專利名稱：串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種正弦波逆變電源電路，采用串聯(lián)諧振實現(xiàn)功率的電流源型高頻鏈隔離傳輸?shù)恼也孀冸娫措娐贰?br> 背景技術(shù)：
目前，正弦波逆變電源廣泛應用于UPS系統(tǒng)、交流電機電源、感應加熱以及可再生能源系統(tǒng)，而高頻鏈逆變技術(shù)以其高性能、高可靠性、小型輕量等優(yōu)點正逐漸替代傳統(tǒng)的逆變技術(shù)。根據(jù)不同的電路結(jié)構(gòu)，高頻鏈逆變器主要可以分為電壓源型、電流源型及差頻模式等。
單向電壓源正弦波逆變器由于主電路中含有二極管整流部分，能量只能單向傳輸；又由于含有兩級低頻濾波，逆變器的體積相對較大、系統(tǒng)響應遲緩；以及它的兩級功率傳輸，電路中功率元件多、傳輸損耗較大、效率低；在其基礎(chǔ)上發(fā)展的準單級正弦波逆變器實現(xiàn)能量的雙向傳輸、減少濾波級數(shù)、加快系統(tǒng)響應。
雙向周波變換電壓源型正弦波逆變器采用雙向開關(guān)，在換流期間，變壓器副邊漏感、濾波電感及感性負載電流沒有續(xù)流回路，產(chǎn)生電壓過沖導致電路可靠性差，電磁干擾嚴重；采用后級有源鉗位和軟開關(guān)技術(shù)實現(xiàn)過壓抑止，但不可避免的增加了電路和控制的復雜性，同時也降低了電路工作的可靠性。
雙向反激型電流源逆變器相對電壓源逆變器，其電路結(jié)構(gòu)相對簡單，在控制上由于開關(guān)器件較少也比較簡單；同時還解決了電壓源逆變器固有的電壓過沖問題。但由于逆變器以反激式DC/DC的功率變換工作原理為理論基礎(chǔ)，所有開關(guān)工作在電流斷續(xù)狀態(tài)，主開關(guān)器件承受較大的電流應力；反激型變壓器的利用效率也比較低，開關(guān)的占空比一般不超過0.45，電源的利用率也不高，一般只適合于小功率應用范圍。
雙向差頻式逆變器，根據(jù)差頻原理，利用兩組高頻變壓器隔離和波形組合，得到具有雙向電壓源特性的差頻電壓波形，經(jīng)過雙向開關(guān)的同步調(diào)制以及LC濾波，輸出為基頻的正弦波。逆變器原邊側(cè)需要兩組高頻逆變橋，電路結(jié)構(gòu)復雜、開關(guān)數(shù)目眾多、逆變器的傳輸效率不高；為了實現(xiàn)差頻工作，還需要兩個具有兩組副邊的變壓器，這同時加大了變壓器的設計難度和電路的工作復雜性。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的上述問題，本發(fā)明提供一種串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，本發(fā)明可實現(xiàn)逆變器的雙向功率傳輸，所有功率開關(guān)管工作于全程零電流條件，克服電壓源高頻鏈逆變器固有的電壓過沖，實現(xiàn)電流源型逆變器的中、大功率容量傳輸，以及提高電源運行的可靠性。
本發(fā)明解決其技術(shù)問題采用的技術(shù)方案是前級全橋逆變電路采用具有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的四開關(guān)全橋結(jié)構(gòu)，諧振電感和諧振電容的串聯(lián)諧振實現(xiàn)直流輸入電源向諧振電流源的轉(zhuǎn)化，并在諧振電流源的過零點實現(xiàn)所有功率管的開關(guān)切換；采用單原邊、雙副邊的高頻變壓器實現(xiàn)諧振電流源的耦合傳輸，兩個副邊繞組N2和N3為匝數(shù)相等的反極性繞制；高頻變壓器的雙副邊和具有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的四個功率管的組合可以實現(xiàn)四個功率管的共發(fā)射極或共陰極、半橋模式及共極電極或共陽極的連接；也可以實現(xiàn)變壓器的同名端的同向連接，所用開關(guān)也可用體內(nèi)無二極管的開關(guān)器件與二極管組合而成；在省略輸出濾波電感的同時解決了由于濾波電感沒有續(xù)流回路時造成的電壓過沖；并且由于采用電容濾波，在實現(xiàn)多模塊并聯(lián)擴展系統(tǒng)的功率容量時，可以等效成濾波電容的并聯(lián)；后級周波變換及濾波電路是高頻變壓器一副邊N2的同名端與后級功率管S1的集電極相連；異名端與后級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與后級功率管S2的集電極相連；同名端與后級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與后級功率管S1、S2的發(fā)射極、及負載一端相連；另一端與后級功率管S3、S4的發(fā)射極、及負載另一端相連。
本發(fā)明的有益效果是四開關(guān)的全橋結(jié)構(gòu)、諧振電感和諧振電容將輸入直流電壓源轉(zhuǎn)換成高頻諧振電流源，并利用諧振電流的過零點實現(xiàn)所有功率管的全程零電流開關(guān)，在電路設計時無需考慮功率管的開關(guān)吸收電路。單原邊雙副邊高頻變壓器實現(xiàn)功率傳遞和電氣隔離；高頻變壓器的原邊電壓為輸出端負載電壓折算值，而不是直流電流電壓，因而在變壓器的設計中可以降低繞組匝數(shù)，也就相應降低了變壓器的雜散參數(shù)對電路運行的影響。高頻變壓器的雙副邊及四個功率單管的合理連接實現(xiàn)諧振電流源向工頻電壓源的周波變換，不僅簡化了電路結(jié)構(gòu)，而且在控制上無需檢測輸出電流方向就能實現(xiàn)功率的雙向流動，控制邏輯簡單。周波變換部分在實現(xiàn)功率正向傳輸時，由功率管的體內(nèi)二極管實現(xiàn)自然高頻換流，無需功率管的交替驅(qū)動，從而減少功率管的開關(guān)損耗。無論在功率的正向傳輸或反向傳輸時，功率管或其體內(nèi)二極管都在諧振電流的過零點實現(xiàn)換流，所以變壓器漏感不存儲能量，從根本上消除了由于變壓器漏感造成的電壓過沖問題。輸出端采用電容濾波，因此不存在由于濾波電感沒有續(xù)流回路造成的過壓問題；多模塊的并聯(lián)在實質(zhì)上就是輸出電容的并聯(lián)，從而容易采用多模塊的熱插拔并聯(lián)實現(xiàn)系統(tǒng)的功率容量擴展。


下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進一步說明。
圖1是本發(fā)明的第一個實施例的電氣連接圖；圖2是本發(fā)明的第二個實施例的電氣連接圖；圖3是本發(fā)明的第三個實施例的電氣連接圖；圖4是本發(fā)明的第四個實施例的電氣連接圖；圖5是本發(fā)明的第五個實施例的電氣連接圖；圖6是本發(fā)明的第六個實施例的電氣連接圖。
在上述附圖中，VDC為直流輸入電源，M1、M2、M3、M4為帶有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的前級功率管，Lr為串聯(lián)諧振電感，Cr為串聯(lián)諧振電容，N1為高頻變壓器原邊，N2為高頻變壓器一副邊，N3為高頻變壓器另一副邊，S1、S2、S3、S4為帶有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的后級功率管，Co為輸出濾波電容，RL為逆變器負載，iLr為諧振電流；Io為輸出電流，Vo為輸出正弦波電壓。
具體實施例方式
實施例1在圖1中，直流輸入電源VDC的正極與前級功率管M1、M3的漏極相連，負極與前級功率管M2、M4的源極相連；串聯(lián)諧振電感Lr一端與前級功率管M1的源極和前級功率管M2的漏極相連；另一端與串聯(lián)諧振電容Cr的一端相連；高頻變壓器原邊N1同名端與諧振電容Cr的另一端相連，異名端與前級功率管M3的源極和前級功率管M4的漏極相連，這樣就構(gòu)成了串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路。高頻變壓器一副邊N2的同名端與后級功率管S1的集電極相連；異名端與后級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與后級功率管S2的集電極相連；同名端與后級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與后級功率管S1、S2的發(fā)射極、及負載一端相連；另一端與后級功率管S3、S4的發(fā)射極、及負載另一端相連，這樣就構(gòu)成了串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的后級周波變換及濾波電路。
實施例2在圖2中，串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，后級周波變換及濾波電路構(gòu)成如下后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3接成半橋模式。
實施例3在圖3中，串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同。后級周波變換及濾波電路構(gòu)成如下后級功率管S1、S3交換位置，后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S3、S4及后級功率管S1、S2都接成共極電極模式。
實施例4在圖4中，串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，后級周波變換及濾波電路構(gòu)成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，高頻變壓器雙副邊同名端同向連接，后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3都接成共發(fā)射極模式。
實施例5在圖5中，串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，后級周波變換及濾波電路構(gòu)成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，并且將后級功率管S1、S2及后級功率管S3、S4接成半橋模式。
實施例6在圖6中，串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯(lián)諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，后級周波變換及濾波電路構(gòu)成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，后級功率管S1、S3交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3都接成共極電極模式。
在上述實施例中，所有標號相同的功率管的驅(qū)動信號保持一致。
權(quán)利要求
1.一種串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是前級全橋逆變電路采用具有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的四開關(guān)的全橋結(jié)構(gòu)，諧振電感和諧振電容的串聯(lián)諧振實現(xiàn)直流輸入電源向諧振電流源的轉(zhuǎn)化，并在諧振電流源的過零點實現(xiàn)所有功率管的開關(guān)切換；采用單原邊、雙副邊的高頻變壓器實現(xiàn)諧振電流源的耦合傳輸，兩個副邊繞組N2和N3為反極性繞制；高頻變壓器的雙副邊和具有體內(nèi)反并聯(lián)二極管的四個功率單管的組合可以實現(xiàn)四個功率單管的共發(fā)射極或共陰極、半橋模式及共集電極或共陽極的連接；也可以實現(xiàn)變壓器的同名端的同向連接，所用開關(guān)也可用體內(nèi)無二極管的開關(guān)器件與二極管組合而成；在省略輸出濾波電感的同時解決了由于濾波電感沒有續(xù)流回路時造成的電壓過沖，并且由于采用電容濾波，在實現(xiàn)多模塊并聯(lián)擴展系統(tǒng)的功率容量時，可以等效成濾波電容的并聯(lián)；后級周波變換及濾波電路是高頻變壓器一副邊N2的同名端與后級功率管S1的集電極相連；異名端與后級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與后級功率管S2的集電極相連；同名端與后級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與后級功率管S1、S2的發(fā)射極、及負載一端相連；另一端與后級功率管S3、S4的發(fā)射極、及負載另一端相連。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3接成半橋模式。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是后級功率管S1、S3交換位置，后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S3、S4及后級功率管S1、S2都接成共極電極模式。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，高頻變壓器雙副邊同名端同向連接，后級功率管S2、S4交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3都接成共發(fā)射極模式。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，并且將后級功率管S1、S2及后級功率管S3、S4接成半橋模式。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特征是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，后級功率管S1、S3交換位置，并且將后級功率管S1、S4及后級功率管S2、S3都接成共極電極模式。
全文摘要
一種高頻鏈正弦波逆變電源電路，采用全橋LC串聯(lián)諧振和周波變換結(jié)構(gòu)實現(xiàn)功率的電流源型高頻鏈隔離傳輸。全橋LC串聯(lián)諧振將直流電源轉(zhuǎn)換成諧振電流源，利用電流過零點實現(xiàn)功率管的零電流開關(guān)；單原邊雙副邊結(jié)構(gòu)的高頻變壓器實現(xiàn)功率傳遞和電氣隔離，變壓器原邊輸入電壓為輸出端的電壓折算，變壓器的設計時可適當降低繞組匝數(shù)；雙副邊與四個功率單管的合理連接實現(xiàn)諧振電流源向工頻電壓源的周波變換，電路結(jié)構(gòu)簡單，且無需檢測輸出電流方向就能實現(xiàn)功率雙向流動；無論在功率的正向傳輸或反向傳輸時，功率管或其體內(nèi)反并聯(lián)二極管都在諧振電流的過零點換流，變壓器漏感不存儲能量，根本上消除變壓器漏感造成的電壓過沖；輸出電容濾波，易實現(xiàn)多模塊的并聯(lián)。
文檔編號H02M7/5387GK1585253SQ20041004860
公開日2005年2月23日 申請日期2004年6月2日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月2日
發(fā)明者鄔偉揚, 金曉毅, 孫孝峰, 張純江 申請人:燕山大學