專利名稱：永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置。
背景技術(shù)：
使用逆變器對永磁同步電動機(jī)(以下簡稱為電動機(jī))進(jìn)行矢量控制的技術(shù)在產(chǎn)業(yè)界被廣泛利用，通過分別操作逆變器的輸出電壓的大小和相位，對電動機(jī)內(nèi)的電流矢量進(jìn)行最佳操作，對電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩進(jìn)行高速瞬時控制。永磁同步電動機(jī)與感應(yīng)電動機(jī)相比，已知由于其利用永磁體建立磁通，因此不需要勵磁電流，在轉(zhuǎn)子中沒有電流流動，所以不產(chǎn)生二次銅損等，是一種高效率的電動機(jī)，近年來，正在探討將其應(yīng)用于電車的控制裝置。
將永磁同步電動機(jī)應(yīng)用于電車的控制裝置的問題是直至高速區(qū)域能實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的弱磁運(yùn)轉(zhuǎn)；以及穩(wěn)定轉(zhuǎn)移至可以使逆變器的損耗最小、可以使施加至電動機(jī)的電壓最大化的單脈沖模式。所謂單脈沖模式是指一種逆變器的運(yùn)轉(zhuǎn)模式，該運(yùn)轉(zhuǎn)模式是在l個周期即360度中，逆變器輸出的輸出線電壓為重復(fù)輸出交替夾著60度的電壓為零的期間的、具有120度的正的最大電壓和負(fù)的最大電壓的矩形波的矩形波電壓。
作為相關(guān)的以往技術(shù)，在專利文獻(xiàn)1中披露了一種方法，該方法是設(shè)置輸入基于電流指令值算出的電壓指令值、和電壓固定指令的電壓固定部，若輸入電壓固定指令，則將電壓指令值的大小固定為預(yù)先決定的電壓設(shè)定值，作為新的電壓指令值輸出，對根據(jù)電流指令值計(jì)算的電壓指令值與新的電壓指令值之差進(jìn)行比例積分控制，利用得到的磁通方向(d軸)電流校正值來校正磁通方向(d軸)電流指令值，根據(jù)新的電壓指令值來計(jì)算逆變器的調(diào)制比，以控制逆變器，從而進(jìn)行弱磁運(yùn)轉(zhuǎn)。
專利文獻(xiàn)l:日本專利特幵平9一84399 (參照段落0023 0029)

發(fā)明內(nèi)容
在上述專利文獻(xiàn)l中，沒有披露電壓固定指令是怎樣生成的，另外，需要新設(shè)置電壓固定部。另外，電容器電壓是經(jīng)常變動的，與之相應(yīng)，逆變器可以輸出的最大電壓也會變動，但根據(jù)專利文獻(xiàn)l的方法，為了使施加在電動機(jī)的電壓最大化，需要根據(jù)電容器電壓變動，使電壓固定指令的生成時刻和固定的電壓設(shè)定值變化，需要進(jìn)行復(fù)雜的控制。
并且，由于對基于電流指令值算出的電壓指令值、和大小被電壓固定指令固定的新的電壓指令值的偏差進(jìn)行比例積分控制，并使用該比例積分控制的值作為磁通方向(d軸)電流校正值，所以在電壓指令值與新的電壓指令值的偏差不為零時、即比例積分控制的輸入不為零的期間，成為積分值一直積累下去的動作。因此，例如在轉(zhuǎn)矩指令值相對于電動機(jī)的旋轉(zhuǎn)速度過大時等情況下，即使利用磁通方向電流校正值來校正磁通方向電流，在理論上基于電流指令值算出的電壓指令值無法位于固定的新的電壓指令值以下時，電壓指令值與固定的新的電壓指令值之差也無法為零，比例積分控制內(nèi)部的積分值會積累下去，磁通方向電流校正值隨著時間的經(jīng)過會增加而過大。若磁通方向電流校正值過大，則由于不能實(shí)現(xiàn)正常的矢量控制，所以使用時需要限制積分值的上限、或者在規(guī)定的條件下將積分值復(fù)位等復(fù)雜的結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明是為解決上述問題而設(shè)計(jì)的，提供一種能以簡單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)在高速區(qū)域以單脈沖模式進(jìn)行穩(wěn)定的弱磁控制的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置。
本發(fā)明所涉及的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，控制驅(qū)動永磁同步電動機(jī)的逆變器的交流電流、使其與指令值一致，包括生成上述永磁同步電動機(jī)
的基準(zhǔn)相位角的基準(zhǔn)相位角計(jì)算部；根據(jù)供給的轉(zhuǎn)矩指令值生成電流指令值的電流指令值生成部；將上述電流指令值和上述永磁同步電動機(jī)的電流的電流誤差放大并輸出的電流控制部；根據(jù)上述永磁同步電動機(jī)的電動機(jī)常數(shù)和上述電流指令值計(jì)算前饋電壓的非干涉電壓計(jì)算部；將上述電流誤差和上述前饋電壓之和即電壓指令值與上述逆變器的直流電壓作為輸入、輸出上述逆變器的調(diào)制比的調(diào)制比計(jì)算部；將上述電壓指令值和上述基準(zhǔn)相位角作為輸入、輸出上述逆變器的控制相位角的控制相位角計(jì)算部；根據(jù)上述調(diào)制比和上述控制相位角生成上述逆變器的PWM信號的PWM信號生成部；以及利用基于上述調(diào)制比算出的電流指令值校正值來校正上述電流指令值的電流指令值校正部。
由于本發(fā)明所涉及的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，控制驅(qū)動永磁同步電動機(jī)的逆變器的交流電流、使其與指令值一致，包括生成上述永磁同步電動機(jī)的基準(zhǔn)相位角的基準(zhǔn)相位角計(jì)算部；根據(jù)供給的轉(zhuǎn)矩指令值來生成電流指令值的電流指令值生成部；將上述電流指令值和上述永磁同步電動機(jī)的電流的電流誤差放大并輸出的電流控制部根據(jù)上述永磁同步電動機(jī)的電動機(jī)常數(shù)和上述電流指令值來計(jì)算前饋電壓的非干涉電壓計(jì)算部；將上述電流誤差和上述前饋電壓之和即電壓指令值與上述逆變器的直流電壓作為輸入、輸出上述逆變器的調(diào)制比的調(diào)制比計(jì)算部；將上述電壓指令值和上述基準(zhǔn)相位角作為輸入、輸出上述逆變器的控制相位角的控制相位角計(jì)算部；根據(jù)上述調(diào)制比和上述控制相位角來生成上述逆變器的PWM信號的PWM信號生成部；以及利用基于上述調(diào)制比算出的電流指令值校正值來校正上述電流指令值的電流指令值校正部，所以具有能以簡單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)在高速區(qū)域以單脈沖模式進(jìn)行穩(wěn)定的弱磁控制這樣的效果。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖2是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的電流指令值生成部的結(jié)構(gòu)例的圖。圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的PWM信號生成部的結(jié)構(gòu)例的圖。圖4是說明本發(fā)明的實(shí)施方式1的對于逆變器角頻率co的、調(diào)制比PMF、
脈沖模式的轉(zhuǎn)移、開關(guān)的動作及控制模式的轉(zhuǎn)移的圖。
圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的電流指令值校正部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖6是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的d軸電流誤差與dq軸電流指令值平方
和與dq軸電流平方和的偏差的關(guān)系圖。
圖7是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的d軸電流誤差與電流指令值矢量的大小
與電流矢量的大小的偏差的關(guān)系圖。
圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的q軸電流誤差與dq軸電流指令值平方
和與dq軸電流平方和的偏差的關(guān)系圖。圖9是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的q軸電流誤差與電流指令值矢量的大小 與電流矢量的大小的偏差的關(guān)系圖。
圖IO是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的轉(zhuǎn)矩指令值、轉(zhuǎn)矩、d軸電流指令值、 d軸電流、q軸電流指令值及q軸電流的動作模擬波形圖。
圖11是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的調(diào)制比、電流指令值校正值、U相電 壓指令值、同步三脈沖PWM模式標(biāo)記、同步單脈沖模式標(biāo)記及U相電流的動 作模擬波形圖。
標(biāo)號說明
h電容器2:逆變器
3、4、 5:電流檢測器6:電動機(jī)
7:解算器(resolver)8:電壓檢測器
10:電流指令值生成部11: d軸基本電流指令值生成
14:加法器15: q軸電流指令值生成部
20:d軸電流控制部21: q軸非干涉計(jì)算部
22:d軸非干涉計(jì)算部(非干涉計(jì)算部)23:q軸電流控制部(非干涉計(jì)算部)30:調(diào)制比計(jì)算部40:控制相位角計(jì)算部
50:PWM信號生成部53:乘法器
54:調(diào)整增益表55:電壓指令值計(jì)算部
57:多脈沖載波信號生成部58:同步三脈沖載波生成部
59:開關(guān)60:脈沖模式切換處理部
61'、63:比較器64 66:反相電路
70:逆變器角頻率計(jì)算部80:電流指令值校正部
81:限幅器82: —階延遲元件
83:比例增益85:常數(shù)誤差校正部
90:三相一dq軸坐標(biāo)變換部
95:基準(zhǔn)相位角計(jì)算部100:矢量控制裝置
具體實(shí)施例方式
實(shí)施方式1.
圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置的結(jié)構(gòu) 例的圖。如圖1所示，主電路由成為直流電源的電容器1;將電容器1的直流 電壓轉(zhuǎn)換為任意頻率的交流電壓的逆變器2;以及永磁同步電動機(jī)(以下僅記 為電動機(jī))6構(gòu)成。
在主電路上配置檢測電容器1的電壓的電壓檢測器8;以及檢測逆變器2 的輸出線的電流iu、 iv、 hv的電流檢測器3、 4、 5，對電動機(jī)6配置檢測轉(zhuǎn)子 機(jī)械角em的解算器7,將各檢測信號輸入至矢量控制裝置100。
另外，也可以使用譯碼器代替解算器7，還可以使用根據(jù)檢測的電壓、電 流等來計(jì)算求出位置信號的無位置傳感器方式，代替由解算器7得到的位置信 號，此時不需要解算器7。即，位置信號的獲取不限于使用解算器7。
另外，關(guān)于電流檢測器3、 4、 5，由于最低只要設(shè)置2相，其余l(xiāng)相的電 流就可以計(jì)算求出，所以可以這樣構(gòu)成，也可以根據(jù)逆變器2的直流側(cè)電流再 現(xiàn)逆變器2的輸出電流來獲取而構(gòu)成。
向逆變器2輸入由矢量控制裝置100生成的柵極信號U、 V、 W、 X、 Y、 Z，對逆變器2中內(nèi)置的開關(guān)元件進(jìn)行PWM控制。逆變器2是電壓式PWM 逆變器時較為理想，由于其結(jié)構(gòu)是已知的，所以詳細(xì)的說明從略。
從未圖示的外部的控制裝置向矢量控制裝置100輸入轉(zhuǎn)矩指令值丁*，矢 量控制裝置100控制逆變器2，使電動機(jī)6產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩指令值T大一 致。
接下來，說明矢量控制裝置100的結(jié)構(gòu)。矢量控制裝置100由根據(jù)轉(zhuǎn)子 機(jī)械角9m算出基準(zhǔn)相位角ee的基準(zhǔn)相位角計(jì)算部95;根據(jù)由電流檢測器3、 4、 5檢測的三相電流iu、 iv、 iw和基準(zhǔn)相位角0e生成d軸電流id、 q軸電流 iq的三相一dq軸坐標(biāo)變換部90;根據(jù)基準(zhǔn)相位角ee算出逆變器角頻率 的逆 變器角頻率計(jì)算部70;根據(jù)從外部輸入的轉(zhuǎn)矩指令值丁*和后述的電流指令值 校正值dV生成d軸電流指令值id * 、 q軸電流指令值iq *的電流指令值生成 部10;對d軸電流指令值id*與d軸電流之差進(jìn)行比例積分控制、生成d軸電 流誤差pde的d軸電流控制部20;對q軸電流指令值iq *與q軸電流之差進(jìn)行比例積分控制、生成q軸電流誤差pqe的q軸電流控制部23;根據(jù)d軸電流指 令值id*和逆變器角速度co計(jì)算q軸前饋電壓vqFF的q軸非干涉計(jì)算部21; 根據(jù)q軸電流指令值iq女和逆變器角速度co計(jì)算d軸前饋電壓vdFF的d軸非 干涉計(jì)算部22;計(jì)算調(diào)制比PMF的調(diào)制比計(jì)算部30;根據(jù)d軸電流誤差pde 與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令值vd* 、 q軸電流誤差pqe與q軸 前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令值vq大、基準(zhǔn)相位角9e、及控制相位角校 正值dTHV、計(jì)算控制相位角9的控制相位角計(jì)算部40;生成輸出至逆變器2 的柵極信號U、 V、 W、 X、 Y、 Z的PWM信號生成部50;將調(diào)制比PMF作 為輸入、計(jì)算電流指令值校正值dV的電流指令值校正部80;以及根據(jù)d軸電 流id和q軸電流iq和d軸電流指令值id *禾卩q軸電流指令值iq * 、計(jì)算控制 相位角校正值dTHV的常數(shù)誤差校正部85構(gòu)成。
另外，調(diào)制比計(jì)算部30將d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即 d軸電壓指令值vd* 、 q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電 壓指令值vq大、基準(zhǔn)相位角0e、電容器l的電壓EFC作為輸入。另夕卜，PWM 信號生成部50的輸入是調(diào)制比PMF和控制相位角e。
接下來，說明以上說明的各控制塊的詳細(xì)結(jié)構(gòu)。在基準(zhǔn)相位角計(jì)算部95 中，基于下式(1)，根據(jù)轉(zhuǎn)子機(jī)械角9m算出電角度即基準(zhǔn)相位角0e。此處， PP是電動機(jī)6的極對數(shù)。
ee二enr PP (1)
在三相一dq軸坐標(biāo)變換部卯中，基于下式(2)，根據(jù)三相電流iu、 iv、 iw和基準(zhǔn)相位角0e，生成d軸電流id、 q軸電流iq。 [數(shù)學(xué)式l]
、W
2 2 、
cos 9 e cos ( 01'--) cos ( 6 e +之7i)
2 2 sin( e si'n (fte — 二？r) sin (0e + — 7t)
3 3
、w乂
(2)
在逆變器角頻率計(jì)算部70中，通過基于下式(3)將基準(zhǔn)相位角9e進(jìn)行 微分，算出逆變器角頻率oo。
co = d0e/dt (3)
下面，說明電流指令值生成部10的結(jié)構(gòu)。圖2是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的電流指令值生成部10的結(jié)構(gòu)例的圖。轉(zhuǎn)矩指令值1*輸入至d軸基本電流 指令值生成部ll，生成d軸基本電流指令值idl頭。作為生成d軸基本電流指 令值idl *的方法，已知有電動機(jī)6能以最小的電流產(chǎn)生期望的轉(zhuǎn)矩的最大轉(zhuǎn)
矩控制方法，基于轉(zhuǎn)矩指令值T女參照映射(map)，或者利用計(jì)算式得到最 佳的d軸基本電流指令值idl頭。由于本部分可以由已知例構(gòu)成，所以此處詳 細(xì)的說明從略。
若生成d軸基本電流指令值idl * ，則接下來，通過利用加法器14將上述 d軸基本電流指令值idl *與電流指令值校正值dV相加，得到d軸電流指令值 id*。通過電流指令值校正值dV取負(fù)的值，對d軸基本電流指令值idl女實(shí)施 負(fù)方向的校正，使d軸電流指令值id女向負(fù)方向增大，產(chǎn)生抵消由電動機(jī)6的 永磁體產(chǎn)生的磁通的方向的磁通，減弱電動機(jī)6的交鏈磁通，是以進(jìn)行所謂的 弱磁控制為目的而設(shè)置的。關(guān)于生成電流指令值校正值dV的方法，由于是本 發(fā)明的重要部分，所以將在后面敘述。
最后，根據(jù)d軸電流指令值id女和轉(zhuǎn)矩指令值T^，由q軸電流指令值生 成部15生成q軸電流指令值iq* 。作為生成q軸電流指令值的方法，如上所 述，參照映射，或者利用計(jì)算式得到最佳的q軸電流指令值iq大。由于本部分 可以由已知例構(gòu)成，所以此處詳細(xì)的說明從略。
d軸電流控制部20、和q軸電流控制部23基于下式(4) 、 (5)，生成 將d軸電流指令值id *與d軸電流之差進(jìn)行比例積分放大的d軸電流誤差pde; 以及q軸電流指令值iq大與q軸電流之差迸行比例積分放大的q軸電流誤差 pqe。此處，Kl和K3是比例增益，K2和K4是積分增益。
pqe= (Kl+K2/s) ' (iq*—iq) (4) pde= (K3+K4/s) ■ (id*—id) (5) 另外，如后所述，pqe和pde從控制模式1 (后述)轉(zhuǎn)移至控制模式2 (后 述)后，緩緩降低至零，反之，從控制模式2轉(zhuǎn)移至控制模式1時，其值會緩 緩上升。
非干涉電壓計(jì)算部即d軸非干涉計(jì)算部22和q軸非干涉計(jì)算部21分別基 于下式(6) 、 (7)，計(jì)算d軸前饋電壓vdFF、和q軸前饋電壓vqFF。 vdFF= (Rl+s, Ld) ' id*i, Lq' iq* (6)vqFF= (Rl+s層Lq) ■ iq*+co' (Ld, id*+cpa) (7)
此處，Rl是電動機(jī)6的一次繞組電阻(Q) , Ld是d軸電感(H) ， Lq 是q軸電感(H) , cpa是永磁體磁通(Wb) ， s是微分算子。
此處，調(diào)制比PMF表示逆變器輸出電壓指令值矢量的大小VM大相對于 逆變器可輸出的最大電壓VMmax的比例，在PMF二1.0時，表示電壓指令值 矢量的大小VM*與最大電壓VMmax相等。
通過這樣定義調(diào)制比PMF，由于調(diào)制比PMF在逆變器的輸出電壓指令值 矢量的大小為零時為零，在逆變器輸出最大電壓的條件下為1.0，所以具有的 優(yōu)點(diǎn)是容易直觀地判別逆變器的電壓輸出比例，易于進(jìn)行之后說明的脈沖模 式切換的處理或控制模式切換處理等參照調(diào)制比PMF的控制處理的組成或設(shè) 定。
在調(diào)制比計(jì)算部30中，基于上述的調(diào)制比PMF的定義，根據(jù)d軸電流誤 差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令值vd* 、 q軸電流誤差pqe 與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令值vq女、基準(zhǔn)相位角0e、電容器1 的電壓EFC，基于下式(8)計(jì)算調(diào)制比PMF。
PMF=VM * / VMmax (8)
其中，
VMmax二 ((6/兀)■ EFC (9)
VM*=f (vd*2+vq*2) (10)
在控制相位角計(jì)算部40中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF 之和即d軸電壓指令值vd* 、 q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即 q軸電壓指令值vq * 、基準(zhǔn)相位角0e、控制相位角校正值dTHV，基于下式(11)
計(jì)算控制相位角e。
e = ee+7i+THV + dTHV (11) 此處，
THV二tan一1 (vd* / vq*) (12) 接下來，說明PWM信號生成部50的結(jié)構(gòu)。圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施方 式1的PWM信號生成部50的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖3所示，由電壓指令值計(jì)算 部55，根據(jù)調(diào)制比PMF和控制相位角e，基于下式(13) (15)生成三相電壓指令值即U相電壓指令值Vu* 、 V相電壓指令值Vv* 、 W相電壓指令 值Vw* 。
Vu*=PMFM' sin9 (13) Vv*=PMFM' sin (0— (2- tt/3) ) (14) Vw*=PMFM' sin (e— 兀/3) ) (15) 此處，系數(shù)PMFM是對調(diào)制比PMF由乘法器53乘以調(diào)整增益表54的輸 出的電壓指令值振幅。調(diào)整增益表54在多脈沖PWM模式、同步三脈沖PWM 模式下，用于校正逆變器輸出電壓VM相對于調(diào)制比PMF的關(guān)系不同，其概 要如下。
逆變器沒有失真可輸出的最大電壓(有效值)，在多脈沖PWM模式下為 0.612, EFC，在同步三脈沖PWM模式下為VMmax (二0.7797' EFC)。艮口， 在多脈沖PWM模式下，與同步三脈沖PWM模式比較，逆變器的輸出電壓相 對于調(diào)制比PMF為1 / 1.274。為了抵消該差異，在多脈沖PWM模式下，將 調(diào)制比PMF調(diào)整為1.274倍，作為電壓指令值振幅PMFM輸入至上述的電壓 指令值計(jì)算部55。
接下來，由比較器61 63對U相電壓指令值Vu火、V相電壓指令值Vv *、 W相電壓指令值Vw大與載波信號CAR進(jìn)行大小比較，生成柵極信號U、 V、 W，根據(jù)柵極信號U、 V、 W，通過反相電路64 66，生成柵極信號X、 Y、 Z。載波信號CAR是由脈沖模式切換處理部60利用開關(guān)59在由多脈沖載波 信號生成部57生成的多脈沖(一般而言為lkHz左右)載波信號A;由同步三 脈沖載波生成部58生成的同步三脈沖載波信號B;和在單脈沖模式選擇的零 值C之間進(jìn)行選擇的信號。多脈沖載波信號A，同步三脈沖載波信號B是以 零為中心在一1 1的范圍內(nèi)取的值。
另夕卜，脈沖模式切換處理部60根據(jù)調(diào)制比PMF和控制相位角0進(jìn)行切換 開關(guān)59的動作，在調(diào)制比PMF較低的區(qū)域(0.785以下)時，切換開關(guān)59至 非同步載波A煩^在調(diào)制比PMF0.785 不到l.O時，切換開關(guān)59至同步三脈 沖載波B側(cè)；在調(diào)制比PMF到達(dá)1.0時，切換開關(guān)59至零值C側(cè)。
通過這樣構(gòu)成，在調(diào)制比PMF等于1.0的時刻，可以將脈沖模式自動切 換至單脈沖模式，反之，若調(diào)制比PMF小于1.0，則可以將脈沖模式自動切換至同步三脈沖模式。即，可以容易使逆變器2的輸出電壓從最小轉(zhuǎn)移至最大。 另外，設(shè)切換非同步載波與同步三脈沖載波的調(diào)制比PMF的閾值為
0.785，但該閾值也可以為更小的值。
此處，同步三脈沖PWM模式是用于輸出在多脈沖PWM模式下不可能輸 出的、調(diào)制比PMF為0.785以上的電壓所需的脈沖模式。另外，即使采用多脈 沖PWM模式、同步5脈沖模式、同步9脈沖模式等使用過調(diào)制的方法的結(jié)構(gòu)， 雖然也可以輸出相當(dāng)于同步三脈沖模式的電壓，但由于調(diào)制比PMF和逆變器2 的輸出電壓成為明顯的非線性，所以需要對其進(jìn)行校正，導(dǎo)致結(jié)構(gòu)復(fù)雜化。
另外，以上所示的各計(jì)算式一般由微型計(jì)算機(jī)進(jìn)行S/W處理，但以減輕 微型計(jì)算機(jī)的計(jì)算負(fù)載等為目的而降低計(jì)算精度(位數(shù))進(jìn)行計(jì)算時，在逆變 器輸出電壓指令值矢量的大小VM*為最大值VMmax的時刻，調(diào)制比PMF也 有時不會正好到1.0，而是成為其以下的例如0.999等。此時，即使在調(diào)制比 PMF為例如0.95以上時將脈沖模式切換至單脈沖模式，雖然會產(chǎn)生若干的電 壓跳變，但也能投入實(shí)用。
并且，也可以利用控制相位角e對脈沖模式的切換時刻進(jìn)行微調(diào)。通過這 樣微調(diào)，可以抑制脈沖模式切換時的電動機(jī)電流的脈動。
圖4是說明本發(fā)明的實(shí)施方式1的對于逆變器角頻率co的、調(diào)制比PMF、 脈沖模式的轉(zhuǎn)移、幵關(guān)59的動作及控制模式的轉(zhuǎn)移的圖。如圖4所示，電車 低速時，即在逆變器角頻率(o較低時，調(diào)制比PMF較小，脈沖模式是多脈沖 PWM模式，開關(guān)59選擇A側(cè)。另外，控制模式為控制模式l， d軸電流控制 部20和q軸電流控制部23分別根據(jù)上式(4) 、 (5)進(jìn)行動作。電車的速度 增加，調(diào)制比PMF為0.785以上時，由于在多脈沖PWM模式下逆變器2的輸 出電壓飽和，所以將開關(guān)59切換至B偵ij，使脈沖模式為同步三脈沖PWM模 式。
另外，控制模式選擇控制模式2， d軸電流控制部20和q軸電流控制部 23的計(jì)算停止，輸出降低至零。降低至零的原因是，由于在同步三脈沖PWM 模式下，逆變器輸出電壓半周期中的脈沖數(shù)從多脈沖PWM模式的10以上減 少至3，所以控制延遲增加，若繼續(xù)d軸電流控制部20和q軸電流控制部23 的計(jì)算，則由于控制系統(tǒng)有可能不穩(wěn)定，所以d軸電流控制部20和q軸電流控制部23的計(jì)算停止。
另外，在將d軸電流控制部20和q軸電流控制部23的輸出降低至零的過 程中，以規(guī)定的時間常數(shù)緩緩降低至零，這在避免切換沖擊方面較為理想。
另外，在控制模式2中，通過在常數(shù)誤差校正部85中根據(jù)使用d軸電流 id和q軸電流iq和d軸電流指令值id*fB q軸電流指令值iq頭而生成的控制 相位角校正值dTHV來校正控制相位角0，可以抑制由于將d軸電流控制部20 和q軸電流控制部23的計(jì)算停止而產(chǎn)生的電動機(jī)常數(shù)和控制常數(shù)之差等、導(dǎo) 致的電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩或電流與指令值偏離等控制誤差。另外，常數(shù)誤差校正部 85的詳細(xì)結(jié)構(gòu)將后述。
另外，關(guān)于常數(shù)誤差校正部85的輸出，在從控制模式1轉(zhuǎn)移至控制模式 2后上升，反之，從控制模式2轉(zhuǎn)移至控制模式1后降低至零。上升、下降以 規(guī)定時間常數(shù)緩緩進(jìn)行較好。通過這樣進(jìn)行校正，可以避免d軸電流控制部20 或者q軸電流控制部23的輸出、與常數(shù)誤差校正部85的輸出競爭，導(dǎo)致控制 不穩(wěn)定。
電車的速度進(jìn)一步增加，調(diào)制比PMF為1.0以上時，將開關(guān)59切換至C 側(cè)，將脈沖模式切換至單脈沖模式?？刂颇Ｊ饺匀皇强刂颇Ｊ?。對電車施加 再生制動減速時的狀況雖然未圖示，但以與上述相反的順序，脈沖模式從單脈 沖模式轉(zhuǎn)移至同步三脈沖PWM模式、多脈沖PWM模式，開關(guān)59切換至C、 B、 A側(cè)，控制模式從控制模式2轉(zhuǎn)移至控制模式I。
接下來，說明對于發(fā)揮本發(fā)明的效果比較重要的電流指令值校正部80的 結(jié)構(gòu)。圖5是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的電流指令值校正部80的結(jié)構(gòu)例的圖。 如圖5所示，將調(diào)制比設(shè)定值PMFmax與調(diào)制比PMF之差輸入可以限制上下 限的限幅器81。限幅器81的結(jié)構(gòu)是可利用偏差上限設(shè)定值LIMH、偏差下限 設(shè)定值LIML來限制輸入信號的上下限而進(jìn)行輸出。限幅器81的輸出被輸入 至一階延遲元件82。 一階延遲元件82的輸出被輸入至比例增益元件83，被乘 以規(guī)定的系數(shù)即增益K倍，作為電流指令值校正值dV輸出。通過包括一階延 遲元件82，即使在調(diào)制比設(shè)定值PMFmax與調(diào)制比PMF之差急劇增大時，電 流指令值校正值dV也能以規(guī)定的時間常數(shù)上升。
如上所述，電流指令值校正值dV如下式(16)所示。dV=LIMHL (PMFmax—PMF) ■ (1/ (1+st) ) ■ K (16) 式中，LIMHL ()是分別以LIMH、 LIML限制()內(nèi)的值的上下限的函 數(shù)。另外，t是一階延遲時間常數(shù)。t的大小為10ms 100ms左右。
關(guān)于調(diào)制比設(shè)定值PMFmax、偏差上限設(shè)定值LIMH、偏差下限設(shè)定值 LIML，在本實(shí)施方式中的理想設(shè)定如下。調(diào)制比設(shè)定值PMFmax為1.0時較 為理想。這是因?yàn)?，由于調(diào)制比PMF到達(dá)l.O，即在到達(dá)逆變器2可輸出的最 大電壓的時刻，輸入至限幅器81的輸入為零以下，可以產(chǎn)生負(fù)的電流指令值 校正值dV，所以對于在使逆變器2的輸出電壓最大化的狀態(tài)下實(shí)施弱磁控制 較為理想。
另外，關(guān)于偏差上限設(shè)定值LIMH的設(shè)定，是預(yù)先求出考慮到電容器的電 壓EFC的變動范圍而產(chǎn)生期望的轉(zhuǎn)矩指令值T*時流過電動機(jī)6所需的d軸電 流的大小的最大值Idmax (稱為弱磁電流的最大值)，將其除以增益K的值時 較為理想。例如，設(shè)Idmax為IOOA，增益K為100000時，則LIMH為0.001。
偏差下限設(shè)定值LIML的設(shè)定為O (零)時較為理想。通過這樣，由于在調(diào)制 比PMF為1.0以下時，即電壓指令值對于逆變器2的最大輸出電壓有余量時， 不輸出電流指令值校正值dV，在調(diào)制比PMF超過1.0，即電壓指令值只超過 逆變器2可輸出的最大電壓一點(diǎn)點(diǎn)的時刻，在限幅器81的輸出產(chǎn)生負(fù)的值， 輸出電流指令值校正值dV，所以不會流過多余的d軸電流id，因此可以使電 動機(jī)6的電流最小化。
這樣，通過基于利用電容器1的電壓EFC將逆變器輸出電壓指令值矢量 的大小歸一化的值即調(diào)制比PMF，生成電流指令值校正值dV，由于不管電容 器1的電壓EFC的大小，但根據(jù)逆變器電壓指令值矢量的大小相對于逆變器2 可輸出的最大電壓的超過比例，可以得到一定的電流指令值校正值dV，所以 即使用于電容器l的電壓EFC會產(chǎn)生變動的電車，也能得到穩(wěn)定的動作。
并且，通過利用比例增益83和一階延遲元件82的組合來生成電流指令值 校正值dV，例如轉(zhuǎn)矩指令值T*相對于電動機(jī)6的旋轉(zhuǎn)速度過大時等情況下， 電動機(jī)6處于理論上不能進(jìn)行弱磁控制的區(qū)域時，也可以進(jìn)行穩(wěn)定動作。艮口， 在這樣的情況下，即使利用電流指令值校正值dV將d軸電流指令值id*向負(fù) 方向校正，也無法將逆變器輸出電壓指令值矢量的大小位于逆變器可輸出的最大電壓以下，即使PMF處于大于1.0的狀態(tài)下，但在將比例增益83與一階延 遲元件82組合的本發(fā)明的構(gòu)成中，電流指令值校正值dV的最終值是由調(diào)制比 PMF與偏差上限設(shè)定值LIMH與增益K決定的規(guī)定值，所以也不會繼續(xù)增加 成為過大的值。即，即使在轉(zhuǎn)矩指令值丁*過大時，也能進(jìn)行適當(dāng)?shù)娜醮趴刂啤?br> 然而，若代替上述的增益K和一階延遲元件82的組合，在由具有以往的 結(jié)構(gòu)例中見到的積分元件的比例積分控制器構(gòu)成時，若PMF處于大于1.0的狀 態(tài)，則積分值在積分元件中積累下去，電流指令值校正值dV隨著時間的經(jīng)過， 會繼續(xù)增加成為過大的值，不能對電動機(jī)6進(jìn)行適當(dāng)控制。另外，即使轉(zhuǎn)矩指 令值丁*從該狀態(tài)減少、恢復(fù)至正常的狀態(tài)時，但過量積累的積分值減少至適 當(dāng)值需要花費(fèi)時間，導(dǎo)致該期間的控制不好。因此，在使用時需要限制積分值 的上限、或者在規(guī)定的時刻將積分值復(fù)位等復(fù)雜的處理。
與之相反，在本發(fā)明中，不需要這樣復(fù)雜的處理，就可以得到穩(wěn)定的弱磁 控制。
接下來，說明對于發(fā)揮本發(fā)明的效果比較重要的常數(shù)誤差校正部85的結(jié) 構(gòu)。在常數(shù)誤差校正部85中，根據(jù)d軸電流id和q軸電流iq和d軸電流指令 值ic^和q軸電流指令值iqt基于下式(17)算出控制相位角校正值dTHV。 此處，K5是比例增益，K6是積分增益，構(gòu)成比例積分控制器。
dTHV= (K5+K6/s) ■ ( (id*2 + iq*2) — (id2 + iq2) ) (17) (17)式的右邊第一項(xiàng)是將d軸電流指令值id *與q軸電流指令值iq *分 別平方并相加的值，是電流指令值矢量的大小的平方值。右邊第二項(xiàng)是將d軸 電流id與q軸電流iq分別平方并相加的值，是電流矢量的大小的平方值。
通過從電流指令值矢量的大小的平方值減去電流矢量的大小的平方值，對 其進(jìn)行比例積分控制，從而在由電動機(jī)的溫度上升或電流而產(chǎn)生的永磁體磁通 (pa的變動或由電動機(jī)常數(shù)的變動、導(dǎo)致電動機(jī)電流即d軸電流id與q軸電流 iq和電流指令值即d軸電流指令值id*與q軸電流指令值iq火產(chǎn)生誤差時，通 過利用根據(jù)該誤差的控制相位角校正值dTHV來校正控制相位角e，可以進(jìn)行 動作，使電動機(jī)電流與電流指令值一致，可以抑制在電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩 指令值丁*之間產(chǎn)生的誤差。
另外，在算出控制相位角校正值dTHV時，也可以使用下式(18)來代替式(17)。
dTHV= (K5+K6/s) ■ (V" (id*2+iq*2) —V" (id2+iq2) ) (18) (18)式的右邊第一項(xiàng)是將d軸電流指令值id *與q軸電流指令值iq *分 別平方并相加的值的平方根，表示電流指令值矢量的大小。右邊第二項(xiàng)是將d 軸電流id與q軸電流iq分別平方并相加的值的平方根，表示電流矢量的大小。
通過從電流指令值矢量的大小減去電流矢量的大小，對其進(jìn)行比例積分控 制，在由電動機(jī)的溫度上升或電流值而產(chǎn)生的永磁體磁通cpa的變動或由電動 機(jī)常數(shù)的變動、導(dǎo)致電動機(jī)電流即d軸電流id與q軸電流iq和電流指令值即 d軸電流指令值1(1*與q軸電流指令值iq大產(chǎn)生誤差時，通過利用根據(jù)該誤差 的控制相位角校正值dTHV來校正控制相位角e，可以進(jìn)行動作，使電動機(jī)電 流與電流指令值一致，可以抑制在電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩指令值T*之間產(chǎn)生 的誤差。
另外，與式(17)相比，由于式(18)在兩個部分包含平方根計(jì)算，是復(fù) 雜的算式，計(jì)算耗費(fèi)時間，會增大微型計(jì)算機(jī)的負(fù)擔(dān)，所以使用式(17)時較
為理想。
下面，說明利用式(17)算出dTHV時和利用式(18)算出dTHV時的差 異。圖6是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的d軸電流誤差與dq軸電流指令值平方 和與dq軸電流平方和的偏差的關(guān)系圖(與式(17)相關(guān))。圖7是表示本發(fā) 明的實(shí)施方式1的d軸電流誤差與電流指令值矢量的大小與電流矢量的大小的 偏差的關(guān)系圖(與式(18)相關(guān))。圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的q軸電 流誤差與dq軸電流指令值平方和與dq軸電流平方和的偏差的關(guān)系圖(與式
(17)相關(guān))。圖9是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的q軸電流誤差與電流指令值 矢量的大小與電流矢量的大小的偏差的關(guān)系圖(與式(18)相關(guān))。
在圖6和圖7中，分別表示在q軸電流iq與q軸電流指令值iq *相等而q 軸電流沒有誤差的狀態(tài)下，d軸電流id與d軸電流指令值id大具有誤差時，d 軸電流誤差A(yù)id (橫軸)與dq軸電流指令值平方和與dq軸電流平方和的偏差 的關(guān)系(縱軸)；以及電流指令值矢量的大小與電流矢量的大小的偏差的關(guān)系
(縱軸)。此處，d軸電流誤差A(yù)id是從d軸電流指令值id火減去d軸電流id 的值。如圖6和圖7所示，可知兩者都在d軸電流誤差A(yù)id較小的區(qū)域(±50A 以下)縱軸的值相對于d軸電流誤差A(yù)id大致是線性的等，除了縱軸的大小不 同，其他的特性相同。另外，由于縱軸的大小的不同能用(17)式中的增益 K5進(jìn)行調(diào)整，所以不會帶來問題。
在圖8和圖9中，分別表示在d軸電流id與d軸電流指令值id *相等而d 軸電流沒有誤差的狀態(tài)下，q軸電流iq與q軸電流指令值iq頭具有誤差時，q 軸電流誤差A(yù)iq (橫軸)與dq軸電流指令值平方和與dq軸電流平方和的偏差 的關(guān)系(縱軸)；以及電流指令值矢量的大小與電流矢量的大小的偏差的關(guān)系 (縱軸)。此處，q軸電流誤差A(yù)iq是從q軸電流指令值iq女減去q軸電流iq 的值。
如圖8和圖9所示，可知兩者都在q軸電流誤差A(yù)iq較小的區(qū)域(±50A 以下)縱軸的值相對于q軸電流誤差A(yù)iq大致是線性的等，除了縱軸的大小不 同，其他的特性相同。另外，由于縱軸的大小的不同能用(17)式中的增益 K5進(jìn)行調(diào)整，所以不會帶來問題。
如上所述，通過使用式(17)可以不延長計(jì)算時間，不增大微型計(jì)算機(jī)的 負(fù)擔(dān)，就能算出控制相位角校正值dTHV。
圖10和圖11是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的動作模擬波形圖。在圖10中 表示轉(zhuǎn)矩指令值、轉(zhuǎn)矩、d軸電流指令值、d軸電流、q軸電流指令值及q軸電 流的動作模擬波形，在圖11中表示調(diào)制比、電流指令值校正值、U相電壓指 令值、同步三脈沖PWM模式標(biāo)記、同步單脈沖模式標(biāo)記及U相電流的動作模 擬波形。如圖10和圖11所示，可知電動機(jī)在動力運(yùn)轉(zhuǎn)(時間0 (s) 時間 2.5 (s)之間)、再生運(yùn)轉(zhuǎn)(時間2.6 (s) 時間5.3 (s)之間)時，會穩(wěn)定 動作。下面，詳細(xì)進(jìn)行說明。
在時間0 (s) 0.7 (s)附近，施加在電動機(jī)6的電壓呈直線狀增加，調(diào) 制比PMF也呈直線狀增加。選擇多脈沖PWM模式(標(biāo)記未圖示)和控制模 式1。
在時間0.7 (s)附近，由于調(diào)制比PMF為規(guī)定的值以上，因此選擇同步 三脈沖PWM模式和控制模式2，在時間0.7 (s) 1.0 (s)附近，調(diào)制比PMF 進(jìn)一步呈直線狀增加，其大小小于l.O。另外，在時間0.7 (s)附近，U相電壓指令值Vu女的振幅在剛切換至三 脈沖PWM模式之后減少，但這是由于如上所述，在多脈沖PWM模式中，將 利用調(diào)整增益表54調(diào)整為1.274倍的電壓指令值振幅PMFM切換為1.0倍。
從起動后到時間1.0 (s)附近，利用電流指令值生成部IO執(zhí)行最大轉(zhuǎn)矩 控制，由于轉(zhuǎn)矩指令值丁*是一定值，所以d軸電流指令值id、 q軸電流指 令值iq々為一定值。
由于在時間l.O (s)附近，調(diào)制比PMF到達(dá)1.0，所以選擇同步單脈沖模 式作為脈沖模式，并且，電流指令值校正值dV向負(fù)方向增加，相應(yīng)地d軸電 流指令值id女進(jìn)一步向負(fù)方向增加?？芍猟軸電流id跟隨d軸電流指令值id *向負(fù)方向增加，弱磁控制起到期望的作用，調(diào)制比PMF維持在無限接近l.O 的值。SP，電動機(jī)6的端子電壓維持一定。
可知為了使電動機(jī)6恒功率運(yùn)轉(zhuǎn)，轉(zhuǎn)矩指令值T*與轉(zhuǎn)速呈反比地降低， 但電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩T跟隨轉(zhuǎn)矩指令值丁*穩(wěn)定加速。
在時間1.8 (s)附近，轉(zhuǎn)矩指令值丁*降低至零，使逆變器2停止(使柵 極信號U、 V、 W、 X、 Y、 Z都斷開)后，在時間2.0 (s)附近實(shí)施動力運(yùn)轉(zhuǎn) 的再起動，在時間2.5 (s)附近開始動力運(yùn)轉(zhuǎn)，但可知由于在這一系列的動作 中轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩指令值T^也一致，所以正常動作。
另外，由于根據(jù)調(diào)制比PMF切換脈沖模式，所以在轉(zhuǎn)矩指令值丁*降低 的過程、在再起動的過程中，若調(diào)制比PMF小于1.0，則從同步三脈沖PWM 模式標(biāo)記、同步單脈沖模式標(biāo)記得知脈沖模式自動切換至同步三脈沖PWM模 式，。
并且，在時間2.2 (s) 2.3 (s)附近，轉(zhuǎn)矩指令值丁*相對于旋轉(zhuǎn)速度 增大，電動機(jī)6理論上處于不能進(jìn)行弱磁控制的區(qū)域，即使利用電流指令值校 正值dV將d軸電流指令值id*向負(fù)方向校正，也不可能使逆變器輸出電壓指 令值矢量的大小位于逆變器可輸出的最大電壓以下，但可知電流指令值校正值 dV是由調(diào)制比PMF與偏差上限設(shè)定值LIMH與增益K決定的一定值(一150A) 限制，不會成為過大。
在時間2.7 (s)附近，使轉(zhuǎn)矩指令值丁*為負(fù)，在再生運(yùn)轉(zhuǎn)中進(jìn)行上升。 在時間3.2 (s)附近，轉(zhuǎn)矩指令值丁*暫時為零，使逆變器2停止(柵極信號U、 V、 W、 X、 Y、 Z都斷開)后，在時間3.4 (s)附近實(shí)施再起動。可知在 這一系列的動作中，由于電動機(jī)6的轉(zhuǎn)矩丁與轉(zhuǎn)矩指令值丁*一致，所以也正 常動作。
另外，由于在轉(zhuǎn)矩指令值T女的上升過程、下降過程中，調(diào)制比PMF小 于l.O，所以可知脈沖模式自動切換至同步三脈沖PWM模式，在調(diào)制比PMF 到達(dá)1.0的階段，自動選擇同步單脈沖模式。
在時間3.4 (s)附近以后，持續(xù)進(jìn)行再生運(yùn)轉(zhuǎn)，但在時間4.2 (s)附近， 利用電流指令值校正值dV將d軸電流指令值id*向負(fù)方向調(diào)整，弱磁控制正 常動作。
在時間4.2 (s)附近以后，由于電動機(jī)6的轉(zhuǎn)速的減少而導(dǎo)致電動機(jī)端子 電壓下降，所以調(diào)制比PMF小于1.0，電流指令值校正值dV自動為零。同時 脈沖模式選擇同步三脈沖PWM模式，在時間4.5 (s)附近，調(diào)制比PMF進(jìn)一 步下降，切換至多脈沖PWM模式，同時選擇控制模式l。
這樣可知，即使在弱磁運(yùn)轉(zhuǎn)區(qū)域，也可以穩(wěn)定進(jìn)行動作，弱磁運(yùn)轉(zhuǎn)區(qū)域與 除此之外的區(qū)域的轉(zhuǎn)移也能穩(wěn)定進(jìn)行。并且可知，控制模式的轉(zhuǎn)移、脈沖模式 的轉(zhuǎn)移也能穩(wěn)定進(jìn)行。
如以上所示，本發(fā)明可以提供一種永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，該永 磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置在從電動機(jī)6的低速區(qū)域到高速區(qū)域，可以切換 逆變器2的脈沖模式和控制模式并穩(wěn)定轉(zhuǎn)移，在高速區(qū)域中與已有例相比，也 能用簡單的結(jié)構(gòu)以能夠使逆變器2的輸出電壓最大化的單脈沖模式進(jìn)行穩(wěn)定的 弱磁運(yùn)轉(zhuǎn)。
脈沖模式和控制模式的切換也可以不基于調(diào)制比，而基于電壓指令值、電 動機(jī)頻率、逆變器頻率、或車輛速度等進(jìn)行。
以上的實(shí)施方式所示的結(jié)構(gòu)是本發(fā)明的內(nèi)容的一個例子，也可以與其他已 知的技術(shù)組合，在不脫離本發(fā)明要點(diǎn)的范圍內(nèi)，也可以省略一部分等、進(jìn)行變 更而構(gòu)成。
并且，在本說明書中，說明了應(yīng)用于電車的控制裝置時的發(fā)明內(nèi)容，但應(yīng) 用領(lǐng)域不限于此，可以應(yīng)用于電動汽車、電梯等各種相關(guān)領(lǐng)域。
權(quán)利要求
1.一種永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，控制驅(qū)動永磁同步電動機(jī)的逆變器的交流電流、使其與指令值一致，其特征在于，包括生成所述永磁同步電動機(jī)的基準(zhǔn)相位角的基準(zhǔn)相位角計(jì)算部；根據(jù)供給的轉(zhuǎn)矩指令值生成電流指令值的電流指令值生成部；將所述電流指令值與所述永磁同步電動機(jī)的電流的電流誤差放大并輸出的電流控制部；根據(jù)所述永磁同步電動機(jī)的電動機(jī)常數(shù)和所述電流指令值計(jì)算前饋電壓的非干涉電壓計(jì)算部；將所述電流誤差和所述前饋電壓之和即電壓指令值與所述逆變器的直流電壓作為輸入、輸出所述逆變器的調(diào)制比的調(diào)制比計(jì)算部；將所述電壓指令值和所述基準(zhǔn)相位角作為輸入、輸出所述逆變器的控制相位角的控制相位角計(jì)算部；根據(jù)所述調(diào)制比和所述控制相位角生成所述逆變器的PWM信號的PWM信號生成部；以及利用基于所述調(diào)制比算出的電流指令值校正值來校正所述電流指令值的電流指令值校正部。
2. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述電流指令值校正部基于所述調(diào)制比與規(guī)定的調(diào)制比設(shè)定值之差，計(jì)算所述 電流指令值校正值。
3. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述電流指令值校正部將對所述調(diào)制比與規(guī)定的調(diào)制比設(shè)定值之差乘以規(guī)定 的系數(shù)倍、且通過時間延遲元件的值，作為所述電流指令值校正值。
4. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述電流指令值校正部將所述調(diào)制比與規(guī)定的調(diào)制比設(shè)定值之差限制在偏差 上限設(shè)定值以下、且偏差下限設(shè)定值以上的范圍，將對其乘以規(guī)定的系數(shù)倍、 且通過時間延遲元件的值，作為所述電流指令值校正值。
5. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于，所述調(diào)制比是被定義為在所述逆變器的線電壓基波分量為最大的矩形波輸出 時為1的值。
6. 如權(quán)利要求2至4中任一項(xiàng)所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置， 其特征在于，將所述調(diào)制比設(shè)定值作為在所述逆變器的線電壓基波分量為最大 的矩形波輸出時的所述調(diào)制比。
7. 如權(quán)利要求4所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述偏差上限設(shè)定值大于零，所述偏差下限設(shè)定值在零以下。
8. 如權(quán)利要求4所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述偏差上限設(shè)定值是基于使所述永磁同步電動機(jī)在所述逆變器的直流電壓 的變動范圍內(nèi)產(chǎn)生所述轉(zhuǎn)矩指令值所需的弱磁電流的最大值而設(shè)定的。
9. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述PWM信號生成部根據(jù)所述調(diào)制比，變更所述逆變器的脈沖模式。
10. 如權(quán)利要求l所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述PWM信號生成部根據(jù)所述調(diào)制比，可以將載波信號固定為零。
11. 如權(quán)利要求1所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 還包括基于根據(jù)所述電流指令值和所述永磁同步電動機(jī)的電流計(jì)算的控制相 位角校正值、校正所述控制相位角的常數(shù)誤差校正部。
12. 如權(quán)利要求ll所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 在由垂直的d軸與q軸形成的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中計(jì)算矢量控制，基于所述電流指令 值的d軸分量的平方與q軸分量的平方之和、以及所述永磁同步電動機(jī)的所述 電流的d軸分量的平方與q軸分量的平方之和，計(jì)算所述控制相位角校正值。
13. 如權(quán)利要求ll所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述常數(shù)誤差校正部基于規(guī)定的信號，決定是否計(jì)算。
14. 如權(quán)利要求13所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述規(guī)定的信號是所述調(diào)制比。
15. 如權(quán)利要求l所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述電流控制部基于規(guī)定的信號，決定是否計(jì)算。
16. 如權(quán)利要求15所述的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，其特征在于， 所述規(guī)定的信號是所述調(diào)制比。
全文摘要
在將電壓與設(shè)定值進(jìn)行比較、控制電流指令值的方法中，需要根據(jù)電壓變動使設(shè)定值變化，需要進(jìn)行復(fù)雜的控制。本發(fā)明所涉及的永磁同步電動機(jī)的矢量控制裝置，包括利用基于調(diào)制比算出的電流指令值校正值來校正電流指令值的電流指令值校正部，從而能用簡單的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)在高速區(qū)域以單脈沖模式進(jìn)行穩(wěn)定的弱磁控制。
文檔編號H02P27/04GK101529714SQ20068005616
公開日2009年9月9日 申請日期2006年10月19日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月19日
發(fā)明者北中英俊 申請人:三菱電機(jī)株式會社