專利名稱：具有高輸入功率因數(shù)和低諧波失真的交－直流電源轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的背景技術(shù)本發(fā)明涉及用于電源，電池備份或不間斷電源，以及其它電源轉(zhuǎn)換應(yīng)用的電源轉(zhuǎn)換電路，更具體地，涉及一種有代表性的電源模塊概念的實現(xiàn)，具有高輸入功率因數(shù)、設(shè)計簡單、成本低以及效率優(yōu)良的特點。具有單級且只使用單個開關(guān)的該電源模塊電路并入了占空比和頻率控制的混合電路，以實現(xiàn)低的總諧波失真(THD)，低的施加在變壓器次級電路元件上的峰值電流應(yīng)力，以及低的電磁干擾(EMI)。
如圖1A所示，用于AC-DC電源轉(zhuǎn)換的傳統(tǒng)方案在前端采用二極管整流器-電容濾波器的組合。盡管該方案簡單經(jīng)濟(jì)，但是由于在輸入交流電壓的峰值附近引起峰值電流，如圖1B所示，其嚴(yán)重地惡化了交流電源的質(zhì)量。該電流諧波很多(總諧波失真，THD，非常高)且導(dǎo)致功率因數(shù)低。有幾個主要的缺點與將高諧波反向注入電網(wǎng)有關(guān)，這些缺點包括配電線路過熱，配電變壓器和中性線對通信和控制信號的干擾，諧振導(dǎo)致的過電壓，以及最重要的，設(shè)備額定伏安(V-A)的低效利用。
隨著管理機(jī)構(gòu)對電源質(zhì)量和適當(dāng)標(biāo)準(zhǔn)越來越重視，例如隨著IEC-555-2標(biāo)準(zhǔn)的出臺，工程師們一直致力于開發(fā)用于功率因數(shù)校正(PFC)和/或降低總諧波失真的新電路。與功率因數(shù)校正電路一起，新的控制方案也已經(jīng)被提出。這些電路和控制方案中的一些如此流行，以致制造商們已經(jīng)提出專門用于這些電路的專用集成電路(IC)(例如，MC34262，UC3854等)。
盡管不是所有引用的出版物都是本發(fā)明的現(xiàn)有技術(shù)，但是下面的出版物有與本發(fā)明相關(guān)的背景信息。以下按照方括號中的各自的序號引用這些出版物，例如Kochar等人的文章可能被簡單引用為[1]。M.J.Kochar and R.L.Steigerwald，″An AC to DC converter with highquality input WAVEFORMS，″PROCEEDINGS of IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference，pp.63-75，1982.M.F.Schlecht，B.A.Miwa，″Active power factor correction forwitching power supplies，″IEEE Transactions Power Electronics，Vol.2，No.4，pp.273-281，1987.H.Akagi，″Trends in active power line conditioners，″IEEE Transactionson Power Electronics，Vol.9，pp.263，May 1994.R.Redl，L.Balogh and N.Sokal，″A new family of single stage isolatedpower factor correctors with fast regulation of the output voltage，″IEEE PowerElectronics Specialists Conference，pp.1137-1144，1994.R.Erickson，M.Madigan and S.SINGER，″DESIGN of a simple high-power-factor rectifier based on the flyback CONVERTER，″IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition，pp.792-801，1990.A.R.Prasad，P.D.Ziogas and S.MANIAS，″A new active power factorcorrection method for 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高功率因數(shù)與低諧波失真的優(yōu)點眾所周知。主要的優(yōu)點是對設(shè)備輸出功率的最優(yōu)利用[1，16-18]。在過去的二十年中，人們已經(jīng)目睹了與電源轉(zhuǎn)換中功率因數(shù)校正有關(guān)的巨大研究成果[1-49]；這應(yīng)該歸功于越來越重視電源質(zhì)量，以及全世界的相關(guān)機(jī)構(gòu)已經(jīng)開始認(rèn)真執(zhí)行電源質(zhì)量標(biāo)準(zhǔn)。
為了突出本發(fā)明的創(chuàng)新，首先回顧現(xiàn)有的技術(shù)方案。
現(xiàn)有技術(shù)方案關(guān)于功率因數(shù)校正電路的主要問題[2-4]是系統(tǒng)的大小和成本，電路拓?fù)涞膹?fù)雜性(例如，單級，雙級等)及其控制(例如，占空比控制或變頻控制或兩者的結(jié)合)，輸出電壓調(diào)節(jié)和它的波紋含量以及轉(zhuǎn)換器的效率(單級或多級)。在早期，傾向于使用升壓(boost)拓?fù)浜驼{(diào)節(jié)其占空比，從而為線電壓提供阻性負(fù)載。但是所有的這些方案都需要用于隔離和負(fù)載電壓控制的第二級。一種基于反激(flyback)轉(zhuǎn)換器的簡單方案由Erickson等人提出[5]，該轉(zhuǎn)換器以不變的占空比工作在不連續(xù)電流模式(DCM)，其中將隔離并入第一級。一種用于單相升降壓轉(zhuǎn)換器的新的功率因數(shù)校正方案由Prasad等人提出[6]。一些被提出的單級結(jié)構(gòu)是Yang等人提出的隔離升壓拓?fù)鋄7]，Kheraluwala等人提出的利用諧振升壓級固有特性的快速響應(yīng)拓?fù)鋄8]，以及Daniele等人提出的雙開關(guān)正向拓?fù)鋄9]。但是，這些方法都利用了至少兩個開關(guān)。
Redl等人[4]提出了新的功率因數(shù)校正電路系列(S2IP2)，它克服了當(dāng)時存在的結(jié)構(gòu)的大部分不足。源于升壓和降壓結(jié)構(gòu)的合并結(jié)構(gòu)也已被用于功率因數(shù)校正(PFC)[10，11]。其它作者報告了相關(guān)的方面，包括降低初級側(cè)設(shè)備上的高電壓應(yīng)力[12]和PFC電路中的電磁干擾(EMI)[13，14]。
在這個最初的回顧之后，接下來提出下面的觀點和各種PFC技術(shù)的分類。然后繼續(xù)回顧更多的文獻(xiàn)。
PFC技術(shù)特征一項好的PFC技術(shù)應(yīng)該具有以下特征(a)無諧波(正弦波)的輸入線電流，在寬的負(fù)載變化下具有接近一致的功率因數(shù)；(b)好的電壓和負(fù)載調(diào)節(jié)—具有快速的輸出動態(tài)特性；(c)尺寸小，重量輕，部件數(shù)量少，經(jīng)濟(jì)；(d)功率轉(zhuǎn)換效率高；(e)電磁干擾低。
除了上述特征外，根據(jù)特定應(yīng)用也可能需要下面的特征(a)輸入和輸出之間的伽伐尼(Galvanic)隔離；(b)通用的輸入交流電壓范圍(通常85V到270V均方根(RMS))；(c)低輸出紋波；(d)輸出電壓范圍大，從非常低的直流輸出電壓(例如，12V，24V，等)到高電壓(例如，800V)；(e)如果應(yīng)用需要，保持時間長(保持時間是在失去輸入電壓后，電源能夠在多長的時間內(nèi)將輸出電壓保持在規(guī)定范圍內(nèi)的一種度量。例如，具有足夠長保持時間的電源能夠在短的電源間斷期間內(nèi)繼續(xù)向負(fù)載供電)。
PFC技術(shù)分類[41]PFC技術(shù)可以分為以下幾種(a)無源PFC(PPFC)；(b)有源PFC(APFC)；(c)種類(a)和(b)的結(jié)合(PPFC+APFC)。
無源功率因數(shù)校正(PPFC)PPFC使用感應(yīng)濾波器和諧振濾波器(L和C的結(jié)合)[42，43]。圖2示出了一種典型的PPFC電路。這些技術(shù)不使用任何額外的有源器件/電路來改善功率因數(shù)。因此，在低功率水平，這些解決方法簡單，可靠并且成本低。但是它們也有以下的缺點(a)這些技術(shù)試圖將諧波水平降低到標(biāo)準(zhǔn)設(shè)定的范圍內(nèi)。它們并不努力地將其改善到超過標(biāo)準(zhǔn)要求的水平。因此，它們?nèi)匀粵]有促進(jìn)有效的V-A利用。
(b)PPFC不允許輸入交流電壓的大范圍變化(例如，從85V到270V)。因為PPFC只使用無源元件，所以當(dāng)輸入大幅度波動時，不能維持輸出調(diào)節(jié)。
為了供應(yīng)大范圍變化的電壓，必須使用有源開關(guān)和占空比控制。對于有占空比控制的系統(tǒng)，例如，占空比的范圍為0.1到1.0是正常的。為了允許更大范圍的變化，該范圍可以被擴(kuò)展到0.01到1。然而，這需要有很高tr和tf時間的開關(guān)裝置。
(c)在大功率水平，PPFC的電抗元件體積趨大和笨重，且不再是低成本的。
(d)在大功率水平，在功率水平變化的寬的范圍內(nèi)，功率因數(shù)不會保持在規(guī)定的范圍內(nèi)。
有源功率因數(shù)校正(APFC)與PPFC技術(shù)不同，APFC技術(shù)[6，26-37，40]利用附加的裝置/控制電路改善功率因數(shù)和諧波分布(harmonic profile)。因此，與PPFC相比，這些技術(shù)花費高。然而，它們總的性能要優(yōu)良的多。傳統(tǒng)的APFC通常為基于降壓、升壓、反激(見圖3)、正向拓?fù)浠蚪?jīng)修正的拓?fù)涞膯渭壗Y(jié)構(gòu)，使用一個或多個開關(guān)。升壓或反激拓?fù)涔ぷ髟谶B續(xù)電流模式(CCM)或不連續(xù)電流模式(DCM)[7，27，33]。應(yīng)該指出(a)反激結(jié)構(gòu)——控制芯片可以用來實現(xiàn)這種結(jié)構(gòu)。主要缺點是峰值電流高。
(b)正向模式——和連續(xù)電流模式一樣，變壓器必須工作在主要頻率(50Hz，60Hz，400Hz或其它普遍使用的交流電頻率)，從而增加了變壓器的大小。因此，不連續(xù)電流模式下運行允許使用更小變壓器的。但是它具有峰值電流高的缺點。
在APFC中，通過各種技術(shù)控制輸入線電流，如峰值電流模式控制，平均電流模式控制[12，26]，充電控制，滯環(huán)電流模式控制[15，16，30，31]，正弦波脈寬調(diào)制(PWM)[14，28]，增量調(diào)制控制[21，22，36，37]，感應(yīng)電壓控制[23，40]，等等。實際上，這些控制方案中很多可以作為集成電路得到。
APFC可以是電流源類型(通常是降壓類型)[36，37]或電壓源類型[1，2，26]。電壓源類型更為常用，可以使用降壓，升壓，升降壓(buck-boost)，cuk或衍生的拓?fù)?。關(guān)于這些結(jié)構(gòu)必須指出下面幾點(a)因為升壓電感導(dǎo)致輸入電源紋波低，因而降低了對濾波器的要求，因此工作在連續(xù)電流模式的升壓結(jié)構(gòu)適合于中到大功率水平的應(yīng)用。但是，該結(jié)構(gòu)會有高的反向恢復(fù)損耗，電荷泵損耗，電磁干擾性能差以及在輸入電流過零點附近甚至有某種程度尖峰失真的缺點。使用軟開關(guān)技術(shù)和諧振功率轉(zhuǎn)換技術(shù)可以減輕這些問題中的一些。
(b)輸出二極管的反向恢復(fù)問題可以通過在CCM-DCM邊界運用升壓結(jié)構(gòu)而消除。
(c)運行在不連續(xù)電流模式的升壓轉(zhuǎn)換器不提供正弦波輸入電流，除非開關(guān)設(shè)備的占空比連續(xù)變化。同時，施加在設(shè)備上的峰值電流應(yīng)力更大。
(d)在較小功率電平使用反激(升降壓)拓?fù)淇赡苁怯形Φ?。它具有幾個優(yōu)點。例如，不會出現(xiàn)起動浪涌電流的問題，可以容易地實現(xiàn)過載保護(hù)，輸出電壓可以大于或小于峰值輸入電壓，可能實現(xiàn)伽伐尼(galvanic)隔離。CCM和DCM模式的運行都是可行的，但會導(dǎo)致更多的噪音。當(dāng)在DCM模式使用該拓?fù)鋾r，可以消除二極管的反向恢復(fù)問題。
現(xiàn)有APFC方案有以下的一個或多個缺點(a)具有DCM工作模式的所有缺點。
(b)在許多情況下，大容量儲能電容器兩端的電壓不被控制并能夠達(dá)到高值。由于更大的ESR值，額定值更高的電容器將導(dǎo)致成本增加和更大的功率損耗。
(c)在許多情況下，頻率在很大范圍內(nèi)變化(通常為8倍)，這使得EMI濾波器設(shè)計困難。
(d)設(shè)備上的應(yīng)力增加。
(e)電源轉(zhuǎn)換效率通常較低。
(f)控制復(fù)雜。
(g)大濾波電容器濾除二次諧波成份。
(h)慢的輸出動態(tài)特性。
上面提到的一些缺點(例如，慢的輸出動態(tài)特性，控制復(fù)雜可以通過使用改進(jìn)的結(jié)構(gòu)而克服，例如包含獨立控制的兩級的級聯(lián)結(jié)構(gòu)[1]。第一級校正功率因數(shù)而第二級對快速、動態(tài)負(fù)載提供輸出電壓的緊密調(diào)節(jié)。該方案的缺點是因兩級結(jié)構(gòu)造成效率較低。通過將級聯(lián)結(jié)構(gòu)的兩級并入一個功率級可以在某種程度上克服這一缺點[44，45]。這提高了效率但是控制卻變得復(fù)雜。許多功率因數(shù)校正電路屬于這種類型。
PPFC+APFCAPFC和PPFC的組合可能使效率增加并減小尺寸、降低成本[41，46]。該方案的一個例子是有源功率因數(shù)校正電路只在輸入交流電壓波形的一部分工作，而在剩下的部分，與APFC電路并聯(lián)的無源網(wǎng)絡(luò)(PPFC)接替工作。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明采用單級、單開關(guān)、輸入輸出隔離的轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)，該轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)使用正向和反激轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞幕旌鲜浇Y(jié)構(gòu)。它使用基于占空比控制和兩個不連續(xù)工作頻率的新的控制方案。不需要連續(xù)變化的工作頻率，降低了控制電路的復(fù)雜性。它導(dǎo)致電路元件上的峰值電流應(yīng)力減小從而使電路可靠性更高。由于該轉(zhuǎn)換器的工作在兩個工作頻率之間切換，其噪聲頻譜展開[51]使其電磁兼容(EMC)性能更好。其成本與現(xiàn)有技術(shù)的多級多開關(guān)APFC設(shè)計相比有很大的降低，并且工作時功率因數(shù)高，直流輸出電壓好調(diào)節(jié)。該功率因數(shù)校正電路裝置和方法特別適用于需要低的直流輸出電壓(例如，24V，48V)的降壓應(yīng)用。本發(fā)明的一個詳細(xì)的實施例是完全自容式電源轉(zhuǎn)換器模塊的形式。被提出的結(jié)構(gòu)可以被進(jìn)一步集成以減小系統(tǒng)大小，并將引起電池充電和不間斷電源(UPS)系統(tǒng)相關(guān)產(chǎn)業(yè)的特別關(guān)注。


圖1A和1B分別示出了一種電路拓?fù)浜拖鄳?yīng)的電壓與電流波形，表示傳統(tǒng)的AC-DC電源轉(zhuǎn)換方案。
圖2是示出了傳統(tǒng)的無源功率因數(shù)校正(APFC)方案的電路圖。L和C是用于降低總諧波失真的濾波元件。
圖3是示出了傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正(APFC)方案的電路圖。
圖4是示出了基本混合拓?fù)涞碾娐穲D，其中提出的控制方案已經(jīng)被實現(xiàn)，并且發(fā)現(xiàn)產(chǎn)生了很好的效果。輸出整流二極管按一種特殊的新的結(jié)構(gòu)連接。
圖5是示出了新的控制策略的波形圖，該控制策略體現(xiàn)在圖4的電路拓?fù)渲?，圖中示出了控制階段“1”和“2”?！癙COP”表示階段轉(zhuǎn)換點，而“FCOP”表示頻率轉(zhuǎn)換點，其適當(dāng)?shù)刈兓詫崿F(xiàn)好的功率因數(shù)。為了說明，在一個交流周期的四個轉(zhuǎn)換點之一上標(biāo)注這兩個點。
圖6是波形圖，示出了根據(jù)圖5的新的控制策略，在交叉點附近的輸入交流電壓與開關(guān)M的控制脈沖。
圖7是實現(xiàn)圖5的新控制策略的原理框圖。
圖8是實現(xiàn)對應(yīng)于圖7的新控制策略的詳細(xì)原理圖。
圖9是示出了傳統(tǒng)反激轉(zhuǎn)換器(上部曲線)和使用新控制策略的本發(fā)明(下部曲線)的輸入電流與時間關(guān)系的波形圖。
圖10(a)是電源基板的俯視圖，示出了功率級上主要元件的布置，圖10(b)是根據(jù)電源基板的電源模塊發(fā)明的一個實施例的PCB控制級布置的俯視圖。
圖11是圖1中描述的模塊電源部分的原理圖/實際布置圖。
圖12是圖10中描述的本發(fā)明電源模塊的橫截面圖。
圖13是用于圖10中描述的本發(fā)明電源模塊的引出管腳示意圖。
圖14示出了依照本發(fā)明經(jīng)整流的輸入交流電壓以及選通脈沖的示波器描跡。
圖15示出了依照本發(fā)明的線電流和線電壓的另一個示波器描跡。
圖16是PSPICE仿真圖，示出了依照上述電源轉(zhuǎn)換器設(shè)計的仿真線電流、成比例的輸入交流電壓和輸出電壓，用于與圖14和15示出的實驗結(jié)果比較。
圖17是對應(yīng)于最大負(fù)載情況的初級側(cè)電流波形圖，d1＜d2＜d3＜....
圖18和19分別是圖8控制電路工作原型的模擬和數(shù)字部分的詳圖。
圖20是示出交流周期的上升部分中，PCOP和FCOP相對位置的圖。
具體實施例方式
本發(fā)明要解決的問題從前述部分的簡單回顧中，可以清楚的看到現(xiàn)有方案具有下面的一個或多個缺點(a)系統(tǒng)的尺小、重量和體積大。
(b)系統(tǒng)的成本高。
(c)電路拓?fù)?例如，單級，兩級等)復(fù)雜。
(d)控制策略復(fù)雜。
(e)不能實現(xiàn)指定范圍內(nèi)的輸出電壓調(diào)節(jié)。而且，需要12V，24V和48V電源的降壓應(yīng)用通常是不可能的。
(f)輸出波紋含量高。
(g)設(shè)備和變壓器上的峰值電流應(yīng)力非常大。
(h)轉(zhuǎn)換器的效率低。
目的單級和多級轉(zhuǎn)換器(使用一個或多個開關(guān))已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于各種系統(tǒng)中的功率因數(shù)校正級。本發(fā)明基于以下目的(a)提供單級、單開關(guān)的功率因數(shù)校正電路(功率級)，以符合工業(yè)中對低直流電壓(12V，24V，48V等)應(yīng)用的要求。
(b)提供一種新的控制策略，該策略實現(xiàn)簡單，但是具有所有需要的特征。
(c)將(a)和(b)集成在緊湊的模塊中，以增強(qiáng)工業(yè)應(yīng)用的可靠性和緊湊性。
下面將進(jìn)一步討論這三個目的功率級圖4示出了用作功率級的單開關(guān)、單級的混合拓?fù)鋄47]。提出該結(jié)構(gòu)以減小變壓器的大小，這是主要的優(yōu)點。當(dāng)該電路工作并采用所提出的控制方案時，峰值電流被大大地降低。應(yīng)該指出圖4中的輸出整流二極管按一種特殊的新的結(jié)構(gòu)連接。其創(chuàng)新在于次級整流器不是以傳統(tǒng)的橋式整流器的方式連接。它的連接有助于反激和正向工作模式的結(jié)合。
提出的控制策略根據(jù)圖5所示的提出的控制策略，當(dāng)經(jīng)整流的輸入電壓Vi小于整流輸出電壓Vo’時(如階段1中)，設(shè)備以固定的頻率f1在滿載情況下以50％占空比工作。階段2對應(yīng)于經(jīng)整流的輸入電壓Vi高于Vo’的區(qū)域。階段1變換為階段2的點稱為階段轉(zhuǎn)換點(PCOP)。在階段2中，占空比以正弦加權(quán)的方式連續(xù)調(diào)制。在超過PCOP的一些適當(dāng)?shù)狞c，開關(guān)頻率從f1變?yōu)閒2。這一點稱為頻率轉(zhuǎn)換點(FCOP)，如圖5和20所示。FCOP被適當(dāng)?shù)卣{(diào)整(并因此被視為可變的)以得到好的頻率因數(shù)。應(yīng)該指出只使用了兩個不連續(xù)的工作頻率值。這里不使用連續(xù)頻率控制(更復(fù)雜)。輸出電壓調(diào)節(jié)使用PWM技術(shù)來實現(xiàn)。
圖6示出了實現(xiàn)該控制方案的典型的選通波形。
階段1當(dāng)Vi＜Vo’(反射(reflected)輸出電壓)
(a)工作于反激模式，對應(yīng)于第一固定頻率下給定負(fù)載條件只有一個固定的占空比。隨著負(fù)載增加，占空比增加，反之亦然，以保持輸出電壓不變。估計最大占空比為50％，以確保磁通量重新設(shè)置。
(b)由于在該階段Vi低，因為與正弦電流轉(zhuǎn)換對應(yīng)的功率低，峰值電流不是主要關(guān)心問題。
階段2當(dāng)Vi＞Vo’(a)由于開關(guān)M接通時二極管D5(見圖4)導(dǎo)通，同時工作在反激模式和電壓(或正向轉(zhuǎn)換)模式。
(b)這里，在輸入正弦電壓峰值期間，傳遞到輸出端的功率分為兩個相等的部分，一部分通過反激傳遞，另一部分通過正向轉(zhuǎn)換傳遞。
(c)為了實現(xiàn)這些，通過使頻率加倍減小開關(guān)M的接通持續(xù)時間(否則所有功率將來自反激模式)，從而減小峰值電流?？蛇x擇頻率加倍(FCOP)的時刻以實現(xiàn)好的功率因數(shù)。
集成為緊湊的智能模塊功率級和控制級已被集成為單個緊湊的模塊。這導(dǎo)致更高的可靠性。內(nèi)置的智能部分(控制方面)產(chǎn)生了通用的“智能”的電源模塊，增加了其應(yīng)用的范圍。在后續(xù)部分說明了該模塊設(shè)計和制造的細(xì)節(jié)。
總之，本發(fā)明提供了基于占空比控制和兩個不連續(xù)開關(guān)頻率的新的方案。該方案被示出在圖5到圖8中。應(yīng)該指出，這里不使用連續(xù)的、可變頻率控制，相反地，該系統(tǒng)工作在兩個不同的開關(guān)頻率。該控制方案是對一種早期研究的改進(jìn)[15]，該早期研究使用單個、不變的頻率和兩個固定的占空比，依賴于經(jīng)整流的輸入電壓和整流輸出電壓之間的比較。提出的發(fā)明使輸入諧波和設(shè)備上的峰值電流應(yīng)力極大降低，并特別適用于以低直流輸出電壓(例如，24V，48V)為特征的“降壓”應(yīng)用。例如，該結(jié)構(gòu)將引起與電池充電和UPS設(shè)計、制造有關(guān)的產(chǎn)業(yè)的興趣。
該方案附加的優(yōu)點是采用雙頻率調(diào)制降低了系統(tǒng)的EMI[51]。由于轉(zhuǎn)換器工作時在兩個工作頻率(f1和f2)之間來回轉(zhuǎn)換，頻譜將展開，顯示更多的頻率分量，但振幅更小。比較起來，如果轉(zhuǎn)換器只操作在一個固定的工作頻率，其頻譜將變窄，但是振幅將更大，從而增加了EMI的數(shù)量并降低的系統(tǒng)的電磁兼容(EMC)性能。
鑒于預(yù)期的該提出結(jié)構(gòu)的廣泛應(yīng)用，已做出努力以實現(xiàn)集成了功率級和控制級的智能模塊。與相應(yīng)的分離系統(tǒng)相比，這使得系統(tǒng)緊湊并增強(qiáng)了系統(tǒng)的可靠性和有效性。
與提出的發(fā)明相關(guān)的原理分析該智能轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)用圖4所示的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，按以下方式工作使用二極管D1-D4對輸入正弦波Vac整流。因此，Vi是全波整流的正弦波波形。M是功率半導(dǎo)體(該例中是MOSFET，也可以使用快速IGBT)開關(guān)，Xi是鐵氧體降壓變壓器。對本領(lǐng)域技術(shù)人員明顯地，二極管D5-D8的功能可以通過使用低損耗肖特基勢壘二極管或同步整流器(如低損耗MOSFET)而適宜地實現(xiàn)。為了達(dá)到要求的輸出電壓，變壓器可以被激發(fā)在三個不同模式。
電壓或正向模式這里X1被用作具有大的磁化電感的單純變壓器?？紤]一個開關(guān)周期并假設(shè)磁通量在周期開始時(t＝t1)為零，當(dāng)開關(guān)M接通時，Vmsinωt1被加到變壓器的初級。因此，次級電壓Vs由下式給出Vs＝(N2/N1)Vmsinωt1(1)本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該知道，D5和D6導(dǎo)通使電流通過電感L為電容器C0充電。當(dāng)開關(guān)M斷開時，二級管D7和D8導(dǎo)通電流將磁能釋放到電容器C0中。因為在周期的最后，磁通量必須達(dá)到零，最大占空比只能為50％，其中t1對應(yīng)于反射電壓剛好等于輸入電壓的時刻。如果在這些設(shè)計中，磁通量沒有達(dá)到零，將需要增加磁芯以及變壓器的大小以適應(yīng)能量的轉(zhuǎn)移。而且，如果在整個周期中保持相同的占空比，那么Im將為正弦加權(quán)。因此，在IL為間斷模式的情況下，開關(guān)必須導(dǎo)通輸入四倍于正弦波電流峰值的最大電流。同樣地，二極管D5和D6必須導(dǎo)通四倍于Iin峰值電流的電流。在間斷模式運行該系統(tǒng)可以更佳地實現(xiàn)開關(guān)M的零電流導(dǎo)通和減小電感L的大小。
Fly-back模式或電流模式在這種模式中，二級管D5，D6和電感L不是必須的，二極管D8被正向偏置。而且，變壓器X1在N1線圈部分具有有限電感，使所需的能量可以被轉(zhuǎn)移到負(fù)載。在這些情況下，在周期的開始，當(dāng)開關(guān)接通時，初級電流IM從零電流(零磁通量)上升。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時，二極管D7導(dǎo)通電流以轉(zhuǎn)移能量到負(fù)載。此外，如果占空比在整個周期內(nèi)相等，那么輸入電流Iin變?yōu)檎壹訖?quán)的。此外，工作在間斷模式時，開關(guān)M的最大導(dǎo)通電流IM，以及通過二極管D7和變壓器次級的電流是工作在滿載和50％占空比下的各自正弦波電流峰值的四倍。很明顯，如果傳輸相同輸出功率但占空比低于50％，峰值將更高。
組合模式在早先的二種情況中，由于高的峰值電流需要，變壓器、二極管以及開關(guān)不得不被規(guī)定為更高的RMS額定電流。通過使系統(tǒng)工作于混合模式，二級管和變壓器X1的均方根(RMS)額定電流可以被降低。在這種情況下，當(dāng)Vmsinωt小于(N1/N2)Vo(忽略二級管壓降)，系統(tǒng)只工作在反激模式，當(dāng)Vmsinωt大于(N1/N2)Vo(忽略二級管壓降)，系統(tǒng)工作在電壓模式和反激模式。如果我們假設(shè)在這期間所需能量的一半由電壓模式提供，另一半由反激模式提供，那么二極管和變壓器的峰值電流將變?yōu)橐话耄瑥亩鴮?dǎo)致這些設(shè)備RMS額定值的降低。
相關(guān)原理如下假設(shè)輸入電壓(Vac)＝Vmsinωt (2)滿載時需要的電流＝imsinωt(3)當(dāng)t＝t1時，假設(shè)Vmsinωt1＝(N1/N2)Vo(4)其中忽略了二極管的壓降。
當(dāng)t＝t1時，需要的電流是imsinωt1。假設(shè)開關(guān)頻率高，從而在開關(guān)期間可以忽略Vmsinωt的變化。假設(shè)滿載時占空比為50％，并假設(shè)變壓器X1和電感L工作在間斷模式。假設(shè)L1為變壓器X1的初級電感，T1是開關(guān)頻率的周期。
則有，iL1(T1/2)＝(Vmsinωt1/L1)×(T1/2)(5)(假設(shè)線性上升)iL1(average)＝(Vmsinωt1×T1)/8L1(6)如果輸入正弦波波形必須跟隨，則imsinωt1＝(Vmsinωt1×T1)/8L1(7)等式(7)確定L1的值。
對于t＞t1，當(dāng)M接通時，能量被轉(zhuǎn)移到L1和L。假設(shè)L’是涉及初級側(cè)的次級電感。假設(shè)在輸入波形的峰值處，需要轉(zhuǎn)移的能量在L’和L1之間平均分配，則當(dāng)ωt＝π/2時im=Vm×T28L1+Vm-N1N2Vo8L′×T2---(8)]]>其中T2是新的開關(guān)周期。根據(jù)(7)，得到需要的電流為im＝VmT1/8L1(9)注意在以上等式中，周期T1對應(yīng)于頻率f1，周期T2相應(yīng)于頻率f2。
如果比較等式(8)和(9)，則為了在L’和L1之間平均分配能量，必須滿足以下條件。
T2＝T1/2，當(dāng)t＞t1時開關(guān)頻率必須被加倍(Vm-N1N2Vo)8L′=Vm8L1]]>L1(Vm-N1N2V)=L′Vm]]>L′=L1(1-N1N2VoVm)---(10)]]>L’和L1的值被等式(10)確定。在這種情況下，與電壓或電流模式相比，次級和D5-D8的峰值電流要求被降低到一半?，F(xiàn)在，考慮t1到T2/2之間的持續(xù)時間。在該期間，等式(8)可以被寫為imsinωt=VmT28(1L1+1L′)sinωt-N1/N28L′VoT2---(11)]]>假設(shè)1L1+1L′=1L2---(12)]]>那么等式(11)被簡化為imsinωt=VmT28L2sinωt-N1/N28L′VoT2---(13)]]>但是t＝t1時，根據(jù)(7)需要的電流為imsinωt1=Vmsinωt1×T18L1---(14)]]>解方程(13)和(14)T2=T1L1L2-(L1L′)×(N1N2)×(VoVmsinωt)---(15)]]>如圖5，6和7，當(dāng)經(jīng)整流的輸入電壓小于反射輸出電壓Vo’時(在階段1中)，設(shè)備在最大負(fù)載下工作于50％占空比和固定頻率f1。當(dāng)輸入電壓大于Vo’時(階段2)，以正弦加權(quán)的方式連續(xù)地調(diào)節(jié)占空比，且工作頻率在FCOP指示的時刻變換到f2。第一個階段轉(zhuǎn)換到第二個階段的點稱為上文提到的階段轉(zhuǎn)換點(PCOP)。在第一個工作階段期間，開關(guān)頻率為第一固定頻率f1，在第二個工作階段期間，開關(guān)頻率為第二固定頻率f2，從第一頻率到第二頻率的轉(zhuǎn)換可以在超過階段轉(zhuǎn)換點的任何地方進(jìn)行以實現(xiàn)好的輸入電流波形。使用計算機(jī)仿真可以選擇FCOP。通常，它比PCOP點高20％，并由下面的要求給出，即，任何點處的初級峰值電流小于輸入交流電壓峰值處達(dá)到的峰值電流。一旦FCOP被確定，可以用適當(dāng)?shù)臄?shù)據(jù)對EPROM進(jìn)行相應(yīng)編程。根據(jù)這部分提出的原理，用PSPICE軟件設(shè)計和仿真了1KW，48V直流輸出電壓的轉(zhuǎn)換器。為了公開的完整性，并且為了在根據(jù)本發(fā)明的設(shè)計和實現(xiàn)之間進(jìn)行比較，圖16示出了依照所述仿真的線電壓，線電流和輸出電壓。由于使用濾波器清除電流波形的高頻成份，線電流和電壓顯示出微小的相位差。
硬件實現(xiàn)和智能電源模塊在前述部分討論和使用PSPICE仿真的混合模式已用額定設(shè)計的實驗室樣機(jī)實現(xiàn)并測試。
圖7示出了表示控制級100的方框圖。圖8示出了沒有分開實現(xiàn)FCOP和PCOP的控制電路實例的硬件細(xì)節(jié)?？蛇x地，如上所述以及如圖5和20所示，可以在分開的時間段實現(xiàn)FCOP和PCOP。圖18和19分別是圖8中控制電路工作模型模擬和數(shù)字部分的詳圖。圖18和19中的部件在表2和3中被標(biāo)識。
在圖8中，VE，比較器的輸出，與期望的輸出直流電壓Vo的誤差成比例關(guān)系。電流IR在階段1與參考電壓VREF成比例關(guān)系，在階段2與VR成比例關(guān)系。VDR是數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)工作的參考電壓。對于t＞t1的情況，M1的導(dǎo)通時間由下式給出TON=C2VEIR---(16)]]>在接通時間的最后，開關(guān)M1的輸出變?yōu)榱恪2是自由運行的時鐘，當(dāng)選擇電容器C時產(chǎn)生頻率f，當(dāng)選擇C/2時頻率加倍。時鐘M2在每個時鐘周期觸發(fā)開關(guān)M1，接通持續(xù)時間(TON)由M1決定。開關(guān)M1的斷開時間不應(yīng)小于T/2，其中T是開關(guān)頻率的周期。TON的表達(dá)式還可以寫為TON=RR′C2VEVR---(17)]]>
將等式(16)中的IR替換為VR/RR(在階段2)得到等式(17)。
比較等式(15)和(17)，由于在正弦波的峰值處，T2＝2TON，RRCVEVR=T2L1L2-(L1L′)×(N1N2)×(VoVmsinωt)---(18)]]>在等式(18)中，如果RRC＝T2，則根據(jù)等式(10)和(12)VE/VR＝1/2(19)因此，如果VR由基于EPROM的電壓源產(chǎn)生，其地址的加載對應(yīng)于等式(18)的分母，輸入電流將跟隨線電壓的形狀。
圖8中，本領(lǐng)域技術(shù)人員知道CNTR是計數(shù)器，而DAC是數(shù)模轉(zhuǎn)換器。IR是壓(VR)控電流源，時鐘是IC-555。當(dāng)Vmsinωt＜(N1/N2)Vo’則M2和M3接通，工作在控制階段1。否則，M1和M4接通，工作在控制階段2。
不管在階段1還是階段2，VE控制脈寬，在兩個階段中，KVo與VREF(不變的直流參考電壓)相比以生成VE。在階段1中，VREF本身被用于生成IR，但是在階段2中，IR受控于VR，由EPROM數(shù)據(jù)生成。VR的波形由存儲在表1中數(shù)據(jù)確定。從而控制IR并因此通過管腳5的VE控制脈寬。表1給出的存儲在EPROM中的VR數(shù)據(jù)具有與瞬時的交流輸入平行的形狀，但不是用于控制脈寬的交流輸入的精確值，所以初級電流的均值將是“正弦加權(quán)(sine-weighted)”并與交流輸入電壓波形具有“相同特性”。K值是固定的，其由用戶在實驗或應(yīng)用開始時設(shè)定。當(dāng)Vo隨負(fù)載變化時，KVo的值也隨之變化。與VREF相比，其中“k”被用于使實際的Vo值位于“合適的范圍”以用于比較，并使該模塊通用。
需要強(qiáng)調(diào)的是儲存的EPROM數(shù)據(jù)不表示輸入交流波形本身的瞬時值。相反，它表示占空比的正弦加權(quán)字符串，在輸入交流波形的不同時間，MOSFET應(yīng)該根據(jù)該字符串工作，從而可以從輸入交流電源中獲得正弦電流。而且，基于EPROM數(shù)據(jù)的占空比調(diào)制只在階段2有效。
表1示出了EPROM數(shù)據(jù)的例子，對于所考慮的實例，按照下述的詳細(xì)說明加載
地址0-31加載C4H地址32-157加載對應(yīng)于下式的十六進(jìn)制數(shù)(2.38-1.44sin(45+n×0.72))n=1~125]]>地址158-256加載C4H該EPROM數(shù)據(jù)和輸出電壓反饋一起確保了MOSFET的占空比變化遵循和輸入交流波形相同的特性(例如，為正弦加權(quán))，即使在階段2其響應(yīng)負(fù)載變化時?？梢詤⒖紙D7和8進(jìn)一步理解這一點。
總的控制策略可以描述如下輸出電壓Vo與參考電壓相比較，其誤差輸入一比例控制器。在階段1，來自比例控制器的控制信號改變單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器的占空比，輸出到MOSFET的門觸發(fā)電路，從而在負(fù)載變化的情況下保持不變的輸出電壓。如果負(fù)載沒有變化，保持對應(yīng)于給定負(fù)載的固定占空比。在階段2，除了前面句子所述的輸出電壓調(diào)節(jié)，EPROM數(shù)據(jù)被用于(通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器，(DAC-參考圖8))調(diào)節(jié)單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器以正弦加權(quán)方式輸出，從而從交流電源得出正弦波輸入電流。例如，表1中“FF”對應(yīng)于滿載情況下在交流電壓峰值處的占空比50％。對于更小的負(fù)載，占空比將變小，由比例控制器的輸出決定，因此，在交流波形的其它時刻占空比自動地調(diào)節(jié)，以保持其正弦加權(quán)特性。
轉(zhuǎn)化為智能電源模塊一種用于所提出結(jié)構(gòu)的用戶專用電源模塊(ASPM)已實現(xiàn)。該智能電源模塊將輸入二極管橋式整流器、功率開關(guān)和高頻輸出整流橋與相關(guān)的驅(qū)動器和控制功能集成在一起。該ASPM解決方案帶來了高水平的集成，使得外部接線數(shù)最小，以提供最小尺寸和最輕重量的解決方案。非常短的內(nèi)部接線使寄生電阻和電感最小化。這使得高頻工作的過電壓降低，促進(jìn)EMI和RFI濾波并改進(jìn)總的效率。
功率和控制級的集成功耗大于1W的部件被安裝在電源基板上。圖10(a)中的功率級示出了電源基板部件的占用面積(printfoot)，整流器位于左邊和頂部右邊，功率開關(guān)位于中央，分流電阻位于下部右邊。本領(lǐng)域技術(shù)人員清楚只要散熱平衡，可以采用各種部件排列。參考圖11可以看出這一點，其示出了對應(yīng)于圖4電源部件的電路圖?；瑸樯崞峁?500VRMS隔離勢壘，同時為由部件功耗而在內(nèi)部產(chǎn)生的熱量提供向外界的最優(yōu)傳導(dǎo)。用絕緣金屬基板(IMS)提供2.5KV隔離的實現(xiàn)成本最低，其它絕緣熱導(dǎo)材料，如在氧化鈹(BeO)，氧化鋁或氮化鋁(AIN)上直接覆銅(DBC)也可以使用。這種類型的基板由不同材料制成的三層結(jié)合在一起組成，鋁、鋼或銅的金屬底板，厚度從0.8到3mm，用于2.5KV隔離的絕緣體層，厚度為80微米，以及銅層，厚度從35到200微米。接著，芯片形式的功率半導(dǎo)體器件被直接焊接到IMS上蝕刻的銅電路圖案以達(dá)到最好的導(dǎo)熱。功率半導(dǎo)體器件芯片的“背面”(焊接的底部)是MOSFET的溝道和二極管的陰極。頂部的接線由鋁線制成，接合在芯片和銅圖案之間以完成電路。多條電線是其特點，使得電流均勻地分配，從每個芯片的上表面通過半導(dǎo)體材料的深度，然后到IMS背部的散熱片。圖10(b)示出了控制級印制電路板的布局。表面貼裝器件(SMD)的擴(kuò)展應(yīng)用幫助保持距離。該控制板被機(jī)械地固定在功率級的上方平面，如圖12的電源模塊的橫截面圖所示。
在電源應(yīng)用中，從可靠性考慮要求優(yōu)選的實現(xiàn)是使用少量的大芯片，而不是使用大量并聯(lián)的小芯片。
對于MOSFET開關(guān)M1，電路小片尺寸大約為9×13mm，具有500V/0.75毫歐的特性(例如，APT50M75DLL)，被用于覆蓋模塊整個的輸出功率范圍。如果使用快速IGBT，可以使用上述MOSFET一半尺寸的芯片導(dǎo)通相同的電流。并入圖4、7和11中所示的分流電阻器(200)也是非常有意義的。由背部鍍金屬法得到的分流元件被焊接到電源基板，四線連接由鋁線搭接制成，與功率電路小片相似。這種排列提供了出色的功率調(diào)節(jié)和最優(yōu)的電壓反饋。分流電阻生成與負(fù)載電流成比例的電壓，用于電源模塊中的過電流保護(hù)/限流。
工作溫度是測量電子設(shè)備預(yù)期的平均故障間隔時間(MTBF)的關(guān)鍵參數(shù)，并且這對于功率半導(dǎo)體器件是特別重要的。盡管細(xì)致的工程設(shè)計將確保在正常工作環(huán)境下的設(shè)備溫度充分地低于危險水平，但是周圍環(huán)境或散熱器溫度的意外上升能夠造成對系統(tǒng)的快速破壞。
靠近功率半導(dǎo)體器件放置的小型NTC(負(fù)溫度系數(shù))熱敏電阻(圖10中的R1)向控制系統(tǒng)反饋散熱器溫度，或者激活內(nèi)部的保護(hù)模式，這依賴于具體的設(shè)計。所有功耗小于1W的部件被安裝在印刷電路板(PCB)上，其自身被容納在模塊主體內(nèi)。該PCB板合并了驅(qū)動、保護(hù)和控制功能，與用于伽伐尼隔離界面的部件相同，由SMD技術(shù)實現(xiàn)。
圖12是模塊的橫截面圖。各種組成部件為模塊基板(例如，IMS基板)1硅片和其它功率部件2，被焊接到基板的上表面，通過超聲波接合的鋁線形成電氣連接。
模制的外壁3。
硅凝膠保形涂層4，在基板裝配面上。
樹脂頂層5，用于填充空腔。
內(nèi)部PCB板6，具有所有需要的控制和保護(hù)功能廣泛采用了SMD/芯片的混合結(jié)構(gòu)。
1×1.5可軟焊的電源接線器7。
小信號接線器8。用戶可以利用這些接線器控制電路的輸入(例如，低壓電源點，直流輸出電壓反饋信號等)。裝配智能模塊的部件、布局以及方法的選擇用于說明本發(fā)明的原理。本領(lǐng)域技術(shù)人員清楚在不脫離本發(fā)明的原理情況下可以改變上述列表中的部件以達(dá)到想要的結(jié)果。例如，IMS可以用氧化鈹、氧化鋁或氮化鋁上的DBC代替?；蹇梢跃哂胁煌男螤詈痛笮?，不同的監(jiān)視、保護(hù)以及控制功能可以被并入控制PCB板中，不同大小的接線器和部件等可以靈活使用以實現(xiàn)模塊設(shè)計的希望額定功率。
圖13是示出了引出腳的模塊的俯視圖。為了便于接近，接線柱設(shè)置在模塊的外圍。
系統(tǒng)裝配使用電源模塊標(biāo)準(zhǔn)部件可以極大地方便整個轉(zhuǎn)換器的裝配。與電路伽伐尼隔離的，具有60×108mm占用面積的模塊IMS底板可以被螺接在接地的散熱器上。一塊具有變壓器、電感、濾波電容器以及其它輔助的電源功能元件的外部板完成封裝。通過將標(biāo)準(zhǔn)部件的概念擴(kuò)展到所有元件，勞動力成本保持在低水平。外底板通過可軟焊的電源接線端連接到模塊上。使用尺寸為1×1.5mm的引線；兩個引線并聯(lián)以得到高的電流輸出。小信號聯(lián)絡(luò)通過傳輸接插件進(jìn)行。不需要導(dǎo)線連接，從而可以控制從控制板到電源模塊的瞬時產(chǎn)生的寄生效應(yīng)。作為該嚴(yán)格的構(gòu)造方法和最終裝配的直接結(jié)果，轉(zhuǎn)換器具有預(yù)期的高性能和一致性。在相當(dāng)長的生產(chǎn)運行時間再現(xiàn)性很好。
實驗結(jié)果一臺實驗室樣機(jī)被制造用以測試前述部分討論中所提出的結(jié)構(gòu)和控制方案。測試時的功率水平高達(dá)350W。圖14示出了主功率設(shè)備的選通波形，表現(xiàn)了一種方式，在該方式下頻率和占空比控制在已整流的輸入交流電壓周期內(nèi)是變化的，根據(jù)瞬時輸入電壓和反射直流輸出電壓的相對量值工作在兩個固定頻率。樣機(jī)350W的瓦特數(shù)是由于當(dāng)時可用的零件和用于證明本發(fā)明原理的工作模型在制造時間上的約束，而不是對本發(fā)明的限制。
圖15示出了線電流和線電壓波形。正如看到的，線電流的諧波失真可以忽略。
圖15示出了樣機(jī)模塊的線電流(曲線(1)，y軸1個刻度＝2.3A，包括轉(zhuǎn)換器增益系數(shù))和縮小比例的線電壓(曲線(2)，y軸1刻度＝5V)。本領(lǐng)域技術(shù)人員根據(jù)PSPICE設(shè)計仿真(盡管仿真是對于1KW，但是波形表現(xiàn)本質(zhì)上是相同的)，應(yīng)知道本發(fā)明在其實際的優(yōu)選實施例中表現(xiàn)如何，該設(shè)計仿真的結(jié)果如圖16所示，已和圖一起描述過。
基本原理的概要已經(jīng)根據(jù)新的電源轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)開發(fā)出目前工藝水平的智能電源模塊。提出的單級、單開關(guān)轉(zhuǎn)換器采用簡單的控制方案提供經(jīng)調(diào)整的直流輸出電壓，并工作在高的輸入功率因數(shù)。通過提出的使用占空比控制的控制方案很容易實現(xiàn)管理機(jī)構(gòu)規(guī)定的小于5％的總諧波失真(THD)，其中占空比控制以兩個離散的工作頻率為特點。按照圖5和6，當(dāng)經(jīng)整流的輸入電壓小于反射輸出電壓時(在階段1)，占空比在滿載時保持在接近50％，對于更小的負(fù)載占空比小于50％，而工作頻率保持在f1不變。當(dāng)經(jīng)整流的輸入電壓變?yōu)榇笥诜瓷漭敵鲭妷捍髸r(在階段2)，工作頻率在適當(dāng)?shù)狞c(FCOP)變?yōu)榱硪粋€常數(shù)值(f2)。這使線電流的諧波失真有了很大的改進(jìn)。而且，提出的雙頻率方案降低了設(shè)備上的峰值電流應(yīng)力。
已經(jīng)給出了設(shè)計和制造智能電源模塊的所有細(xì)節(jié)。該模塊特別適合于低直流電壓(降壓)的應(yīng)用。根據(jù)提出的原理設(shè)計了1KW，48V直流輸出電壓轉(zhuǎn)換器，并用PSPICE軟件對其進(jìn)行了仿真。
本領(lǐng)域技術(shù)人員會理解與這里的講授一致的其他的適當(dāng)電路拓?fù)鋺?yīng)視為在本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)。技術(shù)人員也會理解某些電路和材料的細(xì)節(jié)是示例性的，在不脫離本發(fā)明精神和范圍的情況下可以被變換。因此，下面關(guān)于某些設(shè)計細(xì)節(jié)的進(jìn)一步詳細(xì)討論旨在說明本發(fā)明的一個實施例，而不代表對本發(fā)明寬的范圍的限制。
磁性元件設(shè)計[50]a.變壓器(面積乘積法被用于該設(shè)計)工作在完全能量轉(zhuǎn)移模式的反激轉(zhuǎn)換器的面積乘積(AP)表達(dá)式，被認(rèn)為充分表現(xiàn)了本發(fā)明提出的混合拓?fù)?，已?jīng)被用于該設(shè)計。其關(guān)系由下式給出AP=AC×AW=Po(1η4D3+4(1-D)3)KW×J×Bm×fs---(20)]]>其中Ac是磁芯橫截面面積，Aw是磁芯窗口面積，Po是輸出功率(在說明本發(fā)明時使用500W保守設(shè)計)，D是占空比(根據(jù)本發(fā)明的一個實施例最大允許＝50％)，η是變壓器的效率(假設(shè)為90％)，Kw(典型值0.4)是窗口利用系數(shù)，J(典型值3×106A/m2)是電流密度，Bm(典型值對鐵氧體磁芯0.2T)是最大磁通密度，以及fs(在一個實施例中為25KHz)是開關(guān)頻率。
因此AP=500×(10.94×0.53+4×(1-0.5)3)(0.4)×(3×106)×(0.2)×(25×103)=144×109m4---(21)]]>用于CEL HP3C級EE磁芯的標(biāo)準(zhǔn)表格被用于確定標(biāo)準(zhǔn)的可用的磁芯，可將提供上面計算的需要的Ap。注意到可用的最大標(biāo)準(zhǔn)磁芯為E65/32/13，Ap＝143×10-9m4，其足以滿足我們的用途。因此，組合兩對E42/21/20(將其緊密結(jié)合以減小引起的磁頭間隙)來實現(xiàn)一對單獨的、大的磁芯是最初的想法。標(biāo)準(zhǔn)表格中，用于E42/21/20的Ac＝2.35×10-4m2(即，組合后為4.70×10-4m2)。
下面的表示式用于確定變壓器初級線圈的匝數(shù)NP=DE1mAC×ΔB×fs---(22)]]>其中E1m是加到初級的最大電壓(280V)，ΔB是磁通擺幅(其關(guān)斷時為Bm＝0.2T)。因此NP=0.5×2804.70×10-4×0.2×25×103≈60---(23)]]>因為變壓器匝比為4∶1，次級線圈匝數(shù)Ns≈60/4≈15。
本領(lǐng)域技術(shù)人員知道需要確定該磁芯是否適合于線圈，這樣KW×AW≥NP×αP+NS×αS(24)其中αP和αS分別是用于纏繞初級和次級的導(dǎo)線的橫截面面積。如果初級電流是Ip，次級電流是Is，那么最后一個式子可以重寫為KW×AW≥NP×IP/J+NS×IS/J(25)用當(dāng)前設(shè)計的值代入，0.4×2.56×10-4≥60×4.53×106+15×123×106---(26)]]>該計算表明在“磁芯-對-組合(core-pair-combination)”中符合需要的匝數(shù)是不太可能的(盡管它依賴于許多因素，如使用的線的質(zhì)量，纏繞變壓器使用的專業(yè)技術(shù))。因此，兩對E65/32/13 EE磁芯的組合(將其緊密接合以減小引起的磁頭間隙)被用于代替一對單獨的大的磁芯。這種組合的橫截面面積Ac解出為2×2.66×10-4m2。在(3)中使用該值得到Np≈53，因此Ns≈13。而且優(yōu)選地，可插入一個適當(dāng)?shù)臍庀兑缘玫?.562mH的電感。同時優(yōu)選地，用適當(dāng)規(guī)格的絞合線或多股線(依賴于提供的額定電流)作為線圈。
b.電感用于設(shè)計電感的支配的面積乘積關(guān)系是AP=AC×AW=2EKW×J×Bm×KC---(27)]]>其中KC=IpeakIrms=929=2]]>并且E=12LIpeak2=12×9×10-6×(92)2=0.729mJ---(28)]]>因此，AP=2×729×10-60.4×3×106×0.2×2=4.29×10-9m4=4.29×103mm4=4.29×10-9m4---(29)]]>
在CEL HP3C級EE磁芯的標(biāo)準(zhǔn)表格中，本領(lǐng)域技術(shù)人員將想到可以使用磁芯E30/15/7。該磁芯的Ac＝0.6×10-4m2。然而在實際操作中，優(yōu)先使用有大約11匝線圈的EE磁芯E42/21/15作為電感。該實施例提供的氣隙≈5mm(其可以稍微調(diào)整以得到希望的9μH)。同時優(yōu)選地，使用任何合適規(guī)格的電線傳輸9A電流。最后，優(yōu)先使用絞合線或多股線來繞成電感。
EPROM編程下面的表1示出了EPROM編碼的一個示例，如將要描述的，四個象限中的每一個在連續(xù)的十六進(jìn)制地址中有十六進(jìn)制(H)的數(shù)據(jù)。EPROM數(shù)據(jù)只在階段2有效。階段1和階段2基于Vi和Vo’的比較結(jié)果確定，其控制圖8中M1到M4開關(guān)的斷開和接通。
如果存在壓降(sag)并且控制部件能夠?qū)ζ渥龀鲰憫?yīng)，那么在輸入電流波形中也會存在成比例的下降。負(fù)載情況由控制器來處理。
表1


本領(lǐng)域技術(shù)人員知道EPROM加載的數(shù)據(jù)對應(yīng)于早先得到的下述公式RRCVEVR=T2L1L2-(L1L′)×(N1N2)×(VoVmsinωt)---(30)]]>
可以重申存儲的EPROM數(shù)據(jù)不表示輸入交流電壓波形本身的瞬時值。相反，它表示占空比的正弦加權(quán)序列，由MOSFET在輸入交流波形的不同時刻使用，從而從輸入交流電源得到正弦波電流。表1(從P到Q)中給出了經(jīng)整流的正弦波第一象限(0°到90°)的數(shù)據(jù)。對于正弦波的第二象限(90°到180°)，以相反的順序?qū)ο嗤瑪?shù)據(jù)編程，從地址0060H開始，向后進(jìn)行(從Q到P)。仍保持未編程的地址，數(shù)據(jù)被編程為C4H。
如果存在線性頻偏，它將改變從EPROM得到的數(shù)據(jù)長度?？偟墓ぷ鞑粫苡绊?。用提出的PFC方案可能實現(xiàn)400Hz的運行，如在飛機(jī)中。但是優(yōu)選地，應(yīng)提高調(diào)制頻率以減小濾波器壓降，并且應(yīng)該適當(dāng)?shù)馗淖僂PROM的數(shù)據(jù)。
頻率轉(zhuǎn)換點和占空比FCOP和PCOP點可以被精選而產(chǎn)生于Vi上的不同點，以實現(xiàn)從階段1到階段2的平滑轉(zhuǎn)換，如下面確定合適的EPROM數(shù)據(jù)的例子中給出的。該EPROM數(shù)據(jù)是控制FCOP點及以上的脈沖占空比(duty ratio)所需的。圖20示出了經(jīng)整流的輸入交流電壓Vi的變化。假設(shè)θ1是對應(yīng)于階段轉(zhuǎn)換點(PCOP)的角度，此時，Vmsinθ1=N1N2Vo=Vo′---(31)]]>其中，N1/N2＝初級/次級是高頻變壓器的匝比。θ1表示一角度，超過該角度時由EPROM決定誤差信號(由輸出電壓和參考輸出電壓比較得到)控制的“導(dǎo)通(ON)”寬度。假設(shè)θ2是頻率被加倍時的角度(稱為頻率轉(zhuǎn)換點，F(xiàn)COP)對于被設(shè)計用于證實本發(fā)明的電路，如圖6和14所示，從0到θ1出現(xiàn)的第一頻率f1＝12.5KHz，從θ1到π/2出現(xiàn)的第二個頻率f2＝25KHz。對于θ＞π/2到θ＝π的頻率轉(zhuǎn)換，f2回復(fù)為f1，以相反的順序反映上述情況。接下來的半個周期重復(fù)該過程。
假設(shè)輸入電流Iin＝imSinθ(32)在θ1處，Iin＝imSinθ1并且最大脈寬占空比Dθ1＝0.5；假設(shè)L1為初級側(cè)電感，
有imsinθ1=Vmsinθ12L1D012T1---(33)]]>對于θ＞θ1和DCM；假設(shè)L’是來自次級側(cè)的反射電感imsinθ=VmsinθD2T12L1+(Vmsinθ-N1N2Vo)D2T12L′---(34)]]>假設(shè)L’＝L1/4；那么imsinθ=VmsinθD2T12L1+(Vmsinθ-N1N2Vo)D2T1L12]]>=52VmsinθD2T1L1-N1N2Vo2D2T1L1---(35)]]>在θ1處將Dθ1＝0.5代入等式(33)imsinθ1=Vmsinθ18L1f1---(36)]]>因此，在θ2處imsinθ2=Vmsinθ28L1f1---(37)]]>對于跨越FCOP點的平滑的能量流，將式(37)代入式(35)，Vmsinθ28L1f1=52Vmsinθ2D2L1f1-N1N2Vo2D2L1f1---(38)]]>Vmsinθ28={2.5Vmsinθ2-2N1N2Vo}D2]]>因為等式(38)與f無關(guān)，該等式對θ1＜θ＜π/2有效，且
D=Vmsinθ18{2.5Vmsinθ-2N1N2Vo}θ1<θ<(180-θ1)---(39)]]>提供了階段2中占空比的等式。
正如之前提到的，如果反激作用貢獻(xiàn)的電流等于正向作用貢獻(xiàn)的電流，可以減小次級側(cè)的峰值電流。如果只有反激作用，峰值電流由等式(33)給出，即im=VmD9022L1T1---(40)]]>在等式(40)中，D90是在90°時的占空比，從下面給出的等式可以知道m(xù)axD90=Vmsinθ1Vm×0.5]]>因此，等式(40)中，對于給定的D90，如果T1變?yōu)門1/2，即，如果頻率變?yōu)?f1，反激作用貢獻(xiàn)的電流將占一半。
本發(fā)明的優(yōu)點(a)提出的方案采用了占空比控制和兩個離散的工作頻率。它不需要工作頻率的連續(xù)變化。
(b)提出的控制策略，結(jié)合使用的電源電路級，有助于降低變壓器次級上(包括在次級側(cè)出現(xiàn)的設(shè)備)的峰值電流應(yīng)力。
(c)提出的控制策略簡單有效地將THD降低到1％到2％之間。
(d)由于“控制級”被集成到模塊中，用戶不需考慮控制電路的設(shè)計。
(e)該策略非常靈活，可以適用于用戶希望的任何輸出電壓設(shè)置。
(f)控制策略工作在115V/60Hz，230V/50Hz或其它頻率系統(tǒng)，都同樣有效。
(g)由于大多數(shù)應(yīng)用包括輸出端的大容量濾波電容器(更不用說電池應(yīng)用)，因為功率在整個周期被提取，輸出端低頻紋波的不利影響被最小化。
(h)用圖4的混合拓?fù)?，控制方案可以工作得最好，但是用反激轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)也可以工作得相當(dāng)好。通過使用所提出的雙頻率控制技術(shù)可以在很大程度地減少其缺點(即當(dāng)工作在不連續(xù)電流模式時峰值電流高)。但是在峰值電流應(yīng)力和EMI/RFI方面的性能不會和混合拓?fù)湟粯雍谩?br> (i)在非常低的輸出電壓應(yīng)用的情況下(通常為5V)，快恢復(fù)二極管兩端的壓降可能變得非常大。建議在這種情況下使用肖特基二極管。提出的控制方案工作得同樣好，在這種應(yīng)用中不會導(dǎo)致不利。
(i)關(guān)于上面的(i)，可以采取“同步輸出整流”技術(shù)，其中輸出二極管可以用受控器件代替(如場效應(yīng)晶體管-FET)。隨著技術(shù)的進(jìn)步，現(xiàn)在可以得到低壓降和低選通電極充電的設(shè)備，使得他們對于極低的輸出電壓(典型值2-3V)應(yīng)用優(yōu)于肖特基二極管。同步校正器的控制與初級側(cè)的控制同步。我們提出的控制策略在這種情況下同樣工作得很好。
(k)該控制策略可適用于各種類型的電源應(yīng)用，因為它可以升高或降低電源電壓。各種應(yīng)用包括電池充電、直流驅(qū)動、磁體電源、實驗室電源，計算機(jī)電源以及需要直流電源的任何地方。
(1)由于提出的控制降低了次級側(cè)的額定電流，磁體所占的體積將減小。因此，對于給定的功率要求，提出的控制策略將導(dǎo)致電源更加適合于對空間敏感的應(yīng)用。
(m)提出的控制方案使該系統(tǒng)非常適用于EMI/EMC作為關(guān)鍵問題的應(yīng)用。這是因為下面兩個優(yōu)點(a)由于以幾乎一致的功率因數(shù)運轉(zhuǎn)，轉(zhuǎn)換器不會向交流主電源漏出任何噪聲。
(b)由于提出的控制方案在兩個工作頻率之間輪換，噪聲展開的高頻譜導(dǎo)致噪聲dB水平整體上的降低。
為了突出本發(fā)明控制方案的優(yōu)勢，圖9比較了相似的工作環(huán)境下，傳統(tǒng)的反激轉(zhuǎn)換器和本發(fā)明轉(zhuǎn)換器方案的性能。對于反激轉(zhuǎn)換器，fswitch＝25KHz，而對于所提出的控制方案(結(jié)合了兩種，混合轉(zhuǎn)換器)fswitch＝12.5KHz和25KHz(因為轉(zhuǎn)換器有兩個工作頻率)。在兩種情況下，變壓器的匝比都等于4∶1。
本領(lǐng)域技術(shù)人員知道(a)如圖9所示，在反激的情況下，對于9.6A的平均電流，RMS電流是14.7A(峰值電流＝33.4A)。對于提出的使用于混合轉(zhuǎn)換器的控制方案，對相同的平均電流9.6A，RMS電流只有11A(峰值電流＝19.2A)，大大地降低了次級RMS額定電流，降低了25％(峰值電流降低了42.5％)。
(b)除了(a)，當(dāng)Vin與反射直流電壓成比例時，導(dǎo)電持續(xù)時間大約是35μsec。因此，改進(jìn)了高負(fù)載下的控制能力，在該區(qū)域?qū)崿F(xiàn)了非常合適的波形。
公開的控制策略降低了變壓器次級和二極管的峰值電流，幾乎降低到反激或電壓模式轉(zhuǎn)換器的60％。
總之，本發(fā)明利用新的功率因數(shù)校正方案，該方案結(jié)合了占空比和頻率控制，如圖5所示。該控制方案應(yīng)用于混合電源電路拓?fù)?如圖4所示)，形成了單級、單開關(guān)的功率因數(shù)校正結(jié)構(gòu)。在這種控制方案下，對于階段1中給定負(fù)載的情況，轉(zhuǎn)換器工作于不變的占空比和工作頻率f1，而在階段2中，工作于頻率f2＝2f1并具有可調(diào)節(jié)的占空比，頻率從f1到f2的轉(zhuǎn)換發(fā)生在某些適當(dāng)?shù)狞c以得到好的功率因數(shù)。
這是對于早期控制方案[15]的重大改進(jìn)，早期方案采用單個、不變的頻率和兩個固定的占空比，依賴于經(jīng)整流的輸入電壓和整流輸出電壓的比較(即，階段1或階段2)。應(yīng)指出，根據(jù)這里提出的新的策略，占空比控制只使用兩個離散的工作頻率。不需要連續(xù)變化的頻率控制。因此該控制并不復(fù)雜并且成本較低。
本發(fā)明的改進(jìn)使輸入諧波和EMI極大降低(由于雙頻工作，噪聲頻譜展開)。提出的結(jié)構(gòu)的很大優(yōu)點是降低了設(shè)備上的峰值電流應(yīng)力，并因此減小了特定應(yīng)用需要的磁性元件的重量和體積。這使得本發(fā)明對體積和重量作為主要考慮因素的應(yīng)用具有吸引力。此外，該控制方案同樣適用于相關(guān)的應(yīng)用，如同步輸出整流(非常低輸出電壓的應(yīng)用所需要的)。
提出的結(jié)構(gòu)特別適用于降壓應(yīng)用，其需要低的直流輸出電壓(例如，24V，48V)。例如，該結(jié)構(gòu)會引起與電池充電和UPS設(shè)計和制造相關(guān)的產(chǎn)業(yè)的興趣。由于提出結(jié)構(gòu)預(yù)期的廣泛應(yīng)用，它已經(jīng)被集成到智能電源模塊中。該模塊將功率級和控制級集成在單個緊湊和可靠的電源系統(tǒng)中。
盡管用于說明本發(fā)明原理的示例性智能模塊工作在50Hz到60Hz，本發(fā)明也可適用于更高頻率的應(yīng)用。然而，應(yīng)該指出，當(dāng)使用頻率增加時，應(yīng)優(yōu)先提高開關(guān)頻率以確保低的濾波器壓降。最后，本發(fā)明可采用的最高頻率被可以得到的高頻高功率開關(guān)所限制。
已經(jīng)在優(yōu)選的實施例中描述和說明了本發(fā)明的原理，顯然在不脫離公開的原理的情況下，可以在排列和細(xì)節(jié)上對本發(fā)明進(jìn)行修改。我們主張所有修改和變換處于下面權(quán)利要求的精神和范圍之內(nèi)。
表2-印刷電路板


表2續(xù)


表3-功率部分

權(quán)利要求
1.電源發(fā)生裝置，用于將交流輸入轉(zhuǎn)換為直流輸出，所述裝置包括時鐘發(fā)生器；功率開關(guān)器件，由所述時鐘發(fā)生器選通，并連接到所述交流輸入以產(chǎn)生調(diào)整后的直流輸出電源；存儲數(shù)字參考數(shù)據(jù)的存儲器；以及用于比較所述交流輸入和直流輸出以實現(xiàn)電源電路功能的裝置，該電源電路在第一階段內(nèi)工作在第一頻率，在第二階段內(nèi)工作在第二頻率；所述存儲器中的所述參考數(shù)據(jù)被用于對選通信號的占空比進(jìn)行連續(xù)地脈寬調(diào)制，在所述第二階段該選通信號從所述時鐘發(fā)生器傳送到所述功率開關(guān)。
2.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，包括裝置，用于將固定的占空比轉(zhuǎn)換為所述選通信號的連續(xù)脈寬調(diào)制的占空比，并用于將第一頻率轉(zhuǎn)換到第二頻率。
3.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述交流輸入電流在相位和波形上基本與所述交流輸入電壓相對應(yīng)，使回饋到設(shè)備的所述功率因數(shù)幾乎不變。
4.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中在所述第一頻率的所述第一階段工作在反激模式，所述第二階段同時工作在反激模式和電壓模式。
5.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述第一和第二階段都工作在反激模式。
6.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中在所述第一頻率的第一階段的占空比由誤差信號調(diào)節(jié)，該誤差信號是作為調(diào)整后輸出電壓Vo的第一電壓與第二參考電壓VREF比較得到的差，使所述占空比變化以在負(fù)載變化的情況下保持不變的輸出電壓。
7.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述功率開關(guān)器件在所述第一階段中，在滿載的情況下工作在最大占空比50％。
8.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述輸入與輸出電壓的比在5∶1的范圍內(nèi)或更大。
9.如權(quán)利要求2所述的電源發(fā)生裝置，其中用于在所述第二階段中將所述第一頻率變換為所述第二頻率的裝置，包括用于比較已整流的輸入交流電壓和參考點PCOP，以最小化失真和保持幾乎不變的功率因數(shù)的裝置。
10.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述存儲的數(shù)字參考數(shù)據(jù)是占空比信息串的時間序列表示，所述功率開關(guān)器件必須根據(jù)所述交流輸入電壓的特性按所述占空比工作，以對所述占空比進(jìn)行脈寬調(diào)制。
11.如權(quán)利要求2所述的電源發(fā)生裝置，其中所述開關(guān)裝置包括可操作的控制機(jī)構(gòu)，使所述工作的第一階段是當(dāng)反射回所述輸入的所述輸出電壓的值大于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，所述工作的第二階段是當(dāng)反射回所述輸入的所述輸出電壓的值小于或等于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，其中在所述第二階段，工作頻率從所述第一頻率變換到所述第二頻率，高于所述第一頻率。
12.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中工作在第一階段的所述開關(guān)頻率對于50Hz到60Hz的設(shè)備大約等于12.5kHz。
13.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中工作第一階段的所述開關(guān)頻率對于400Hz的設(shè)備大約等于80kHz。
14.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述第二頻率大約是所述第一頻率的兩倍。
15.如權(quán)利要求1所述的電源發(fā)生裝置，其中所述工作的第一階段大致以所述交流輸入波形的過零點為中心，其中所述工作的第二階段出現(xiàn)在與其互補(bǔ)的所述交流周期的剩余部分中。
16.如權(quán)利要求1所述的裝置進(jìn)一步包括變壓器，包括與所述功率開關(guān)器件串聯(lián)的初級線圈，以及次級線圈；多個二極管，有效地連接到所述初級線圈以實現(xiàn)所述交流輸入的整流；多個二極管，有效地連接到所述次級線圈以在所述次級線圈的輸出上實現(xiàn)整流功能；電感，有效地連接到所述多個二極管的所述輸出端；以及電容器，跨接在所述輸出端以與所述負(fù)載并聯(lián)。
17.如權(quán)利要求16所述的裝置，其中所述變壓器次級線圈輸出上的整流功能是通過使用肖特基二極管或同步整流實現(xiàn)的。
18.如權(quán)利要求16所述的裝置，其中次級上所述電感的接線端連接到每一個所述上部橋式整流二極管的陰極；所述上部橋式整流二極管的陰極連接到所述變壓器次級線圈的負(fù)極，并進(jìn)一步連接到所述輸出端電容器，以在階段2工作中由變壓器和次級側(cè)電感平均分擔(dān)轉(zhuǎn)移到負(fù)載的能量。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中所述變壓器和電感共同考慮來確定尺寸以平均分配能量，從而減小所述變壓器和所述電感的重量和體積。
20.電源發(fā)生裝置，用于將交流輸入轉(zhuǎn)換為調(diào)整后的直流輸出，所述裝置包括所述電源發(fā)生的電路，包括單個功率開關(guān)器件，該功率開關(guān)器件連接到所述交流輸入以產(chǎn)生調(diào)整后的直流輸出電源；時鐘發(fā)生裝置，提供時鐘信號；用于比較交流輸入和直流輸出以實現(xiàn)電源電路功能的裝置，通過改變所述時鐘頻率，在第一階段內(nèi)工作在第一頻率，在第二階段內(nèi)所述第一固定頻率轉(zhuǎn)換到第二固定頻率；存儲器，用于至少存儲數(shù)字參考數(shù)據(jù)有代表性的部分；以及控制裝置，在所述第二階段用所述數(shù)據(jù)對輸送到所述功率開關(guān)器件的所述時鐘信號的占空比進(jìn)行連續(xù)地脈寬調(diào)制。
21.如權(quán)利要求20所述的電源發(fā)生裝置，其中所述第二階段的第二工作頻率高于所述第一階段的工作頻率，以降低所述電源發(fā)生電路中的峰值電流和應(yīng)力。
22.如權(quán)利要求21所述的電源發(fā)生裝置，包括變壓器，其中所述第二階段的所述第二工作頻率高于所述第一階段的所述工作頻率，以降低系統(tǒng)的重量和體積。
23.如權(quán)利要求20所述的電源轉(zhuǎn)換裝置，其中所述時鐘發(fā)生裝置工作中在任何給定的交流周期運行于兩個離散的頻率，以擴(kuò)展所述噪聲頻譜，降低其總諧波含量和電磁干擾/射頻干擾的影響。
24.如權(quán)利要求20所述的電源轉(zhuǎn)換裝置，進(jìn)一步包括變壓器，包括初級線圈和次級線圈；多個二極管，有效地連接到所述初級線圈；多個二極管，有效地連接到所述次級線圈以實現(xiàn)整流；單個功率開關(guān)器件，有效地連接到所述初級線圈的所述多個二極管；電感，有效連接到所述次級線圈和所述多個二極管；以及電容器，在輸出端與所述負(fù)載并聯(lián)；其中其中當(dāng)反射到所述輸入端的所述輸出電壓高于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，所述轉(zhuǎn)換裝置工作在第一頻率、第一階段工作和反激模式，當(dāng)反射到所述輸入端的所述輸出電壓低于或等于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，所述轉(zhuǎn)換裝置工作在第二階段和正向、反激的混合模式，其中所述工作頻率從所述第一頻率轉(zhuǎn)換為第二頻率。
25.如權(quán)利要求24所述的裝置，其中所述次級側(cè)的電感的接線端連接到每一個所述上部橋式整流二極管的陰極，所述上部橋式整流二極管的陰極連接到所述變壓器次級線圈的負(fù)極，并進(jìn)一步連接到所述輸出端電容器，以在階段2中由變壓器和次級側(cè)電感平均分擔(dān)轉(zhuǎn)移到負(fù)載的能量。
26.如權(quán)利要求24所述的電源轉(zhuǎn)換裝置，其中在所述第一階段和所述第一頻率下所述占空比對應(yīng)于給定負(fù)載保持不變，在所述第二階段所述占空比被連續(xù)地脈寬調(diào)制。
27.如權(quán)利要求24所述的電源轉(zhuǎn)換裝置，其中所述第二頻率大約是所述第一頻率的整數(shù)倍。
28.如權(quán)利要求24所述的電源轉(zhuǎn)換裝置，其中所述工作的第一工作大致以所述交流輸入波形的過零點為中心，且其中所述工作的第二階段與其互補(bǔ)。
29.如權(quán)利要求20所述的電源發(fā)生裝置，其中所述控制裝置使用占空比控制和兩個離散的工作頻率，其中在階段1對于固定負(fù)載所述占空比固定，當(dāng)負(fù)載變化時所述占空比變化。
30.如權(quán)利要求29所述的電源發(fā)生裝置，進(jìn)一步包括變壓器，包括初級線圈和次級線圈；多個二極管，有效地連接到所述初級線圈；多個二極管，有效地連接到所述次級線圈；單個功率開關(guān)器件，有效地連接到所述初級線圈的所述多個二極管；電感，有效地連接到所述次級線圈和所述多個二極管；以及電容器，在輸出端與所述負(fù)載并聯(lián)；其中當(dāng)反射到所述輸入端的所述輸出電壓高于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，所述轉(zhuǎn)換裝置工作在反激模式，具有對應(yīng)于給定負(fù)載的固定占空比，當(dāng)反射到所述輸入端的所述輸出電壓低于或等于所述交流輸入電壓瞬時值的絕對值時，所述轉(zhuǎn)換裝置工作在反激和正向轉(zhuǎn)換模式的混合模式，具有脈寬調(diào)制的占空比。
31.如權(quán)利要求30所述的電源發(fā)生裝置，其中所述總諧波失真在1％到2％之間。
32.如權(quán)利要求20所述的電源發(fā)生裝置，其中所述控制裝置集成到集成電路或緊湊的混合電路中，以限定一個緊湊的智能模塊。
33.如權(quán)利要求20所述的電源發(fā)生裝置，其中所述控制裝置使用的控制方案連續(xù)比較所述交流輸入和調(diào)整后的輸出，以實現(xiàn)以下功率控制功能當(dāng)反射回所述輸入端的所述輸出高于所述交流輸入的絕對值時，以第一頻率工作在第一階段，當(dāng)在一個周期內(nèi)，反射回所述輸入端的所述輸出低于一個周期內(nèi)所述交流輸入瞬時值時，工作在第二階段，其工作頻率從所述第一頻率轉(zhuǎn)換到第二頻率。
34.如權(quán)利要求33所述的電源發(fā)生裝置，其中所述第一階段工作在反激模式，所述第二階段工作在反激模式和正向模式的組合模式。
35.如權(quán)利要求33所述的電源發(fā)生裝置，其中所述裝置連續(xù)地工作在反激模式。
36.如權(quán)利要求22所述的電源發(fā)生裝置，所述從輸入到輸出的轉(zhuǎn)換被調(diào)整為適合于充電電池的高電流和低電壓的性能。
37.具有高集成度高和緊湊物理尺寸的智能電源模塊，包括功率級，具有形成基板的底板，所述基板包括形成散熱器的熱傳導(dǎo)絕緣材料，該散熱器用于有效地移除所述模塊產(chǎn)生的熱量，所述絕緣基板進(jìn)一步包括頂層金屬，其被圖案化以形成內(nèi)部連接和圖案，該圖案用于接納功率部件和接合互相之間的接線，以及所述功率級進(jìn)一步包括接線器以接受交流輸入電源和來自所述控制級的控制信號，并向外部負(fù)載提供調(diào)整后的直流電源，所述控制級包括一個或多個印刷線路板，被隔離支撐在所述功率級上，所述印刷線路板進(jìn)一步包括安裝在其上的表面貼裝器件，以形成控制電路功能部件，以及小信號接線器，向所述功率級提供控制信號，連接到外部偏壓電源，以及接線器，用于供用戶提供所述模塊控制電路的外部輸入，用于機(jī)械保護(hù)的外壁，基板組件上的保形涂層，以及填充空腔的頂層樹脂，所述接線器與相鄰于所述外壁放置以方便連接。
38.如權(quán)利要求37所述的智能電源模塊，其中所述底板是氧化鈹、氧化鋁或氮化鋁上的絕緣金屬基板或直接覆銅。
39.如權(quán)利要求37所述的智能電源模塊，其中所述功率級基板組件包括用于輸入整流的整流二極管、單個功率半導(dǎo)體開關(guān)、用于輸出整流的二極管，以及檢測用的分流電阻。
40.如權(quán)利要求37所述的智能電源模塊，其中所述控制級采用兩個工作階段的控制策略，其中所述第一階段工作在第一固定頻率，第二階段工作在不同于所述第一固定頻率的第二固定頻率。
41.一種用于交流-直流電源轉(zhuǎn)換的方法，包括輸入預(yù)定交流頻率和電壓Vac的交流電源；對所述輸入交流電源進(jìn)行全波整流，以產(chǎn)生幅度與Vac絕對值成比例的全波整流電壓Vi；將電壓Vi加在與閘控開關(guān)串聯(lián)的變壓器初級上，以生成電流IM；將所述變壓器的次級與輸出整流橋連接，為在輸出電容器Co兩端產(chǎn)生供給負(fù)載的調(diào)整后的輸出電壓Vo；比較輸入電壓Vi和電壓Vo’，其中Vo’＝Vo(N1/N2)，N1/N2是所述變壓器匝比的倒數(shù)；如果Vi小于Vo’，在第一固定頻率f1為閘控開關(guān)提供時鐘脈沖，使電流IM為不連續(xù)的反激電流；以及如果Vi大于Vo’，在第二固定頻率f2為閘控開關(guān)提供時鐘脈沖，其中f2不等于f1，電流IM為不連續(xù)的反激和正向電流。
42.如權(quán)利要求41所述的方法，其中f2大于f1。
43.如權(quán)利要求41所述的方法，其中f2大約是f1的整數(shù)倍。
44.如權(quán)利要求41所述的方法，其中當(dāng)時鐘頻率為f1并且負(fù)載不變時，為所述開關(guān)提供的時鐘脈沖占空比固定。
45.如權(quán)利要求44所述的方法，其中所述占空比最大為50％。
46.如權(quán)利要求41所述的方法，其中當(dāng)時鐘頻率為f1并且負(fù)載增加時，為所述開關(guān)提供的時鐘脈沖的占空比成比例地增加。
47.如權(quán)利要求46所述的方法，其中所述占空比最大為50％。
48.如權(quán)利要求41所述的方法，其中當(dāng)時鐘頻率為f1并且Vi增加時，電流IM具有的不連續(xù)反激電流的平均值隨電壓Vi成比例增加。
49.如權(quán)利要求41所述的方法，其中當(dāng)時鐘頻率為f2，所述開關(guān)根據(jù)時鐘脈沖工作在一個連續(xù)脈寬調(diào)制的占空比，該時鐘脈沖的占空比D與1/(A+B/Vi)的平方根成比例，其中A和B是依賴于初級和次級電感值、變壓器匝比和輸出電壓的常數(shù)。
50.如權(quán)利要求49所述的方法，其中最大占空比是50％。
51.如權(quán)利要求41所述的方法，其中所述輸出整流橋包括與所述變壓器正極端的次級串聯(lián)設(shè)置的電感，在所述電橋工作的正向模式時通過二極管存儲和放出能量。
52.如權(quán)利要求51所述的方法，其中所述電感的電感值L與所述變壓器初級的電感值L1成比例，以在所述電感和所述變壓器之間分擔(dān)提供給負(fù)載的能量。
53.如權(quán)利要求51所述的方法，其中選擇的所述頻率f2與所述變壓器尺寸和額定值中的一個或多個成比例。
54.如權(quán)利要求41所述的方法，其中所述輸入交流電源每個周期中對Vi和Vo’比較的步驟，時鐘頻率在兩個離散的值f1和f2上變換，以與一參考電壓相比合成所述調(diào)整后的輸出電壓Vo。
55.如權(quán)利要求51所述的方法，其中所述負(fù)載是抗性負(fù)載，所述電感和變壓器成比例，使所述輸入交流電源處看到的功率因數(shù)幾乎不變。
56.如權(quán)利要求41所述的方法，包括，在所述經(jīng)整流的輸入交流電壓波谷期間工作在反激模式，在給定負(fù)載時具有固定的占空比和固定的第一頻率，滿載時具有最大占空比50％，當(dāng)所述經(jīng)整流的輸入交流電壓超過所述反射輸出電壓時，以所述第二固定頻率工作在反激和正向轉(zhuǎn)換模式，同時對占空比連續(xù)調(diào)制，所述第二固定頻率是所述第一頻率的倍數(shù)。
57.如權(quán)利要求41所述的方法，其中，當(dāng)工作在第二頻率f2時，開關(guān)根據(jù)時鐘脈沖工作在連續(xù)脈寬調(diào)制的占空比，該時鐘脈沖的占空比根據(jù)等式(39)得到D=Vmsinθ18{2.5Vmsinθ-2N1N2Vo}]]>
全文摘要
本發(fā)明提出單級、單開關(guān)、輸入－輸出隔離的轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)，其使用結(jié)合了正向和反激轉(zhuǎn)換器的混合結(jié)構(gòu)。該轉(zhuǎn)換器工作的輸入功率因數(shù)高，具有可調(diào)節(jié)的直流輸出電壓。其使用新的控制方案，該方案在兩個離散的工作頻率進(jìn)行占空比控制。盡管本發(fā)明使用兩個頻率，但是并不使用連續(xù)變化的頻率。所提出的結(jié)構(gòu)具有降低部件上的峰值電流應(yīng)力的優(yōu)點，特別適用于需要低直流輸出電壓(例如，24V，48V)的降壓應(yīng)用。與電池充電和不間斷電源(UPS)系統(tǒng)有關(guān)的產(chǎn)業(yè)將對所提出的結(jié)構(gòu)感興趣。與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有競爭優(yōu)勢，所提出的雙頻工作方案通過將噪聲頻譜在更寬的頻率范圍內(nèi)展開，降低了噪聲頻譜的幅度，因此使其電磁兼容性能更好。
文檔編號H02M3/335GK1706089SQ200380101831
公開日2005年12月7日 申請日期2003年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月21日
發(fā)明者維威克·阿加沃, 維克多爾·普恩斯·桑坦伽羅, 塞格·伯恩坦普斯, 阿蘭·卡爾麥爾 申請人:先進(jìn)電力技術(shù)公司