專利名稱：感應電動機的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及能夠高精度地控制感應電動機的發(fā)生轉矩的感應電動機的控制裝置。
但是，在該轉差頻率型向量控制法中，由于在推定二次磁通的運算中需要二次電阻，所以存在著如果二次電阻因發(fā)熱等而變化，則控制性能惡化這樣的問題。


圖12是繪制運用轉差頻率型向量控制方式的現有技術的感應電動機的控制裝置中的轉矩指令與轉矩誤差的關系的圖。在圖12中，橫軸是轉矩指令，縱軸是轉矩誤差(＝發(fā)生轉矩-轉矩指令)。圖12的上段的圖示出旋轉速度為3〔rad/s〕時的轉矩指令與轉矩誤差的關系，下段的圖示出旋轉速度為188〔rad/s〕時的轉矩指令與轉矩誤差的關系。此外，實線示出感應電動機的二次電阻變成1.3倍時的特性，虛線示出感應電動機的二次電阻變成1/1.3倍時的特性。
如圖12中所示，在運用轉差頻率型向量控制方式的現有技術的感應電動機的控制裝置中，存在著無論旋轉速度如何，如果二次電阻的值變化，則產生轉矩誤差這樣的問題。
此外，雖然提出了在感應電動機的運行中使二次電阻恒定的方法，但是因運行條件而存在著二次電阻的推定值發(fā)散等穩(wěn)定性方面的問題。
為了解決該問題，提出了運用基于感應電動機的一次電流和一次電壓和電動機常數來運算推定二次磁通的磁通觀測器的感應電動機的控制裝置。
例如圖13是是表示文獻‘與感應電動機的磁通反饋控制等價的轉差頻率控制’(平成4年電氣學會產業(yè)應用部門全國大會講演論文集110(466～471頁))中所示的現有技術的感應電動機的控制裝置的構成圖。
首先，就該現有技術的感應電動機的控制裝置的控制原理進行說明，在靜止二軸(α-β軸)上所構成的磁通觀測器按式(1)、(2)來構成。ddti^αsi^βs=A11i^αsi^βs+A12φ^αrφ^βr+Bvαsvβs+K1i^αs-iαsi^βs-iβs···(1)]]>ddtφ^αrφ^βr=A21i^αsi^βs+A22φ^αrφ^βr+K2i^αs-iαsi^βs-iβs···(2)]]>式中，A11=-(RsσLs+Rr(1-σ)σLr)00-(RsσLs+Rr(1-σ)σLr)]]>A12=MRrσLsLr2PmωmMσLsLr-PmωmMσLsLrMRrσLsLr2]]>A21=MRrLr00MRrLr]]>A22=-RrLr-PmωmPmωm-RrLr]]>1σLs001σLs]]>再者，為了把磁通觀測器的極配置成共軛復極或重極，正方矩陣K1、K2由式(3)、式(4)來確定，根據旋轉速度來確定k1、k2、k3、k4。K1=k1-k2k2k1···(3)]]>K2=k3-k4k4k3···(4)]]>因此，如果分別把式(1)向旋轉二軸(d-q軸)，把式(2)向定子極坐標進行坐標變換，則成為式(5)～(7)。ddti^dsi^qs=A~11i^dsi^qs+MRrσLsLr2-PmωmMσLsLrφ^ds+Bvdsvqs-K1i^ds-idsi^qs-iqs···(5)]]>ddtφ^dr=-RrLrφ^dr+MRrLri^ds-(k3(i^ds-ids)-k4(i^qs-iqs))···(6)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+MRrLri^qsφ^dr-k4(i^ds-ids)+k3(i^qs-iqs)φ^dr···(7)]]>式中，A~11=A11-0-ωω0]]>也就是說，如果基于式(5)～(7)，則與α-β軸上的磁通觀測器等價的磁通運算在d-q軸上成為可能。
這里，兩個正方矩陣K1、K2運用在靜止二軸上設計者。也就是說，由式(3)、式(4)來確定正方矩陣K1、K2，根據旋轉速度來確定k1、k2、k3、k4。此時，在K1與K2之間必定成立式(8)的關系。
K1K2＝K2K1… (8)像這樣相互可換的矩陣K1、K2的關系稱為交換律成立。再者，式(5)～(7)可以像式(9)～(13)那樣改寫。z1z2=K1i^ds-idsi^qs-iqs···(9)]]>z3z4=K2i^ds-idsi^qs-iqs···(10)]]>ddti^dsi^qs=A~11i^dsi^qs+MRrσLsLr2-PmωmMσLsLrφ^ds+Bvdsvqs-z1z2···(11)]]>ddtφ^dr=-RrLrφ^dr+MRrLri^ds-z3···(12)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+(MRrLri^qs-z4)÷φ^dr···(13)]]>因而，如果基于式(9)～(13)，則以與在靜止二軸(α-β軸)上所構成的磁通觀測器相同的精度，得到推定二次磁通的相位和振幅是可能的。因而，如果基于該相位分別把d軸電流和q軸電流控制成想要的值，則抑制二次電阻變化引起的控制性能惡化是可能的。
下面就圖13中所示的現有技術的感應電動機的控制裝置的構成進行說明。該感應電動機1的控制裝置包括旋轉速度檢測器2、電流檢測器3、磁通觀測器4、控制機構5、放大機構6、以及基于推定二次磁通的相位 把從電流檢測器2所得到的一次電流變換到旋轉坐標軸(d-q軸)上的坐標變換器7。此外，控制機構5包括電流控制器8和坐標變換器9和PWM逆變器10。
放大機構6包括減法器11、12，和增益運算器13、14。旋轉速度檢測器2檢測感應電動機1的旋轉速度ωm，電流檢測器3檢測感應電動機1的一次電流ius、ivs。
磁通觀測器4基于加在感應電動機1上的一次電壓指令vds*、vqs*，和從放大機構6所得到的偏差信號z1、z2、z3、z4，來推定感應電動機1的推定二次磁通的振幅 ，推定二次磁通的相位 ，推定一次電流的d軸分量ids、推定一次電流的q軸分量iqs。
控制機構5基于從磁通觀測器4所得到的推定二次磁通的相位 來控制加在感應電動機1上的電壓，以便一次電流與d-q軸上所給出的想要的電流相一致。也就是說，電流控制器8輸出d-q軸上的一次電壓指令vds*、vqs*，以便d軸一次電流ids、q軸一次電流iqs分別與d-q軸上所給出的想要的電流(d軸一次電流指令ids*、q軸一次電流指令iqs*)相一致，坐標變換器9基于上述推定二次磁通的相位 來運算三相電壓指令vus*、vvs*、vws*。PWM逆變器10基于這些三相電壓指令vus*、vvs*、vws*把三相電壓vus、vvs、vws加在感應電動機1上。
放大機構6，經由坐標變換器7作為d-q軸上的一次電流得到電流檢測器3的輸出，基于兩個正方矩陣K1、K2對從磁通觀測器4所得到的d-q軸上的推定一次電流與上述d-q軸上的一次電流的偏差進行放大，作為偏差信號z1、z2、z3、z4輸出。
也就是說，減法器11運算從磁通觀測器4所得到的d軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的d軸一次電流ids的偏差 。減法器12運算從磁通觀測器4所得到的q軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的q軸一次電流iqs的偏差 。增益運算器13基于式(9)的第1正方矩陣K1來運算偏差信號z1、z2，增益運算器14基于式(10)的第2正方矩陣K2來運算偏差信號z3、z4。再者，由于第1正方矩陣和第2正方矩陣是旋轉速度的函數，所以增益運算器13、14成為從旋轉速度檢測器2所得到的旋轉速度的函數。
圖14是表示磁通觀測器4的內部構成的圖。磁通觀測器4包括矩陣運算器15～17，增益運算器18～21，積分器22～25，加法器26～30，加減法器31，減法器32～34，以及除法器35。
增益運算器21通過把旋轉速度檢測器2的輸出ωm乘以Pm倍而輸出Pm·ωm。增益運算器16輸入積分器22的輸出 和積分器23的輸出 ，基于加法器30的輸出ω，來進行式(11)右邊第1項的運算。增益運算器17輸入積分器24的輸出 ，基于增益運算器21的輸出P*ωm來進行式(11)右邊第2項的運算。增益運算器15輸入從控制機構5得到的一次電壓指令vds*、vqs*，進行式(11)右邊第3項的運算。
由加法器26、27、28、29和減法器33、34來運算式(11)的右邊，作為 的微分值輸入積分器22、23。積分器22、23分別對上述 的微分值進行積分，輸出 增益運算器19輸入積分器24的輸出 ，進行式(12)右邊第1項的運算。增益運算器18輸入積分器22的輸出 ，進行式(12)右邊第2項的運算。加減法器31運算式(12)的右邊，作為 的微分值輸入到積分器24。積分器24對上述 的微分值進行積分，輸出 由增益運算器20和減法器32和除法器35來進行式(13)右邊第2項的運算。加法器30運算式(13)的右邊，輸出 的微分值，也就是ω。積分器25對加法器30的輸出ω進行積分，輸出 這樣一來，磁通觀測器4基于從旋轉速度檢測器2所得到的旋轉速度和感應電動機的一次電壓指令vds*、vqs*和從放大機構6所得到的偏差信號z1、z2、z3、z4，來運算感應電動機1的推定二次磁通 和感應電動機1的推定一次電流 圖15是繪制運用圖13和圖14中所示的磁通觀測器的現有技術的感應電動機的控制裝置中的轉矩指令與轉矩誤差的關系的圖。在圖15中橫軸是轉矩指令，縱軸是轉矩誤差(＝發(fā)生轉矩-轉矩指令)。圖15的上段的圖示出旋轉速度為3〔rad/s〕時，下段的圖示出為188〔rad/s〕時。此外，實線示出感應電動機1的二次電阻變成1.3倍時的特性，虛線示出感應電動機1的二次電阻變成1/1.3倍時的特性。
把圖12與圖15進行比較可以看出，與運用轉差頻率型向量控制方式的感應電動機的控制裝置相比，圖13和圖14中所示的運用磁通觀測器的現有技術的感應電動機的控制裝置在感應電動機1的運行中不推定二次電阻，在旋轉頻率為188〔rad/s〕下可以減小轉矩誤差。
可是，存在著在旋轉頻率為3〔rad/s〕這樣的低速區(qū)里，其效果很小這樣的問題。這是因為在現有技術的感應電動機的控制裝置設計放大機構6的兩個正方矩陣K1、K2的場合，由于K1、K2受到相互可換這樣的制約，所以無法最佳地抑制電阻等電動機常數誤差的影響的緣故。
特別是，電車等電氣車輛一般來說在轉矩控制下進行驅動，并且在電氣車輛的驅動中最需要轉矩的場合是起動時和停止時。因而，在速度接近于零的區(qū)域里動力運行、再生兩者中要求精度高的轉矩控制。
此外，在印刷機中，經由多個齒輪連接于電動機。因而，起動時就成了一開始一邊以極低的速度旋轉，一邊慢慢地加速。在該場合，轉矩控制的精度變化在速度控制上就成了速度響應變化。如果低速時的轉矩控制的精度惡化，則在運行開始時、運行結束時、夏季、冬季等中復現性喪失，產生調整變得困難這樣的問題。
為了解決這一問題，根據本發(fā)明的感應電動機的控制裝置，由于制成具有檢測感應電動機的旋轉速度的旋轉速度檢測器，檢測上述感應電動機的一次電流的電流檢測器，對從磁通觀測器所得到的推定一次電流與從上述電流檢測器所得到的一次電流的偏差進行放大的放大機構，基于從上述旋轉速度檢測器所得到的旋轉速度和上述感應電動機的一次電壓和從上述放大機構所得到的偏差信號來推定上述感應電動機的推定二次磁通和推定一次電流的磁通觀測器，以及基于從上述磁通觀測器所得到的推定二次磁通來控制對上述感應電動機施加的電壓的控制機構，上述放大機構用交換律不成立的兩個正方矩陣H1、H2，也就是由各自獨立的8要素組成的反饋增益對上述一次電流的偏差進行放大，所以不受把磁通觀測器的極配置成共軛復極或重極這樣的制約，可以抑制電動機常數誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，是在上述發(fā)明中，上述放大機構基于旋轉角速度來確定上述反饋增益，所以即使在進行可變速運行的場合，也可以抑制電動機常數誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，是在上述發(fā)明中，上述放大機構基于轉差角頻率來確定上述反饋增益，所以即使在負載轉矩變化的場合，也可以抑制電動機常數誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，是在上述發(fā)明中，上述放大機構基于旋轉角速度和轉差角頻率兩者來確定上述反饋增益，所以即使在進行可變速運行的場合或負載轉矩變化的場合，也可以抑制電動機常數誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，是在上述發(fā)明中，上述放大機構制成用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>C=c10c200c10c2]]>a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRr
c1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2B2任意矩陣D2任意矩陣ω上述感應電動機的一次角速度ωm上述感應電動機的旋轉角速度ωs上述感應電動機的轉差角速度Pm上述感應電動機的極對數Rs上述感應電動機的一次電阻值Rr上述感應電動機的二次電阻值Ls上述感應電動機的一次電感值Lr上述感應電動機的二次電感值M上述感應電動機的互感值的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大，所以可以抑制所有的電動機常數誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，由于在上述發(fā)明中，上述放大機構制成用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正數的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大，所以可以抑制一次電阻誤差和二次電阻誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
根據下一項發(fā)明的感應電動機的控制裝置，由于在上述發(fā)明中，上述放大機構制成用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=0001]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正數的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大，所以可以抑制二次電阻誤差引起的轉矩控制精度的惡化。
實施發(fā)明的具體方式下面參照附圖，就根據本發(fā)明的感應電動機的控制裝置的最佳實施例詳細地進行說明。
a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2因此，按式(17)～(19)在d-q軸上構成磁通觀測器成為可能。ddtφ^dsφ^qs=a11ω-ωa11φ^dsφ^qs+a1200a12φ^drφ^qr+vdsvqs-H1i^ds-idsi^qs-iqs···(17)]]>ddtφ^drφ^qr=a2100a21φ^dsφ^qs+a22ω-Pmωm-(ω-Pmωm)a22φ^drφ^qrφ^drφ^qr-H2i^ds-idsi^qs-iqs···(18)]]>i^dsi^qs=c100c1φ^dsφ^qs+c200c2φ^drφ^qr···(19)]]>如上所述，在感應電動機運行中一次電阻和二次電阻因為發(fā)熱等而變化。例如，在Rs、Rr變成(1+k)倍時，式(14)、(15)像式(20)、(21)那樣變化。ddtφdsφqs=a11+Δa11ωωa11+Δa11φdsφqs+a12+Δa1200a12+Δa12φdrφqrvdsvqs···(20)]]>ddtφdrφqr=a21+Δa2100a21+Δa21φdsφqs+a22+Δa22ω-Pmωm-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdrφqr···(21)]]>式中，Δa11＝-kζ-1LrRsΔa12＝kζ-1MRsΔa21＝kζ-1MRrΔa22＝-kζ-1LsRr可是，式(20)、(21)可以像式(22)那樣改寫。ddtφdsφqsφdrφqr=a11+Δa11ωa12+Δa120-ωa11+Δa110a12+Δa12a21+Δa210a22+Δa22ω-Pmωm0a21+Δa21-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+Δa110Δa1200Δa110Δa12Δa210Δa2200Δa210Δa22φdsφqsφdrφqr]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>-kRsidsRsiqsRrLr(φdr-Mids)RrLr(φqr-Miqs)···(22)]]>此外，在感應電動機的向量控制正確地工作的場合，在定常狀態(tài)下式(23)～(25)成立。iqs=LrRr(ω-Pmωm)ids···(23)]]>φdr＝Mids…(24)φqr＝0 …(25)因此，如果把式(22)代入式(23)～(25)則得到式(26)。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)(-kids)···(26)]]>而且，A、B1、B2、C、D2、w2由式(27)～(32)來定義時，根據式(19)、(26)構成的感應電動機也可以像圖1中所示的方框線圖那樣表達。A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22···(27)]]>B1=10010000···(28)]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)···(29)]]>C=c10c200c10c2···(30)]]>D2=ϵ00ϵ···(31)]]>w2＝-kids…(32)這里ε是十分小的任意正數，w1是任意的變量。在像圖1中所示那樣描述控制對象的場合，一般來說B2·w2稱為狀態(tài)噪聲，D2·w1稱為觀測噪聲。
把從圖1的方框線圖中所示的系統(tǒng)噪聲w1、w2，到磁通觀測器的狀態(tài)推定誤差( )的沖擊響應的能量減至最小用的放大機構的兩個正方矩陣H1、H2由式(33)給出就可以了。其中P是滿足稱為黎卡提方程式的式(34)的正定的唯一解。H1H2=PCT(D2D2T)-1···(33)]]>PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0···(34)]]>由于該式(34)的A、B2是旋轉角速度ωm和一次角頻率ω的函數，所以由式(33)所給出的H1、H2也成為旋轉角速度ωm和一次角頻率ω的函數。
令ω與Pmωm之差為轉差角頻率ωs時，從式(33)和(34)所得到的H1、H2的要素h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42成為圖2中所示的那種函數。
雖然在現有技術的感應電動機的控制裝置中，為了把磁通觀測器的極配置成共軛復極或重極，正方矩陣K1、K2制成相互可換的，但是如圖2中所示，由于成為H1H2≠H2H1，所以在本第1實施例的兩個正方矩陣H1、H2之間交換律不成立。
再者，通過把式(18)坐標變換到定子極坐標，式(17)～(19)可以改寫成式(35)～(39)。e1e2=H1i^ds-idsi^qs-iqs···(35)]]>e3e4=H2i^ds-idsi^qs-iqs···(36)]]>ddtφ^dsφ^qsφ^dr=a11ωa12-ωa110a210a22φ^dsφ^qsφ^dr+vdsvqs0-e1e2e3···(37)]]>ddtθ^(=ω)=Pmωm+a21φ^qs-e4φ^dr···(38)]]>i^dsi^qs=c10c20c10φ^dsφ^qsφ^dr···(39)]]>這里，就作為本發(fā)明的第1實施例的感應電動機的控制裝置進行說明。圖3是表示作為本發(fā)明的第1實施例的感應電動機的控制裝置的構成的方框圖。
在圖3中，感應電動機1、旋轉速度檢測器2、電流檢測器3、控制機構5、坐標變換器7、電流控制器8、坐標變換器9、PWM逆變器10與圖13中所示的現有技術的感應電動機的控制裝置相同。
放大機構6a包括減法器11a、12a和增益運算器13a、14a。此外，磁通觀測器4a基于加在感應電動機1上的一次電壓指令vds*、vqs*，和從放大機構6a所得到的偏差信號e1、e2、e3、e4，來推定感應電動機的推定二次磁通的振幅 ，推定二次磁通的相位 ，推定一次電流的d軸分量ids、推定一次電流的q軸分量iqs。
放大機構6a，經由坐標變換器7作為d-q軸上的一次電流得到電流檢測器3的輸出，基于兩個正方矩陣H1、H2對從磁通觀測器4a所得到的d-q軸上的推定一次電流與上述d-q軸上的一次電流的偏差進行放大，作為偏差信號e1、e2、e3、e4輸出。
也就是說，減法器11a運算從磁通觀測器4a所得到的d軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的d軸一次電流ids的偏差 減法器12a運算從磁通觀測器4a所得到的q軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的q軸一次電流iqs的偏差 ，增益運算器13a基于式(33)的第1正方矩陣H1來運算偏差信號e1、e2，增益運算器14a基于式(33)的第2正方矩陣H2來運算偏差信號e3、e4。
再者，由于第1正方矩陣和第2正方矩陣如圖2中所示是旋轉速度ωm和轉差角頻率ωs的函數，所以增益運算器13a、14a成為從旋轉速度檢測器2所得到的旋轉速度ωm和從磁通觀測器4a所得到的轉差角頻率ωs的函數。
圖4是表示磁通觀測器4a的構成的方框圖。磁通觀測器4a包括減法器36～39，加法器40～42，積分器43～46，除法器47，增益運算器48、49，以及矩陣運算器50、51。
矩陣運算器50基于后述的角頻率ω來進行式(37)右邊第1項的矩陣運算。減法器36～38和加法器40、41基于矩陣運算器50的輸出和vds*、vqs*、e1～e4來進行式(37)右邊的運算，分別把 的微分值輸入到積分器43，把 的微分值輸入到積分器44，把 的微分值輸入到積分器45。積分器43對 的微分值進行積分，作為 輸出。積分器44對 的微分值進行積分，作為 輸出。積分器45對 的微分值進行積分，作為 輸出。
減法器39和增益運算器49和除法器47進行式(38)右邊第2項的運算，加法器42通過加算除法器47的輸出和增益48的輸出，得到式(38)右邊，也就是一次角頻率ω。再者，除法器47的輸出因為相當于一次角頻率ω與旋轉角頻率Pmωm的差分，所以等于轉差角頻率ωs。積分器46對上述角頻率ω進行積分，輸出 。矩陣運算器51基于積分器43～45的輸出來進行式(39)右邊的運算，輸出 這樣一來，磁通觀測器4a基于一次電壓指令vds*、vqs*，偏差e1～e4，旋轉角速度ωm，輸出 ωs。
借此，在本第1實施例中，可以與溫度變化無關地，正確地控制感應電動機的輸出轉矩。
圖5是繪制作為本發(fā)明的第1實施例的感應電動機的控制裝置中的轉矩指令與轉矩誤差的關系的圖。在圖5中，橫軸表示轉矩指令，縱軸表示轉矩誤差(＝發(fā)生轉矩-轉矩指令)。圖5的上段的圖上段的圖示出旋轉速度為3〔rad/s〕時，下段的圖示出旋轉速度為188〔rad/s〕時。此外，實線示出該感應電動機1的一次電阻和二次電阻變成1.3倍時的特性，虛線示出感應電動機1的一次電阻和二次電阻變成1/1.3倍時的特性。
把此圖5與圖12和圖15進行比較可以看出，在本第1實施例中所示的感應電動機的控制裝置中，比現有技術的感應電動機的控制裝置，不問旋轉角速度如何，即使有電阻誤差，也可以抑制轉矩誤差。第2實施例下面就本發(fā)明的第2實施例進行說明。雖然在上述第1實施例中，就H1、H2為旋轉角速度ωm和轉差角頻率ωs的函數的場合進行了說明，但是如果假定旋轉角速度ωm與轉差角頻率ωs的關系大體上單值確定的負載，則也可以把H1、H2取為僅旋轉角速度ωm的函數。
例如，如果假定一次角頻率ω為微小值Δω的負載，則轉差角頻率像式(40)那樣根據旋轉角速度ωm單值地確定。
ωs＝Δω-Pmωm… (40)圖6是表示式(40)成立時的旋轉頻率與H1、H2的要素h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的關系的圖。如圖6中所示，在本第2實施例的兩個正方矩陣H1、H2之間交換律不成立。
這樣一來，如果假定旋轉角速度ωm與轉差角頻率ωs的關系大體上單值確定的負載，則可以用僅旋轉角速度ωm的函數來給出H1、H2，可以削減放大機構的運算量。
圖7是表示作為本發(fā)明的第2實施例的感應電動機的控制裝置的構成的方框圖。在圖7中，感應電動機1、旋轉速度檢測器2、電流檢測器3、磁通觀測器4a、控制機構5、坐標變換器7、電流控制器8、坐標變換器9、以及減法器10與圖3中所示的根據第1實施例的感應電動機的控制裝置相同。
放大機構6b包括減法器11b、12b和增益運算器13b、14b。放大機構6b，經由坐標變換器7作為d-q軸上的一次電流得到電流檢測器3的輸出，基于兩個正方矩陣H1、H2對從磁通觀測器4a所得到的d-q軸上的推定一次電流與上述d-q軸上的一次電流的偏差進行放大，作為偏差信號e1～e4輸出。也就是說，減法器11b運算從磁通觀測器4a所得到的d軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的d軸一次電流ids的偏差 ，減法器12b運算從磁通觀測器4a所得到的q軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的q軸一次電流iqs的偏差 ，增益運算器13b基于第1正方矩陣H1來運算偏差信號e1、e2。增益運算器14b基于第2正方矩陣H2來運算偏差信號e3、e4。
再者，由于第1正方矩陣和第2正方矩陣如圖6中所示是旋轉角速度的函數，所以增益運算器13b、14b成為從旋轉速度檢測器2所得到的旋轉速度的函數。
圖8是繪制作為本發(fā)明的第2實施例的感應電動機的控制裝置中的轉矩指令與轉矩誤差的關系的圖。在圖8中，橫軸表示轉矩指令，縱軸表示轉矩誤差(＝發(fā)生轉矩-轉矩指令)。此外，圖8的上段的圖示出旋轉速度為3〔rad/s〕時，下段的圖示出旋轉速度為188〔rad/s〕時。此外，實線示出感應電動機1的一次電阻和二次電阻變成1.3倍時的特性，虛線示出感應電動機的一次電阻和二次電阻變成1/1.3倍時的特性。
把此圖8與圖12和圖15進行比較可以看出，作為本第2實施例的感應電動機的控制裝置，現有技術的感應電動機的控制裝置相比，不管旋轉角速度如何，即使有電阻誤差，也可以抑制轉矩誤差。第3實施例下面就本發(fā)明的第3實施例進行說明。雖然在上述第2實施例中，就放大機構6b基于旋轉角速度而得到正方矩陣H1、H2者進行了說明，但是也可以代替旋轉角速度而基于轉差角頻率來得到正方矩陣H1、H2，在該場合也可以得到與上述第2實施例同樣的效果。
圖9是表示作為本發(fā)明的第3實施例的感應電動機的控制裝置的構成的方框圖。在圖9中，感應電動機1、旋轉速度檢測器2、電流檢測器3、磁通觀測器4a、控制機構5、坐標變換器7、電流控制器8、坐標變換器9、以及減法器10與圖3中所示的根據第1實施例的感應電動機的控制裝置相同。
放大機構6c包括減法器11c、12c和增益運算器13c、14c。放大機構6c，經由坐標變換器7作為d-q軸上的一次電流得到電流檢測器3的輸出，基于兩個正方矩陣H1、H2對從磁通觀測器4a所得到的d-q軸上的推定一次電流與上述d-q軸上的一次電流的偏差進行放大，作為偏差信號e1～e4輸出。
也就是說，減法器11c運算從磁通觀測器4a所得到的d軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的d軸一次電流ids的偏差 減法器12c運算從磁通觀測器4a所得到的q軸推定一次電流 與從坐標變換器7所得到的q軸一次電流iqs的偏差 ，增益運算器13c基于第1正方矩陣H1來運算偏差信號e1、e2。增益運算器14c基于第2正方矩陣H2來運算偏差信號e3、e4。
再者，由于第1正方矩陣和第2正方矩陣取為轉差角頻率的函數，所以增益運算器13c、14c成為從磁通觀測器4a所得到的轉差角頻率的函數。第4實施例下面就本發(fā)明的第4實施例進行說明。雖然在上述第1～3實施例中所示的正方矩陣H1、H2中就在一次電阻和二次電阻中存在著誤差的場合進行了說明，但是即使就僅在二次電阻中存在著誤差的場合來說，也可以同樣地確定正方矩陣H1、H2。
一般來說，感應電動機的一次電阻的溫度可以由利用熱電偶等的溫度檢測器來檢測。如果用該檢測溫度，則可以運算感應電動機的一次電阻。但是，在鼠籠型感應電動機的場合，靠熱電偶等溫度檢測器來檢測二次電阻的溫度是困難的。
因此，對Rs為已知，Rr變成(1+k)倍的場合進行說明。在Rs為已知，Rr變成(1+k)倍時，式(14)、(15)可以像式(41)那樣改寫。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a21+Δa210a22+Δa22ω-Pmωm0a21+Δa21-(ω-Pmωm)a22+Δa22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00]]>+00000000Δa210Δa2200Δa210Δa22φdsφqsφdrφqr]]>=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00-k00RrLr(φdr-Mids)RrLr(φqr-Miqs)···(41)]]>如上所述，在感應電動機的向量控制正確地工作的場合，在定常狀態(tài)下，式(23)～(25)成立。因此，如果把式(23)～(25)代入式(41)則得到式(42)。ddtφdsφqsφdrφqr=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22φdsφqsφdrφqr+vdsvqs00+0001kωs···(42)]]>B2=0001···(43)]]>w2＝kωs…(44)而且，如果分別用式(43)代替式(29)給出B2，用式(44)代替式(32)給出w2，則根據式(19)、(42)構成的感應電動機也可以像圖1那樣表達。
如果分別用式(43)重新定義B2，用式(44)重新定義w2，用式(33)給出兩個正方矩陣H1、H2，則可以抑制僅在二次電阻中存在著誤差的場合的轉矩誤差。
再者，與第1實施例同樣，由于式(34)的A是旋轉角速度ωm和一次角頻率ω的函數，所以用式(33)給出的H1、H2也成為旋轉角速度ωm和一次角頻率ω的函數。
此外，與上述第1～3實施例同樣，在本第4實施例的兩個正方矩陣H1、H2之間，交換律不成立。
圖10是表示作為本發(fā)明的第4實施例的感應電動機的控制裝置的構成的方框圖。在圖10中，感應電動機1、旋轉速度檢測器2、電流檢測器3、控制機構5、坐標變換器7、電流控制器8、坐標變換器9、以及減法器10與圖3中所示的根據第1實施例的感應電動機的控制裝置相同。
溫度檢測器52檢測感應電動機1的一次電阻的溫度。電阻值運算器53基于從溫度檢測器52所得到的一次電阻的溫度T，輸出一次電阻值Rs。磁通觀測器4d除了利用從電阻值運算器53所得到的值作為一次電阻Rs外，與磁通觀測器4a相同。
放大機構6d包括減法器11d、12d和增益運算器13d、14d。放大機構6d除了利用基于由式(43)、(44)定義的B2、w2所得到的兩個正方矩陣H1、H2這一點外，與放大機構6a相同。
借此，即使受到溫度變換的影響而在二次電阻值中產生誤差，也可以抑制轉矩誤差。第5實施例下面就本發(fā)明的第5實施例進行說明。在把上述兩個正方矩陣H1、H2運用于放大機構的場合，磁通觀測器運算的推定二次磁通的振幅 的精度也提高。
因此，也可以用圖11中所示的電路構成，確定d軸電流指令ids*，以便推定二次磁通的振幅成為想要的二次磁通振幅值。在圖11中，減法器54運算想要的二次磁通振幅值 與磁通觀測器輸出的推定二次磁通的振幅值 的偏差，放大器55對減法器54的輸出進行放大，作為d軸電流指令ids*輸出。第6實施例下面就本發(fā)明的第6實施例進行說明。雖然在上述實施例中正方矩陣H1、H2就電阻值中存在著誤差的場合進行了說明，但是就互感M或一次電感Ls、二次電感Lr這樣的所有電動機常數誤差來說，通過適當地確定矩陣B1或D2或者矩陣B1和矩陣D2兩方，也同樣可以確定抑制轉矩控制精度的惡化用的H1、H2是不言而喻的。
工業(yè)實用性本發(fā)明涉及能夠高精度地控制感應電動機的發(fā)生轉矩的感應電動機的控制裝置，特別是可以作為最佳的感應電動機的控制裝置用于像電氣車輛或印刷機等那樣在低速下要求精度高的轉矩控制的裝置中。
權利要求
1.一種感應電動機的控制裝置，其特征在于具有檢測感應電動機的旋轉速度的旋轉速度檢測器，檢測上述感應電動機的一次電流的電流檢測器，對從磁通觀測器所得到的推定一次電流與從上述電流檢測器所得到的一次電流的偏差進行放大的放大機構，基于從上述旋轉速度檢測器所得到的旋轉速度和上述感應電動機的一次電壓和從上述放大機構所得到的偏差信號，推定上述感應電動機的推定二次磁通和推定一次電流的磁通觀測器，以及基于從上述磁通觀測器所得到的推定二次磁通，控制對上述感應電動機施加的電壓的控制機構，上述放大機構用由各自獨立的8要素組成的反饋增益對上述一次電流的偏差進行放大。
2.根據權利要求1所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構基于旋轉角速度來確定上述反饋增益。
3.根據權利要求1所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構基于轉差角頻率來確定上述反饋增益。
4.根據權利要求1所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構基于旋轉角速度和轉差角頻率兩者來確定上述反饋增益。
5.根據權利要求1所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>C=c10c200c10c2]]>a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2B2任意矩陣D2任意矩陣ω上述感應電動機的一次角速度ωm上述感應電動機的旋轉角速度ωs上述感應電動機的轉差角速度Pm上述感應電動機的極對數Rs上述感應電動機的一次電阻值Rr上述感應電動機的二次電阻值Ls上述感應電動機的一次電感值Lr上述感應電動機的二次電感值M上述感應電動機的互感值的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大。
6.根據權利要求5所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，a11＝-ζ-1LrRsa12＝ζ-1MRsa21＝ζ-1MRra22＝-ζ-1LsRrc1＝ζ-1Lrc2＝-ζ-1Mζ＝LsLr-M2PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=RsRsRrLr(ω-Pmωm)0-M(ω-Pmωm)]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正數的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大。
7.根據權利要求5所述的感應電動機的控制裝置，其特征在于，上述放大機構用由滿足下式H1H2=PCT(D2D2T)-1]]>式中，PAT+AP-PCT(D2D2T)-1CP+B2B2T=0]]>A′=a11ωa120-ωa110a12a210a22ω-Pmωm0a21-(ω-Pmωm)a22]]>B2=0001]]>C=c10c200c10c2]]>D2=ϵ00ϵ]]>ε任意的正數的獨立的8要素組成的反饋增益 對上述一次電流的偏差進行放大。
全文摘要
本發(fā)明涉及能夠高精度地控制感應電動機的發(fā)生轉矩的感應電動機的控制裝置，其具有檢測感應電動機(1)的旋轉速度的旋轉速度檢測器(2)，檢測上述感應電動機(1)的一次電流的電流檢測器(3)，放大從磁通觀測器所得到的推定一次電流和從電流檢測器(3)所得到的一次電流的偏差的放大機構(6a)，基于從旋轉速度檢測器(2)所得到的旋轉速度和感應電動機(1)的一次電壓和從放大機構(6a)所得到的偏差信號來推定感應電動機的推定二次磁通和推定一次電流的磁通觀測器(4a)，以及基于從磁通觀測器所得到的推定二次磁通來控制對感應電動機施加的電壓的控制機構(5)，放大機構(6a)用由各自獨立的8要素組成的反饋增益對一次電流的偏差，特別是即使在低速時也可以高精度地控制轉矩。
文檔編號H02P21/00GK1402903SQ00816467
公開日2003年3月12日 申請日期2000年11月20日 優(yōu)先權日2000年11月20日
發(fā)明者金原義彥, 寺田啟, 櫻井壽夫 申請人:三菱電機株式會社