專利名稱：脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種脈寬調(diào)制型變頻電源，尤其涉及一種該脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒ā?br> 背景技術(shù)：
在各種脈寬調(diào)制型的變頻電源中，為防止開關(guān)器件功率模塊一個橋臂的上下兩管由于直通而損壞，都設(shè)有死區(qū)時間。在死區(qū)時間內(nèi)，由于上下管都沒有觸發(fā)信號，輸出電壓完全取決于輸出電流的極性，因此輸出電壓是不可控的。其造成的直接后果就是輸出電壓與指令電壓之間產(chǎn)生誤差，輸出電流產(chǎn)生畸變。如果負載為電機，則轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生脈動，低速時，輸出轉(zhuǎn)矩的能力降低，甚至出現(xiàn)帶不動負載的情況。
現(xiàn)有的變頻器中，一般都對這種死區(qū)時間進行了補償。有一種補償方法是采用軟件的方法，通過對電流進行檢測，判斷其極性來獲得死區(qū)補償?shù)姆较蛴没魻杺鞲衅鬟M行電流采樣得到電流的方向si，以此作為判斷死區(qū)補償方向的依據(jù)。在這種方法中，最大的缺點就是在電流這個模擬信號的采樣過程中，不可避免的混有噪聲信號，而這種噪聲信號很難靠一般的方法濾除，因此可能造成電流極性檢測的錯誤，從而引起誤補償?shù)陌l(fā)生；另一種對死區(qū)進行補償?shù)姆椒ㄊ峭ㄟ^采樣輸出相電壓的脈沖寬度，并與指令脈沖電壓寬度進行比較，以此差值作為死區(qū)補償?shù)姆较虻囊罁?jù)。這種方法的最大的缺點是，輸出相電壓的脈沖寬度的獲得比較困難，需要依賴較復(fù)雜的的硬件電路，并且要占用CPU大量的資源，且補償過程中有兩個開關(guān)周期的延遲。
在已公開的中國專利申請?zhí)柺?0122378，名為《變頻器的死區(qū)補償方法》中，通過電壓空間矢量定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中實際反饋電流矢量的相位角濾波獲得功率因數(shù)角，將計算得到的功率因數(shù)角經(jīng)過慣性濾波，獲得參考矢量位置角，從而獲得三相參考電流極性，并以此參與前饋補償，但該方法只能用于空間矢量電壓調(diào)制，且在穩(wěn)態(tài)運行時。
在已公開的中國專利申請?zhí)柺?1144167，名為《一種用于脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒ā分?，依賴于簡單的硬件電路檢測出相電壓在死區(qū)時間內(nèi)的正負，并盡量減少在控制上時間的延遲，得到準確的死區(qū)補償方向，從而獲得準確有效的補償效果。該方法直接，但對電壓采樣電路的隔離要求高，設(shè)計時需對系統(tǒng)的抗干擾性、強弱電隔離等進行仔細設(shè)計。
從上述可以看出現(xiàn)有的死區(qū)補償方法，均按設(shè)定的死區(qū)時間、PWM逆變器周期依次進行相應(yīng)的補償，而PWM調(diào)制受最小脈寬限制，按設(shè)定的死區(qū)時間進行補償會造成過補償，也未對補償效果進行實時評判。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明需要解決的技術(shù)問題是提供了一種脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒?，旨在解決上述的缺陷。
為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明是通過以下步驟實現(xiàn)的將通過相電流檢測電路檢測輸出三相電流Ia、Ib、Ic或其中的二相電流和由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr一起作為比例調(diào)節(jié)器的輸入量；經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到相應(yīng)的三相輸出電壓參考量Va，Vb，Vc給PWM控制電路驅(qū)動功率開關(guān)器件；其中比例調(diào)節(jié)器中的Kp，Ki是可變的參數(shù)，針對不同的負載；與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是通過對輸出電流的閉環(huán)直接控制，從而顯著減小輸出電流波形的畸變，輸出電流逼近正弦波；電機運行噪音小，運行平穩(wěn)，具有較高的可靠性及穩(wěn)定性。


圖1是本發(fā)明的框圖；
圖2A、圖2B兩相電流檢測電路；圖3A、圖3B是電流判向電路；圖4A、圖4B是實施例的流程圖；具體實施方式
下面結(jié)合附圖與具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細描述由圖2A、圖2B、圖3A、圖3B可見本發(fā)明是通過以下步驟實現(xiàn)的將通過相電流檢測電路檢測輸出三相電流Ia、Ib、Ic或其中的二相電流和由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr一起作為比例調(diào)節(jié)器的輸入量；所述的Ia、Ib、Ic是通過兩相電流檢測電路和電流判向電路得到的IU、IV為電流傳感器的輸出，范圍±4V對應(yīng)電流傳感器的額定電流；例如電流傳感器額定電流為50A，以IU為例如輸出電流為25A，則電流傳感器輸出IU＝2V；如輸出電流為-25A，則電流傳感器輸出IU＝-2V；所述的電流檢測電路為絕對值變換電路，將IU、IV的范圍為±4V的信號變成0～2.5V；AIN0、AIN1為信號變換后的輸出直接給A/D(模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換器(本發(fā)明采用DSP內(nèi)置轉(zhuǎn)換器)；符號由判向電路輸出IUD、IVD決定高電平為正，低電平為負；IUD、IVD接A/D轉(zhuǎn)換器輸入端口進行檢測；AIN0、AIN1經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后結(jié)果存在ADCRESULT0和ADCRESULT1寄存器中如果IUD為高電平Ia＝ADCRESULT0；如果IUD為低電平Ia＝-ADCRESULT0；如果IVD為高電平Ib＝ADCRESULT1；如果IVD為低電平Ib＝-ADCRESULT1；Ic＝-(Ia+Ib)；所述的由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr是根據(jù)給定的勵磁電流Id，力矩電流Iq及相位角θ生成的由逆Park變換
ID＝Id×cosθ-Iq×sinθIQ＝Id×sinθ+Iq×cosθ由逆Clarke變換Iar＝IDIbr=-ID+IQ×32]]>Icr=-ID-IQ×32]]>根據(jù)處理器計算能力可實時計算正弦參考相電流或預(yù)先造表用查表法獲得；本發(fā)明采用32位DSP實時計算；經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到相應(yīng)的三相輸出電壓參考量Va，Vb，Vc給PWM控制電路驅(qū)動功率開關(guān)器件；其中比例調(diào)節(jié)器中的Kp，Ki是可變的參數(shù)，針對不同的負載；比例調(diào)節(jié)器中有兩個可調(diào)參數(shù)Kp、Ki。Kp為比例系數(shù)，Ki為電流調(diào)節(jié)系數(shù)；Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia)Vb＝Kp×(Ibr×Ki-Ib)Vc＝Kp×(Icr×Ki-Ic)所述的Ki作用是保證參考電流與實際輸出電流間有一個靜差，Kp則用于調(diào)節(jié)輸出電壓幅值。
比例調(diào)節(jié)器輸出Va、Vb、Vc中包含了因死區(qū)引起的輸出電流變化的補償量，以Ia為例設(shè)Ia’為理想電流值，Dia為死區(qū)引起的輸出電流變化量則Ia＝Ia’-DiaVa＝Kp×(Iar×Ki-Ia)Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia′+Dia)Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia′)+Kp×Dia
Kp×Dia為死區(qū)補償量。
本發(fā)明由正弦參考相電流曲線生成、比例調(diào)節(jié)器和電流檢測電路構(gòu)成，其中正弦參考相電流曲線生成、比例調(diào)節(jié)器由軟件實現(xiàn)。
相電流檢測電路，檢測輸出三相電流Ia，Ib，Ic。由于電機負載三相電流和為零，可以只檢測二相電流，合成第三相，Ic＝-(Ia+Ib)。
檢測得到的輸出電流Ia，Ib，Ic與生成的正弦參考相電流Iar，Ibr，Icr一起作為比例調(diào)節(jié)器的輸入量，經(jīng)過調(diào)節(jié)得到相應(yīng)的三相輸出電壓參考量Va，Vb，Vc給PWM控制電路驅(qū)動功率開關(guān)器件，實現(xiàn)對輸出電流的直接控制。比例調(diào)節(jié)器的Kp，Ki為可變的參數(shù)，針對不同的負載，設(shè)置合適的Kp，Ki值獲得預(yù)期的輸出電流。以DSP產(chǎn)生三相PWM為例，PWM載波頻率8KHz，時鐘40M，T1PR為周期寄存器，CMPR1、CMPR2、CMPR3為比較寄存器12位A/D轉(zhuǎn)換器3V參考電壓(美國德州儀器(TI)2002年6月SPRU060.pdf TMS320F28x Analog-to-Digital Converter(ADC)Peripheral Reference Guide 1-2、1-4；2002年5月SPRU065.pdfTMS320F28x Event Manager(EV)Peripheral Reference Guide 1-1～1-33)則T1PR＝2500Ki＝1.2如Iar＝4095對應(yīng)50A，因本實施例電流檢測電路將額定電流變換到2.5V，故有Ia＝4095×2.5/3＝3412因T1PR＝2500所以比較寄存器的最大值為2500對應(yīng)最大輸出電壓，而0對應(yīng)最大負電壓輸出，故Kp＝1250÷(Ki×Iar-Ia)Kp＝1250÷(1.2×4095-3412)＝0.832
如果期望輸出電流Ia’＝1A＝3412÷50＝68.24，Iar＝4095÷50＝81.9Va＝0.832×(81.9×1.2-68.24)＝24.993CMP1＝1250+25＝1275這是理想值而實際電流因死區(qū)影響偏離期望值，假設(shè)實際檢測電流Ia＝0.95A＝64.828Va＝0.832×(81.9×1.2-64.828)＝27.832死區(qū)補償值＝27.832-24.993＝2.839取整后＝3CMP1＝1250+28＝1278本實施例說明采用本發(fā)明可以根據(jù)死區(qū)影響的大小進行補償。
本發(fā)明通過對輸出電流的閉環(huán)直接控制，從而顯著減小輸出電流波形的畸變，輸出電流逼近正弦波，從而使電機運行噪音小，運行平穩(wěn)。
在矢量控制變頻器中，根據(jù)給定的勵磁電流Id，力矩電流Iq及相位角θ經(jīng)逆Park變換、逆Clarke變換計算Iar，Ibr，Icr，從而獲得正弦參考相電流曲線，檢測得到的輸出電流Ia，Ib，Ic，經(jīng)比例調(diào)節(jié)器輸出Va，Vb，Vc產(chǎn)生PWM驅(qū)動功率開關(guān)器件IPM。采用TI最新的32位DSP實現(xiàn)軟件算法和PWM輸出，如圖4A、圖4B所示，其中框內(nèi)的文字是TIDSP手冊中標(biāo)準格式。
權(quán)利要求
1.一種脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒?，是通過以下步驟實現(xiàn)的將通過相電流檢測電路檢測輸出三相電流Ia、Ib、Ic或其中的二相電流和由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr一起作為比例調(diào)節(jié)器的輸入量；經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到相應(yīng)的三相輸出電壓參考量Va，Vb，Vc給PWM控制電路驅(qū)動功率開關(guān)器件；其中比例調(diào)節(jié)器中的Kp，Ki是可變的參數(shù)，針對不同的負載。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒?，所述的Ia、Ib、Ic是通過兩相電流檢測電路和電流判向電路得到的IU、IV為電流傳感器的輸出，范圍±4V對應(yīng)電流傳感器的額定電流；所述的電流檢測電路為絕對值變換電路，將IU、IV的范圍為±4V的信號變成0～2.5V；AIN0、AIN1為信號變換后的輸出直接給A/D轉(zhuǎn)換器；符號由判向電路輸出IUD、IVD決定高電平為正，低電平為負；IUD、IVD接A/D轉(zhuǎn)換器輸入端口進行檢測；AIN0、AIN1經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后結(jié)果存在ADCRESULT0和ADCRESULT1寄存器中如果IUD為高電平Ia＝ADCRESULT0；如果IUD為低電平Ia＝-ADCRESULT0；如果IVD為高電平Ib＝ADCRESULT1；如果IVD為低電平Ib＝-ADCRESULT1；Ic＝-(Ia+Ib)；所述的由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr是根據(jù)給定的勵磁電流Id，力矩電流Iq及相位角θ生成的由逆Park變換ID＝Id×cosθ-Iq×sinθIQ＝Id×sinθ+Iq×cosθ由逆Clarke變換Iar＝IDIbr=-ID+IQ×32]]>Icr=-ID-IQ×32]]>所述正弦參考相電流可以實時計算或預(yù)先造表用查表法獲得；所述的Va，Vb，Vc是這樣得到的Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia)Vb＝Kp×(Ibr×Ki-Ib)Vc＝Kp×(Icr×Ki-Ic)所述的Kp為比例系數(shù)，Ki為電流調(diào)節(jié)系數(shù)；所述的Ki作用是保證參考電流與實際輸出電流間有一個靜差，Kp則用于調(diào)節(jié)輸出電壓幅值。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種脈寬調(diào)制型變頻電源中死區(qū)補償?shù)姆椒?，是通過以下步驟實現(xiàn)的將通過相電流檢測電路檢測輸出三相電流Ia、Ib、Ic或其中的二相電流和由正弦參考相電流生成的Iar、Ibr、Icr一起作為比例調(diào)節(jié)器的輸入量；經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)得到相應(yīng)的三相輸出電壓參考量Va，Vb，Vc給PWM控制電路驅(qū)動功率開關(guān)器件；其中比例調(diào)節(jié)器中的Kp，Ki是可變的參數(shù)，針對不同的負載；本發(fā)明的有益效果是通過對輸出電流的閉環(huán)直接控制，從而顯著減小輸出電流波形的畸變，輸出電流逼近正弦波；電機運行噪音小，運行平穩(wěn)，具有較高的可靠性及穩(wěn)定性。
文檔編號H02M5/458GK1808873SQ200510028358
公開日2006年7月26日 申請日期2005年7月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月29日
發(fā)明者馬建雄 申請人:上海新時達電氣有限公司