過公式被定義如下V1＝Vosin(ωt)＝252V Ir1＝Ir0cos(ωt)＝39.7AV2＝Vosin(ωt-2π/3)＝-386VIr2＝Ir0cos(ωt-2π/3)＝59.6AV3＝Vosin(ωt+2π/3)＝134V Ir3＝Ir0cos(ωt+2π/3)＝-99.3A假定電容器Co的剩余電壓為-1200V，自先前的操作或通過以輸入波形進行預充電，充電交換如下所述。
使用充電的廣義方法，輸入閘流晶體管Sa2p和Sa3n在t’＝0時被觸發(fā)，連接跨越電容器Co的相位電壓V2和V3。電感器La1和La2中的電流Ic構成，自相位2引出電荷并將該電荷注入相位3，如圖8所示。
部分路線通過該充電周期，在t’1，閘流晶體管Sa1p被觸發(fā)。因為V1比V2更加正，閘流晶體管Sa2p被反饋偏壓且自轉向關斷。該與相位1和3的充電交換繼續(xù)。在t’2＝244μs，電流減至零且閘流晶體管Sa1p和Sa3n被反饋偏壓且關斷。
在t’1的觸發(fā)由三個相位Ir1、Ir2、Ir3的無功電流的幅值確定。在t’1＝134μs的觸發(fā)將得到與無功電流要求成正比的電荷轉移且將導致電容器電壓等于初始剩余電壓但極性相反。
Sa1p的一較早的觸發(fā)將導致電容器充電到一較高的電壓，除了無功功率外，引出一些有效功率。為了彌補元件損耗和為了提高無功功率流而不必改變DVC頻率，該電容器電壓的增大可能是期望的。另一方面，一延遲的觸發(fā)導致電容器能量部分轉移回AC功率系統(tǒng)。對于一實際的系統(tǒng)，時間t’1可以是實時計算的或預先計算的并被存儲在一參考表中。該存儲的值是輸入相位角和電容器電壓的一函數(shù)。
對于“b”充電交換部分，使用現(xiàn)同的充電的廣義方法。通過觸發(fā)閘流晶體管Sb2p和Sb3n，在t’＝250μs開始“b”充電交換。這再連接具有正確極性的跨越相位2和相位3的電容器Co。“b”操作之間的僅有的差別是通過電容器的電流具有相反的極性。如圖8所示，在“b”放電交換期間流入這些相位的電流與在“a”充電交換期間引出的電流相同，沒有凈能量自該AC電源轉移。
在自放電周期開始起134μs，也就是在t’4＝384μs，閘流晶體管Sb1p被觸發(fā)，強制關斷Sb2p而Sb3n保持啟通。該放電過程繼續(xù)直至約t’5＝494μs，當電流降至零且Sb1p和Sb3n關斷，使得電容器處于初始電壓狀態(tài)。
為了連續(xù)的電荷轉移，線路電壓和電流要求將周期地改變。這樣，將根據(jù)電流相位角確定觸發(fā)順序和定時。平均無功功率流是在電荷轉移之間的時間間隔期間輸送的電荷。因此無功功率可通過操作頻率被控制。另外，該無功功率也是電容器Co的剩余電壓的一函數(shù)。該電壓在原理上可被構成為任何值且僅受閘流晶體管和電容器Co的電壓和電流額定值的限制。這是主要優(yōu)點，因為典型地，VAR要求隨著線路電壓的下降而提高。使用簡單的電容器組，該VAR電流與電壓降成正比，而采用該DVC，無功電流可與線路電壓無關地被增大。
從一有效的觀點看，該無功電流每相僅通過一組閘流晶體管。這不僅提供了簡單且更高的可靠性而且將損耗減小至最小。IX.電子AC變壓器a.AC-AC操作圖1中所示的AC-AC功率變換器可提供滿足電壓、頻率和輸出相位要求的一輸出電壓波形。如果該輸出頻率與輸入頻率相同，該AC-AC功率變換器可被用作為一調節(jié)的AC電源。
對于一些應用，例如變速AC電機，期望改變輸出頻率和輸出電壓。盡管AC-AC功率變換器可將能量從較低電壓終端轉移至一較高電壓終端，其電壓“變換”是有限的。一標準的AC變壓器可被連接至AC輸入或AC輸出以通過電壓變換獲得一調節(jié)的或受控的AC輸出。然而這樣一系統(tǒng)仍然具有在環(huán)路中具有一大的三相AC變壓器的不足之處。
圖9是將頻率控制與電壓變換相組合的一電子變壓器的概略性電路圖。該示意圖被畫出為一單線圖，螺紋線數(shù)表示相位或終端數(shù)。該電子變壓器在與圖1所述的AC-AC功率變換器類似的原理下工作。一主要的差別在于一單相變壓器替換了輸出電感器。
該AC電源被施加給一輸入終端120，該輸入終端102經一輸入濾波器104和輸入開關部分106被耦合至電容器Co25。輸入電感器108和110的值確定充電持續(xù)時間(假定Co被固定為由其他條件確定)。
該輸入部分充電操作與圖1所示的AC-AC功率變換器的相應操作相同。
該放電部分類似于圖1所示的AC-AC功率變換器的放電部分，具有一經輸出濾波器119被耦合至一輸出終端120的輸出開關部分118。該放電電感器Lb1和Lb2由一提供電感的變壓器117替換。另外，加上了一初級輸出閘流晶體管Sdch114，其在充電周期期間將變壓器117自電容器Co斷接。
輸出變壓器的初級對次級匝數(shù)比被選擇以匹配AC輸入電壓和AC輸出電壓之間的期望的電壓比例。而且，自該變壓器的初級可見的漏電感被選擇以匹配圖1所示的Lb1和Lb2的輸出電感器值。
變壓器117的分路電感可被選擇以遠高于漏電感。這樣，對于大多數(shù)電路操作來說，該分路電感可被忽略。繞組電感的總和是有效的變壓器漏電感，且連同Co一起，確定放電周期。
以與用于AC-AC功率變換器相似的方式，電容器能量被放電進入AC輸出相位。
使用廣義上的放電方法，閘流晶體管Sdch114與具有最高和第二高輸出電壓要求的相位的正閘流晶體管Sop和負閘流晶體管Son同時被觸發(fā)(假定單位功率因數(shù)輸出)。這將電容器Co經輸出濾波器119和變壓器117耦合至輸出相位。當足夠的能量被轉移至具有第二高輸出電壓要求的輸出相位時，具有最低輸出電壓要求的閘流晶體管觸發(fā)。這將關斷用于第二最高輸出的閘流晶體管，且對于具有最高和最低輸出要求的線路，充電繼續(xù)。
單向傳動閘流晶體管Swop116可被觸發(fā)以防止電容器Co再充電或選擇電容器Co的剩余電壓。該觸發(fā)將漏電感中的能量轉移至輸出。當電流變?yōu)榱銜r，轉向閘流晶體管關斷且放電周期完成。
該電壓變換可以是降壓、升壓或隔離的。該操作允許一頻率改變、相位改變、或兩者。輸出可被控制以允許有效功率和無功功率控制兩者，輸入做好被限制僅引出有效功率。這樣，該電子變壓器可以同時是一電壓調節(jié)器和VAR補償器。另外，該變壓器可引出一平衡的輸入，即使輸出是不平衡的。因為該單相變壓器在高頻被操作，其截面可被顯著地減小到一標準50或60Hz變壓器的大小。如果磁通對于每個放電周期被反轉，該變壓器甚至可更加有效地被使用。幾種方案是可用的。例如，具有六個附加輸出晶體管的兩輸入部分將實現(xiàn)一接近全變壓器工作循環(huán)。
這種變壓器具有幾項附加的優(yōu)點。它顯著地減小了重量和體積并獲得了附加的常規(guī)的功率變壓器不能提供的操作上的益處。不象一引出連續(xù)的磁化電流的規(guī)則變壓器，該變壓器僅在功率轉移期間被磁化。這表明閘流晶體管和變壓器中的損耗是瞬時通過量的一恒定部分。由于大多數(shù)實用變壓器具有低于峰值負載因數(shù)的30％的一平均負載因數(shù)，對于大多數(shù)應用來說，該電子變壓器不僅通過其調節(jié)和抵消來自負載的VAR提高了功率質量，而且還獲得了更高的效率。b.AC-DC操作和DC-AC操作圖9的電子變壓器構造允許重構一AC輸出?？稍谝惠敵鱿辔簧现貥嬕徽妷杭霸谝坏诙辔簧现貥嬕回撾妷海缭谝陨螦C-DC整流器中所述的，以在輸出上提供一DC電源。
如具有AC-DC整流器，該變壓器的次級上的某些輸出開關可被省略。另外，該兩輸出開關可由二極管替換，因為在變壓器的初級上由閘流晶體管Sdch執(zhí)行輸出切換。如果變壓器次級的輸出的電壓通過一雙輸入模操作被反向，在輸出上的半波整流由一全單相電橋整流構造所替換。
對于DC-AC操作，對輸入電路的修改如先前段落中所述。這允許利用一DC電源和一AC波形的重建或功率注入一AC電源。
該變壓器允許在輸入和輸出之間一顯著更高的電壓差。升壓和降壓比可通過該單相變壓器的匝數(shù)比被選擇。
該電路的下一擴展是在DC輸入電壓至DC輸出電壓的一大范圍上執(zhí)行直接DC-DC變換。
另外，采用一變壓器允許對于所有所述的變換過程的輸入和輸出之間的全電隔離。X.具有同時輸入和輸出充電交換的電子變壓器圖9中所示的電子變壓器使用兩多終端DSCI操作，一個是充電Co而另一個是放電Co。這些操作交替進行，這樣該電子變壓器具有約50％的占空系數(shù)。大約一半時間被利用用于充電而另一半用于放電。而且，每相位的電荷平均流過2.5個閘流晶體管。
圖10示出了該電子變壓器的另一實施例。該變壓器明顯地提高了功率通過量。占空系數(shù)接近100％且功率通過少于一個閘流晶體管，實現(xiàn)了一更高的效率。
該修改的變壓器與先前所述的電子變壓器的差異在于充電操作和放電操作同時發(fā)生。從AC輸入終端引出的電荷被直接轉移至AC輸出終端。
該修改的電子變壓器是基于圖6的“同時輸入及輸出充電交換”功率變換器并通過一單相變壓器來替換輸出電感器，如圖9所示的電子變壓器。該修改的圖9的電子變壓器被示出具有一電容器，因為該單相變壓器獲得了在輸入和輸出之間的全電隔離。該單相變壓器不僅具有用于電壓變換的要求的匝數(shù)比，而且被設計得使具有一漏電感以復制圖6中的Lb1和Lb2的諧振功能。
對于圖6的電路，在相同的周期中發(fā)生輸入和輸出操作，同時執(zhí)行先前介紹的DSCI操作。輸入和輸出閘流晶體管兩者的觸發(fā)序列如先前所述。
圖10的單相變壓器被選擇以提供用于電壓變換所需的匝數(shù)比，且實現(xiàn)了期望的漏電感，該漏電感連同電容器Cs一起確定了諧振和能量轉移周期。
兩組閘流晶體管被連接至各輸入和輸出終端。使用先前論證的一80度輸入和170度輸出相位角，和如圖所示的用于Cs的一負極性，相同的輸入閘流晶體管Si1pu和Si3nl與兩輸出閘流晶體管So2pu和So3nl同時地被觸發(fā)以開始CW操作。在轉移周期的部分期間，Si2nl被觸發(fā)以關斷Si3nl，同時在正確的時間觸發(fā)So1np，關斷輸出閘流晶體管So2pu。而且單向傳動開關Sfwc控制Cs的再充電電壓并允許該單相變壓器的漏電感中的能量轉移至輸出。
選擇一適當?shù)淖儔浩髟褦?shù)比，圖6中所示的開關Siqcc和Siqccc的功能可被省略，減少了要求的元件數(shù)，因為輸入電壓大于有效的輸出電壓，如從該電壓器的初級所看到的。
在CW能量轉移的結束處，電容器極性被反轉且所有的閘流晶體管被關斷。在此時CCW電流流動被起始，后隨相同的程序；然而，變壓器的輸入電壓、輸出電壓和磁通被反向。該高反向變換器頻率操作和通量反向減小了該單相變壓器的尺寸和重量。而且，當功率要求被減小時，一較低的反向變換器頻率和電容器電壓可被選擇。結果不像一規(guī)則變壓器那樣磁化損耗保持不變，該變壓器的損耗隨著功率轉移要求而被減小。凈結果是在該電子變壓器的全負載因數(shù)范圍上的接近恒定的效率。
對于AC-DC操作，相同的電路是適用的且僅兩輸出終端被要求。對于在輸出相位1上的一整電壓，和輸出相位3上的負電壓，僅輸出閘流晶體管So1pu、So1pl、So3nu和So3nl被要求，且其余的八個輸出閘流晶體管可被去除。
類似于DC-AC或DC-DC操作，僅輸入閘流晶體管Si1pu、Si1pl、Si3nu和Si3nl被需要。對于CW周期，閘流晶體管So1pu和So3nl被觸發(fā)而對于CW周期保持啟通。而閘流晶體管So1pl和So3nu被使用用于CCW。這些閘流晶體管在各自充電及能量轉移周期的結束處轉向關斷。
總之，圖6的串連電容器諧振電路可被修改以實現(xiàn)圖10的電子變壓器電路。該電路允許通過適當?shù)目刂疲鰺o諧波電流并傳輸無諧波功率。具有AC功率，不僅有效功率被控制，該無功功率可被同時引出以提供一選擇地超前和滯后的輸入電流。該單相變壓器匝數(shù)比允許輸出電壓的一升壓或一降壓。不象一規(guī)則的AC變壓器，該輸出不被限制至AC輸入頻率和相位且輸出電壓可被調節(jié)。而且輸入和輸出不被限制至AC，也允許DC-AC、AC-DC以及直接DC-DC操作。XI.采用一交錯操作構造的功率變換器a.電路和單向操作該DSCI方法不限于一單電容器電荷存儲裝置、一三相輸入或一三相輸出。該DSCI操作可用一標準的諧振充電交換構造，也就說，用一與各輸入終端或輸出終端成對的電容器來實現(xiàn)。在例如美國專利No.5,764,501中描述了該標準諧振充電交換技術。
圖11是示出一AC-AC功率變換器的一替換實施例的概略性電路圖。該三相電源被耦合至一低通輸入濾波器150，其包括每相的一串連電感器Lfi和分路電容器Cfi。這些電容器可以“Y”或“三角”構造被連接。在輸出上，使用一類似的低通輸入濾波器168。示出的一個是一典型的由Cfa、Lfo和Cfb組成的“π”濾波器。
該功率變換器操作由兩操作周期組成。第一周期是充電周期，其從AC電源抽取能量并對電容器160(C1、C2和C3)進行充電。為此目的，輸入開關部分152的六個輸入閘流晶體管(Si1p、Si2p、Si3p、Si1n、Si2n、Si3n)被采用。
在低通濾波器150和具有電感器Lip和Lin的輸入電感部分158之間耦合的輸入開關部分152選擇從AC電源的線路引出的能量。輸入開關部分152的這些閘流晶體管以下將被稱為輸入開關。
電容器選擇部分154的第二組六個閘流晶體管(Sc1p、Sc2p、Sc3p、Sc1n、Sc2n、Sc3n)被耦合在一輸入電感部分158和具有電容器C1、C2和C3的電容器部分160之間。這些閘流晶體管在以下將被稱為電容器選擇開關。這些電容器選擇開關確定電容器C1、C2和C3被充電的極性和電壓。這些電容器選擇開關被示出為閘流晶體管，但可使用其他的開關。重要地，在該電路不要求這些開關的斷開，盡管斷開開關可被使用以簡化一些操作，但會增加成本和帶來開關損耗。
對于普通的AC-AC功率變換，期望引出在單位功率因數(shù)的無諧波輸入功率。這樣，與瞬時輸入電壓的平方成正比的能量被從各輸入線路抽取。通過在與輸入線路頻率相對的高頻重復該過程，輸入濾波器將平均該功率流，實現(xiàn)一正弦輸入電流和輸入功率。
而且，通過功率可通過改變操作頻率而被調節(jié)。該程序是在一和可能地幾個充電周期期間抽取一數(shù)量的能量以使平均的功率通過量與輸入電壓的平方成正比。該能量抽取要求是輸入相位角ωt的一函數(shù)，其中ω是輸入線路角頻率。為重建一正弦輸出，需要對三個工作電容器的每一個充電到一與由輸出相位角ω’t定義的輸出波形成正比的一電壓，其中ω’是角度輸出頻率。在幾個周期上，該充電過程必須從具有從零至360電角度的角度的輸入抽取能量且必須將這些電容器充電到一電壓和代表從零至360電角度的任何輸出相位角的極性。該過程將參照圖11、圖12中所示的電壓和電流波形及表1進行描述。
為說明的目的，選擇一80電角度的瞬時輸入角度和170電角度的輸出角度。對于一三相、480V的AC系統(tǒng)，輸入相位電壓被示出在表1中。第一輸入線路是正的，而另兩條線路是負的，且三個電壓的總和是零。對于一平衡的線路，這三個電壓的總和總為零，且相同的規(guī)則也適用于電流。無諧波功率將被引出。每條線路的充電能量在列3中被給出作為總的充電能量的百分比。然而，具有一低通濾波器，在幾個周期上對電流進行平均的選擇存在。
在表1中給出示例性負載電壓要求，列4，用于具有170電角度的一瞬時相位角的480V三相系統(tǒng)輸出波形。在該例中，第一兩輸出相位是正的且第三輸出相位是負的。而且，三個輸出相位的總和為零。
為正確地充電電容器并獲得一平衡的功率流，三個電容器中地能量必須是通過特定地輸出電壓的平方相互關聯(lián)。該充電能量在表1中的最后一列給出。典型地，為允許將充電的電容器全部放電進入輸出濾波器。該電容器的極性必須與輸出電壓的極性相同，且各電容器的充電電壓應與對應的輸出相位的電壓要求成正比，且多于兩倍。如果充電電壓不是足夠地高，不會發(fā)生全放電。
以下的操作描述了來自輸入終端的、匹配輸出相位角的一組三個電容器的充電。該操作序列被選擇，因為它允許使用不必須被觸發(fā)斷開的開關。該電路允許為在被反饋偏壓后關斷的例如閘流晶體管的器件的自轉向。
使用廣義的充電方法，因為相位1具有最高的絕對值相位電壓，閘流晶體管Si1p被觸發(fā)。在兩剩余的輸入相位中，閘流晶體管Si3n被觸發(fā)，因為它與閘流晶體管Si1p的極性相反且具有一較小的負電壓值。這將上部電感器Lip156的輸入驅動至+385.9V，而下部輸入電感器Lin158變?yōu)?134.0V。
表1輸入和輸出電壓及能量
因為電容器C3要求最高絕對值電壓且是負的，閘流晶體管Sc3n被觸發(fā)以將電容器C3耦合至負電感器Lin。接著，或者C1或者C2可被連接至正電感器Lip。為具有減少的充電時間的最高的功率操作，要求較低的輸出能量的該電容器被連接。對于當前的例子，Sc1p被觸發(fā)以將電容器C1與電容器C3串連耦合。
替換地，Sc2p可被觸發(fā)以為了允許最大閘流晶體管開關恢復時間?？傊@些閘流晶體管將自轉向關斷。
關閉第四開關Sc1p，耦合輸出相位1和3之間的一諧振LC電路。該電感器值是Lip和Lin之和，且該電容器值是一單獨的電容器的一半，因為這些電容器被串連連接。以下列公式通過時間描述該電壓和電流Io(t)＝Iosin(ωot) (15)Vc1(t＝-Vc3(t)＝(Vp1-Vp3)(1-cos(ωot))/2 (16)其中Io=(Vp1-Vp3)Co/2(Lip+Lin)]]>及ωo=1/CoLi/2.]]>電容器充電電壓和充電電流可被精確地計算?？墒褂梅慈呛瘮?shù)計算電容器要求達到以期望的電壓的時間。
采用當前的開關選擇，電容器C1充電到輸出相位1的電壓要求的約兩倍。如表2所示，采用80μH的一電感額定值和100μF的一電容額定值，在t1＝66μs內獲得該電壓。
在t1，正電容器選擇器開關Sc2p被觸發(fā)。電容器C2的充電被開始，而C3的充電繼續(xù)。仍然從相同的兩輸入相位1和3抽取功率。
因為電容器C2的電壓小于電容器C1的電壓，開關Sc1p被反饋偏壓且將停止感應，如果它是一單向開關，例如閘流晶體管。這樣，硅控制的整流器(SCR)可被使用替代要求觸發(fā)以斷開的開關。
表2開關時間、電流和電容器電壓
圖12示出了電容器電壓波形Vc1、Vc2和Vc3以及充電電流波形Ich。充電電流和電容器電壓的計算遵循相同的數(shù)學原理，來自放電的第一部分的電流和來自第一充電部分的電容器C3的電壓被用作為初始條件。
在t2＝93μs，從輸入相位3抽取的、是充電電流乘以輸入相位3電壓的整數(shù)的能量達到一預定值并觸發(fā)輸入開關Si2n。因為輸入相位2電壓比輸入相位3電壓負得多，輸入開關Si3n被反饋偏壓且SCR自轉向關斷。充電電壓是輸入相位1上的電壓和輸入相位2上的電壓之差。在t2的新的初始條件確定用于C2和C3的剩余電流和充電電壓。
在t3＝222μs，充電電流變?yōu)榱闱宜械乃膫€開關Si1p、Si2n、Sc2p和Sc3n變?yōu)榉答伷珘翰⑥D向關斷。觸發(fā)點t1和t2被計算以使充電的電容器的能量比正比于平方的輸出電壓比。
在輸入側上，選擇的觸發(fā)序列和觸發(fā)定時t1和t2確定所有三個相位上的正確輸入能量。該充電能量正比于在規(guī)定的輸入相位角的一平衡的三相線路的瞬時功率。輸入能量分布由第三輸入充電開關的觸發(fā)時間確定(在該例中，是在t2的Si2n)該電容器的正確的電荷分布由第三電容器選擇開關的定時確定(在該例中，是在t1的Sc2p)。
相同的程序被用于從0至360電角度的其它的輸入相位角和其它的輸出相位角。在所有的情況下，在t0、t1和t2的開關的觸發(fā)被要求，除了當一輸入或輸出相位電壓為零的情況外。在先前的例子中，在輸入部分的切換之前發(fā)生分布部分的切換。這僅發(fā)生50％的時間，而在其它時間，在輸入相位被改變后，該電容器被改變。觸發(fā)時間t1和t2的計算可被實時地計算或該定時可被存儲在一兩維參考表中作為輸入和輸出相位角的一矩陣。
電容器被充電后，輸出部分162的輸出開關可被同時觸發(fā)以諧振地將三個電容器放電進入輸出相位。該放電周期由這些電容器連同放電電感器Lo1、Lo2和Lo3的值確定。因為，通過定義，正電荷和負電荷的和是相等的，三個電容器不需要被耦合至一中性點。如果三個電容器中的電壓等于約兩倍于輸出終端電壓的一值，放電電流與電容器電壓衰減至零同時地變?yōu)榱恪?br> 因為該條件很少能被實現(xiàn)，一單向傳動開關部分164的六個單向傳動開關的三個被觸發(fā)。這防止了這些電容器被再充電并轉移該三個輸出電感器中存儲的剩余能量進入輸出相位。在同時，這些輸出開關被轉向關斷，且允許在所有開關恢復后，這些電容器將被再充電。對于下一充電和放電過程，兩輸入相位角和輸出相位角作為時間增大Δt的結果發(fā)生改變，其中Δt是連續(xù)充電和放電事件之間的時間。
使用該充電序列，從輸入抽取的能量與一平衡的負載條件成正比。不像從三條分離的輸入線路充電三個單獨的電容器，其中總的充電能量總是相同的，該充電序列在從一充電到下一充電的總的充電能量中產生一小的差異。該每周期的能量可由下式描述E(Vrms,ω,ω′)=Γ(ω,ω′)E(Vrms)----(17)]]>其中E(Vrms)=2CoVrms2.----(18)]]>參數(shù)Γ(ω、ω’)是ω和ω’的一函數(shù)且具有類似于一未被濾波整流的輸出DC電壓的幅值波動。
平均輸出功率由下式給出P(Vrmsf)=E(Vrms)f/Γ(ω,ω′)----(19)]]>其中f是平均充電或放電頻率。參數(shù)Γ(ω、ω’)是輸入和輸出相位角的一連續(xù)函數(shù)且可或者被計算或者被存儲在相同的參考表中作為t1，t2和該充電序列、放電周期之間的時間間隔由下式給出作為平均功率的一函數(shù)Δt=E(Vrms,ω,ω′)/(PgvΓ(ω,ω′))----(20)]]>由于從一充電周期到下一充電周期，通過功率和輸出頻率可被改變，該改變可在一AC周期的一部分中發(fā)生。這些限制因數(shù)是低通輸入和輸出濾波器的響應性。
具有220μs的一充電周期和180μs的一放電周期，變換器可以2500Hz的頻率被操作。對于該規(guī)定的電容器值，這實現(xiàn)了一115kw的通過功率。
在相比于輸入或者重建的輸出相位頻率是高的一變換器頻率工作，小的低通輸入/輸出濾波器平滑了變換器的斷續(xù)充電過程的波形。圖13示出了在1800Hz的變換器頻率的一簡單L-C輸入濾波器的三相電流和電壓。該濾波器元件被選擇以允許引出有限的輸入功率以使波紋電流明顯地低于由IEEE519和IEC555-2指南建議的電流。
如圖所說明的，在小于一輸入周期的四分之一內獲得這些正常的操作條件。該電流是正弦的，除了在變換器頻率的一低電平的波紋外。
該輸入電流不僅是正弦的而且接近與輸入電壓同相，實現(xiàn)了接近一單位輸入功率因數(shù)。僅有由輸入濾波器部分引入的一輕微的相移。如在以后部分中所討論的，輸入電流波形可被修改，且在一略微復雜的控制操作中，該變換器引出被控制的有效和無功功率分量。
一低通“π”濾波器被選擇作為輸出濾波器。它具有比LC輸入濾波器大的衰減，但要求兩濾波電容器用于各相。圖14示出了對于圖13所示的輸入條件在一重建頻率的輸出終端電壓。該電壓波形和電流波形是接近相同的。在輸出相位電壓中有一可識別的諧波電流。輸出負載，例如一電機，將看到清潔的終端電壓，好象由一旋轉發(fā)電機產生的。這是相對重要的，因為現(xiàn)在采用的標準電機需要由一特殊電機來替換以與一變速驅動器結合工作。a.具有剩余電壓控制的雙向功率流自然中大多數(shù)物理過程是可逆的，只要能量損耗是可忽略的。該種變換器也是這種情況。參見圖11，通過觸發(fā)三個正向偏置的閘流晶體管，可脫離該相位電壓終端來執(zhí)行三個電容器C1、C2和C3的充電。電感器Lox和電容器Cx形成一諧振電路，將該電容器充電到兩倍的線路終端電壓。這是上述的放電周期的反轉。僅有的不使用的元件是單向傳動開關。因為該功率以相反的方向流動，顯然對于輸出相位角，這些開關被使用，它們在相同的相位角是空閑的切功率在相反操作方向上流動。這些電容器將被充電到與輸入相位中相同的極性。該充電將反映在左邊AC終端上的電角度的電壓。
為放電這些電容器，使用相反的過程。參見圖12和表2，通過觸發(fā)Sc2n，將最高正充電的電容器C2連接到下部電感器Lin上，及通過觸發(fā)Sc3p將負電容器C3連接到上部電感器Lip。在同時，觸發(fā)Si1n和Si2p以將能量沉積入正相位1和負相位2，假定80度的相同左側相位角。只要沉積入相位2的能量達到其預定值，Si3p被觸發(fā)以連接負相位3和反饋偏壓Si2p。在電容器C2的電壓變?yōu)榱闱业诙娙萜魍ㄟ^開關Sc1n連接后不久，放電繼續(xù)且，因為我們以一平衡的線路開始，兩電容器的電壓同時地變?yōu)榱?。兩電感器中具有附加能量，耦合跨接Lip和Lin的開關Swa被觸發(fā)。這將連接兩電感器部分并防止電容器被部分地再充電。當電流變?yōu)榱銜r，該開關將轉向關斷且下一電容器充電周期可被起始。
為提高功率通過量，電容器C2上的電壓被再充電到一負電壓，例如其輸入相位電壓的30％。而且，開關Swa的觸發(fā)被延遲，以使C1和C3上的電容器電壓也變?yōu)榉聪喑潆姷剿鼈冚斎腚妷旱南嗤俜直?。該剩余電壓將是用于下一充電周期的起始電壓且將增大輸入充電能量。如先前示出的，該剩余電壓控制將允許以一給定的反向變換器頻率比調節(jié)通過功率。另外，功率可從一較低電壓三相系統(tǒng)轉移到一較高三相系統(tǒng)。
圖15示出了，用于相同的80度的輸入相位角和170度的輸出相位角的電容器電壓和充電電流。該結果應與如圖12所示的在相同相位角的無剩余電壓的條件相比較。定時是相同的且從輸入終端抽取的能量被增大30％。較高的電容器電壓允許能量被轉移給移較高輸出終端。選擇了反向變換器元件，最大頻率被確定且功率通過量將在最大。然而，實現(xiàn)剩余電壓控制將允許升壓輸出。該升壓因數(shù)僅由選擇的元件的電壓和電流限定被限制。
在輸入上的電壓下降了50％的情況下，操作的升壓模式允許維持輸出電壓和功率，在電元件上有有限的應力。
總之，該反向變換器可在任一方向上被操作，附加一單向傳動開關。剩余電壓控制允許調節(jié)的功率從一低電壓終端轉移至一較高電壓終端。因此該構造可被用于提供滿功率動態(tài)制動的變速電機。b.多端口操作該功率變換器具有由三個電容器C1、C2和C3組成的一中央部分。在左方，使用一部分序列過程，一輸入/輸入端口被連接至該三個電容器。該電路將被稱為一順序端口(SP)。它包括該低通濾波部分。在右側是并行端口(PP)部分，因為所有電容器的充電和放電優(yōu)先地被同時執(zhí)行。幾個SP或PP端口可連接至這些電容器。這將允許一個連接幾個電源以及裝載至相同的公共點。功率可被選擇地控制從任何SP至PP或從PP至SP，使此為一多端口反向變換器。無波形可自一PP電源在一PP可被重建，除非輸入和輸出同相。對于幾項實際的應用，例如UPS，該控制是有意義的。XII.交錯電構造在圖16中示出了一AC-AC功率變換器的另一實施例。其相對于圖11中所示的AC-AC功率變換器的優(yōu)點是減少了開關損耗。
具有圖11的功率變換器，對于充電周期，正電流和負電流必須通過兩閘流晶體管。因為一標準的閘流晶體管具有1.6V的正向電壓降，典型的閘流晶體管損耗在4.8V的數(shù)量級上。這導致對于480V AC-AC功率變換器而言1.5％的閘流晶體管損耗。圖16中所示的實施例將充電損耗減少了一半，因為電流僅通過一個而非兩個閘流晶體管。該升高的效率將閘流晶體管的損耗從1.5％減少到1.0％。對于一100KW的變換器，這些減少的損耗構成500W的功率。使用$10/W的當前值，對于工作20年以上的設備，可節(jié)省$5,000。
將圖11的實施例和圖16的實施例相比較，看到成本應升高，因為閘流晶體管的數(shù)量從12個增加到18個。然而，閘流晶體管的數(shù)量是使人誤解的。閘流晶體管的尺寸也是閘流晶體管表面積的一函數(shù)。因為一閘流晶體管被限制于80W/cm2的功率耗散，因此對于該構造，輸入閘流晶體管面積要求從13cm2降低到6.5cm2。六個附加的觸發(fā)系統(tǒng)將提高成本；然而，因為閘流晶體管組件的尺寸沒有增大，總的設備成本將是類似的。
除了減少的損耗之外，圖16的實施例在操作上與參照圖1所述的電路的操作類似。對于相同的輸入和輸出相位角，通過觸發(fā)閘流晶體管S1p1和S3n3將正輸入相位1連接至電容器C1及將負輸入相位3連接至電容器C3，起始該操作。在t1＝66μs，電容器C1被充電至要求的電壓且通過觸發(fā)閘流晶體管S1p2，C2被連接至正輸入相位1。在t2＝93μs，已從相位3抽取要求的能量。這樣，S2n3被觸發(fā)以將負輸入相位耦合至電容器C3。
與圖11的電路的另一差別是使用具有每電感器三個緊密耦合的繞組的兩耦合的電感器Li和Lin。在充電周期期間，僅在下部Lin中的線(6)被使用，而在上部電感器上，在t1作成從線(1)到線(2)的一開關。S1p1將被強制斷開，因為線(1)中的電感與該線輸入電壓(2)耦合。
對于兩構造，通過上部或下部充電電感器的總電流未被改變且電感器重量受到很小的沖擊。
通過去除該濾波電感器和第二濾波電容器，對該功率變換器的輸出作出一改變。通過將該電機的電感部分地利用為該濾波器，該輸出濾波器構造對于變速驅動器而言是成本有效的。通過消除該濾波器部分，我們將具有在基本反向變換器頻率的一電壓波紋，調制深度約為15％，然而，對于一PWM反向變換器，這在幅值上低一個數(shù)量級且在dV/dt上小幾個數(shù)量級且因此實現(xiàn)了作為一變速驅動器的令人滿意的性能。
該放電操作類似于參照圖11所述的操作。該反向變換器也可在相反的方向上被操作，然而，附加的單向傳動開關將被需要。XIII.有效和無功功率流控制a.介紹如在一先前部分中所述的，進入并行端口(PP)部分的工作電容器的能量通過控制剩余電容器電壓而可被增多和減少。同樣施用于序列端口部分。因為并行端口部分可被操作作為輸入和輸出部分，該并行端口部分的有效和無功功率流控制將被描述為一輸入和一輸出端口兩者。該理論實現(xiàn)將不僅描述電路的靈活性而且還有滿足有效負載例如感應電機的有效和無功功率流控制要求所需的特定技術。以下的描述將以假定并行端口部分被連接至一三終端AC電源的有效功率流控制開始。然而，因為該PP是雙向的，該控制同樣也施用于SP輸出部分。
在有效功率流控制放電周期后，該剩余電壓與該三相系統(tǒng)上的電壓同相或相差180度。與該相位角分布不同的一剩余電壓分布將引出無功功率。b.使用初始電壓控制的有效功率流控制我們以由公式(21)給定的第一相位上的輸入電壓和由公式(22)給定的輸入電壓開始VA＝Vosin(ωt) (21)I(t)＝Isin(ωt). (22)讓I＝Io(1+γ)，其中Io是電流幅值且γ是描述剩余電容器電壓的量的參數(shù)。該電容器的初始電壓在零，因此如公式23所給出的，通過反向變換器頻率的控制而獲得要求的電流。
Io＝2CfVo. (23)公式(22)變?yōu)镮(t)＝Io(1+γ)sin(ωt) (24)I(t)＝2VACf(1+γ)sin(ωt). (24a)該值γ借助于輸入電壓定義初始電容器電壓，如公式(25)所給出的。它施用于所有的輸入相位Vi(ωt)＝-γVAsin(ωt) (25)然后給出該功率通過量P(t)＝I(t)Vtm(t)＝2Cf(1+γ)Vo2sin2(ωt)＝Po(t)(1+γ)26)
根據(jù)公式(25)和(26)，功率通過量可通過調節(jié)電容器上的初始電壓而不改變反向變換器頻率f而被控制。同樣施用于其他兩個相位以使總通過量與時間無關。重要的是輸出可在一大的范圍上被改變。對于增大的功率操作，γ的值是正的，得到功率的升高且根據(jù)公式(25)，要求一負的剩余電壓。對于減小的功率操作，一負值r被要求。根據(jù)公式(26)，這減少了通過功率，且要求具有與輸入電壓相同極性的一剩余電壓。當γ變?yōu)?1，該剩余電壓變?yōu)榕c輸入電壓相同且無功率流動。因此對于-1＜γ＜0，該通過功率可在一反向變換器頻率上被調節(jié)，該反向變換器頻率由將輸出諧波限制到一選擇的值的操作條件限定。在該功率范圍的另一端上，其中我們工作在最大反向變換器頻率，γ＞0，我們工作在功率升壓模式下且可增大功率輸出。該升壓模式也被使用以將功率從以較低電壓終端轉移到一較高電壓終端。c.組合的有效和無功功率流控制在一先前部分中，將分別以，γ＜0和γ＞0描述升降電壓模式。如果我們通過γ＝rcos(β)來定義該γ值，該升壓模式剩余電壓條件可被定義為γ＝-r，β＝π和r＝Vi/Vo，而降壓模式被給作為γ＝r，β＝0。
0和π的β值導致無功功率為零的有效功率流控制。該值β是初始和輸入電壓之間的相位角。
由于我們可控制重新分布期間的相位角，我們具有對于任何相位角重新分布總剩余能量的選擇。
三個電容器中的剩余電壓可被定義為Er=3CVr2=3CVo2r2.----(27)]]>第一相位的初始電壓可被給出為VA(t)＝Vorsin(ωt+β). (28)該電容器和該輸入終端之間的充電交換然后由下式給出ΔQ＝C(Vf-Vi)＝2CVo(sin(ωt)-rsin(ωt+β)).(29)將第二項乘以反向變換器頻率f，我們獲得平均線路電流I(t)＝2CVof((1-rcos(β))sin(ωt)-rsin(β)cos(ωt)).(30)我們識別該第一電流項與輸入電壓同相且現(xiàn)是剩余電壓比r和相位角β的一函數(shù)。第二項與輸入電壓不同相且代表該無功電流。它直接地與剩余電壓成正比。在相位角為零和π，該無功功率是零，且我們分別得到升壓模式和降壓模式操作。
將電流乘以電壓并將所有三項加在一起，我們得到以下的功率流P(r,β)=3VCV2of(1-rcos(β)).----(31)]]>這減少了具有β＝0的降壓模式的功率流和β＝π的升壓模式的功率流。
從公式30和31可知，當在以下情況時，我們還獲得有效電流和有效功率項變?yōu)榱悝拢絚os-1(1/r). (32)由于第二電流項不是零，因此我們僅引出無功功率且全部三個電容器中的總能量未改變。這實現(xiàn)了一靜態(tài)VAR補償器的操作。
每相的無功功率項由下式給出Qf=-2CVo2f(2sin(β)sinsin(ωt)cos(ωt))----(33)]]>另外，該控制和性能被獲得而沒有產生諧波。圖17示出了作為從0至2.0的r的以范圍的函數(shù)的有效功率流。一負功率流構成了該功率的反轉。它允許雙向功率流控制。我們看到對于零相位角，功率可以從零至一的剩余電壓比被完全控制。當剩余r變大時，功率以相反方向流動。在相位角為180度時，輸出在理論上可被升壓到任何值。
圖18示出了作為相位角的函數(shù)的無功功率流。具有相同的剩余能量，我們可通過選擇重分布角β，從全超前跳到全滯后無功功率控制。問題是為何控制該無功功率是重要的。重要的原因之一是對于可能要求瞬時功率輸出的旋轉感應機器，例如以發(fā)電機或飛輪電機，形成電壓和達到滿功率將要花費長的時間。然而，如果我們預想到引出高功率而將無功功率注入該機器，滿輸出功率可被瞬時引出。如果在該機器的繞組中沒有無功功率流動，我們具有使用來自另一電源，例如電池的功率以在幾個周期中形成無功功率的選擇，且這樣獲得了得到來自感應發(fā)電機的有效輸出功率的快速斜升的能力。
因為相位角和剩余/初始電壓比r是用于有效和無功功率的控制因數(shù)，在圖19中，有效功率被繪制為無功功率的一函數(shù)?？煽吹?，通過選擇適當?shù)膔和β值，我們可同時獲得任何有效和無功功率流控制。r＝0處的點(0，1)代表正常的操作模式，其中用過反向變換器頻率來控制功率通過量。直線向上的移動代表β＝π的升壓模式，向下移動代表β＝0的降壓模式移動。沿x軸的移動，我們僅獲得無功功率流控制的條件。這對應于公式33的解。圖19給出了用于從或者一發(fā)電機或者任何其它的多終端系統(tǒng)引出的期望的輸入功率的輸入功率流控制。參數(shù)r和相位角β對應于在內部反向變換器電容器上的電壓和相位構造。這允許由負載所指示的期望的通過功率的連續(xù)控制且還允許同時從發(fā)電機引出無功功率以獲得最佳操作條件。電功率設備的操作員有設置發(fā)電機激勵電壓以匹配發(fā)電機相位角和提供電網的無功功率需求的選擇。這不是對于一感應發(fā)電機的情況，對于感應發(fā)電機的情況，期望將負載與發(fā)電機匹配以優(yōu)化性能，因為感應發(fā)電機不具有可調節(jié)能力。在該操作模式下，變換器的輸入端也被操作為一可控制的VAR發(fā)電機。
一AC-AC功率變換器或一DC-AC反向變換器的輸出端與AC-AC功率變換器的輸入或AC-DC變換器的輸入類似地操作。相同的情況動態(tài)施加，但電容器電壓必須高于輸出線路電壓以實現(xiàn)一正的功率轉移。如果讓r等于初始電容器電壓，被歸一化到輸出線路電壓，獲得一類似的曲線。我們還定義角度α是輸出相位角和電容器分布角之間的角度且然后可生成一有效和無功功率轉移曲線。圖20示出了各種初始值R的有效和無功功率轉移的曲線。僅有效功率流為正的該曲線的部分是感興趣的；然而，其它部分也可應用于雙向流動。這是與圍繞x軸倒轉的圖19的曲線相同。
在正y軸上，對于R＝1的相位角α為零且沒有功率被轉移。在R＝2和α＝0，滿功率被轉移，所有能量被放電。當電容器電壓增大時，轉移線性地增大而存儲的能量隨著電壓即V的平方而增高。能量差保持為該電容器上的剩余電壓且可被用作為下一充電周期的初始條件。對于r＞2，電容器中的剩余電壓將是初始電壓的相反值。對于1＞r＞2，滿電容器能量轉移在能量方面是不可能的且剩余電壓將具有與初始電壓相同的極性。該剩余電壓在下一充電周期上引出附加能量中可起作用，得到一更高的電壓以允許一增大的功率轉移。
對于有效功率＞1的操作可使用單向傳動操作而被修改。當電容器電壓達到零和在任何后來的時間，可防止或停止電容器的再充電，且輸出電感器中的能量可被完全轉移給輸出終端。通過在正確時間觸發(fā)，我們可選擇一剩余電壓和初始能量用于下一排定的充電周期。這給了我們期望的通過功率控制和輸入無功功率控制能力。
由于很少有負載是純電阻的，實踐中通過以特定角度α重新分布先前充電周期剩下的總能量，來傳送有效和無功功率。該角度對應于相對于正y軸測量的角度且在逆時針方向上增大。當角度增大時，無功功率增大而有效功率通過量降低。有兩點處有效功率為零且反向變換器將僅產生具有超前和滯后相位角的無功功率。充電周期和放電周期兩者的操作需要被協(xié)調。可以實時控制來執(zhí)行該操作的控制。然而，通過使用預先計算的參考表，所需的計算量被明顯地減少了。優(yōu)化的控制架構是須經控制算法、計算機和選擇的操作要求的復雜性的選擇。XIV.具有其它電路拓撲的DSCI操作該RCTA和DSCI方法是通用的且可被用于多個能量存儲裝置，如圖11所示，或用于以變壓器，如圖9和10所示。該RCTA和DSCI方法可被用作為這些混合電路的輸入或輸出的一部分。實際上，該RCTA和DSCI方法可以是任何傳輸線路或脈沖形成電路的充電源。類似地，RCTA和DSCI方法可與多個電壓倍增器/分壓器結合使用，或者直接地或者通過磁耦合器件充電這些裝置。該能量存儲裝置可以是如圖1中的單個電容器，采用圖10的串連耦合的構造，或者由與其它無源及有源電和電子器件集成的多個電容器組成。
該DSCI拓撲的有吸引力的特征是它可與許多電壓倍增電路組合。當電壓倍增器電路明顯地使AC輸入波形失真時，該RCTA以單位或選擇的功率因數(shù)引出無諧波功率。而且該DSCI電路以更高的頻率將功率傳輸給倍增電路且因此利用了更多的電倍增器電路元件，這樣減小了對于一給定功率水平的這樣一電路的重量和體積要求。無諧波功率輸入和高元件利用率的組合使得DSCI修改的電壓倍增器可應用于更高的功率應用。
實踐中重要的是DSCI電路拓撲和如被授權的或待審的Limpaecher專利中所述的電路的集成。該DSCI可以是這些電路中的充電或放電操作的部分。它也可被使用作為中間裝置周期操作的部分。
與要求固態(tài)開關的觸發(fā)的使用DSCI電路拓撲的裝置相反，該技術是相對先進且是模擬、數(shù)字的一接近不限制的組合，或混合控制電路可被選擇。對于大多數(shù)應用來說，期望監(jiān)視輸入、輸出和詳細的電路操作狀態(tài)以優(yōu)化性能及如果故障發(fā)生，采取修正動作。附加的通信是期望的以允許遙控操作狀態(tài)報告。XV.換向控制對于圖1所示的電路的三項充電和放電周期，僅一閘流晶體管將具有一完整的半正弦波。最大的dI/dt是在該半正弦波的開始和結束并被給予ωIo。對于1kA的最大電流幅值Io和250μs諧振充電周期，dI/dt＝12.6A/μs。這在具有最大dI/dt為500μs，一建議的重復性的dI/dt為200μs的閘流晶體管內是良好的。其它兩傳導閘流晶體管的電流是一段相同的正弦波，且圖8的電流軌跡表明在t’1瞬時將傳導從一閘流晶體管轉移至另一閘流晶體管。這得到了可損壞閘流晶體管且增大閘流晶體管損耗的高啟通和關斷dI/dt。我們在實驗中通過安裝換向電感器Lm而已控制在AC-DC和DC-AC變換中的閘流晶體管換向。
對于每個輸出相位，一小的換向電感器Lm被安裝在閘流晶體管組件和輸出濾波電容器之間。這些電感器通常在數(shù)量級上是輸出電感器Lb的20％且在所有的時間它們兩者是諧振放電電路的部分。具有這些安裝的電感器，換向dI/dt被給定為ΔV/(2Lm)，其中ΔV是在換向過程中包含的輸出電容器上的兩電壓之間的電壓差?？刂葡到y(tǒng)需要將換向時間考慮在內并早于換向周期的一半觸發(fā)最后閘流晶體管。該預觸發(fā)時間簡單地是tpr＝Lm×Idc/ΔV，其中Idc是在換向時間的放電電流。使用該方法要求容易將dI/dt限制到50A/μs的小電感器。
通過串連一小電感器，該單向傳動閘流晶體管的dI/dt也可被限制。具有經常為該全幅值的一小部分的單向傳動電流，該換向電感器可以更小。而且，最好選擇更接近于該重復脈沖化閘流晶體管規(guī)格的最大dI/dt的一閘流晶體管dI/dt以限制電容器Co的電壓反轉。該單向傳動電路電感的dI/dt和閘流晶體管關斷延遲導致該電容器Co的一給定電壓反轉。這是不可忽略的，如果在控制算法中將這些影響考慮在內，也不會構成問題。XVI.控制為控制通過量，我們已論及反向變換器頻率控制和剩余電壓控制。通過頻率控制，功率或電流的通過量通過提高能量率或者每充電交換周期發(fā)生的充電交換而被增大。典型地，由脈沖間持續(xù)時間劃分，連續(xù)放電操作之間的時間的每充電周期的能量，實現(xiàn)了期望的功率輸出量。
另一方面，剩余電壓控制允許控制下一充電交換操作上的能量或充電交換的數(shù)量。因此該剩余電壓控制允許控制每充電周期的電荷能量以使功率通過量在任何反向變換器頻率可通過剩余電壓被控制。
兩操作模式可被組合以獲得最大的靈活控制能力。該控制操作可以不是斷開開關的固態(tài)器件執(zhí)行且該操作可以分類為“軟切換”，其中在零電流發(fā)生啟通和關斷。該軟切換操作通常減少切換損耗，消除了緩沖要求，并減少了該電路和這些開關的dI/dt要求。這允許使用經證明和高度開發(fā)的、與市場上或開發(fā)中的任何開關相比、具有較高工作電壓、較高工作電流額定值和較低損耗、較低價格標簽及較高的經證明的可靠性的閘流晶體管。具有斷開和關閉能力的開關可替換一電路中的任何開關操作作為一閘刀開關操作功能。實際上將有一應用這些開關可被期望獲得較高的速度、附加的控制靈活性和更快的開關恢復。
該控制不限于頻率或剩余電壓控制。本領域的熟練技術人員將理解如果直接用輸入開關控制充電交換操作，可在任何描述的電路中獲得附加的控制。采用輸入能量或充電交換量的控制，功率或電流流動也可被控制。該種控制在大多數(shù)情況中要求使用控制的斷開開關且不會導致“軟切換”操作。然而附加的控制靈活性和其它有益的操作將導致附加輸入開關部分控制的優(yōu)先選擇。
為控制該操作，要求一控制器，該控制器監(jiān)視輸入和輸出終端還有變換器電壓和電流條件，以正確地操作這些開關。該控制功能可通過例如模擬電路、數(shù)字控制器或者微處理器來執(zhí)行。一優(yōu)選的實施例是使用集成有一數(shù)字查找表的一可編程邏輯器件(PLD)。這些查找表可包含可由該PLD使用的大多數(shù)關鍵定時。該微處理器可被使用用于監(jiān)視該操作并測量這些輸入和輸出模擬參數(shù)。這樣一微處理器可執(zhí)行實時控制的所有計算，然而大多數(shù)操作可被存儲在該查找表中。該查找表中的數(shù)據(jù)可采用一多維表的形式和采用例如可被使用以生成該些查找表值的一多項式的系數(shù)的形式。
該充電周期的正確操作取決于一單個開關的正確定時。一旦該充電周期被完成，該處理器可精確地確定該觸發(fā)事件的誤差。類似于放電操作，正確定時主要取決于觸發(fā)的第三輸出開關，另外正確的剩余電壓取決于該單向傳動開關的正確觸發(fā)。一旦該放電被完成，該微處理器可根據(jù)測量的電荷轉移和剩余電容器電壓，計算兩開關操作的誤差。在實踐中，該精確性能可能難以計算提前時間且可能隨著無源功率元件的溫度影響和延遲以及有效開關改變的其他參數(shù)而變化。該微處理器可監(jiān)視該性能并修改存儲的查找表以在一連續(xù)的基礎上有效地使輸入、輸出和內部變換器操作條件中的變化的誤差最小化，實時地生成一具有比存儲內容的分辨率高得多的分辨率的重定義的查找表。
盡管參照一優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了描述，對于本領域的熟練技術人員而言，對其的修改是顯見的。因此，本發(fā)明的范圍將通過參照后附的權利要求而被確定。
權利要求
1.一種在一電荷存儲裝置和具有多個第一節(jié)點的第一功率終端之間轉移電荷的方法，所述方法包括通過一感應部分在該電荷存儲裝置和該多個第一節(jié)點的第一個第一節(jié)點之間交換電荷；當在該電荷存儲裝置和該第一個第一節(jié)點之間已交換了預定的電荷時，由該多個第一節(jié)點的第二個第一節(jié)點替換該第一個第一節(jié)點；及通過該感應部分在該電荷存儲裝置和該第二個第一節(jié)點之間交換電荷。
2.根據(jù)權利要求1的方法，其中一第二功率終端具有多個第二節(jié)點，該方法還包括通過該感應部分在該電荷存儲裝置和該多個第二節(jié)點的第一個第二節(jié)點之間交換電荷；當在該電荷存儲裝置和該第一個第二節(jié)點之間已交換了預定的電荷時，由該多個第二節(jié)點的第二個第二節(jié)點替換該第一個第二節(jié)點；及通過該感應部分在該電荷存儲裝置和該第二個第二節(jié)點之間交換電荷。
3.根據(jù)權利要求2的方法，還包括將該第二功率終端構成為一AC功率終端；及將該第二終端構成為一AC功率終端。
4.根據(jù)權利要求2的方法，還包括將該第一功率終端構成為一AC功率終端；及將該第二功率終端構成為一DC功率終端。
5.根據(jù)權利要求2的方法，還包括將該第一功率終端構成為一DC功率終端；及將該第二功率終端構成為一DC功率終端。
6.根據(jù)權利要求2的方法，其中多個功率終端包括該第一功率終端和第二功率終端，其中在該電荷存儲裝置和第一功率終端之間的充電交換可發(fā)生在該多個功率終端的任一和該電荷存儲裝置之間；及在該電荷存儲裝置和第二功率終端之間的充電交換可發(fā)生在該多個功率終端的任一和該電荷存儲裝置之間。
7.根據(jù)權利要求2，其中該第一功率終端和第二功率終端是相同的功率終端。
8.根據(jù)權利要求2的方法，其中用在該電荷存儲裝置和該第二功率終端之間的充電交換來替換在該電荷存儲裝置和該第一功率終端之間的充電交換。
9.根據(jù)權利要求2的方法，其中同時在該電荷存儲裝置和該第一功率終端之間交換電荷和在該電荷存儲裝置和該第二功率終端之間交換電荷。
10.根據(jù)權利要求1的方法，其中該電荷存儲裝置包括多個電容器。
11.根據(jù)權利要求1的方法，其中該電荷存儲裝置包括單個電容器。
12.根據(jù)權利要求1的方法，其中該感應部分包括多個電感器。
13.根據(jù)權利要求1的方法，其中該感應部分包括單個電感器。
14.根據(jù)權利要求1的方法，其中該感應部分包括一單相變壓器的繞組。
15.根據(jù)權利要求1的方法，其中在該電荷存儲裝置和該第一個第一節(jié)點之間交換的預定電荷與在該電荷存儲裝置和第二個第一節(jié)點之間交換的電荷的比例等于從該第一個第一節(jié)點和該第二個第一節(jié)點引出的電流的比例。
16.根據(jù)權利要求2的方法，其中在該電荷存儲裝置和該第一個第二節(jié)點之間交換的預定電荷與在該電荷存儲裝置和第二個第二節(jié)點之間交換的電荷的比例等于注入該第一個第二節(jié)點和該第二個第二節(jié)點的電流的比例。
17.一種電荷轉移設備，包括一感應部分一電荷存儲裝置，被耦合至該感應部分以與該感應部分形成一諧振電路；第一功率終端，具有多個第一節(jié)點；多個第一開關，將該第一功率終端與該諧振電路相耦合；及一控制單元，用于控制該多個第一開關的操作以在該多個第一節(jié)點的一第一節(jié)點和該能量存儲元件之間交換第一預定量的電荷且在該多個第一節(jié)點的一第二節(jié)點和該能量存儲元件之間交換第二預定量的電荷，其中在該電荷存儲裝置和該第一節(jié)點之間交換的第一預定量的電荷與在該電荷存儲裝置和該第二節(jié)點之間交換的第二預定量的電荷的比例等于從該第一節(jié)點和第二節(jié)點引出的電流的比例。
18.一種電荷轉移設備，包括一感應部分一電荷存儲裝置，被耦合至該感應部分以與該感應部分形成一諧振電路；第一功率終端，具有多個第一節(jié)點；多個第一開關，將該第一功率終端與該諧振電路相耦合；及一控制單元，用于控制該多個第一開關的操作以在該多個第一節(jié)點的一第一節(jié)點和該電荷存儲裝置之間交換第一預定量的電荷且在該多個第一節(jié)點的一第二節(jié)點和該電荷存儲裝置之間交換第二預定量的電荷，其中在該電荷存儲裝置和該第一節(jié)點之間交換的第一預定量的電荷與在該電荷存儲裝置和該第二節(jié)點之間交換的第二預定量的電荷的比例等于從該第一節(jié)點和第二節(jié)點引出的電流的比例；第二功率終端，具有多個第二節(jié)點；及多個第二開關，耦合該第二功率終端和該諧振電路；及一控制單元，用于控制該多個第二開關的操作以在該多個第二節(jié)點的第一個第二節(jié)點和該電荷存儲裝置之間交換第三預定量的電荷且在該多個第二節(jié)點的第二個第二節(jié)點和該電荷存儲裝置之間交換第四預定量的電荷，其中在該電荷存儲裝置和第一個第二節(jié)點之間交換的第三預定量的電荷與在該電荷存儲裝置和第二個第二節(jié)點之間交換的第四預定量的電荷的比例等于注入該第一節(jié)點和第二節(jié)點的電流的比例。
19.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中從該第一功率終端轉移到該電荷存儲裝置的電荷被交替地跟隨有從該電荷存儲裝置轉移至該第二功率終端的電荷。
20.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端被構成以接收一多相功率供應且該第二功率終端被構成以提供一多相功率負載。
21.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該控制單元操作該多個第二開關以重構該第二功率終端上的AC波形。
22.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端被構成以接收一多相AC功率供應且該第二功率終端被構成以提供一DC負載。
23.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端被構成以接收一DC功率供應且該第二功率終端被構成以提供一多相AC功率負載。
24.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端被構成以接收一DC功率供應且該第二功率終端被構成以提供一DC功率負載。
25.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端被構成以接收一多相AC功率供應，且該控制單元操作該多個第二開關以產生以一傅里葉級數(shù)描述的平均電流。
26.根據(jù)權利要求25的電荷轉移設備，其中該傅里葉分量之一是使得該平均電流與該多相AC功率供應的電壓同相。
27.根據(jù)權利要求25的電荷轉移設備，其中該傅里葉分量之一是使得該平均電流與該多相AC功率供應的電壓相差90電角度的相位。
28.根據(jù)權利要求25的電荷轉移設備，其中該傅里葉分量是多相AC功率供應的基頻的一諧波以使該平均電流產生一諧波電流分量。
29.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，其中該第一功率終端和該第二功率終端是相同的且被耦合至一AC電網，且該控制單元操作該多個第一開關和該多個第二開關以控制該AC電網的無功電流。
30.根據(jù)權利要求18的電荷轉移設備，還包括一跨接該電荷存儲裝置的單向傳動開關，其中該控制單元操作該單向傳動開關以控制該電荷存儲裝置的剩余電壓。
31.一種用于將能量從具有多個輸入節(jié)點的一輸入終端直接轉移至具有多個輸出節(jié)點的一輸出終端的電荷轉移設備，所述電荷轉移設備包括與這些輸入節(jié)點耦合的多個輸入開關；與這些輸出節(jié)點耦合的多個輸出開關；在該多個輸入開關和該多個輸出開關之間串連耦合的一電荷存儲裝置；與該電荷存儲裝置串連耦合的一感應部分以使該感應部分和該電荷存儲裝置形成一串聯(lián)諧振電路；及一控制單元，用于操作該多個輸入開關和該多個輸出開關，其中該控制單元同時啟通兩輸入開關和兩輸出開關以在兩輸入節(jié)點和兩輸出節(jié)點之間形成與該感應部分和該電荷存儲裝置的串連連接，且當從兩輸入節(jié)點之一抽取預定量的電荷時，該控制單元啟通一第三輸入開關，且當將足夠的電荷注入該兩輸出節(jié)點之一時，該控制單元啟通一第三輸出開關。
32.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，還包括一跨接該感應部分的單向傳動開關，其中該控制單元操作該單向傳動開關以使得該感應部分中的剩余能量轉移至該輸出終端。
33.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該控制單元操作該多個輸入開關和該多個輸出開關以將電荷從該輸入終端轉移至該輸出終端，且在后繼的充電/放電周期上，反轉該電荷存儲裝置上的電壓極性。
34.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該輸入終端被構成以接收一AC電源且該輸出終端被構成以提供一AC負載。
35.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該控制單元操作該多個輸入開關和該多個輸出開關以重構在該輸出終端的AC波形。
36.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該輸入終端被構成以接收一AC電源且該輸出終端被構成以提供一DC負載。
37.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該輸入終端被構成以接收一DC電源且該輸出終端被構成以提供一AC負載。
38.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該輸入終端被構成以接收一DC電源且該輸出終端被構成以提供一DC負載。
39.根據(jù)權利要求31的電荷轉移設備，其中該感應元件是一具有耦合至該電荷存儲裝置的初級繞組和耦合至多個輸出開關的次級繞組的單相變壓器。
40.根據(jù)權利要求39的電荷轉移設備，其中該單相變壓器是一隔離變壓器。
41.根據(jù)權利要求39的電荷轉移設備，其中該單相變壓器是一自耦變壓器。
42.一種用于將能量從具有多個輸入節(jié)點的一輸入終端轉移至具有多個輸出節(jié)點的一輸出終端的電子變壓器電路，所述電子變壓器電路包括與輸入節(jié)點耦合的多個輸入開關；與該多個輸入開關耦合的一感應部分；與該感應部分串連耦合的一電荷存儲裝置；具有一初級繞組和一次級繞組的一單相變壓器，該初級繞組與該電荷存儲裝置并聯(lián)耦合；多個輸出開關，該次級繞組與該多個輸出開關串聯(lián)耦合；及一控制單元，用于操作該多個輸入開關和該多個輸出開關，其中該控制單元交替地啟通該多個輸入開關將電荷從該輸入終端轉移至該電荷存儲裝置，且啟通該多個輸出開關以通過該單相變壓器將電荷從該電荷存儲裝置轉移至該輸出終端。
43.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，還包括一與該電荷存儲裝置并聯(lián)耦合的一轉接開關。
44.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該輸入終端被構成以接收一多相AC電源，且該控制器首先啟通兩輸入開關且，當從該兩輸入節(jié)點之一引出預定的電荷時，該控制器啟通一第三輸入開關。
45.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該輸入終端被構成以提供一多相AC終端，且該控制器首先啟通這些輸出開關中的兩個且，當足夠的電荷被轉移至這些輸出節(jié)點之一時，該控制器啟通一第三輸出開關。
46.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該輸入終端被構成為一DC功率終端。
47.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該輸出終端被構成為一DC功率終端。
48.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，還包括跨接該電荷存儲裝置的一單向傳動開關，且該控制單元在電荷從該電荷存儲裝置轉移至該輸出終端期間控制該電荷存儲裝置上的剩余電壓。
49.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該單相變壓器是一隔離變壓器。
50.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該單相變壓器是一自耦變壓器。
51.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該單相變壓器是一升壓變壓器。
52.根據(jù)權利要求42的電子變壓器，其中該單相變壓器是一降壓變壓器。
全文摘要
一種在一電荷存儲裝置(25)和具有多個第一節(jié)點的第一功率終端(11)之間轉移電荷的設備及其方法,所述方法通過一感應部分在該電荷存儲裝置和該多個第一節(jié)點的第一個第一節(jié)點之間交換電荷;并當在該電荷存儲裝置和該第一個第一節(jié)點之間已交換了預定的電荷時,由該多個第一節(jié)點的第二個第一節(jié)點替換該第一個第一節(jié)點:及通過該感應部分在該電荷存儲裝置和該第二個第一節(jié)點之間交換電荷。較佳地,在電荷存儲裝置和第一個第一節(jié)點之間交換地電荷和該電荷存儲裝置和該第二個第一節(jié)點之間交換地電荷地比例等于從該第一個第一節(jié)點和該第二個第一節(jié)點引出地電流的比例。也可使用類似的方法在該電荷存儲裝置和一第二功率終端(12)之間交換電荷。
文檔編號H02M5/27GK1360727SQ00808724
公開日2002年7月24日 申請日期2000年6月9日 優(yōu)先權日1999年6月10日
發(fā)明者魯?shù)婪颉ち峙涟？藸? 埃里克·R·林帕?？藸?申請人:魯?shù)婪颉ち峙涟？藸? 埃里克·R·林帕?？藸?