專利名稱：開關(guān)電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開關(guān)電源，具體地講涉及一種適合于驅(qū)動其負(fù)載電流可能急劇地波動的負(fù)載的開關(guān)電源。
此類型開關(guān)電源設(shè)置有檢測輸出電壓并根據(jù)檢測值控制開關(guān)電路的開關(guān)工作的控制電路。因此開關(guān)電源可為被驅(qū)動的負(fù)載提供穩(wěn)定的工作電壓。
然而，當(dāng)常規(guī)開關(guān)電源驅(qū)動其負(fù)載電流(從開關(guān)電源方面看指輸出電流)急劇變化的負(fù)載時，很難保持穩(wěn)定的輸出電壓。
在驅(qū)動CPU(中央處理器)、DSP(數(shù)字信號處理器)或那些具有低工作電壓并且在工作狀態(tài)需要大電流但在非工作狀態(tài)只需要微弱電流的設(shè)備時這尤其是一個問題。在這種情況下，常規(guī)開關(guān)電源的輸出電壓可能隨輸出電流的急劇變化而顯著地改變。此外，由于CPU和DSP在很高的速度下運(yùn)行，因此在輸出電壓變化時它們很容易發(fā)生故障，除非能夠迅速地穩(wěn)定輸出電壓。
本發(fā)明的另一目的是提供一種減小由輸出電流急劇變化造成的輸出電壓的變化的開關(guān)電源。
本發(fā)明的另一目的是提供一種裝備有控制電路的開關(guān)電源，該控制電路能夠從由輸出電流的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓的變化中迅速地恢復(fù)。
本發(fā)明通過提供如下的開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)這些目的，該開關(guān)電源包括主電路單元和控制電路，該主電路單元包括用于將DC輸入電壓轉(zhuǎn)換成AC電壓的開關(guān)電路和用于對AC電壓整流以產(chǎn)生DC輸出電壓的輸出電路；該控制電路用于控制主電路單元的運(yùn)行，在主電路單元提供的負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時控制電路的傳遞函數(shù)呈第一數(shù)值，而在負(fù)載電流的變化率超出該規(guī)定的速率時呈超過第一數(shù)值的第二數(shù)值。
在負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率時，因?yàn)榭刂齐娐返膫鬟f函數(shù)相對于在正常狀態(tài)下的傳遞函數(shù)增加，所以本發(fā)明顯著地改善了瞬態(tài)響應(yīng)。
在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，將第二數(shù)值設(shè)置為這樣的電平以便由開關(guān)電路和控制電路組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)使輸出電壓振蕩。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，控制電路包括至少一個放大器，該放大器在它的一個輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，以及開關(guān)電源進(jìn)一步包括響應(yīng)負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率而改變在放大器的輸入端上的電平的裝置。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，上述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率增加而在一個方向上改變在放大器的輸入端上的電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率降低而在相反的方向上改變在放大器的輸入端上的電平。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，上述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的第一速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第一電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出第一速率的第二速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第二電平。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，控制電路在它的輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓并包括至少一個可變放大器，在負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時該可變放大器呈第一特性，而在負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率時呈不同于第一特性的第二特性。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，第一特性具有第一增益，第二特性具有超過第一增益的第二增益。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、多個PWM(脈沖寬度調(diào)制)控制電路和一個選擇器，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該P(yáng)WM控制電路每個都與放大器相關(guān)聯(lián)以基于相關(guān)聯(lián)的放大器的輸出產(chǎn)生控制信號組，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從控制信號組中選擇一信號組，根據(jù)所選控制信號組控制主電路單元的工作。
在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例中，控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、一個選擇器和一個PWM(脈沖寬度調(diào)制)控制電路，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從多個放大器的輸出中選擇一個輸出，該P(yáng)WM控制電路基于所選擇的輸出產(chǎn)生控制信號組。根據(jù)該控制信號組控制主電路單元的工作。
圖2是用于描述在負(fù)載急劇變化情況下
圖1所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖3是用于描述在正常情況下圖1所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖4是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖5是用于描述在負(fù)載急劇變化情況下圖4所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖6是用于描述在正常情況下圖4所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖7是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖8是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖9是用于描述在負(fù)載急劇變化情況下圖8所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖10是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖11是用于描述在負(fù)載急劇變化情況下圖10所示開關(guān)電源的工作的時序圖。
圖12是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖13是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
圖14是在本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中所包括的控制電路130的電路圖。
圖15是在本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中所包括的控制電路140的電路圖。
圖16是在本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中所包括的控制電路150的電路圖。
圖17是高通濾波器的電路圖。
圖1是本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖1所示，此實(shí)施例的開關(guān)電源變換通過一對輸入端子1和2提供的DC輸入電壓Vin，并在一對輸出端子3和4上提供規(guī)定電壓的輸出電壓Vo。它設(shè)置有主電路單元5、控制電路6和負(fù)載急劇變化檢測電路7。一對輸出端子3和4連接到設(shè)備的電源端，該設(shè)備比如是(但并不特定限于)在低電壓(如1V)和大電流(如100A)下工作的CPU或DSP。CPU或DSP在工作狀態(tài)中需要大電流，而在非工作狀態(tài)中只需要微弱的電流。另外，在工作狀態(tài)和非工作狀態(tài)之間的切換非常迅速。根據(jù)本實(shí)施例的開關(guān)電源適合于用作驅(qū)動具有這些特點(diǎn)的設(shè)備(負(fù)載)的電源。
主電路單元5設(shè)有變壓器10、在變壓器10的初級側(cè)上的半橋開關(guān)電路和在變壓器10的次級側(cè)的電流倍增輸出電路。
包含在主電路單元5中的開關(guān)電路配備有串聯(lián)在一對輸入端子1和2之間的第一和第二輸入電容器11、12、串聯(lián)在一對輸入端子1和2之間的第一主開關(guān)13和第二主開關(guān)14、驅(qū)動第一主開關(guān)13的驅(qū)動器15以及驅(qū)動第二主開關(guān)14的驅(qū)動器16。如圖1所示，變壓器10的初級線圈連接到在第一和第二輸入電容器11、12之間的連接點(diǎn)和在第一和第二主開關(guān)13、14之間的連接點(diǎn)。任何各種公知的設(shè)備和電路均可用作第一和第二主開關(guān)13、14。
包含在主電路單元5中的輸出電路配備有串聯(lián)在一對輸出端子3和4之間的第一電抗器17和第一整流器開關(guān)19、連接在一對輸出端子3和4之間的第二電抗器18和第二整流器開關(guān)20、連接在一對輸出端子3、4之間的輸出電容器21、驅(qū)動第一整流器開關(guān)19的驅(qū)動器22以及驅(qū)動第二整流器開關(guān)20的驅(qū)動器23。如圖1所示，變壓器10的次級線圈連接到在第一電抗器17和第一整流器開關(guān)19之間的連接點(diǎn)和在第二電抗器18和第二整流器開關(guān)20之間的連接點(diǎn)。任何各種公知的設(shè)備和電路均可用作第一和第二整流器開關(guān)19、20。
控制電路6配備有放大器30、PWM(脈沖寬度調(diào)制)控制電路31、隔離電路32和電阻器33、34。
放大器30具有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端。電阻器33插入到反相輸入端(-)和開關(guān)電源的輸出端3之間，電阻器34插入到放大器30的反相輸入端(-)和輸出端之間。參考電壓Vref施加在非反相輸入端(+)。因此在放大器30輸出中出現(xiàn)的控制信號S1隨在輸出端子3上出現(xiàn)的輸出電壓Vo變化。確切地講，在放大器30輸出端上出現(xiàn)的控制信號S1的電平隨輸出電壓Vo增加而降低。相反地，在放大器30輸出端上出現(xiàn)的控制信號S1的電平隨輸出電壓Vo降低而增加。
PWM控制電路31接收來自放大器30的控制信號S1，并用S1控制控制信號a和b的脈沖寬度。確切地講，PWM控制電路31隨控制信號S1的電平增加擴(kuò)寬控制信號a和b的脈沖寬度(增加占空值)。相反地，隨控制信號S1的電平降低收縮控制信號a和b的脈沖寬度(降低占空值)。控制信號a和b用于分別控制第一和第二主開關(guān)13、14的ON/OFF操作。PWM控制電路31還根據(jù)控制信號a和b的脈沖寬度將控制信號c和d脈沖寬度控制到適合的值?？刂菩盘朿和d用于分別控制第一和第二整流器開關(guān)19、20的ON/OFF操作。
隔離電路32接收與變壓器10次級側(cè)相關(guān)的控制信號a和b，并將它們轉(zhuǎn)換成與變壓器10初級側(cè)相關(guān)的控制信號A和B。可用作隔離電路32的設(shè)備包括(但并不限于)變壓器、光電耦合器或其它類型的設(shè)備。
如圖1所示，控制信號A提供給驅(qū)動器15，控制信號B提供給驅(qū)動器16，控制信號c提供給驅(qū)動器22，控制信號d提供給驅(qū)動器23。在相應(yīng)的控制信號是處于有效狀態(tài)時(如高電平)，每一驅(qū)動器使所驅(qū)動的開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，而在相應(yīng)的控制信號是無效狀態(tài)時(如低電平)使開關(guān)處于非導(dǎo)通狀態(tài)。
負(fù)載急劇變化檢測電路7配備有濾波器40、濾波器41、比較器42、晶體管43和電阻器35。
濾波器40包括串聯(lián)在一對輸出端子3、4之間的電阻器44、45和與電阻器45并聯(lián)的電容器46。在電阻器44、45之間的連接點(diǎn)上的電位用作控制信號S2。類似地，濾波器41包括串聯(lián)在一對輸出端子3、4之間的電阻器47、48和與電阻器48并聯(lián)的電容器49。在電阻器47、48之間的連接點(diǎn)上的電位用作控制信號S3。在這種結(jié)構(gòu)中，濾波器40起低通電路濾波作用，它的輸入是輸出電壓Vo而輸出是控制信號S2，而濾波器41起低通電路濾波作用，它的輸入是輸出電壓Vo而輸出是控制信號S3。
濾波器40與濾波器41在特性上有所不同。確切地講，濾波器40的時間常數(shù)設(shè)置得比濾波器41的時間常數(shù)更大。因此，當(dāng)輸出電壓Vo發(fā)生變化時，濾波器41的輸出的變化比濾波器40的輸出更大。然而，在輸出電壓Vo穩(wěn)定時或者在輸出電壓Vo變化但變化量很小時，濾波器40的輸出電平(即控制信號S2)低于濾波器41的輸出電平(即控制信號S3)。通過適當(dāng)?shù)剡x擇構(gòu)成濾波器40、41的電阻器44、45、47和48和電容器46和49的值來建立這些特性。
比較器42有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端?？刂菩盘朣2提供給非反相輸入端(+)，控制信號S3提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S2的電平低于控制信號S3的電平時，比較器42的輸出端(控制信號S4)處于低電平。與之相反，當(dāng)控制信號S2的電平高于控制信號S3的電平，比較器42的輸出端(即控制信號S4)處于高電平?？刂菩盘朣4被用作負(fù)載急劇變化檢測信號。
對晶體管43沒有具體限制，它可以是NPN型雙極晶體管，其基極與控制信號S4連接。晶體管43的發(fā)射極連接到輸出端子4(GND)，晶體管43的集電極通過電阻器35連接到放大器30的反相輸入端(-)。
現(xiàn)在描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)下的操作。在此用的術(shù)語“負(fù)載急劇變化狀態(tài)”意味著輸出電流Io迅速地變化的狀態(tài)。
圖2是用于描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)工作的時序圖。
圖2所示為輸出電流Io流量在時間t0和時間t2之間快速地增加時開關(guān)電源的操作。例如在連接到一對輸出端子3、4的負(fù)載是CPU或DSP并且CPU或DSP從非工作狀態(tài)切換到工作狀態(tài)時發(fā)生這種急劇變化。
在時間t0之前輸出電流Io很小，并且基本沒有波動，因此輸出電壓Vo保持在所需的值。此情況下，通過濾波器40輸出的控制信號S2的電平低于通過濾波器41輸出的控制信號S3的電平，因此比較器42輸出的控制信號S4保持在低電平。由于晶體管43因此保持OFF，所以從放大器30的反相輸入端(-)看，在晶體管43的集電極上的控制信號S5處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。因而，在時間t0之前負(fù)載急劇變化檢測電路7不對控制電路6的工作起實(shí)質(zhì)上作用。在此情況，控制電路6的傳遞函數(shù)呈第一數(shù)值，并將主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)保持在輸出電壓Vo不發(fā)生振蕩的數(shù)值。
在時間t0上輸出電流Io開始迅速增加，同時輸出電壓Vo開始快速下降。受這種下降的影響，濾波器40降低其輸出的控制信號S2的電平，而濾波器41降低其輸出的控制信號S3的電平。濾波器40和41配置成輸出電壓Vo的變化相同，通過濾波器41輸出的控制信號S3的改變大于通過濾波器40輸出的控制信號S2的改變。因此，在時間t1上，控制信號S2和S3之間的電平(幅值)關(guān)系相反。換句話說，控制信號S2的電平變得高于控制信號S3的電平。
結(jié)果，通過比較器42輸出的控制信號S4變?yōu)楦唠娖?，晶體管43切換到ON。當(dāng)晶體管43處于ON，控制信號S5的電平呈輸出端4的電位(GND)(地電位)。因而，通過電阻器35給放大器30的反相端(-)提供地電位。
通過放大器30輸出的控制信號S1的電平迅速升高，通常增加到飽和電平。結(jié)果，接收到控制信號S1的PWM控制電路31將它輸出的控制信號a和b的脈沖寬度基本上擴(kuò)展到最大值。因而，輸出電壓Vo的電平從它的下降狀態(tài)向所需的電壓開始迅速回升。此情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)呈超出第一數(shù)值的第二數(shù)值。在這時，可接受的是由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)的電平達(dá)到可使輸出電壓Vo振蕩的數(shù)值。這種狀態(tài)一直保持到在控制信號S2和控制信號S3之間的電平關(guān)系再次相反，即保持到控制信號S2的電平變得低于控制信號S3的電平。
在時間t3時控制信號S2的電平變得再次低于控制信號S3的電平，比較器42輸出的控制信號S4返回到低電平，晶體管43恢復(fù)到OFF狀態(tài)。結(jié)果，負(fù)載急劇變化檢測電路7不再對控制電路6的工作起實(shí)質(zhì)上作用。因而，在時間t4時輸出電壓Vo返回到所需的電壓，并使控制信號S1的電平穩(wěn)定。
上述的工作過程使本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降中迅速地恢復(fù)。因而開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)得到顯著的改善。
圖2中的Vo’和S1’表示當(dāng)本實(shí)施例的開關(guān)電源的負(fù)載急劇變化檢測電路7被去除時的輸出電壓Vo和控制信號S1的波形。如從圖2中看到的，當(dāng)從本實(shí)施例的開關(guān)電源中去除負(fù)載急劇變化檢測電路7時，需要較長時間才能由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降中恢復(fù)，其原因是控制信號S1的逐漸上升減緩了輸出電壓Vo返回到所需電壓。在本實(shí)施例中，在時間t5時輸出電壓Vo恢復(fù)到所需電壓，結(jié)果穩(wěn)定了控制信號S1的電平。
因此，在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速地下降時，與沒有設(shè)置負(fù)載急劇變化檢測電路7時相比，它的電平恢復(fù)到所需電壓的時間提前，提前的時間等于在時間t5和時間t4之間的差值。
現(xiàn)在描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在正常狀態(tài)下的操作。在此所用術(shù)語“正常狀態(tài)”表示輸出電流Io穩(wěn)定或變化很小(即不同于負(fù)載急劇變化的狀態(tài))。
圖3是用于描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在正常狀態(tài)工作的時序圖。圖3顯示出當(dāng)輸出電流Io的大小從時間t6到t7(時間t7-時間t6＞時間t2-時間t0)相對平穩(wěn)地增加時開關(guān)電源的工作情況。
當(dāng)輸出電流Io的大小相對平穩(wěn)地增加時，輸出電壓Vo也隨之逐漸減小，并且在控制信號S2和控制信號S3之間的電平(數(shù)值)關(guān)系沒有反向。通過比較器42輸出的控制信號S4因而處于低電平，晶體管43保持在OFF狀態(tài)。如上所指出，當(dāng)晶體管43處于OFF，負(fù)載急劇變化檢測電路7對控制電路6的工作沒有實(shí)質(zhì)作用。因此，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠在正常狀態(tài)下正常地工作。
如前所述，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo的急劇下降中迅速地恢復(fù)。因此，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，可有效地防止因電源電壓波動所導(dǎo)致的故障。
由于本實(shí)施例的開關(guān)電源使用起低通濾波作用的濾波器40、41檢測負(fù)載急劇變化狀態(tài)，因此能夠排除可能出現(xiàn)的這樣的錯誤誤將應(yīng)該是在主電路單元5的切換操作時產(chǎn)生的脈動電壓波動認(rèn)為是負(fù)載急劇變化狀態(tài)的指示。
在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，通過監(jiān)測輸出電壓Vo間接檢測負(fù)載急劇變化狀態(tài)。此方式避免了電能損失以及如果使用電阻器、電流變壓器等直接檢測輸出電流Io而發(fā)生的延遲操作。因而可提供一種開關(guān)電源，它適合通過所謂的遠(yuǎn)程傳感方法實(shí)施傳導(dǎo)電壓檢測，在該方法中開關(guān)電源的輸出電容器21安裝在與開關(guān)電源本身相對較遠(yuǎn)的負(fù)載附近以將輸出電壓Vo的檢測點(diǎn)設(shè)置在負(fù)載的附近。
從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降中迅速地恢復(fù)的另一可能的方法是使用大容量的電容器作為輸出電容器21。然而，此方法增加了開關(guān)電源的總體尺寸和成本。相反，本實(shí)施例的開關(guān)電源不但能夠迅速由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降中恢復(fù)，而且還能夠有效地使開關(guān)電源的總體尺寸和成本的增加最小化。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖4是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖4所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路50替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路50配備有濾波器41、濾波器51、比較器52、晶體管53和電阻器54。
濾波器51包括串聯(lián)在一對輸出端子3和4之間的電阻器55和56和與電阻器56并聯(lián)的電容器57。在電阻器55和56之間的連接點(diǎn)上的電位用作控制信號S6。在此配置中，濾波器51起低通電路濾波作用，它的輸入是輸出電壓Vo，輸出是控制信號S6；濾波器41的配置及功能與前面描述的相同。
濾波器41與濾波器51在特性上有所不同。確切地講，濾波器41的時間常數(shù)設(shè)置得比濾波器51的時間常數(shù)更大。因此，當(dāng)輸出電壓Vo發(fā)生變化時，濾波器51的輸出的變化比濾波器41的輸出的變化更大。然而，當(dāng)輸出電壓Vo穩(wěn)定時或在輸出電壓Vo雖然變化但變化量很小時，濾波器51的輸出電平(即控制信號S6)低于濾波器41的輸出電平(即控制信號S3)。通過適當(dāng)?shù)剡x擇構(gòu)成濾波器41、51的電阻器47、48、55和56和電容器49和57的值來實(shí)現(xiàn)這些特性。
比較器52有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端?？刂菩盘朣3提供給非反相輸入端(+)，控制信號S6提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S6的電平低于控制信號S3的電平，比較器52的輸出端(控制信號S7)處于高電平。與之相反，當(dāng)控制信號S6的電平高于控制信號S3的電平，比較器52的輸出端(即控制信號S7)處于低電平?？刂菩盘朣7被用作負(fù)載急劇變化檢測信號。
晶體管53可以是(但不特定限于)PNP型雙極晶體管，其基極與控制信號S7連接。晶體管53的發(fā)射極與輸出端子3(V0)連接，晶體管53的集電極通過電阻器54與放大器30的反相輸入端(-)連接。
現(xiàn)將對本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)下的工作情況作出描述。
圖5是用于描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)工作的時序圖。
圖5所示為在輸出電流Io的大小在時間t10和時間t12之間快速地減少時開關(guān)電源的操作。例如連接到一對輸出端子3和4上的負(fù)載是CPU或DSP并且CPU或DSP從工作狀態(tài)切換到非工作狀態(tài)時產(chǎn)生這種急劇變化。
在時間t10之前輸出電流Io很大，并沒有實(shí)質(zhì)的波動，因此輸出電壓Vo保持在所需的值。此情況下，通過濾波器51輸出的控制信號S6的電平低于通過濾波器41輸出的控制信號S3的電平，因此通過比較器52輸出的控制信號S7保持在高電平。由于晶體管53保持OFF，從放大器30的反相輸入端(-)看，在晶體管53的集電極上的控制信號S8處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。因而，在時間t10之前負(fù)載急劇變化檢測電路50對控制電路6的操作基本沒有影響。在此情況，控制電路6的傳遞函數(shù)呈第一數(shù)值，并且由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)保持在輸出電壓Vo不發(fā)生振蕩的數(shù)值。
在時間t10上輸出電流Io開始迅速減小，同時輸出電壓Vo開始快速上升。由于受這種快速增加的影響，濾波器41升高其輸出的控制信號S3的電平，而濾波器51升高其輸出的控制信號S6的電平。濾波器41和51配置成在輸出電壓Vo中的變化相同，而濾波器51輸出的控制信號S6的改變大于濾波器41輸出的控制信號S3的改變。因此，在時間t11上，在控制信號S3和控制信號S6之間的電平(數(shù)值)關(guān)系反向。換句話說，控制信號S6的電平變得高于控制信號S3的電平。
結(jié)果，通過比較器52輸出的控制信號S7變?yōu)榈碗娖?，晶體管53切換到ON。當(dāng)晶體管53處于ON，控制信號S8的電平變?yōu)檩敵龆俗?的電位(Vo)(電源電位)。因此，通過電阻器54給放大器30的反相端(-)提供電源電位。
因此通過放大器30輸出的控制信號S1的電平迅速下降，一般下降到最小電平。結(jié)果，接收到控制信號S1的PWM控制電路31將其輸出的控制信號a和b的脈沖寬度基本上收縮到最小值。因而，輸出電壓Vo的電平從升高狀態(tài)向所需的電壓開始迅速回落，在這種狀態(tài)下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超出第一數(shù)值的第二數(shù)值。此時由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)的電平達(dá)到使輸出電壓Vo振蕩的數(shù)值是可以接受的。這種情況一直保持到在控制信號S3和控制信號S6之間的電平關(guān)系再次反向，即保持到控制信號S6的電平變得低于控制信號S3的電平。
在時間t13時控制信號S6的電平變得再次低于控制信號S3的電平，通過比較器52輸出的控制信號S7返回到高電平，晶體管53恢復(fù)到OFF狀態(tài)。結(jié)果，負(fù)載急劇變化檢測電路50不再對控制電路6的工作起任何實(shí)質(zhì)上的影響。因而，在時間t14時輸出電壓Vo返回到所需的電壓，并使控制信號S1的電平穩(wěn)定。
上述操作使本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速增加中迅速地恢復(fù)。因而開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)得到顯著的改善。
圖5中的Vo’和S1’表示當(dāng)本實(shí)施例的開關(guān)電源的負(fù)載急劇變化檢測電路50被去除時的輸出電壓Vo和控制信號S1的波形。如從圖5中看到的，當(dāng)從本實(shí)施例的開關(guān)電源中去除負(fù)載急劇變化檢測電路50時，需要較長時間才能從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速上升中恢復(fù)，其原因是控制信號S1的逐漸下降減緩了輸出電壓Vo返回到所需的電壓。在本實(shí)施例中，在時間t15時輸出電壓Vo恢復(fù)到所需的電壓，結(jié)果使控制信號S1的電平穩(wěn)定。
因此，在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速地上升時，與沒有設(shè)置負(fù)載急劇變化檢測電路50的開關(guān)電源相比，它的電平恢復(fù)到所需的電壓提前了等于在時間t14和時間t15之間的差值的時間段，現(xiàn)對本實(shí)施例的開關(guān)電源在正常狀態(tài)下的工作進(jìn)行描述。
圖6是用于描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在正常狀態(tài)工作的時序圖。圖6顯示出當(dāng)輸出電流Io的大小從時間t16到時間t17(時間t17-時間t16＞時間t12-時間t10)相對平穩(wěn)地減少時開關(guān)電源的工作情況。
當(dāng)輸出電流Io的大小相對平穩(wěn)地減少時，輸出電壓Vo也隨之逐漸增加，在控制信號S3和控制信號S6之間的電平(數(shù)值)關(guān)系沒有反向。通過比較器52輸出的控制信號S7因而處于高電平，晶體管53保持在OFF狀態(tài)。如上所指出，當(dāng)晶體管53處于OFF，負(fù)載急劇變化檢測電路50對控制電路6的工作基本沒有影響。因此，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠在正常狀態(tài)下正常地工作。
如前所述，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠從因在負(fù)載狀態(tài)的急劇變化所導(dǎo)致的輸出電壓Vo的急劇上升中恢復(fù)。因此，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，可有效地防止因電壓波動所導(dǎo)致的故障。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖7是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖7所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路60替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路60配備有濾波器40、濾波器41、濾波器51、比較器42、比較器52、晶體管43、晶體管53和電阻器35、54。
濾波器40、41和51的配置如前面所述，分別地產(chǎn)生控制信號S3、S2和S6。與前述相似，比較器42、52根據(jù)接收的相應(yīng)的控制信號并基于該控制信號產(chǎn)生控制信號S4和控制信號S7。還與前述相似是，控制信號S4提供給晶體管43的基極，其集電極通過電阻器35與放大器30的反相輸入端(-)連接。同樣，控制信號S7提供給晶體管53的基極，其集電極通過電阻器54與放大器30的反相輸入端(-)連接。
如前所描述的，濾波器40的時間常數(shù)設(shè)置得比濾波器41的時間常數(shù)更大，濾波器41的時間常數(shù)設(shè)置得比濾波器51的時間常數(shù)更大。因此，當(dāng)輸出電壓Vo發(fā)生變化時，濾波器41的輸出的變化比濾波器40的變化更大，濾波器51的輸出的變化比濾波器41的變化更大。然而，當(dāng)輸出電壓Vo穩(wěn)定或變化量很小時，濾波器40的輸出電平即控制信號S2低于濾波器41的輸出電平即控制信號S3，濾波器51的輸出電平即控制信號S6低于濾波器41的輸出電平即控制信號S3。
設(shè)置有負(fù)載急劇變化檢測電路60的開關(guān)電源同時具有圖1所示的開關(guān)電源功能的附圖4所示的開關(guān)電源的功能。這就是說，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo迅速下降時，因?yàn)楸容^器42輸出的控制信號S4有效(變?yōu)楦唠娖?，所以控制信號S1的電平可以迅速上升。另一方面，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo迅速上升時，因?yàn)楸容^器52輸出的控制信號S7有效(變?yōu)榈碗娖?，所以控制信號S1的電平可以迅速下降。然而，在正常狀態(tài)下負(fù)載急劇變化檢測電路60對控制電路6的工作沒有影響。
因此，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠迅速地從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓急劇下降或急劇上升中恢復(fù)。例如，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，能夠效地防止由在CPU或DSP從工作狀態(tài)切換到非工作狀態(tài)或從非工作狀態(tài)切換到工作狀態(tài)時發(fā)生的電源電壓波動導(dǎo)致的故障。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖8是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖8所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路70替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路70設(shè)置有濾波器71、濾波器72、比較器74、晶體管75和電阻器76-80。
濾波器71包括串聯(lián)在一對輸出端子3和4之間的電阻器81和82，和與電阻器82并聯(lián)的電容器83。在電阻器81和82之間的連接點(diǎn)上的電位用作控制信號S9。濾波器72包括串聯(lián)在一對輸出端子3和4之間的電阻器84和85和與電阻器85并聯(lián)的電容器86。在電阻器84和85之間的連接點(diǎn)上的電位用作控制信號S10。在此配置中，濾波器71起低通電路濾波作用，它的輸入是輸出電壓Vo，輸出是控制信號S9；濾波器72起低通電路濾波作用，輸出電壓Vo為其輸入，控制信號S10為其輸出。
濾波器71與濾波器72在特性上有所不同。確切地講，濾波器71的時間常數(shù)設(shè)置得比濾波器72的時間常數(shù)更大。因此，當(dāng)輸出電壓Vo發(fā)生變化時，濾波器72的輸出的變化比濾波器71的變化更大。然而，在配置上有以下特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓Vo穩(wěn)定，濾波器71的輸出的控制信號S9與濾波器72的輸出的控制信號S10具有基本相同的電平。這些特性是通過適當(dāng)選擇構(gòu)成濾波器71、72的電阻器81、82、84和85和電容器83和86的值來實(shí)現(xiàn)。
運(yùn)算放大器73具有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端。電阻器76連接在反相輸入端(-)和濾波器72之間，電阻器77連接在反相輸入端(-)和輸出端之間。因此，運(yùn)算放大器73起反相放大器功能，其放大系數(shù)是由電阻器76的電阻值和電阻器77的電阻值的比值所決定?？刂菩盘朣9提供給運(yùn)算放大器73的非反相輸入端(+)，控制信號S10提供給其反相輸入端(-)。結(jié)果，在控制信號S10的電平相對于控制信號S9的電平下降時通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平成比例地升高。
比較器74有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端?？刂菩盘朣11提供給非反相輸入端(+)，通過電阻器78和79將輸出電壓Vo分壓得到的電壓Vo1提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S11的電平低于電壓Vo1的電平，比較器74輸出的控制信號S12處于低電平。與之相反，當(dāng)控制信號S11的電平高于電壓Vo1的電平，比較器74的輸出的控制信號S12處于高電平。雖然圖8中沒有表示出來，為了穩(wěn)定電壓Vo1，最好增加一個與電阻器79并聯(lián)的電容器?？刂菩盘朣12被用作負(fù)載急劇變化檢測信號。
晶體管75可以是(但不特定限于)NPN型雙極晶體管，其基極與控制信號S12連接。晶體管75的發(fā)射極與輸出端4(GND)連接，集電極通過電阻器80與放大器30的反相輸入端(-)連接。
現(xiàn)將對本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)下的工作情況作出描述。
圖9是用于描述本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)工作的時序圖。圖9所示為在時間t20和時間t22之間輸出電流Io大小快速地增加時的開關(guān)電源的工作。
在時間t20之前輸出電流Io很小，基本上沒有波動，因此輸出電壓Vo保持在所需的值。此情況下，通過濾波器71輸出的控制信號S9的電平與通過濾波器72輸出的控制信號S10的電平基本相等，通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11穩(wěn)定在規(guī)定的電平。如圖9所示，規(guī)定的電平低于通過電阻器78和79將輸出電壓Vo分壓獲得的分電壓Vo1。結(jié)果，比較器74輸出的控制信號S12處于低電平。由于晶體管75保持OFF，從放大器30的反相輸入端(-)看，晶體管75的集電極上的控制信號S13處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。因而，在時間t20之前負(fù)載急劇變化檢測電路70對控制電路6的工作基本沒有影響。在此情況，控制電路6的傳遞函數(shù)為第一數(shù)值，由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)保持在不使輸出電壓Vo發(fā)生振蕩的數(shù)值。
在時間t20時輸出電流Io開始迅速增加，同時輸出電壓Vo開始快速下降。受到這種快速下降的影響，濾波器71降低其輸出的控制信號S9的電平，濾波器72降低其輸出的控制信號S10的電平。濾波器71和72配置成對于輸出電壓Vo的相同變化通過濾波器72輸出的控制信號S10的改變大于通過濾波器71輸出的控制信號S9的改變。通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平與在控制信號S9和控制信號S10之間的差值成比例地升高以在時間t21時超過電壓Vo1。
結(jié)果，通過比較器74輸出的控制信號S12變?yōu)楦唠娖?，晶體管75切換到ON。當(dāng)晶體管75處于0N時，控制信號S13的電平為輸出端4的電位(GND)(地電位)。因而，地電位通過電阻器80提供給放大器30的反相端(-)。
放大器30輸出的控制信號S1的電平迅速上升，一般上升到飽和電平。結(jié)果，接收到控制信號S1的PWM控制電路31將其輸出的控制信號a和b的脈沖寬度基本上擴(kuò)展到最大值。因而，輸出電壓Vo的電平從下降狀態(tài)向所需的電壓開始迅速上升。在這種情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超出第一數(shù)值的第二數(shù)值。在這時由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)的電平達(dá)到使輸出電壓Vo振蕩的數(shù)值是可接受的。這種情況一直保持到運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11下降到再次低于電壓Vo1。
盡管電壓Vo1在實(shí)質(zhì)上與輸出電壓Vo一起變化，但是因?yàn)樵诟綀D9中放大了輸出電壓Vo的變化，故在相同的附圖中沒有示出隨輸出電壓Vo變化的電壓Vo1的變化。
在時間t23時在控制信號S11的電平變得再次低于電壓Vo1的電平時，通過比較器74輸出的控制信號S12返回到低電平，晶體管75恢復(fù)到OFF狀態(tài)。結(jié)果，負(fù)載急劇變化檢測電路70基本不再對控制電路6的工作有任何實(shí)質(zhì)影響。
上述工作過程能夠使本實(shí)施例的開關(guān)電源從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓快速下降中迅速恢復(fù)。因而開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)得到顯著的改善。
雖然在附圖9中沒有示出在從本實(shí)施例的開關(guān)電源中去除負(fù)載急劇變化檢測電路70時的波形，但是它的去除所帶來的影響與在前面的實(shí)施例的開關(guān)電源中的情況相似。即需要較長時間才能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降中恢復(fù)，因?yàn)榭刂菩盘朣1的逐漸上升減緩了輸出電壓Vo返回到所需的電壓。
在正常狀態(tài)下，輸出電壓Vo變化很小，因此通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平不會超過電壓Vo1。因此，在正常狀態(tài)下，通過比較器74輸出的控制信號S12處于低電平，晶體管75保持在OFF狀態(tài)。如前所指出的，當(dāng)晶體管75處于OFF時，負(fù)載急劇變化檢測電路70對控制電路6的工作基本沒有影響。因而，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠在正常狀態(tài)下正常地工作。
如前所述，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo的急劇下降中恢復(fù)。因此，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，能夠有效地防止因電源電壓波動所導(dǎo)致的故障。
此外，在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，通過濾波器71輸出的控制信號S9的電平和通過濾波器72輸出的控制信號S10的電平的差值經(jīng)運(yùn)算放大器73放大以產(chǎn)生控制信號S11，該控制信號S11與定義為閾值的電壓Vo1進(jìn)行比較。因此可以比圖1中的開關(guān)電源更精確、更穩(wěn)定地檢測負(fù)載急劇變化狀態(tài)。
在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，用作閾值的電壓Vo1是根據(jù)輸出電壓Vo產(chǎn)生的。因而，即使在輸出電壓Vo的所需的值通過VID(電壓標(biāo)識)碼或用于設(shè)置輸出電壓的降落控制進(jìn)行改變的情況，也可以使電壓Vo1自動地跟隨控制信號S11電平的變化。因此對輸出電壓Vo的所需的值的改變無需對負(fù)載急劇變化檢測電路70中的控制作出改動。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖10是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖10所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路90替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路90的配置與圖8所示的負(fù)載急劇變化檢測電路70相似。與負(fù)載急劇變化檢測電路70不同之處是比較器91替代了比較器74、晶體管92替代了晶體管75和電阻器93-95替代了電阻器78-80。其它配置方面與圖8所示的負(fù)載急劇變化檢測電路70相同，此處不再重復(fù)描述。
比較器91有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端?？刂菩盘朣11提供給非反相輸入端(+)，通過電阻器93和94將輸出電壓Vo分壓得到的分電壓Vo2提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S11的電平高于電壓Vo1的電平，通過比較器91輸出的控制信號S14處于高電平。與之相反，當(dāng)控制信號S11的電平低于電壓Vo2的電平，通過比較器91的輸出的控制信號S14處于低電平。雖然圖10中沒有表示出來，可取的是增加一個與電阻器94并聯(lián)的電容器以穩(wěn)定電壓Vo2。控制信號S14被用作負(fù)載急劇變化檢測信號。
晶體管92可以是(但不特定限于)PNP型雙極晶體管，其基極與控制信號S14連接。晶體管92的發(fā)射極與輸出端3(Vo)連接，晶體管92的集電極通過電阻器95與放大器30的反相輸入端(-)連接。
現(xiàn)將對本實(shí)施例的開關(guān)電源在負(fù)載急劇變化狀態(tài)下的工作情況作出描述。
圖11是用于解釋在本負(fù)載急劇變化的狀態(tài)中本實(shí)施例的電源的工作的時序圖。圖11所示為在時間t30和時間t32之間輸出電流Io大小快速地增加時開關(guān)電源的工作。
在時間t30之前輸出電流Io很大，基本上沒有波動，因此輸出電壓Vo保持在所需的值。在這種情況下，通過濾波器71輸出的控制信號S9的電平與通過濾波器72輸出的控制信號S10的電平基本相等，通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11穩(wěn)定在規(guī)定的電平。如圖11所示，規(guī)定的電平高于通過電阻器93和94把輸出電壓Vo分壓獲得的分電壓Vo2。結(jié)果，通過比較器91輸出的控制信號S14處于高電平。由于晶體管92保持OFF，從放大器30的反相輸入端(-)看，晶體管92的集電極上的控制信號S15處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。因而，在時間t30之前負(fù)載急劇變化檢測電路90對控制電路6的工作基本沒有影響。在此情況，控制電路6的傳遞函數(shù)為第一數(shù)值，由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)保持在使輸出電壓Vo不發(fā)生振蕩的數(shù)值。
在時間t30輸出電流Io開始迅速減少，同時輸出電壓Vo開始快速上升。受這種快速上升的影響，濾波器71提高其輸出的控制信號S9的電平，濾波器72提高其輸出的控制信號S10的電平。濾波器71和72配置成對于輸出電壓Vo的相同變化通過濾波器72輸出的控制信號S10的改變大于通過濾波器71輸出的控制信號S9的改變。運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平與控制信號S9和控制信號S10的差值成比例下降，并在時間t31上降至電壓Vo2之下。
結(jié)果，通過比較器91輸出的控制信號S14變?yōu)榈碗娖剑w管92切換到ON。當(dāng)晶體管92處于ON，控制信號S15的電平為輸出端子3的電位(Vo)(電源電位)。因而，電源電位通過電阻器80提供給放大器30的反相端(-)。
放大器30輸出的控制信號S1的電平迅速下降，一般降到最小電平。結(jié)果，接收到控制信號S1的PWM控制電路31將其輸出的控制信號a和b的脈沖寬度基本上收縮到最小值。因而，輸出電壓Vo的電平從升高狀態(tài)向所需的電壓開始迅速回落。此情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超出第一數(shù)值的第二數(shù)值。此時由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)的電平達(dá)到使輸出電壓Vo振蕩的數(shù)值是可接受的。這種情況一直保持到通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11再次高于電壓Vo2。
在時間t33控制信號S11的電平變得再次低于電壓Vo2的電平，通過比較器91輸出的控制信號S14返回到高電平，晶體管92恢復(fù)到OFF狀態(tài)。結(jié)果，負(fù)載急劇變化檢測電路90對控制電路6的工作不再有任何實(shí)質(zhì)影響。
上述工作過程可以使本實(shí)施例的開關(guān)電源從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo迅速上升中恢復(fù)。因而開關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)得到顯著的改善。
雖然在附圖11中沒有示出在從本實(shí)施例的開關(guān)電源中去除負(fù)載急劇變化檢測電路90的波形，但它的影響與在前面的實(shí)施例的開關(guān)電源中的情況相似。即需要較長時間才能從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速上升中恢復(fù)，其原因是控制信號S1的逐漸下降減緩了輸出電壓Vo返回到所需的電壓。
在正常狀態(tài)下，輸出電壓Vo變化很小，因此運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平不會低于電壓Vo2。因此，在正常狀態(tài)下，通過比較器91輸出的控制信號S14處于高電平，晶體管92保持在OFF狀態(tài)。如前所指出的，當(dāng)晶體管92處于OFF時，負(fù)載急劇變化檢測電路90對控制電路6的工作基本沒有影響。因而，本實(shí)施例的開關(guān)電源能夠在正常狀態(tài)下正常地工作。
如前所述，本實(shí)施例的開關(guān)電源可以迅速由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化所導(dǎo)致的輸出電壓Vo的急劇上升中恢復(fù)。因此，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，可有效地防止因電源電壓波動所導(dǎo)致的故障。
此外，在本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖8所示的開關(guān)電源相似，通過濾波器71輸出的控制信號S9的電平與通過濾波器72輸出的控制信號S10的電平的差值經(jīng)運(yùn)算放大器73放大以產(chǎn)生控制信號S11，將該控制信號S11與定義為閾值的電壓Vo2進(jìn)行比較。因此可以比圖1中的開關(guān)電源更精確、更穩(wěn)定地檢測負(fù)載急劇變化狀態(tài)。
在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，與圖8所示的開關(guān)電源相似，用作閾值的電壓Vo2是根據(jù)輸出電壓Vo產(chǎn)生的。因而，即使在通過VID(電壓標(biāo)識)碼或用于設(shè)置輸出電壓的降落控制改變輸出電壓Vo的所需的值的情況，可以使電壓Vo2自動跟隨控制信號S11電平的變化。因此改變輸出電壓Vo的所需的值無需對負(fù)載急劇變化檢測電路90中的控制作出改動。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖12是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖12所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路100替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路100設(shè)置有濾波器71、濾波器72、運(yùn)算放大器73、比較器74、比較器91、晶體管75、晶體管92及電阻器76-80和93-95。
濾波器71和72的配置如前面所述，分別地產(chǎn)生控制信號S9和S10。與前述相似，運(yùn)算放大器73接收控制信號S9和S10，并將它們電平的差值放大以產(chǎn)生控制信號S11。同樣如前所述，比較器74和91根據(jù)控制信號S11和與之相應(yīng)的電壓Vo1或電壓Vo2分別地產(chǎn)生控制信號S12和S14。與前所述相似，控制信號S12提供給晶體管75的基極，其集電極通過電阻器80與放大器30的反相輸入端(-)連接。同樣，控制信號S14提供給晶體管92的基極，其集電極通過電阻器95連接到放大器30的反相輸入端(-)。
如前所描述的，在正常狀態(tài)，電壓Vo1設(shè)置得高于控制信號S11的電平，電壓Vo2設(shè)置得低于控制信號S11的電平。
設(shè)置有負(fù)載急劇變化檢測電路100的開關(guān)電源同時具有圖8所示的開關(guān)電源的功能和在附圖10中所示的開關(guān)電源的功能。這就是說，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo迅速下降時，因?yàn)橥ㄟ^比較器74輸出的控制信號S12有效(變?yōu)楦唠娖?，所以控制信號S1的電平可以迅速上升。另一方面，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo迅速上升時，因?yàn)橥ㄟ^比較器91輸出的控制信號S14有效(變?yōu)榈碗娖?，所以控制信號S1的電平可以迅速下降。然而，在正常狀態(tài)中負(fù)載急劇變化檢測電路100對控制電路6的工作沒有實(shí)質(zhì)的影響。
因此，本實(shí)施例的開關(guān)電源可以從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓急劇下降或急劇上升中迅速恢復(fù)。例如，當(dāng)CPU或DSP作為負(fù)載被驅(qū)動時，能夠有效地防止在CPU或DSP從工作狀態(tài)切換到非工作狀態(tài)或從工作狀態(tài)切換到非工作狀態(tài)時發(fā)生的電源電壓波動可能引起的故障。
現(xiàn)對本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行描述。
圖13是本發(fā)明另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源的電路圖。
如圖13所示，本實(shí)施例的開關(guān)電源與圖1的開關(guān)電源不同之處為用負(fù)載急劇變化檢測電路110替代負(fù)載急劇變化檢測電路7。其它配置方面與圖1所示的開關(guān)電源相同，故不在此贅述。
負(fù)載急劇變化檢測電路110的配置與圖8所示的負(fù)載急劇變化檢測電路70相似。與負(fù)載急劇變化檢測電路70不同之處是以比較器111-113替代了比較器74、以三個晶體管114-116替代了晶體管75、以串聯(lián)電阻器117-120替代了串聯(lián)電阻器78和79，以及電阻器80由三個電阻器121-123所替代。其它配置方面與圖8所示的負(fù)載急劇變化檢測電路70相同，此處不再重復(fù)描述。
比較器111有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端。控制信號S11提供給非反相輸入端(+)，通過電阻器117-120和電阻器120將輸出電壓Vo分壓得到的分電壓Vo3提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S11的電平高于電壓Vo3的電平，通過比較器111輸出的控制信號S16變?yōu)楦唠娖健Ｅc之相反，當(dāng)控制信號S11的電平低于電壓Vo3的電平，通過比較器111的輸出的控制信號S16變?yōu)榈碗娖健?br>
比較器112有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端。控制信號S11提供給非反相輸入端(+)，通過電阻器117、118和電阻器119、120將輸出電壓Vo分壓得到的分電壓Vo4提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S11的電平高于電壓Vo4的電平，通過比較器112輸出的控制信號S17變?yōu)楦唠娖健Ｅc之相反，當(dāng)控制信號S11的電平低于電壓Vo4的電平，通過比較器112的輸出的控制信號S17變?yōu)榈碗娖健?br>
比較器113有反相輸入端(-)、非反相輸入端(+)和輸出端?？刂菩盘朣11提供給非反相輸入端(+)，通過電阻器117和電阻器118-120將輸出電壓Vo分壓得到的分電壓Vo5提供給反相輸入端(-)。因此，當(dāng)控制信號S11的電平高于電壓Vo5的電平，通過比較器113輸出的控制信號S18變?yōu)楦唠娖?。與之相反，當(dāng)控制信號S11的電平低于電壓Vo5的電平，通過比較器113的輸出的控制信號S18變?yōu)榈碗娖健?br>
晶體管114可以是(但并不特定限于)NPN型雙極晶體管，其基極與控制信號S16連接。晶體管114的發(fā)射極與輸出端4(GND)連接，晶體管114的集電極通過電阻器121與放大器30的反相輸入端(-)連接。
晶體管115可以是(但并不特定限于)NPN型雙極晶體管，其基極與控制信號S17連接。晶體管115的發(fā)射極與輸出端4(GND)連接，晶體管115的集電極通過電阻器122與放大器30的反相輸入端(-)連接。
晶體管116可以是(但并不特定限于)NPN型雙極晶體管，其基極與控制信號S18連接。晶體管116的發(fā)射極與輸出端4(GND)連接，晶體管116的集電極通過電阻器123與放大器30的反相輸入端(-)連接。
可取的是，選擇電阻器121-123的電阻值以便當(dāng)以并聯(lián)方式連接時其復(fù)合電阻值大致與在前面實(shí)施例中使用的電阻器35、54、80和95的電阻值相同。
雖然圖13中沒有表示出來，可取的是，增加一個與電阻器120并聯(lián)的電容器以穩(wěn)定電壓Vo3-Vo5。
在上述結(jié)構(gòu)的負(fù)載急劇變化檢測電路110中，電壓Vo3、Vo4和Vo5的相互關(guān)系是Vo3＞Vo4＞Vo5，因而，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo下降時，在放大器30的反相輸入端(-)和輸出端4(GND)之間的電阻值依照下降的程度逐級變化。
更確切地講，當(dāng)運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平處在S11＜Vo3(正常狀態(tài))時，所有晶體管114-116處于OFF狀態(tài)，因此從放大器30的反相輸入端(-)看，控制信號S19-S21處于高阻抗?fàn)顟B(tài)。此情況下，因此負(fù)載急劇變化檢測電路110對控制電路6的工作沒有實(shí)質(zhì)的影響?？刂齐娐?的傳遞函數(shù)為第一數(shù)值，由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)保持在使輸出電壓Vo不發(fā)生振蕩的數(shù)值。
當(dāng)通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平處在Vo3＜S11＜Vo4時，晶體管114處于ON狀態(tài)，晶體管115和116處于OFF狀態(tài)，因此地電位通過電阻器121提供給放大器30的反相輸入端(-)?？刂菩盘朣1的電壓上升到由電阻器121所確定的電平(V1)。此情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超過第一數(shù)值的第二數(shù)值。
當(dāng)通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平處在Vo4＜S11＜Vo5時，晶體管114和115處于ON狀態(tài)，晶體管116處于OFF狀態(tài)，因此地電位通過并聯(lián)的電阻器121和122提供給放大器30的反相輸入端(-)?？刂菩盘朣1上升到由電阻器121和122并聯(lián)連接的復(fù)合電阻值(第一復(fù)合電阻值)所確定的電壓電平(V2(＞V1))。由于在此第一復(fù)合電阻值小于電阻器121的電阻值，控制信號S1上升速度快于控制信號S11的電平處在Vo4＜S11＜Vo5情況時的速度。此情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超過第二數(shù)值的第三數(shù)值。
當(dāng)通過運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11的電平處在S11＜Vo5時，所有晶體管114-116處于ON狀態(tài)，因此地電位通過并聯(lián)的電阻器121-123提供給放大器30的反相輸入端(-)?？刂菩盘朣1的電壓上升到由電阻器121-123的并聯(lián)連接的復(fù)合電阻值(第二復(fù)合電阻值)所確定的電平(V3(＞V2))。由于在此第二復(fù)合電阻值小于第一復(fù)合電阻值，控制信號S1上升速度快于控制信號S11的電平處在Vo4＜S11＜Vo5情況時的速度。此情況下，控制電路6的傳遞函數(shù)為超過第三數(shù)值的第四數(shù)值此時由主電路單元5和控制電路6組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)的電平達(dá)到使輸出電壓Vo振蕩的數(shù)值是可接受的。
因此，在本實(shí)施例的開關(guān)電源中，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降時，控制信號S1的電平上升到與輸出電壓Vo的下降程度成比例的電壓電平高度。與圖8所示開關(guān)電源相比，本實(shí)施例的開關(guān)電源在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降時，能夠更加精確恢復(fù)輸出電壓Vo。
本實(shí)施例的開關(guān)電源使用三個比較器111-113以便在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降時，在三個階段中可控制輸出電壓Vo的恢復(fù)。然而，這僅是比較器數(shù)量的一個例子，它可用兩個或四個以至更多的比較器來替代。
雖然在圖中沒有表示出來，正像圖13所示的負(fù)載急劇變化檢測電路110那樣，用多個具有彼此不同閾值的比較器111-113替代圖8所示的組合在負(fù)載急劇變化檢測電路70中的比較器74，同樣可以用多個具有彼此不同閾值的比較器替代圖10所示的組合在負(fù)載急劇變化檢測電路90中的比較器91。使用如此配置的負(fù)載急劇變化檢測電路，通過將控制信號S1的電平降低到與輸出電壓Vo上升程度成比例的電壓電平，可以對負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速上升作出響應(yīng)。這樣，與圖10所示開關(guān)電源相比，通過此方式在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速上升時能夠更加精確地恢復(fù)輸出電壓Vo。
雖然在圖中沒有表示出來，可以用多個具有彼此不同閾值的比較器分別替代圖12所示的組合在負(fù)載急劇變化檢測電路100中的比較器74和91。使用如此配置的負(fù)載急劇變化檢測電路，通過將控制信號S1的電平升高到與輸出電壓Vo下降程度成比例的電壓電平，能夠?qū)τ韶?fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo下降作出響應(yīng)；通過將控制信號S1的電平降低到與輸出電壓Vo上升程度成比例的電壓電平，能夠?qū)τ韶?fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo上升作出響應(yīng)。這樣，與圖12所示開關(guān)電源相比，通過此方式在由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo快速下降或快速上升時能夠更加精確地恢復(fù)輸出電壓Vo。此情況下，用于替代比較器74的比較器的數(shù)量和用于替代比較器91的比較器的數(shù)量無需相同。
在前面描述的各實(shí)施例的開關(guān)電源中，當(dāng)負(fù)載急劇變化檢測電路檢測到負(fù)載急劇變狀態(tài)時，通過控制組合在控制電路6中的放大器30的反相輸入端(-)的電平迅速地恢復(fù)輸出電壓Vo。然而，本發(fā)明并不局限于這一當(dāng)負(fù)載急劇變化檢測電路檢測到負(fù)載急劇變狀態(tài)時迅速恢復(fù)輸出電壓Vo的方法，任何不同的其它方法均可替代用于迅速恢復(fù)輸出電壓Vo。
圖14是包含在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中的控制電路130的電路圖。
如圖14所示，控制電路130包括可變放大器131、PWM控制電路31和隔離電路32。
可變放大器131具有輸入端、輸出端和控制輸入端(CONT)。輸出電壓Vo施加到輸入端，來自圖1所示的負(fù)載急劇變化檢測電路7的控制信號S4施加到控制輸入端(CONT)。在可變放大器131輸出端上產(chǎn)生的控制信號被用作控制信號S1。可變放大器131的增益隨施加到控制輸入端(CONT)的控制信號S4的電平而變化。確切地講，當(dāng)施加到控制輸入端(CONT)的控制信號S4處于低電平，可變放大器131為第一增益(正常增益)，當(dāng)施加到控制輸入端(CONT)的控制信號S4處于高電平，可變放大器131為高于第一增益的第二增益。
如前所述，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速下降時，控制信號S4為有效(變成高電平)。因而，在正常狀態(tài)中可變放大器131的增益為第一增益，而在負(fù)載急劇變化狀態(tài)中為第二增益。結(jié)果，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速下降時，通過可變放大器131輸出的控制信號S1迅速上升。如圖1所示的開關(guān)電源，這使得輸出電壓Vo能夠迅速由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo急劇下降中恢復(fù)。
可接受的是，將可變放大器131的第二增益設(shè)置到較高數(shù)值，在該數(shù)值下由主電路單元5和控制電路130組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)超過了輸出電壓Vo發(fā)生振蕩的極限值。當(dāng)可變放大器131在如此高的增益工作時，輸出電壓Vo最終會發(fā)生振蕩，但是由于控制信號S4僅在負(fù)載急劇變化狀態(tài)中短時有效，所以輸出電壓Vo基本不會發(fā)生振蕩。
提供給可變放大器131的控制輸入端(CONT)的信號并不限制為控制信號S4，而是控制信號S7、S12和S14中任何一個都可替代控制信號S4。
如圖13所示負(fù)載急劇變化檢測電路110，當(dāng)使用響應(yīng)輸出電壓Vo變化的程度而逐級產(chǎn)生如控制信號S16-S18這樣的控制信號，可變放大器131優(yōu)選是能夠響應(yīng)逐級產(chǎn)生的控制信號(當(dāng)使用控制信號S16-S18有四級)而逐級變化其增益的可變放大器。
現(xiàn)將對另一迅速恢復(fù)輸出電壓Vo的方法進(jìn)行描述。
圖15是包含在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中的控制電路140的電路圖。
如圖15所示，控制電路140包括第一放大器141、第二放大器142、第一PWM控制電路143、第二PWM控制電路144和選擇器145。
在控制電路140中，第一放大器141和第二放大器的增益不同。確切講，第二放大器142的增益設(shè)置成高于第一放大器141的增益。第一PWM控制電路143接收第一放大器141輸出的控制信號S1-1，并基于該信號控制由其控制信號a1、b1、c1和d1的脈沖寬度。第二PWM控制電路144接收第二放大器142輸出的控制信號S1-2，并基于該信號控制其控制信號a2、b2、c2和d2的脈沖寬度。所有的控制信號a1、b1、c1、d1 a2、b2、c2和d2均提供給比較器145。比較器145具有選擇輸入端(SELECT)。當(dāng)施加到選擇輸入端(SELECT)的控制信號S4處于低電平，比較器145選擇并輸出控制信號a1、b1、c1和d1。當(dāng)施加到選擇輸入端(SELECT)的控制信號S4處于高電平，比較器145選擇并輸出控制信號a2、b2、c2和d2。
如前所述，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速下降時，控制信號S4為有效(變成高電平)。因而，在正常狀態(tài)選擇器145選擇控制信號a1、b1、c1和d1，而在負(fù)載急劇變化狀態(tài)選擇器145選擇控制信號a2、b2、c2和d2。然而，當(dāng)由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致輸出電壓Vo快速下降時，如圖1所示的開關(guān)電源，可以實(shí)現(xiàn)從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo的急劇下降中迅速地恢復(fù)。
可接受的是，將第二放大器142的第二增益設(shè)置到這樣的較高的數(shù)值，在該數(shù)值下由主電路單元5和控制電路10組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)超過了輸出電壓Vo發(fā)生振蕩的極限值。提供給比較器145的選擇輸入端(SELECT)的信號并不限制于控制信號S4，而是控制信號S7、S12和S14中任何一個都可替代控制信號S4。
如圖13所示負(fù)載急劇變化檢測電路110，當(dāng)使用響應(yīng)輸出電壓Vo的變化程度而逐級產(chǎn)生如控制信號S16-S18這樣的控制信號，放大器和PWM控制電路對的數(shù)量優(yōu)選采用三對或更多對以匹配級的數(shù)量(當(dāng)使用控制信號S16-S18有四對)。
現(xiàn)將對另一迅速恢復(fù)輸出電壓Vo的方法進(jìn)行描述。
圖16是包含在本發(fā)明的另一優(yōu)選實(shí)施例的開關(guān)電源中的控制電路150的電路圖。
如圖16所示，控制電路150包括第一放大器141、第二放大器142、、選擇器151、PWM控制電路31和隔離電路32。
比較器151具有選擇輸入端(SELECT)。當(dāng)施加到選擇輸入端(SELECT)的控制信號S4處于低電平，比較器151選擇通過第一放大器141輸出的控制信號S1-1，并將它們提供給PWM控制電路31。當(dāng)施加到選擇輸入端(SELECT)的控制信號S4處于高電平，比較器151選擇通過第二放大器142輸出的控制信號S1-2，并將它們提供給PWM控制電路31。
因而，控制電路150可以執(zhí)行與控制電路140基本相同的工作。
在前面所述的開關(guān)電源的不同實(shí)施例中使用低通濾波器作為并入在負(fù)載急劇變化檢測電路中的濾波器。然而，本發(fā)明不再需要組合在負(fù)載急劇變化檢測電路中的濾波器是低通濾波器，它們可由如圖17所示的高通濾波器所替代，只要將它們的時間常數(shù)設(shè)定為適合的數(shù)值。
在前面所述的開關(guān)電源的不同實(shí)施例中使用半橋開關(guān)電路作為主電路單元5的初級電路，并使用電流倍增輸出電路作為主電路單元5的次級電路。然而，本發(fā)明并不將初級和次級電路限制在這些類型，任何其它不同的電路均可作為替代使用。
可在本發(fā)明的開關(guān)電源中采用的其它初級電路的例子包括全橋式電路和推挽電路?？稍诒景l(fā)明的開關(guān)電源中采用的其它次級電路的例子包括正向電路、中心抽頭電路和橋式電路。
在前面所述的開關(guān)電源的不同實(shí)施例中使用的主電路單元5包括單個變壓器10和單個初級電路、單個次級電路。然而，本發(fā)明還完成了主電路單元5的配置中使用了多個變壓器、初級電路和次級電路組，并且可接受的是以相互不同的相驅(qū)動多個組。
應(yīng)指出的是本發(fā)明不受所描述的結(jié)構(gòu)的細(xì)節(jié)限制，在不脫離附加的權(quán)利要求書的范圍的前提下可作出變化和改動。
在圖8、10、12和13中所示的開關(guān)電源中，例如，運(yùn)算放大器73輸出的控制信號S11與通過對輸出電壓Vo的進(jìn)行分壓獲得的電壓Vo1-Vo5相比較。然而，規(guī)定的參考電壓可以用于替代電壓Vo1-Vo5，在此情況中當(dāng)通過控制電路6改變輸出電壓Vo時，需要改變參考電壓。
在上述開關(guān)電源的實(shí)施例中，輸出電壓Vo直接提供給放大器30、141和142的輸入端和包含在控制電路6、130、140和150中的可變放大器131。然而，這些輸入可以用隨輸出電壓Vo協(xié)變的電壓來替代，例如通過使用串聯(lián)多個電阻器對輸出電壓Vo進(jìn)行分壓所獲得的電壓。
雖然上述開關(guān)電源的實(shí)施例中的控制電路6、130、140和150采用電壓模式控制，但是也可以采用實(shí)施電流模式控制的控制電路來替代。
在上述開關(guān)電源的實(shí)施例中，控制電路6、130、140和150使用放大器30、141、142和可變放大器131產(chǎn)生的控制信號S1作為模擬信號。然而，它們也適合通過數(shù)字處理來實(shí)施它們的操作。
在上述實(shí)施例中使用的負(fù)載急劇變化檢測電路僅為可用于檢測負(fù)載急劇變化的電路的例子，可以使用任何其它不同的電路來替代檢測負(fù)載的急劇變化。
如前所述，由于本發(fā)明能夠從由負(fù)載狀態(tài)的急劇變化導(dǎo)致的輸出電壓Vo迅速下降和/或上升中迅速地恢復(fù)，因此本發(fā)明提供了一種瞬態(tài)響應(yīng)得到顯著改善的開關(guān)電源。因此，當(dāng)使用本發(fā)明的開關(guān)電源驅(qū)動例如CPU或DSP這樣的負(fù)載電流急劇變化的負(fù)載時，它能夠有效地防止由電源電壓波動可能導(dǎo)致的負(fù)載設(shè)備的故障。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源，包括主電路單元，該主電路單元包括用于將DC輸入電壓轉(zhuǎn)換成AC電壓的開關(guān)電路和用于對AC電壓整流以產(chǎn)生DC輸出電壓的輸出電路；和用于控制主電路單元的運(yùn)行的控制電路，在主電路單元提供的負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時控制電路的傳遞函數(shù)呈第一數(shù)值，而在負(fù)載電流的變化率超出該規(guī)定的速率時呈超過第一數(shù)值的第二數(shù)值。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源，其中所述第二數(shù)值設(shè)置在這樣的電平由開關(guān)電路和控制電路組成的閉環(huán)的傳遞函數(shù)使輸出電壓振蕩。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括在其一輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓的至少一個放大器，以及開關(guān)電源進(jìn)一步包括響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定速率的速率改變以改變在放大器的輸入端上的電平的裝置。
4.如權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括在其一輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓的至少一個放大器，以及開關(guān)電源進(jìn)一步包括響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定速率的速率改變以改變在放大器的輸入端上的電平的裝置。
5.如權(quán)利要求4所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率增加以在一個方向上改變在放大器的輸入端上的電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率降低以在相反的方向上改變在放大器的輸入端上的電平。
6.如權(quán)利要求4所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的第一速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第一電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出第一速率的第二速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第二電平。
7.如權(quán)利要求5所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的第一速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第一電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出第一速率的第二速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第二電平。
8.如權(quán)利要求3所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率增加以在一個方向上改變在放大器的輸入端上的電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的速率降低以在相反的方向上改變在放大器的輸入端上的電平。
9.如權(quán)利要求3所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的第一速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第一電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出第一速率的第二速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第二電平。
10.如權(quán)利要求8所述的開關(guān)電源，其中所述的裝置響應(yīng)負(fù)載電流以超出規(guī)定的速率的第一速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第一電平，以及響應(yīng)負(fù)載電流以超出第一速率的第二速率變化以將在放大器的輸入端上的電平改變到第二電平。
11.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路在它的輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓并包括至少一個可變放大器，在負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時該可變放大器呈第一特性，而在負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率時呈不同于第一特性的第二特性。
12.如權(quán)利要求11所述的開關(guān)電源，其中所述第一特性具有第一增益，第二特性具有超過第一增益的第二增益。
13.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、多個PWM控制電路和一個選擇器，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該P(yáng)WM控制電路每個都與放大器相關(guān)聯(lián)以基于相關(guān)聯(lián)的放大器的輸出產(chǎn)生控制信號組，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從控制信號組中選擇一信號組，根據(jù)所選控制信號組控制主電路單元的工作。
14.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、一個選擇器和一個PWM控制電路，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從多個放大器的輸出中選擇一個輸出，該P(yáng)WM控制電路基于所選擇的輸出產(chǎn)生控制信號組，根據(jù)該控制信號組控制主電路單元的工作。
15.如權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路在它的輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓并包括至少一個可變放大器，在負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時該可變放大器呈第一特性，而負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率時呈不同于第一特性的第二特性。
16.如權(quán)利要求15所述的開關(guān)電源，其中所述第一特性具有第一增益，第二特性具有超過第一增益的第二增益。
17.如權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、多個PWM控制電路和一個選擇器，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該P(yáng)WM控制電路每個都與放大器相關(guān)聯(lián)以基于相關(guān)聯(lián)的放大器的輸出產(chǎn)生控制信號組，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從控制信號組中選擇一信號組，根據(jù)所選控制信號組控制主電路單元的工作。
18.如權(quán)利要求2所述的開關(guān)電源，其中所述控制電路包括至少多個具有不同特性的放大器、一個選擇器和一個PWM控制電路，每個放大器在其輸入端接收輸出電壓或與其協(xié)變的電壓，該選擇器用于根據(jù)負(fù)載電流的變化率是否超出規(guī)定的速率從多個放大器的輸出中選擇一個輸出，該P(yáng)WM控制電路基于所選擇的輸出產(chǎn)生控制信號組，根據(jù)該控制信號組控制主電路單元的工作。
全文摘要
一種適合于驅(qū)動其負(fù)載電流可能急劇波動的開關(guān)電源，包括主電路單元和控制電路，該主電路單元包括用于將DC輸入電壓轉(zhuǎn)換成AC電壓的開關(guān)電路和用于對AC電壓整流以產(chǎn)生DC輸出電壓的輸出電路，該控制電路用于控制主電路單元，在主電路單元提供的負(fù)載電流的變化率沒有超出規(guī)定的速率時控制電路的傳遞函數(shù)呈第一數(shù)值，而在負(fù)載電流的變化率超出該規(guī)定的速率時呈超過第一數(shù)值的第二數(shù)值。在負(fù)載電流的變化率超出規(guī)定的速率時，因?yàn)榭刂齐娐返膫鬟f函數(shù)相對于在正常狀態(tài)下的傳遞函數(shù)增加了，所以本發(fā)明顯著地改善了瞬態(tài)響應(yīng)。
文檔編號H02M3/24GK1402420SQ02144389
公開日2003年3月12日 申請日期2002年8月16日 優(yōu)先權(quán)日2001年8月17日
發(fā)明者松浦研, 宮崎浩, 広川正彥 申請人:Tdk株式會社