專利名稱：三相功率變換裝置以及功率變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及于三相功率變換裝置以及連接在三相4線式交流電源上的、至少1個三相負載以及至少1個單相負載混雜的電力應(yīng)用系統(tǒng)中所使用的功率變換裝置。
背景技術(shù)：
在連接于多相交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中所使用的功率變換裝置中，抑制高諧波電流和改善電源功率因數(shù)是一個重要的課題。以往有種種提案(例如專利文件1-4)。
即，在專利文件1中公開了一種整流電路，它具有電抗線圈；對經(jīng)由所述電抗線圈器所施加的交流電壓進行整流的整流單元；在所述整流單元的輸出端子間彼此串聯(lián)連接的一對電容器；連接在所述整流單元的輸入端子上的開關(guān)單元；連接到所述開關(guān)單元和所述一對電容器彼此的連接點之間的諧振電容器；以及，控制單元，使所述開關(guān)單元每半個所述交流電壓周期就切換一次。
在專利文件2中公開了這樣一種變換器一個三相全波整流電路經(jīng)由電抗線圈而連接到三相交流電源上；在三相全波整流電路的輸出端子之間，連接有彼此串聯(lián)連接的平滑用電容器；在三相全波整流電路各相的輸入端子和平滑用電容器間的連接點之間，連接有開關(guān)單元；設(shè)置了一種控制單元，它根據(jù)負載變動和電源電壓變動等，來使開關(guān)單元執(zhí)行開關(guān)操作。
簡而言之，在專利文獻1、2中公開了這樣一種技術(shù)使連接于多相交流電源各相上的開關(guān)元件分別每半個電源周期執(zhí)行一次切換，這極端降低了開關(guān)噪聲，同時還擴大了各相的輸入電流流通角，從而，來抑制在系統(tǒng)中產(chǎn)生的高諧波電流，改善電源功率因數(shù)。
在專利文件3中公開了一種三相整流器電路，它是一種具有容性負載以及在電源輸入端具有電感的三相整流電路，與電源輸入側(cè)并聯(lián)設(shè)置星形連接或三角形連接的電容器；在電容值是根據(jù)功率因數(shù)以及/或所期望的中間電路電壓而被設(shè)定的三相整流電路中，能夠獨立地切換連接所述電容器；所述電容器的切換連接是由取決于整流器的輸出電壓的電壓調(diào)整裝置來執(zhí)行的，從而實現(xiàn)改善電源功率因數(shù)以及抑制輸入電流高諧波分量。
在專利文件4中公開了一種3相位功率因數(shù)改善型變換器，它于3相4線式交流電源的中性線與各相間連接有具有高諧波抑制功能的3組單相變換器的電路結(jié)構(gòu)中，包含在所述中性線和各相間的單相輸入電源上，分別連接有升壓斷路電路，以及以該輸出為輸入的絕緣型DC-DC變換器；并聯(lián)連接所述絕緣型DC-DC變換器的各輸出，且利用同一控制信號來驅(qū)動所述DC-DC變換器的主開關(guān)，從而實現(xiàn)包含中性線的三相4線式交流電源的電源功率因數(shù)的改善以及輸入電流高諧波分量的抑制。
專利文獻1專利第3488684號公報專利文獻2特開平10-174442號公報專利文獻3特開平9-121545號公報專利文獻4特開平10-271823號公報發(fā)明所要解決的問題但是，在專利文獻1-4所公開的功率變換裝置中，由于任何一個都是擴大各相輸入電流流通區(qū)間，從而一起抑制了所連接的多相交流電源的各相輸入電流的高諧波分量，因此，例如正像連接到歐洲商用電源之類三相4線式交流電源的電力應(yīng)用系統(tǒng)那樣，有時會引起由于系統(tǒng)所連接的電源方式而不能充分抑制輸入電流高諧波分量的情況。在這種情況下，產(chǎn)生了新采取對策的需要，其結(jié)果是出現(xiàn)了裝置沒有必要地大型化，低成本化變困難的問題。
即，在連接到歐洲商用電源那樣的三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，經(jīng)常以以下方式來構(gòu)成系統(tǒng)分離為連接到中性線之外的各相的三相負載、連接到中性線和特定相之間的單相負載，由三相4線式交流電源的線間電壓或者相電壓向各負載提供電力。通過如此構(gòu)成，作為單相負載，由于僅僅被施加了電平比線間電壓低的相電壓，因此，可以使用耐壓低的元件，能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)的小型化、低成本化。
舉個具體例子，例如，在作為連接到三相電源的電力應(yīng)用系統(tǒng)的空調(diào)機中，耗電量多的壓縮機負載由交流電源的三相3線提供電力，室內(nèi)送風機、室外送風機和各部控制電源等由交流電源的單相電壓來提供電力，通過如此構(gòu)成，大多可實現(xiàn)送風機和控制電源等的小型化、低成本化。
但是，在專利文獻1-3中所公開的功率變換裝置中，由于不能抑制流過交流電源中性線的電流的高諧波分量，因此，在將系統(tǒng)中產(chǎn)生的高諧波抑制到規(guī)定值的情況下，出現(xiàn)了不能采用所述低成本方案的問題。
對此，在專利文獻4中公開的功率變換裝置中，盡管能夠抑制交流電源的中性線高諧波電流，但是，由于對三相電源必須要3組單相變換器，因此，構(gòu)成功率變換裝置的部件數(shù)變多。除此之外，各單相變換器由于執(zhí)行高頻開關(guān)控制，因此，產(chǎn)生的噪聲變多，必須要有噪聲對策。即，產(chǎn)生了變?yōu)榉浅０嘿F的功率變換裝置的問題。
另一方面，我們考慮達成上述那種小型且低成本的結(jié)構(gòu)，構(gòu)成為經(jīng)由在專利文件1-4中所揭示的功率變換裝置向單相負載供電的情況。這種情況下，既便在不需要特別抑制單相負載中的高諧波的情況下，功率變換裝置由于必須要提高單相負載的電流容量那么多的元件額定等級(rank)，與此相伴會產(chǎn)生裝置大型化、昂貴化的問題。
本發(fā)明是鑒于上述問題而作出的，目的在于獲取能夠具有抑制高諧波功能的三相功率變換裝置以及單相功率變換裝置，以及，在使用上述裝置構(gòu)成的、連接到三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，利用便宜的結(jié)構(gòu)來獲得能夠?qū)⑾到y(tǒng)的輸入高諧波分量抑制到規(guī)定值的功率變換裝置。
發(fā)明內(nèi)容
為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的特征在于，具有全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間串聯(lián)連接至少2個平滑電容器而構(gòu)成，所述三相整流器對經(jīng)由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端被共同連接而形成交流電源中性點，同時，該另一端經(jīng)由電容器或者是直接連接到所述至少2個平滑電容器之間的連接點上；以及，控制單元，進行使所述3個短路單元依據(jù)負載和電源電壓的變動而執(zhí)行開關(guān)操作的控制。
根據(jù)本發(fā)明，利用根據(jù)負載和電源電壓的變動來對短路單元的開關(guān)操作進行控制這種簡易開關(guān)方式，能夠抑制輸入電流的高諧波分量，能夠改善電源功率因數(shù)。
發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明，具有得到以下這種功率變換裝置的效果在連接到三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，能夠利用便宜的結(jié)構(gòu)將系統(tǒng)的輸入高諧波分量抑制到規(guī)定值，能夠改善電源功率因數(shù)。
圖1是表示作為本發(fā)明實施例1的功率變換裝置的基本結(jié)構(gòu)的框圖。
圖2是說明圖1中所示的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)順序的流程圖。
圖3是表示用作圖2所示步驟中系統(tǒng)中的輸入電流高諧波分量的抑制目標值的例子的現(xiàn)行的IEC高諧波額定等級A的限度值。
圖4是表示圖1所示的功率變換裝置和多個負載的連接關(guān)系(之1)的框圖。
圖5是表示圖1所示的功率變換裝置和多個負載的連接關(guān)系(2)的框圖。
圖6是表示圖1所示的三相功率變換裝置具體結(jié)構(gòu)例(之1)的電路圖。
圖7是表示圖6所示的三相功率變換裝置的各部的操作波形的圖。
圖8是說明圖6所示的三相功率變換裝置中，連接電流電源中性點和直流電壓的重點的電容器的存在以一的特性比較圖。
圖9是表示圖1所示的三相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例子(之2)的電路圖。
圖10是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例子(之1)的電路圖。
圖11是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例子(之2)的電路圖。
圖12是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例子(之3)的電路圖。
圖13是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例子(之4)的電路圖。
圖14圖示了表示將系統(tǒng)的輸入電力高諧波分量抑制到小于或等于規(guī)定值的功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例。
圖15是表示作為本發(fā)明實施方式2的功率變換裝置的三相功率變換裝置的具體的結(jié)構(gòu)例(之3)的電路圖。
圖16是說明圖15所示的三相功率變換裝置的操作的圖。
圖17圖示了圖15所示的三相功率變換裝置的各部的操作波形。
圖18是對在圖6和圖15所示的三相功率變換裝置中，連接交流電源中性點和直流電壓中點(直流電壓端)的電容器的操作特性進行比較的圖。
圖19是表示作為本發(fā)明實施方式3的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的框圖。
圖20是表示作為本發(fā)明實施方式4的功率變換裝置的單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之5)的電路圖。
圖21是表示作為本發(fā)明實施方式4的功率變換裝置的單相功率變換裝置具體結(jié)構(gòu)例(之6)的電路圖。
圖22是表示應(yīng)用了圖20和圖21中所示的單相功率變換裝置的功率變換中的結(jié)構(gòu)例的電路圖。
圖23是表示作為本發(fā)明實施方式5的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖24是表示作為本發(fā)明實施方式6的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖25是表示作為本發(fā)明實施方式7的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖26是表示作為本發(fā)明實施方式8的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖27是表示作為本發(fā)明實施方式9的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖28是表示作為本發(fā)明實施方式10的功率變換裝置中的單相功率變換裝置的結(jié)構(gòu)例(之7)的電路圖。
圖29是說明應(yīng)用與圖28所示的單相功率變換裝置的情況下的效果的特性比較圖。
具體實施例方式
以下，將參照附圖，詳細說明本發(fā)明的功率變換裝置的較佳實施方式。
實施方式1圖1是表示作為本發(fā)明實施方式1的功率變換裝置基本結(jié)構(gòu)的框圖。如圖1所示，連接于三相4線式交流電源1上的系統(tǒng)2是由除了交流電源1的中性線之外的3線的線間電壓提供電力的三相負載3、以及由交流電源1的特定相和中性線之間的相電壓提供電力的單相負載4混合存在的任意的電力應(yīng)用系統(tǒng)。
本發(fā)明的功率變換裝置5由以下裝置構(gòu)成三相功率變換裝置6，輸入端連接到除了交流電源1的中性線以外的3線上，輸出端連接到三相負載3的輸入端；以及，單相功率變換裝置7，輸入端連接到交流電源1的特定相和中性線上，輸出端連接到單相負載4的輸入端上。
這里，三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7分別具有交流·交流變換功能和交流·直流變換功能的任意一種功能；以及，抑制對應(yīng)的負載輸入電流的高諧波分量的高諧波抑制功能。在圖1中，在三相功率變換裝置6和三相負載3的連接關(guān)系中，在由2條實線連接的情況下，表示三相功率變換裝置6執(zhí)行交流·直流變換，并向三相負載3提供直流電壓的情況；在加上虛線的由3條連接的情況下，表示三相功率變換裝置6執(zhí)行交流·交流變換，并向三相負載3提供交流電壓的情況。
之后，圖2是用于說明功率變換裝置5的構(gòu)成步驟的流程圖，這里，將三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7具有的各個高諧波抑制功能設(shè)置為按照圖2所示的構(gòu)成步驟，使輸入到系統(tǒng)2內(nèi)的全負載的高諧波電流變小于或等于規(guī)定值。以下，將參照圖2來具體說明功率變換裝置5的結(jié)構(gòu)例。
在圖2中，首先，設(shè)置一個規(guī)定值，作為系統(tǒng)2的輸入電流高諧波分量的抑制目標值(步驟ST1)。之后，根據(jù)所述規(guī)定值和三相負載3的特性，來選擇在接下來的(1)-(4)中所示的三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式(步驟ST2。
即，(1)在由三相功率變換裝置6產(chǎn)生的負載輸入電流高諧波分量相對于所述規(guī)定值變的極端大，從而針對三相功率變換裝置6要求選定非常高的高諧波抑制能力的情況下，選擇高頻開關(guān)方式。(2)在負載輸入電流高諧波分量相對于所述規(guī)定值為某種程度大變，而針對三相功率變換裝置6請求選定某種程度的高諧波抑制能力的情況下，選擇簡易開關(guān)方式。(3)在負載輸入電流高諧波分量相對于所述規(guī)定值沒有那么大，而不請求針對三相功率變換裝置6選定高的高諧波抑制能力的情況下，選擇無源(passive)方式。(4)在負載輸入電流高諧波分量相對所述規(guī)定值為小，而不特別要求針對三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力、交流·直流變換功能、交流·交流變換功能等情況下，選擇無變換方式，該方式除配線之外沒有特別的元件，僅僅有傳輸電力的功能。
這里，在上述方式選擇中，在作為基準的負載輸入電流高諧波分量和規(guī)定值的關(guān)系上，沒有特別明確的閾值，其取決于選擇者的經(jīng)驗。上述4種方式將在后面進行說明，但一般來說，若表述高諧波抑制能力的大小關(guān)系，則該關(guān)系為按照高諧波切換方式＞簡易開關(guān)方式＞無源方式＞無變換方式的順序變低，成本也成為與之相同的大小關(guān)系。因此，為了不造成過高的規(guī)格，而選擇了能力稍低的方式，作為三相功率變換裝置6的方式。
之后，在三相負載3的被假想的運轉(zhuǎn)狀態(tài)的某個工作點A上，對選定的三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式中的電抗線圈和電容器容量、另外在三相功率變換裝置6具有短路單元的情況下還對短路單元的操作進行調(diào)諧(步驟ST3)。判斷對于三相功率變換裝置6所產(chǎn)生的負載的輸入電流高諧波分量是否為小于或等于所述規(guī)定值(步驟ST4)。
其結(jié)果是，在不是小于或等于所述規(guī)定值的情況(步驟ST4否)，檢查是否可以利用電路常數(shù)和操作的再調(diào)諧來進行對應(yīng)(步驟ST5)，若不可對應(yīng)(步驟ST5是)，則返回步驟ST3，執(zhí)行再調(diào)諧。如此重復執(zhí)行步驟ST4→步驟ST5→步驟ST3→步驟ST4的環(huán)。在達到小于或等于所述規(guī)定值(步驟ST4是)之前，執(zhí)行三相功率變換裝置6的電路常數(shù)和操作的再調(diào)諧。
之后，若不能利用再調(diào)諧來進行對應(yīng)(步驟ST5否)，則再次按照步驟ST2中說明過的步驟，將三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力選高(步驟ST6)，之后，返回步驟ST3，在能力變高的高諧波抑制方式中，反復執(zhí)行電路常數(shù)和操作的再調(diào)諧。
重復以上的步驟ST5和步驟ST6的處理的結(jié)果是，若三相功率變換裝置6中的高諧波電流分量為小于或等于所述規(guī)定值(步驟ST4是)，則在上述調(diào)諧狀態(tài)中，從所述規(guī)定值中減去由三相功率變換裝置6產(chǎn)生的對于負載的輸入電流高諧波分量，從而計算出單相功率變換裝置7的容許限度值(步驟ST7)。
之后，與步驟ST2相同，為了不造成過高的規(guī)格，而根據(jù)所述容許限度值和單相負載4的特性，從高頻開關(guān)方式、簡易開關(guān)方式、無源方式、無變換方式中，選擇能力稍微低的方式作為單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式(步驟ST8)。該選擇也沒有明確的閾值，也是取決于選擇者的經(jīng)驗。
接下來，在單相負載的假想的運轉(zhuǎn)狀態(tài)的某個工作點B上，對選定的單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式中的電抗線圈和電容器容量、另外在單相功率變換裝置7具有短路單元的情況下還要對短路單元的操作進行調(diào)諧(步驟ST9)，之后，判斷單相功率變換裝置7所產(chǎn)生的電流高諧波分量是否小于或等于所述容許限度值(步驟ST10)。
其結(jié)果是，在不是小于或等于所述容許限度值的情況下(步驟ST10否)，檢查可否通過電路常數(shù)和操作的再調(diào)諧來進行對應(yīng)(步驟ST11)，若可對應(yīng)(步驟ST11是)，返回步驟ST9，執(zhí)行再調(diào)諧。若此重復執(zhí)行步驟ST10→步驟ST11→步驟ST9→步驟ST10的環(huán)，在達到小于或等于所述容許限度值(步驟ST10是)之前，執(zhí)行單相功率變換裝置7的電路常數(shù)和操作等的調(diào)諧。
之后，若不能通過再調(diào)諧進行對應(yīng)(步驟ST11否)，則判斷是否可通過再次設(shè)置單相功率變換裝置7的方式來進行對應(yīng)(步驟ST12)。其結(jié)果是，若可利用再次設(shè)置方式來進行對應(yīng)(步驟ST12是)，則再次按照步驟ST8中說明過的步驟，將單相功率變換裝置7的高諧波抑制方式選高(步驟ST13)，之后，返回步驟ST9，在調(diào)高了的高諧波抑制方式中，重復執(zhí)行電路常數(shù)和操作等的再調(diào)諧。
一般而言，單相功率變換裝置7由于因執(zhí)行了電路常數(shù)和操作等的調(diào)諧，而幾乎能夠抑制單相負載4的電流高諧波分量，因此，按照步驟ST9-ST13的一連串的處理步驟，基本上能夠?qū)蜗喙β首儞Q裝置7中的電流高諧波分量調(diào)節(jié)到小于或等于所述容許限度值(步驟ST10是)，但是，若萬一不可以通過再次設(shè)置方式來進行對應(yīng)，或者是在想避免將單相功率變換裝置7變更為高諧波抑制能力高的方式的情況下(步驟ST12否)，則返回步驟ST2，從再次選擇三相功率變換裝置6的高諧波抑制方式開始重新執(zhí)行。
重復執(zhí)行以上的步驟ST11、ST12、ST13等處理的結(jié)果是，若單相功率變換裝置7的電流高諧波分量變?yōu)樾∮诨虻扔谒鋈菰S限度值(步驟ST10是)，則即便在一連串調(diào)諧操作時，在假想的三相負載3的某個工作點A和單相負載4的某個工作點B之外的其他運轉(zhuǎn)狀態(tài)下，不變更三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7的硬件結(jié)構(gòu)，判斷對于系統(tǒng)2的輸入電流高諧波分量是否變到小于或等于規(guī)定值(步驟ST14)。
所謂硬件結(jié)構(gòu)的變更，是指在物理上，或者交換電路部件或者改變配置的情況。所述功率變換裝置具有延遲器和半導體開關(guān)、或者是其他機械開關(guān)等短路單元，在其他運轉(zhuǎn)狀態(tài)中，在僅僅通過調(diào)諧這些開關(guān)的通斷操作就能將輸入電流高諧波分量抑制到規(guī)定值的情況下(步驟ST14是)，則結(jié)束電路變換裝置5的構(gòu)成處理。另一方面，在僅僅通過調(diào)諧這些開關(guān)的通斷操作不能將輸入電流高諧波分量抑制到規(guī)定值的情況下(步驟ST14否)，則應(yīng)將三相功率變換裝置6或單相功率變換裝置7改變?yōu)楦叩母咧C波抑制能力的方式，返回步驟ST2，執(zhí)行以上說明過的一連串處理作業(yè)。
通過基于該圖2所示的結(jié)構(gòu)步驟，能夠構(gòu)成具有所期望的高諧波抑制能力，且便宜又不造成過高規(guī)格的功率變換裝置5。在圖2中，說明了較單相功率變換裝置7而言，首先選擇三相功率變換裝置6的方式，之后優(yōu)先選擇執(zhí)行常數(shù)調(diào)諧。這是由于三相功率變換裝置6的基本構(gòu)成元件數(shù)多，伴隨著方式改變其成本上升也比單相功率變換裝置7要大。通過這種步驟，能夠抑制功率變換裝置5的整體成本。
不用說，單相負載4很明顯在負載輸入電流電容大的情況下以及在負載輸入電流高諧波分量多的情況下等，伴隨著單相功率變換裝置7的方式的改變，成本提高也變大的情況下，也可以在圖2中，不采用單相功率變換裝置7和三相功率變換裝置6的構(gòu)成步驟，而優(yōu)先對單相功率變換裝置7進行調(diào)諧。即便如此也可以實現(xiàn)在成本上有利的結(jié)構(gòu)的功率變換裝置。
在圖2中，作為三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7的調(diào)諧點，分別對工作點A、工作點B進行說明。其他，例如在單相負載4的運行狀態(tài)與三相負載3的運行狀態(tài)相關(guān)聯(lián)地變動的情況下，也可以將工作點B設(shè)置為與工作點A相伴的運行狀態(tài)。在三相負載3和單相負載4不是特別關(guān)聯(lián)而是獨立運行的情況下，也可以將工作點A和工作點B分別設(shè)定為輸入電流高諧波分量相對于設(shè)定為所要請求的目標值的規(guī)定值變嚴格的工作點。如此，能夠簡化步驟ST14中的針對其他運行狀態(tài)的驗證，從而提高作業(yè)效率。
在圖2所示的步驟ST1中，作為系統(tǒng)的輸入電流高諧波分量的抑制目標值，例如能夠使用IEC高諧波規(guī)定的限度值。圖3是在圖2所示步驟中，將現(xiàn)行(2003年)的IEC高諧波規(guī)定等級A的限度值用作系統(tǒng)的輸入電流高諧波分量的抑制目標值的例子。在圖3中，該限度值應(yīng)用于輸入電流小于或等于16A的設(shè)備，不按照負載的運行狀態(tài)，而在整個負載區(qū)域上被規(guī)定為一定的值。在這種情況下，分別將工作點A和工作點B設(shè)置成負載輸入電流最大、高諧波電流值變?yōu)樽畲蟮淖畲筘撦d運行狀態(tài)，之后，執(zhí)行圖2中說明過的作業(yè)。若如此，則即便在高諧波電流值比該限度值小的輕負載側(cè)，也能夠?qū)⒏咧C波抑制到限度值，能夠簡化針對步驟ST14中的其他運行狀態(tài)的驗證。
已經(jīng)說明過在圖2所示的步驟ST3中三相功率變換裝置6、在步驟ST9中單相功率變換裝置7分別具有短路單元的情況下，對其操作進行調(diào)諧。除此之外，也可以構(gòu)成以下這種功率變換裝置，該裝置例如具有通過讀出這些功率變換裝置的輸出電壓和輸入電流，對輸出電壓和輸出電壓指令值的差進行比例積分控制，產(chǎn)生正弦波狀的輸入電流指令值，并執(zhí)行反饋控制等以使輸出電壓與輸出電壓指令值一致且輸入電流為與輸入電壓同步的正弦波狀等，從而根據(jù)負載的運行狀態(tài)和輸出電壓等來自動控制短路單元的操作的控制級。由此，能夠簡化針對步驟ST14中的其他運行狀態(tài)的驗證。
這里，在圖1中，表示了在電力應(yīng)用系統(tǒng)2中存在一個三相負載3和1個單相負載4的簡單結(jié)構(gòu)，但是，若表示本發(fā)明所指的電力應(yīng)用系統(tǒng)2的具體例子，則能夠舉出以下的(1)-(6)。
即，(1)第1例是由一個三相負載(壓縮機)、三個單相負載(驅(qū)動控制電源、室外送風機、室內(nèi)送風機)構(gòu)成的空調(diào)機。(2)第2例，相對于第一例，具有相對于作為單相負載的室外送風機的、作為多個單相負載的室內(nèi)送風機的多空調(diào)系統(tǒng)。(3)第3例，一個大型冷凍系統(tǒng)，它由2個三相負載(2個壓縮機)以及3個單相負載(驅(qū)動控制電源、2個送風扇)構(gòu)成。(4)第4例是一個家庭網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)，它構(gòu)成對電視和視頻、電冰箱、空調(diào)機、以及空氣循環(huán)系統(tǒng)等執(zhí)行網(wǎng)絡(luò)化，并進行控制。(5)第5例是一個工廠系統(tǒng)，它具有以三相電源為動力源來執(zhí)行驅(qū)動的三相負載群，以及，以單相電源為動力源來執(zhí)行驅(qū)動的單相負載群，以此來執(zhí)行運轉(zhuǎn)。(6)第6例是一個地域電力接收系統(tǒng)，在高電壓下從電力公司接收電力，并將其分配到一個或多個工廠和家庭。
簡而言之，本發(fā)明的功率變換裝置5連接在三相4線式的交流電源1上，配置于至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應(yīng)用系統(tǒng)內(nèi)。此時，多個負載和功率變換裝置5的連接關(guān)系例如可以如圖4和圖5所示。
在圖4中表示了以下情況連接于三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-1在具有2臺三相負載3-1、3-2以及3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，應(yīng)為每個負載設(shè)置功率變換裝置5-1，該功率變換裝置5-1由2臺三相功率變換裝置6-1、6-2以及3臺三相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構(gòu)成。即，相對于2臺三相負載3-1、3-2而言，三相功率變換裝置6-1、6-2被一對一對應(yīng)地設(shè)置。相對于3臺單相負載4-1、4-2、4-3而言，單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3被一對一對應(yīng)地設(shè)置。這種情況下，功率變換裝置5的構(gòu)成個數(shù)與負載個數(shù)一致。
在圖5中表示以下情況在連接于三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-2具有1臺三相負載3以及3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，功率變換裝置5-1由于采用了共用方式，因此，由一臺三相功率變換裝置6-1以及3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構(gòu)成。即，三相功率變換裝置6是針對三相負載3而設(shè)置的，但是，針對3臺單相負載4-1、4-2、4-3中的單相負載4-1而言，設(shè)置了專用的單相功率變換裝置7-1，針對剩余的2臺單相負載4-2、4-3而言，以兩者共用的形式來設(shè)置1臺單相功率變換裝置7-2。盡管在圖5中沒有表示，但是，在存在2以上的三相負載的情況下，能夠以2臺三相負載共用的形式來設(shè)置1臺三相功率變換裝置。在這些情況下，功率變換裝置5的構(gòu)成個數(shù)變的比負載個數(shù)還少。
在圖2中，為了容易理解，利用圖1所示的基本結(jié)構(gòu)進行過說明。圖2所示的構(gòu)成步驟，不管是在功率變換裝置5的構(gòu)成個數(shù)如圖4所示，與負載的個數(shù)一致的情況下，還是如圖5所示比負載個數(shù)還少的情況下，都能夠同樣地執(zhí)行，能夠?qū)⒐β首儞Q裝置5構(gòu)成為使各負載輸入電力的合計值，即對于系統(tǒng)的全部輸入電力的高諧波分量小于或等于規(guī)定值。
簡而言之，本發(fā)明的功率變換裝置5連接于三相4線式交流電源1上，其特征在于，在至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應(yīng)用系統(tǒng)2中，僅僅在需要交流·交流變換功能和交流·直流變換功能的任何一種功能、以及具有高諧波抑制功能的專用功率變換裝置(即，三相功率變換裝置和單相功率變換裝置)的位置上，配置所需數(shù)目的結(jié)構(gòu)。
之后，在確定在上述必要位置配置所需數(shù)目的結(jié)構(gòu)時，由于能夠按照圖2所示的步驟，采用將所有三相功率變換裝置和單相功率變換裝置所具有的高諧波抑制功能分別應(yīng)用于該應(yīng)用場所內(nèi)的規(guī)定的便宜的高諧波抑制方式，使包含于各負載輸入電流內(nèi)的高諧波分量的合計值、即包含于對于電力應(yīng)用系統(tǒng)的輸入電流內(nèi)的高諧波分量的值變小于或等于規(guī)定值，因此，不會造成過高規(guī)格，實現(xiàn)成本降低。
單相功率變換裝置和單相負載由于成為由交流電源1的特定相和中性線之間的相電壓來供電的結(jié)構(gòu)，因此，能夠用比由交流電源1的線間電壓或者是由對交流電源1進行整流所得到的直流電壓供電的情況下還要低耐壓的元件構(gòu)成，從這一點來說也可以降低成本。除此之外，如圖5所示，通過采用共用形式，能夠削減部件個數(shù)，另外，能夠得到成本低，且具有單獨結(jié)構(gòu)的功率變換裝置。
接下來，就本發(fā)明功率變換裝置的各要素(三相功率變換裝置和單相功率變換裝置)的具體結(jié)構(gòu)例進行說明。首先，參照圖6-圖8，對三相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例進行說明。圖6是表示圖1所示三相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之1)的電路圖。圖7圖示了圖6所示三相功率變換裝置的各部的工作波形。圖8是說明在圖6所示的三相功率變換裝置中連接交流電源中性點和直流電壓中點的電容器的存在意義的特性比較圖。
在圖6中，交流電源1是Y型的三相交流電源，從中引出了L1相、L2相、L3相的各相。針對的三相負載20是必須要直流電壓的類型，它具有交流馬達；利用直流電壓產(chǎn)生三相交流電壓，并將其提供給直流馬達21的倒相器22；以及，通過倒相器22來控制交流馬達21的運轉(zhuǎn)的倒相器控制單元23。因此，三相功率變換裝置40是具有交流·直流變換功能的類型。
在圖6中表示了三相功率變換裝置的構(gòu)成例，它具有圖2所示的構(gòu)成步驟中的三相功率變換裝置的選擇中所說明過的三相簡易開關(guān)方式的高諧波抑制功能。該電路結(jié)構(gòu)能夠看作完全可后加的可選部件，它能夠僅僅通過向三相全波整流電路追加包含短路單元的部分來構(gòu)成，以作為一般的無源方式。因此，在圖2中說明過的三相功率變換裝置的再次選定(步驟ST6)中，是非常有利的結(jié)構(gòu)。
即，三相功率變換裝置40具有被看作是一般無源方式的三相全波整流電路，它由以下部件構(gòu)成一端連接到三相交流電源1上的3個電抗線圈41；對從3個電抗線圈41的另一端輸入的三相交流電源1的各相電壓進行整流的三相整流器42；以及，串聯(lián)連接在三相整流器42的直流輸出端子間的2個平滑電容器43、44。在2個平滑電容器43、44的兩端，連接有三相負載20的倒相器22。在具有這種一般的三相全波整流電路中，追加了由作為短路單元的3個短路元件S1-S3構(gòu)成的短路電路46；電容器48；電源電壓檢測電路49以及控制單元50。
3個短路元件S1-S3，其各自的一端分別連接到三個電抗線圈41和三相整流器42的各相的連接線上，各自的另一端被共同連接，從而形成交流電源中性點47。電容器48配置為存在于形成在短路電路46內(nèi)的交流電源中性點47和串聯(lián)連接的2個平滑電容器43、44的中點45之間。
構(gòu)成短路電路46的短路元件S1-S3是雙向的短路單元。該短路元件S1-S3例如有(1)由作為雙向?qū)щ娫娜穗p向晶閘管開關(guān)元件構(gòu)成；(2)組合二極管橋電路和IGBT、雙極晶體管、MOSFET等單向?qū)щ姸搪吩鴺?gòu)成；(3)將IGBT和雙極型晶體管、MOSFET等單向?qū)щ姸搪吩c二極管彼此相反地并聯(lián)連接，之后，串聯(lián)連接這樣得到的2個電路而構(gòu)成等。
電源電壓檢測電路49利用硬件檢測出三相交流電源1的例如是L1相的相電壓過零點，為了使過零檢測偏差變小，而基于預先假設(shè)的相位序列信息，通過內(nèi)部處理來產(chǎn)生其它相(L2相、L3相)的相電壓過零信號，并將其提供給控制單元50。通過如此構(gòu)成，與利用硬件來檢測所有相的相電壓過零信號相比，硬件結(jié)構(gòu)能夠簡化，能夠?qū)崿F(xiàn)裝置的小型化、低成本化、能夠抑制由于構(gòu)成硬件的元件的性能差異而產(chǎn)生相間的檢測誤差。
這里，由于若電源電壓檢測單元49的內(nèi)部處理頻率fz為電源半周期頻率的整數(shù)倍，即若設(shè)電源頻率為fs，則fz＝2.n.fs(n整數(shù))，內(nèi)部處理同步于特定相的各電壓過零點，所以，能夠抑制由于在前半周期和后半周期中產(chǎn)生的處理誤差所引起的過零偏差。另外，若設(shè)交流電源1的相數(shù)為N，則通過將內(nèi)部處理頻率fz設(shè)置為fz＝2.n.N·fs，從而可以以同步于交流電源的所有相的各電壓過零點的方式來執(zhí)行內(nèi)部處理，因此，還能夠抑制由于相間產(chǎn)生的處理誤差所引起的過零偏差，能夠提高相電壓過零點的檢測精度。
電源電壓檢測電路49也可以構(gòu)成為利用硬件來檢測交流電源1的線間電壓過零點，從而推定相電壓，但是，能夠?qū)?gòu)成為直接利用硬件來檢測相電壓的一方執(zhí)行推定時的誤差除外，能夠精度優(yōu)良地可靠地執(zhí)行檢測，能夠?qū)崿F(xiàn)可靠性高的相電壓過零檢測。
電源電壓檢測電路49利用硬件僅僅檢測出L1相，其他要基于預先設(shè)定的相位序列信息來生成，但是，在這種情況下，能夠便宜地構(gòu)成，另一方面，在誤接線時，電路按照預期定時來執(zhí)行切換操作，恐怕會引起系統(tǒng)的故障和重大事故等。為此，在接線后檢測并產(chǎn)生相位序列信息的構(gòu)成方式是安全的，這種方式能夠提供可靠性高的功率變換裝置。
控制單元50具有一個適用于負載運行狀態(tài)的開關(guān)模式(switchingpattern)作為事先的一張表，為了成為與從倒相器控制單元23輸入的負載信息相對應(yīng)的開關(guān)模式，在從來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號開始經(jīng)過第一延遲時間后，向短路電路46發(fā)送關(guān)閉指令，在電容器48的充電完畢后經(jīng)過第2延遲時間時，向短路電路46發(fā)送開指令，分別使連接于各相的短路元件S1-S3每半個電源周期操作一次。所提供的開關(guān)模式強行使短路電流經(jīng)由短路電路46和電容器48，流入一般的三相全波整流電路中的相電路不流通的區(qū)域內(nèi)，從而能夠抑制輸入電流高諧波分量、改善電源功率因數(shù)。
舉個例子，對各部的工作波形進行說明。在圖7中表示了在設(shè)三相交流電源1的相位序列為L1相、L2相、L3相的情況下，以L1相的相電壓相位的0度為基準時刻的相電壓，電源電壓檢測電路49、控制單元50等的工作波形。在圖7中，波形(a)是三相交流單元1的L1相、L2相、L3相的各相電壓的波形。波形(b)(c)(d)分別是電源電壓檢測電路49產(chǎn)生的L1相電壓過零信號、L2相電壓過零信號、以及L3相電壓過零信號。它們分別是以相電壓的半周期為1周期，在相電壓的半周期期間呈具有某個斜率的直線狀上升，在到下半個周期的變化點基過零點處陡峭下落的鋸齒狀的波形。在各信號的下落點能夠檢測相電壓過零點。
波形(e)(f)(g)分別是由控制單元50提供給與L1相相連接的短路元件S1、與L2相相連接的短路元件S2、與L3相相連接的短路元件S3的控制指令。各控制指令是這樣一種信號在從檢測到的相電壓過零點開始經(jīng)過第一延遲時間td后上升到H電平，在維持了第二延遲時間ton的H電平后下降為L電平，以后，在檢測出下一個相電壓過零點之前，維持L電平。對應(yīng)的短路元件在控制指令上升為H電平時執(zhí)行閉路操作，在下降到L電平時執(zhí)行開路操作。
在波形(h)中，實線表示流過L1相的相電流波形，虛線表示伴隨著短路電路46的開閉而流過電容器48的電流波形。由于使各短路元件在每個電源半周期就執(zhí)行一次切換這種一連串的操作，如圖所示，減少了一般三相全波整流電路中的不通流區(qū)間，能夠?qū)⑤斎胂嚯娏鞲纳茷榻咏也ā?br>
這里，參照圖8，來說明短路電路46在電容器48充電完畢后執(zhí)行開操作的效果。在圖8中提取并表示了在圖7所示的時刻t2-t3的區(qū)域中的伴隨著短路電路46的操作的短路電流。圖8(a)表示沒有使用電容器48的情況下的短路電流和時間的關(guān)系特性，圖8(b)表示使用了電容器48的情況下短路電流和時間的關(guān)系特性。
在圖8(a)中，在沒有使用電容器48的情況下，伴隨著短路電路46的操作的短路電流僅僅流過與交流電源中心點47和平滑電容器43、44的中點45的電位差相對應(yīng)的量，因此，在短路電路46的OFF定時期間，電流變化量di/dt會急劇變化，從而引起急劇的磁通變化。由于該急劇的磁通變化和引短路電流所引起的電磁力，在繞組和鐵芯中引起振動，從而會在電抗線圈41內(nèi)產(chǎn)生令人不悅的噪聲。
另一方面，在圖8(b)中，在使用電容器48的情況下，電流變化量di/dt隨著電容器48被充電而逐漸減小，電流峰點變平滑。其結(jié)果是緩和了在不使用電容器48的情況下所產(chǎn)生的急劇的磁通變化，能夠抑制電磁力變化，因此，能夠抑制伴隨著切換而引起的電抗線圈41中的噪聲。通過使用電容器48而能夠抑制切換時的電流峰值，因此，能夠利用成本低且簡單的單元來執(zhí)行過電流保護。即，能夠延長短路電路46的壽命。
之后，由于經(jīng)由電容器48而流過短路電流，因此，在電容器48充電完畢后，開關(guān)電流不自動流過。此時，由于短路電路46為開，因此能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開關(guān)。由于在零電流時執(zhí)行開關(guān)操作，能夠降低產(chǎn)生的噪聲，還能夠降低關(guān)閉時候的開關(guān)損耗。另外，通過降低開關(guān)損耗來提高電路效率，其結(jié)果可節(jié)省電力。
除此之外，由于不需要對于針對關(guān)閉的短路元件的正確的控制，因此，能夠減輕控制處理負擔，能夠使用便宜的CPU。由于將前一次開關(guān)時充電的電荷作為下一次開關(guān)時的短路電流而放電，因此，能夠利用更多的短路電流來將電瓷能量存儲在電抗線圈41內(nèi)。因此，與不使用電容器48的情況相比，能夠得到更高的直流電壓。以這種方式，通過使用電容器48能夠創(chuàng)造出多種效果。
但是，按照負載的運轉(zhuǎn)狀態(tài)和電路常數(shù)的設(shè)置值，對于電容器48的充電量過大，則會導致直流電壓的過剩電壓、輸入電流高諧波分量增大、電源功率因數(shù)惡化，或者，反之，對于電容器48的充電量過小，則會產(chǎn)生不能充分改善輸入電流高諧波分量、以及電源功率因數(shù)的問題。因此，在連接了負載量變化的倒相器負載的情況下，利用多個容性元件和延遲器等這種通過點連接切換元件來構(gòu)成其電容值可變的電容器48。為了在低負載區(qū)域內(nèi)使電容器48的電容變小，反之，在高負載區(qū)域內(nèi)使電容器48的電容變大，也可以由控制單元50來根據(jù)負載信息控制電容器48的電容。由此，在全負載區(qū)域內(nèi)，能夠充分得到所述電容器48的效果。
電容器48不是必不可少的，也可以不設(shè)置電容器48。即便在這種情況下，使短路元件S1-S3分別在每個電源半周期執(zhí)行一次操作，從而能夠得到抑制輸入電流高諧波分量的效果、改善電源功率引述的效果。于是，在這種情況下，不能得到作為使用電容器48的效果所記載的抑制電抗線圈噪聲、減輕由于零電流開關(guān)而引起的開關(guān)噪聲的效果，不用說，短路電路46的正確的OFF控制是必要的。
在控制單元50中，在電容器48充電完畢后，將開指令傳送給短路電路46，但是，也可以在電容器48充電完畢前，使短路電路46執(zhí)行開操作。這種情況下與不使用電容器48的情況等效。因此，不能得到作為使用電容以48的效果所記載的抑制整流器噪聲、減輕由于零電流開關(guān)所引起的開關(guān)噪聲的效果，因此，短路電路46的正確的OFF控制是必要的。
但是，在低負載區(qū)域內(nèi)，由于負載輸入電流變小，難以伴隨著開關(guān)產(chǎn)生噪音和噪聲，存在這樣一個負載區(qū)域通過使短路電路46執(zhí)行開操作來控制對于電容器48的充電量，來提高高諧波抑制和功率因數(shù)改善能力。因此，通過組合控制方式，使得在高負載區(qū)域中，短路電路46在電容器48的充電完畢后執(zhí)行開操作，另一方面，在低負載區(qū)域附近，短路電路46在電容器48充電完畢前執(zhí)行開操作，從而能夠得到在整個負載區(qū)域內(nèi)，低噪音、低噪聲，且，具有高的高諧波抑制能力的三相功率變換裝置。
控制單元50也可以將短路電路46控制為在每個電源半周期執(zhí)行2次或以上的開閉操作。在這種情況下，也能夠得到由于簡易的開關(guān)操作而導致的輸入電流高諧波分量抑制效果、電源功率引述改善效果。在這種情況下，短路電路46的正確的OFF控制是必要的，但是，控制負載的增加變小了，電路規(guī)模沒有變大。因此，在圖6中顯示了控制單元50是在三相功率變換裝置40的內(nèi)部單體設(shè)置的，但是，也可以構(gòu)成為在倒相器控制單元23內(nèi)具有該功能，而省略控制單元50，與此相反，也可以構(gòu)成為在控制單元50內(nèi)具有倒相器控制功能，而省略倒相器控制單元23。
已經(jīng)說明過了控制單元50具有適用于負載運行裝置的開關(guān)模式并將其作為預數(shù)據(jù)的情況，但是，也可以構(gòu)成為例如是，通過檢測直流電壓和電源功率因數(shù)、輸入電流等，之后對其進行反饋控制，從而，提供開關(guān)模式。同樣，得到了對由于簡易開關(guān)操作而引起的輸入電流高諧波分量進行抑制的效果、以及改善電源功率因數(shù)的效果。將由控制單元50產(chǎn)生的短路電路46的開閉指令的基準說明為相電壓過零點，但是，沒有必要是過零點，可以是在每個相電壓半周期內(nèi)與其相同的定時。例如，即可以作為相電壓峰值點，也可以作為相電壓的任意的定時點。
電源電壓檢測電路49已經(jīng)被說明為具有產(chǎn)生各相電壓過零信號的功能，但是，電源電壓檢測電路49也可以僅僅將利用硬件所得到的檢測信號傳輸給控制單元，在控制單元50內(nèi)集約了各相電壓過零信號生成功能。
另外，我們已經(jīng)說明輸入到控制單元50內(nèi)的負載信息，使用了來自倒相器控制單元23的信號，但是，除此之外的信號若是能夠推測負載運行狀態(tài)的信號，則也可以使用。例如，盡管圖中未示，但也可以利用通過ACCT或其他電流傳感器等檢測出的輸入電流信號、倒相器電流檢測信號、直流電壓檢測信號、直流電壓浪涌檢測信號、輸入電壓檢測信號、另外還有交流馬達21的輸出扭矩信號、旋轉(zhuǎn)數(shù)等來代替上述來自倒相控制單元23的信號。
以上是就具有三相簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置的說明，但是，正如按圖2所示的構(gòu)成步驟所說明的那樣，在本發(fā)明中，由于還包含具有高頻開關(guān)方式的三相功率變換裝置、具有無源方式的三相功率變換裝置、具有無變換方式的三相功率變換裝置，因此，將對這些裝置進行說明。
首先，圖9是表示圖1所示三相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例(之2)的電路。在圖9中，表示了有源濾波器方式作為高頻開關(guān)方式的一個例子。三相負載20是一種必須要直流電壓的類型，它如圖6所示包含交流馬達21、根據(jù)直流電壓生成三相交流電壓，之后將其提供給交流馬達21的倒相器22；以及通過倒相器22來控制交流馬達21的運轉(zhuǎn)的倒相器控制單元23。
在圖9中，三相功率變換裝置55設(shè)置了與三相全波整流電路相并聯(lián)的一個有源濾波器電路62，所述三相全波整流電路由以下部件構(gòu)成三相整流器56，對直接連接到三相交流電源1的各相的各相電壓進行整流；主電抗線圈57，其一端連接到三相整流器56的正極輸出端上；以及，平滑電容器58，連接于主電抗線圈57的另一端和三相整流器56的負極輸出端之間。三相功率變換裝置55還設(shè)置了用于控制有源濾波器電路62的控制單元63。
有源濾波器電路62由以下部件構(gòu)成3個電抗線圈59，其一端連接于三相交流電源1的各相上；短路電路60，3個電抗線圈59的另一端分別連接到各上臂短路元件和下臂短路元件的連接端上；以及，平滑電容器61，它連接到短路電路60中的上臂短路元件和下臂短路元件的串聯(lián)電路兩端。
控制單元63使構(gòu)成短路電路60的上臂短路元件和下臂短路元件分別執(zhí)行高頻開關(guān)操作，它執(zhí)行控制，使得補償電流流向有源濾波器電路62，以使對于該三相功率變換裝置55的輸入電流成為與電源電壓同步的正弦波狀。
在高頻開關(guān)方式中還有一種稱為全橋接的方式將短路元件分別與構(gòu)成圖6所示的一般三相全波整流電路的三相整流器的二極管元件并聯(lián)連接，分別使各個短路元件執(zhí)行高頻開關(guān)操作，以便使輸入電流變?yōu)榕c電源電壓同步的正弦波。無源方式是象圖6所示的一般三相全波整流電路一樣不使用全部短路元件的方式。無變換方式是這樣一種方式它不保持有整流電路，而具有將交流電源的電力僅僅傳送到三相負載的功能。
這里，高頻開關(guān)方式和簡易開關(guān)方式的不同主要在于開關(guān)頻率。于是，開關(guān)頻率越高，高諧波抑制能力就越高，但是，開關(guān)噪聲的產(chǎn)生量變多。因此，按照功能的、成本的面來看，以開關(guān)頻率4kHz為界，將其分為2種方式，以4kHz以上的頻率來執(zhí)行開關(guān)操作的為高頻開關(guān)方式，以不足4kHz的頻率執(zhí)行開關(guān)操作的為簡易開關(guān)方式。
所述4種方式由于構(gòu)成各種方式的部件數(shù)或者開關(guān)頻率、噪聲對策部等原因，而在高諧波抑制能力和成本上存在差異。正如按照圖2所示的構(gòu)成步驟所說明過的那樣，一般來說，對抑制能力和成本而言都存在以下關(guān)系高頻開關(guān)方式＞簡易開關(guān)方式＞無源方式＞無變換方式。從根據(jù)三相負載的特性來選擇沒有過高規(guī)格的方式的觀點來看，若以將圖3所示的輸入相電流16A以下的設(shè)備為對象的現(xiàn)行IEC高諧波額定值設(shè)定為系統(tǒng)的高諧波抑制能力目標點平，則可以說圖6所說明過的簡易開關(guān)方式是最便宜的，且是最現(xiàn)實可行的結(jié)構(gòu)。
接下來，來說明單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例子。在本發(fā)明中，即便對于單相功率變換裝置而言，它也與三相功率變換裝置相同，存在高頻開關(guān)方式、簡易開關(guān)方式、無源方式以及無變換方式4種方式。這里，參照附圖來說明無源方式。在該過程中，還要添加對于其他3種方式的說明。
在圖1中，盡管單相功率變換裝置7是利用交流電源1的某一相和中性線間的單相交流電壓來向單相負載4供電，但是，在單相負載4像倒相器那樣，是需要直流電壓的負載的情況下，能夠例如如圖10-圖12所示那樣構(gòu)成。這些是沒有使用短路元件的無源方式的構(gòu)成例。
圖10是表示圖1所示單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例子(之1)的電路圖。在圖10中，單相功率變換裝置65由以下部件構(gòu)成交流電源1的中性線和例如是連接L3相的單相整流器66；其一端連接到單相整流器66的正極端的整流器67；以及，連接在整流器67的另一端與單相整流器66的負極端之間的平滑電容器68。單相功率變換裝置65對交流電源1的中性線和L3相之間的單相交流電壓進行整流，之后，將電力提供給單相負載70。
這里，整流器67是為了擴大流通角而設(shè)置的，若將電感值設(shè)定為大，則裝置自身大型化，但是，能夠增大高諧波抑制能力。相反，若將電感值設(shè)定為小，則裝置能夠變小且成本降低，但是，高諧波抑制能力低下。因此，為了使單相功率變換裝置65的高諧波抑制能力變?yōu)樗谕剑x擇整流器67的值。整流器67盡管在圖10中說明為配置在單相整流器66的直流側(cè)，但是，即便將其配置于單相整流器66的交流側(cè)也可得到同樣的效果。
接下來，圖11是表示圖1所示單相功率變換裝置的具體結(jié)構(gòu)例(之2)的電路圖。圖12是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之3)的電路圖。單相功率變換裝置如圖11或圖12所示，能夠構(gòu)成為利用整流器和電容器的諧振現(xiàn)象來抑制高諧波電流。
在圖11中，單相功率變換裝置75由以下部件構(gòu)成一端連接到交流電源的例如是L3相上的電抗線圈76；連接電抗線圈76的另一端和交流電源1的中性線的單相整流器66；配置在單相整流器66的正極端和負極端之間的、串聯(lián)連接的2個電容器77、78；與串聯(lián)連接的2個電容器77、78并聯(lián)設(shè)置的平滑電容器68。串聯(lián)連接的2個電容器77、78的連接端與交流電源1的中心線相連。
根據(jù)圖11所示的結(jié)構(gòu)，利用串聯(lián)連接的2個電容器77、78的充放電特性，與圖10所示的結(jié)構(gòu)相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數(shù)。這里，電容器77、78被設(shè)定為為了有效活用充電點特性，而在數(shù)ms以內(nèi)執(zhí)行充放電的容量。但是，通常將其設(shè)定為小于或等于平滑電容器68的1/10程度的容量。
接下來，在圖12所示的單相功率變換裝置80中，在圖10所示的結(jié)構(gòu)中，代替電抗線圈67而采用以下電路，在單相整流器66的正極端和平滑電容器68的一端之間并聯(lián)連接設(shè)置有電抗線圈81和電容器82的串聯(lián)電路，與電抗線圈83和二極管84的豐聯(lián)電路。根據(jù)這種結(jié)構(gòu)，利用電容器82的充放電特性，與圖10所示的結(jié)構(gòu)相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數(shù)。因此，與圖11的情況相同，電容器82被設(shè)定為為了有效活用充電點特性，而在數(shù)ms以內(nèi)執(zhí)行充放電的容量。但是，通常將其設(shè)定為小于或等于平滑電容器68的1/10程度的容量。
接下來，圖13是表示圖1所示的單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之4)的電路圖。在圖13中，表示了具有短路元件，并使其每半個電源周期執(zhí)行一次或多次短路操作的簡易開關(guān)方式的構(gòu)成例。在圖13所示的單相功率變換裝置86中，是在圖10所示的結(jié)構(gòu)中，在交流電源1的L3相和單相整流器66的對應(yīng)的交流輸入端之間設(shè)置了電抗線圈87。在單相整流器66的對應(yīng)的交流輸入端和電抗線圈87的連接端與交流電源1的中性線之間，設(shè)置了一個雙向?qū)щ娦缘亩搪吩?8。另外，還設(shè)置有相電壓檢測電路89，用于檢測交流電源1的相電壓過零點；開關(guān)控制單元90，用于以來自于相電壓檢測電路89的過零信號為工作基準，對短路元件88進行控制使其每半個電源周期執(zhí)行一次或多次操作。
根據(jù)圖13所示的結(jié)構(gòu)，強行使短路電路流向短路元件88，與圖10所示的結(jié)構(gòu)相比，能夠進一步擴大輸入電流流通角、降低高諧波電流、改善功率因數(shù)。這里，開關(guān)控制單元90與圖6所示的控制單元50相同，都是基于可推測單相負載運轉(zhuǎn)狀態(tài)的單相負載信息來控制短路元件88，但是，在圖13中省略了單相負載信息。成為短路元件88的操作基準的信號，沒有必要是相電壓過零信號，也可以是能夠檢測相電壓的特定定時的信號。例如，也可以是相電壓峰值信號。另外，不特別設(shè)置相電壓檢測電路89，也可以是代之以來自三相功率變換裝置40的電源電壓檢測電路49的信號而構(gòu)成。除此之外，開關(guān)控制單元90也可以是將其功能集中在三相功率變換裝置40的控制單元50內(nèi)而構(gòu)成。在這些情況下，不需要相電壓檢測電路89和開關(guān)控制單元90等，從而實現(xiàn)了裝置的簡單化、低成本化。
這里，電抗線圈87和短路元件88的配置地點，只要能夠配置為短路元件88經(jīng)由電抗線圈87來短路交流電源1的結(jié)構(gòu)即可。因此，如圖13所示，在配置在單相整流器66的交流側(cè)之外，例如，也可以僅僅將短路元件88配置在單相整流器66的直流側(cè)。另外，也可以將電抗線圈87和短路元件88上方都配置在直流側(cè)。此時，在將短路元件88配置在直流側(cè)的情況下，短路元件88也可以由單向?qū)щ娫?gòu)成。在短路元件88和平滑電容器68之間設(shè)置了防止逆流的二極管，用于防止平滑電容器68在短路元件88工作時發(fā)生短路。
正如在三相電路變換裝置中說明過的那樣，電抗線圈87，若將電感值設(shè)定為大，則裝置自身大型化，但是能夠提高高諧波抑制能力。相反，若將電感值設(shè)定為小，則裝置能夠構(gòu)成得小且低成本，但是高諧波抑制能力低下。因此，為了使單相功率變換裝置的高諧波抑制能力達到作期望的水平，要選擇電抗線圈87的值。
盡管圖中未顯示，但是通過在圖13所示的簡易開關(guān)方式的電路結(jié)構(gòu)中，追加輸入電流和直流電壓反饋控制部等，從而能夠構(gòu)成這樣一種高頻開關(guān)方式的單相功率變換裝置它在高頻下對短路元件進行短路控制。無變換方式的單相功率變換裝置，不特別設(shè)置一個短路元件，而是將所輸入的交流電源原封不動傳送給單相負載。該無變換方式的單相功率變換裝置是在單相負載為交流馬達那種不需要專門進行整流，沒有必要抑制高諧波的情況下所選擇的。
以上，作為單相功率變換裝置所采用的方式，與三相功率變換裝置形同，記錄了無源方式、建議開關(guān)方式、高頻開關(guān)方式、無變換方式4種方式，但是，正如在圖2所示的結(jié)構(gòu)步驟中說明過的那樣，這些方式一般來說，對抑制能力和成本而言都存在以下關(guān)系高頻開關(guān)方式＞簡易開關(guān)方式＞無源方式＞無變換方式。因此，單相功率變換裝置也與三相功率變換裝置相同，要根據(jù)所連接的單相負載的高諧波電流產(chǎn)生量和所期望的高諧波抑制能力、成本等，為每一個單相負載選擇結(jié)構(gòu)。如圖14所示，也可以如此構(gòu)成功率變換裝置，以便作為系統(tǒng)整體，將輸入電流高諧波分量抑制到規(guī)定值。
圖14圖示了將系統(tǒng)的輸入電流高諧波分量抑制到小于或等于規(guī)定值的功率變換裝置的具體構(gòu)成例。在圖14中，電力應(yīng)用系統(tǒng)2-3是具有1臺三相負載3、3臺單相負載4-1、4-2、4-3的系統(tǒng)。對于三相負載3，選擇圖6所示的簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置40。在三相功率變換裝置40中，僅僅圖示了主要部件。對于單相負載4-1，選擇了圖13所示的簡易開關(guān)方式的單相功率變換裝置86。在單相功率變換裝置86中，僅僅圖示了主要部件。對于單相負載4-2，選擇了圖10所示的無源方式的單相功率變換裝置65。之后，對于單相負載4-3選擇無變換方式的單相功率變換裝置95。
如此，根據(jù)實施方式1，在連接到三相4線式的交流電源上的、三相負載和單相負載混合存在的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，能夠構(gòu)成這樣一種功率變換裝置相對于作為系統(tǒng)整體的所期望的高諧波抑制能力，以三相功率變換裝置和單相功率變換裝置分別分擔的形式而具有必需的最小限的高諧波抑制能力。伴隨著這種所發(fā)，能夠削減裝置過大、削減不需要的成本上升。針對三相負載采用便宜的三相簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置，由于單相負載和單相功率變換裝置能夠用低耐壓的元件構(gòu)成，因此，能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)整體的小型化、低成本化。
實施方式2圖15是表示作為本發(fā)明實施方式2的功率變換裝置中三相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之3)的電路圖。在圖15中，對與圖6所示結(jié)構(gòu)相同或者同等的構(gòu)成要素賦予相同的符號。這里，以有關(guān)該實施方式2的部分為中心進行說明。
如圖15所示，按照實施方式2的三相功率變換裝置100，在圖6所示的結(jié)構(gòu)中設(shè)置了一個平滑電容器101來代替串聯(lián)連接的2個平滑電容器43、44。配置為在連接于三相整流器42的負極端的平滑電容器101的另一端(負極端)與交流電源中心點47之間，插入了電容器102。在電容器102的與平滑電容器101的連接中，也可以與圖15相反，將其連接到連接于三相整流器42的正極端的平滑電容器101的一端(正極端)上。即，相對于圖6所示的結(jié)構(gòu)，根據(jù)實施方式2的三相功率變換裝置100成為削減了部件數(shù)目的結(jié)構(gòu)。
接下來，參照圖15-圖18，對如上所述構(gòu)成的、根據(jù)實施方式2的三相功率變換裝置100的操作進行說明。圖16是說明圖15所示的三相功率變換裝置的操作的圖。圖17圖示了圖15所示的三相功率變換裝置的各部的工作波形。圖18是一張比較圖，用于對圖6和圖15所示的三相功率變換裝置中，連接了交流電源中性點和直流電壓的中點(直流電壓端)的電容器的工作特性進行比較。
在圖17中表示了將三相交流電源1的相位序列設(shè)為L1相、L2相、L3相的情況下，以L1相的相電壓相位的0度為基準時刻的相電壓、電源電壓檢測電路49、控制單元50等的工作波形。在圖16中表示了連接于交流電源1的三相整流器42和短路電路46、設(shè)置于三相整流器42的直流輸出端之間的平滑電容器101、位于三相整流器42的負極端(直流電壓端)和短路電路46形成的交流電源中性點之間的電容器102的、與操作時刻相對應(yīng)的電路狀態(tài)和電流通過的遷移狀態(tài)。操作時刻(t1-t2，t2-t3，t3-t6，t6-t7，t7-t10)與圖17所示的時刻相對應(yīng)。在圖16中，交流電源1的相位序列如圖15所示，從上面開始為L1相、L2相、L3相。
首先，就各部的工作波形進行說明。在圖17中，波形(a)是三相交流電源1的L1相、L2相、L3相的各相電壓的波形。波形(b)(c)(d)分別是電源電壓檢測電路49產(chǎn)生的L1相電壓過零信號、L2相電壓過零信號、L3相電壓過零信號。這些波形分別是以相電壓的半周期為1周期，在相電壓的半周期期間具有某個斜率的呈直線狀上升，并在到下半個周期的變化點即過零點上急劇下降的鋸齒狀波形。在各信號的下降點能夠檢測相電壓過零點。
波形(e)(f)(g)是控制單元50提供給連接于L1相上的短路元件S1、連接于L2相上的短路元件S2、連接于L3相上的短路元件S3的控制指令。各控制指令是這樣一種信號從檢測到相電壓過零點經(jīng)過第一延遲時間td而上升到H電平，在維持了第二延遲時間ton的H電平后下降到L電平，以后，在檢測到下一個相電壓過零點之前維持L電平。對應(yīng)的短路元件在控制指令上升為H電平時執(zhí)行閉路操作，在下降到L電平時執(zhí)行開路操作。在波形(h)中，實線表示流過L1相的相電流波形，虛線表示伴隨著短路電路46的開閉而流過電容器102的電流波形。設(shè)從圖15中的左側(cè)流向電抗線圈59或電容器102的方向為電流的正方向。
接下來，在圖16中，電路狀態(tài)(a)在操作時刻t1-t2中，短路電路46的3個短路元件全都閉合，因此，在該時刻區(qū)域內(nèi)，由于是由交流電源1、電抗線圈59、三相整流器42、平滑電容器101構(gòu)成的一般的三相全波整流電路，因此，在L1相電壓為0V時，電流按L3相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動，沒有流向L1相。
電路狀態(tài)(b)在操作時刻t2-t3中，從L1相電壓過零點開始經(jīng)過一個延遲時間td(參照圖17)后，控制單元50執(zhí)行控制，以僅僅使連接到短路電路46的L1相上的短路元件S1閉合。通過這種方式，在電流(イ)按L3相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動的同時，開關(guān)電流(ロ)按照L1相→電抗線圈59→短路電路46→電容器102→三相整流器42→L2相的通路流動，從而對電容器102充電。由此，能使電流在各相上流動，從而在三相整流中沒有不流通的區(qū)域。
電路狀態(tài)(c)在操作時刻(c)t3-t6中，由于L1相電壓隨著時間的流逝而增大，在電路狀態(tài)(b)中從L3相流向L2相的電流變?yōu)閺腖1相流向L2相的電流。預先將電容器102設(shè)定為充電在該流向發(fā)生變化所需的時間之前結(jié)束的容量。即，將電容器102的容量Ck設(shè)定為平滑電容器101的電容Cf的幾十-幾百分之一的程度?？刂茊卧?0在經(jīng)過了電容器102的充電完畢時間后，使短路元件S1打開。因此，若電容器102的充電完畢，則開關(guān)電流(ロ)就不流動了。
電路狀態(tài)(d)在操作時刻t6-t7中，L3相電壓位于0V附近，按照各相電壓的關(guān)系，電流不流向L3相。因此，控制單元50執(zhí)行控制，以使連接到短路電路46的L3相上的短路元件S3閉合。與上述情況相同，在電流(ハ)按L1相→三相整流器42→平滑電容器101→三相整流器42→L2相的通路流動的同時，開關(guān)電流(ニ)按照L1相→電抗線圈59→三相整流器42→平滑電容器101→電容器102→短路電路46→L3相的通路流動，從而在三相整流中沒有不流通的區(qū)域。在開關(guān)電流(ロ)流過的狀態(tài)中存儲于電容器102內(nèi)的電荷被放電之前，該開關(guān)電流(ニ)一直持續(xù)流過。
電路狀態(tài)(e)在操作時刻t7-t10中，隨著時間的流逝，伴隨著電容器102的放電，開關(guān)電流(ニ)變?yōu)椴涣鲃?。此時，由于L3相電壓在負側(cè)增大，因此，從L1相流向L2相的電流減小，而變?yōu)閺腖1相流向L3相，因此L2相成為沒有電流流過的區(qū)域。
在上述狀態(tài)遷移中，在從電路狀態(tài)(b)遷移到電路狀態(tài)(c)的過程中，按照預定的延遲時間或電容器102的容量，在電路狀態(tài)(b)和電路狀態(tài)(c)之間，如圖17所示的時刻t3-t4那樣，短路電路46的三個短路元件全都應(yīng)為打開狀態(tài)，但是，連接于短路電路46的L1相上的短路元件為閉合狀態(tài)。在圖16中，盡管省略了說明圖，但是，即便在這種情況下，充放電完畢后的電容102能夠執(zhí)行與短路電路46的3個短路元件全都處于打開狀態(tài)時同等的作用。這種方式對于從電路狀態(tài)(d)遷移到電路狀態(tài)(e)也是同樣的。
以上表示了L1相的電壓相位從0度到約2π/3為止的操作，但是，此后，操作轉(zhuǎn)向連接于沒有電流流過的區(qū)間的L2相上的短路元件S2的控制。之后，通過三相重復執(zhí)行這種操作，構(gòu)成了電源的一周期，如圖17(h)所示，能夠使相電流成為近似于正弦波的形狀。
在該一連串操作中，其特征點為電容器102的充放電電流通路。在對電容器102充電時，不經(jīng)由平滑電容器101，在放電時經(jīng)由平滑電容器101。由于該電容器的充放電通路的差異，因此要特別關(guān)注偶次高諧波的產(chǎn)生。但是，將電容器102的容量設(shè)為Ck，將平滑電容器101的容量設(shè)為Cf，若考慮電流通路中的合成電容C，則在對電容器102進行充電的情況下，C＝Ck。在電容器102放電的情況下，C＝Ck/(1+(Ck/Cf))。如前所述，由于設(shè)定為Ck＜＜Cf，所以CCk。因此，由于充放電通路差而引起的不平衡的影響微小到不會出現(xiàn)問題的程度，因此，實際上，它具有與圖6同等的抑制輸入電流高諧波的能力、以及改善電源功率因數(shù)的能力。
我們舉出2點作為本實施方式2(圖15)和圖6的電路特性上的不同點。第1點是上述電流通路。第2點是電容器102上所施加的電壓。接下來，將參照圖18來說明這2點。圖18(a)表示根據(jù)本實施方式2的施加到電容器102上的電壓Vck的波形。圖18(b)表示施加到圖6所示的電容器48上的電壓Vck的波形。
在圖6所示的電路中，為短路電路46的3個短路元件S1-S3內(nèi)每個開關(guān)，利用從中點45流向交流電源中性點47的電流以及從交流電源中性點47流向中點45的電流，對電容器46進行充電。因此，若將三相整流器42的兩輸出端子間的直流電壓設(shè)為Vdc，則在電容器46上，如圖18(b)所示，施加了Vdc/2的交流電壓。另一方面，在圖15所示的電路中，電容器102的一端(圖中右側(cè)端)由于連接到三相整流器42的直流輸出端子的負極端，因此，電容器102的兩端子間都是0V，但是，右側(cè)端沒有變?yōu)楸茸髠?cè)端高的電位，如圖18(a)所示，僅僅施加了正極性的電壓。因此，在圖6所示的電路中，需要薄膜電容器那樣的對稱性的容性元件，與此相對，在圖15所示的電路中，能使用鋁電解電容器那種非對稱性的便宜的容性元件。
即，根據(jù)本發(fā)明實施方式2，能夠?qū)崿F(xiàn)電路成本的降低。即，沒有必要在三相整流器42的輸出端子間串聯(lián)連接2個平滑電容器而構(gòu)成，能夠利用1個平滑電容器來實現(xiàn)。因此，能夠利用比圖6所示的電路小且低成本的結(jié)構(gòu)來構(gòu)成三相功率變換裝置。這樣，在該實施方式2中，也可以與實施方式1(圖6)相同地得到由于電容器102而產(chǎn)生的抑制電磁噪音的效果、開關(guān)噪聲抑制效果、直流電壓升壓效果。
與圖6中的說明相同，既可以構(gòu)成為根據(jù)負載變化而能夠改變電容器102的容量，也可以使開關(guān)每半個電源周期執(zhí)行一次操作。另外，也可以采用組合控制方式，以便在高負載區(qū)域，在電容器102充電完畢后打開短路電路46，在低負載區(qū)域附近，在電容器102的充電完畢之前打開短路電路46。按照這種方式，能夠通過便宜的開關(guān)控制，而得到這樣一種三相功率變換裝置在整個負載區(qū)域內(nèi)是低噪音、低噪聲的，且具有高的高諧波抑制能力。但是，在不特別需要由于電容器102所產(chǎn)生的抑制伴隨著短路電路46的開閉而產(chǎn)生的電磁噪音的效果、抑制開關(guān)噪聲的效果、抑制每個開關(guān)所產(chǎn)生的由于電流通路非對稱而引起的偶次高諧波的效果的情況下，也可以省略電容器102而構(gòu)成。
在圖15中，電容器102連接到三相整流器42的負極輸出端上，但是也可以連接到正極輸出端上。另外，也可以不將電容器102連接到三相整流器42的輸出端上，而將電容器102連接在串聯(lián)連接于三相整粒器42的輸出端子間的2個開關(guān)元件的連接點上，并使所述2個開關(guān)元件與電容器102的充放電周期相一致地交替執(zhí)行開閉操作。如此，則由于還可以抑制所述通路的非對稱，因此，盡管部件數(shù)目增加但能夠得到相同的效果。不用說，在這種情況下也是若不要求由電容器102所產(chǎn)生的抑制電磁噪音的效果、抑制開關(guān)噪聲的效果的情況下，也可以將其省略而構(gòu)成。
實施方式3圖19是表示作為本發(fā)明實施方式3的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的框圖。在圖19中，在連接于三相4線式的交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-2包含1臺三相負載3、3臺單相負載4-1、4-2、4-3的情況下，功率變換裝置5-4與圖4所示的功率變換裝置5-1相同，與負載1對1地對應(yīng)，它由1臺三相功率變換裝置6、3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3構(gòu)成，將各負載輸入電流的合計值，即系統(tǒng)的輸入電流高諧波分量抑制到規(guī)定值，但是，對于3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3的供電方式與圖4所示的功率變換裝置5-1不同。
即，將交流電源1的中性線和交流電源1的L1相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-1。將交流電源1的中性線和交流電源1的L2相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-2。將交流電源1的中性線和交流電源1的L3相之間的單相電壓提供給單相功率變換裝置7-3。
如此，如果將用于向3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3供電的交流電源1的特定相設(shè)定為隨每個單相功率變換裝置而不同的相，則能夠抑制在交流電源1的各相之間的系統(tǒng)輸入電流的不平衡。在實施方式1中，能夠?qū)⒂捎谔囟ㄏ?例如L3相)而產(chǎn)生的高諧波電流分散到其他相(L1相、L2相)。其結(jié)果是在像圖3所示的IEC高諧波規(guī)定那樣，相對于所有相來設(shè)置高諧波抑制水平的情況下，功率變換裝置5-4能夠構(gòu)成為通過較低的高諧波抑制能力的三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3來適應(yīng)于上述規(guī)定，從而能夠?qū)崿F(xiàn)裝置的小型化、低成本化。
下面，舉個具體例子而說明。例如，例如，設(shè)IEC高諧波規(guī)定限度值為1.14A(參見圖3)的5次高諧波電流，在單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中總共流過了0.2A。這種情況下，如實施方式1所述，若單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3都連接到共同的L3相上，則由于L3相上的5次高諧波電流變?yōu)?.6A，因此，在獲得適合于高諧波規(guī)定的功率變換裝置中，三相功率變換裝置6必須具有將流過它的5次高諧波電流抑制到小于或等于0.54A的高諧波抑制能力，其中，0.54A是從規(guī)定值1.14A中減去單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.6A所得到的值，這樣，就需要使抑制高諧波用的電抗線圈過大和再次選擇方式等。這種情況下，由于相對于L1相和L2相成為有0.6A裕量的狀態(tài)，因此成為過高規(guī)格。
另一方面，如實施方式3所述，若將單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3連接到不同相上，則由于5次高諧波電流在所有相上共為0.2A，因此，為了得到適應(yīng)于高諧波規(guī)定的功率變換裝置，三相功率變換裝置6只要具有將流入其中的5次高諧波電流抑制到小于或等于0.94A程度的高諧波抑制能力即可，其中，0.94A是從規(guī)定值1.14A中減去單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3中的5次分量0.2A所得到的值。上述做法能夠避免僅有某一相(L1相、L2相)變?yōu)檫^高規(guī)格的狀態(tài)。因此，成為比實施方式1便宜的結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)裝置的小型化、低成本化。
在圖19中，為了容易理解而說明了由全都不同的相向3臺單相功率變換裝置7-1、7-2、7-3供電的情況，但是，沒有必要全都連接到不同的相，例如，也可以構(gòu)成為僅僅連接到單相功率變換裝置7-1的L1相、連接到其他單相功率變換裝置7-2、7-3的L3相。在單相負載為4臺以上的情況下，單相功率變換裝置的數(shù)目也會伴隨著它而超過4臺，因此，在這種情況下，也可以進行這種連接，以使連接于某一相上的個數(shù)不同。簡而言之，為了僅僅不使用交流電源1的特定相，能夠盡可能地使各相的電流高諧波分量平衡，也可以適當?shù)厥褂?相。
實施方式4圖20和圖21是表示作為本發(fā)明實施方式4的功率變換裝置中單相功率變換裝置的具體構(gòu)成例的電路圖。在上述實施方式3中，表示了各單相功率變換裝置連接到不同相來抑制各相電流的不平衡的構(gòu)成例，而在實施方式4中，表示了單相功率變換裝置從交流電源1的各相接收平衡良好的供電的構(gòu)成例。
在圖20中，將該直流電壓提供給需要直流電壓的類型的單相負載70的單相功率變換裝置105由以下部件構(gòu)成由其陽極連接到交流電源1的各相上，陰極被共同連接二極管D1-D3構(gòu)成的三相半波整流電路106；其一端連接到D1-D3的陰極之間的共同連接端的電抗線圈107；以及，連接于電抗線圈107的另一端與交流電源1的中性線之間的平滑電容器108。通過對交流電源1的各相電壓的正極性進行整流，從而得到直流電壓。
在圖21中，將該直流電壓提供給需要直流電壓的類型的單相負載70的單相功率變換裝置110由以下部件構(gòu)成由其陰極連接到交流電源1的各相上，陽極被共同連接二極管D4-D6構(gòu)成的三相半波整流電路111；其一端連接到交流電源1的中性線上的電抗線圈112；以及，連接于二極管D4-D6的陽極之間的共同連接端與電抗線圈112的另一端之間的平滑電容器113。通過對交流電源1的各相電壓的負極性進行整流，從而得到直流電壓。
由于通過上述這種結(jié)構(gòu)，從交流電源1的所有相的相電壓向單相功率變換裝置105執(zhí)行良好平衡的供電，因此，能夠抑制各相間的輸入電流不平衡，與實施方式3相同，能夠?qū)崿F(xiàn)裝置的小型化、低成本化，但是，關(guān)于抑制各相間的輸入電流不平衡，它比實施方式3更具效果。
即，在實施方式3中，有時會出現(xiàn)不能按照構(gòu)成系統(tǒng)的單相負載的個數(shù)和運行狀態(tài)、還有與交流電源1的連接狀態(tài)，來平衡良好地分配交流電源的各相輸入電流的情況。對此，在本實施方式4中，由于各單相負載分別由交流電源1的所有相來供電，因此，與單相負載的個數(shù)和運行狀態(tài)等無關(guān)，能夠比實施方式3更平衡地分配交流電源1的各相輸入電流。
但是，由于在圖20所示的結(jié)構(gòu)中利用交流電源1的負極性而不能供電，在圖21所示的機構(gòu)中利用交流電源的正極性不能供電，因此，分別在正負兩極性之間產(chǎn)生電流的不平衡，有時多少會發(fā)生偶次高諧波的情況。
接下來，圖22是表示應(yīng)用了圖20和圖21所示的單相功率變換裝置的功率變換裝置的構(gòu)成例的電路圖。在圖22中，在連接于三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-4具有1臺三相負載3以及2臺單相負載4-1、4-2的情況下，功率變換裝置5-5相對于三相負載3設(shè)置三相變換裝置6，相對于2臺單相負載4-1、4-2設(shè)置圖20和圖21所示的單相功率變換裝置105、110，從而將各負載輸入電流的合計即系統(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。
如此，若一起使用對交流電源1的各相電壓的正極性進行直流變換的單相功率變換裝置105，以及對各相電壓的負極性進行直流變換的單相功率變換裝置110，從而平衡良好地配置單相負載，則能夠抑制交流電源1的正負兩極性間的電流不平衡，能夠比僅僅使用單相功率變換裝置105和單相功率變換裝置110中的一個更等抑制偶次高諧波。
在圖22中，為了使電抗線圈107、112的功能位于同一元件內(nèi)，也可以將1個電抗線圈配置在圖中的連接點A和交流電源1的中性線上。通過使用上述方式，能夠省略電抗線圈107、112，從而實現(xiàn)低成本化。
實施方式5圖23是表示作為本發(fā)明實施方式5的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。在圖23中，在連接于三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-5具有1臺三相負載3以及利用相位控制來驅(qū)動的1臺單相負載4的情況下，功率變換裝置5-6相對于三相負載3設(shè)置三相變換裝置6，相對于單相負載4設(shè)置單相功率變換裝置115，從而將各負載輸入電流的合計即系統(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。
單相功率變換裝置115具有短路元件TR1-TR3，其一端連接在交流電源1的各相上，另一端被連接以形成交流電源1的中性點；以及，相位控制單元116，用于控制短路元件TR1-TR3。短路元件TR1-TR3是雙向傳導的短路元件，例如可以是組合了三端雙向晶閘管開關(guān)元件、二極管以及單向?qū)щ娦远搪吩鹊牟考?。相位控制電?16對短路元件TR1-TR3的點弧角進行控制，以便對于單相度在4的導通相位適用于電力應(yīng)用系統(tǒng)2-5的運行狀態(tài)。此時，對短路元件TR1-TR3的各點弧角進行控制，以便利用交流電源1的所有相電壓平衡良好地向單相負載4供電。
這里，就本實施方式5的意義進行說明。在單相負載4為交流馬達的情況下，在實施方式4中已經(jīng)說明過以下結(jié)構(gòu)單相負載4具有將直流轉(zhuǎn)換為交流的倒相器，單相功率變換裝置將交流電源1一次轉(zhuǎn)換為直流。換言之，若單相功率變換裝置如實施方式4所示是將交流電源1一次轉(zhuǎn)換為直流的結(jié)構(gòu)，則由于在單相負載4中需要倒相器而使成本升高。
因此，從避免單相負載4的成本上升的觀點來看，單相負載4為不具有倒相器而僅僅具有交流馬達的結(jié)構(gòu)，作為這種結(jié)構(gòu)，我們考慮使用單相功率變換裝置將交流電源1的某個相電壓(例如L1相)原封不動傳送給交流馬達的無變換方式。但是，在這種情況下，交流馬達盡管能夠驅(qū)動，但是僅僅以一定的速度驅(qū)動。對此，在本實施方式5中，由于導入了用于控制向交流馬達供電的導電相位的相位控制方式，因此，在單相負載4中不需要多余結(jié)構(gòu)就能夠簡單地改變交流馬達的速度。
之后，在采用相位控制方式的情況下，若僅僅以交流電源的特定相位(例如L1相)為對象，則由于流向交流馬達的輸入電流相對于所提供的L1相的電壓波形而言產(chǎn)生了失真，使其包含有高諧波分量，因此，僅僅是L1相包含交流馬達那么多量的高諧波。為了防止這種情況，在實施方式5中，構(gòu)成為從交流電源1的各相接受供電，平衡良好地執(zhí)行相位控制。因此，單相負載在交流馬達的情況下也是便宜的結(jié)構(gòu)，能夠由于各相電流的平衡緩和而得到對過高規(guī)格的抑制、裝置的小型化、低成本化的效果。
如此，在本實施方式5中表示了無變換方式的單相功率變換在裝置的結(jié)構(gòu)例，但是，按照本實施方式5的單相功率變換裝置115由于采用了相位控制方式，因此，得到了以下良好的效果。即，在單相功率變換裝置115的相位控制中，由于將產(chǎn)生了以下階次的點弧角區(qū)域設(shè)定為不使用區(qū)域，其中，所述階次使三相功率變換裝置6中的高諧波電流值相對于規(guī)定值增大，因此，能夠更便宜地構(gòu)成三相功率變換裝置6。
例如，若將作為高諧波抑制目標值的規(guī)定值設(shè)定為IEC高諧波抑制值，則在三相功率變換裝置6中難以抑制5次高諧波，但是，設(shè)5次高諧波電流相對于IEC高諧波規(guī)定值(5次＝1.14A，參見圖3)產(chǎn)生了1.0A，另外，設(shè)在單相功率變換裝置115的相位控制中，在點弧較120度±10度的區(qū)域內(nèi)，5次高諧波產(chǎn)生了0.1A以上的情況下，如前所述，通過將點弧角110度-130度設(shè)置為不使用區(qū)域，從而不提升三相功率變換裝置6的高諧波抑制能力，就能便宜地得到符合高諧波規(guī)定的功率變換裝置。
在圖23中，已經(jīng)說明了從交流電源1的各相接受供電，并平衡良好地進行相位控制，但是，按照與其他單相功率變換裝置的平衡，也可以構(gòu)成為從三相交流電源的某2相、或者是特定的1相接受供電來執(zhí)行相位控制。即，通過根據(jù)構(gòu)成系統(tǒng)的三相負載和三相負載的狀況，來隨機應(yīng)變地選擇該結(jié)構(gòu)，從而得到小型且低成本的功率變換裝置。
實施方式6圖24是表示作為本發(fā)明實施方式6的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。在圖24中，在連接到三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-5具有1臺三相負載3、以及利用相位控制來驅(qū)動的1臺單相負載4的情況下，功率變換裝置5-7相對于三相負載3設(shè)置了三相變換裝置6，相對于單相負載4設(shè)置了單相功率變換裝置120，從而能夠?qū)⒏髫撦d輸入電流的合計，即系統(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。
單相負載4是具有主繞組117和輔助繞組118的交流馬達。為了僅僅控制單相負載4的主繞組117的導電相位，單相功率變換裝置120設(shè)置了一個短路元件TR4，該短路元件TR4與主繞組117串聯(lián)且與輔助繞組118并聯(lián)。在交流電源1和單相負載4之間設(shè)置了一個單相負載運轉(zhuǎn)開關(guān)121，用于對是否向單相負載4供電進行切換。還設(shè)置了一個導電控制單元122，用于控制短路元件TR4和單相負載運轉(zhuǎn)開關(guān)121。
即，在本實施方式6中，表示了與實施方式5相同的，向無變換方式中導入相位控制后的單相功率變換裝置的構(gòu)成例，但是，作為該相位控制方式，它與實施方式5不同，它從交流電源的1相接受供電，之后執(zhí)行相位控制。
短路元件TR4利用導電控制單元122來控制點弧角，從而對作為交流馬達的單相負載4進行相位控制驅(qū)動。此時，由于僅僅控制交流馬達的主繞組117的導電相位，因此，即便在已經(jīng)打開短路元件TR4時，相電流也能夠經(jīng)由輔助繞組118流動，緩和了伴隨著短路元件TR4的開閉而產(chǎn)生的相電流波形失真，從而能夠抑制在單相負載4中產(chǎn)生的高諧波電流。之后，由于即便打開短路元件TR4，對于交流馬達的供電也會繼續(xù)，因此，在阻斷對于交流馬達的電力，以使其完全停止的情況下，利用導電控制單元122來進行控制，以便打開單相負載運轉(zhuǎn)開關(guān)71。
單相功率變換裝置120也可以構(gòu)成為將電力從L1相提供給單相負載4的主繞組117，將電力從L2相提供給輔助繞組118，從而利用三相交流電源1的某2相來抑制輸入電流的不平衡。
實施方式7圖25是表示作為本發(fā)明實施方式7的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。如圖25所示，在本實施方式7中表示了以下例子在連接到三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-4具有1臺三相負載124、以及2臺單相負載125、126的情況下，利用實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40構(gòu)成功率變換裝置5-8，從而執(zhí)行從三相功率變換裝置40分別向1臺三相負載124以及2臺單相負載125、126供電的情況的結(jié)構(gòu)例(之1)。
即，如實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40，如前所述，三相功率變換裝置40，通過使控制單元50執(zhí)行控制，以便以來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號為操作基準，使短路電路46每半個電源周期操作一次，以強行使短路電流流過一般的三相全波整流電路中不傳導相電流的區(qū)域，從而能夠擴大相電流流通角、抑制輸入電流該諧波分量、改善電源功率因數(shù)。
根據(jù)實施方式7的功率變換裝置5-8，在該三相功率變換裝置40中，三相負載124連接到由串聯(lián)連接的2個平滑電容器43、44構(gòu)成的串聯(lián)電路的兩端。之后，一方的單相負載125連接到一方的的平滑電容器43的兩端，另一方的單相負載126連接到另一方的平滑電容器44的兩端。這里，三相負載124，在圖6所示的三相負載20中設(shè)置了一個負載控制單元25，用以替代倒相器控制單元23。該負載控制單元25除了具有控制倒相器22的功能外，還具有控制2臺單相負載125、126的功能。三相功率變換裝置40的控制單元50從負載控制單元25獲取負載信息。
在根據(jù)實施方式7的功率變換裝置5-8中，通過使用具有每半個電源周期執(zhí)行一次短路操作的、便宜且簡單構(gòu)成的三相簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置40，從而不僅能夠抑制三相負載124的還能抑制單相負載125、126的高諧波電流，從而能夠?qū)⑾到y(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。之后，由于在三相功率變換裝置40之外沒有必要設(shè)置在其他實施方式中所示的單相功率變換裝置，因此，能夠得到實現(xiàn)了更小型化、低成本化的功率變換裝置。
由于單相負載125、126分別接受由串聯(lián)連接配置在三相整流器42的直流輸出端之間的2個平滑電容器43、44中的一個兩端電壓，即三相整流器42的輸出直流電壓的1/2電壓所提供的電力供給，因此，能夠用低耐壓元件構(gòu)成單相負載125、126。
實施方式8圖26是表示作為本發(fā)明實施方式8的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。如圖26所示，在本實施方式8中表示了以下例子在連接到三相4線式交流電源1上的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-5具有1臺三相負載127和1臺單相負載128的情況下，利用例如是實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40構(gòu)成功率變換裝置5-9，從而執(zhí)行從三相功率變換裝置40分別向1臺三相負載127以及1臺單相負載128供電的情況的結(jié)構(gòu)例(之2)。
即，如實施方式1(圖6)所示的三相功率變換裝置40，如前所述，三相功率變換裝置40，通過使控制單元50執(zhí)行控制，以便以來自電源電壓檢測電路49的相電壓過零信號為操作基準，使短路電路46每半個電源周期操作一次，以強行使短路電流流過一般的三相全波整流電路中不傳導相電流的區(qū)域，從而能夠擴大相電流流通角、抑制輸入電流該諧波分量、改善電源功率因數(shù)。
根據(jù)實施方式8的功率變換裝置5-9，在該三相功率變換裝置40中，三相負載127連接到由串聯(lián)連接的2個平滑電容器43、44構(gòu)成的串聯(lián)電路的兩端。之后，單相負載128連接到插入在交流電源中性點47和直流側(cè)中點45之間的平滑電容器48的兩端。這里，三相負載127，在圖6所示的三相負載20中設(shè)置了一個負載控制單元26，用以替代倒相器控制單元23。該負載控制單元26除了具有控制倒相器22的功能外，還具有控制單相負載128的功能。三相功率變換裝置40的控制單元50從負載控制單元26獲取負載信息。
在根據(jù)實施方式8的功率變換裝置5-9中，通過使用具有每半個電源周期執(zhí)行一次短路操作的、便宜且簡單構(gòu)成的三相簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置40，從而不僅能夠抑制三相負載127的還能抑制單相負載128的高諧波電流，從而能夠?qū)⑾到y(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。之后，由于在三相功率變換裝置40之外沒有必要設(shè)置在其他實施方式中所示的單相功率變換裝置，因此，能夠得到實現(xiàn)了更小型化、低成本化的功率變換裝置。不用說，同樣也能夠應(yīng)用在實施方式2(圖15)中所示的三相功率變換裝置100。
這里，在構(gòu)成短路電路46的短路元件S1-S3分別在每個電源半周期執(zhí)行一次開閉的情況下，伴隨著短路元件S1-S3的各個短路操作，在插入到交流電源中性點47和直流側(cè)中點45之間的電容器48上，如圖7(h)中虛線所示，流過了是電源頻率3倍頻率的交流電流。即，在本實施方式8中，利用該交流電流來執(zhí)行對于單相負載128的供電。之后，正如以下將要說明的那樣，出現(xiàn)在電容器48兩端上的交流電壓的電平由于與實施方式7中說明過的平滑電容器43、44的每一個的兩端電壓基本相同，因此，能夠利用低耐壓元件來構(gòu)成單相負載128。
即，出現(xiàn)在電容器48兩端上的交流電壓的電平如下。若設(shè)平滑電容器44的陰極為基準電位0“V”，與此相對，設(shè)平滑電容器43的陽極為Vdc“V”，則電容器48的直流中點45側(cè)的電位變?yōu)閂dc/2。另一方面，電容器48的交流電源中性點47側(cè)的電位是由伴隨著短路電路46的閉合操作而執(zhí)行充放電的電荷量所決定的，作為最大值，成為經(jīng)由短路電路46和三相整流器42而與平滑電容器43的陽極同電位的狀態(tài)，即成為Vdc“V”。作為最小值，成為經(jīng)由短路電路46和三相整流器42而與平滑電容器44的陰極同電位的狀態(tài)，即成為0“V”。因此，電容器48兩端的電位差為-Vdc/2～Vdc/2。但是，為了簡化說明，我們忽略了微少產(chǎn)生的三相整流器42和短路電路46中的電壓下降。如此，在本實施方式8中，由于對于單相負載128，最大也僅僅是施加作為平滑電容器43、44的各個的兩端電壓的|Vdc/2|的電壓，因此，能夠用低耐壓的元件構(gòu)成單相負載128。
之后，在所述實施方式7中，由于是將直流電壓125、126提供給單相負載的形式，因此，在單相負載125、126為交流馬達的情況下，在單相負載125、126中還需要一個變換為交流的倒相器。對此，在單相負載128為交流馬達的情況下，能夠構(gòu)成能避免單相負載128的成本上升的功率變換裝置。反之，根據(jù)本實施方式8，在單相負載128由直流電壓驅(qū)動的情況下，在單相負載128中，由于需要變換為直流的變換電路，因此，與實施方式7相比成本上升。
簡而言之，根據(jù)單相負載的形式是直流類型還是交流類型，也可以分別使用實施方式7和本實施方式8。于是，若要并用實施方式7的形式和本實施方式8的形式，則能夠得到能收容1臺交流負載、2臺直流型的單相負載以及1臺直流型的單相負載的功率變換裝置。
實施方式9圖27是表示作為本發(fā)明實施方式9的功率變換裝置的結(jié)構(gòu)的電路圖。如圖27所示，在本實施方式9中作為在連接到三相4線式交流電源1上的、具有1臺三相負載130和3臺單相負載131、132、133的電力應(yīng)用系統(tǒng)2-3的具體例子，對具有作為三相負載130的壓縮機、作為單相負載131、132、133的控制電源、室外送風機、室內(nèi)送風機的空調(diào)機進行說明。即，在圖27中，顯示了針對空調(diào)機的基本結(jié)構(gòu)的應(yīng)用例。
應(yīng)用于該空調(diào)機2-3的功率變換裝置5-10構(gòu)成為針對作為三相負載130的壓縮機，準備了例如是實施方式1(圖6)所示的三相簡易開關(guān)方式的三相功率變換裝置40；作為單相負載131、132的控制電源針對室外送風機，例如是以共用形式準備了沒有實施方式1(圖10)所示的短路元件的無源方式的單相功率變換裝置65；針對作為單相負載133的室內(nèi)送風機，準備追加到了例如是實施方式6(圖24)所示的無變換方式上的相位控制功能的單相功率變換裝置120。
向壓縮機130提供三相功率變換裝置40對三相交流電源1的三相電壓進行變換后的直流電壓，即，串聯(lián)連接的平滑電容器43、44的串聯(lián)電路的兩端電壓。將對交流電源1的例如是L3相和中性線間的相電壓進行直流變換的單相功率變換裝置65的平滑電容器68的兩端電壓同時提供給控制電源131和室外送風機132。向室內(nèi)送風機133提供了來自單相功率變換裝置120的受到相位控制的交流電壓，其中，單相功率變換裝置120對交流電源1的例如是L3相和中性線間的相電壓進行相位控制，并將其輸出。由此，功率變換裝置5-10能夠?qū)⒖照{(diào)機2-3的輸入電流的高諧波分量抑制到規(guī)定值。
在圖27中，設(shè)室外送風機132具有一個倒相器，它還準備有單相功率變換裝置65，但是，也能夠應(yīng)用先前說明過的單相功率變換裝置75、80、86等。在不具有倒相器的情況下，也可以準備無變換方式的單相功率變換裝置(單相功率變換裝置(115，120)。對室內(nèi)送風機133而言也是一樣的。毋庸置疑，對于三相功率變換裝置而言，三相功率變換裝置55，100也能夠同樣應(yīng)用。
在室外送風機132和室內(nèi)送風機133具有多個風扇馬達的情況下，也可以分離各個風扇馬達，將其看作不同的單相負載，之后，選擇適當?shù)膯蜗喙β首儞Q裝置和連接關(guān)系等來構(gòu)成功率變換裝置。即便在具有多個室內(nèi)機的多類型的空調(diào)機中，也能夠利用同樣的方式來構(gòu)成功率變換裝置。
在將本發(fā)明的功率變換裝置應(yīng)用于由多個電氣負載構(gòu)成的空調(diào)機的情況下，若將作為高諧波抑制目標值的規(guī)定值設(shè)定為IEC高諧波規(guī)定等級A的限度值，則能夠得到適合于IEC高諧波規(guī)定的便宜的功率變換裝置，能夠?qū)Ρ划斪鞴?jié)能類型的倒相器機種的普及作出貢獻。
實施方式10圖28是表示作為本發(fā)明實施方式10的功率變換裝置中單相功率變換裝置的構(gòu)成例(之7)的電路圖。為了容易理解，以將本實施方式10限定為單相功率變換裝置的形式來進行說明，但是，其內(nèi)容也同樣適用于三相功率變換裝置。即，本實施方式10也是三相功率變換裝置的具體構(gòu)成例(之3)。
在實施方式1-9所記載的功率變換裝置中，三相功率變換裝置和單相功率變換裝置為了擴大輸入電流的流通角而具有電抗線圈，但是，通過構(gòu)成為能夠改變該電抗線圈的電感，從而能夠得到提高了在系統(tǒng)輸入電流少的區(qū)域內(nèi)的電路效率、電源功率因數(shù)的功率變換裝置。
即，若設(shè)構(gòu)成電抗線圈的磁芯的透磁率為μ，磁芯的截面積為S，繞組的單位長度的繞線數(shù)為n，繞組寬度為d，則利用L＝μn2dS來提供在三相功率變換裝置和單相功率變換裝置中使用的電抗線圈的電感L。這里，μ是由磁芯材質(zhì)決定的常數(shù)，通常，通過增大繞線數(shù)n、繞組寬度d、磁芯截面積S中的任何一個，就可形成大電感值的電抗線圈。但是，若這些值變大，則電抗線圈的長度變長，繞組電阻R變大，若設(shè)I為流過電抗線圈的電流，則由RI2所提供的電抗線圈的歐姆損耗(日文銅損)，即在電抗線圈上的損耗增大。即，電感L越大，則能夠擴大輸入電流的流通角，高諧波抑制能夠提高，但是，電路損耗也變大。
這里，對電抗線圈的電感值L進行選擇，以便得到所期望的高諧波抑制能力。在實施方式1-9的說明中，在所有負載區(qū)域上，在將高諧波電流值抑制到某個規(guī)定值，諸如像IEC高諧波規(guī)定等級A的限度值(參見圖3)的情況下，通常設(shè)計一個電感值L，以便在輸入電流大，產(chǎn)生了大的高諧波電流的最大負載狀態(tài)下，滿足規(guī)定。即便在輸入電流變小，還沒有產(chǎn)生高諧波電流的低負載區(qū)域內(nèi)，同樣也可以使用該電感值L。為此，在低負載區(qū)域中，所產(chǎn)生的高諧波電流值成為相對于規(guī)定值有富裕量的狀態(tài)，從而造成了該富裕量這么多數(shù)量的無用的損耗。
但是，考慮系統(tǒng)運轉(zhuǎn)狀態(tài)的情況下，在空調(diào)機和電冰箱等中，特別是，由于最大負載狀態(tài)下的運轉(zhuǎn)在實際使用時很少，而一般都是在低負載狀態(tài)下的運轉(zhuǎn)，因此，可以說削減所述低負載下的無用損耗就是提高對于節(jié)能的貢獻。因此，在本實施方式10中，由于能夠抑制所述低負載下的無用損耗，為系統(tǒng)的節(jié)能作出貢獻，因此，例如如圖28所示構(gòu)成了單相功率變換裝置135。在圖28中表示了在圖13所示的單相功率變換裝置86中，利用能改變電感值的電抗線圈136來替換電抗線圈87，設(shè)置控制單元137來代替開關(guān)控制單元90的構(gòu)成例。
在圖28中，電抗線圈136例如串聯(lián)連接多個電抗線圈而構(gòu)成，能夠利用與連接到接點K上的端子(表示了端子A、B、C)之間的值，來將電感值改變?yōu)長a、Lb、Lc(La＜Lb＜Lc)?？刂茊卧?37與開關(guān)控制單元90相同，在基于圖中未示的單相負載信息來控制短路元件88的開閉的同時，還控制接點K的連接點。
例如，作為單相負載信息的輸入電電流IL是小與設(shè)置值Ia的低負載運轉(zhuǎn)狀態(tài)的情況下，控制單元137將接點K連接到端子A上，從而得到電抗線圈136小的電感值La。輸入電流IL大于設(shè)置值Ia而小于某個設(shè)置值Ib，從而成為大于設(shè)置值Ia的中負載運轉(zhuǎn)狀態(tài)的情況下，控制單元137將接點K連接到端子B上，電抗線圈136獲得到中間的電感值Lb。另外，在輸入電流IL為大于設(shè)置值Ib的高負載運轉(zhuǎn)狀態(tài)的情況下，控制單元137將接點K連接到端子C上，電抗線圈136得到了大的電感值Lc。
圖29是一張?zhí)匦员容^圖，用于說明應(yīng)用了圖28所示的單相功率變換裝置的情況下的效果。在圖29中，橫軸為輸入電流IL(A)，縱軸為(1)電路功率“％”；(2)高諧波電流產(chǎn)生量“A”，對此分別表示了利用本實施方式10所得到的特性(a)和(c)，以及利用已有例子所得到的特性(b)(d)。在橫軸中，上述設(shè)置值Ia之前的區(qū)域表示為低負載區(qū)域，從上述設(shè)置值Ia到設(shè)置值Ib的區(qū)域表示為中負載區(qū)域，設(shè)置值Ib以上的區(qū)域表示為高負載區(qū)域。
電感值La、Lb、Lc能夠設(shè)定為這樣一種電感值在各個負載區(qū)域中，產(chǎn)生的高諧波電流在某個水平或某個水平之下，且不過分對其進行抑制。其結(jié)果是，如圖29所示，(1)在電路效率[％]上，已有例子的特性(b)以具有從低負載區(qū)域到高負載區(qū)域的一個下降的斜率呈直線下降，但是，利用本實施方式10得到的特性(a)成為在各負載區(qū)域中，以具有階梯狀下降的斜率呈直線下降的特性。此時能夠確保在低負載區(qū)域和中負載區(qū)域中，與已有例子相比得到了提高，在高負載區(qū)域內(nèi)與已有例子同等功能。
(2)在高諧波電流產(chǎn)生量[A]上，已有例子的特性(d)以具有從低負載區(qū)域向高負載區(qū)域上升的斜率呈直線地向著所期望的高諧波抑制能力不斷增大，而利用本實施方式10所得到的特性(c)成為在各負載區(qū)域中，以具有階梯狀上升的斜率呈直線增大的特性。因此，表示在所有負載區(qū)域內(nèi)，能夠為止所期望的高諧波抑制能力。
已經(jīng)說明了電抗線圈136切換3種電感值，但是不用說切換數(shù)也可以是任意的。可以構(gòu)成為使用具有磁耦合的主繞組和輔助繞組2個繞組的電抗線圈，通過控制施加到輔助繞組的電壓或者是流過負值繞組的電流，從而能夠改變主繞組的電感值。也可以是根據(jù)負載的運轉(zhuǎn)狀態(tài)，在低負載側(cè)減小電感值，與變?yōu)楦哓撦d相聯(lián)動地增大電感值。
以上，表示了可改變圖13所示的單相功率變換裝置的電抗線圈的構(gòu)成例，但是，利用同樣的考慮而能夠改變利用電抗線圈來擴大輸入電流的流通角、抑制高諧波分量的三相功率變換裝置中的該電抗線圈。如果將功率變換裝置構(gòu)成為包含具有這種可變結(jié)構(gòu)的電抗線圈的三相功率變換裝置和單相功率變換裝置等，則在高諧波限度值被提供為絕對值的系統(tǒng)中，作為系統(tǒng)整體，能夠進一步有效地達到將輸入電流高諧波分量抑制到規(guī)定值的目的。
正如以上說明所述，根據(jù)本發(fā)明的三相功率變換裝置，在執(zhí)行交流·直流變換時，利用簡易開關(guān)方式，能夠抑制輸入電流的高諧波分量，能夠改善電源功率因數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的功率變換裝置能夠利用便宜的結(jié)構(gòu)將連接到三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)的輸入高諧波分量抑制到規(guī)定值。
本發(fā)明適用于在連接到三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，利用便宜的結(jié)構(gòu)來抑制系統(tǒng)的輸入高諧波分量，能改善電源功率因數(shù)的功率變換裝置。
權(quán)利要求
1.一種三相功率變換裝置，其特征在于，包括全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間串聯(lián)連接至少2個平滑電容器而構(gòu)成，所述三相整流器對經(jīng)由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；
3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端被共同連接而形成交流電源中性點，同時，該另一端經(jīng)由電容器或者是直接連接到所述至少2個平滑電容器之間的連接點上；以及，控制單元，進行使所述3個短路單元依據(jù)負載和電源電壓的變動而執(zhí)行開關(guān)操作的控制。
2.一種三相功率變換裝置，其特征在于，包括全波整流電路，通過在三相整流器的直流輸出端子間連接平滑電容器而構(gòu)成，所述三相整流器對經(jīng)由連接到三相交流電源的各相線上的電抗線圈而輸入的交流電壓進行整流；
3個短路單元，其一端分別連接到所述電抗線圈與所述三相整流器的各相輸入端的連接端，另一端共同經(jīng)由電容器或者是直接連接到所述三相整流器的一方輸出端上；以及控制單元，進行使所述3個短路單元依據(jù)負載和電源電壓的變動而執(zhí)行開關(guān)操作的控制。
3.如權(quán)利要求1所述的三相功率變換裝置，其特征在于，所述控制單元控制該開關(guān)操作，以使所述三個短路單元依據(jù)負載和電源電壓等的變動，每半個電源周期僅執(zhí)行1次或多次短路操作。
4.如權(quán)利要求2所述的三相功率變換裝置，其特征在于，所述控制單元控制該開關(guān)操作，以使所述三個短路單元依據(jù)負載和電源電壓等的變動，每半個電源周期僅執(zhí)行1次或多次短路操作。
5.如權(quán)利要求1所述的三相功率變換裝置，其特征在于，所述控制單元控制所述三個短路單元依據(jù)負載狀態(tài)來切換開關(guān)以下兩種狀態(tài)的操作在執(zhí)行一次閉合操作后，在所述電容器的充電完畢之前不執(zhí)行打開操作的狀態(tài)，以及，在執(zhí)行一次閉合操作后在所述電容器的充電完畢前執(zhí)行打開操作的狀態(tài)。
6.如權(quán)利要求2所述的三相功率變換裝置，其特征在于，所述控制單元控制所述三個短路單元依據(jù)負載狀態(tài)來切換開關(guān)以下兩種狀態(tài)的操作在執(zhí)行一次閉合操作后，在所述電容器的充電完畢之前不執(zhí)行打開操作的狀態(tài)，以及在執(zhí)行一次閉合操作后在所述電容器的充電完畢前執(zhí)行打開操作的狀態(tài)。
7.一種功率變換裝置，應(yīng)用于與三相4線式交流電源相連接、且至少1個三相負載和至少1個單相負載混合存在的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，其特征在于，包括按照與所述三相負載的數(shù)目相同或是其以下的數(shù)目來配置的三相功率變換單元，被輸入以所述三相4線式交流電源的各線間電壓，并將功率提供給所述三相負載；按照與所述單相負載的數(shù)目相同或是其以下的數(shù)目來配置的單相功率變換單元，被輸入以所述三相4線式交流電源的中性線與一個相之間的相電壓，并將功率提供給所述單相負載，其中，針對所述至少1個三相負載而設(shè)置的所述三相功率變換單元，以及針對所述至少1個單相負載而設(shè)置的所述單相功率變換單元被分別選定高諧波抑制量，以整體地將流入該電力應(yīng)用系統(tǒng)的輸入電流的高諧波分量抑制為規(guī)定值。
8.如權(quán)利要求7所述的功率變換裝置，其特征在于，在包含作為所述三相負載的三相電動機、以及除作為單相負載的三相電動機以外的室外機或室內(nèi)機中的任何一方或雙方的空調(diào)系統(tǒng)中使用。
9.如權(quán)利要求7所述的功率變換裝置，其特征在于，所述三相功率變換單元為權(quán)利要求1中所記載的三相功率變換裝置。
10.如權(quán)利要求7所述的功率變換裝置，其特征在于，所述三相功率變換單元是權(quán)利要求2中所記載的三相功率變換裝置。
11.如權(quán)利要求7所述的功率變換裝置，其特征在于，在存在多個所述單相功率變換單元的情況下，不是分別連接到相同的相線上，而是連接到所選擇的相線和中性線上，以在3個相線中抑制交流電源的相間不平衡。
12.如權(quán)利要求7所述的功率變換裝置，其特征在于，在所述單相功率變換單元具有對所述單相負載控制導電相位的相位控制單元的情況下，所述相位控制單元執(zhí)行相位控制，以在產(chǎn)生了利用所述三相功率變換單元難以抑制的階次的高諧波電流的點弧角帶域內(nèi)不執(zhí)行導電。
13.如權(quán)利要求7所述的一種功率變換裝置，其特征在于，它構(gòu)成為在所述三相功率變換單元、所述單相功率變換單元具有電抗線圈的情況下，所述電抗線圈中的任一個或多個構(gòu)成為取多個電感值，根據(jù)功率變換單元所連接的各個負載的運行狀態(tài)，與負載電流變小相關(guān)聯(lián)地減小電感值，與負載電流變大相關(guān)聯(lián)地增大電感值。
全文摘要
本發(fā)明提供一種三相功率變換裝置及功率變換裝置。在連接于三相4線式交流電源上的電力應(yīng)用系統(tǒng)中，能夠利用廉價的結(jié)構(gòu)將系統(tǒng)的輸入高諧波分量抑制到規(guī)定值。配置于電力應(yīng)用系統(tǒng)2內(nèi)的功率變換裝置5由以下部件構(gòu)成三相功率變換裝置6，用于接受三相4線式交流電源1的各線間電壓，并向三相負載3供電；以及，單相功率變換裝置7，接受三相4線式交流電源1的中性線和1個相之間的相電壓，并向單相負載4供電。當提供了交流·直流變換功能時，三相功率變換裝置6和單相功率變換裝置7可以具有交流·直流變換功能、交流·交流變換功能以及指定的諧波抑制功能中的任何一種功能。布置并選擇相應(yīng)的負載的數(shù)目，使其最多與三相電力轉(zhuǎn)換裝置6以及單相電力轉(zhuǎn)換裝置7相同，從而整體上將對于電力應(yīng)用系統(tǒng)2的輸入抑制到規(guī)定值。
文檔編號H02M5/257GK1701500SQ200480001118
公開日2005年11月23日 申請日期2004年7月12日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月15日
發(fā)明者西田信也, 篠本洋介, 川久保守, 山田倫雄, 有澤浩一, 矢部正明 申請人:三菱電機株式會社