專利名稱：軟切換完全橋接電路轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一隔離式(isolated)dc/dc轉(zhuǎn)換器(converter)。特別是，本發(fā)明涉及一恒頻隔離式dc/dc完全橋接電路(full-bridge)轉(zhuǎn)換器，此完全橋接電路轉(zhuǎn)換器以零電壓切換初級各開關(guān)方式工作。
背景技術(shù)：
在高切換頻率下影響常規(guī)的“硬切換”脈寬調(diào)制(PWM)轉(zhuǎn)換器的不利因素是例如為半導(dǎo)體結(jié)電容，變壓器漏感和整流器反向恢復(fù)的電路寄生效應(yīng)。通常，這些寄生效應(yīng)引入附加切換損耗并且增加元件應(yīng)力(stress)，因此限制了轉(zhuǎn)換器的最大工作頻率。為了在高切換頻率操作轉(zhuǎn)換器并且實(shí)現(xiàn)一個高功率密度，需要在不降低轉(zhuǎn)換效率的條件下消除或減少電路寄生效應(yīng)。一種將電路寄生效應(yīng)計(jì)入電路操作的方法利用諧振技術(shù)或一恒頻PWM軟切換技術(shù)。
按照諧振技術(shù)，調(diào)諧回路電路將在轉(zhuǎn)換器中的半導(dǎo)體開關(guān)的電流和電壓的波形整形以產(chǎn)生或者零電流關(guān)斷或者零電壓接通狀態(tài)。然而，相對于常規(guī)的切換技術(shù)，在諧振型轉(zhuǎn)換器中零電流切換(ZCS)和零電壓切換(ZVS)在半導(dǎo)體開關(guān)中引起大電流或大電壓應(yīng)力。另外，為了產(chǎn)生ZCS或ZVS狀態(tài)，一種諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)通常循環(huán)大量的能量。因此，當(dāng)和一在較低頻率下操作的PWM相應(yīng)轉(zhuǎn)換器相比較時，特別是在一包括寬輸入電壓范圍的應(yīng)用中，在較低效率的或較大的高頻諧振型轉(zhuǎn)換器中導(dǎo)致要在開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗間折衷選擇。另外，可變頻率操作通?？醋魇侵C振轉(zhuǎn)換器的缺點(diǎn)。因此，雖然諧振轉(zhuǎn)換器用于例如那些帶有發(fā)聲寄生效應(yīng)的許多適當(dāng)應(yīng)用中，但是諧振技術(shù)在高頻電源，大功率密度的應(yīng)用中，沒有被廣泛接受。
為了克服因?yàn)殡娐芳纳?yīng)引起的效率降低，己提出許多恒頻PWM轉(zhuǎn)換器以ZVS或ZCS操作的技術(shù)。在這樣一個軟切換PWM轉(zhuǎn)換器中——擁有類似PWM方形電流和方形電壓波形——可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)無損耗關(guān)斷或?qū)?，并且沒有顯著增加傳導(dǎo)損耗。圖1(a)是完全橋接電路(FB)PWM轉(zhuǎn)換器100的軟切換PWM電路，在由O.D.Petterson，D.M.Divan所著，出版在IEEEPower Electronics Specialists’ConfRec.，pp.424-430，1987的論文“偽諧振完全橋接電路直流向直流轉(zhuǎn)換器”和由J.Sabate，et.al.所著，出版在IEEEApplied Power Electronics Conf(APEC)Proc.，pp.275-284，1990的論文“高壓大功率完全橋接電路零電壓切換的PWM轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)考慮”中予以討論。轉(zhuǎn)換器100在一恒切換頻率下以相對小的循環(huán)能量，在初級開關(guān)中形成ZVS狀態(tài)。通過相移技術(shù)實(shí)現(xiàn)一恒頻輸出電壓。按照該技術(shù)，橋接電路的滯后(ladding)支臂中的開關(guān)(即開關(guān)103和104)僅在相對于圖1(b)表示的超前支臂開關(guān)(即開關(guān)101和102)對應(yīng)閉合的延遲(即相移)后閉合。沒有相移的狀態(tài)下，沒有電壓施加在變壓器105的初級繞組105a兩端，使電壓輸出為零。然而，如果相移是180度，產(chǎn)生的最大二次級電壓(maximum volt-secondproduct)施加到初級繞組105a上，產(chǎn)生一最大輸出電壓。在圖1(a)的轉(zhuǎn)換器100中，滯后支臂(即開關(guān)103和104)中的ZVS狀態(tài)是通過存儲在輸出濾波電感器106中的能量實(shí)現(xiàn)的。因?yàn)闉V波電感器106相當(dāng)?shù)卮螅词故窃谝恍〉呢?fù)載電流情況下，存儲在濾波電感器106中的能量足夠使開關(guān)103和104的輸出寄生電容107和108放電，以實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。然而超前支臂開關(guān)101和102的寄生電容112和113是通過存儲在變壓器105的漏感109中的能量放電的。(在開關(guān)101和102的切換期間，因?yàn)檎髌?10和111流過濾波電感器106的輸出電流，初級繞組105a被短路。)因?yàn)槁└?09較小，開關(guān)101和102即使在相當(dāng)大的輸出電流情況下，也不能實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。在現(xiàn)有技術(shù)中，超前支臂開關(guān)101和102的ZVS范圍，或者是通過加大漏感109或者通過附加一個和初級繞組105a串聯(lián)的外部電感來擴(kuò)大。一適當(dāng)大小的外部電感可以存儲足夠的能量以便即使在低電流情況下，在超前支臂開關(guān)101和102中實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。然而，一個大的外部電感器在滿載下也將存儲大量的能量，因此產(chǎn)生大的循環(huán)能量不利地使半導(dǎo)體元件加重負(fù)擔(dān)并且降低切換效率。此外，在轉(zhuǎn)換器100中，當(dāng)整流器110和111中的一個關(guān)斷時，在變壓器105的次級繞組105(b)中產(chǎn)生尖銳的寄生減幅振蕩。此減幅振蕩來自于整流器結(jié)電容，漏感109和外部電感(當(dāng)存在時)之間的諧振。為了控制此減幅振蕩，在變壓器105的副側(cè)需要一阻尼器電路，因此明顯降低了電路的轉(zhuǎn)換效率。
另外，在現(xiàn)有技術(shù)中，由于應(yīng)用一可飽和的外部電感，開關(guān)101和102的ZVS范圍擴(kuò)大到低負(fù)載電流，而且沒有顯著增加循環(huán)能量，這由圖2中完全橋接電路ZVS PWM轉(zhuǎn)換器200說明。(在此的討論和下面的詳細(xì)描述中，為方便各圖間的一致性，相同的元件用相同的標(biāo)號表示)。轉(zhuǎn)換器200在由G.Hua，F(xiàn).C.Lee，M.M.Jovaonvic所著，出版在IEEE Power ElectronicsSpecialists’ConfRec.，pp.189-194，1991的“應(yīng)用可飽和電感的改進(jìn)的完全橋接電路零電壓切換PWM轉(zhuǎn)換器”的論文中給予描述。當(dāng)飽和電感器209足夠大而在高負(fù)載電流飽和的情況下，一受控的大量能量存儲在飽和電感器209中。同時，在一低負(fù)載電流情況下(即當(dāng)可飽和電感器209沒有飽和時)，可飽和電感器209有足夠大的電感存儲足夠的能量即使是在小負(fù)載的情況下，也能在開關(guān)101和102中形成ZVS。然而，當(dāng)被置于變壓器201的副側(cè)時，可飽和電感209需要一相當(dāng)大的磁心，因此轉(zhuǎn)換器200的成本加大。(通常，要求一個大磁心以消除過多的熱，此過多的熱來自于在飽和電感器在正負(fù)飽和值之間磁通擺動引起的磁心損耗)。
在現(xiàn)有技術(shù)中，F(xiàn)B ZVS PWM轉(zhuǎn)換器的ZVS范圍還通過在副側(cè)置有可飽和電感器被擴(kuò)大到低負(fù)載電流，如由圖3中的FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器300所表示。如圖3所示，可飽和電感器309a和309b和整流器110和111串聯(lián)，以便在每一個可飽和電感器309a和309b中的磁通擺動被限制在零和正飽和值之間(即在每一個可飽和電感器309a和309b中的磁通擺動近似為圖2中飽和鐵心209的磁通擺動的一半)。因此，圖3中的轉(zhuǎn)換器300的磁心損耗和圖2中轉(zhuǎn)換器200相比降低。然而，在電壓步進(jìn)式降低的轉(zhuǎn)換器中(即輸出電壓Vo比輸入電壓Vin小的轉(zhuǎn)換器)次級電流比初級電流大，可飽和電感器309a和309b的繞組的總的銅耗和可飽和電感器209的繞組的總的銅耗相比上升。對于整流器110和111次級側(cè)的可飽和電感器309a和309b用作整流器110和111的關(guān)斷阻尼器，因此衰減了在整流器110和111結(jié)電容與變壓器301的漏感之間的寄生振蕩(ringing)，并且當(dāng)使用快速恢復(fù)整流器時反向恢復(fù)電流損耗降低。
在一具有二次側(cè)可飽和電感器的FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器例如轉(zhuǎn)換器300中，其中可使用一續(xù)流(freewheeling)整流器302。具有續(xù)流二極管302時，可飽和電感器309a和309b在低負(fù)載電流的情況下存儲足夠的能量以便實(shí)現(xiàn)以最小的循環(huán)能量初級開關(guān)的ZVS狀態(tài)。沒有續(xù)流二極管302時，可飽和電感器309a和309b不用來存儲能量，這在1992年7月21日，授于L.J.Hitchcock，M.M.Walters，R.A.Wunderlich的5,132,889號美國專利“諧振摶換式直流向直流轉(zhuǎn)換器”中予以解釋。代之以，在相應(yīng)的橋接電路支臂開關(guān)打開后，可飽和電感器309a和309b用來短暫延遲導(dǎo)通整流器110和111中非導(dǎo)電的一個，以便濾波電感器106中的電流持續(xù)流過整流器110和111中導(dǎo)通的一個。因此，在轉(zhuǎn)換器300中，存儲在濾波電感器106中的能量對于開關(guān)101和102以在與開關(guān)103和104中產(chǎn)生ZVS狀態(tài)一樣的方式產(chǎn)生一ZVS狀態(tài)。
最后，在一FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器中，任何直接和包括變壓器的漏感的初級或次級繞組(或者兩個)串聯(lián)的電感在變壓器的次級引起占空度(duty cycle)損失。占空度損失對于效率是有害的，因?yàn)橐粋€較低的占空度需要變壓器降低匝數(shù)，它增加初級側(cè)的傳導(dǎo)損耗和次級元件的電壓應(yīng)力。占空度的損失是由初級電流變換方向所需要的換向(commutation)時間引起的。因?yàn)樵趽Q向期間，由于次級側(cè)全部的整流器同時導(dǎo)通，變壓器的繞組短路，換向時間、占空度損失和與變壓器繞組串聯(lián)的總的電感成比例。
由于圖1中的電路100為實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)，需要增加漏感或和變壓器串聯(lián)的一外部電感(或兩者)，所以電路100在次級側(cè)占空度有很大損失。圖2中的轉(zhuǎn)換器200和圖3中的轉(zhuǎn)換器300具有一小的占空度損失，因?yàn)樗鼈冇昧丝娠柡碗姼?，占空度損失降低了有效換向電感。通常，最佳的FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器應(yīng)可以在不需要外部線性的或飽和的電感的情況下實(shí)現(xiàn)初級開關(guān)的ZVS，并且具有最小的漏感(優(yōu)選是零)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一隔離式恒頻dc/dc FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器，它在變壓器的初級側(cè)使用一耦合電感器以實(shí)現(xiàn)寬范圍的負(fù)載電流和輸入電壓完全橋接電路的ZVS狀態(tài)。本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器降低了循環(huán)能量和傳導(dǎo)損耗。在一實(shí)施例中，耦合電感器的兩個繞組串聯(lián)并且它們的公共連接端連接到變壓器初級繞組側(cè)的一端(初級繞組的另一端接地)。耦合電感器的其它連接端各自通過一相應(yīng)的隔直(blocking)電容器，連接到兩個橋接電路支臂的中點(diǎn)。這樣轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)可以通過用全波整流器，例如一帶有一中央抽頭次級繞組的全波整流器，一帶有電流倍加器(doubler)的全波整流器或一完全橋接電路全波整流器來實(shí)現(xiàn)。通過使用恒頻相移控制來調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器中的輸出電壓。
在本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器中，存儲在輸出濾波電感器和耦合電感器激磁電感中的能量用來使一開關(guān)的寄生電容放電以實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。因?yàn)轳詈想姼衅鲝囊粋€橋接電路支臂的繞組到另一個橋接電路支臂轉(zhuǎn)送電流(即，能量)，當(dāng)開關(guān)流過一樣大小的電流時，本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器打開所有的橋接電路開關(guān)。因此，使每一個開關(guān)的電容放電的可利用的能量對于所有初級開關(guān)是一樣的。
按照本發(fā)明的另一個方面，即使在未帶負(fù)載的情況下，可通過適當(dāng)選擇耦合電感器的激磁電感的值，使得轉(zhuǎn)換器對于所有的初級開關(guān)實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。在本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器中，因?yàn)槟芰繘]有存儲在漏感中，變壓器的漏感可以降低，因此由漏感和整流器的結(jié)電容之間的諧振產(chǎn)生的次級側(cè)振蕩顯著降低。通常被要求用來振蕩的阻尼器電路中的功率損耗也減少。而且，由于使變壓器的漏感最小化，變壓器次級側(cè)的占空度損失也最小。因此，本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器可以以一高的占空度操作，因此初級開關(guān)的傳導(dǎo)損耗和次級側(cè)元件的電壓壓力最小并且效率提高。
通過下面的詳細(xì)描述和相應(yīng)的附圖可以得到更好的理解本發(fā)明。


圖1(a)表示傳統(tǒng)的完全橋接電路ZVS PWM轉(zhuǎn)換器100。
圖1(b)表示圖1(a)轉(zhuǎn)換器100的選通信號定時圖表。
圖2是一包括飽和鐵心電感器209的改進(jìn)的完全橋接電路ZVS PWM轉(zhuǎn)換器200。
圖3表示另一個改進(jìn)的完全橋接電路ZVS PWM轉(zhuǎn)換器300，它在變壓器301的次級側(cè)應(yīng)用了可飽和電感器309(a)和309(b)。
圖4表示根據(jù)本發(fā)明的隔離式dc/dc FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器400，在變壓器401的初級側(cè)包括耦合電感器403。
圖5表示圖4完全橋接電路FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器400簡化的電路模型，表示了電流和電壓的參考方向。
圖6(a)到6(l)表示在切換周期的不同時間點(diǎn)的轉(zhuǎn)換器400的操作的拓?fù)潆A段。
圖7(a)到7(o)表示圖6(a)到6(l)的切換周期期間的所選擇信號的各自的波形圖。
圖8表示本發(fā)明的次級側(cè)具有RCD-阻尼器801的完全橋接電路FB ZVSPWM轉(zhuǎn)換器800的實(shí)施例。
圖9表示本發(fā)明的具有全波完全橋接電路整流器901的完全橋接電路FBZVS PWM轉(zhuǎn)換器900的實(shí)施例。
圖10表示本發(fā)明的具有電流倍加器的整流器1001的完全橋接電路FBZVS PWM轉(zhuǎn)換器1000的實(shí)施例。
具體實(shí)施例方式
圖4表示了依照本發(fā)明一隔離式dc/dc FB ZVS PWM轉(zhuǎn)換器400，在變壓器401的初級側(cè)包括一耦合電感器403。即使是在低負(fù)載電流狀態(tài)下，而且以最小的循環(huán)能量和傳導(dǎo)損耗，轉(zhuǎn)換器400在初級開關(guān)101-104實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。在圖4中，開關(guān)101-104通過隔直電容器114a和114b連接到耦合電感器403和變壓器401。隔直電容器114a和114b阻止直流電流流過，因此防止耦合電感器403和變壓器401的飽和。電容器114a和114b選擇具有足夠大的值以便它們的電壓在切換周期期間近似恒定。為了相對負(fù)載變化或在恒切換頻率下輸入電壓Vin變化調(diào)整輸出電壓Vo，提供了一相移控制電路(圖中未示出)。在圖4表示的實(shí)施例中，轉(zhuǎn)換器400的輸出側(cè)可以通過一具有中央抽頭次級繞組401b的全波整流器實(shí)現(xiàn)。
為了方便解釋轉(zhuǎn)換器400的操作，圖5是轉(zhuǎn)換器400的簡化的電路模型。在圖5中，假設(shè)濾波電感器106的電感LF足夠大，以便在切換周期期間，濾波電感器106可以模型化為具有幅值等于輸出電流Io的恒電流源510。類似地，假設(shè)隔直電容器114a和114b足夠大可以模型化為恒電壓源508a和508b。因?yàn)樵谇袚Q周期期間，在繞組403a和403b(耦合電感器403)和繞組401a和401b(變壓器401)兩端的平均電壓是零，當(dāng)轉(zhuǎn)換器400按占空度50％操作每一個橋接電路支臂時，電壓源508a和508b的幅值每一個都等于Vin/2。
在圖5中，為此外簡化分析，當(dāng)導(dǎo)通時，假設(shè)開關(guān)101-104的電阻都為零，而不導(dǎo)通時是無限大的。另外，耦合電感器403，變壓器401的小的漏感，和變壓器401的大的激磁電感被忽略，因?yàn)樗鼈儗D(zhuǎn)換器400的操作的影響可忽略。耦合電感器403的激磁電感和開關(guān)101-104的輸出電容112，113，107，和108沒有被忽略。在圖5中，耦合電感器403模型化為一理想的變壓器506(具有匝比nLc＝1)和一電感為LM的并聯(lián)激磁電感505。變壓器506的每一個繞組506a和506b被制成具有NC匝。變壓器401的第一和第二繞組各自具有Np和Ns匝，匝比nTR＝Np/Ns。
圖6(a)到6(l)表示在切換周期的不同時間點(diǎn)的轉(zhuǎn)換器400的操作的拓?fù)潆A段。圖7(a)到7(o)表示了圖6(a)到6(l)的切換周期期間所選擇信號的各自波形。
在時間間隔t＝[T0，T1]期間(圖6(a))，開關(guān)501和503閉合，各自流過電流i1，i2。開關(guān)501和503各自由波形701和702(圖7(a)和7(c))所描述的信號控制。電流i1(圖7(m)波形713)流過隔直電容器508a和耦合電感器的繞組505和506a，流入變壓器507的初級繞組507a。類似地，電流i2(圖7(n)中波形714)流過隔直電容器508b和耦合電感器403的繞組506b流入變壓器507的初級繞組507a。同時，輸出電流i0流過變壓器507的次級繞組507b的上面部分中的整流器509a。因?yàn)樽儔浩?01的匝比是nTR，初級繞組507a的電流ip是ip＝i1+i2＝io/nTR。
在此時間間隔期間(即從時間T0到T1)，因?yàn)殡妷涸?08a和508b通過閉合的開關(guān)501和503反向連接，電壓VAB(圖7(i)中波形709)--在耦合電感器403的連接端512和513兩端的電壓是零。此外，給出了耦合電感器403的繞組方向(圖5中繞組506b上的圓點(diǎn)所示)，并且因?yàn)殡妷篤AB是零，電壓VAC(即形成在連接端512和514兩端的電壓)和電壓VCB(即在連接端514，513兩端的電壓)--由于基爾霍夫定律它們的電壓和是VAB-各自的是零(即VAC＝VCB＝0)。如上所討論，在占空度為50％時，形成在每一個隔直電容器508a和508b的電壓是VIN/2。因此，形成在初級繞組507a的電壓VP(圖7(j)中的波形710)是VP＝VIN-VIN/2＝VIN/2。
在這個時間期間(即從時間T0到T1)，因?yàn)閂AC＝VCB＝0，耦合電感器403的磁化電流iM(圖7(I)中波形712)是恒值。另外，由于變壓器403的繞組506a和506b的匝比nLC是1，變壓器403的繞組506a和506b的各自電流i2和i3相等。因此，從上面所討論的電流ip的關(guān)系看，電流i1和i2是i1＝i2+iM＝(ip+iM)/2
i2＝(ip-iM)/2。
在時間t＝T1時(圖6(b))，開關(guān)501打開，以便電流i1向開關(guān)501的寄生電容器112(圖4)充電。在[T1，T2]時間期間，當(dāng)電流i1向寄生電容器112充電時，開關(guān)102的寄生電容器113以同樣的速率放電，因?yàn)樾纬稍诩纳娙萜?12和113的電壓總和等于恒定輸入電壓VIN。因此，節(jié)點(diǎn)512的電位，電壓VAB(即形成在連接端512和513的電壓)和電壓VP(即在變壓器401的初級繞組507a兩端的電壓)降低。特別是，電壓VAB從零向負(fù)的VIN降低，并且電壓VP從VIN/2向零降低，如分別從圖7(i)和7(j)中的波形709和710中可以看到。
當(dāng)寄生電容器113完全放電，即當(dāng)在開關(guān)502兩端的電壓VS2(圖7(f)中波形706)到零時，如圖6(c)中所示，電流i1流過開關(guān)502的反向并聯(lián)的二極管117。當(dāng)電壓-VIN/2施加到耦合電感器403兩端的連接端512和513上時，磁化電流iM以速率VIN/(2LM)降低。在時間間隔[T2，T3]期間，(圖6(c))，初級繞組507a的電流iP按Io/nTR維持恒定。所以，電流i1＝(ip+iM)/2以和電流i2＝(ip-iM)/2上升的速率一樣的速率下降。在此時，當(dāng)反向并聯(lián)二極管117導(dǎo)通時，開關(guān)502在ZVS狀態(tài)下閉合。因此，在此實(shí)施例中，開關(guān)502在下降到零的VS2(圖7(f)中波形706)接通。
在t＝T3時刻，磁化電流iM變?yōu)榱悴⑶页掷m(xù)降低(圖7(1)中波形712)。因此，電流i1持續(xù)降低并且電流i2持續(xù)上升(圖7(m)，(n)波形713和714)。在[T3，T4]時間期間流過的電流表示在圖6(d)中。在t＝T4時，開關(guān)503打開，使得電流i2開始向開關(guān)503的寄生電容器107充電，形成在開關(guān)503(圖7(g)中波形707)的電壓VS3上升。當(dāng)寄生電容器107充電時，開關(guān)504的寄生電容器108以相等的速率值放電，使得在開關(guān)504兩端的電壓VS4(圖7(h)波形708)從VIN降到零。在時間間隔[T4，T5]期間(圖6(e))節(jié)點(diǎn)513的電位從VIN/2向-VIN/2下降，而節(jié)點(diǎn)512的電位維持在-VIN/2。因此，形成在連接端512和513的電壓VAB從-VIN上升到零。同時，形成在初級繞組507a的電壓VP從零下降到-VIN/2。強(qiáng)迫負(fù)載電流Io從次級繞組507b的上部分流到次級繞組507b的下部分。如果變壓器401、耦合電感器403和連接導(dǎo)體的各自的漏感小到可以忽略，電流Io的換向從本質(zhì)上說是瞬時的。然而當(dāng)在變壓器401的初級繞組和次級繞組兩側(cè)的寄生電感不能被忽略時，負(fù)載電流Io的換向不是瞬時的。實(shí)際上，在圖6(e)中，當(dāng)電壓VP變?yōu)樨?fù)值，負(fù)載電流在次級繞組507b的上下兩部分流過(即變壓器繞組有效短路)。
在時間間隔[T5，T6]期間(圖6(f))，當(dāng)電流i5超過電流i4，電流iP＝(i4-i5)/nTR(電流i4，i5是次級繞組507b上下兩部分的電流)變換方向。在時間t＝T6時刻，完成電流Io從次級繞組507b的上部分流到下部分的換向。當(dāng)電流I2是正值(即當(dāng)電流I2流過反方向并聯(lián)二極管119)時開關(guān)504在ZVS狀態(tài)下閉合。通過圖7(d)和7(h)中波形704和708所示，形成在開關(guān)504的上電壓VS4降到零時開關(guān)504在時間t＝T5后立即閉合。
在時間間隔[T6，T7]期間(圖6(g))，電流Im，Ip，i1和i2是恒定的并且是負(fù)值。
當(dāng)開關(guān)502打開時，圖7(a)到7(o)的切換周期下半部在t＝T7時刻開始。所以，開關(guān)502的寄生電容器113充電并且開關(guān)501的寄生電容器112放電，如在圖6(h)中所示。在時間間隔[T7，T8]期間，形成在耦合電感器403連接端512和513的電壓VAB從零向VIN上升，并且形成在變壓器401初級繞組507a的電壓VP從-VIN/2向零上升。在時間t＝T8時刻，形成在開關(guān)501的電壓VS1到零并且開關(guān)501的反方向并聯(lián)二極管116開始導(dǎo)通(見圖6(i))。反方向并聯(lián)二極管導(dǎo)通時，開關(guān)501在ZVS狀態(tài)下閉合。如圖7(a)和7(e)的波形701和705中所示，形成在開關(guān)501的電壓VS1降到零后開關(guān)501立即閉合。
因?yàn)楹銐篤AC＝VAB/2＝VIN/2施加到激磁電感505上，在t＝T7時刻開關(guān)502打開后，形成在節(jié)點(diǎn)512和513的電壓VAB開始上升并且磁化電流iM以線性速度上升(見圖7(i)和7(l)的波形709和712)。在t＝T9時刻，電流iM變?yōu)檎?圖6(j))。在t＝T10時刻，開關(guān)504打開，便得開關(guān)503的寄生電容器107開始放電并且開關(guān)504的寄生電容器108開始充電。在時間間隔[T10，T11](圖6(K))，連接端513的電位從-VIN/2上升到VIN/2，而連接端512的電位維持在恒值VIN/2。因此，電壓VAB從VIN向零下降，而電壓VP從零向VIN/2上升。因此，負(fù)載電流Io從次級繞組507b的下部分換向流回到次級繞組507b的上部分。
如圖6(1)所示，在t＝T11的時刻，開關(guān)503的寄生電容器107完全放電并且電流i2開始流過開關(guān)503的反向并聯(lián)二極管118。在反向并聯(lián)二極管118開始導(dǎo)通后不久開關(guān)503在ZVS狀態(tài)下閉合。如圖6(1)所示，在時間間隔[T11，T12]時刻，初級電流Ip、電流i1和電流i2從負(fù)值向正值持續(xù)上升(見圖7(k)，7(m)和7(n)各自的波形711，713和714)。在t＝T12時刻，支臂503-504完成換向，并且轉(zhuǎn)換器400回復(fù)到和圖6(a)所表示的一樣的拓?fù)潆A段。
如圖7(i)，7(m)和7(n)中的波形712，713和714所示，當(dāng)電流i1＝i2+Im＝(Ip+Im)/2為最大值時(即，當(dāng)i1＝(Io/nTR+Im)/2)，支臂501-502的開關(guān)開始換向。類似地，當(dāng)電流i2＝(Ip-IM)/2到最大值時(即當(dāng)i2＝(Io/nTR+Im)/2時)，支臂503-504的開關(guān)開始換向。因此，轉(zhuǎn)換器400中，所有的初級開關(guān)在一樣的電流值下?lián)Q向。橋接電路開關(guān)501-504的寄生電容器的充電和放電通過存儲在濾波電感106(它與初級繞組507a中的電流Io/nTR成比例)中的能量和存儲在耦合電感器403的激磁電感505(它與電流Im成比例)中的能量提供。為了在每一個橋接電路開關(guān)501-504中實(shí)現(xiàn)一ZVS狀態(tài)，存儲在耦合電感器403的激磁電感505和濾波電感器106中的總能量最好是足夠大以使將要閉合的開關(guān)的寄生電容器完全放電。通常的，ZVS狀態(tài)可以被描述為12[12LFIo2+12LMLM2]≥CVIN2+12CLCCIN2+12CTR[VIN/2]2]]>其中C是每一個初級開關(guān)的電容，CLC是耦合電感器403的繞組內(nèi)電容并且CTR是從變壓器401的初級繞組側(cè)看的電容，包括變壓器401的繞組內(nèi)電容和次級側(cè)電路映射電容。如果電容CLC和CTR被忽略，ZVS的狀態(tài)簡化為LFIO2+LMIM2≥4CVIN2因此，本發(fā)明使初級開關(guān)可以即使是在沒有負(fù)載的狀態(tài)下，在寬的輸入電壓和負(fù)載變化范圍在ZVS狀態(tài)下開關(guān)。在大負(fù)載電流時，ZVS最初通過存儲在濾波電感106中的能量實(shí)現(xiàn)。在負(fù)載電流Io降低時，即使存儲在濾波電感器106中的能量也減少，耦合電感器403的激磁電感505提供ZVS所需的能量增加部分。實(shí)際上，在沒有負(fù)載的狀態(tài)下，激磁電感505提供產(chǎn)生ZVS狀態(tài)所需的所有能量。因此，如果電感值LM的選擇可以使在沒有負(fù)載并且輸入電壓VIN(MAX)為最大值時能實(shí)現(xiàn)ZVS，ZVS可以在全部負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)。
在無負(fù)載的狀態(tài)下為實(shí)現(xiàn)ZVS所需要的LM的值是根據(jù)這樣一種情況計(jì)算出來的，即在時間間隔[T8，T10]期間，由于形成在耦合電感器403的連接端512和514的電壓為VIN/2，磁化電流iM以速率VIN/2LM線性地從負(fù)值I-到正值I+變化(圖7(I)中波形712)。在[T8，T10]期間，電壓的擺動近似是2IM，其中IM是電流iM的穩(wěn)態(tài)值(即在[T12，T13]期間)。因?yàn)闀r間間隔[T12，T13]近似等于(1-D)TS/2，其中D是開關(guān)操作的占空度并且TS是切換周期，IM的值按下式求出VIN/2＝LM×2IM/((1-D)TS/2)或IM＝(1-D)VIN/(8LMfs)其中fs＝1/TS是切換頻率。在沒有負(fù)載的情況下，因?yàn)闉闇p少初級繞組507a兩端的產(chǎn)生的二次電壓，兩個橋接電路支臂一定是異相的，D≌0。因此，在沒有負(fù)載和高線電壓下按下式確定ZVS的狀態(tài)1/2LM[VIN(max)/(8LMfs)]2≥4CVIN(max)2使得對于這樣一個狀態(tài)所需的激磁電感值LM是LM＝1/(512Cfs2)。
此外，如圖5所示，在耦合電感器403中的激磁電感LM的電流IM在兩橋接電路支臂間引起電流不對稱。即，因?yàn)轳詈侠@組506a和506b的電流I2和I3相等，并且因?yàn)閕1＝i2+iM，在超前支臂501-502中的電流比滯后支臂503-504中的電流大，其差是磁化電流iM。(因此，轉(zhuǎn)換器400不同于圖1-3中的現(xiàn)有技術(shù)的轉(zhuǎn)換器100-300，至少因?yàn)楝F(xiàn)有技術(shù)中轉(zhuǎn)換器的電流ip是從兩個串聯(lián)的橋接電路支臂流過的電流。)激磁電感LM應(yīng)該最大以降低橋接電路支臂的電流不對稱。而且，如果最小化的電流不對稱仍然很顯著(即，如果在滯后支臂503-504的電流i2比在超前支臂501-502的電流i1顯著降低)，可以選擇不同型號的兩個支臂的開關(guān)，它們可以在不犧牲電路的性能的情況下減少實(shí)施的成本。
另外，轉(zhuǎn)換器400顯著減低了次級的寄生振蕩，因?yàn)椴煌诂F(xiàn)有技術(shù)，在變壓器401增加的漏感或和變壓器401串聯(lián)的大的外部電感(沒有耦合的)不需要為橋接電路的超前支臂開關(guān)產(chǎn)生ZVS狀態(tài)而存儲能量。因?yàn)樽儔浩?01中的漏感可以降低，變壓器401的漏感和整流器509a和509b的結(jié)電容之間的振蕩可以大大地降低。任何剩余寄生振蕩可以通過一小的阻尼器電路例如圖8的RCD-阻尼器電路801衰減。圖8表示了一轉(zhuǎn)換器800，實(shí)質(zhì)上類似于圖4的轉(zhuǎn)換器400，但是包括一RCD-阻尼器電路801。
轉(zhuǎn)換器400實(shí)質(zhì)上可以以和任何傳統(tǒng)的恒頻FB ZVS轉(zhuǎn)換器一樣的方法來控制。實(shí)際上，任何可商業(yè)利用的集成相移控制器可用來控制轉(zhuǎn)換器400。然而，不同于傳統(tǒng)的ZVS PWM轉(zhuǎn)換器，當(dāng)橋接電路支臂同相操作時，轉(zhuǎn)換器400提供一最大的輸出電壓Vo。例如通過在電壓控制環(huán)路中一簡單的控制信號反相，可以形成同相操作。
另外，本發(fā)明可以以任何類型的二次側(cè)整流器實(shí)現(xiàn)，不僅僅是通過轉(zhuǎn)換器400中的全波整流器和中央抽頭變壓器。例如，圖9和10的轉(zhuǎn)換器900和1000表示分別具有全波、完全橋接電路整流器901和電流倍加器整流器1001。
轉(zhuǎn)換器400的性能通過利用在112KHZ操作的一670W實(shí)驗(yàn)的FB轉(zhuǎn)換器來檢驗(yàn)。在此實(shí)施中，轉(zhuǎn)換器400以400V直流輸入電壓操作以傳送14A，48V輸出。下面的表1表示了傳統(tǒng)FB ZVS PWM實(shí)施方案(例圖1的轉(zhuǎn)換器100)和作為實(shí)驗(yàn)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換器400的實(shí)施方案之間的效率比較。如表1所示，在整個功率范圍(即負(fù)載電流)，轉(zhuǎn)換器400比傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)換器100具有更高的效率。在滿功率時，效率的提高大約是3％，換句話說，傳導(dǎo)損耗降低多于30％。在低功率級別，效率的提高更顯著，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器400不循環(huán)很大的能量。例如，在輸出功率50W時，效率提高多于20％。
表1


上述詳細(xì)地描述了本發(fā)明的具體實(shí)施例，本發(fā)明不受上述限制。在本發(fā)明范圍內(nèi)的數(shù)量上的變化和改變是可能的。本發(fā)明的保護(hù)范圍在下面的權(quán)利要求中提出。
權(quán)利要求
1.一個改進(jìn)的恒頻相移控制的完全橋接電路直流向直流轉(zhuǎn)換器，包括第一和第二對串聯(lián)連接的可控制開關(guān)裝置，每一對適用于并聯(lián)連接電源，所述每一對可控制開關(guān)裝置包括一開關(guān)，一并聯(lián)所述開關(guān)耦合的反向并聯(lián)二極管以及一并聯(lián)所述開關(guān)耦合的電容器；一個具有第一和第二繞組的耦合電感器，每一個繞組具有第一連接端和第二連接端，所述第一和第二繞組的第二連接端連接到一起形成所述耦合電感器的公共連接端；第一和第二隔直電容器，所述第一隔直電容器耦合在所述耦合電感器的所第一繞組的第一連接端和所述第一對可控制的開關(guān)裝置的公共連接端之間，及所述第二隔直電容器耦合在所述耦合電感器的所述第二繞組的第一連接端和所述第二對可控制的開關(guān)裝置的公共連接端間；一個具有第一和第二繞組的變壓器，變壓器的初級繞組在所述耦合電感器的公共連接端和所述電源的連接端間耦合；和一個耦合所述變壓器次級繞組到負(fù)載的輸出電路。
2.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中在所述可控開關(guān)裝置的所述第一和第二對的每對中，可控制開關(guān)裝置的所述對的一個開關(guān)的打開和所述可控制開關(guān)裝置的所述對的另一個開關(guān)的閉合之間形成時間延遲。
3.如權(quán)利要求2所述的轉(zhuǎn)換器，其中在可控制開關(guān)裝置的所述第一和第二對之一的一個開關(guān)的閉合和可控制開關(guān)裝置的所述第一和第二對之一的另一個開關(guān)的閉合之間形成時間延遲。
4.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述耦合電感器的所述第一繞組對于所述耦合電感器的所述第二繞組的匝比是1。
5.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一全波完全橋接電路整流器。
6.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一電流倍加器整流器。
7.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述變壓器的所述次級繞組是一中央抽頭繞組。
8.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一全波整流器。
9.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一RCD阻尼器。
10.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中在每一個所述可控制開關(guān)裝置中的所述開關(guān)包括一MOS晶體管。
11.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一濾波電感器。
12.如權(quán)利要求11所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述濾波電感器和所述耦合電感器的激磁電感能夠存儲足夠的能量，在閉合所述可控制開關(guān)裝置的相應(yīng)的開關(guān)之前，使所述可控制開關(guān)裝置的電容器放電，這樣所述開關(guān)在零電壓條件下切換從不導(dǎo)通狀態(tài)到導(dǎo)通狀態(tài)。
13.一種脈寬調(diào)制轉(zhuǎn)換器，包括一包括第一和第二支臂的橋接電路，所述第一和第二支臂每一個包括第一和第二開關(guān)；一包括通過磁心耦合的第一繞組和第二繞組的耦合電感器，所述第一繞組和所述橋接電路的所述第一支臂耦合并且所述第二繞組和所述橋接電路的所述第二支臂耦合；一具有初級繞組和次級繞組的變壓器，所述初級繞組和所述耦合電感器的第一和第二兩個繞組耦合；和一和所述變壓器的所述次級繞組耦合的輸出電路，提供一輸出電壓。
14.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述橋接電路的所述第一和第二支臂經(jīng)過第一和第二隔直電容器耦合到所述耦合電感器的第一和第二繞組。
15.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一濾波電感器。
16.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一全波整流器。
17.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路此外包括一RCD阻尼電路。
18.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述變壓器的所述次級繞組是一中央抽頭繞組。
19.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一全波完全橋接電路整流器。
20.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述輸出電路包括一電流倍加器。
21.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述耦合電感器的第一和第二繞組具有匝比1。
22.如權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器，其中所述變壓器的初級繞組在所述耦合電感器和地之間耦合。
23.一種用于提供一在寬負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)的脈寬調(diào)制轉(zhuǎn)換器的方法，包括提供接收輸入電壓的橋接電路，所述橋接電路具有第一和第二支臂，所述第一和第二支臂的每一個包括第一和第二開關(guān)；將一包括一由磁心耦合的第一和第二繞組的耦合電感器與所述橋接電路的所述第一和第二支臂相耦合，所述第一繞組和所述橋接電路的所述第一支臂耦合，所述第二繞組和所述橋接電路的所述第二支臂耦合；將一變壓器的初級繞組和所述耦合電感器的所述第一和第二繞組耦合；和將一輸出電路耦合到所述變壓器的次級繞組，提供一輸出電壓。
24.如權(quán)利要求23所述的方法，還包括提供第一和第二隔直電容器，以便分別將所述橋接電路的所述第一和第二支臂耦合到所述耦合的電感器的第一和第二繞組。
25.如權(quán)利要求23所述的方法，還包括在所述輸出電路中提供一濾波電感器。
26.如權(quán)利要求23所述的方法，還包括在所述輸出電路中提供一全波整流器。
27.如權(quán)利要求23所述的方法，還包括在所述輸出電路中提供一RCD阻尼電路。
28如權(quán)利要求23所述的方法，還包括提供在所述變壓器中的次級繞組是中央抽頭繞組。
29.如權(quán)利要求23所述的方法，其中所述輸出電路中提供一全波完全橋接電路整流器。
30.如權(quán)利要求23所述的方法，其中所述輸出電路提供一電流倍加器。
31.如權(quán)利要求23所述的方法，其中提供所述耦合電感器的第一和第二繞組的匝比為1。
32.如權(quán)利要求23所述的方法，其中所述變壓器的所述初級繞組將所述耦合電感器的一個連接端耦合到地。
全文摘要
一種軟切換完全橋接電路脈寬調(diào)制(“FB PWM”)轉(zhuǎn)換器,包括一耦合電感器提供寬范圍的輸入電壓和輸出負(fù)載的ZVS狀態(tài)。另外,本發(fā)明的FB PWM轉(zhuǎn)換器既不需要變壓器中的大漏感也不需要外部電感器來實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)。
文檔編號H02M3/335GK1365180SQ0113557
公開日2002年8月21日 申請日期2001年8月31日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月31日
發(fā)明者揚(yáng)泰克·簡, 米蘭·M·喬瓦諾維克 申請人:臺達(dá)電子工業(yè)股份有限公司