專利名稱：一種波形變換裝置及方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種交流至交流的波形變換裝置及方法，屬于高壓開關技術領域，特別涉及電機變頻驅(qū)動及變頻電源。
變頻器及變頻電源廣泛應用于交流電機驅(qū)動等許多場合，多采用交交變換方式及交直交變換方式。目前應用于交交變頻器的已有技術，采用交流至交流直接變換方式，通過改變開關器件的觸發(fā)角來達到輸出交流電壓的目的，該方案對電網(wǎng)及用電設備諧波污染很大，功率因數(shù)也較低。而應用于電壓型交直交通用變頻器的已有技術，采用脈寬調(diào)制(PWM)方法，即通過用半導體開關器件對中間直流電壓進行開關控制，以達到輸出交流電壓的目的，這種方法因為需要有中間直流環(huán)節(jié)，使設備成本增加，降低了設備工作效率。這些問題在變頻器及變頻電源設備容量較大時將更為突出。
本發(fā)明的目的是設計一種交流至交流的正弦波形變換裝置及方法，以省去中間直流環(huán)節(jié)，降低成本，提高工作效率，同時具有較小的電壓諧波及較高的功率因數(shù)。
本發(fā)明所設計的波形變換裝置，包括相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電，其分別連接至n個變換模塊的輸入端；上述n個變換模塊的輸出端串聯(lián)連接，從而形成一個總的輸出電壓；上述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相雙向可控整流電路。
上述變換模塊可以是包括由雙向可控硅連接成的m相雙向可控整流電路，或者是包括將兩個由可控硅連接成的m相可控整流電路正反向并聯(lián)而連接成的m相雙向可控整流電路。
上述變換模塊也可以是包括由可關斷半導體功率開關器件連接成的m相雙向可控整流電路，其中可關斷半導體功率開關器件可以是GTO、SIT、IGBT、GTR、MOSFET、IGCT、MCT。
本發(fā)明所設計的波形變換方法，通過如下步驟實現(xiàn)1、將相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電，分別連接至n個變換模塊的輸入端，并將上述n個變換模塊的輸出端串聯(lián)連接，從而形成一個總的輸出電壓；所述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相雙向可控整流電路；所述的相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電可以由一個總的交流電經(jīng)過隔離、移相等方法變換得到。
2、任一時間段的一個給定正弦波輸出電壓期望值，按一定時間長度將其分段，即從起始時間起，將其依次分為t0,t1、t2、t3至ti，首先選取其中t0～t1時間段的給定期望電壓波形作為給定參考電壓；3、從上述串聯(lián)的n個變換模塊中選取j(j≤n)個作為當前工作電路；4、使其余n-j個雙向可控整流電路的一個橋臂直通，從而使其輸出零電壓，處于非工作狀態(tài)；5、于上述選取的j個作為當前工作電路的變換模塊，從其中各變換模塊在時間段t0～t1內(nèi)所能輸出的所有電壓波形中，各選取一個電壓波形，從而得到可分別由j個變換模塊產(chǎn)生的j個電壓波形；6、上述j個電壓波形相加，得到一個總的計算輸出電壓；7、上述在時間段t0～t1內(nèi)的計算輸出電壓與給定參考電壓相比較，通過選取不同的變換模塊作為當前工作電路及選取不同的各變換模塊所輸出的電壓波形，使計算輸出電壓與給定參考電壓在各時間點的偏差盡可能小，并使在該計算輸出電壓下，能達到所設定的最優(yōu)化目標，從而得到一組最優(yōu)電壓波形。所述的最優(yōu)化目標是與輸出電壓波形相關的給定的電氣參數(shù)值或條件，如總諧波含量或某些高次諧波含量最小，或是由此計算得到的輸入交流電功率因數(shù)最大，或是二者折衷考慮下最優(yōu)，或是總的輸入交流電的總諧波含量最小或某些高次諧波含量最?。?、按上述所選定的各變換模塊所對應的電壓波形，確定各變換模塊中的半導體開關器件在時間t0～t1內(nèi)的工作狀態(tài)，并依此對各變換模塊發(fā)送控制信號，使其按上述所確定的工作狀態(tài)進行開關工作。
9、分別選取t1～t2、t2～t3及ti-1～ti時間段的給定期望電壓波形作為給定參考電壓并重復上述3至8步驟，從而得到所需要的交流輸出電壓。
本發(fā)明所設計的波形變換裝置及方法省去了中間直流環(huán)節(jié)，使線路得以大大簡化，顯著降低了成本，同時使電壓、電流諧波得以減小，并可獲得較高的功率因數(shù)。


圖1是按照本發(fā)明的裝置的電路原理圖。
圖2是本發(fā)明裝置的變換模塊所包括的半波雙向可控整流電路。
圖3是本發(fā)明裝置的變換模塊所包括的半控雙向可控整流電路。
圖4是由雙向可控硅組成的雙向可控整流電路。
圖5是由可關斷器件IGBT組成的半控雙向可控整流電路。
圖6是本發(fā)明的裝置的一個實施例電路原理圖。
圖7是由可關斷器件IGBT組成的本發(fā)明另一實施例電路原理圖。
圖8是本發(fā)明方法的給定正弦波輸出電壓期望值。
圖9是所選取的雙向可控整流電路的一個輸出電壓波形。
圖10是所選取的第二個輸出電壓波形。
圖11是所選取的第三個輸出電壓波形。
圖12是所選取的第四個輸出電壓波形。
圖13是疊加后的輸出電壓波形。
下面結合附圖，詳細介紹本發(fā)明設計的裝置及方法的工作過程。
圖1是本發(fā)明設計的裝置的電路原理圖。其中開關器件k1、開關器件k2、開關器件k3、開關器件k4、開關器件k5、開關器件k6連接成了雙向可控整流橋電路，組成變換模塊c1。變換模塊c1、變換模塊c2、變換模塊c3、變換模塊c4、變換模塊c5的輸入端分別連接至輸入交流電va1、vb1、vc1,va2、vb2、vc2,va3、vb3、vc3,va4、vb4、vc4,va5、vb5、vc5，而變換模塊c1、變換模塊c2、變換模塊c3、變換模塊c4、變換模塊c5的輸出端串聯(lián)連接起來，形成總的輸出電壓vo。
圖2是本發(fā)明裝置的變換模塊的另外一種電路結構。其中開關器件K7、開關器件K8、開關器件K9、開關器件K10連接成了三相半波雙向可控整流橋電路，其輸入端連接至三相交流電va、vb、vc及零線N。
圖3是本發(fā)明裝置的變換模塊的又一種電路結構。其中每個開關器件包括一個二極管和一個開關，開關器件K11、開關器件K12、開關器件K13及二極管D14、二極管D15、二極管D16連接成了正向半可控整流橋電路，開關器件K14、開關器件K15、開關器件K16及二極管D11、二極管D12、二極管D13連接成了反向半可控整流橋電路，從而正反向半可控整流橋電路并聯(lián)連接成了三相半控雙向可控整流橋電路，其輸入端連接至三相交流電va、vb、vc。
圖4是由雙向可控硅組成的變換模塊的電路圖。其中雙向可控硅K20、雙向可控硅K21、雙向可控硅K22、雙向可控硅K23、雙向可控硅K24、雙向可控硅K25連接成了三相雙向可控整流橋電路，其輸入端連接至三相交流電va、vb、vc。
圖5是由IGBT組成的變換模塊的電路圖。其中每個開關器件包括一個IGBT和兩個二極管，該IGBT與一個二極管串聯(lián)后，與另外一只二極管并聯(lián)。由此組成的開關器件K30、開關器件K31、開關器件K32、開關器件K33、開關器件K34、開關器件K35連接成了三相半控雙向可控整流橋電路，其輸入端連接至三相交流電va、vb、vc。
圖6是本發(fā)明設計的裝置的一個實施例電路原理圖。其中可控硅10、可控硅11、可控硅12、可控硅13、可控硅14、可控硅15連接成了變換模塊1的正向可控整流橋電路；而變換模塊1的其余六只可控硅連接成了反向可控整流橋電路，并通過與正向可控整流橋電路并聯(lián)而組成了變換模塊1的雙向可控整流橋電路，變換模塊1的輸入端連接至三相交流輸入va、vb、vc。變換模塊2、變換模塊3、變換模塊4、變換模塊5的輸入端也分別連接至輸入交流電，而變換模塊1、變換模塊2、變換模塊3、變換模塊4、變換模塊5的輸出端串聯(lián)連接起來，形成總的輸出電壓vo。
圖7是本發(fā)明設計的裝置的另一實施例原理圖，該實施例包括三級串聯(lián)的變換模塊。其中組成變換模塊32、變換模塊33、變換模塊34的雙向可控整流電路由可關斷半導體開關器件IGBT連接而成，IGBT20及IGBT21反向串聯(lián)連接，組成了雙向電子開關，因此，兩兩串聯(lián)的6對IGBT:IGBT20 IGBT21,IGBT22、IGBT23,IGBT24、IGBT25,IGBT26、IGBT27,IGBT28、IGBT29,IGBT30、IGBT31連接成了變換模塊32中的雙向可控整流電路。各變換模塊的輸入端連接至相互間電氣絕緣的三相交流電，而變換模塊32、變換模塊33、變換模塊34的輸出端串聯(lián)連接起來，形成總的輸出電壓vo。
下面詳細介紹本發(fā)明所設計的波形變換方法的實現(xiàn)過程，為說明方便起見，以圖6所示的電路為例。
圖8是本發(fā)明方法的給定正弦波輸出電壓期望值波形，將其按時間分段為t0、t1、t2、t3，并首先將圖8中t0～t1時間段的給定期望電壓波形作為給定參考電壓。
選取圖6中變換模塊1、變換模塊2、變換模塊3、變換模塊4的雙向可控整流電路作為當前工作電路，而使變換模塊5的雙向可控整流電路中的可控硅16、17、18、19開通，以使雙向可控整流電路5處于非工作狀態(tài)。
下面選取作為當前工作電路的各變換模塊雙向可控整流電路的輸出電壓波形對于圖6中變換模塊1的雙向可控整流電路，假定該電路的三相輸入電壓分別為va=uksin(ωt)；vb=uksin(ωt-2/3π)；vc=uksin(ωt-4/3π)；上述公式中uk為常數(shù)。
對于該電路中的可控硅的不同開關狀態(tài)，其對應有多種輸出電壓可能，如當可控硅10、14在ωt=t0時刻開通時，其輸出電壓波形在t0～t1時間內(nèi)為(va-vb)；當可控硅11、15在ωt=t0時刻開通時，其輸出電壓波形在t0～t1時間內(nèi)為(vb-vc)；當可控硅12、13在ωt=t0時刻開通，而可控硅14在ωt=5/6π時刻開通，則其輸出電壓波形為(vc-va)(當ωt=t0～5/6π時)及(vc-vb)(當ωt=5/6π～t1時)。在本例中選取變換模塊1的輸出電壓波形為(va-vb)(當ωt=t0～2/3π時)及(va-vc)(當ωt=2/3π～t1時)，如圖9所示，對應可控硅開關狀態(tài)為可控硅10、14在ωt=t0時刻開通及可控硅15在ωt=2/3π時刻開通。按此方法選取變換模塊2的輸出電壓波形如圖10所示，變換模塊3的輸出電壓波形如圖11所示，變換模塊4的輸出電壓波形如圖12所示。
將上述所選定的變換模塊1、變換模塊2、變換模塊3、變換模塊4的輸出電壓波形疊加，得到如圖13所示的電壓波形。將此波形在t0～t1時間段內(nèi)與t0～t1時間段的給定參考電壓(如圖8所示)相比，各點偏差小，經(jīng)傅立葉變換頻域分析，輸出諧波電壓最小，因此作為最終選定的一組最優(yōu)輸出電壓波形。若輸出諧波電壓并非最小，則需要重新選取作為當前工作電路的變換模塊或各變換模塊的輸出電壓波形。
按上述所選定的各變換模塊雙向可控整流電路的最優(yōu)輸出電壓波形，確定其在t0～t1時間段內(nèi)對應的各可控硅的開關狀態(tài)，并按此向各可控硅發(fā)送觸發(fā)信號，從而得到所需要的輸出電壓vo。
對于圖7中所示本發(fā)明設計的另外一個實施例電路，由于變換模塊的雙向可控整流電路采用的是可關斷半導體開關器件IGBT，因此，不同于采用可控硅的電路方案，各雙向可控整流電路在進行輸出電壓切換時，不必受流經(jīng)各半導體開關器件的電流是否為零的限制，因而在采用本發(fā)明方法對給定的正弦波輸出電壓期望值進行時間分段時，可以將其分為更短的時間段。而由于需要擬合的電壓的時間段減小，因而可得到與給定的正弦波輸出電壓期望值更小偏差的輸出電壓。
圖7所示實施例與上述圖6所示實施例在采用本發(fā)明方法時的步驟與方法相同，此處不再贅述。
權利要求
1.一種交流至交流的波形變換裝置，其特征是，包括相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電，其分別連接至n個變換模塊的輸入端；上述n個變換模塊的輸出端串聯(lián)連接，從而形成一個總的輸出電壓；上述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相雙向可控整流電路。
2.按照權力要求1所述的交流至交流的波形變換裝置，其特征是，上述變換模塊是包括由雙向可控硅連接成的m相雙向可控整流電路，或者是包括將兩個由可控硅連接成的m相可控整流電路正反向并聯(lián)而連接成的m相雙向可控整流電路。
3.按照權力要求1所述的交流至交流的波形變換裝置，其特征是，上述變換模塊是包括由可關斷半導體功率開關器件連接成的m相雙向可控整流電路。
4.按照權力要求3所述的交流至交流的波形變換裝置，其特征是，上述可關斷半導體功率開關器件是GTO，或SIT，或IGBT，或GTR，或MOSFET，或IGCT，或MCT。
5.按照權力要求1所述的交流至交流的波形變換裝置，其特征是，上述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相半波雙向可控整流電路。
6.按照權力要求1所述的交流至交流的波形變換裝置，其特征是，上述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相半控雙向可控整流電路。
7.一種交流至交流的波形變換方法，其特征是包括以下步驟1)將相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電，分別連接至n個變換模塊的輸入端，并將上述n個變換模塊的輸出端串聯(lián)連接，從而形成一個總的輸出電壓；所述變換模塊是包括由功率半導體開關器件或功率半導體開關器件組連接成的、輸出電壓極性可變的m相雙向可控整流電路。2)對于任一時間段的一個給定正弦波輸出電壓期望值，按一定時間長度將其分段，即從起始時間起，將其依次分為t0,t1、t2、t3至ti，首先選取其中t0～t1時間段的給定期望電壓波形作為給定參考電壓；3)從上述串聯(lián)連接的n個變換模塊中選取j(j≤n)個作為當前工作電路；4)使其余n-j個雙向可控整流電路的一個橋臂直通，從而使其輸出零電壓，處于非工作狀態(tài)；5)對于上述選取的j個作為當前工作電路的變換模塊，從其中各變換模塊在時間段t0～t1內(nèi)所能輸出的所有電壓波形中，各選取一個電壓波形，從而得到可分別由j個變換模塊產(chǎn)生的j個電壓波形；6)將上述j個電壓波形相加，得到一個總的計算輸出電壓；7)將上述在時間段t0～t1內(nèi)的計算輸出電壓與給定參考電壓相比較，通過選取不同的變換模塊作為當前工作電路及選取不同的各變換模塊所輸出的電壓波形，使計算輸出電壓與給定參考電壓在各時間點的偏差盡可能小，并使在該計算輸出電壓下，能達到所設定的最優(yōu)化目標，從而得到一組最優(yōu)電壓波形；所述的最優(yōu)化目標是與輸出電壓波形相關的給定的電氣參數(shù)值或條件。8)按上述所選定的各變換模塊所對應的電壓波形，確定各變換模塊中的半導體開關器件在時間t0～t1內(nèi)的工作狀態(tài)，并依此對各變換模塊發(fā)送控制信號，使其按上述所確定的工作狀態(tài)進行開關工作。9)分別選取t1～t2、t2～t3及ti-1～ti時間段的給定期望電壓波形作為給定參考電壓，并重復上述3至8步驟，從而得到所需要的交流輸出電壓。
8.按照權力要求7所述的交流至交流的波形變換方法，其特征是，所述的相互間電氣絕緣的n組、每組相數(shù)為m的交流電由一個總的交流電經(jīng)過隔離變換或隔離移相變換方法得到。
9.按照權力要求7所述的交流至交流的波形變換方法，其特征是，所設定的最優(yōu)化目標是輸出電壓總諧波含量最小或某些高次諧波含量最小。
10.按照權力要求7所述的交流至交流的波形變換方法，其特征是，所設定的最優(yōu)化目標是輸入的n組交流電總的功率因數(shù)最大，或者是與最優(yōu)化目標輸出電壓總諧波含量最小或某些高次諧波含量最小，二者折衷考慮下最優(yōu)。
11.按照權力要求8所述的交流至交流的波形變換方法，其特征是，所設定的最優(yōu)化目標是總的輸入交流電的總諧波含量最小或某些高次諧波含量最小，或是與最優(yōu)化目標輸出電壓總諧波含量最小或某些高次諧波含量最小，二者折衷考慮下最優(yōu)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種交流至交流波形變換裝置及方法。本發(fā)明的特點是采用多級變換模塊依次串聯(lián),各級功率模塊輸出電壓經(jīng)疊加后得到總的電壓輸出,而每個功率變換模塊則實現(xiàn)交流至交流的直接變換,通過選取不同的變換模塊作為當前工作電路及選取不同的各變換模塊所輸出的電壓波形,使輸出電壓與給定參考電壓在各時間點的偏差盡可能小。本發(fā)明裝置包括,輸出n組電氣絕緣的交流電及與其連接的n個變換模塊。
文檔編號H02M7/00GK1319937SQ0110248
公開日2001年10月31日 申請日期2001年2月8日 優(yōu)先權日2001年2月8日
發(fā)明者張東勝 申請人:張東勝