專利名稱：同步電動機的驅動裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種不采用對電氣角位置進行檢測的傳感器、也能實現(xiàn)對同步電動機的控制的同步電動機的驅動裝置。
背景技術：
作為不用對轉子的電氣角位置進行檢測，來推定內部的磁極位置，從而對同步電動機進行控制的方法，已經被提出了很多。例如，專利文獻1中，公開了一種對于永磁同步電動機(以下稱作PM電動機)，向正交的兩個軸方向施加電壓脈沖，并檢測出各個軸方向產生的電流脈沖的振幅，從而推定磁極位置的方法。該方法中，通過導入產生的電流和推定磁極位置的關系的近似式，從而與使電壓脈沖的施加次數(shù)最小化同時、確保推定精度。
并且，專利文獻2中，公開了一種對三相中的每相施加正負電壓脈沖，并對在每相產生的電流脈沖的振幅進行檢測，基于此推定磁極的位置的方法。該方法中，推定精度限定在±30度的范圍內，但電流脈沖的檢測，具有只簡單地對功率轉換器的直流電流進行檢測便結束的優(yōu)點。
這些方法，例如如專利文獻1的圖2、圖3中易于判斷的所記載的內容所示，以接下來的假設為前提。即，在作為轉子磁鐵位置的d軸上，若向增強磁通量的方向施加電壓脈沖，則增加用于緩和磁飽和的電感(inductance)，電流變化變得緩慢。其結果，若在d軸上注入正和負的連續(xù)脈沖，則會有正和負的非對稱的電流流動。因此，通過檢查電流波形中含有的正負對稱性，就能夠對是否存在磁通進行觀測，通過對因該磁飽和的影響而產生的電流波形的變化進行檢測，就能夠對磁通的位置進行檢測。
然而，實際上，由于PM電動機的轉子結構、定子槽結構、或線圈的繞向等，根據(jù)上述電流Idc的大小，有時該假設不一定成立。其影響，雖然可通過增大電壓脈沖的振幅，增強磁飽和來解決，但受對電動機進行驅動的控制器的制約，未必能得到充分的磁飽和。
專利文獻1特開2002-783902號公報專利文獻2特開平8-13196號公報(特開平3-207250號公報)發(fā)明內容本發(fā)明的目的在于，提供一種不受作為對象的同步電動機的結構不同的影響、能夠高精度地推定其磁極位置的同步電動機的驅動裝置。
本發(fā)明的另一目的在于，提供一種只采用驅動同步電動機的功率轉換器的直流電流，不論同步電動機的結構如何，都能高精度地推定其磁極位置的同步電動機的驅動裝置。
本發(fā)明的一種形式，其特征在于，在具有通過功率轉換器對同步電動機提供脈動電流的脈動電流施加機構和磁極位置推定機構的同步電動機的驅動位置中，對脈動電流的正側、負側的每一側，檢測相位不同的至少兩個功率轉換器的直流電流值，基于它們兩個的電流的大小關系推定同步電動機的磁極位置。
本發(fā)明的另一種形式，其特征在于，對脈動電流的正側、負側的每一側，檢測功率轉換器的直流電流的變化率，并基于它們兩個電流的變化率的關系推定同步電動機的磁極位置。
根據(jù)本發(fā)明，可提供一種不受同步電動機的不同結構的影響，能夠高精度推定磁極位置的同步電動機的驅動裝置。
本發(fā)明的其它目的以及特征，由下述的實施方式的說明可明確。
圖1為本發(fā)明的第1實施方式的同步電動機驅動系統(tǒng)的控制框圖。
圖2為將說明本發(fā)明的原理的同步電動機的磁通和產生的電流之間的關系作為磁極軸和推定軸一致時的磁飽和電流脈動的關系的示意圖。
圖3為在本發(fā)明的第1實施方式的磁極位置推定中對dc軸施加電壓時的各部分的動作波形圖。
圖4為在相同的第1實施方式中給qc軸施加電壓時的各部分動作波形圖。
圖5為表示功率轉換器的輸出電壓和直流電阻中流過的相電流的關系的圖。
圖6為本發(fā)明的第1實施方式的磁極位置推定機構的功能框圖。
圖7為本發(fā)明的第1實施方式的變形例的控制裝置的各部分的動作波形圖。
圖8為相同的其他變形例中的控制裝置的各部分的動作波形圖。
圖9為本發(fā)明的第1實施方式中的同步電動機驅動裝置的處理流程圖。
圖10為在本發(fā)明的第2實施方式的磁極位置推定中給dc軸施加電壓時的各部分的動作波形圖。
圖11為在相同的第2實施方式中給qc軸施加電壓時的各部分動作波形圖。
圖12為本發(fā)明的第2實施方式中的PWM調制機構的功能框圖。
圖13為本發(fā)明的第2實施方式中的磁極位置推定機構的功能框圖。
圖14為表示本發(fā)明的第1實施方式中的電動機的中性點電位的波形圖。
圖15為表示本發(fā)明的第2實施方式中的電動機的中性點電位的波形圖。
圖16為在本發(fā)明的第3實施方式的磁極位置推定中給dc軸施加電壓時的各部分的動作波形圖。
圖17為在相同的第3實施方式中給qc軸施加電壓時的各部分動作波形圖。
圖18為本發(fā)明的第3實施方式中的PWM調制機構的功能框圖。
圖19為表示本發(fā)明的第3實施方式中的電動機的中性點電位的波形圖。
圖20為在本發(fā)明的第4實施方式的磁極位置推定中給dc軸施加電壓時的各部分的動作波形圖。
圖21為在相同的第4實施方式中給qc軸施加電壓時的各部分動作波形圖。
圖22為本發(fā)明的第4實施方式的磁極位置推定機構的功能框圖。
圖中1-控制裝置，2-功率轉換器，3-同步電動機(PM電動機)，4-電流檢測機構，5-dq轉換器，6-矢量控制機構，7-積分器，8-dq逆變器，9-PWM調制機構，91-相電壓指令再設定機構，92-相輸出電壓指令運算機構，93-調制頻率指令設定機構，10-脈動電流施加機構，12-磁極位置推定機構，121-延遲器，122-加法器，123-絕對值運算器，124-電流極性運算器，125、125’、125”-電流變化量運算機構，126、126’、126”-磁極位置推定運算機構，13-速度校正機構，15-電壓設定變更機構，21-主電路部，22-直流電阻，23-直流電壓源。
具體實施例方式
下面，參照
本發(fā)明的實施方式。
(實施例1)圖1為本發(fā)明的第1實施方式的永磁同步電動機(PM電動機)的驅動裝置的控制框圖。本驅動裝置，大致區(qū)分具備對PM電動機的驅動裝置整體進行控制的控制裝置1；將電壓可變·頻率可變的交流供給PM電動機的功率轉換器2以及三相PM電動機3，在控制裝置1內，對PM電動機3的轉子位置進行推定運算和旋轉速度控制。
控制裝置1，具體來說，具備以下的功能模塊。首先是，電流檢測器4，其對功率轉換器2的直流電流進行檢測，和dq轉換器5，其將其電流檢測值坐標變換為控制裝置1的旋轉坐標軸dc軸qc軸上的電流值。其次是，矢量控制機構6，其基于期望的速度指令或者轉矩指令，計算對PM電動機3的施加電壓。還有，積分器7，其對PM電動機3的電氣角頻率ω1c進行積分、并運算出電氣角位置(或者相位)θdc；和逆變器8，其將dcqc軸上的電壓指令Vdc*、Vqc*坐標變換為三相交流的電壓指令的dq。還具備，PWM調制機構9，其基于上述三相交流的電壓指令，產生用于對功率轉換器2進行控制的脈沖。這里，設置產生脈動電流的脈動電流施加機構10，并追加將其輸出的電壓信號、與作為上述矢量控制機構6的輸出的電壓指令相加的第1加法器11。而且，還設置了磁極位置推定機構12，其計算出作為本實施例的特征部分的軸誤差(PM電動機內部和控制器內部的磁極位置的誤差)Δθ；和速度校正機構13，其基于所得到的軸誤差Δθ計算速度指令的校正量Δω1。進一步，還具備第2加法器14，其將上述速度指令的校正量Δω1與速度指令值ω1*相加并算出電氣角頻率ω1c；和施加電壓設定機構15，其設定脈動電流施加機構10的動作。
并且，功率轉換器2，具備接受來自PWM調制機構9的信號并將電壓輸出給PM電動機3的主電路部21、電流檢測用直流電阻22、以及成為主電路部21的電源的直流電壓源23。
矢量控制機構6中，進行用于以期望速度、或者轉矩控制PM電動機3的電壓指令運算。電流檢測器4，其對流過功率轉換器2的直流電阻22的直流電流Ish進行檢測。采用該檢測值和來自PWM調制機構9的電流檢測時刻(timing)設定信號SAH，通過dq轉換器5，再現(xiàn)PM電動機3的三相交流電流。再現(xiàn)的三相交流電流，轉換成控制器內部的旋轉坐標軸dcqc軸上的值Idc、Iqc。令由控制裝置1推定的PM電動機3的磁極方向的成分為Idc，令與其正交的成分為Iqc，按照其分別為規(guī)定值的方式，在矢量控制機構6中、計算并輸出應提供給PM電動機3的dc軸qc軸上的施加電壓指令Vdc0*、Vqc0*的值。這些電壓指令，通過dq逆變器8再次轉換成三相交流量，在PWM調制機構9中，轉換成用于使功率轉換器2進行切換(switching)動作的脈沖信號。功率轉換器2，通過PWM調制機構9的輸出信號而被驅動，并將相當于由控制裝置1計算的電壓指令的電壓，施加給PM電動機3。
然而，如果具備對PM電動機3的磁極的相位θ(位置)進行直接檢測的磁極位置檢測器，則基于其檢測的相位可對3相檢測電流進行坐標變換，從而獲得作為激勵電流成分的dc軸電流Idc和作為轉矩電流成分的qc軸電流Iqc。矢量控制機構6，為對這兩個電流成分單獨進行控制的機構，在內部存在用于將PM電動機3的速度或轉矩設為期望值的轉矩電流指令和激勵電流指令。由此通過改變電壓指令Vdc0*、Vqc0*的值，從而使dc軸電流Idc和qc軸電流Iqc一致。
由此，進行矢量控制時，需要對PM電動機內部的磁極位置進行檢測。本發(fā)明的PM電動機的驅動裝置，是一種不采用磁極位置檢測器(無傳感器)，而對PM電動機內部的磁極位置進行推定的裝置。
首先，說明本發(fā)明的磁極位置推定的動作原理。
圖2，為永磁同步電動機(PM電動機)中磁通φm和產生的電流Idc之間的關系圖。首先，圖(A)表示專利文獻1等的一點電流檢測法中的永磁磁通φm和產生的電流Idc之間的關系。同圖中圖(a)是dc軸和PM電動機內部的永磁磁通φm的方向，(b)是電流Idc和一次磁通φId的關系的示意圖，(c)是電流Idc的波形圖。如圖(a)那樣，假設施加電壓脈沖的dc軸，與PM電動機內部的永磁磁通φm的方向一致的情況。當電流Idc和永磁磁通φm的方向一致時，電流Idc的磁通與永磁磁通φm的方向一致，并作用于使PM電動機的鐵心的磁飽和增強的方向。此時的電感Lds，相對電流Idc和永磁磁通φm的方向為相反時的電感Ldo較小，電流Idc變化為圖(c)那樣。專利文獻1等中，利用該性質，根據(jù)電流Idc，推定PM電動機的磁極位置。
然而，在PM電動機定子的部分飽和受影響的情況下，根據(jù)電流Idc的大小，該假設不一定成立，且磁極位置的推定誤差可能變大。該部分飽和的影響，還依賴于PM電動機的結構，若電流Idc變大則其影響會相對變小，但可能會受驅動PM電動機的控制電容的制約。
圖2(B)，表示用于說明本發(fā)明的兩點電流檢測法的原理的PM電動機的永磁磁通θm和產生的電流Idc之間的關系。同圖(a)～(c)，分別與同圖(A)的(a)～(c)相對應。該圖中，說明即使在PM電動機定子的部分飽和受影響的情況下，按照PM電動機原本的特性也能夠取出成分Lds0和Ld0的影響。
首先，如圖(b)所示，假設作為對象的PM電動機，在定子的部分飽和受影響、且電流Idc較小的區(qū)域，Lds2＜Lds1。此時，如圖(c)所示，由電流Idc的絕對值可見，|ΔIdcp2|＜|ΔIdcn2|，負方向方較大。因此，若根據(jù)圖2(A)的一點電流檢測法，恐怕會錯誤判斷電流Idc負方向方比正方向大，電感正方向方較大。
對此，本發(fā)明的一實施方式中，如圖2(B)的(c)所示，正負側分別進行兩點的電流檢測，根據(jù)這兩個電流的大小的關系，推定磁極位置。例如，因兩點間的電流變化率，正方向方較大，從而取出原本的電感Lds0和Ld0的特性。即，(|ΔIdcp2|-|ΔIdcp1|)＞(|ΔIdcn2|-|ΔIdcn1|)，只取出Lds0和Ld0的特性，可推定高精度的磁極位置。
關于以上的原理，進行更詳細的說明。
根據(jù)永磁磁通φm的影響，dc軸電流Idc相對其極性為非對稱變化。這是因為，由Idc的影響使原來的一次磁通減少，電感(L∝dI/dt)變化。這里，令電感對dc軸正方向為Lds0，對dc軸負方向為Ld0，則Lds0＜Ld0。
一方面，在dc軸電流Idc小的情況下，例如受PM電動機的定子結構等的影響的情況下，具有圖2(B)的(b)這樣的磁特性。其理由在于，很多情況下，因結構的原因，即使在Idc小時，也會引起例如定子的齒槽(slot tees)的部分飽和等。同圖(a)中，使dc軸正方向的微弱電流相對應的電感為Lds1、關于dc軸負方向為Lds2。另，本圖中假設Ld0＞Lds2、Lds1＞Lds0。此時，當dc軸電流Idc小時(ΔIdcn1＜Idc＜ΔIdcp1)，Idc在dc軸正方向依據(jù)Lds1而變化，在dc軸負方向依據(jù)Lds2而變化。另一方面，在dc軸電流Idc大(Idc＜ΔIdcn1或者ΔIdcp1＜Idc)時，Idc在dc軸正方向依據(jù)Lds0而變化，在dc軸負方向依據(jù)Ld0而變化。在軸誤差Δθ的推定中，需要上述電感中Lds0和Ld0的信息，但實際上檢測的dc軸電流Idc的大小ΔIdcp2、ΔIdcn2，分別含有Lds0和Lds1、Ld0和Lds2的影響。產生的dc軸電流Idc的波形與檢測的電流值ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2的關系，如圖2(B)的(c)所示。即，電流的脈動成分的關系，若根據(jù)假設則應該為|ΔIdcp2|＞|ΔIdcn2|，相反則為|ΔIdcp2|≤|ΔIdcn2|，很明顯不能正確推定磁極位置。這里，為了只取出作為磁極位置推定中應采用的電流成分的Lds0以及Ld0電流的脈動成分，根據(jù)式(1)，求出電流變化率|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|。這樣，|ΔIdcp’|成為根據(jù)Lds0變化的dc軸電流Idc的成分，|ΔIdcn’|成為根據(jù)Ld0變化的dc軸電流Idc的成分，能夠將永磁磁通Φm的電感的變化的影響作為dc軸電流Idc的變化抽取。
接著，對磁極位置的推定動作，和本發(fā)明的特征部分的圖1的磁極位置推定機構12進行說明。以下，令PM電動機3為停止狀態(tài)，在推定磁極位置時的dc軸的相位，其在初始狀態(tài)為PM電動機3的定子U相，此時令θdc＝0。而且，功率轉換器2的輸出電壓為被脈寬調制的電壓。
為了推定磁極位置，脈動電流施加機構10，生成作為分別給dcqc軸上的每一個提供信號電壓的dc軸信號電壓指令Vhd*和qc軸的信號電壓指令Vhq*。并且，輸出用于進行脈寬調制的三角波載波頻率指令fh*。第1加法器11中，分別將dc軸信號電壓指令Vhd*與Vdc0*相加，將qc軸信號電壓指令Vhq*與Vqc0*相加，生成Vdc*、vqc*。Vdc*、vqc*，通過dq逆變器8，分別變換為3相交流量的相電壓指令Vu*、Vv*、Vw。進一步，通過PWM調制機構9，將以調制頻率fh*進行脈寬調制的相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw所對應的控制信號提供給功率轉換器2。
圖3和圖4，表示本實施方式中推定磁極位置時的動作波形。圖3為給dc軸提供上述信號電壓的情況(Vhq*＝0)，圖4為給qc軸提供上述信號電壓指令(Vhd*＝0)的情況。
圖3(a)，表示電壓指令Vhd*的波形。圖3(b)中所示的三角波為用于脈寬調制的三角波載波，這里電壓指令Vhd*為具有上述三角波載波的4倍周期的方形波，控制系的運算周期為上述三角波載波的周期的一半。此時，將電壓指令Vhd*通過dq逆變器8進行2相3相變換的相電壓指令Vu*、Vv*、Vw，如圖3(b)所示那樣只延遲作為控制系運算的一個周期量、上述三角波載波的半周期量而被生成。該延遲，是由控制運算延遲而產生的。還有將其用PWM調制機構9進行脈寬調制的結果，由提供給功率轉換器2的相電壓指令Vu、Vv、Vw分別在圖3(c)、(d)、(e)中表示。功率轉換器2，與Vu、Vv、Vw大致同步輸出各相電壓。此時，PM電動機3中產生的脈動電流，作為相電流Iu、Iv、Iw，分別如圖3(f)、(g)、(h)所示，直流電流Ish如圖3(i)所示。
在用dq轉換器5求出Idc和Iqc時，需要明確直流電流Ish和相電流Iu、Iv、Iw的關系。直流電流Ish，根據(jù)功率轉換器2的各相的切換狀態(tài)，與相電流Iu、Iv、Iw的任一個一致。
圖5，為表示各相的電壓Vu、Vv、Vw和直流電流Ish的關系的直流電流信息圖。根據(jù)圖5，通過考慮各相的切換狀態(tài)并讀取直流電流Ish的值，就能夠檢測出相電流Iu、Iv、Iw。而且，為了求出由已被脈寬調制的電壓引起的電流的變化量，令直流電流Ish的檢測時刻，為圖3(i)中黑圓點所表示的時刻。該時刻為，功率轉換器2的輸出電壓為零矢量、即在與三相輸出電壓全部為正值(最大值)或者全部為負值(最小值)一致的狀態(tài)下轉移的時刻。該時刻，在此之前離功率轉換器2的輸出電壓轉移的時刻最遠，不受隨著功率轉換器2的輸出電壓轉移時的切換的結合(linking)等的影響，因此適合對直流電流Ish進行檢測。因此，若在該時刻對直流電流Ish進行采樣，則能夠根據(jù)直流電流信息獲得磁極位置推定所需要的電流的變化量。而且，若預先判斷功率轉換器2的切換模式，則也可提供作為各控制周期的每個開始時刻為基準時的間隔信息的采樣時刻。
電流檢測時刻設定信號SAH，以輸出上述零矢量的時刻，提供給dq轉換器5。dq轉換器5中，基于電壓指令Vhd*和Vhq*以及PWM調制方式9所生成的時刻設定信號SAH，求出圖3(j)所示的dc軸電流Idc。此時，正側的半波中ΔIdcp1和ΔIdcp2、負側的半波中ΔIdcn1和ΔIdcn2，這樣的每個正負電流極性，分別得到每兩個不同的時刻的不同電流值。
下面，采用圖6來說明使用電流檢測值的磁極位置推定方法。
圖6，為圖1的磁極位置推定機構12的內部的功能框圖。磁極位置推定機構12中，基于根據(jù)直流電流Ish求出的d軸電流Idc，通過延遲器121和加法器122，計算一階差值ΔIdc。作為減法器122的輸出的一階差值ΔIdc如圖3(k)所示。這里，產生電流檢測一個周期量的運算延遲。根據(jù)該一階差值ΔIdc通過絕對值運算器123，求出其絕對值|ΔIdc|。另一方面，電流極性運算器124，基于上述附加電壓指令Vhd*，求出表示已產生的dc軸電流Idc的極性的電流極性信號Sp。該極性信號Sp，對上述施加電壓指令Vhd*考慮下面的3個延遲而生成的。即，(1)用于輸出已被脈寬調制的電壓的控制系運算一個周期量的延遲時間；(2)用于計算一階差值ΔIdc的電流檢測一個周期量的延遲時間；(3)相當于圖2(f)、(g)、(h)中所示的脈動電流的一個周期的四分之一的延遲時間。也可以是以具有相當于它們總計的延遲時間的時刻變化的方形波信號。本實施例的情況下，上述電流極性信號Sp，如圖3(1)所示，若對施加電壓指令Vhd*反轉極性則被求出。
另，圖6的電流變化量運算機構125，根據(jù)以下順序計算出下式(1)中所示的電流變化率|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|。
ΔIdcp’＝ΔIdcp2-ΔIdcp1，ΔIdcn’＝ΔIdcn2-ΔIdcn1……………(1)接著，將電流極性信號Sp乘以絕對值|ΔIdc|。其結果，如圖3(m)所示成為含有|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|的信號。接著，圖3(m)中，可提取黑色三角符號所表示的時刻的電流值。黑色三角符號所表示的時刻，也可以是電流極性信號Sp的極性變化當中的時刻。在磁極位置推定運算機構126中，基于該|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|，計算軸誤差Δθ。
然而，關于|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|和軸誤差Δθ，也可適用例如下式(2)那樣的近似特性。
|ΔIdcp’|-|ΔIdcn’|∝cosΔθ ……………(2)即，雖然可推定的軸誤差Δθ的值不能區(qū)別超前還是滯后，但可知其絕對值|Δθ|的大小。
另一方面，圖4所示的Vhd*＝0時，如圖所示，得到相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*、相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw、相電流Iu、Iv、Iw，并基于SAH求出圖4(j)所示的qc軸電流Iqc。磁極位置推定機構12中，將上述qc軸電流Iqc作為輸入值Idc處理，如果進行與Vhq*＝0的情況相同的運算，則能得到對qc軸方向的軸誤差Δθ。即，對作為正交的兩個方向的dc軸和qc軸的每一個軸，基于脈動電流進行位置推定，通過將其結果進行組合，可推定軸誤差Δθ。
或者，與式(1)相同、根據(jù)計算電流變化率的結果，由對qc軸的施加電壓求得，ΔIqcp’＝ΔIqcp2-ΔIqcp1，ΔIqcn’＝ΔIqcn2-ΔIqcn1 …………… (3)|ΔIqcp’|-|ΔIqcn’|∝cos(Δθ-90°)＝-sinΔθ……………(4)根據(jù)式(2)和式(4)，與專利文獻1所記載的方法相同，采用下式(5)也能夠推定軸誤差|Δθ|的大小。
(公式1)Δθ=tan-1{-(|ΔIqcp′|-|ΔIqcn′|)|ΔIdcp′|-|ΔIdcn′|}---(5)]]>
由此，根據(jù)本實施方式，不受PM電動機的定子結構等引起的電感變化的影響，可提高軸誤差Δθ的推定精度。
并且，本實施方式中，將電流檢測時刻設定信號SAH作為輸出零矢量的時刻。但是，反過來，也可是從功率轉換器2的輸出電壓為零矢量的狀態(tài)開始，向1相乃至2相的輸出電壓從正值(最大值)向負值(最小值)，或者向其相反的狀態(tài)轉移的時刻。
圖7表示此時的磁極位置推定時的動作波形。這里，相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，采用與圖3相同的時刻為例。圖7中，只檢測直流電流Ish的時刻不同，因此省略與圖3相同波形的圖示。如果將圖7(i)中以菱形所示時刻進行電流檢測的情況，與圖3(i)進行比較，可判斷出檢測出與1個周期前的控制周期中輸出零矢量的時刻的Ish幾乎相同的值。隨著功率轉換器2的輸出電壓轉移時的切換的結合等影響變小時，得到與圖3(i)同等的檢測值。如果將表示磁極位置推定部12的動作(j)～(m)的波形與圖3進行比較，則可知若對Ish只延遲控制周期一個周期量，則能得到與圖3的情況相同的結果。因此，磁極位置推定部12的結構相同，只延遲控制周期的一個周期量進行動作即可。
或者，也可功率轉換器2的三相輸出電壓的狀態(tài)在同一期間內，即，從轉移到某相的輸出電壓開始到轉移到接下來的某相的輸出電壓為止的期間內，進行2次以上的電流檢測，直接求出電流變化率d(Idc)/dt。這種情況下，由于不受在輸出零矢量的期間內引起的因PM電動機3具有的電阻量而產生的電流衰減的影響，因此能夠高精度地算出電流變化率d(Idc)/dt。
圖8表示將電流檢測時刻設定信號SAH作為不同時刻時的磁極位置推定時的動作波形。即，除了輸出零矢量的時刻之外，作為從成為零矢量的狀態(tài)開始，向一相乃至二相輸出電壓從正值(最大值)向負值(最小值)，或者向其相反狀態(tài)轉移的時刻的兩方時的磁極位置推定時的動作波形。這是采用相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw與圖3相同時的例子。與圖3不同的地方只在于檢測電流Ish的時刻不同，因此省略與圖3相同的波形。電流檢測，以圖8(i)中圓點以及菱形兩方所示的時刻進行。此時，由于在同一控制周期內兩次進行電流檢測，因此能夠直接求出圖8(k’)中所示的電流變化率d(Idc)/dt。由于上述電流變化率，由磁飽和產生的電感的變化決定，因此也可將該電流變化率作為輸入ΔIdc提供給絕對值運算器123并進行位置推定。還有，從算出電流變化率這樣的觀點來看，電流檢測，如果取出Lds0以及Ld0的影響，也可以任意時刻進行兩次以上。
并且，脈動電流施加機構10提供的施加電壓指令Vhd*以及Vhq*的振幅或周期、脈寬調制頻率指令fh*的信息，可在脈動電流施加機構10中預先具有設定值信息，也可以具備接下來那樣變更設定值信息的機構。
電壓設定變更機構15，在控制裝置1內，或者控制裝置1的外部且與控制裝置1確保通信機構。電壓設定變更機構15，如果輸入上述施加電壓指令Vhd*以及Vhq*的振幅或周期、以及脈寬調制頻率指令fh*的信息，則按照將該輸入結果交付于脈動電流施加機構10那樣進行動作。脈動電流施加機構10，變更施加電壓指令Vhd*、Vhq*、以及脈寬調制頻率指令fh*，以使與被交付的上述輸入結果一致。這樣，能夠實現(xiàn)從外部可變更脈動電流施加機構10提供的施加電壓的功能。
并且，電壓設定變更機構15，在具備對控制裝置1內部采用的PM電動機3的常數(shù)等設定值進行變更的功能的情況下，采用該設定值，脈動電流施加機構10自身也可對施加電壓指令的設定進行變更。例如，作為設定值，為PM電動機3的額定電流值10M、功率轉換器2的直流電壓源23的電壓Vpn、脈寬調制頻率f PWM、PM電動機3的電感設定值LM*時，可利用下式(6)。
(公式2)V=-L×dIdt---(6)]]>這里，dt為控制周期即脈寬調制周期的一半的n倍，若考慮脈沖電流的大小，則dI為額定電流值10M的k倍，可得到下式的關系。
(公式3)Vh*=f_PWMn×LM*×(k×10M)---(7)]]>由式(7)得到的Vh*，在施加電壓指令Vhd*、Vhq*的周期為脈寬調制周期的2n倍時，為脈動電流的大小為k×10M的施加電壓指令Vhd*、Vhq*的振幅設定值。當變更控制系設定值時，具有基于本式再次算出Vh*的功能，在例如變更PM電動機3時等、需要變更控制系設定值的情況下，抑制在位置推定時產生過大的電流或過小電流，從而正確進行位置推定。而且，若Vh*的計算結果超過Vpn的一半，則施加電壓同指令值不一樣，有可能不能正確地進行位置推定。此時，根據(jù)本式，可以減小f_PWM，或者增加對f_PWM的上述施加電壓的周期的倍數(shù)2n。還有，控制系設定值中，關于PM電動機3的電感設定值LM*，并不限于通過電壓設定機構15所進行的變更，例如在具有對PM電動機3的常數(shù)進行自動調整的功能時，也可以在進行自動調制后對施加電壓指令Vhd*、vhq*的設定進行變更。
并且，磁極位置推定機構12中，關于由位置推定的運算所求出的式(2)的左邊|ΔIdcp’|-|ΔIdcn’|，有些情況下，對vhq*＝0，Vhd*＝0的每一個求出的值的雙方，比給定值小。這種情況下，由于永磁磁通φm的影響沒有充分體現(xiàn)在dc軸電流Idc中，因此可知不能確切地進行軸誤差Δθ的推定，磁極位置推定運算機構12f，將電壓調整指令信號Ihset輸出給脈動電流施加機構10。脈動電流施加機構10，根據(jù)電壓調整指令信號Ihset，從下次開始只以規(guī)定的比例使施加電壓指令Vhd*、Vhq*的振幅增加。根據(jù)本結構，能夠實現(xiàn)自動調節(jié)施加電壓指令Vhd*、Vhq*的功能，以使能夠確切地進行軸誤差Δθ的推定。
根據(jù)以上所述，如果具有對設定值信息進行變更、或者調整的機構，則即使在例如對PM電動機3進行變更時，也能夠變成更加合適的設定值信息，從而正確地推定磁極位置。
并且，在進行磁極位置推定時，若例如控制裝置1發(fā)生異常，則對設定值信息進行變更、或調整的機構，發(fā)現(xiàn)設定值信息與控制裝置1的異常不匹配，有可能繼續(xù)進行調整動作。這里，控制裝置1的動作如下。
圖9，表示本發(fā)明的第1實施方式中PM電動機驅動裝置的處理流程圖。若向控制裝置1輸入系統(tǒng)的起動指令，則首先執(zhí)行控制裝置起動時處理901，結束后控制裝置1執(zhí)行電動機運轉開始指令判斷處理902，處于電動機運轉開始等待狀態(tài)。并且，若將電動機運轉開始的指令輸入控制裝置1，則實施作為本實施方式的特征的系統(tǒng)異常診斷處理903。該系統(tǒng)異常診斷處理903，對功率轉換器2的輸出電路短路或接地、斷路這樣的故障、或輸入電壓過大或過小等異常狀態(tài)，或控制裝置1自身的故障等進行檢測。在上述系統(tǒng)異常診斷處理903結束后，在由系統(tǒng)異常狀態(tài)判定處理904檢測出異常的情況下，移向系統(tǒng)異常時處理905。如果沒有檢測出異常，作為初始磁極位置推定處理906，在用上述方法推定軸誤差Δθ之后，開始電動機的運轉。
若按照上述動作流程使控制裝置1進行動作，則能夠提高本發(fā)明的磁極位置推定方法的精度。
(實施例2)接著，對本發(fā)明的第2實施方式進行說明。本實施方式中，系統(tǒng)的整體結構圖與圖1所示的第1實施方式相同，相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw的生成方法，與磁極位置推定機構12的動作不同。
圖10為將信號電壓指令只提供給dc軸的(Vhq*＝0)時的本實施方式的動作波形，圖11為將信號電壓指令只提供給qc軸(Vhd*＝0)時的本實施方式的動作波形。
圖10(a)表示Vhd*的波形。圖10(b)所示的三角波為用于脈寬調制的三角波載波，這里Vhd*為具有上述三角波載波的4倍周期的方形波，控制系的運算周期為上述三角波載波的周期的一半。此時，將Vhd*通過dq逆變器8進行2相3相變換的相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*，如圖10(b)所示只延遲作為控制系運算1個周期量的上述三角波載波的半周期量而生成。
本實施方式中，基于相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*，維持各相之間的線電壓，同時生成新的相電壓指令，使在負側最大相的電壓成為功率轉換器2的直流電壓源23的負側電壓。即，圖10中，作為實際進行脈寬調制的電壓指令，由下式求出新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**。這里，Vn為直流電壓部的負側電壓。
Vu**＝Vu*-{Vn-min(Vu*，Vv*，Vw*)}………… (8-1)Vv**＝Vv*-{Vn-min(Vu*，Vv*，Vw*)}………… (8-2)Vw**＝Vw*-{Vn-min(Vu*，Vv*，Vw*)}………… (8-3)
圖12，為本發(fā)明的第2實施方式中的PWM調制機構9的結構圖。
相電壓指令再設定機構91中，根據(jù)式(8-1)～(8-3)，算出新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**。相輸出電壓指令運算機構92，如圖10(b-2)所示，對新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**基于上述三角波載波進行脈寬調制。并且，生成同圖(c)～(e)所示的相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，輸出給功率轉換器2。功率轉換器2，與Vu、Vv、Vw大致同步輸出各相電壓。此時，PM電動機3中產生的脈動電流為相電流Iu、Iv、Iw，分別如圖(f)～(h)所示，直流電流Ish的波形為同圖(i)所示。
dq轉換器5中所采用的電流檢測時刻設定信號SAH，根據(jù)由相輸出電壓指令運算機構92所生成的相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，基于圖5，生成電流檢測相信息。并且，為了求得每個控制周期的dc軸電流Idc的變化量，電流檢測時刻為上述三角波載波的波峰、即各控制周期開始時和其接下來的功率轉換器2的輸出電壓零矢量、即3相輸出電壓的極性一致的狀態(tài)下轉移的時刻。選擇后者的時刻的原因在于，離功率轉換器2的輸出電壓轉移的時刻最遠，不受隨著功率轉換器2的輸出電壓轉移時的結合等的影響而適于對Ish進行檢測。前者的時刻，雖然由于容易控制處理而選擇，但從電流變化率的運算這樣的觀點來看可為任意時刻。
圖10(i)中用黑圓點表示本實施方式中的直流電流Ish的電流檢測時刻。dq轉換器5中，基于Vhd*和Vhq*以及PWM調制機構9所生成的SAH，求出同圖(j)所示的dc軸電流Idc。
接著，采用圖13，基于電流檢測值對磁極位置推定方法進行描述。
圖13，表示本實施方式中的磁極位置推定機構12的內部結構。本實施方式中，在同一控制周期內，得到ΔIdcp1和ΔIdcp2，或ΔIdcn1和ΔIdcn2。因此，本實施方式中，不存在相當于圖6的延遲器121、加法器122、絕對值運算器123的設備。電流變化量運算機構125’，基于由dq轉換器5得到的dc軸電流Idc，根據(jù)圖10(k)所示的ΔIdcp1和ΔIdcp2，或ΔIdcn1和ΔIdcn2，得到式(1)的ΔIdcp’或ΔIdcn’。電流極性運算器124的電流極性信號Sp的生成，與第1實施方式相同。并且，根據(jù)磁極位置推定運算機構126’的磁極位置推定運算式，與第1實施方式中的磁極位置推定運算機構126相同，得到對dc軸方向的軸誤差Δθ。
并且，Vhd*＝0中，如圖11所示，得到相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*、相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw、相電流Iu、Iv、Iw，基于SAH，求出如圖11(j)所示的qc軸電流Iqc。磁極位置推定機構12中，將上述qc軸電流Iqc作為輸入值Idc處理，如果進行與Vhq*＝0的情況同樣的運算，則能夠得到對qc軸方向的軸誤差Δθ。
圖14為第1實施方式中相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw和PM電動機3的中性點電位波形圖，圖15為第2實施方式中相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw和PM電動機3的中性點電位波形圖。對于Vu、Vv、Vw，PW電動機3的中性點電位，以直流電壓源23的電壓Vpn的3分之1的振幅進行變化。因此，相對實施方式1的動作，PM電動機3的中性點電位，以直流電壓源23的電壓Vpn的振幅進行變化，而本實施方式中，上述PM電動機3的中性點電位，以直流電壓源23的電壓Vpn的3分之2的振幅進行變化。若PM電動機3的中性點電位的變化大，則由于電磁噪聲也增加了，因此本實施方式與第1實施方式相比，電磁噪聲被減小。
如本實施方式，通過變更相電壓輸出，進行與第1實施方式相同的位置推定，同時抑制功率轉換器2的主電路部21的動作次數(shù)，進一步由于抑制中性點電位的變動幅度，因此電磁噪聲被大大減小。還有，雖然本實施方式中表示相輸出電壓以直流電壓源23的負側電位為基準進行動作的情況，但相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw在以直流電壓源23的正側電位為基準進行動作的情況下，也能夠得到相同的效果。
(實施例3)接著，對本發(fā)明的第3實施方式進行說明。雖然系統(tǒng)結構與圖1所示的第1實施方式相同，但相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw的生成方法和磁極位置推定機構12的動作不同。
圖16為只給dc軸提供信號電壓指令(Vhq*＝0)的情況下的本實施方式的動作波形，圖17為只給qc軸提供信號電壓指令(Vhd*＝0)的情況下的本實施方式的動作波形。
本實施方式中，基于相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*，對脈寬調制頻率f_PWM進行變更，以使線電壓最大的2相之間的電壓變化與直流電壓源23的電壓相等。進一步生成相電壓指令，以使線電壓最大的2相之間的相電壓指令的變化幅度與直流電壓源23的電壓相等。即，圖16中，UV之間電壓Vu*-Vv*和UW之間電壓Vu*-Vw*相等，VW之間電壓Vv*-Vw*為零。另一方面，可輸出的最大電壓，為線電壓與直流電壓源23的電壓Vpn相等時的電壓。因此，將滿足下式的fh_max*作為新的脈動電壓施加指令的頻率，也可將對f_PWM的施加電壓的周期的2n倍的值作為新的f_PWM設定fh_max*。
(Vu*-Vv*)×fh*＝Vpn×fh_max*…………(9)并且，關于電壓指令值，根據(jù)下式求出新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**。
Vu**＝Vpn×sin(Vu*) …………(10-1)Vv**＝Vpn×sin(Vv*) …………(10-2)Vw**＝Vpn×sin(Vw*)(＝Vv**) …………(10-3)圖18，為本實施方式的PWM調制機構9的結構圖。首先，調制頻率設定機構93，基于式(9)，算出新的脈寬調制頻率指令fh**，相電壓指令再設定機構91根據(jù)該fh**和式(10-1)～(10-3)，算出新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**。并且，相輸出電壓指令運算機構92，如圖16(b-2)所示，對新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**，基于三角波載波進行脈寬調制，基于此，如同圖(c)～(e)所示，生成相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，并輸出給功率轉換器2。功率轉換器2，與Vu、Vv、Vw大致同步輸出各相電壓。此時，PM電動機3中產生的脈動電流，其相電流Iu、Iv、Iw分別如同圖(f)～(h)所示，直流電流Ish的波形如同圖(i)所示。
dq轉換器5中所采用的電流檢測時刻設定信號SAH，根據(jù)由相輸出電壓指令運算機構92所生成的相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，基于圖5生成電流檢測相信息。并且，電流檢測時刻，為三角波載波的波峰、即各個控制周期的開始時刻。此時，相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw的切換狀態(tài)變化的時刻，與三角波載波的波峰時刻一致。因此，在根據(jù)Ish檢測相電流Iu、Iv、Iw時，也可在三角波載波的波峰之前，基于圖5的直流電流信息進行采樣。
本實施方式中，圖16(i)中用黑圓點表示直流電流Ish的電流檢測時刻。dq轉換器5，基于Vhd*和Vhq*以及PWM調制機構9所生成的SAH，求出同圖(j)所示的dc軸電流Idc。然后，在檢測直流電流Ish之后，磁極位置推定的運算處理，可與第1實施方式同樣進行，運算的過程如圖16(j)到同圖(m)所示、實現(xiàn)了磁極位置推定。
并且，如圖17所示的Vhd*＝0的情況下，除新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**的計算式變化之外，進行與Vhd*＝0時相同的處理。新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw**的計算，如下所述。在處理線電壓中，VW之間電壓Vv*-Vw最大，UV之間電壓Vu*-Vv*和UW之間電壓Vu*-Vw*，振幅為Vw之間電壓的一半的振幅，符號互相相反。因此，將滿足式(11)的fh_max*作為新的脈動電壓施加指令的頻率，將對f_PWM的施加電壓的周期的2n倍的值作為新的f_PWM，設定fh_max*。并且，新的脈寬調制的指令值Vu**、Vv**、Vw*，也可通過下式(12)求出。
(Vv*-Vw*)×fh*＝Vpn×fh_max*………… (11)Vu**＝Vpn×sin(Vu*)(＝0) ………… (12-1)Vv**＝Vpn×sin(Vv*) ………… (12-2)Vw**＝Vpn×sin(Vw*)(＝-Vv**) ………… (12-3)并且，基于直流電流Ish和SAH，求出圖17(j)所示的qc軸電流Iqc。磁極位置推定機構12中，可將上述qc軸電流Iqc作為輸入值Idc處理，如果進行與Vhq*＝0的情況相同的運算，則可得到對qc軸方向的軸誤差Δθ。
圖19，表示本發(fā)明的第3實施方式中的相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw，和PM電動機3的中性點電位波形。對于各相輸出電壓，PM電動機3的中性點電位，以直流電壓源23的電壓Vpn的3分之2的振幅發(fā)生變化。若該中性點電位的變化大，則反射噪聲也變大，因此本實施方式與實施方式1相比，能夠減小電磁噪聲。
如本實施方式所述，若改變相電壓輸出，則進行與第1實施方式相同的位置的推定，同時抑制功率轉換器2的主電路部21的動作次數(shù)，使電磁噪聲降低。并且，通過提高脈寬調制頻率，縮短位置推定所需要的時間。
(實施例4)接著，對本發(fā)明的第4實施形式進行說明。系統(tǒng)結構與圖1所示的第1實施方式相同，相輸出電壓指令Vu、Vv、Vw的生成方法和磁極位置推定結構12的動作不同。
圖20，為只給dc軸提供上述信號電壓指令(Vhq*＝0)的情況下的本實施方式的動作波形，圖21為只給qc軸提供上述信號電壓指令(Vhd*＝0)的情況下的本實施方式的動作波形。本實施方式中，磁極位置推定動作，如圖20和圖21所示分為兩個階段(phase)來實施，施加電壓指令Vhd*、Vhq*，分別依次提供振幅不同的兩個方形波電壓。即，如圖20(b)所示，給dc軸提供信號電壓指令的情況下，Vhd*的振幅在階段d1中為Vhd1’，在階段d2中為Vhd2’。并且，如圖20(b)所示，在給qc軸提供信號電壓指令的情況下，Vhq*的振幅在階段q1中為Vhq1’，在階段q2中為Vhq2’，周期無論在何種情況下都為上述三角波載波的周期的2倍。以下，對Vhq*＝0的情況進行說明。本實施方式中，對各個階段的每一個，進行dc軸電流Idc的運算。
dq轉換器5采用的電流檢測時刻設定信號SAH與第1實施方式相同，由PWM調制機構9根據(jù)相輸出電壓指令Vu、Vv。Vw，基于圖5生成電流檢測相信息，電流檢測時刻為功率轉換器2的輸出電壓轉移到零矢量的時刻。此時的電流檢測時刻，如圖20(i)中黑圓點所示。此時，分別在上述階段d1中得到ΔIdcp1以及ΔIdcn1，在上述階段d2中得到ΔIdcp2以及ΔIdcn2。
圖22，為本實施方式中基于電流檢測值的磁極位置推定機構12的具體功能框圖。本實施方式中，延遲器121、加法器122、絕對值運算器123的各個動作與第1實施方式同樣。并且，電流極性運算器124中，電流極性信號Sp如圖20(1)所示，對Vhd*延遲控制周期的1個周期量并反轉極性而生成。本實施方式中，在各個階段中將電流極性信號Sp乘以絕對值|ΔIdc |的結果中，不包含|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|的信息。代替該信息，可知作為各階段中dc軸電流Idc的變化量的ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2。這里，電流變化量運算機構12e”，分別求出作為將上述電流極性信號Sp乘以上述絕對值|ΔIdc|的結果的、在上述階段d1中的ΔIdcp1、ΔIdcn1和上述階段d2中的ΔIdcp2、ΔIdcn2，并提供給磁極位置推定機構126”。磁極位置推定機構126”中，在上述階段d1和上述階段d2雙方結束之后，求出上述|ΔIdcp’|以及|ΔIdcn’|，并推定磁極位置。
本實施方式中，能夠對Vhd1’、Vhd2’單獨進行設定。因此，不改變dc軸電流Idc的峰值ΔIdcp2和ΔIdcn2，設定ΔIdcp1和ΔIdcn1，使之不受定子結構等的電感的變化的影響，且不增加dc軸電流Idc，能夠提高軸誤差Δθ的推定精度。并且，ΔIdcp1、ΔIdcn1在上述階段d1中，ΔIdcp2、ΔIdcn2在上述階段d2中，分別與上述dc軸電流Idc的正側和負側的峰值相等。因此，不進行一階差值的運算，將各階段中的正側和負側的檢測值作為ΔIdcp1、ΔIdcn1、ΔIdcp2、ΔIdcn2，也可根據(jù)式(1)求出ΔIdcp’和ΔIdcn’，這種情況可實現(xiàn)運算處理的簡略化。
Vhd*＝0的情況下，分別將Vhd1’置換為Vhq1’，將Vhd2’置換為Vhq2’，之后進行與Vhq*＝0時相同的動作。求出圖2θ(i)所示的qc軸電流Iqc，在磁極位置推定機構12中，將上述qc軸電流Iqc作為輸入值Idc進行處理，進行與Vhq*＝0時相同的運算。即，如果分別在上述階段q1中求出ΔIqcp1及ΔIqcn1，在上述階段q2中求出ΔIqcp2及ΔIqcn2，則在對qc軸方向±π/2以內的范圍內，得到軸誤差Δθ。因此，與第1實施方式相同，通過組合正交的兩個方向的dc軸和qc軸，可推定軸誤差Δθ。
并且，本實施方式中，如果對施加電壓指令Vhd*、Vhq*及其頻率指令fh*，適用與第2實施方式或者第3實施方式相同的變更，也可發(fā)揮各個實施方式的效果，降低電磁噪聲，在第3實施方式中可縮短位置推定所需要的時間。
還有，在第1到第3實施方式中，dcqc軸上的信號電壓直流Vhd*、Vhq*的周期都是三角波載波周期的4倍。這種情況下，假如沒有因磁飽和引起的電感變化，則ΔIdcp1、ΔIdcn1的大小，只限于ΔIdcp2及ΔIdcn2大小的大致一半。若單獨選擇ΔIdcp1、ΔIdcn1的大小和ΔIdcp2、ΔIdcn2的大小，則信號電壓指令Vhd*、Vhq*也可為如下那樣。首先，如果信號電壓指令Vhd*、Vhq*的周期為三角波載波周期的2n倍(n為2以上的整數(shù))，則可以是任意的。此時，能夠在信號電壓指令Vhd*、Vhq*的每個周期內對Ish進行8n次以上的檢測。可基于信號電壓指令Vhd*、Vhq*，由電流變化量運算機構，選擇分別得到ΔIdcp1及ΔIdcn1、ΔIdcp2及ΔIdcn2的時刻?；蛘咝盘栯妷褐噶頥hd*、Vhq*也可以是在每個控制周期使振幅變化的階梯波。這種情況下，ΔIdcp1及ΔIdcn1、ΔIdcp2及ΔIdcn2，能夠以信號電壓指令Vhd*、Vhq*的每個控制周期的振幅，單獨進行改變。
并且，本發(fā)明的實施方式中，雖然將脈寬調制的方式作為與單一的三角波載波進行比較的方式，但并不限定脈寬調制的方式。并且為了產生脈動電流而施加電壓的相位，如果改變初始狀態(tài)的dc軸位置，則由于對PM電動機3的任意相位都能適用處理，因此不限于說明中所述的相位、都可適用。
這樣，根據(jù)本發(fā)明的實施方式的PM電動機的驅動裝置，對PM電動機施加電壓，根據(jù)隨之產生的電流脈動成分的正負側不同的兩個以上的電流值計算電流變化率，基于該電流變化率，能夠推定PM電動機內部的磁極位置。
另外，利用因PM電動機的磁飽和引起的脈動成分的變化，進一步由于在該脈動成分中、取出依賴PM電動機的結構而產生的成分，因此不論PM電動機的結構如何都能適用，不會增加脈動電流的振幅，且能提高磁極位置的推定精度。
還有，關于上述電壓變化，通過具有外部的設定功能，或在控制裝置內部的自動調整功能，即使在PM電動機被變更的情況下也能夠檢測磁極位置，通過在控制裝置中具有異常檢測功能，能夠防止含有自動調整功能的磁極位置推定動作的誤動作。
權利要求
1.一種同步電動機的驅動裝置，是具備同步電動機；將電壓可變·頻率可變的交流提供給該同步電動機的功率轉換器；對所述同步電動機，通過所述功率轉換器施加電壓并流過脈動電流的脈動電流施加機構；對在施加該脈動電流時流過所述功率轉換器的直流電流進行檢測的機構；和，基于該直流電流檢測結果來推定所述同步電動機的磁極位置的磁極位置推定機構、的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述磁極位置推定機構，具備對所述直流電流的正負側的每一側檢測出至少兩個不同相位的電流值的電流檢測機構；和利用它們各自的兩個電流值的大小關系，推定所述同步電動機的磁極位置的機構。
2.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，具備下述機構基于正負側每一側的兩個所述電流值求出正負兩側每一側的電流變化率，基于正負側之間的所述電流變化率的差推定所述同步電動機的磁極位置的機構。
3.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，其具備向所述功率轉換器輸出方形波電壓的機構。
4.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，按照下述方式構成通過所述功率轉換器的脈寬調制將方形波電壓施加給所述同步電動機，在其脈寬調制的載波的每半個周期期間，將三相輸出電壓中至少一相的輸出電壓保持為正(最大值)或負(最小值)。
5.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，按照下述方式構成通過所述功率轉換器的脈寬調制將方形波電壓施加給所述同步電動機，在其脈寬調制的一個周期期間，將三相輸出電壓中至少一相的輸出電壓保持為正(最大值)，剩余的至少一相的輸出電壓保持為負(最小值)。
6.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，按照對所述功率轉換器進行脈寬調制，將方形波電壓施加給所述同步電動機的方式構成，所述電流檢測機構，按照以在所述功率轉換器的三相輸出電壓的各相輸出電壓被保持為正(最大值)或負(最小值)的期間內的兩個不同相位，對兩個直流電流值進行檢測的方式構成。
7.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述電流檢測機構，按照下述方式構成接近向所述功率轉換器的三相的輸出電壓全部成為正(最大值)或全部成為負(最小值)的狀態(tài)轉移的時刻，對直流電流進行檢測。
8.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述電流檢測機構，按照下述方式構成接近從所述功率轉換器的三相輸出電壓全部成為正(最大值)或全部成為負(最小值)的狀態(tài)開始，到至少一相的輸出電壓產生變化的時刻，對直流電流進行檢測。
9.根據(jù)權利要求6所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述直流電流檢測機構，按照下述方式構成使其一方的電流檢測時刻，接近向所述功率轉換器的三相的輸出電壓全部為正(最大值)或負(最小值)轉移的時刻。
10.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，具備電壓指令設定變更機構，其用于設定或者變更所述脈動電流施加機構的施加電壓指令的振幅。
11.根據(jù)權利要求1所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，具備對所述功率轉換器及其控制裝置的異常進行檢知的異常檢知機構，對所述同步電動機的磁極位置進行推定的機構按照在所述異常檢知機構進行檢測處理后再進行工作的方式構成。
12.一種同步電動機的驅動裝置，是具備同步電動機；將電壓可變·頻率可變的交流提供給該同步電動機的功率轉換器；對所述同步電動機，通過所述功率轉換器施加電壓并流過脈動電流的脈動電流施加機構；對在施加該脈動電流時流過所述功率轉換器的直流電流進行檢測的電流檢測機構；和，基于該直流電流檢測結果來推定所述同步電動機的磁極位置的磁極位置推定機構、的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述磁極位置推定機構，具備對所述直流電流的正負側每一側的電流變化率進行檢測的機構；和基于該正負側的所述電流變化率的大小關系，推定所述同步電動機的磁極位置的機構。
13.根據(jù)要求12所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，對所述功率轉換器進行脈寬調制并將方形波電壓施加給所述同步電動機，所述電流檢測機構為以在所述功率轉換器的三相輸出電壓的每一個被保持為正(最大值)或負(最小值)的期間內的兩個不同相位，對兩個直流電流值進行檢測的機構，按照根據(jù)這兩個檢測電流值計算所述電流變化率的方式構成。
14.根據(jù)要求12所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述電流檢測機構，按照下述方式構成接近所述功率轉換器的三相輸出電壓向全部為正(最大值)或全部為負(最小值)的狀態(tài)轉移的時刻，對直流電流進行檢測。
15.根據(jù)要求12所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述電流檢測機構，按照下述方式構成接近從所述功率轉換器的三相的輸出電壓全部成為正(最大值)或全部為負(最小值)的狀態(tài)開始，到至少一相的輸出電壓開始變化的時刻，對直流電流進行檢測。
16.根據(jù)要求13所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述電流檢測機構，按照下述方式構成使其一方的電流檢測時刻，接近向所述功率轉換器的三相的輸出電壓全部為正(最大值)或負(最小值)轉移的時刻。
17.根據(jù)要求12所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，具備電壓指令設定變更機構，其用于設定或者變更所述脈動電流施加機構的施加電壓指令的振幅。
18.根據(jù)要求12所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，具備對所述功率轉換器及其控制裝置的異常進行檢知的異常檢知機構，對所述同步電動機的磁極位置進行推定的機構按照在所述異常檢知機構進行檢測處理之后再開始工作的方式構成。
19.一種同步電動機的驅動裝置，是具備同步電動機；將電壓可變頻率可變的交流提供給該同步電動機的功率轉換器；對所述同步電動機，通過所述功率轉換器施加電壓并流過脈動電流的脈動電流施加機構；對在施加該脈動電流時流過所述功率轉換器的直流電流進行檢測的機構；和，基于該直流電流檢測結果來推定所述同步電動機的磁極位置的磁極位置推定機構、的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，按照使所述功率轉換器依次產生振幅不同的至少兩個以上的方形波電壓的方式構成，所述磁極位置推定機構，按照在分別施加兩個以上的所述方形波電壓時、基于兩個直流電流檢測值推定所述同步電動機的磁極位置的方式構成。
20.根據(jù)權利要求19所述的同步電動機的驅動裝置，其特征在于，所述脈動電流施加機構，按照下述方式構成使振幅分別不同的兩個以上的所述方形波電壓，對作為電動機控制裝置的推定磁通軸的dc軸以及與該dc軸正交的qc軸的兩個方向的每一個方向每隔規(guī)定期間施加。
全文摘要
在具備向同步電動機(3)施加電壓可變·頻率可變的交流的功率轉換器(2)的同步電動機的驅動裝置中，具有對同步電動機提供脈動電流的脈動電流施加機構(10)；和磁極位置推定機構(12)，該磁極位置推定機構(12)，對脈動電流的正負側的每一側檢測兩個電流值ΔIdcp1、ΔIdcp2、以及ΔIdcn1、ΔIdcn2，基于對ΔIdcp1→ΔIdcp2以及ΔIdcn1→ΔIdcn2的變化率的差，推定同步電動機(3)的磁極位置。因此，本發(fā)明提供一種同步電動機的無傳感器控制裝置，其不論轉子有無凸極性或定子結構的集中繞組和分布繞組等、電動機的結構如何，都能夠適用于所有永磁同步電動機，能夠以簡單的算法對磁極位置進行檢測。
文檔編號H02P21/00GK1783694SQ20051008843
公開日2006年6月7日 申請日期2005年7月29日 優(yōu)先權日2004年11月30日
發(fā)明者金子大吾, 巖路善尚, 坂本潔, 遠藤常博, 大久保智文 申請人:株式會社日立產機系統(tǒng)