專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及被提供作為各種電子設(shè)備的電源的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
近年來，由于可以承受相對較高的高頻電流和電壓的開關(guān)元件的開發(fā)，大多數(shù)整流市電電源的交流電壓而得到想要的直流電壓的電源電路被形成為開關(guān)系統(tǒng)的電源電路。
開關(guān)電源電路使用高的開關(guān)頻率，以減小變壓器和其他部件的尺寸，以及它被形成為高功率的直流-直流變換器，用作為各種電子設(shè)備的電源。
順便說一句，傳統(tǒng)上知道，如果AC輸入電壓被整流，則流過平滑電路的電流具有失真的波形，這惡化了代表利用電源的效率的功率因子。
而且，起源于失真波形電流的高次諧波有可能對于負(fù)載端具有壞的影響，所以，需要用來抑制電流波形中的這樣的失真的對抗措施。
因此，開關(guān)電源電路在傳統(tǒng)上是已知的，其中功率扼流圈串聯(lián)地插入在市電AC電源線路中，擴(kuò)大AC輸入電流的導(dǎo)通角，達(dá)到功率因子的改進(jìn)(所謂的扼流圈輸入系統(tǒng))。
圖30顯示傳統(tǒng)的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)，它包括按照扼流圈系統(tǒng)來改進(jìn)功率因子的對抗措施。
圖30所顯示的電源電路采用分開激勵(lì)型的電流諧振變換器和局部電壓諧振電路的組合作為初級端的結(jié)構(gòu)。
參照圖30，所顯示的電源電路包括由一對濾波電容CL和共模扼流圈CMC形成的噪聲濾波器，用于市電AC電源AC線路。
在噪聲濾波器后面的級中，提供了全波整流平滑電路，它包括橋式整流電路Di和平滑電容器Ci。通過由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci合作進(jìn)行的全波整流操作，在平滑電容器Ci上得到整流的平滑電壓Ei(直流輸入電壓)。整流的平滑電壓Ei具有等于AC輸入電壓VAC的電平。
而且，功率扼流圈PCH在市電AC電源AC線路中被串聯(lián)地插入在噪聲濾波器與橋式整流電路Di之間，如圖30所示。
接收直流輸入電壓以執(zhí)行開關(guān)操作的電流諧振變換器包括兩個(gè)開關(guān)元件Q1，Q2，每個(gè)具有以半橋式連接進(jìn)行連接的MOS-FET的形式。阻尼二極管DD1，DD2，每個(gè)具有體二極管的形式，以圖30所示的方向分別被并聯(lián)連接在開關(guān)元件Q1，Q2的漏極和源極之間。
部分諧振電容器Cp被并聯(lián)連接在開關(guān)元件Q2的漏極和源極之間。部分諧振電容器Cp的電容和初級繞組N1的漏電感L1形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。因此，得到其中只在開關(guān)元件Q1，Q2關(guān)斷后才呈現(xiàn)電壓諧振的部分電壓諧振操作。
在電源電路中，為了驅(qū)動(dòng)用于開關(guān)的開關(guān)元件Q1，Q2，提供了振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，它典型地由用于通用目的的IC形成。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路(未示出)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路合作地生成要被加到開關(guān)元件Q1，Q2的柵極的需要的頻率的驅(qū)動(dòng)信號(柵極電壓)。因此，開關(guān)元件Q1，Q2執(zhí)行開關(guān)操作，其中它們以需要的開關(guān)頻率交替地接通/關(guān)斷。
隔離變換器變壓器PIT把開關(guān)元件Q1，Q2的開關(guān)輸出發(fā)送到次級端。隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1以它的一端通過初級端串聯(lián)諧振電容C1的串聯(lián)連接被連接到在開關(guān)元件Q1的源極與開關(guān)元件Q2的漏極之間的節(jié)點(diǎn)(開關(guān)輸出點(diǎn))，以便發(fā)送開關(guān)輸出。
初級繞組N1在它的另一端被連接到初級端的地端。
串聯(lián)諧振電容器C1的電容與包括初級繞組N1的隔離變換器變壓器PIT的漏電感形成初級端串聯(lián)諧振電路，用于達(dá)到電流諧振型操作作為初級端開關(guān)變換器的操作。
因此，從以上說明，上述的初級端開關(guān)變換器提供由初級端串聯(lián)諧振電路(L1-C1)執(zhí)行的電流諧振型的操作以及由上述的部分電壓諧振電路(Cp//L1)的部分電壓諧振操作。
換句話說，圖30所示的電源電路具有包括用于把初級端開關(guān)變換器形成為諧振型的變換器的諧振電路與另一個(gè)諧振電路的組合的結(jié)構(gòu)。在本技術(shù)說明書中，剛才描述的類型的開關(guān)變換器稱為復(fù)合諧振變換器。
雖然在圖上未示出，隔離變換器變壓器PIT包括EE型芯，它包括典型地由鐵氧體材料制成的E型芯的組合。隔離變換器變壓器的繞組接受部分被劃分成用于初級端和次級端的繞組接受部分，初級繞組N1和下面描述的次級繞組(N2A和N2B)被繞制在EE型芯的中心磁臂上。
在EE型芯的中心磁臂中形成縫隙G。更具體地，縫隙G被形成為約1.0mm的大小，這樣，得到約0.85的耦合系數(shù)k。
而且，在圖30所示的電路中，次級繞組N2A，N2B和初級繞組N1的圈數(shù)被設(shè)置成使得次級端繞組的每一圈(1T)的感應(yīng)電壓電平可以是5V/T。
隔離變換器變壓器PIT的次級繞組N2具有中心抽頭，所以被分成兩個(gè)次級繞組N2A和N2B。相應(yīng)于發(fā)送到初級繞組N1的開關(guān)輸出的交變電壓在每個(gè)次級繞組N2A，N2B上被激勵(lì)。
次級繞組N2的中心抽頭被連接到次級端接地點(diǎn)。全波整流電路被連接到次級繞組N2A，N2B，以及包括整流二極管D01，D02以及平滑電容器C0。因此，得到次級端DC輸出電壓E0作為在平滑電容器C0上的電壓。次級端DC輸出電壓E0被加到負(fù)載(未示出)上，以及也作為下面描述的、用于控制電路1的檢測電壓輸出。
控制電路1把相應(yīng)于次級端DC輸出電壓E0的電平變化的檢測輸出提供到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2以響應(yīng)于被輸入的、控制電路1的檢測輸出而變化的開關(guān)頻率驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q1，Q2。由于開關(guān)元件Q1，Q2的開關(guān)頻率以這種方式變化，次級端DC輸出電壓的電平是穩(wěn)定的。
按照圖30所示的由扼流圈輸入系統(tǒng)對于功率因子的改進(jìn)的這樣的結(jié)構(gòu)，如這里描述的、被串聯(lián)地插入在市電AC電源AC線路中的功率扼流圈PCH對于在市電AC電源的頻率范圍中的功率進(jìn)行平滑，以及擴(kuò)展AC輸入電流IAC的導(dǎo)通角，達(dá)到功率因子的改進(jìn)。
應(yīng)當(dāng)指出，日本專利公開號No.2003-189617公開了相關(guān)的開關(guān)電源電路。
然而，對于采用扼流圈輸入系統(tǒng)的、圖30的電路，由線圈的鐵損和線圈的銅損引起的無功功率是由功率扼流圈PCH產(chǎn)生的。由功率扼流圈PCH這樣地產(chǎn)生的無功功率惡化電源電路的AC到DC功率變換效率。
如果功率扼流圈PCH的電感值被設(shè)置為較高的數(shù)值，以便得到足夠的功率因子改進(jìn)的效果，則如上所述的這樣的鐵損和銅損多半會(huì)增加，這引起功率變換效率的進(jìn)一步的惡化。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種達(dá)到功率變換效率的提高而同時(shí)保持高的功率因子的開關(guān)電源電路。
為了達(dá)到上述的目的，按照本發(fā)明，提供了開關(guān)電源電路，包括整流平滑部分，用于接收AC電壓作為加到其上的輸入，產(chǎn)生整流的平滑的電壓；開關(guān)部分，包括開關(guān)元件，用于接收整流的平滑的電壓作為加到其上的輸入，以執(zhí)行開關(guān)操作；以及開關(guān)驅(qū)動(dòng)部分，用于以預(yù)定的開關(guān)頻率驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件，以執(zhí)行開關(guān)操作。開關(guān)電源電路包括隔離變換器變壓器，包括被繞制在其上的初級繞組，用于接收通過開關(guān)部分的開關(guān)操作得到的開關(guān)輸出；和被繞制在其上的次級繞組，用于通過使用由初級繞組得到的開關(guān)輸出，激勵(lì)交變電壓。開關(guān)電源電路包括由隔離變換器變壓器的初級繞組的漏電感分量與串聯(lián)連接到初級繞組的初級端串聯(lián)諧振電容器的電容形成的初級端串聯(lián)諧振電路，用于使得開關(guān)部分執(zhí)行電流諧振型操作。開關(guān)電源電路包括次級端平滑電容器和DC輸出電壓生成部分，用于整流由隔離變換器變壓器的次級繞組得到的交變電壓和用最終得到的整流電流充電次級端平滑電容器，以得到次級端DC輸出電壓作為在次級端平滑電容器上的電壓。開關(guān)電源電路包括恒定電壓控制部分，用于響應(yīng)于次級端DC輸出電壓電平可變地控制開關(guān)驅(qū)動(dòng)部分的開關(guān)頻率，以執(zhí)行次級端DC輸出電壓的恒定電壓控制。而且，開關(guān)電源電路包括功率因子改進(jìn)電路，用于根據(jù)開關(guān)部分的開關(guān)輸出把交變電壓反饋到在整流平滑部分形成的整流電流路徑，以及根據(jù)開關(guān)輸出利用交變電壓來選擇地中斷在整流平滑部分提供的整流元件的整流的電流分量，以改進(jìn)功率因子。隔離變換器變壓器被形成為使得磁通密度被設(shè)置為預(yù)定的水平，由此，流過DC輸出電壓生成部分的次級端整流電流具有連續(xù)模式而不管被連接到次級端DC輸出電壓的負(fù)載條件和輸入AC電壓的變化。
在開關(guān)電源電路中，電流諧振變換器被形成為初級端開關(guān)變換器。而且，功率因子的改進(jìn)是通過把開關(guān)部分的開關(guān)輸出反饋到用于輸入AC電壓的整流平滑電路的整流電流路徑以便選擇地中斷整流電流，由此擴(kuò)展AC輸入電流的導(dǎo)通角，而達(dá)到的。
按照該結(jié)構(gòu)，消除了例如對于在傳統(tǒng)的開關(guān)電源電路中使用的功率扼流圈的必要性。
而且，隔離變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為預(yù)定的水平，這樣，即使發(fā)生負(fù)載變化或輸入AC電壓電平的變化，次級端整流電流正常保持連續(xù)模式。在次級端整流電流具有連續(xù)模式的情形下，當(dāng)與其中次級端整流電流具有非連續(xù)模式的另一種情形相比較時(shí)，次級端整流電流的連續(xù)性周期被擴(kuò)展。因此，雖然傳統(tǒng)的開關(guān)電源電路呈現(xiàn)次級端整流元件的連續(xù)性損耗的增加，但當(dāng)開關(guān)電源處在重負(fù)載條件時(shí)，因?yàn)榇渭壎苏麟娏鞅辉O(shè)置在非連續(xù)模式，本發(fā)明的開關(guān)電源電路可以抑制連續(xù)性損耗的這樣的增加。
因此，對于開關(guān)電源電路，由于可以消除通常為了改進(jìn)功率因子提供的功率扼流圈，功率變換效率可以改進(jìn)，而不生成否則由這樣的功率扼流圈產(chǎn)生的無功功率。
而且，由于隔離變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為預(yù)定的水平，否則將在次級端整流電流的非連續(xù)的周期內(nèi)出現(xiàn)的、整流元件的連續(xù)性損耗可被抑制。因此，由這樣的連續(xù)性損耗造成的無功功率可被抑制。換句話說，這使得具有用于改進(jìn)功率因子的結(jié)構(gòu)的開關(guān)電源電路的功率變換效率得到進(jìn)一步提高。


結(jié)合附圖參考以下說明，本發(fā)明的這些和其它目的將顯而易見，其中圖1是顯示其中可施加本發(fā)明的第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的基本電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖2是顯示在圖1的電源電路中提供的隔離變換器變壓器的結(jié)構(gòu)的例子的示意圖；圖3是顯示在開關(guān)周期內(nèi)圖1的電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖4是顯示圖1的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；圖5是顯示圖1的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖6是顯示其中可施加本發(fā)明的第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的基本電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖7是顯示圖6所示的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；圖8是顯示圖6所示的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖9是顯示按照本發(fā)明的第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子的電路圖；圖10是顯示在圖9的開關(guān)電源電路中提供的電壓反饋?zhàn)儔浩鞯慕Y(jié)構(gòu)的例子的示意性截面圖；圖11是顯示在市電AC電源的周期內(nèi)圖9的電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖12是顯示圖9的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；圖13是顯示圖9的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖14是顯示按照本發(fā)明的第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子的電路圖；圖15是顯示在市電AC電源的周期內(nèi)圖14的電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖16是顯示圖14的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；圖17是顯示圖14的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖18是顯示按照本發(fā)明的第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子的電路圖；圖19是顯示在圖18的開關(guān)電源電路中提供的高頻扼流圈的結(jié)構(gòu)的例子的示意性截面圖；圖20是顯示在市電AC電源的周期內(nèi)圖18的電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖21是顯示圖18的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；圖22是顯示圖18的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖23是顯示按照本發(fā)明的第四實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子的電路圖；圖24是顯示在市電AC電源的周期內(nèi)圖23的電源電路的主要元件的操作的波形圖；圖25是顯示圖23的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于AC輸入電壓電平的變化的特性的圖；
圖26是顯示圖23的電源電路的功率因子、功率變換效率、和DC輸入電壓電平相對于負(fù)載的變化的特性的圖；圖27、28、和29是顯示按照本發(fā)明的電源電路的次級端結(jié)構(gòu)的不同的例子的電路圖；以及圖30是顯示傳統(tǒng)的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
具體實(shí)施例方式
圖1顯示可應(yīng)用本發(fā)明以及作為此后描述的本發(fā)明的第一實(shí)施例的基礎(chǔ)的開關(guān)電源電路的基本結(jié)構(gòu)。
圖1所示的開關(guān)電源電路基本上采用以上參照圖30描述的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)，以及包括在次級端形成的同步整流電路，以便得到AC到DC功率變換效率的改進(jìn)。
這里，概略地描述在剛才提到的同步整流電路與AC到DC功率變換效率之間的關(guān)系。
首先，眾所周知，電源電路具有這樣的結(jié)構(gòu)，其中在初級端的開關(guān)元件的開關(guān)頻率為了次級端DC輸出電壓的穩(wěn)定性而被可變地控制的情形下，出現(xiàn)諸如以下描述的現(xiàn)象。具體地，例如當(dāng)負(fù)載處在輕負(fù)載趨勢時(shí)，初級端的開關(guān)頻率通過穩(wěn)定性控制被抑制為低頻的情形下流過初級端的串聯(lián)諧振電路的DC諧振電流和流過次級端的整流電路的次級端整流電流不是連續(xù)地流動(dòng)(電流非連續(xù)模式)。
在剛才描述的這樣的非連續(xù)模式條件下，出現(xiàn)這樣的電流不連續(xù)狀態(tài)，其中有次級端整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔短于其中有初級端串聯(lián)諧振電流流動(dòng)的時(shí)間間隔。在次級端整流電流在較短的時(shí)間間隔內(nèi)流動(dòng)的情形下，整流電流的峰值電平變?yōu)橄鄬^高，因此，次級端的整流二極管的連續(xù)性損耗變?yōu)橄鄬^高。
在以上參照圖30描述的電路中，當(dāng)進(jìn)入非連續(xù)模式時(shí)出現(xiàn)的整流二極管的這樣的連續(xù)性損耗也引起在次級端的相應(yīng)的功率損耗。
為了證實(shí)，這里說明，由于次級端DC輸出電壓的電平不單隨以上所述的負(fù)載變化，而且也隨市電AC電源AC的電平改變而變化，通過開關(guān)頻率變化控制的穩(wěn)定性控制同樣地對于市電AC電源AC的改變起作用。因此，市電AC電源AC的電平改變也造成諸如以上所述的非連續(xù)模式的一個(gè)因素。
因此，作為用于減小由整流二極管的這樣的非連續(xù)性造成的次級端的功率損耗的技術(shù)，大家知道，形成同步整流電路，其中使用低導(dǎo)通低阻的MOS-FET用于整流。
同步整流電路例如包括用于檢測在隔離變換器變壓器PIT的次級繞組N2(次級繞組N2A，N2B)處得到的交變電壓的電阻元件，以及MOS-FET作為具有檢測的電壓的整流元件被驅(qū)動(dòng)。由于利用具有低導(dǎo)通電阻的MOS-FET作為整流元件，可以減小整流元件的連續(xù)性損耗，因此，可以減小次級端的功率損耗。
應(yīng)當(dāng)指出，其中MOS-FET根據(jù)由電阻對于在隔離變換器變壓器PIT的次級繞組處得到的交變電壓的檢測的結(jié)果，作為整流元件被驅(qū)動(dòng)的同步整流電路的結(jié)構(gòu)此后被稱為繞組電壓檢測系統(tǒng)。
然而，當(dāng)剛才描述的這樣的繞組電壓檢測系統(tǒng)的同步整流電路處在上述的電流非連續(xù)模式時(shí)，也在流到平滑電容器的充電電流減小到零電平后，同一個(gè)極性的初級端串聯(lián)諧振電流在非連續(xù)的時(shí)間間隔內(nèi)繼續(xù)流動(dòng)。所以，次級繞組N2的感應(yīng)的電壓也不呈現(xiàn)它的極性的顛倒，以及在該周期內(nèi)，MOS-FET沒有完全處在關(guān)斷狀態(tài)，而是保持在接通狀態(tài)。
由于在該周期內(nèi)，在流到平滑電容器中的充電電流減小到零電平后MOS-FET還保持在接通狀態(tài)，相反的方向的電流作為整流電流流動(dòng)，以及無功功率由相反方向的電流生成。
由此，在繞組電壓檢測系統(tǒng)的傳統(tǒng)的同步整流電路中，雖然低導(dǎo)通電阻的整流元件的連續(xù)性損耗被減小，但由于由反方向電流生成這樣的無功功率，不能全部達(dá)到功率變換效率的有效的改進(jìn)。
所以，在圖1所示的電源電路中，諸如下面描述的結(jié)構(gòu)被使用來達(dá)到包括用于改進(jìn)功率因子的結(jié)構(gòu)的電源電路的功率變換效率的進(jìn)一步的提高。
參照圖1，在所示的電源電路中，噪聲濾波器由一對電容器CL和用于市電AC電源AC的公共模式扼流圈CMS形成，類似于以上參照圖30描述的傳統(tǒng)的電源電路的情形。
全波整流平滑電路作為噪聲濾波器的以后的級被連接，以及它包括由整流二極管D1到D4形成的橋式整流電路Di，和單個(gè)平滑電容器Ci。全波整流電路通過橋式整流電路Di的全波整流操作在平滑電容器C上產(chǎn)生等于AC輸入電壓VAC的電平的電平的整流的平滑的電壓Ei(DC輸入電壓)。
另外，在圖1所示的電源電路中，功率扼流圈PCH被串聯(lián)地插入在噪聲濾波器與橋式整流電路Di之間，如圖1所示。
換句話說，圖1所示的電路也被配置成按照包括諸如以上所述的功率扼流圈PCH的扼流圈輸入系統(tǒng)達(dá)到功率因子的改進(jìn)。
用于接收DC輸入電壓來執(zhí)行開關(guān)動(dòng)作的電流諧振變換器包括由流過開關(guān)元件Q1，Q2形成的開關(guān)電路，每個(gè)開關(guān)元件具有以半橋式連接方式被連接的MOS-FET。
阻尼二極管DD1，DD2分別被并聯(lián)連接在開關(guān)元件Q1，Q2的漏極與源極之間。阻尼二極管DD1的陽極和陰極分別被連接到開關(guān)元件Q1的源極和漏極。同樣地，阻尼二極管DD2的陽極和陰極分別被連接到開關(guān)元件Q2的源極和漏極。阻尼二極管DD1，DD2是分別提供用于開關(guān)元件Q1，Q2的體二極管。
部分諧振電容器Cp被并聯(lián)連接在開關(guān)元件Q2的漏極與源極之間。另外，在這種情況下，并聯(lián)諧振電容器Cp的電容與隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。由此，在其中電壓諧振只在開關(guān)元件Q1，Q2被關(guān)斷時(shí)才發(fā)生的情形下，得到部分電壓諧振操作。
電源電路還包括振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，用于驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q1，Q2進(jìn)行開關(guān)切換。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路(未示出)，以及典型地可以由通用的IC形成。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路合作生成要被加到開關(guān)元件Q1，Q2的柵極的、需要的頻率的驅(qū)動(dòng)信號(柵極電壓)。因此，開關(guān)元件Q1，Q2執(zhí)行開關(guān)操作，其中它們以需要的開關(guān)頻率交替地接通/關(guān)斷。
隔離變換器變壓器PIT被提供來把開關(guān)元件Q1，Q2的開關(guān)輸出發(fā)送到次級端。
也在這種情況下，隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1在它的一端通過初級端并聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接被連接到在開關(guān)元件Q1的源極與開關(guān)元件Q2的漏極之間的節(jié)點(diǎn)(開關(guān)輸出點(diǎn))，這樣，開關(guān)輸出被發(fā)送。
另外，在圖1所示的電路中，初級繞組N1在它的另一端被連接到初級端接地點(diǎn)。
隔離變換器變壓器PIT具有此后描述的結(jié)構(gòu)，以及隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1具有需要的漏電感L1。串聯(lián)諧振電容器C1的電容和隔離變換器變壓器PIT的漏電感L1形成初級端串聯(lián)諧振電路，用于達(dá)到電流諧振型操作作為初級端開關(guān)變換器的操作。
因此，也在這種情況下，上述的初級端開關(guān)變換器通過初級端串聯(lián)諧振電路(L1-C1)執(zhí)行電流諧振型的操作和通過上述的部分電壓諧振電路(Cp//L1)執(zhí)行并聯(lián)電壓諧振操作。因此，圖1所示的電源電路具有復(fù)合諧振變換器的結(jié)構(gòu)，它包括作為諧振型的諧振電路的、用于形成初級端開關(guān)變換器的諧振電路與另一個(gè)諧振電路的組合。
也在這種情況下，隔離變換器變壓器PIT的次級繞組N2包括在中心抽頭上形成的、次級繞組N2A和另一個(gè)次級繞組N2B。
然而，在圖1所示的電路中，用于全波整流的同步整流電路被提供給次級繞組N2A和N2B。同步整流電路包括N溝道MOS-FETQ3，Q4，Q5，和Q6作為整流元件，如圖1所示。
例如具有低壓電阻性質(zhì)的溝槽結(jié)構(gòu)的MOS-FET被選擇用于MOS-FET Q3到Q6，以得到低的接通電阻。
隔離變換器變壓器PIT的次級繞組N2的中心抽頭輸出端通過電感器Ld的串聯(lián)連接被連接到平滑電容器C01，C02，C03，C04的正電極的節(jié)點(diǎn)。具體地，平滑電容器C01，C02，C03，C04的并聯(lián)連接電路被連接為用于充電次級端整流電流的平滑電容器。應(yīng)當(dāng)指出，為什么把多個(gè)平滑電容器這樣地并聯(lián)連接的理由在于，打算制作準(zhǔn)備好滿足DC輸出電壓E0＝5V的低電壓和負(fù)載電流＝30A的高電流的條件的圖1的電路。
次級繞組N2的一端(次級繞組N2B一側(cè)的末端)被連接到在MOS-FET Q3的漏極與MOS-FET Q5的漏極之間的節(jié)點(diǎn)。MOS-FETQ3，Q5的源極的接合點(diǎn)被連接到次級端接地點(diǎn)。
同樣地，次級繞組N2的另一端(次級繞組N2A一側(cè)的末端)被連接到在MOS-FET Q4的漏極與MOS-FET Q6的漏極之間的節(jié)點(diǎn)。MOS-FET Q4，Q6的源極的接合點(diǎn)被連接到次級端接地點(diǎn)。
應(yīng)當(dāng)指出，體二極管DD3，DD4，DD5，DD6分別被連接在MOS-FET Q3，Q4，Q5，Q6的漏極與源極之間。
按照上述的連接方案，MOS-FET Q3，Q5的并聯(lián)連接電路被串聯(lián)地插入在包括次級繞組N2B的整流電流路徑。同時(shí)，MOS-FET Q4，Q6的并聯(lián)連接電路被串聯(lián)地插入在包括次級繞組N2A的整流電流路徑。
再者，電感器Ld被串聯(lián)地插入在次級繞組N2的中心抽頭與平滑電容器C01到C04的并聯(lián)連接電路之間。在這種情況下，電感器Ld具有設(shè)置的相對較低的電感，例如約0.6μH。
再者，在圖1所示的同步整流電路中，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3，Q5的驅(qū)動(dòng)電路由被共同連接在次級繞組N2A的、遠(yuǎn)離中心抽頭的一端與MOS-FET Q3，Q5的柵極之間的柵極電阻Rg1形成。
同樣地，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4，Q6的驅(qū)動(dòng)電路由被共同連接在次級繞組N2B的、遠(yuǎn)離中心抽頭的一端與MOS-FET Q4，Q6的柵極之間的柵極電阻Rg1形成。
簡言之，當(dāng)在次級繞組N2A中激勵(lì)的交變電壓被柵極電阻Rg1檢測時(shí)，使得MOS-FET Q3，Q5都導(dǎo)通。當(dāng)在次級繞組N2B中激勵(lì)的交變電壓被柵極電阻Rg2檢測時(shí)，使得MOS-FET Q4，Q6都導(dǎo)通。
如果接通電壓被加到MOS-FET的柵極，則漏極-源極僅僅等效為一個(gè)電阻，所以，電流可以在相反方向流動(dòng)。如果試圖使得MOS-FET用作為次級端的整流元件，則電流必須只沿一個(gè)方向流動(dòng)，其中次級端平滑電容器(平滑電容器C01到C04)的正極被充電。如果電流沿相反方向流動(dòng)，則放電電流從次級端平滑電容器流到隔離變換器變壓器PIT端，所以，功率不能有效地發(fā)送到負(fù)載端。而且，相反的電流引起MOS-FET生成熱量，或產(chǎn)生噪聲，以及也引起初級端的開關(guān)損耗。
上述的驅(qū)動(dòng)電路被提供來驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3到Q6進(jìn)行開關(guān)，這樣，電流只沿一個(gè)方向流動(dòng)，其中次級端平滑電容器(平滑電容器C01到C04)的正極端根據(jù)次級繞組的電壓的檢測被充電(在這種情況下，沿從源極到漏極的方向)。簡言之，在這種情況下的同步整流電路具有電路結(jié)構(gòu)，其中MOS-FET被驅(qū)動(dòng)成與按照繞組電壓檢測系統(tǒng)的整流電路同步地接通/關(guān)斷。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下，肖特基二極管Dg1，Dg2沿圖1所示的方向被并聯(lián)連接到柵極電阻Rg1，Rg2，它們形成分別用于MOS-FET組Q3，Q5和MOS-FET組Q4，Q6的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)。肖特基二極管Dg1，Dg2在MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6關(guān)斷后，分別形成用于放電MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6的柵極輸入電容器的累積的電荷的路徑。因此，MOS-FET Q3和Q5，Q4和Q6被肯定地關(guān)斷，達(dá)到良好的開關(guān)特性。
而且，如上所述，在圖1所示的電源電路中，電感器Ld被插入在次級繞組N2的中心抽頭與次級端平滑電容器之間。在這種情況下，電感器Ld被插入在次級端的整流電流路徑中。
在電感器Ld被這樣地插入在整流電流路徑的情形下，在DC輸出電壓E0中生成的噪聲可被抑制。
具體地，如果在次級端使用由MOS-FET形成的同步整流電路，則高頻噪聲多半通過MOS-FET的開關(guān)噪聲的影響等等被疊加在DC輸出電壓E0上。然而，在電感器Ld被這樣地插入在整流電流路徑的情形下，這樣的噪聲分量可以通過電感器Ld的阻抗分量被平滑化，以抑制噪聲分量。
而且，被這樣地插入在整流電流路徑的電感器Ld也引起相反的方向的電流(多半出現(xiàn)在整流電流中)的生成可被抑制的效果，正如此后描述的。
再者，在圖1的電路中，由電容器CS和電阻RS的串聯(lián)連接電路形成的阻尼器電路以如圖1所示的方式被并聯(lián)地提供到隔離變換器變壓器PIT的次級繞組。
在這種情況下，阻尼器電路的電容器CS端被連接到次級繞組N2B的、遠(yuǎn)離中心抽頭的一端。同時(shí)，電阻RS端被連接到次級繞組N2A的、遠(yuǎn)離中心抽頭的一端。
簡言之，按照描述的連接方案，阻尼器電路也被并聯(lián)地提供到串聯(lián)連接的MOS-FET Q3，Q5和Q4，Q6。
阻尼器電路為什么這樣地并聯(lián)連接到兩組MOS-FET的串聯(lián)連接電路的原因在于，意圖是抑制在每個(gè)MOS-FET的漏極與源極之間出現(xiàn)的尖峰脈沖電壓。
具體地，尖峰脈沖電壓是通過在MOS-FET關(guān)斷后在漏極與源極之間的電容量(coss)，而在每個(gè)MOS-FET的漏極與源極之間生成的。諸如剛才描述的尖峰脈沖電壓造成降低每個(gè)MOS-FET的耐壓電平的障礙。
所以，由電容CS和電阻RS形成的阻尼器電路以如上所述的方式被并聯(lián)地提供到串聯(lián)連接的MOS-FET的串聯(lián)連接電路，平滑諸如以上所述的尖峰脈沖電壓的峰值波形，達(dá)到降低每個(gè)MOS-FET的漏極與源極之間的的耐壓電平。
按照具有上述的電路結(jié)構(gòu)的同步整流電路，達(dá)到通過全波整流得到的、用整流電路充電次級端平滑電容器的操作。
具體地，在次級繞組中激勵(lì)的交變電壓的兩個(gè)半個(gè)周期中的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)流過次級繞組N2B的電流充電次級端平滑電容器。另一方面，在交變電壓的另半個(gè)周期內(nèi)流過次級繞組N2A的電流充電次級端平滑電容器。由此，得到在兩個(gè)半個(gè)周期中充電次級端平滑電容器的操作，其中得到呈現(xiàn)正的和負(fù)的數(shù)值的交變電壓。
如圖1所示的這樣的次級端DC輸出電壓E0是作為平滑電容器上的電壓得到的。次級端DC輸出電壓E0被加到負(fù)載端(未示出)，以及也作為檢測電壓被輸入到下面描述的控制電路1。
控制電路1提供相應(yīng)于次級端DC輸出電壓E0的電平變化的檢測輸出到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件Q1，Q2，以使得它們的開關(guān)頻率可以響應(yīng)于輸入給它的、控制電路1的檢測輸出而變化。由于開關(guān)元件Q1，Q2的開關(guān)頻率這樣地變化，所以從隔離變換器變壓器PIT的初級繞組發(fā)送到次級繞組N2A，N2B端的功率也變化，這起到穩(wěn)定次級端DC輸出電壓E0電平的作用。
例如，如果負(fù)載被設(shè)置成重負(fù)載趨勢以及次級端DC輸出電壓E0下降，則開關(guān)頻率被控制成變?yōu)檩^低的，由此提升次級端DC輸出電壓E0。另一方面，如果負(fù)載被設(shè)置成輕負(fù)載趨勢以及次級端DC輸出電壓E0上升，則開關(guān)頻率被控制成變?yōu)檩^高的，由此降低次級端DC輸出電壓E0。
應(yīng)當(dāng)指出，由于如上所述，次級端DC輸出電壓E0被設(shè)置為一個(gè)趨勢，其中它也響應(yīng)于市電AC電源AC的電平而變化，諸如以上所述的恒壓控制操作也同樣地響應(yīng)于市電AC電源AC的電平變化而起作用。
這里，如果由低導(dǎo)通電阻的MOS-FET形成的同步整流電路僅僅以圖1的電路中描述的方式被構(gòu)建在次級端，則進(jìn)入如上所述的非連續(xù)性模式。因此，在MOS-FET被關(guān)斷時(shí)反方向的電流流動(dòng)，所以，不能有效地減小次級端處的無功功率。
所以，在圖1的電路中，隔離變換器變壓器PIT以下面描述的方式被配置成擴(kuò)展連續(xù)模式，抑制這樣的反方向電流。
圖2顯示在圖1的電路中提供的隔離變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)的例子。
參照圖2，隔離變換器變壓器PIT包括EE型芯。EE型芯包括由鐵氧體材料制成的一對E型芯CR1，CR2，它們被組合成使得它們的磁臂是互相相對的。
隔離變換器變壓器PIT還包括例如由樹脂材料制成的繞線管B，以及被分開地形成使得初級端纏繞部分和次級端纏繞部分互相無關(guān)的。初級繞組N1被繞制在一個(gè)纏繞部分上，而次級繞組(N2A，N2B)被繞制在另一個(gè)纏繞部分上。由于其上這樣地纏繞初級端繞組和次級端繞組的繞線管被附著到EE型芯(CR1，CR2)上，初級端繞組和次級端繞組被纏繞在EE型芯的中心磁臂上互相不同的纏繞區(qū)域。這樣，得到隔離變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)。在這種情況下的EE型芯例如由EER-40制成。
在EE型芯的中心磁臂上，以圖2所示的方式形成縫隙G，其具有例如約1.5mm的縫隙長度。通過縫隙G，耦合系數(shù)k被設(shè)置為0.8，這樣，得到例如k＝0.8或更小的松弛的耦合狀態(tài)。簡言之，在圖1的電源電路中的隔離變換器變壓器PIT比起如圖30上傳統(tǒng)的電源電路所示的電源電路的隔離變換器變壓器PIT，具有更松弛的耦合狀態(tài)。應(yīng)當(dāng)指出，縫隙G可以通過把每個(gè)E型芯CR1，CR2的中心磁臂做得比另外的兩個(gè)外部磁臂更短而被形成。
而且，初級繞組N1和次級繞組N2A，N2B的圈數(shù)被設(shè)置成使得次級端繞組的每1T(圈)的感應(yīng)電壓電平可以低于以上參照圖30描述的電源電路時(shí)的數(shù)值。例如，初級繞組N1和次級繞組N2A，N2B的圈數(shù)被設(shè)置為NI＝68T和N2A＝N2B＝2T，這樣，次級繞組的每1T(圈)的感應(yīng)電壓電平可以是2.5V/T或更小。
在隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1和次級繞組N2A，N2B的圈數(shù)被如上所述地設(shè)置的情形下，當(dāng)與以上參照圖30描述的電源電路中的情形相比較時(shí)，隔離變換器變壓器PIT的芯的磁通密度減小，以及隔離變換器變壓器PIT的漏電感增加。
下面參照圖3的波形圖描述包括具有上述的結(jié)構(gòu)的隔離變換器變壓器PIT的圖1所示的電路的操作。
圖3的波形圖顯示在開關(guān)周期內(nèi)圖1的電源電路的主要元件的工作波形。
參照圖3，在開關(guān)元件Q2上的電壓V1相應(yīng)于開關(guān)元件Q2的接通/關(guān)斷狀態(tài)。具體地，圖3所示的波形呈現(xiàn)方波，其中電壓V1在其間開關(guān)元件Q2為接通的時(shí)間間隔T2內(nèi)具有零電平，但在其間開關(guān)元件Q2為關(guān)斷的另一個(gè)時(shí)間間隔T1內(nèi)箝位到預(yù)定的電平。然后，流過開關(guān)元件Q2//阻尼二極管DD2的開關(guān)電流IDS2呈現(xiàn)波形，其中在開關(guān)元件Q2接通時(shí)當(dāng)它流過阻尼二極管時(shí)，它呈現(xiàn)負(fù)極性，正如在時(shí)間間隔T2內(nèi)看到的。在時(shí)間間隔T2內(nèi)，開關(guān)電流IDS2被倒向，以便具有正的極性，由此，它從開關(guān)元件Q2的漏極流到源極，此后，在時(shí)間間隔TI內(nèi)，開關(guān)元件Q2被關(guān)斷，以及開關(guān)電流IDS2具有零電平。
同時(shí)，開關(guān)元件Q1相對于開關(guān)元件Q2交替地執(zhí)行接通/關(guān)斷。所以，雖然未示出，流過開關(guān)元件Q1//阻尼二極管DD1的開關(guān)電流具有波形，具有相對于開關(guān)電流IDS2移相180°的相位。另外，在開關(guān)元件Q1上的電壓具有波形，具有相對于在開關(guān)元件Q2上的電壓V1移相180°的相位。
因此，流過被連接在開關(guān)元件Q1，Q2的開關(guān)輸出點(diǎn)與初級端接地點(diǎn)之間的初級端串聯(lián)諧振電路(C1-L1)的初級端串聯(lián)諧振電流I0具有開關(guān)電流IDS1和開關(guān)電流IDS2的復(fù)合波形。因此，初級端串聯(lián)諧振電流I0具有如圖所示的正弦波形。
應(yīng)當(dāng)指出，在其中隔離變換器變壓器PIT沒有被形成為處在松弛的耦合狀態(tài)的傳統(tǒng)的電路中，隔離變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k被設(shè)置為例如等于或大于k＝0.8的數(shù)值，以使得隔離變換器變壓器PIT可以得到高的磁通密度。按照耦合系數(shù)k的設(shè)置值，初級端串聯(lián)諧振電流I0不呈現(xiàn)正弦波形，但包括由初級繞組N1的激勵(lì)電感產(chǎn)生的方波分量。
相反，按照上述的例子，隔離變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)被設(shè)置為松弛的耦合狀態(tài)電平，由此把磁通密度設(shè)置為大于如上所描述的需要的水平。因此，由于初級繞組N1的漏電感L1增加，初級繞組N1的激勵(lì)電感可被做成相對較低的。
由于初級繞組N1的激勵(lì)電感可被這樣地做成低的，可以得到正弦波的波形作為如圖3所示的初級端串聯(lián)諧振電流I0。
在次級繞組N2B處得到的電壓V2具有與諸如剛才描述的初級端串聯(lián)諧振電流I0的一個(gè)周期一致的波形。具體地，得到電壓V2為具有與初級端串聯(lián)諧振電流I0的零交叉點(diǎn)時(shí)序(在圖3上稱為時(shí)間t1，t2，t3)一致的零交叉點(diǎn)時(shí)序的波形。
雖然以上說明電壓V2是在次級繞組N2B處得到的電位，但在次級繞組N2A處也生成具有類似的波形的電位。
在次級端同步整流電路中，由電阻Rg2形成的驅(qū)動(dòng)電路檢測諸如以上描述的電壓V2(次級繞組N2B)以及把導(dǎo)通電平柵極電壓(柵極-源極電壓VGS4)輸出到MOS-FET Q4，Q6。
柵極-源極電壓VGS4被生成為在其間電壓V2保持高于相應(yīng)于被確定為MOS-FET Q4，Q6的柵極-源極電壓的預(yù)定的電平的電平的時(shí)間間隔內(nèi)(在圖3上從時(shí)間t1到時(shí)間td1的時(shí)間間隔)的導(dǎo)通電壓。換句話說，從時(shí)間t1到時(shí)間td1的時(shí)間間隔是MOS-FET Q4，Q6的導(dǎo)通時(shí)間間隔DON2。
然后，從此時(shí)導(dǎo)通時(shí)間間隔DON2結(jié)束的時(shí)間td1到時(shí)間t2的時(shí)間間隔是MOS-FET Q4，Q6的關(guān)斷時(shí)間，以及在從時(shí)間td1到時(shí)間t2的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，整流電流流過用于MOS-FET Q4，Q6的體二極管DD4，DD6。
因此，流過MOS-FET組Q4，Q6的整流電流I4在從時(shí)間t1到時(shí)間t2的時(shí)間間隔內(nèi)流動(dòng)。換句話說，整流電流I4在時(shí)序t1和t2呈現(xiàn)零電平，這時(shí)，初級端串聯(lián)諧振電流I0同樣呈現(xiàn)零電平，因此，整流電流I4對于初級端串聯(lián)諧振電流I0是連續(xù)的。
同樣地，由電阻Rg1形成的驅(qū)動(dòng)電路檢測在次級繞組N2A處生成的電壓，等價(jià)于以上描述的電壓V2，以及把導(dǎo)通電平柵極電壓(柵極-源極電壓VGS3)輸出到MOS-FET Q3，Q5。
柵極-源極電壓VGS3也被生成為在其間在次級繞組N2A中生成的電壓V2保持高于相應(yīng)于被確定為MOS-FET Q3，Q5的柵極-源極電壓的預(yù)定電平的電平的時(shí)間間隔內(nèi)(在圖3上從時(shí)間t2到時(shí)間td2的時(shí)間間隔)的導(dǎo)通電壓。因此，從時(shí)間t2到時(shí)間td2的時(shí)間間隔是MOS-FET Q3，Q5的導(dǎo)通時(shí)間間隔DON1。
然后，從此時(shí)導(dǎo)通時(shí)間間隔DON1結(jié)束的時(shí)間td2到時(shí)間t3的時(shí)間間隔是MOS-FET Q3，Q5的關(guān)斷時(shí)間，以及在從時(shí)間td2到時(shí)間t3的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，整流電流流過用于MOS-FET Q3，Q5的體二極管DD3，DD5。
因此，流過MOS-FET組Q3，Q5的整流電流I3也在從時(shí)間t2到時(shí)間t3的時(shí)間間隔內(nèi)流動(dòng)，這些時(shí)間是圖3所示的初級端串聯(lián)諧振電流I0的零交叉點(diǎn)時(shí)序，因此，該整流電流I3對于初級端串聯(lián)諧振電流I0是連續(xù)的。
流到平滑電容器(平滑電容器C01到C04)的充電電流Ic以諸如圖3所示的波形流動(dòng)，它是通過組合整流電流I3，I4得到的。換句話說，可以看到，其中平滑電容器C0是在其間在次級繞組N2A，N2B中生成電壓的時(shí)間間隔內(nèi)被充電的全波整流操作具有任何的正的和負(fù)的極性。
而且，由于整流電流I3和整流電流I4連續(xù)地流到如上所述的初級端串聯(lián)諧振電流I0，流到平滑電容器C0的充電電流Ic也連續(xù)地流到初級端串聯(lián)諧振電流I0。
簡言之，在圖1的電路中，例如由于重負(fù)載的結(jié)果，當(dāng)電流被控制成開關(guān)頻率可被設(shè)置為低于預(yù)定的水平，也得到次級端整流電流的連續(xù)模式。
由于連續(xù)模式被這樣地?cái)U(kuò)展，在非連續(xù)時(shí)間間隔內(nèi)的反方向電流被抑制，并且無功功率可被減小，以及當(dāng)與圖30的電路的情形進(jìn)行比較時(shí)，可以預(yù)期功率變換效率的提高。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下在整流電流I3，I4中不產(chǎn)生這樣的反方向電流的原因在于，電感器Ld被插入在如上所述的整流電流路徑中。具體地，被這樣地插入在整流電流路徑中的電感器Ld具有由電感器Ld的阻抗分量抑制在整流電流中生成的反方向電流的作用。在這種情況下，如果電感器Ld的電感值被設(shè)置為例如，如上所述的、約0.6μH，則可以避免在整流電流中生成的反方向電流。
圖6顯示其中可應(yīng)用本發(fā)明、和此后描述的本發(fā)明的第二實(shí)施例所基于的開關(guān)電源電路的另一個(gè)基本結(jié)構(gòu)。
圖6所示的基本結(jié)構(gòu)也包括與圖1所示的基本結(jié)構(gòu)類似的、達(dá)到改進(jìn)功率因子的功率扼流圈PCH，它包括具有與以上參照圖2描述的類似的結(jié)構(gòu)的隔離變換器變壓器PIT。圖6所示的基本結(jié)構(gòu)由此達(dá)到連續(xù)模式的擴(kuò)展和次級端的無功功率的減小，達(dá)到功率變換效率的提高。
而且，圖6所示的結(jié)構(gòu)被配置成準(zhǔn)備用于AC 100V系統(tǒng)，而圖1的結(jié)構(gòu)被配置成準(zhǔn)備用于市電AC電源AC的200V系統(tǒng)。
作為準(zhǔn)備用于AC 100V系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，圖6的基本結(jié)構(gòu)包括由一對整流電路D1，D2和一對平滑電容器Ci1，Ci2形成的倍壓整流平滑電路，作為用于整流和平滑輸入AC電壓以產(chǎn)生DC輸入電壓Ei的整流平滑電路。
在這種情況下的整流平滑電路中，整流二極管D1按圖6所示的方向被串聯(lián)連接在市電AC電源AC的正極線，如圖6所示。平滑電容器Ci1，Ci2被串聯(lián)連接，以及平滑電容器Ci2的負(fù)極端子被接地到初級端的地，而平滑電容器Ci1的正極端子被整流二極管D1的陰極。在平滑電容器Ci1，Ci2之間的節(jié)點(diǎn)被連接到市電AC電源AC的負(fù)極線。而且，整流二極管D2被插入，使得其陰極連接到整流二極管D1，以及其陽極連接到初級端的地。
按照如上所述的這樣的結(jié)構(gòu)，在其間輸入AC電壓呈現(xiàn)正極性的半周期內(nèi)，整流二極管D1的整流輸出被平滑電容器Ci1平滑。另一方面，在其間輸入AC電壓呈現(xiàn)負(fù)極性的半周期內(nèi)，整流二極管D2的整流輸出被平滑電容器Ci2平滑。
簡言之，在這種情況下，得到相應(yīng)于市電AC電源AC的電平的兩倍的電平作為在平滑電容器Ci1，Ci2的串聯(lián)連接電路上的DC輸入電壓Ei。結(jié)果，可以得到等于由圖1的基本結(jié)構(gòu)得到的DC輸入電壓Ei的電平。
正如從以上說明可以看到的，圖1和6的電源電路具有與以上參照圖30描述的電路的情形類似的、按照扼流圈輸入系統(tǒng)的用于改進(jìn)功率因子的結(jié)構(gòu)，不同點(diǎn)在于，隔離變換器變壓器PIT被配置成具有低于預(yù)定的水平的磁通密度。在隔離變換器變壓器PIT的磁通密度被這樣地設(shè)置為低于預(yù)定的水平的情形下，可以達(dá)到例如在重負(fù)載條件下連續(xù)模式的擴(kuò)展。此外，由在次級端整流電流中出現(xiàn)的反方向電流引起的無功功率可被減小，達(dá)到功率變換效率的提高，而這在配置繞組電壓檢測系統(tǒng)的同步整流電路的情形下一直是一個(gè)問題。
然而，如果功率扼流圈PCH被提供來改進(jìn)功率因子，則將出現(xiàn)諸如下面參照圖4，5，和7，8描述的那樣的問題。
圖4，5和7，8分別是圖1和6所示的電路的特性圖。具體地，圖4和7顯示圖1和6的電源電路的AC-DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei相對于AC輸入電壓電平VAC的變化的特性，其中負(fù)載功率Po是固定的。圖5和8顯示圖1和6的電源電路的AC-DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei相對于負(fù)載功率Po的變化的特性，其中AC輸入電壓VAC是固定的。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖4和5上，在除了功率因子PF以外的特性中間的圖1的電路的特性用實(shí)線表示，以及在從圖1的結(jié)構(gòu)中去除功率扼流圈PCH的情形下的那些特性用虛線表示。而且，在圖4上，給出在AC輸入電壓VAC被固定為VAC＝220V的情形下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，以及在圖7上，給出在AC輸入電壓VAC被固定為VAC＝100V的情形下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。而且，在圖5上，給出在負(fù)載功率Po被固定為Po＝150W的情形下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
而且，當(dāng)?shù)玫綀D4，5和7，8的結(jié)果時(shí)，在圖1的電路上初級端串聯(lián)諧振電容器C1的電容被設(shè)置為0.027μF，以及在圖6的電路上初級端串聯(lián)諧振電容器C1的電容被設(shè)置為0.022μF。
首先，在圖1和6的電路中，整流的平滑的電壓Ei，相對于功率扼流圈PCH被插入以前的結(jié)果，被功率扼流圈PCH的阻抗分量降低約10％。
具體地，例如，在圖1的電路的情形下，DC輸入電壓Ei(圖4的實(shí)線)在約210到330V的范圍內(nèi)變化，而AC輸入電壓VAC的范圍從180到260V。相反，在其中功率扼流圈PCH從圖1的結(jié)構(gòu)中被去除的電路的情形下，DC輸入電壓Ei(虛線)在250到370V的另一個(gè)范圍內(nèi)變化，表示相對于功率扼流圈PCH被插入以前的結(jié)果，降低約10％。
也在圖6所示的電路中，當(dāng)功率扼流圈PCH被插入以前的結(jié)果相比較時(shí)，DC輸入電壓Ei的電平同樣降低。
如果DC輸入電壓Ei降低，則由于不能達(dá)到規(guī)定的輸入電壓電平，DC輸入電壓Ei必須升高。
為了升高DC輸入電壓Ei，在圖1的電路中，隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1的圈數(shù)被設(shè)置為N1＝68T，因此例如從N1＝75T(這是功率扼流圈PCH插入以前的圈數(shù))減小，這樣，初級端串聯(lián)諧振電流I0的電平上升同樣多。
也在圖6的電路的情形下，初級繞組N1從N1＝75T(這是功率扼流圈PCH插入以前的圈數(shù))減小到N1＝70T，以提升初級端串聯(lián)諧振電流I0的電平。
然而，如果初級端串聯(lián)諧振電流I0這樣地增加，則例如，初級端的開關(guān)損耗增加，以及這引起功率變換效率下降。
此外，在提供功率扼流圈PCH的情形下，由于功率扼流圈PCH的芯的鐵損耗和繞組的銅損耗生成無功功率，這也引起功率變換效率下降。
例如，圖1所示的電路的AC-DC功率變換效率ηAC→DC表示，當(dāng)AC輸入電壓VAC(在從180到260V的范圍內(nèi))變化時(shí)，下降到低于ηAC→DC＝90％的數(shù)值，雖然在功率扼流圈PCH插入以前AC-DC功率變換效率保持在高于ηAC→DC＝90％的水平，如圖4所示。
而且，在其中AC輸入電壓VAC是VAC＝200V和負(fù)載功率Po是Po＝150W(次級端DC輸出電壓E0＝5V×負(fù)載電流30A)的最大負(fù)載操作下，圖1的電路的AC-DC功率變換效率ηAC→DC(實(shí)線)呈現(xiàn)為下降到ηAC→DC＝89.3％，雖然在其中沒有提供功率扼流圈PCH的情形下在功率因子改進(jìn)之前的AC-DC功率變換效率ηAC→DC(虛線)是ηAC→DC＝約91.8％，如圖4和5所示。
而且，當(dāng)與功率扼流圈PCH插入之前的結(jié)果相比較時(shí)，也得到圖1的電路的AC輸入功率增加4.6W的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
而且，關(guān)于圖6的電路，AC-DC功率變換效率ηAC→DC表示在插入功率扼流圈PCH后下降到ηAC→DC＝89.2％，雖然在功率扼流圈PCH插入以前AC-DC功率變換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝91.5％，如圖7和8所示。
而且，關(guān)于圖6的電路，也得到AC輸入功率增加4.3W的結(jié)果。
從以上說明，包括功率扼流圈PCH的圖1和6的電路仍舊有問題通過用于改進(jìn)功率因子的結(jié)構(gòu)不能達(dá)到功率變換效率的有效的改進(jìn)。
而且，在圖1和6所示的電路中，功率扼流圈PCH的插入，相對于負(fù)載變化而言，擴(kuò)大DC輸入電壓Ei的變化范圍(ΔEi)。
具體地，當(dāng)進(jìn)入到重負(fù)載條件和DC輸入電壓Ei處在下降的趨勢時(shí)，功率扼流圈PCH的阻抗分量阻礙在市電AC電源上得到足夠的功率。因此，當(dāng)負(fù)載功率Po上升時(shí)，DC輸入電壓Ei的電平，例如當(dāng)與功率扼流圈PCH插入之前的結(jié)果相比較時(shí)，下降很大的量，如圖5所示。
在圖1的電路的情形下，相對于負(fù)載功率Po從Po＝150到25W的變化，DC輸入電壓Ei的變化范圍約為30V，所以，當(dāng)與功率扼流圈PCH插入之前的3.5V的變化范圍相比較時(shí)，呈現(xiàn)很大的擴(kuò)展。
同時(shí)，在圖6的電路的情形下，在相同的條件下，DC輸入電壓Ei的變化范圍是30V，所以，呈現(xiàn)從功率扼流圈PCH插入之前的7.5V的變化范圍擴(kuò)大很大的量。
這樣，如果DC輸入電壓Ei的變化范圍擴(kuò)大，則通過包括控制電路1的恒壓控制系統(tǒng)的操作引起的開關(guān)頻率的控制范圍也擴(kuò)大。
如果開關(guān)頻率的控制范圍擴(kuò)大，則這引起這樣的問題，加到開關(guān)元件Q1，Q2的負(fù)擔(dān)增加同樣多，以及例如控制與驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)復(fù)雜化。
而且，在這種情況下，由于功率扼流圈PCH在電源電路的各種元件中間具有相對較大的尺寸和相對較重的重量，它也帶來問題電路板的占用面積很大和電路的重量增加。
例如，在圖1的電路被配置成準(zhǔn)備用于AC 200V系統(tǒng)時(shí)，這時(shí)的功率扼流圈PCH的電感Lpch被設(shè)置為約41.5mH，以及這時(shí)的功率扼流圈PCH的重量被設(shè)置為約155克。
同時(shí)，在圖6的電路的情形下，功率扼流圈PCH的電感Lpch被設(shè)置為約7.2mH，以及這時(shí)的功率扼流圈PCH的重量約為155克。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖1和6所示的電路中，通過這樣設(shè)置如上所述的功率扼流圈PCH的電感Lpch，當(dāng)負(fù)載功率Po是Po＝150W時(shí)功率因子PF被設(shè)置成約為PF＝0.77。
<第一實(shí)施例>
考慮如上所述的那樣的問題，具有用于改進(jìn)功率因子的、按照本發(fā)明的第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路按以下方式構(gòu)建。
圖9顯示類似于以上參照圖1描述的電路的、準(zhǔn)備用于AC 200V系統(tǒng)的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的例子。
參照圖1，按照本發(fā)明的第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路包括由在次級端的MOS-FET Q3到Q6形成的同步整流電路，以及還包括具有類似于以上參照圖2描述的結(jié)構(gòu)的隔離變換器變壓器PIT。因此，開關(guān)電源電路抑制次級端整流電流的反方向電流，達(dá)到功率變換效率的提高。
此外，開關(guān)電源電路消除如在圖1的電路中提供的功率扼流圈PCH，以及還包括如圖9所示的功率因子改進(jìn)電路3作為用于改進(jìn)功率因子的結(jié)構(gòu)。
功率因子改進(jìn)電路3包括由整流二極管D1，D2，D3，D4形成的橋式整流電路Di，如圖9所示。功率因子改進(jìn)電路3還包括濾波電容器CN，被并行地插入在橋式整流電路Di的負(fù)極輸入端(在整流二極管D1，D3之間的節(jié)點(diǎn))與正極輸入端(在整流二極管D2，D4之間的節(jié)點(diǎn))之間以及被并行地插入到市電AC電源AC中。
而且，功率因子改進(jìn)電路3包括電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT。而且，該變壓器VFT包括被連接到在橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4之間的節(jié)點(diǎn)的次級繞組N5和被插入在隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1與初級端串聯(lián)諧振電容器C1之間的初級繞組N4。
在橋式整流電路Di的整流二極管D1，D2之間的節(jié)點(diǎn)被連接到平滑電容器Ci的負(fù)極端。在平滑電容器Ci與整流電路D1，D2之間的節(jié)點(diǎn)被連接到初級端的地端。
電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5在它的一端被連接到在橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4之間的節(jié)點(diǎn)，以及在它的另一個(gè)端通過開關(guān)元件Q1的漏極被連接到平滑電容器Ci的正極端。
在功率因子改進(jìn)電路3的操作中，為了橋式整流電路Di提供整流電流以使得開關(guān)可以與此后描述的開關(guān)周期一致地被執(zhí)行，高速恢復(fù)型的整流二極管被選擇性地使用于橋式整流電路Di的整流二極管。具體地，高速度恢復(fù)型的整流二極管被選擇性地使用于兩個(gè)或多個(gè)整流二極管，包括以下的一個(gè)組的組合整流電路D1，D2，整流二極管D3，D4，整流二極管D1，D3，和整流二極管D2，D4。
在圖9上，每個(gè)高速恢復(fù)型的整流二極管用涂黑的二極管標(biāo)記表示，而每個(gè)低速恢復(fù)型的整流二極管用空白二極管標(biāo)記表示。這里，其中高速度恢復(fù)型的二極管被選擇性地使用于橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4的例子顯示于圖9。
此后描述的電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT例如具有諸如圖10所示的那樣的結(jié)構(gòu)。
參照圖10，電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT包括EE型芯。EE型芯包括由鐵氧體材料制成和這樣地組合的一對E型芯CR5，CR6，這樣，它們的磁臂是互相相對的，如圖10所示。電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT還包括繞線管B，劃分成初級端纏繞區(qū)域和次級端纏繞區(qū)域，以使得它們互相獨(dú)立但又合并在一起。初級繞組N4和次級繞組N5分別被纏繞在初級端纏繞區(qū)域和次級端纏繞區(qū)域。
另外，這樣地形成的電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT具有被形成在它的芯的中心臂上的縫隙G。在本例中，縫隙G被設(shè)置為Gap＝約1.2mm，這樣，得到其中耦合系數(shù)約為0.7到0.8的松弛耦合狀態(tài)。
下面參照圖11的波形圖描述具有上述的結(jié)構(gòu)的第一實(shí)施例的開關(guān)電源電路的操作。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖11上，顯示了在市電AC電源AC的一個(gè)周期內(nèi)的圖9的電路的幾個(gè)元件的操作。而且，在圖11上，顯示了在其中AC輸入電壓VAC是VAC＝220V和負(fù)載功率Po是Po＝150W的情形下的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。
如果假設(shè)所輸入的、AC輸入電壓VAC例如具有如圖11所示的波形，則AC輸入電流IAC以這樣的波形流動(dòng)，這樣它在其間AC輸入電壓VAC分別具有正的和負(fù)的極性的周期內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
在這種情況下，交變電流11在功率因子改進(jìn)電路3中流動(dòng)，這樣，它在AC輸入電壓VAC的半個(gè)周期內(nèi)沿著此后描述的整流電流路徑具有正的極性。
基于在初級繞組N4處得到的初級端開關(guān)輸出的交變電壓在電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組中被激勵(lì)。這也被表示為，交變電流I1具有波形，在其上疊加開關(guān)周期的高頻分量，如圖11所示。
流過功率因子改進(jìn)電路3并流入平滑電容器Ci的充電電流ICi具有波形，其周期與開關(guān)周期相同，如圖11所示，以及該波形呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流11呈現(xiàn)正極性的峰值電平的周期的正極性的峰值電平。
另外，橋式整流電路Di的全波整流電壓V1(在整流二極管D3，D4之間的節(jié)點(diǎn)與整流二極管D1，D2之間的節(jié)點(diǎn)之間得到的電位)具有波形，該波形具有與開關(guān)周期相同的周期以及呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1和充電電流ICi呈現(xiàn)接近于零電平的數(shù)值的周期的、正極性的峰值電平。
而且，流入濾波電容器CN的電流ICN具有波形，該波形具有與開關(guān)周期相同的周期以及呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1和充電電流ICi呈現(xiàn)接近于正極性的峰值電平的數(shù)值的周期的、峰值電平。
因此，上述的AC輸入電流IAC以一個(gè)波形流動(dòng)，該波形呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1、充電電流ICi和電流ICN具有接近于它們的峰值電平的周期的、峰值電平。
應(yīng)當(dāng)指出，得到的結(jié)果為，在平滑電容器Ci上的電壓是DC輸入電壓Ei，它的起伏分量ΔEi具有波形，該波形在相應(yīng)于市電AC電源周期的周期中圍繞313V反復(fù)增加和減小，如圖11所示，以及起伏分量ΔEi的變化范圍約為±5V。同時(shí)，次級端DC輸出電壓E0的起伏分量ΔE0在開關(guān)周期內(nèi)在圍繞5V的約50mV的范圍內(nèi)變化，如圖11所示。
在圖9所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的兩個(gè)半個(gè)周期的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[整流二極管D4→電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5→平滑電容器Ci→整流二極管D1→濾波電容器CN]的路徑流動(dòng)。
在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[整流二極管D3→次級繞組N5→平滑電容器Ci→整流二極管D2→濾波電容器CN]的另一條路徑流動(dòng)。
從剛才描述的這樣的整流電流路徑可以看到，在圖9的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的半個(gè)周期內(nèi)，由橋式整流電路Di的整流二極管組D1，D4執(zhí)行整流操作。另一方面，在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管組D2，D3執(zhí)行整流操作。
在這種情況下，由于高速恢復(fù)型整流二極管被使用于如上所述的橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4，高速恢復(fù)型整流二極管被插入在AC輸入電壓AC的兩個(gè)不同的半個(gè)周期內(nèi)形成的每個(gè)整流電流流動(dòng)路徑。
在這種情況下，橋式整流電路Di的全波整流電壓V1具有波形，在其上如上所述地疊加上電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5中激勵(lì)的開關(guān)周期的交變電壓。由于得到如剛才描述的這樣的全波整流電壓V1，可以看到，橋式整流電路Di執(zhí)行在開關(guān)周期中的整流二極管的開關(guān)操作，換句話說，在功率因子改進(jìn)電路3中，初級端開關(guān)輸出的電壓被反饋到整流電流路徑，以及基于開關(guān)輸出的交變電壓被利用來使得橋式整流電路Di的整流二極管執(zhí)行開關(guān)操作。
在整流二極管在與開關(guān)周期一致的周期內(nèi)這樣地執(zhí)行開關(guān)操作的情形下，在其間相應(yīng)于市電AC電源周期的全波整流電壓VI的低頻分量的波形電平高于AC輸入電壓VAC的電平的時(shí)間間隔內(nèi)，當(dāng)被疊加在全波整流電壓V1上的高頻分量的電平變?yōu)檩^低時(shí)，可使得高速恢復(fù)型二極管導(dǎo)通。
具體地，在這個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)，高速恢復(fù)型二極管響應(yīng)于由被登記在全波整流電壓V1上的開關(guān)周期波形生成的電位差，進(jìn)行接通和關(guān)斷。因此，即使在其間全波整流電壓V1原先高于AC輸入電壓VAC的電位的時(shí)間間隔內(nèi)仍可以提供整流電流。
換句話說，在其間AC輸入電壓VAC的電位原先低于在平滑電容器Ci1，Ci2上的電壓的時(shí)間間隔內(nèi)整流電流仍舊流動(dòng)，因此，其間有整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔可被進(jìn)一步擴(kuò)大。
在其間有整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔可進(jìn)一步擴(kuò)大的情形下，AC輸入電流分量的平均波形達(dá)到AC輸入電壓VAC的波形，因此，AC輸入電流IAC的導(dǎo)通角被擴(kuò)大，由此達(dá)到功率因子的改進(jìn)。
為了證實(shí)，在這里說明，在這種情況下AC輸入電流IAC的波形被平滑的原因在于，疊加在整流電流分量上的高頻分量已由被提供在AC線上的濾波電容器去除。
而且，正如從以上說明可以看到的，由于橋式整流電路中的兩個(gè)整流二極管在AC輸入電壓VAC的每個(gè)半個(gè)周期操作，另外，可能的辦法是使用高速恢復(fù)型整流二極管用于其他的整流二極管，由此，高速恢復(fù)型整流二極管被使用于橋式整流電路Di的所有的整流二極管。然而，由于高速恢復(fù)型二極管是相對較昂貴的，電路的生產(chǎn)成本增加得一樣多。
在本例中，由于高速恢復(fù)型二極管被使用于被插入在如上所述的每個(gè)整流電流路徑中的兩個(gè)整流二極管的至少一個(gè)整流二極管，其他的整流二極管(低速二極管)可被接通，由此，由電壓反饋系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率因子改進(jìn)操作。按照具有剛才所述的結(jié)構(gòu)的本例，通過至少只對于兩個(gè)整流二極管使用高速度恢復(fù)型整流二極管，橋式整流電路的成本可被抑制。
圖12和13顯示具有圖9所示的結(jié)構(gòu)的電源電路的特性。具體地，圖12顯示在負(fù)載功率Po被固定為Po＝150W的情形下在AC輸入電壓VAC的VAC＝170到264V的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
同時(shí)，圖13是當(dāng)負(fù)載功率變化而AC輸入電壓VAC固定在VAC＝220V時(shí)的特性圖，以及它顯示在負(fù)載電流IPo的IPo＝30到0A的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖12和13上，在圖9的電路的情形下的特性用于實(shí)線表示，而在圖1的電路的情形下的特性用于虛線表示。
應(yīng)當(dāng)指出，圖12和13所示的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果是通過使用圖9所示的電路的以下的元件常數(shù)得到的隔離變換器變壓器PITEER-40的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.5mm初級繞組N1＝75T(圈)次級繞組N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽頭處劃分的位置電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FTEE-25的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.2mm初級繞組N4＝37T次級繞組N5＝29T
初級端串聯(lián)諧振電容器C1＝0.015μF首先，從圖12的特性圖可以看到，圖9的例子的電路的DC輸入電壓Ei在AC輸入電壓VAC＝170到264V的范圍內(nèi)比起圖1的電路呈現(xiàn)更高的電平。
這表示，在本例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC輸入電壓Ei的下降。
在這樣地避免DC輸入電壓Ei下降的情形下，由于不必減小隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1的圈數(shù)來增加初級端串聯(lián)諧振電流I0，有可能例如比起圖1的電路的情形減小開關(guān)損耗，以及同樣多地提高功率變換效率。
此外，按照圖9的電路，由于不出現(xiàn)由于芯的鐵損和繞組的銅損引起的功率扼流圈PCH的損耗，由此也可達(dá)到無功功率的減小。
因此，圖9所示的本例的電路的AC到DC功率變換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝約91.3％，如在圖12和13看到的，其中AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝220V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。當(dāng)與在相同的條件下圖1的電路的情形的ηAC→DC＝約89.3％進(jìn)行比較時(shí)，這表示約2.0％的改進(jìn)而且，從圖13可以看到，相對于負(fù)載變化，DC輸入電壓Ei的變化范圍比起圖1的電路的情形被減小，正如從虛線曲線看到的。
這是由于以下事實(shí)造成的，功率扼流圈PCH可被消除以及按照圖9所示的結(jié)構(gòu)，由電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT反饋到整流電流路徑的功率的電平，響應(yīng)于由于負(fù)載變化引起的初級端串聯(lián)諧振電流I0的電平變化而變化。
具體地，在這種情況下，例如，如果進(jìn)入重負(fù)載條件和初級端串聯(lián)諧振電流I0的電平升高，則通過電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT反饋到整流電流路徑的功率增加。由于流入平滑電容器Ci的充電電流是從這樣反饋的功率提供的，即使進(jìn)入到重負(fù)載條件時(shí)，DC輸入電壓Ei的下降被抑制。
按照實(shí)驗(yàn)，在圖9的電路中，相對于負(fù)載功率Po的Po＝150到25W的變化，DC輸入電壓Ei的變化范圍約為6.0V，以及當(dāng)與在圖1的電路的情形的約30V的變化范圍相比較時(shí)，它大大地減小。
由于DC輸入電壓Ei的變化范圍這樣地減小，得到開關(guān)頻率的控制范圍的減小。這帶來優(yōu)點(diǎn)例如，加到開關(guān)元件Q1，Q2的負(fù)載減小，以及用于開關(guān)元件Q1，Q2的驅(qū)動(dòng)和控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)可以簡化。
而且，如圖12和13所示，按照圖9的電路，在AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝220V和Po＝150W的情形下得到約0.810的功率因子PF。簡言之，得到功率因子PF呈現(xiàn)從0.77(這是對于圖1的電路得到的)得以改進(jìn)的結(jié)果。
而且，由于如上所述的EE-25型鐵氧體芯可被使用圖9所示的實(shí)施例的電路中電壓反饋?zhàn)儔浩?，對于改進(jìn)功率因子必須的元件在體積與重量上比起在圖1的電路中提供的功率扼流圈PCH(41.5mH)的體積與重量，可以減小。
更具體地，在圖9的電路的情形下電壓反饋?zhàn)儔浩鞯闹亓考s為26克，這比起在圖1的電路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以減小到約1/6。
由于對于改進(jìn)功率因子所提供的元件在體積與重量上可以這樣地減小，電路的面積和重量比起圖1的電路的體積與重量可以減小。
從以上說明，按照本實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)，雖然連續(xù)模式的擴(kuò)展是通過類似于圖1的電路的情形設(shè)置隔離變換器變壓器PIT的磁通密度而達(dá)到的，但次級端的無功功率比起以上參照圖30描述的相關(guān)的電路的無功功率可以減小。
此外，由于配置了電壓反饋系統(tǒng)的功率因子改進(jìn)電路3，可以省略功率扼流圈PCH，而且，在這方面，可以預(yù)期無功功率的進(jìn)一步減小。
<第二實(shí)施例>
按照本發(fā)明的第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)顯示于圖14。
第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路具有以上參照圖6描述的、準(zhǔn)備用于AC 100V系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)，以及還包括類似于第一實(shí)施例的電壓反饋系統(tǒng)的功率因子改進(jìn)電路。
參照圖14，開關(guān)電源電路(作為用于AC 100V系統(tǒng)的結(jié)構(gòu))包括類似于以上參照圖6描述的電路、由一對整流電路D1，D2和一對平滑電容器Ci1，Ci2形成的倍壓整流平滑電路。
電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5在它的一端被連接到市電AC電源AC的正極線，如圖14所示。市電AC電源AC的負(fù)極線被連接到在平滑電容器Ci1，Ci2之間的節(jié)點(diǎn)。
另外，在圖14的電路中，濾波電容器CN被并聯(lián)連接到市電AC電源AC線路。
整流二極管D1的陽極被連接到次級繞組N5的另一端。整流二極管D2被串聯(lián)地插入在次級繞組N5與整流二極管D1之間的節(jié)點(diǎn)與初級端接地點(diǎn)之間。整流二極管D2的陽極被連接到初級端接地點(diǎn)，以及它的陰極被連接在次級繞組N5與整流二極管D1之間的節(jié)點(diǎn)。
整流二極管D1的陰極通過開關(guān)元件Q1的漏極被連接到平滑電容器Ci1的正極端。
在這種情況下的功率因子改進(jìn)電路4包括電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT、濾波電容器CN和整流電路D1，D2。
應(yīng)當(dāng)指出，高速恢復(fù)型的整流二極管被選擇地使用于整流電路D1，D2。
現(xiàn)在參照圖15的波形圖描述具有以上參照圖14描述的那樣的結(jié)構(gòu)的電路的操作。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖15上，表示了在市電AC電源AC的一個(gè)周期內(nèi)圖14的電路的元件的操作，以及顯示在AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝100V和Po＝150W的情形下的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。
參照圖15，在這種情況下的AC輸入電壓VAC具有按照AC 100V系統(tǒng)的、如圖15所示的波形。然后，AC輸入電流IAC以這樣地波形流動(dòng)，它在其間AC輸入電壓VAC分別具有正的和負(fù)的極性的周期內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
另外，在這種情況下，交變電流I1在功率因子改進(jìn)電路4中流動(dòng)，這樣，它具有疊加在其上的開關(guān)周期的高頻分量。具體地，基于從電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的初級繞組N4在次級繞組N5上激勵(lì)的初級端開關(guān)輸出的交變電壓被反饋到功率因子改進(jìn)電路4端。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下的交變電流11具有波形，在其間AC輸入電壓VAC分別沿著如上所述的整流電流路徑呈現(xiàn)如圖15所示的正的和負(fù)的極性的周期內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
全波整流電壓V1是在圖14所示的整流二極管D2上的電壓，它具有開關(guān)周期的波形，如圖15所示，以及具有相應(yīng)于市電AC電源的周期的低頻分量。低頻分量具有波形，在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)的極性的半個(gè)周期內(nèi)呈現(xiàn)負(fù)的極性的峰值電平，但在其間AC輸入電壓VAC具有正的極性的另半個(gè)周期內(nèi)呈現(xiàn)對于零電平端的倒置波形。
另外，流入濾波電容器CN的電流ICN具有開關(guān)周期的波形，它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間上述的交變電流I1呈現(xiàn)峰值電平的時(shí)間間隔的峰值電平。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下的DC輸入電壓Ei的起伏分量ΔEi具有諸如圖15所示的波形，以及在約±5V的范圍內(nèi)變化。
在圖14所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的兩個(gè)半個(gè)周期的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5→整流二極管D1→平滑電容器Ci1→濾波電容器CN]的路徑流動(dòng)。
在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[平滑電容器Ci2→整流二極管D2→次級繞組N5→濾波電容器CN]的另一條路徑流動(dòng)。
這樣，在圖14所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管D1執(zhí)行整流操作。另一方面，在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管D2執(zhí)行整流操作。另外，在這種情況下，由于高速恢復(fù)型整流二極管被使用于整流電路D1，D2，整流二極管根據(jù)在電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT的次級繞組N5中激勵(lì)的交變電壓執(zhí)行開關(guān)周期的開關(guān)操作。
在整流二極管這樣地執(zhí)行開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)操作的情形下，另外，在其間原先的AC輸入電壓VAC的電平低于在平滑電容器Ci1，Ci2上的電壓的時(shí)間間隔內(nèi)，使得高速恢復(fù)型的二極管響應(yīng)于開關(guān)周期的疊加的波形的波形而導(dǎo)通。因此，在上述的時(shí)間間隔內(nèi)充電電流提供到平滑電容器Ci。
具體地，也在這種情況下，在其間原先的AC輸入電壓VAC的電平低于在平滑電容器Ci1，Ci2上的電壓的時(shí)間間隔內(nèi)，高速恢復(fù)型的二極管導(dǎo)通，因此，其間整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔可以進(jìn)一步擴(kuò)展。
這樣，也在圖14所示的電路中，由于其間整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔可以擴(kuò)展，AC輸入電流分量的平均波形接近于AC輸入電壓VAC的波形。這擴(kuò)大了AC輸入電流IAC的導(dǎo)通角，由此，達(dá)到功率因子的提高。
圖16和17顯示具有圖14所示的結(jié)構(gòu)的電源電路的特性。
具體地，圖16顯示在負(fù)載功率Po被固定為Po＝150W的情形下在AC輸入電壓VAC的VAC＝85到120V的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。同時(shí)，圖17是當(dāng)負(fù)載功率變化而AC輸入電壓VAC固定在VAC＝100V時(shí)的特性圖，以及它顯示在負(fù)載電流IPo的IPo＝30到0A的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下，圖16和17所示的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果是通過使用圖14所示的電路的以下的元件常數(shù)得到的隔離變換器變壓器PITEER-40的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.5mm初級繞組N1＝75T(圈)次級繞組N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽頭處劃分的位置電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FTEE-25的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.2mm初級繞組N4＝37T
次級繞組N5＝19T初級端串聯(lián)諧振電容器C1＝0.020μF首先，從圖16的特性圖可以看到，圖14所示的電路的DC輸入電壓Ei在AC輸入電壓VAC＝85到120V的范圍內(nèi)比起以上參照圖7描述的圖6的電路的特性呈現(xiàn)更高的電平。這表示，也在第二實(shí)施例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC輸入電壓Ei的下降。
在這樣地避免DC輸入電壓Ei下降的情形下，消除了減小隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1的圈數(shù)來增加初級端串聯(lián)諧振電流I0的必要性，有可能同樣多地提高功率變換效率。
因此，圖14所示的本例的電路的AC到DC功率變換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝約90.9％，如在圖16和17看到的，其中AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝100V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。這表示，當(dāng)與在相同的條件下圖6的電路的情形的ηAC→DC＝約89.2％進(jìn)行比較時(shí)有約1.7％的改進(jìn)而且，從圖17與圖8的比較結(jié)果可以看到，相對于負(fù)載變化，圖14的電路的DC輸入電壓Ei的變化范圍比起圖6的電路的情形被減小。
具體地，也在這種情況下，由于通過電壓反饋?zhàn)儔浩鱒FT反饋的功率響應(yīng)于負(fù)載變化而變化，相對于負(fù)載變化，DC輸入電壓Ei的電平的變化類似于第一實(shí)施例那樣地被抑制。
按照實(shí)驗(yàn)，在圖14的電路中，相對于負(fù)載功率Po的Po＝150到25W的變化，DC輸入電壓Ei的變化范圍約為16V，以及當(dāng)與在圖6的電路的情形的約30V的變化范圍相比較時(shí)，它大大地減小。
因此，也在這種情況下，可以達(dá)到開關(guān)頻率控制范圍的減小。
而且，如圖16和17所示，按照圖14所示的電路，在AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝100V和Po＝150W的情形下得到約0.895的功率因子PF。簡言之，得到功率因子呈現(xiàn)從PF＝0.77(對于圖6的電路得到的)的改進(jìn)的結(jié)果。
而且，也在圖14所示的電路中，電壓反饋?zhàn)儔浩?，比起類似于第一?shí)施例的功率扼流圈PCH，可以用減小的體積與重量被形成。
例如，在圖14的電路的情形下電壓反饋?zhàn)儔浩鞯闹亓考s為26克。因此，也在這種情況下，電壓反饋?zhàn)儔浩鞯闹亓?，比起在圖1的電路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以減小到約1/6。
這樣，第二實(shí)施例的電源電路，當(dāng)與包括功率扼流圈PCH作為用于功率因子的改進(jìn)的結(jié)構(gòu)的替換的結(jié)構(gòu)相比較時(shí)，可以達(dá)到功率變換效率和功率因子的改進(jìn)、開關(guān)頻率控制范圍的減小、以及扼流圈的體積與重量的減小。
<第三實(shí)施例>
按照本發(fā)明的第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)顯示于圖18。
第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路具有類似于以上參照圖9描述的第一實(shí)施例的、準(zhǔn)備用于AC 200V系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)開關(guān)電源電路還包括與在圖9的電路中提供的功率因子改進(jìn)電路3不同的、功率因子改進(jìn)電路5作為電壓反饋系統(tǒng)的功率因子改進(jìn)電路。
因此，圖18所示的電源電路除了功率因子改進(jìn)電路的結(jié)構(gòu)以外，類似于圖9的電路，所以，下面主要給出功率因子改進(jìn)電路5的結(jié)構(gòu)的說明。
功率因子改進(jìn)電路5包括由整流二極管D1，D2，D3，D4形成的橋式整流電路Di，如圖18所示。功率因子改進(jìn)電路5還包括濾波電容器CN，被并聯(lián)地插入在橋式整流電路Di的負(fù)極輸入端(在整流二極管D1，D3之間的節(jié)點(diǎn))與正極輸入端(在整流二極管D2，D4之間的節(jié)點(diǎn))之間和并聯(lián)連接到市電AC電源AC。
而且，功率因子改進(jìn)電路5包括高頻扼流圈LS，被連接到在橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4之間的節(jié)點(diǎn)與在隔離變換器變壓器PIT的初級端纏繞的第三繞組N3之間的節(jié)點(diǎn)。
也在這種情況下，在橋式整流電路Di的整流二極管D1，D2之間的節(jié)點(diǎn)被連接到平滑電容器Ci的正極端。在平滑電容器Ci與整流電路D1，D2之間的節(jié)點(diǎn)被連接到初級端接地點(diǎn)。
高頻扼流圈LS在它的繞組N10的一個(gè)末端處被連接到在橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4之間的節(jié)點(diǎn)，以及在它的繞組N10的另一個(gè)末端處被連接到第三繞組N3的一個(gè)末端。第三繞組N3的零一個(gè)末端通過開關(guān)元件Q1的漏極被連接到平滑電容器Ci的正極端。
應(yīng)當(dāng)指出，也在這種情況下，高速恢復(fù)型整流二極管被選擇地用于抑制電路成本。在形成橋式整流電路Di的整流二極管中間，高速恢復(fù)型被使用于被插入在用于兩個(gè)不同的半個(gè)周期的兩個(gè)整流電流路徑的每個(gè)路徑的兩個(gè)整流二極管之一。
簡言之，在圖18上，顯示了其中高速恢復(fù)型二極管被選擇地使用于整流二極管D3，D4的例子，每個(gè)二極管用涂黑的二極管表示。
上述的高頻扼流圈LS例如具有圖19所示的結(jié)構(gòu)。
參照圖19，高頻扼流圈LS包括EE型芯。EE型芯包括由鐵氧體材料制成的一對E型芯CR7，CR8，它們被組合成使得它們的磁臂是互相相對的。高頻扼流圈LS還包括繞線管B，例如由樹脂材料制成，以及被提供在以剛才描述的方式形成的EE型芯中。而且，繞組N10被繞制在繞線管B的一個(gè)纏繞部分上，如圖19所示。
也在高頻扼流圈的EE型芯的中心磁臂上，以圖19所示的方式形成縫隙G。在這種情況下的縫隙G被形成為，例如約1.0mm的縫隙長度。
具有上述的結(jié)構(gòu)的高頻扼流圈被形成為使得它的電感值例如被設(shè)置為約115μH。
回頭參照圖18，在所顯示的電源電路中提供的隔離變換器變壓器PIT具有以上參照圖2描述的結(jié)構(gòu)，但還具有第三繞組N3，連同初級繞組N1一起繞制在初級端。
在這種情況下，隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1，次級繞組N2，和第三繞組N3的圈數(shù)被設(shè)置為N1＝80T，N2(N2A+N2B)＝2T+2T，以及N3＝15T，以使得在這種情況下次級端繞組的每1T(圈)的感應(yīng)電壓電平可以是大約2.5V/T。
下面參照圖20的波形圖描述具有上述的結(jié)構(gòu)的第三實(shí)施例的開關(guān)電源電路的操作。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖20上，顯示在市電AC電源AC的一個(gè)周期內(nèi)的圖18的電路的幾個(gè)元件的操作。而且，也在圖20上，顯示了在AC輸入電壓VAC是VAC＝220V和負(fù)載功率Po＝150W的情形下的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。
如果假設(shè)也在這種情況下輸入的AC輸入電壓VAC例如具有如圖20所示的波形，則AC輸入電流IAC以這樣的波形流動(dòng)，它在其間AC輸入電壓VAC分別具有正的和負(fù)的極性的周期內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
也在這種情況下，交變電流I1在功率因子改進(jìn)電路5中流動(dòng)，這樣，它在AC輸入電壓VAC的兩個(gè)半個(gè)周期內(nèi)都具有正極性。
在隔離變換器變壓器PIT的初級端纏繞的第三繞組N3上得到基于從初級繞組N1激勵(lì)的初級端開關(guān)輸出的交變電壓。因此，在與高頻扼流圈LS相鄰的第三繞組N3的末端與初級端接地點(diǎn)之間的出現(xiàn)的電壓V2具有按照在其間它呈現(xiàn)正的和負(fù)的峰值的時(shí)間間隔內(nèi)的開關(guān)周期的交變波形。
電壓V2可被看作為在第三繞組N3上生成的電壓。因此，從電壓V2的波形可以看到，在這種情況下初級端開關(guān)變換器的輸出電壓通過在初級繞組N1與第三繞組N3之間的磁耦合被反饋到功率因子改進(jìn)電路5端。
這也由以下的事實(shí)表示，上述的交變電流I1具有波形，其上疊加有按照開關(guān)周期的高頻分量。
另外，經(jīng)過功率因子改進(jìn)電路5流入平滑電容器Ci的電流ICi具有開關(guān)周期的波形，如圖20所示，以及它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1呈現(xiàn)正極性的峰值電平的時(shí)間間隔的正極性的峰值電平。
另外，在這種情況下的橋式整流電路Di的全波整流電壓V1具有開關(guān)周期的波形，以及它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1和充電電流ICi呈現(xiàn)接近于零電平的數(shù)值的時(shí)間間隔的正極性的峰值電平。
而且，流入濾波電容器CN的電流ICN具有開關(guān)周期的波形，以及它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1和充電電流ICi呈現(xiàn)接近于正極性的峰值電平的數(shù)值的時(shí)間間隔的峰值電平。
因此，上述的AC輸入電流IAC按以下波形流動(dòng)，它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間交變電流I1、充電電流ICi、和電流ICN具有接近于它們的峰值電平的數(shù)值的時(shí)間間隔的峰值電平。
應(yīng)當(dāng)指出，作為平滑電容器Ci上的電壓的DC輸入電壓Ei的起伏分量ΔEi具有波形，該波形在相應(yīng)于市電AC電源的周期的時(shí)間間隔內(nèi)圍繞309V反復(fù)增加和減小。而且，起伏分量Δei的變化范圍約為±5V。
在圖18所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的兩個(gè)半個(gè)周期的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[整流二極管D4→高頻扼流圈LS→第三繞組N3→平滑電容器Ci→整流二極管D1→濾波電容器CN]的路徑流動(dòng)。
在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[整流二極管D3→高頻扼流圈LS→第三繞組N3→平滑電容器Ci→整流二極管D2→濾波電容器CN]的另一條路徑流動(dòng)。
從剛才描述的該整流電流路徑可以看到，也在圖18的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的半個(gè)周期內(nèi)，由橋式整流電路Di的整流二極管組D1，D4執(zhí)行整流操作。另一方面，在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管組D2，D3執(zhí)行整流操作。
也在這種情況下，由于高速恢復(fù)型整流二極管被使用于如上所述的橋式整流電路Di的整流二極管D3，D4，高速恢復(fù)型的整流二極管被插入在AC輸入電壓VAC的兩個(gè)不同的半周期內(nèi)形成的每個(gè)整流電流路徑中。
在這種情況下，橋式整流電路Di的全波整流電壓V1具有波形，在其上如上所述地疊加在隔離變換器變壓器PIT的第三繞組N3中激勵(lì)的開關(guān)周期的交變電壓。由于得到如剛才描述的這樣的全波整流電壓V1，可以看到，橋式整流電路Di在開關(guān)周期內(nèi)執(zhí)行整流二極管的開關(guān)操作。
換句話說，也在功率因子改進(jìn)電路5中，初級端開關(guān)輸出的電壓被反饋到整流電流路徑和基于開關(guān)輸出的交變電壓被利用來使得橋式整流電路Di的整流二極管執(zhí)行開關(guān)操作。
在橋式整流電路Di中的整流二極管在與開關(guān)周期一致的時(shí)間間隔內(nèi)這樣地執(zhí)行開關(guān)操作的情形下，也在其間原先的AC輸入電壓VAC的電平低于在平滑電容器Ci1，Ci2上的電壓的時(shí)間間隔內(nèi)，(使得高速恢復(fù)型的二極管響應(yīng)于開關(guān)周期的疊加的波形而導(dǎo)通。)因此，其間整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔可以進(jìn)一步擴(kuò)展。
在其間整流電流流動(dòng)的時(shí)間間隔被擴(kuò)大的情形下，也在這種情況下，AC輸入電流分量的平均波形接近于AC輸入電壓VAC的波形，因此，這擴(kuò)大了AC輸入電流IAC的導(dǎo)通角，達(dá)到功率因子的提高。
也在這種情況下，在圖20上，AC輸入電流分量IAC的波形被平滑的原因在于，被疊加在整流電流分量上的高頻分量已被在AC線上提供的濾波電容器CN去除。
圖21和22顯示具有圖18所示的結(jié)構(gòu)的電源電路的特性。具體地，圖21顯示在負(fù)載功率Po被固定為Po＝150W的情形下在AC輸入電壓VAC的VAC＝170到264V的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
同時(shí)，圖22是當(dāng)負(fù)載功率Po變化而AC輸入電壓VAC固定在VAC＝220V時(shí)的特性圖，以及它顯示在負(fù)載電流IPo的IPo＝30到0A的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
應(yīng)當(dāng)指出，在圖21和22上，在圖18的電路的情形下的特性用實(shí)線表示，而在圖1的電路的情形下的特性用虛線表示。
應(yīng)當(dāng)指出，圖21和22所示的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果是通過使用圖18所示的電路的以下的元件常數(shù)得到的隔離變換器變壓器PITEER-40的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.5mm初級繞組N1＝80T(圈)
次級繞組N2(N2A+N2B)2T+2T跨在中心抽頭處劃分位置第三繞組N3＝15T高頻扼流圈LSEE-20的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.0mm，電感值＝115μH首先，從圖21的特性圖可以看到，圖18的例子的電路的DC輸入電壓Ei在AC輸入電壓VAC＝170到264V的范圍內(nèi)比起圖1的電路呈現(xiàn)更高的電平。
這表示，也在圖18的電路中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC輸入電壓Ei的下降。
在這樣地避免DC輸入電壓Ei下降的情形下，消除了增加初級端串聯(lián)諧振電流I0的必要性，以及有可能減小開關(guān)損耗和同樣多地提高功率變換效率。
順便地說，圖18所示的本例的電路的AC到DC功率變換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝約91.4％，如在圖21和22看到的，其中AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝220V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。因此，當(dāng)與在相同的條件下圖1的電路的情形的ηAC→DC＝約89.3％進(jìn)行比較時(shí)得到約2.1％的改進(jìn)。
而且，從圖21和22，在其中AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝220V和Po＝150W的圖18的電路的情形下，得到約0.795的功率因子PF。
而且，在圖18所示的電路中的高頻扼流圈LS可被設(shè)置為如上所述的、具有約115μH的相對較低的電感值。由此，為改進(jìn)功率因子而提供的扼流圈，比起在圖1的電路中提供的功率扼流圈PCH(41.5mH)，可以用減小的體積與重量被形成。
更具體地，圖1的電路的功率扼流圈PCH的重量約為155克，在圖18的電路中提供的高頻扼流圈的重量約為15克，以及可減小到約1/10。
這樣，圖18的電路也可用從圖1的電路中減小的電路面積和減小的重量被形成。
從以上說明，通過第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)，當(dāng)與圖1的電路相比較時(shí)，可以預(yù)期功率變換效率和功率因子的改進(jìn)以及扼流圈的體積與重量的減小。
<第四實(shí)施例>
按照本發(fā)明的第四實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)顯示于圖23。
第四實(shí)施例的開關(guān)電源電路具有類似于以上參照圖14描述的第二實(shí)施例的、準(zhǔn)備用于AC 100V系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)。開關(guān)電源電路只用使用類似于第三實(shí)施例的那些的第三繞組N3和高頻扼流圈LS的功率因子改進(jìn)電路代替功率因子改進(jìn)電路的結(jié)構(gòu)。
因此，下面主要給出在第四實(shí)施例的電源電路中提供的功率因子改進(jìn)電路6的結(jié)構(gòu)的說明。
參照圖23，功率因子改進(jìn)電路6包括高頻扼流圈LS與第三繞組N3的串聯(lián)連接電路，被串聯(lián)插入在市電AC電源AC的正極線中，如圖23所示。同時(shí)，市電AC電源AC的正極線被連接到在一對平滑電容器Ci1，Ci2之間的節(jié)點(diǎn)。
應(yīng)當(dāng)指出，也在這種情況下，濾波電容器CN被并聯(lián)插入在市電AC電源AC的線路之間。
而且，在這種情況下，整流二極管D1的陽極被連接到第三繞組N3的、遠(yuǎn)離高頻扼流圈LS的一端。整流二極管D2被串聯(lián)插入在第三繞組N3與整流二極管D1之間的節(jié)點(diǎn)和初級端接地點(diǎn)之間。整流二極管D2的陽極被接地到初級端接地點(diǎn)，以及它的陰極被連接到在第三繞組N3與整流二極管D1之間的節(jié)點(diǎn)。
而且，整流二極管D1的陰極通過開關(guān)元件Q1的漏極被連接到平滑電容器Ci1的正極端。
也在這種情況下，高速恢復(fù)型整流二極管被選擇地使用于整流二極管D1，D2。
下面參照圖24的波形圖描述包括具有上述的結(jié)構(gòu)的功率因子改進(jìn)電路的、圖23的電路的操作。
應(yīng)當(dāng)指出，也在圖24上，顯示在市電AC電源AC的一個(gè)周期內(nèi)的圖23的電路的幾個(gè)元件的操作。而且，也在圖23上，顯示了在AC輸入電壓VAC是VAC＝100V和負(fù)載功率Po＝150W的情形下的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果。
也在這種情況下，輸入的AC輸入電壓VAC例如具有如圖24所示的、相應(yīng)于AC 100V系統(tǒng)的波形。而且，AC輸入電流IAC以這樣的波形流動(dòng)，它在其間AC輸入電壓VAC分別具有正的和負(fù)的極性的周期內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
在纏繞在隔離變換器變壓器PIT上的第三繞組N3的、靠近高頻扼流圈的一端與初級端接地點(diǎn)之間出現(xiàn)的電壓V2具有與開關(guān)周期一致的波形。由此，可以看到，基于從隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1在第三繞組N3上激勵(lì)的初級端開關(guān)輸出的交變電壓被反饋到功率因子改進(jìn)電路6端。
在得到具有諸如上述的波形的電壓V2的情形下，流過功率因子改進(jìn)電路6中的高頻扼流圈LS的交變電流11具有波形，在其上疊加開關(guān)周期的高頻分量。
應(yīng)當(dāng)指出，交變電流I1具有波形，它在其間AC輸入電壓VAC類似于在圖14的電路的情形下的圖15所示的交變電流呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性的時(shí)間間隔內(nèi)呈現(xiàn)正的和負(fù)的極性。
而且，電壓V1是在圖23所示的整流二極管D2上的電壓，它具有開關(guān)周期的波形，如圖24所示，以及具有相應(yīng)于市電AC電源的周期的低頻分量。低頻分量具有波形，它在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)的極性的半個(gè)周期內(nèi)呈現(xiàn)正的極性的峰值電平，但在其間AC輸入電壓VAC具有正的極性的另半個(gè)周期內(nèi)呈現(xiàn)對于零電平端的倒置波形。
另外，流入濾波電容器CN的電流ICN具有開關(guān)周期的波形，它呈現(xiàn)相應(yīng)于其間上述的交變電流I1呈現(xiàn)峰值電平的時(shí)間間隔的峰值電平。
應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下的DC輸入電壓Ei的起伏分量ΔEi具有諸如圖24所示的波形，以及在約±5V的范圍內(nèi)變化。同時(shí)，次級端DC輸出電壓E0的起伏分量ΔE0具有諸如圖24所示的開關(guān)周期的波形，以及在約±5V的范圍內(nèi)變化。
在圖23所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的兩個(gè)半個(gè)周期的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[高頻扼流圈LS→第三繞組N3→整流二極管D1→平滑電容器Ci1→濾波電容器CN]的路徑流動(dòng)。在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，整流電流沿著[平滑電容器Ci2→整流二極管D2→第三繞組N3→高頻扼流圈LS→濾波電容器CN]的另一條路徑流動(dòng)。
因此，也在圖23所示的電路中，在其間AC輸入電壓VAC具有正極性的半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管D1執(zhí)行整流操作，而在其間AC輸入電壓VAC具有負(fù)極性的另半個(gè)周期內(nèi)，由整流二極管D2執(zhí)行整流操作，類似于圖14所示的電路中那樣。也在這種情況下，由于高速恢復(fù)型整流二極管被使用于整流電路D1，D2，整流二極管根據(jù)在第三繞組N3中激勵(lì)的交變電壓執(zhí)行開關(guān)周期的開關(guān)操作。
在整流二極管這樣地執(zhí)行開關(guān)周期內(nèi)的開關(guān)操作的情形下，也在其間原先的AC輸入電壓VAC的電平低于在平滑電容器Ci1，Ci2上的電壓的時(shí)間間隔內(nèi)，使得高速恢復(fù)型的二極管響應(yīng)于開關(guān)周期的疊加的波形的波形而導(dǎo)通。因此，也在上述的時(shí)間間隔內(nèi)，充電電流提供到平滑電容器Ci。
簡言之，也在這種情況下，AC輸入電流IAC的導(dǎo)通角被擴(kuò)大，由此，達(dá)到功率因子的改進(jìn)。
圖25和26顯示圖23所示的電源電路的特性。
具體地，圖25顯示在負(fù)載功率Po被固定為Po＝150W的情形下AC輸入電壓VAC的VAC＝85到120V的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。同時(shí)，圖26是當(dāng)負(fù)載功率變化而AC輸入電壓VAC固定在VAC＝100V時(shí)的特性圖，以及它顯示在負(fù)載電流IPo的IPo＝30到0A的變化范圍內(nèi)AC到DC功率變換效率ηAC→DC、功率因子PF、和DC輸入電壓Ei的特性。
應(yīng)當(dāng)指出，也在這種情況下，圖25和26所示的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果是通過使用圖23所示的電路的以下的元件常數(shù)得到的隔離變換器變壓器PITEER-40的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.5mm初級繞組N1＝75T(圈)次級繞組N2(N2A+N2B)2T+2T在中心抽頭處劃分的位置第三繞組N3＝15T高頻扼流圈LSEE-22的鐵氧體芯，縫隙長度Gap＝1.0mm，電感值＝63μH首先，從圖25的特性圖可以看到，圖23所示的電路的DC輸入電壓Ei在AC輸入電壓VAC＝85到120V的范圍內(nèi)比起以上參照圖7描述的圖6的電路的特性呈現(xiàn)更高的電平。簡言之，也在第四實(shí)施例中，由于功率扼流圈PCH可被省略，避免DC輸入電壓Ei的下降。
在這樣地避免DC輸入電壓Ei下降的情形下，消除了減小隔離變換器變壓器PIT的初級繞組N1的圈數(shù)來增加初級端串聯(lián)諧振電流I0的必要性，以及有可能同樣多地提高功率變換效率。
因此，由圖23所示的電路得到的AC到DC功率變換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝約90.4％，如在圖25和26上看到的，其中AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝100V和Po＝150W(E0×Ipo＝5V×30A)。因此，當(dāng)與在相同的條件下圖6的電路的情形的ηAC→DC＝約89.2％進(jìn)行比較時(shí)有約1.2％的改進(jìn)而且，如圖25和26所示，按照圖23所示的電路，在AC輸入電壓VAC和負(fù)載功率Po分別是VAC＝100V和Po＝150W的情形下得到約0.940的功率因子PF。簡言之，得到功率因子呈現(xiàn)從PF＝0.77(對于圖6的電路得到的)的改進(jìn)的結(jié)果。
而且，也在圖23所示的電路中，高頻扼流圈LS被形成為使得它具有如以上提到的、例如63μH的相對較低的電感。所以，高頻扼流圈LS類似地比起功率扼流圈PCH(7.2mH)，可以用減小的體積與重量被形成。
例如，在圖23的電路的情形下，高頻扼流圈LS的重量約為15克。因此，也在這種情況下，電壓反饋?zhàn)儔浩鞯闹亓浚绕鹪趫D6的電路中提供的功率扼流圈PCH的155克，可以減小到約1/10。
這樣，第四實(shí)施例的電源電路，當(dāng)與包括功率扼流圈PCH作為用于功率因子的改進(jìn)的結(jié)構(gòu)的替換的結(jié)構(gòu)相比較時(shí)，可以達(dá)到功率變換效率和功率因子的改進(jìn)以及扼流圈的體積與重量的減小。
<次級端結(jié)構(gòu)的其他例子>
順便地說，雖然以上的說明關(guān)系到其中同步整流電路被形成在電源電路的次級端的例子，按照其中通過設(shè)置隔離變換器變壓器PIT的磁通密度而達(dá)到連續(xù)模式的擴(kuò)大的實(shí)施例，在次級端的整流電路如圖30所示地由二極管元件形成的情形下，可以有效地達(dá)到功率損耗的減小。
如上所述，當(dāng)傳統(tǒng)的開關(guān)電源電路處在重的負(fù)載條件時(shí)，次級端整流電路持續(xù)非連續(xù)模式，以及在次級端的整流二極管呈現(xiàn)高的連續(xù)性損耗的水平。這阻礙達(dá)到功率變換效率的改進(jìn)。
相反，按照本實(shí)施例，由于次級端整流電流的連續(xù)性周期被擴(kuò)大到與其間初級端串聯(lián)諧振電流I0流動(dòng)的時(shí)間間隔相同的長度。次級端整流電流的峰值電平可被降低得同樣多。
在次級端整流電流的峰值電平被這樣地降低的情形下，由次級端的整流元件造成的連續(xù)性損耗可被減小，由此，有效地減小功率損耗。
下面描述其中次級端的整流元件由二極管元件這樣地形成的結(jié)構(gòu)的例子。
應(yīng)當(dāng)指出，雖然未顯示和描述其中全波整流電路是如圖30所示地被形成的這樣的結(jié)構(gòu)，自然有可能采用如剛才描述的那樣的全波整流電路的結(jié)構(gòu)。
而且，雖然在下面的說明中涉及到的這些附圖只顯示次級端的結(jié)構(gòu)，但初級端的結(jié)構(gòu)可以是以上參照圖9、14、18和23描述的實(shí)施例的結(jié)構(gòu)的任一項(xiàng)。
首先參照圖27，圖上顯示其中形成橋式整流電路的例子。
在這種情況下，次級繞組N2的中心抽頭被省略，如圖27所示。對于次級繞組N2，提供由(次級端)整流二極管D01到D04形成的橋式整流電路和由平滑電容器C0形成的全波整流平滑電路。
全波整流平滑電路運(yùn)行，以使得在次級繞組N2中激勵(lì)的交變電壓的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，使得橋式整流電路的整流二極管組D01和D04導(dǎo)通，用整流電流充電平滑電容器C0。在次級繞組N2中激勵(lì)的交變電壓的另半個(gè)周期內(nèi)，使得整流二極管組D02，D03導(dǎo)通，用整流電流充電平滑電容器C0。
因此，在平滑電容器C0上得到其電平等于在次級繞組N2中激勵(lì)的交變電壓的電平的次級端DC輸出電壓E0。
應(yīng)當(dāng)指出，雖然未示出，也在這種情況下的次級端DC輸出電壓E0被分支和作為用于控制電路1的檢測電壓被輸入。這同樣也應(yīng)用于下面描述的例子。
圖28所示的另一個(gè)例子包括倍壓半波整流電路的結(jié)構(gòu)。
也在圖28的電路中，次級繞組N2的中心抽頭被省略。然而，應(yīng)當(dāng)指出，在這種情況下，整流二極管D01的陽極通過電容器Cc的串聯(lián)連接被連接到次級繞組N2的第一端，如圖28所示。整流二極管D01的陰極被連接到平滑電容器C0的正極端。
平滑電容器C0的負(fù)極端被連接到次級端接地點(diǎn)。次級繞組N2的另一個(gè)第二端被連接到次級端接地點(diǎn)。
而且，整流二極管D02被插入，以使得它的陽極連接到在次級繞組N2的第二端與次級端接地點(diǎn)之間的節(jié)點(diǎn)，以及它的陰極連接到整流二極管D01的陽極，這樣，它被并聯(lián)連接到次級繞組N2。
按照上述的連接方案，在次級繞組N2上激勵(lì)的交變電壓的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，使得被并聯(lián)連接到次級繞組N2的整流二極管D02導(dǎo)通，因此，整流電流流到整流二極管D02和電容器Cc。換句話說，在該周期內(nèi)，在次級端的整流電流充電電容器Cc，因此，在電容器Cc上生成其電平等于在次級繞組N2上激勵(lì)的交變電壓電平的電壓。
另一方面，在次級繞組N2上激勵(lì)的交變電壓的另半個(gè)周期內(nèi)，使得整流二極管D01導(dǎo)通，以及整流電流流到整流二極管D01和平滑電容器C0，給平滑電容器C0充電。簡言之，整流二極管D01對于其上疊加在電容器Cc上以如上所述的方式得到的電壓的交變電壓進(jìn)行整流。因此，在平滑電容器C0上生成其電平等于在次級繞組N2上激勵(lì)的交變電壓的兩倍的次級DC輸出電壓E0。
因此，按照圖28所示的結(jié)構(gòu)，得到倍壓半波整流操作，其中平滑電容器C0只在次級繞組N2上激勵(lì)的交變電壓的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)被充電，而得到相應(yīng)于交變電壓電平的兩倍的電平作為平滑電容器C0上的電壓(次級端DC輸出電壓E0)。
圖29顯示其中形成倍壓全波整流電路的例子。
在圖29所示的電路中，次級端N2被中心抽頭，形成兩個(gè)繞組，包括次級繞組N2A和另一個(gè)次級繞組N2B，如圖29所示。次級繞組N2的中心抽頭輸出端被連接到次級端接地點(diǎn)。
整流二極管D01的陽極通過電容器CcA的串聯(lián)連接被連接到次級繞組N2A的、遠(yuǎn)離中心抽頭的一端，如圖29所示。整流二極管D01的陰極被連接到平滑電容器C0的正極端。
而且，另一個(gè)整流二極管D02的陽極被被連接到在次級繞組N2的中心抽頭與次級端接地點(diǎn)之間的節(jié)點(diǎn)，以及其陰極被連接到在整流二極管D01的陽極與電容器CcA之間的節(jié)點(diǎn)。因此，整流二極管D02并聯(lián)連接到次級繞組N2A。
按照剛才描述的該連接方案，次級繞組N2A，整流二極管D01，D02和電容器CcA具有類似于以上參照圖28描述的、由次級繞組N2、整流二極管D01，D02和電容器CcA形成的倍壓半波整流電路的結(jié)構(gòu)。
由次級繞組N2A、整流二極管D01，D02和電容器CcA形成的整流電路，此后稱為第一倍壓半波整流電路。
同時(shí)，整流二極管D03，另一個(gè)整流二極管D04和電容器CcB被連接到次級繞組N2B，形成第二倍壓半波整流電路，與被形成在次級繞組N2A上的第一倍壓半波整流電路成對稱關(guān)系。
按照上述的結(jié)構(gòu)，整流二極管D02與整流二極管D04分別被并聯(lián)連接到次級繞組N2A和次級繞組N2B。因此，在次級繞組N2處得到的交變電壓的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，使得第一倍壓半波整流電路端的整流二極管D02導(dǎo)通，用整流電流充電電容器CcA。換句話說，在該周期內(nèi)，在電容器CcA上生成其電平等于在次級繞組N2A處得到的交變電壓的電壓。
另一方面，在另半個(gè)周期內(nèi)，使得第二倍壓半波整流電路端的整流二極管D04導(dǎo)通，用整流電流充電電容器CcB。由此，在該周期內(nèi)，在電容器CcB上生成其電平等于在次級繞組N2B處得到的交變電壓的電壓。
在考慮對于次級繞組N2形成的整流平滑電路的整個(gè)結(jié)構(gòu)的情形下，在其中如上所述第一倍壓半波整流電路充電電容器CcA的交變電壓的一個(gè)半個(gè)周期內(nèi)，整流電流被分支，以及沿著[次級繞組N2B→電容器CcB→整流二極管D03→平滑電容器C0→整流二極管D02]的路徑流動(dòng)。
在該周期內(nèi)，在第二倍壓半波整流電路端的電容器CcB上得到交變電壓電平的電壓，正如從以上說明可以看到的。由此，被插入在第二倍壓半波整流電路端的整流電流路徑中的整流二極管D03對于其上疊加有在電容器CcB上這樣地得到的電壓的交變電壓進(jìn)行整流操作。
而且，在該周期內(nèi)，在次級繞組N2A出現(xiàn)的交變電壓從在第一倍壓半波整流電路端的電容器CcA上的電壓的極性被抵銷，以及整流二極管D03對于在次級繞組N2B與電容器CcB的串聯(lián)連接上的電壓執(zhí)行整流操作。
換句話說，在相應(yīng)于整流二極管D03的這樣的整流操作的周期內(nèi)，在平滑電容器C0上生成相應(yīng)于在次級繞組N2B上生成的交變電壓的兩倍的電平的電壓。
另一方面，在其中電容器CcB被充電的、交變電壓的另半個(gè)周期內(nèi)，整流電流被分支，以及沿著[次級繞組N2A→電容器CcA→整流二極管D01→平滑電容器C0→整流二極管D04]的路徑流動(dòng)。
也在該周期內(nèi)，由于在電容器CcA上得到交變電壓電平的電壓，被插入在整流電流路徑中的整流二極管D01對于其上疊加有在電容器CcA上這樣地得到的電壓的交變電壓進(jìn)行整流操作。而且，也在該周期內(nèi)，在次級繞組N2B上出現(xiàn)的交變電壓從在第二倍壓半波整流電路端的電容器CcB上的電壓的極性被抵銷，以及整流二極管D01對于在次級繞組N2A與電容器CcA的串聯(lián)連接上的電壓執(zhí)行整流操作。
所以，也在該周期內(nèi)，在平滑電容器C0上生成相應(yīng)于在次級繞組N2A上生成的交變電壓電平的兩倍的電平的電壓。
這樣，按照圖29的電路結(jié)構(gòu)，達(dá)到倍壓全波整流平滑電路的操作，其中在次級繞組N2中生成的交變電壓的每個(gè)半個(gè)周期內(nèi)它把整流電壓充電平滑電容器C0，產(chǎn)生相應(yīng)于由每個(gè)級繞組(N2A，N2B)得到的交變電壓電平的兩倍的電平的電壓。
應(yīng)當(dāng)指出，橋式整流電路可按照圖29所示的連接方案被使用于整流二極管D01到D04。
本發(fā)明不限于以上描述的電源電路的結(jié)構(gòu)。
例如，在次級端的繞組電壓檢測系統(tǒng)的同步整流電路的細(xì)節(jié)的結(jié)構(gòu)可被適當(dāng)?shù)匦拚?。而且，例如，對于初級端開關(guān)變換器的開關(guān)元件，可以采用任何不同于MOS-FET的其他元件，諸如IGBT(絕緣柵雙極性晶體管)，只要它可被用作為分開激勵(lì)型的元件。而且，諸如上述的部件或元件的常數(shù)那樣的各種參數(shù)可以按照實(shí)際條件等等改變。
而且，按照本發(fā)明，開關(guān)電源電路可包括自激勵(lì)型電流諧振變換器。在這種情況下，例如，雙極性晶體管可被選擇地使用于開關(guān)元件。而且，本發(fā)明也可應(yīng)用于由被連接成全波橋式連接的開關(guān)元件形成的電流諧振變換器。
另外，功率因子改進(jìn)電路3到6的結(jié)構(gòu)不限于以上結(jié)合實(shí)施例描述的那些，而可采用按照由本發(fā)明申請的受讓人提出的電壓反饋系統(tǒng)的各種電路結(jié)構(gòu)。
而且，其中二極管元件被使用于在次級端處的整流元件的各種結(jié)構(gòu)是可能的，以及本發(fā)明并不限于以上描述的結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，包括整流平滑部分，用于接收AC電壓作為加到其上的輸入，以產(chǎn)生整流的平滑的電壓；開關(guān)部分，包括開關(guān)元件，開關(guān)元件用于接收整流的平滑的電壓作為加到其上的DC輸入電壓，以執(zhí)行開關(guān)操作；開關(guān)驅(qū)動(dòng)部分，用于以預(yù)定的開關(guān)頻率驅(qū)動(dòng)所述開關(guān)元件，以執(zhí)行開關(guān)操作；隔離變換器變壓器，包括繞制在其上的初級繞組，用于接收通過所述開關(guān)部分的開關(guān)操作得到的開關(guān)輸出；和繞制在其上的次級繞組，用于使用由所述初級繞組得到的開關(guān)輸出來激勵(lì)交變電壓；初級端串聯(lián)諧振電路，由所述隔離變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量與串聯(lián)連接到所述初級繞組的初級端串聯(lián)諧振電容器的電容形成，用于使得所述開關(guān)部分執(zhí)行電流諧振型操作；次級端平滑電容器；DC輸出電壓生成部分，用于整流由所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組得到的交變電壓和用最終得到的整流電流給所述次級端平滑電容器充電，以得到次級端DC輸出電壓作為在所述次級端平滑電容器上的電壓；恒定電壓控制部分，用于響應(yīng)于次級端DC輸出電壓電平可變地控制所述開關(guān)驅(qū)動(dòng)部分的所述開關(guān)頻率，以執(zhí)行次級端DC輸出電壓的恒定電壓控制；以及功率因子改進(jìn)電路，用于把基于所述開關(guān)部分的開關(guān)輸出的交變電壓反饋到在所述整流平滑部分形成的整流電流路徑，以及利用基于開關(guān)輸出的交變電壓來選擇地中斷由在所述整流平滑部分提供的整流元件整流的電流分量，以改進(jìn)功率因子；所述隔離變換器變壓器被形成以具有被設(shè)置為預(yù)定的水平的磁通密度，由此，流過所述DC輸出電壓生成部分的次級端整流電流具有連續(xù)模式而不管被連接到次級端DC輸出電壓的負(fù)載條件和所述AC電壓的變化。
2.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中在所述隔離變換器變壓器中形成的縫隙的長度被設(shè)置為一個(gè)長度，由此將所述隔離變換器變壓器的磁通密度設(shè)置為預(yù)定的水平。
3.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述初級繞組和所述次級繞組的圈數(shù)被設(shè)置成由此將所述隔離變換器變壓器的磁通密度設(shè)置為預(yù)定的水平。
4.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述功率因子改進(jìn)電路包括電壓反饋?zhàn)儔浩?，電壓反饋?zhàn)儔浩靼ǔ跫壚@組，在初級繞組上輸入所述開關(guān)部分的開關(guān)輸出；和次級繞組，在次級繞組中激勵(lì)相應(yīng)于由電壓反饋?zhàn)儔浩鞯乃龀跫壚@組得到的開關(guān)輸出的交變電壓，以及在所述整流平滑部分中提供的所述整流元件利用在所述電壓反饋?zhàn)儔浩鞯乃龃渭壚@組中激勵(lì)的交變電壓來中斷整流的電流分量，以改進(jìn)功率因子。
5.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述功率因子改進(jìn)電路包括纏繞在所述隔離變換器變壓器的初級端的第三繞組，以及在所述整流平滑部分中提供的所述二極管元件利用通過所述隔離變換器變壓器的所述初級繞組在所述第三繞組中激勵(lì)的、并相應(yīng)于所述開關(guān)部分的開關(guān)輸出的交變電壓來中斷整流的電流分量，以改進(jìn)功率因子。
6.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述DC輸出電壓生成部分包括其中形成的繞組電壓檢測系統(tǒng)的同步整流電路以及通過所述次級端平滑電容器的串聯(lián)連接把所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組的中心抽頭輸出連接到次級端接地點(diǎn)，所述同步整流電路包括第一場效應(yīng)晶體管，被串聯(lián)連接在所述次級繞組的遠(yuǎn)離中心抽頭輸出的第一端與次級端接地點(diǎn)之間；第二場效應(yīng)晶體管，被串聯(lián)連接在所述次級繞組的遠(yuǎn)離中心抽頭的第二端與次級端接地點(diǎn)之間；第一驅(qū)動(dòng)電路，包括電阻元件，電阻元件用于檢測在其間從所述第一場效應(yīng)晶體管提供整流電流的一個(gè)半波的時(shí)間間隔內(nèi)的次級繞組電壓，以及輸出柵極電壓來控制所述場效應(yīng)晶體管成為接通狀態(tài)；以及第二驅(qū)動(dòng)電路，包括電阻元件，電阻元件用于檢測在其間從所述第二場效應(yīng)晶體管提供整流電流的另一個(gè)半波的時(shí)間間隔內(nèi)的次級繞組電壓，以及輸出柵極電壓來控制所述第二場效應(yīng)晶體管成為接通狀態(tài)。
7.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述DC輸出電壓生成部分在由所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組得到的交變電壓的每一個(gè)半波的時(shí)間間隔內(nèi)用整流電流給所述次級端平滑電容器充電。
8.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述DC輸出電壓生成部分包括其中形成的倍壓整流電路，用以生成其電平等于由所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組得到的交變電壓的電平的兩倍的次級端DC輸出電壓。
9.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述DC輸出電壓生成部分包括倍壓半波整流電路，用以在由所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組得到的交變電壓的兩個(gè)半波的僅僅一個(gè)半波的時(shí)間間隔內(nèi)以整流電流給所述次級端平滑電容器充電，以及生成其電平等于由所述次級繞組得到的交變電壓的電平的兩倍的次級端DC輸出電壓。
10.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，其中所述DC輸出電壓生成部分包括倍壓全波整流電路，用以在由所述隔離變換器變壓器的所述次級繞組得到的交變電壓的每一個(gè)半波的時(shí)間間隔內(nèi)用整流電流給所述次級端平滑電容器充電以及生成等于由所述次級繞組得到的交變電壓的電平的兩倍的次級端DC輸出電壓。
11.按照權(quán)利要求1的開關(guān)電源電路，還包括初級端部分電壓諧振電路，由被并聯(lián)連接到所述開關(guān)部分的所述開關(guān)元件的部分電壓諧振電容器的電容與所述隔離變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量形成，用于響應(yīng)于其間所述開關(guān)元件接通和關(guān)斷的時(shí)序執(zhí)行電壓諧振操作。
全文摘要
公開了實(shí)現(xiàn)功率變換效率提高而同時(shí)保持高的功率因子的開關(guān)電源電路。通過把開關(guān)輸出反饋到整流電流路徑，選擇地中斷整流電流，由此擴(kuò)展AC輸入電流的導(dǎo)通角，而改進(jìn)電流諧振變換器的功率因子。這允許省去功率扼流圈而達(dá)到功率變換效率的提高。而且，隔離變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為低于預(yù)定的水平，這樣，次級端整流電流通常保持連續(xù)模式而不管負(fù)載或輸入電壓的變化。這減小在次級端整流電流處在非連續(xù)模式時(shí)出現(xiàn)的功率損耗，由此達(dá)到功率變換效率的進(jìn)一步提高。
文檔編號H02M3/28GK1617435SQ20041009466
公開日2005年5月18日 申請日期2004年11月12日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月12日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會(huì)社