專利名稱：洗滌干燥機的電動機驅動裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種利用多個逆變(inverter)電路同時驅動多個電動 機的熱泵式洗滌干燥機等的電動機驅動裝置。
背景技術：
作為這種電動機驅動裝置的例子，日本專利申請?zhí)亻_2006-116066 號公報公開了一種通過第一逆變電路驅動旋轉滾筒電動機，通過第二 逆變電路驅動熱泵的壓縮機電動機的洗滌干燥機。
在這種電動機驅動裝置中，由于多個逆變電路共用直流電源，因 此，各個逆變電路的電流檢測電路將會受到其它逆變電路的電流和開 關噪聲的影響。其結果是出現(xiàn)逆變電流的檢測精度下降的問題。

發(fā)明內容
本發(fā)明的電動機驅動裝置包括供給直流電力的正和負的直流電 源母線、電動機驅動用的多個逆變電路、與多個逆變電路的各個負電 壓一側的端子連接的分流電阻、和控制多個逆變電路的控制電路。多 個逆變電路被并聯(lián)配置在正與負的直流電源母線之間。再者，控制電 路的處理器被配置在逆變電路的附近。
通過上述結構，直流電源的通用阻抗的影響和開關噪聲的影響減 少，從而防止逆變電流的檢測精度下降。


圖1是本發(fā)明的實施方式1的電動機驅動裝置的框圖。 圖2是該電動機驅動裝置的逆變電路的電路圖。 圖3是該電動機驅動裝置的電流信號放大電路的電路圖。 圖4是該電動機驅動裝置的控制單元的載波信號、PWM控制信號、 電流檢測A/D轉換的時序圖。
圖5是在該電動機驅動裝置的電流檢測電路中追加過電流檢測電
路的框圖。
圖6是該電動機驅動裝置的過電流檢測電路的電路圖。 圖7是該電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、電流檢測組 件、處理器的配置圖。
圖8是本發(fā)明的實施方式2的電動機驅動裝置的處理器的結構圖。 圖9是該電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、電流檢測組
件、處理器的配置圖。
圖10是本發(fā)明的實施方式3的電動機驅動裝置的處理器的結構圖。
圖11是該電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、電流檢測組 件、處理器的配置圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行說明。
(實施方式1)
圖1是本發(fā)明的第一實施方式的洗滌干燥機的電動機驅動裝置的 框圖。
在圖1中，從交流電源1向由全波整流電路20與電角率電容器21 構成的整流電路施加交流電力構成轉換成直流電力的直流電源2，從直 流電源2的正和負的直流電源母線2A、 2B供給直流電力，通過第一、 第二、第三逆變電路3A、 3B、 3C將直流電力轉換成三相交流電力， 同時驅動熱泵的壓縮機電動機4A、旋轉滾筒驅動電動機4B和送風風 扇電動機4C。通過與各個逆變電路的下橋臂開關晶體管的發(fā)射極端子 連接的檢測電動機電流的第一、第二、第三電流檢測電路5A、 5B、 5C、 和控制電路6，檢測出電動機4A、 4B、 4C的各個電動機電流并進行無 傳感器矢量控制、矢量控制或者無傳感器正弦波驅動。
第一逆變電路3A驅動電動機4A，從凝縮器7向蒸發(fā)器8送出制 冷劑進行熱交換，第二逆變電路3B驅動電動機4B并旋轉驅動收納洗 滌或干燥衣物的旋轉滾筒9，第三逆變電路3C驅動電動機4C并旋轉 驅動送風風扇10，從凝縮器7向旋轉滾筒9內送出溫風，從而使旋轉
滾筒9內的衣物干燥。來自旋轉滾筒9的高溫高濕排氣空氣通過蒸發(fā)
器8進行除濕熱交換，并返回送風風扇10的吸氣一側。
控制電路6通過來自旋轉滾筒驅動電動機4B的轉子位置檢測電路 40b的位置信號和由電流檢測電路5B檢測出的電動機電流信號來驅動 逆變電路3B并矢量控制旋轉滾筒驅動電動機4B，通過電流檢測電路 5A、 5C檢測出熱泵用壓縮機電動機4A和送風風扇電動機4C各自的 電動機電流，并分別控制逆變電路3A、 3C，進行無傳感器正弦波驅動， 以此來進行低噪聲、高效率運轉。
控制電路6至少由一個內置多個對逆變電路3A、3B、3C進行PWM 控制的PWM控制電路(未圖示)和高速A/D轉換電路(未圖示)的 高速處理器構成，同時控制逆變電路3A、 3B、 3C并進行正弦波驅動， 按照各不相同的旋轉速度控制壓縮機電動機4A、旋轉滾筒驅動電動機 4B、送風風扇電動機4C。
第一逆變電路3A對壓縮機電動機4A進行無傳感器矢量控制，通 過第一電流檢測電路5A檢測壓縮機電動機4A的電動機電流，并進行 無傳感器正弦波驅動，比較由存儲于控制電路6中的電動機參數(shù)和施 加在電動機上的電壓而計算求出的電流與檢測電流，來推定計算轉子 位置，修正控制程序內的假想d-q軸并進行轉子相位控制。壓縮機電動 機4A因壓縮機構的構造方面的原因，因機械的轉子位置，扭矩發(fā)生變 動，因此，有必要進行盡可能正確的位置推定計算，特別是與q軸相 比，推進電流相位，即所謂進角控制(弱磁場控制)中，位置推定計 算的精度成為問題，因此，電流檢測精度的確保、電動機參數(shù)的精度 確保、和位置推定算法成為課題。
第二逆變電路3B對旋轉滾筒驅動電動機4B進行矢量控制，通過 位置檢測電路40b檢測轉子永久磁鐵的位置，通過第二電流檢測電路 5B檢測旋轉滾筒驅動電動機4B的電動機電流，并坐標轉換(d-q轉換) 成與轉子永久磁鐵的d軸方向成直角的q軸方向的矢量，對旋轉滾筒 驅動電動機4B進行矢量控制。
此外，在旋轉滾筒驅動電動機4B為表面磁鐵電動機的情況下，也 可以通過不進行電流檢測的開環(huán)矢量控制進行正弦波驅動，并通過計 算求出電流值來進行控制。由于通過矢量控制旋轉滾筒驅動電動機4B
或者矢量計算電動機電流而瞬時求出扭矩電流Iq與d軸電流Id，因此， 能夠檢測瞬時扭矩，并且能夠判定旋轉滾筒7的負荷狀態(tài)或者非均衡 狀態(tài)。而且，在高速脫水運轉時根據(jù)電流檢測能夠正確地控制進角控 制的進角。
第三逆變電路3C通過無效電流定值控制對送風風扇電動機4C進 行位置無傳感器正弦波驅動，正弦波電流流經送風風扇電動機4C，積 分控制對于電動機施加電壓的無效電流從而進行穩(wěn)定化控制。如果永 久磁鐵同步電動機的旋轉速度使驅動頻率f一定，則與電源電壓變動或 負荷變動無關，送風風扇電動機4C的旋轉速度為一定，所以，如果進 行無效電流定值控制，則能夠進行驅動頻率定值控制，從而能夠使旋 轉數(shù)變動幾乎為零。在對送風風扇電動機4C進行如無效電流定值控制 的開環(huán)驅動頻率定值控制(V/f控制方式)的情況下，能夠不受直流電 源電壓變動的影響，使驅動送風風扇10的送風風扇電動機4C的旋轉 速度為一定，所以，送風風扇10的風扇噪聲沒有變化，能夠消除旋轉 速度變動引起的刺耳的風扇噪聲變動。
如后述詳細說明，電流檢測電路5A、 5B、 5C采用三分流式電流 檢測方式，由3個或2個分流電阻和電流信號放大電路構成，電流檢 測電路5A、 5B、 5C的基本結構完全相同，通過使全部的逆變電路的 載波頻率為整數(shù)倍數(shù)，使得載波信號的同步，能夠防止電流檢測時的 開關噪聲相互干擾。
由于壓縮機電動機4A輸出為600至750W，旋轉數(shù)為1000至 6500r/m，最大輸出電流為3至5Arms;旋轉滾筒驅動電動機4B輸出 為50至500W，旋轉數(shù)為30至1600r/m，最大輸出電流為5至8Arms; 送風風扇電動機4C輸出為30至150W，旋轉數(shù)為4000至6000r/m， 最大輸出電流為0.5至1.5Arms，所以，逆變電路輸出為逆變電路3A、 3B、 3C的順序。旋轉滾筒驅動電動機4B如果以洗凈或者干燥運轉的 低速旋轉，則電動機輸出非常少，為50W左右，如果是脫水高速運轉 則變?yōu)?50至500W的最大輸出，但是運轉時間比其它的行程短。
但是，驅動熱泵的壓縮機屯動機4A的輸出大，并且，運轉時間非 常長為數(shù)小時，因此發(fā)生溫度上升的問題。特別是分流電阻、布線圖 形、電源半導體的發(fā)熱及其散熱成為課題。而且，因逆變電路開關噪
聲大，所以為了減少放射噪聲，有必要盡可能減少逆變電路電流流經 的環(huán)面積，減少發(fā)生電磁場。
控制電路6由內置對逆變電路3A、3B、3C進行PWM控制的PWM 控制電路(未圖示)和高速A/D轉換電路(未圖示)的微型計算機、 或者數(shù)字信號處理器(簡稱DSP)等的高速處理器(未圖示)構成， 利用柵極信號GA來控制逆變電路3A從而控制壓縮機電動機4A，利 用柵極信號GB來控制逆變電路3B并驅動旋轉滾筒驅動電動機4B， 利用柵極信號GC來控制逆變電路3C并驅動送風風扇電動機4C，并 且以各不相同的旋轉速度同時進行控制。從電流檢測電路5A、 5B、 5C 向內置于處理器中的A/D轉換電路流動的電流信號未在圖中表示。
對于處理器的結構將在后面進行說明，但是，至少在1個處理器 中內置多個PWM控制電路和多個A/D轉換電路，通過在處理器內部 使得多個載波信號同步，能夠實現(xiàn)一個處理器三個逆變驅動方式。在 采用兩個處理器三個逆變驅動方式的情況下，有必要在處理器之間使 得載波信號同步，但是，其具有減輕處理器負擔的任務量的優(yōu)點，使 復雜的無傳感器矢量控制的實效變得容易。
圖2是本發(fā)明第一實施方式中的逆變電路的詳細電路圖，采用由6 個晶體管與二極管、和控制用IC組成的電源組件構成逆變電路。
此處，對三相橋臂的一個U相橋臂30A進行說明，由絕緣柵極雙 極晶體管(以下簡稱IGBT)構成的上橋臂晶體管31al與反并聯(lián)二極 管32al的并聯(lián)連接體、和由IGBT構成的下橋臂晶體管31a2與反并聯(lián) 二極管32a2的并聯(lián)連接體串聯(lián)連接，上橋臂晶體管31al的集電極端 子與逆變電路的正端直流電源母線端子P連接，上橋臂晶體管31al的 發(fā)射極端子與向電動機4輸出的輸出端子U連接，下橋臂晶體管31a2 的發(fā)射極端子Nu通過構成電流檢測電路5的U相分流電阻50a與負 端直流電源母線2B連接。此外，控制IC (柵極驅動電路)的接地端 子N與負端直流電源母線2B連接。
上橋臂晶體管31al根據(jù)上橋臂驅動信號Up由上橋臂柵極驅動電 路33al驅動，下橋臂晶體管31a2根據(jù)下橋臂驅動信號Un由下橋臂柵 極驅動電路33a2控制其開和關。上橋臂柵極驅動電路33al內置通過 微分信號設置或重置的RS觸發(fā)(flip-flop)電路，上橋臂驅動信號Up的上升使上橋臂晶體管3lal打開動作，上橋臂驅動信號Up的下降使 上橋臂晶體管31al關閉動作。在下橋臂柵極驅動電路33a2中不需要 RS觸發(fā)電路，并未內置。
IGBT的柵極施加電壓必須是10至15V，如果使下橋臂晶體管31a2 打開，自舉電容器36a從15V的直流電源控制端子VB通過自舉電阻 34a、自舉二極管35a而被充電，因此，通過自舉電容器36a的蓄積能 量能夠對上橋臂晶體管31al進行開和關。此外，即使在下橋臂的反并 聯(lián)二極管32a2導通的情況下，自舉電容器36a也同樣被充電。
通過向逆變電路3的斷路信號端子Of施加過電流檢測信號，逆變 電路3的U相、V相、W相各個下橋臂晶體管瞬吋關閉。
V相橋臂30B、 W相橋臂30C也是同樣的連接，各橋臂的下橋臂 晶體管的發(fā)射極端子Nv、 Nw與構成電流檢測電路5的V相分流電阻 50b、 W相分流電阻50c連接，V相分流電阻50b、 W相分流電阻50c 的另一個端子與直流電源負電位端子N連接。如果采用IGBT或者電 源MOSFET構成下橋臂晶體管，通過控制柵極電壓能夠進行開關控制， 所以，如果按照使得在IGBT的情況下與發(fā)射極端子連接，或在電源 MOSFET的情況下與源極端子連接的分流電阻的電壓為IV以下的方 式而選定電阻值，則幾乎不對開關動作產生任何影響，能夠通過電壓 控制進行開和關控制，并且通過檢測UVW各相分流電阻50a、 50b、 50c的電壓veu、 vev、 vew，能夠檢測逆變電路輸出電流即電動機電流。
圖3是采用單電源放大電路構成本發(fā)明的電流檢測電路5的電流 信號放大電路的詳細電路圖，其利用非反轉放大器對通過UVW各相 分流電阻50a、 50b、 50c檢測出的交流電流信號進行轉換放大，并且 電平轉換為內置在處理器中的A/D轉換器能夠檢測的DC電壓電平 Vcc。
由于UVW各相電流信號放大電路51a、 51b、 51c為同一電路，所 以對U相電流信號放大電路51a進行說明。在U相分流電阻50a中產 生的電壓veu的峰值與逆變電路3的U相輸出電流對應，U相分流電 阻電壓veu相對電流信號放大電路的接地電位變化為正和負。因內置 在微型計算機等中的A/D轉換器以規(guī)定的直流電壓Vcc進行動作，所 以有必要將直流電壓Vcc的中心值(1/2 Vcc)設為電流零，按照相
對中心值變化的方式使放大電平移動。換言之，設定為電動機電流信
號在A/D轉換器的輸入動態(tài)范圍內變化。
將電容器500a以并聯(lián)關系連接U相分流電阻50a，從U相分流電 阻50a將第一輸入電阻501a與第二輸入電阻502a以串聯(lián)關系連接，將 第二輸入電阻502a上拉連接在U相電流信號放大電路51a的直流電源 端子55上。使第一輸入電阻501a (電阻值R2)與第二輸入電阻502a (電阻值R1)的連接點與運算放大器503a的非反轉輸入端子連接，在 運算放大器503a的輸出端子與反轉輸入端子之間連接反饋電阻504a (電阻值R4)，在反轉輸入端子與接地電位之間連接電阻505a (電阻 值R3)構成非反轉放大器。如果U相分流電阻50a的電阻值為Ro， 那么分流電阻50a的電壓veu變?yōu)殡娮柚礡o與電流Iu的積(veu=Ro XIu)，如果使第一輸入電阻501a與第二輸入電阻502a的分壓比k為 k=R2/ (Rl+R2)，且反饋放大率K為K-R4/R3，則電流信號放大電路 51a的輸出電壓vau如公式1所示。
vau=KXveu (1—k)十KXkXVcc
=RoXIu (K—0.5)十0.5XVcc (公式1)
此處，如果使分壓比k與反饋放大率K的積，即kXK-0.5，則轉 換為以A/D轉換器的直流電源電壓Vcc的1/2為中心，與電流Iu對應 的電壓信號。
例如，假設分壓比k-O.l、反饋放大率〖=5、分流電阻值R『0.2Q、 加在直流電源端子上的電壓Vcc=5V，則電流信號放大電路51a的輸出 電壓用vai^0.9XIu+2.5表示。艮卩，在A/D轉換器的DC電壓為5V的 情況下，中心值2.5V相當于0A，動態(tài)范圍相對士2.5V能夠檢測大致 達到士2.5A的電流。
電阻506a和二極管507a、 508a連接用于A/D轉換電路的過電壓 保護。
圖3所說明的使用非反轉放大器的電流信號放大電路51a，如上所 述，如果使得上拉連接的直流電源電壓與A/D轉換器的直流電源電壓 (Vcc)相等，第一輸入電阻和上拉連接的第二輸入電阻的分壓比k與 反饋放大率K的積(kXK)大致為0.5，則能夠電平轉換為A/D轉換 電路的直流電源電壓(Vcc)的中心值。
如上所述，本發(fā)明的電流檢測電路利用較少的部件數(shù)量和單電源 的運算放大器能夠容易且廉價地進行電流檢測。此外，通過運算放大 器放大分流電阻的電流信號，所以即使是低電阻的分流電阻也能夠電 流檢測，并且能夠減少分流電阻的損失，使分流電阻小型化從而能夠 使得分流電阻與電流信號放大電路一體化的電流檢測組件小型化。
此外，因為能夠縮短分流電阻與運算放大器的布線，所以幾乎能 夠消除布線引起的電流檢測誤差。而且，由于電流信號放大電路作為
緩沖器，高速開關噪聲未被直接輸入A/D轉換器中，所以A/D轉換器 也不存在誤動作或閂鎖的擔憂。此外，通過圖3所示的非反轉放大器， 因為以單電源進行動作，所以能夠簡化控制電路直流電源。
圖4表示圖1所示的電動機驅動裝置的控制電路的載波信號、 PWM控制信號和電流檢測A/D轉換的時序圖。Ca表示逆變電路3A 的載波信號，Cb表示逆變電路3B的載波信號，Cc表示逆變電路3C 的載波信號，載波信號Cb、 Cc的載波頻率完全相同并且同步，載波信 號Ca、 Cb的載波頻率同步設定為1比4的整數(shù)比。
Gpal、 Gnal是逆變電路3A的U相上橋臂與下橋臂的PWM控制 信號，A/Da表示檢測電流檢測電路5A的電流信號的A/D轉換電路的 觸發(fā)信號，在載波信號Ca變?yōu)榉逯档臅r間t3進行A/D轉換動作。Gpbl 、 Gnbl是逆變電路3B的U相上橋臂與下橋臂的PWM控制信號，A/Db 表示檢測電流檢測電路5B的電流信號的A/D轉換單元的觸發(fā)信號， 在載波信號Cb變?yōu)榉逯档臅r間tl、 t3、 t5進行A/D轉換。Gpcl、 Gncl 是逆變電路3C的U相上橋臂與下橋臂的PWM控制信號，A/Dc表示 檢測電流檢測電路10c的電流信號的A/D轉換電路的觸發(fā)信號，在載 波信號Cc變?yōu)榉逯档臅r間t2、 t4進行A/D轉換動作。逆變電路3B與 3C交互地A/D轉換載波信號，逆變電路3A的A/D轉換時間在逆變電 路3B、 3C的載波信號的峰值(t3)的時間進行A/D轉換，因此，能夠
消除開關噪聲引起的相互干擾。
在圖4的時序圖中，存在逆變電路3C的A/D轉換時間t2、 t4與 逆變電路3A的開關時間重合的情況，如果增大逆變電路3C的分流電 阻，則幾乎能夠消除通用阻抗引起的電流檢測誤差。換言之，與逆變 電路3A、 3B相比，通過縮小逆變電路3C的輸出電流，增大分流電阻，
能夠錯開A/D轉換時間。在逆變電路3A、 3B、 3C全部的輸出電流大 的情況下，如果逆變電路3A、 3B的A/D轉換時間設定為tl、 t3、 t5 中的任意一個，則能夠完全消除開關噪聲相互干擾引起的電流檢測誤 差。
圖5表示在電流檢測電路中追加有過電流檢測電路的電流檢測組 件的框圖，在圖3所示的電流檢測電路5中追加過電流檢測電路56， 檢測流經分流電阻50a、 50b、 50c的電流，由此來進行逆變電路3A、 3B、 3C或者電動機4A、 4B、 4C的各自的過電流的檢測，并輸出過電 流檢測信號Fo。過電流檢測信號Fo被賦予處理器60a的外部插入輸入 端子IRQ和逆變電路的輸出禁止端子Of，使逆變電路輸出瞬時斷路。 其它結構與圖3相同，詳細的說明省略。
電流檢測電路5a在分流電阻50a、 50b、 50c和電流信號放大電路 51a、 51b、 51c和其它的端子上追加設置過電流檢測電路56、過電流 輸出信號端子57和過電流設定端子58而作為組件，通過處理器60a 向過電流設定端子58施加與過電流設定值對應的信號Vref，如果過電 流設定值以上的電流流經分流電阻，過電流檢測電路56檢測過電流， 從過電流輸出信號端子57向控制單元60a的異常信號插入端子IRQ施 加過電流信號Fo，控制電路60a根據(jù)異常插入信號關閉逆變電路3A 的控制信號GA (Up、 Un、 Vp、 Vn、 Wp、 Wn)。
此夕卜，由于過電流信號Fo也加至與圖2的說明相同的逆變電路3A 的斷路信號端子Of，瞬時使逆變電路3A的輸出停止，因此，通過逆 變電路3A的斷路功能和控制電路6的異常插入信號的斷路功能所構成 的雙重保護功能而實現(xiàn)過電流保護。對于電動機4的過負荷引起的過 電流或者失步引起的過電流，以來自控制電路6的異常插入信號的斷 路響應速度沒有問題，但是在逆變電路3A的上下橋臂短路的情況下， 必須有幾微秒以內的響應速度，則通過過電流信號Fo直接使逆變電路 3A斷路。
圖6是過電流檢測電路56的詳細電路圖。過電流檢測電路56通 過電壓比較器檢測分流電阻50a、 50b、 50c各自的端子電壓，將3個 電壓比較器的輸出端子OR連接，輸出任意的過電流信號至過電流輸 出信號端子57。
檢測U相分流電阻50a的電流的U相過電流檢測電路56a，通過 由與電壓比較器560a的反轉輸入端子、與分流電阻50a連接的電阻 561a和電容器562a所構成的積分電路，將電壓信號veu施加給電壓比 較器560a的反轉輸入端子，與被施加在電壓比較器560a的非反轉輸 入端子中的設定電壓信號Vref相比，如果電壓信號veu比設定電壓信 號Vref高則輸出端子電壓下降至Lo。將電阻563a連接在電壓比較器 560a的反轉輸入端子和電路電源電壓端子Vcc上，通過施加正的偏置 電壓，使得異常電流流經電動機，不會在電壓比較器560a的反轉輸入 端子上施加一0.3V以上的負的異常電壓。
電壓比較器560a的輸出段通常由開路集電極晶體管構成，輸出電 阻564a被上拉連接從而能夠容易地構成邏輯OR電路。V相過電流檢 測電路56b、 W相過電流檢測電路56c (未圖示)也是同樣的連接，直 接連接輸出端子能夠構成OR電路。此外，由于設定電壓信號Vref被 施加在各個非反轉輸入端子上，所以如果UVW相各分流電阻50a、50b、 50c的任意一個電壓變?yōu)樵O定電壓信號Vref以上，則有效Lo的過電流 信號Fo被輸出至過電流輸出信號端子57。
如上所述，本發(fā)明的電流檢測電路構成將多個分流電阻、多個用 于電流信號放大的運算放大器、多個用于過電流檢測的電壓比較器、 和電阻、電容器等電路部件一體化的電流檢測組件，由此使得分流電 阻與運算放大器之間的布線、和分流電阻與電壓比較器之間的布線變 短，不僅能夠減少圖形布線阻抗，還能夠減少布線圖形引起的噪聲， 因此，能夠減少噪聲引起的誤動作，進行正確的電流檢測和過電流檢
圖7表示洗滌干燥機的電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、 電源檢測組件和處理器的實際安裝配置圖，是對正和負的直流電源母 線2A、 2B的布線圖形、構成逆變電路3A、 3B、 3C的電源組件3a、 3b、 3c、各個電流檢測組件5a、 5b、 5c、和控制電路6的處理器60a， 從部件面來看的配置圖。其中，正和負的直流電源母線2A、 2B的布 線圖形與處理器60a通常被安裝在釬焊面，但是，在采用回流方式的 軟釬焊的情況下，也可以在部件面上。
在圖的正面左側配置構成直流電源(未圖示)的電解電容器，在
正和負的直流電源母線2A、 2B之間按照逆變電路輸出大小的順序， 即驅動壓縮機電動機4A的第一逆變電路3A的電源組件3a、驅動旋轉 滾筒驅動電動機4B的第二逆變電路3B的電源組件3b、驅動送風風扇 電動機4C的第三逆變電路3C的電源組件3c的順序進行配置，控制電 源組件3a、3b并驅動壓縮機電動機4A和旋轉滾筒電動機4B的處理器 60a被配置成接近電源組件3a、 3b的附近，內置在電源組件3a、 3b中 的控制IC的負電源端子與處理器60a的接地端子按照與負的直流電源 母線2B連接并共通接地的方式布線。
電源組件3a、 3b分別由圖2中所示的部件(電容器除外)構成， 形狀為DIP (DualInLine:雙列直插式)式，在封裝的兩端分別配置端 子。在封裝的一側設置高壓直流電源端子P、 U相輸出端子U、 V相輸 出端子V、 W相輸出端子W、下橋臂晶體管發(fā)射極端子Nu、 Nv、 Nw， 在相對的封裝一側設置各柵極控制端子Up、 Un、 Vp、 Vn、 Wp、 Wn 與斷路信號端子Of (未圖示)、和控制IC電源端子VB (未圖示)。接 近電源組件3a、 3b配置各個電流檢測組件5a、 5b，控制電源組件3a、 3b的處理器60a配置在相對電源組件3a、 3b布線最短的位置。
驅動送風風扇電動機4C的第三逆變電路3C的電源組件3c內置電 流檢測電路5C等，并且內置對電動機進行正弦波驅動的電動機控制 IC，僅通過從正和負的直流電源母線2A、 2B施加直流電力、和從處 理器60a施加旋轉數(shù)控制信號，構成能夠正弦波驅動送風風扇電動機 4C的智能電源組件。在驅動送風風扇電動機4C的情況下，由于電流 檢測用分流電阻為較大的值，并且，扭矩變動少，所以風扇電動機控 制比較容易，因為并非必須正確地使得其它的逆變電路與載波信號同 步，所以能夠構成內置有電動機控制IC的智能電源組件，處理器60a 能夠專門進行壓縮機電動機4A和旋轉滾筒電動機4B的控制。
在從逆變電路的下橋臂晶體管發(fā)射極端子通過分流電阻向負的直 流電源母線2B進行布線的情況下，如果布線變長，則電感增加，因雜 散電感引起的開關時的反電動勢導致IGBT或者MOSFET閂鎖而損壞。 此外，如果分流電阻與放大電路的布線變長，則開關噪聲容易進入信 號線，而且由于通過通用阻抗同時動作的逆變電路電流，檢測精度將 會下降。
但是，通過在正和負的直流電源母線2A、 2B的布線圖形之間配 置多個電源組件3a、 3b、 3c，多個電源組件全部從下橋臂晶體管發(fā)射 極端子通過分流電阻向負的直流電源母線2B上的布線變得容易，能夠 使與同時驅動多個電源組件的處理器的布線距離最短，能夠減少雜散 電感等布線阻抗，通用阻抗也幾乎沒有，對電流檢測電路和處理器的 A/D轉換電路的布線也變短，能夠提高電流檢測精度。
再者，通過在電源組件附近配置處理器縮短布線，由于不易受到 從負的直流電源母線2B發(fā)生的高頻電磁場的影響，因此，具有幾乎不 會發(fā)生與接至電源組件上的柵極信號布線與來自電流檢測電路的電流 信號布線重疊的感應噪聲(di/dt噪聲)的優(yōu)點。
如上所述，本發(fā)明在熱泵式洗滌干燥機的正和負的直流電源母線 之間以并聯(lián)關系配置壓縮機電動機驅動逆變電路、旋轉滾筒電動機驅 動逆變電路、送風風扇電動機驅動逆變電路、和與各個逆變電路連接 的電流檢測電路，將同時控制多個逆變電路的至少一個處理器配置在 壓縮機電動機驅動逆變電路和旋轉滾筒電動機驅動逆變電路的附近， 縮短逆變電路與處理器的接地布線并減少通用阻抗，縮短逆變電路與 處理器之間的柵極信號與電流檢測信號的布線距離。
這樣，如果縮短多個逆變電路與同時控制多個逆變電路的處理器 與逆變電路之間的布線距離，能夠同時實現(xiàn)接地電位的共通化與通用 阻抗的降低，并且降低逆變電路的開關引起的感應噪聲(di/dt噪聲) 在信號線上的重疊，因此，能夠防止過電流檢測電路或者內置于處理 器中的A/D轉換電路的誤動作，降低與電流檢測信號重疊的開關噪聲， 并且能夠防止多個逆變電路同時驅動時的相互干擾。此外，由于能夠 縮短處理器與逆變電路之間的布線距離，因此，能夠降低與來自處理 器的柵極驅動信號重疊的幵關噪聲，防止逆變電路的誤動作或者噪聲 引起的破壞。
此外，檢測電動機過電流或者逆變電路過電流，減少由瞬時斷路 逆變電路的過電流檢測電路的噪聲引起的誤動作，能夠進行正確的過 電流保護動作。
其中，電流檢測電路以三分流電流檢測方式進行了說明，但是， 即便是單分流方式效果也基本相同，為了減少開關噪聲的影響，也可
以使所有的逆變電路的載波周期同步而進行電流檢測。此外，旋轉滾 筒驅動電動機具有位置傳感器，因此，在根據(jù)施加電壓與旋轉數(shù)進行 電流推測的情況下，沒有必要進行電流檢測，采用單分流方式就能充 分控制。
(實施方式2)
圖8表示本發(fā)明第二實施方式中的洗滌干燥機的電動機驅動裝置 的控制電路的處理器結構，圖9表示本發(fā)明第二實施方式中的洗滌干 燥機的電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、電流檢測組件和處 理器的實際安裝配置圖。
圖8表示雙處理器結構，第一處理器60A1根據(jù)來自第一電流檢測 電路5A的電流檢測信號(未圖示)控制第一逆變電路(壓縮機電動機 驅動逆變電路)3A并驅動壓縮機電動機4A，第二處理器60B1根據(jù)來 自第二和第三電流檢測電路5B、 5C的電流檢測信號(未圖示)控制第 二逆變電路(旋轉滾筒電動機驅動逆變電路)3B和第三逆變電路(送 風風扇電動機驅動逆變電路)3C并驅動旋轉滾筒驅動電動機4B和送 風風扇電動機4C。
從時鐘電路61分別施加同一時鐘信號ck至第一和第二處理器 60Al、 60Bl，通過從第二處理器60B1施加載波同步信號syc至第一 處理器60A1的插入端子，如圖4所示，能夠使得所有的PWM控制電 路的載波信號與A/D轉換電路同步。通常情況下，旋轉滾筒驅動電動 機4B和送風風扇電動機4C的載波頻率設定為16kHz，壓縮機電動機 4A的載波頻率設定為正好1/4的4kHz，通過從載波頻率高的一方向低 的一方施加同步信號，能夠提高同步時間精度。
在圖9中，在圖的正面左側配置直流電源(未圖示)，與圖7相同， 在正和負的直流電源母線2A、 2B之間按照逆變電路輸出大小的順序， 即驅動壓縮機電動機4A的第一逆變電路3A的電源組件3a、驅動旋轉 滾筒驅動電動機4B的第二逆變電路3B的電源組件3b、驅動送風風扇 電動機4C的第三逆變電路3C的電源組件3cl的順序進行配置，在電 源組件3a、3b、3cl與負的直流電源母線2B之間連接電流檢測組件5a、 5b、 5c，通過處理器60al控制電源組件3a并驅動壓縮機電動機4A， 通過處理器60bl控制電源組件3b、3cl并驅動旋轉滾筒驅動電動機4B 和送風風扇電動機4C。處理器60al配置在電源組件3a的附近且在電 源組件3a、 3b之間，處理器60bl配置在電源組件3b的附近且在電源 組件3b、3cl之間，由此能夠使處理器60al與電源組件3a的布線距離、 處理器60bl與電源組件3b、 3cl的布線距離最短，因此能夠減少開關 噪聲的影響或者逆變電路的相互干擾。
如上所述，本發(fā)明在熱泵式洗滌干燥機的正和負的直流電源母線 之間以并聯(lián)關系配置壓縮機電動機驅動逆變電路、旋轉滾筒電動機驅 動逆變電路、送風風扇電動機驅動逆變電路，并且按照最接近直流電 源為壓縮機電動機驅動逆變電路、旋轉滾筒電動機驅動逆變電路、送 風風扇電動機驅動逆變電路的順序進行配置，在壓縮機電動機驅動逆 變電路的附近配置控制壓縮機電動機的第一處理器，在旋轉滾筒電動 機驅動逆變電路與送風風扇電動機驅動逆變電路的附近配置控制旋轉 滾筒驅動電動機和送風風扇電動機的第二處理器，因此縮短逆變電路 及其處理器的接地布線并減少通用阻抗，縮短逆變電路與處理器之間 的柵極信號與電流檢測信號的布線距離。
因此，能夠減少對處理器的共模噪聲、和逆變電路與處理器之間 的常規(guī)模式噪聲，從而能夠防止逆變電路的誤動作，減少與電流檢測 信號重疊的噪聲，提高電流檢測精度，并且能夠在1塊控制基板上實 際安裝多個逆變電路，能夠實現(xiàn)廉價且可靠性高的控制基板。
此外，通過縮短直流電源與壓縮機電動機驅動逆變電路的布線距 離，能夠降低布線圖形的發(fā)熱和通用阻抗，因此，能夠提高噪聲耐量 減少控制基板的溫度上升，能夠實現(xiàn)可靠性高的熱泵式洗滌干燥機的 控制基板。
(實施方式3)
圖IO表示本發(fā)明第三實施方式中的洗滌干燥機的電動機驅動裝置 的控制電路的處理器結構，圖11表示本發(fā)明第三實施方式中的洗滌干 燥機的電動機驅動裝置的控制基板上的電源組件、電流檢測組件和處 理器的實際安裝配置圖。
圖10表示雙處理器結構，第一處理器60A2根據(jù)柵極信號GB控
制第二逆變電路(旋轉滾筒電動機驅動逆變電路)3B并驅動旋轉滾筒
驅動電動機4B，第二處理器60B2控制第一逆變電路(壓縮機電動機 驅動逆變電路)3A和第三逆變電路(送風風扇電動機驅動逆變電路) 3C的柵極信號GA、GC并驅動壓縮機電動機4A和送風風扇電動機4C。 從時鐘電路61分別施加同一時鐘信號ck至第一和第二處理器60A2、 60B2，通過從第一處理器60A2施加載波同步信號syc至第二處理器 60B2的插入端子，如圖4所示，能夠使得所有的PWM控制電路的A/D 轉換電路與載波信號同步。當然，也可以使同步信號syc的發(fā)信端為第 二處理器60B2。
在圖11中，在圖的正面左側配置直流電源(未圖示)，在正和負 的直流電源母線2A、 2B之間按照逆變電路瞬時電流大小的順序，即 驅動旋轉滾筒驅動電動機4B的第二逆變電路3B的電源組件3b、驅動 壓縮機電動機4A的第一逆變電路3A的電源組件3a、驅動送風風扇電 動機4C的第三逆變電路3C的電源組件3cl的順序進行配置，在電源 組件3a、 3b、 3cl與負的直流電源母線2B之間連接電流檢測組件5a、 5b、 5c，通過第一處理器60a2控制電源組件3b并驅動旋轉滾筒驅動 電動機4B，通過第二處理器60b2控制電源組件3a、 3cl并驅動壓縮機 電動機4A和送風風扇4C。第一處理器60a2配置在電源組件3b的附 近且在電源組件3a、 3b之間，處理器60b2配置在電源組件3a的附近 且在電源組件3a、 3cl之間，由此能夠使處理器60a2與電源組件3b 的布線距離、處理器60b2與電源組件3a、 3cl的布線距離最短，因此， 能夠減少開關噪聲的影響或者逆變電路的相互干擾。
如上所述，本發(fā)明第三實施方式中的洗滌干燥機的電動機驅動裝 置按照最接近直流電源為旋轉滾筒電動機驅動逆變電路、壓縮機電動 機驅動逆變電路、送風風扇電動機驅動逆變電路的順序進行配置，在 旋轉滾筒電動機驅動逆變電路的附近配置控制旋轉滾筒驅動電動機的 第一處理器，在壓縮機電動機驅動逆變電路與送風風扇電動機驅動逆 變電路的附近配置控制壓縮機電動機和送風風扇電動機的第二處理 器，因此縮短逆變電路及其處理器的接地布線并減少通用阻抗，縮短 逆變電路與處理器之間的柵極信號與電流檢測信號的布線距離。
由于旋轉滾筒驅動電動機的洗滌或者脫水行程的電流遠大于壓縮 機電動機驅動電流，所以負的直流電源母線2B的電壓下降也大，但是， 在壓縮機電動機動作的干燥運轉中，旋轉滾筒驅動電動機的電流小， 因此開關噪聲對壓縮機電動機驅動逆變電路的影響小，壓縮機電動機 驅動逆變電路的電流檢測精度幾乎不下降。為了降低洗滌或者脫水行 程中的開關噪聲，可以配置使得旋轉滾筒電動機驅動逆變電路與直流 電源最為接近。
如上所述，本發(fā)明在熱泵式洗滌干燥機的正和負的直流電源母線 之間以并聯(lián)關系配置壓縮機電動機驅動逆變電路、旋轉滾筒電動機驅 動逆變電路、送風風扇電動機驅動逆變電路，并且按照最接近直流電 源為壓縮機電動機驅動逆變電路、旋轉滾筒電動機驅動逆變電路、送 風風扇電動機驅動逆變電路的順序，或者旋轉滾筒電動機驅動逆變電 路、壓縮機電動機驅動逆變電路、送風風扇電動機驅動逆變電路的順 序進行配置，通過將處理器配置在驅動的各個逆變電路附近，縮短逆 變電路及其處理器的接地布線并減少通用阻抗，縮短逆變電路與處理 器之間的柵極信號與電流檢測信號的布線距離。
因此，能夠減少對處理器的共模噪聲、和逆變電路與處理器之間 的常規(guī)模式噪聲，從而能夠防止逆變電路的誤動作，減少與電流檢測 信號重疊的噪聲，提高電流檢測精度，并且能夠在1塊控制基板上實 際安裝多個逆變電路，能夠實現(xiàn)廉價且可靠性高的控制基板。
此外，通過縮短直流電源與壓縮機電動機驅動逆變電路或者旋轉 滾筒電動機驅動逆變電路的布線距離，能夠降低布線圖形的發(fā)熱和通 用阻抗，能夠減少大電流環(huán)引起的輻射噪聲，因此，能夠提高噪聲耐 量并減少控制基板的溫度上升，能夠實現(xiàn)即使多個逆變電路同時運轉 可靠性也高的熱泵式洗滌干燥機的控制基板。
權利要求
1.一種洗滌干燥機的電動機驅動裝置，其特征在于，包括直流電源；從所述直流電源供給直流電力的正和負的直流電源母線；將所述直流電源的直流電力轉換成交流電力，并分別驅動熱泵的壓縮機電動機、旋轉滾筒電動機、送風風扇電動機的第一、第二、第三逆變電路；與所述多個逆變電路連接的多個電流檢測電路；和控制所述多個逆變電路的控制電路，其中，所述多個逆變電路并聯(lián)配置在所述正和負的直流電源母線之間。
2. 根據(jù)權利要求1所述的洗滌干燥機的電動機驅動裝置，其特征 在于所述第一逆變電路被配置成最接近所述直流電源。
3. 根據(jù)權利要求1所述的洗滌干燥機的電動機驅動裝置，其特征 在于所述控制電路至少具有一個直接控制所述第一和第二逆變電路的 處理器，所述處理器配置在所述第一和第二逆變電路的附近。
4. 根據(jù)權利要求1所述的洗滌干燥機的電動機驅動裝置，其特征在于所述控制電路具有直接控制所述第一逆變電路的第一處理器、和 直接控制所述第二和第三逆變電路的第二處理器， 所述第一處理器配置在所述第一逆變電路的附近， 所述第二處理器配置在所述第二和第三逆變電路的附近。
5. 根據(jù)權利要求1所述的洗滌干燥機的電動機驅動裝置，其特征在于所述控制電路具有直接控制所述第二逆變電路的第一處理器、和直接控制所述第一和第三逆變電路的第二處理器，所述第一處理器配置在所述第二逆變電路的附近， 所述第二處理器配置在所述第一和第三逆變電路的附近。
全文摘要
在洗滌干燥機的電動機驅動裝置中，第一、第二、第三逆變電路分別驅動熱泵的壓縮機電動機、旋轉滾筒驅動電動機、送風風扇電動機。在正和負的直流電源母線之間并聯(lián)配置有多個逆變電路，控制電路配置在逆變電路的附近。
文檔編號H02P6/00GK101170293SQ20071016230
公開日2008年4月30日 申請日期2007年9月30日 優(yōu)先權日2006年10月23日
發(fā)明者木內光幸, 濱口涉 申請人:松下電器產業(yè)株式會社