專利名稱：轉(zhuǎn)換器電路的制作方法
轉(zhuǎn)換器電路相關(guān)申請的交叉引用本申請要求于2007年2月15日提交的題為"ONE NTC THERMAL COMPENSATION AND POWER STATE INDICATOR IMPLEMENTATION FOR直流-直流CONVERTER"的序列號為60/890,061的美國臨時申請的利益和優(yōu)先權(quán)，其全部公開內(nèi)容作為引用結(jié)合于此。
技術(shù)背景本發(fā)明涉及直流-直流轉(zhuǎn)換器，且特別地，涉及具有改進的特征的直流-直流轉(zhuǎn)換器，該改進的特征包括在多相位轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中改進的瞬變響應(yīng)，對 表明負載情況的功率狀態(tài)指示信號的改進的響應(yīng)，對相位輸出電感的固有直 流電阻的熱補償，及提供改進的轉(zhuǎn)換器輸出電流信息。在運行多相位降壓轉(zhuǎn)換器中，當之前被關(guān)閉的相位被開啟時，如果低邊 開關(guān)在高邊開關(guān)之前被導(dǎo)通，則會引起在電流共享回路中的擾動，該擾動導(dǎo) 致了較差的瞬變響應(yīng)并且還會使已處于運行相位中的電感飽和。本發(fā)明的目 的是當開啟一個相位時，減小所述擾動并改善多相位轉(zhuǎn)換器的瞬變響應(yīng)。本發(fā)明進一步的目的是使用PSI (功率狀態(tài)指示)信號，該信號由通過 轉(zhuǎn)換器供電的CPU來提供。通常地，使用多相位轉(zhuǎn)換器來給微處理器CPU 芯片供電。CPU制造商提供PSI指示信號以表明負載要求。在輕負載情況期 間，PSI可以被用于關(guān)閉相位以減小相關(guān)的轉(zhuǎn)換損耗。在重負載期間，該信 號可以被用于增加相位。增加或移除相位導(dǎo)致回路帶寬的改變和較差的瞬變 響應(yīng)。本發(fā)明的目的是使用PSI信號來克服在負載變化與轉(zhuǎn)換器回路帶寬變 化之間的相互作用，并改善轉(zhuǎn)換器對PSI信號的瞬變響應(yīng)。對電力的使用經(jīng)歷了極速的增長，尤其在近年的數(shù)據(jù)中心中。服務(wù)器群和數(shù)據(jù)中心要求服務(wù)器具有更高的效率。綠色能源要求還推動該產(chǎn)業(yè)以追求 更有效的能量轉(zhuǎn)換。實際上，服務(wù)器處理器在空閑狀態(tài)、約為滿負載的20%或運行狀態(tài)中都 起作用。切相可以充分地減小轉(zhuǎn)換損耗，并改善空閑狀態(tài)的效率，如圖1A 和1B中所示。當不需要某些相位時，通過在多相位調(diào)節(jié)器中漏去該相位， 使得切相操作的效率得到改善。這由來自處理器和系統(tǒng)中其它裝置的指令來 確定。通過微處理器CPU或電壓調(diào)節(jié)器自身在最有效點上操作該調(diào)節(jié)器而 產(chǎn)生實際算法。該操作可以稱為"按需供電"操作。新一代微處理器提供功 率狀態(tài)指示(PSI)信號以使電壓調(diào)節(jié)器能夠最大化其轉(zhuǎn)換效率。當PSI有 效時，CPU會進入低或空閑功率運行狀態(tài)。切相可以減小功率轉(zhuǎn)換損耗，但電壓回路也動態(tài)地變化。轉(zhuǎn)換器傳遞函 數(shù)的LC雙極根據(jù)出現(xiàn)在回路中的相位數(shù)而移動。平均電流共享被廣泛地用 于平衡電壓模式調(diào)節(jié)器中的每個相位的電流。因為剩余相位需要獲得之前由 切相所承載的電流，因此， 一旦出現(xiàn)在回路中的相位數(shù)變化，即使在負載中 的相位數(shù)沒有變化，也會出現(xiàn)電流回路擾動。另外，PSI信號通常伴隨著負載變化。在這些瞬變事件附近控制相位數(shù) 量的動態(tài)變化是重要的。當負載增加時，需要更多相位，且優(yōu)選為具有相應(yīng) 更低的輸出阻抗和更高的回路帶寬。然而，控制被增加到調(diào)節(jié)器的每個相位 的電感電流是重要的。在PSI有效期間，每個無效相位的電感電流均為零。 當在沒有電感電流的情況下，重新加入之前被禁止的相位時，通過激活同步 金屬氧化層半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)，調(diào)制器會做出響應(yīng)。這導(dǎo)致 了被添加的相位吸入電流，這對剩余相位施加了額外的負載，且甚至可能會 使電感飽和。這種情況還在現(xiàn)有相位與新增加的相位之間引起了更大的電流 差，這會花費更長的時間來達到平衡點。另外，現(xiàn)代處理器可以迅速地在休眠狀態(tài)與滿負載操作之間轉(zhuǎn)換，這對電壓調(diào)節(jié)器(VR)提出了嚴格的要求以穩(wěn)定該電壓調(diào)節(jié)器的輸出電壓。此 外，這種負載瞬變可以以高重復(fù)速率出現(xiàn)。如前所述，當PSI無效時，如果 同步場效應(yīng)晶體管(FET)在控制該場效應(yīng)晶體管之前被導(dǎo)通，則出現(xiàn)電流 擾動，且如果出現(xiàn)高重復(fù)性瞬變且重復(fù)頻率高于電流共享回路帶寬，那么對 于每個相位，轉(zhuǎn)換器可能會經(jīng)受比正常電流偏移范圍更大的電流偏移。可能 會出現(xiàn)過輸出電壓脈動或電感飽和。過電壓變化會導(dǎo)致微處理器故障、重置、 鎖閉或停止運轉(zhuǎn)。因此，切相的實施不犧牲瞬變性能所需的低輸出阻抗是非 常重要的。本發(fā)明的另一個目的是改進廣泛使用的相位輸出電感直流電阻(DCR) 感測技術(shù)。DCR感測技術(shù)依賴于固有電感直接電流電阻以提供無損的電流 感測。通過該方法，不必將電阻與輸出電感串聯(lián)設(shè)置，從而避免了由具有一 系列輸出電阻所引起的損耗。無損DCR電流感測技術(shù)的缺點是由于DCR隨 溫度變化，因此所測量的電流信息存在溫度依賴性。過去，在功率轉(zhuǎn)換器中， 在轉(zhuǎn)換器電路中引入幾個負溫度系數(shù)(NTC)的組件，且甚至使該具有負溫 度系數(shù)的組件與具有正溫度系數(shù)(PTC)的其它組件相結(jié)合以獲得正確的電 流信息，并且還提供過電流保護。本發(fā)明的目的是提供一種技術(shù)，該技術(shù)僅 使用信號NTC組件來提供正確的電流信息。本發(fā)明進一步的目的是提供具有可編程的斜率的電流監(jiān)測輸出(IMON) 以參考遠端開爾文接地(Kelvin ground)來提供精確的轉(zhuǎn)換器電流信息。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的第一方面是解決相位開啟擾動，如果低邊開關(guān)被首先導(dǎo)通，則 該相位開啟擾動將會發(fā)生，這意味著被開啟的相位將吸入電流并在已運行的 相位上施加更多的負載。這在電流共享回路中導(dǎo)致了較大的擾動，且還會引 起已處于運行相位的電感的飽和。為了解決這個問題，本發(fā)明確保高邊開關(guān)總是在低邊開關(guān)之前導(dǎo)通，從而最小化在這些相位中的動態(tài)電流共享上的影 響并改善了轉(zhuǎn)換器的瞬變響應(yīng)。根據(jù)再進一步的方面，本發(fā)明利用從CPU輸出的功率狀態(tài)指示(PSI)， 以便在接收到要求切掉相位的PSI信號后，以預(yù)置延遲切掉該相位。這種布置允許較高的帶寬來響應(yīng)負載變化并允許較小的輸出電壓變化。根據(jù)本發(fā)明的再一方面，為了補償由溫度造成的指示器DCR變化，參 考了轉(zhuǎn)換器電壓參考的未補償?shù)碾娏餍畔⒈惶峁┙o校正電路，并通過差分放 大器來校正指示器DCR溫度變化，該差分放大器具有包括NTC熱敏電阻的 可編程電阻網(wǎng)絡(luò)。由此產(chǎn)生的輸出校正了在電感DCR中的溫度變化，并參 考了轉(zhuǎn)換器參考電壓，該轉(zhuǎn)換器參考電壓設(shè)定了轉(zhuǎn)換器輸出電壓。而且，根據(jù)另一方面，本發(fā)明還包括提供輸出，該輸出是轉(zhuǎn)換器電流信 息的電壓表示。該包括在被補償?shù)碾娏餍畔⒅械碾娏餍畔⒈粡霓D(zhuǎn)換器參考中 減去，并與偏置電壓求和，且由此產(chǎn)生的輸出被遠端感應(yīng)(開爾文)接地參 考。該輸出是轉(zhuǎn)換器電流信息的電壓表示，該輸出的斜率可以用連接到上述 差分放大器的電阻網(wǎng)絡(luò)來編程。根據(jù)隨后的詳細說明，本發(fā)明其它的特點和優(yōu)點會變得顯而易見。


通過參考附圖，現(xiàn)在本發(fā)明將在以下的詳細描述中被更加詳細地描述， 其中-圖1A示出了多相位轉(zhuǎn)換器的框圖，該多相位轉(zhuǎn)換器具有PSI輸入，該PSI輸入用于命令轉(zhuǎn)換器執(zhí)行切相或相位增加；圖1B是相對于不同數(shù)量相位的電流的轉(zhuǎn)換器效率圖；圖l和圖2示出了多相位轉(zhuǎn)換器，特別地，圖l示出了多相位轉(zhuǎn)換器的控制器，且圖2示出了兩相轉(zhuǎn)換器，該兩相轉(zhuǎn)換器被圖1的控制電路所控制。圖3示出了圖1的控制電路的簡化框圖； 圖4示出了圖1的控制電路的詳細框圖；圖5示出了圖2的相位IC (集成電路)中的一個的詳細框圖；圖5A示出了根據(jù)本發(fā)明的PSI信號與關(guān)閉延遲以及高邊導(dǎo)通初期的關(guān)系；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的用于為電感DCR提供熱補償?shù)碾娐啡绾胃纳?輸出電流波形；圖7顯示了波形，該波形示出了當響應(yīng)于PSI信號執(zhí)行關(guān)閉延遲時，改 進的轉(zhuǎn)換器的響應(yīng)；圖8示出了波形，該波形示出了高邊開關(guān)首先被導(dǎo)通，且改進了轉(zhuǎn)換器 的響應(yīng)；圖8A-8G示出了轉(zhuǎn)換器的各種波形；圖9示出了用于提供電流監(jiān)測信號的電流監(jiān)測電路；以及 圖IO示出了用于補償電感DCR的熱補償電路。
具體實施方式
參考圖1和圖2，這些附圖示出了兩相的多相位轉(zhuǎn)換器。圖l示出了控 制電路，該控制電路包括控制IC 10，且圖2示出了輸出轉(zhuǎn)換器電路，該輸 出轉(zhuǎn)換器電路包括相位IC100。由于有兩個相位IC100，因此顯示了兩相的 多相位轉(zhuǎn)換器。可以通過使用額外的相位IC 100并以并聯(lián)或菊花鏈布置來將 輸出連接在一起且將不同的輸入連接在一起以提供額外的相位，所述并聯(lián)如 所示的部分連接，如本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的，所述菊花鏈布置用于來自控制 IC的相位信號，且尤其如已知的，與多相位轉(zhuǎn)換器集成電路的國際整流器X 相位線路相連接。轉(zhuǎn)到圖1，該圖示出了控制集成電路100。該控制集成電路示例性地接收12伏電壓并產(chǎn)生低邊驅(qū)動電壓VCCL和地GND。另夕卜，控制IC接收VID 輸入，該控制IC從CPU接收VIDO到VID7，且該VID0到VID7是確定轉(zhuǎn) 換器輸出電壓的數(shù)字信號。如將參考圖4更詳細說明的，這些數(shù)字信號被數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為稱作VDAC的模擬信號，該模擬信號表示期望的轉(zhuǎn)換器輸出 電壓。該參考VDAC被作為輸出提供給圖2所示的相位IC (稱為在相位IC的 DACIN)。另外，控制IC 10提供輸出PHSOUT，該輸出PHSOUT提供用于控制 圖2中的相位IC的時序信號。信號PHSOUT被饋送到圖2的線路PHSIN中。 第一相位IC 100的輸出PHSOUT隨后被提供給菊花鏈方式中的第二相位IC 100的輸入PHSIN。如果提供了更多相位IC，則第二相位IC 100的PHSOUT 就會被提供到隨后的相位集成電路等的PHSIN端。圖2所示的最后的相位 IC 100的輸出PHSOUT被饋送到圖1中的控制IC 10的PHSIN輸入。另外，圖1中有時鐘輸出CLKOUT，該時鐘輸出CLKOUT向全部相位 集成電路100提供時鐘信號。時鐘輸出所處于的頻率等于單個轉(zhuǎn)換器相位轉(zhuǎn) 換頻率乘以相位數(shù)量。因此，在所示的兩相轉(zhuǎn)換器中，CLKOUT=2X PHSOUT 。誤差放大器輸出EAOUT驅(qū)動圖2中的相位集成電路100，且特別地， 該誤差放大器輸出EAOUT向相位IC的脈寬調(diào)制器提供信息以控制輸出轉(zhuǎn) 換脈寬調(diào)制器，該EAOUT被提供給圖2中的相位集成電路100的EAIN輸 入。提供VOUTSEN+和VOUTSEN-以感測在寄生和分布阻抗之后的負載的 遠端輸出電壓。另外，提供使能端。當該使能端的輸入為高時，控制集成電路被激活。 當該使能端為低時，控制集成電路處于故障模式。輸入VRHOT被提供以用 于溫度監(jiān)視。如圖1所示，包括熱敏電阻的電阻分壓器VRHOTSET1感測電壓調(diào)節(jié)器溫度，該電壓調(diào)節(jié)器溫度被連接到VRHOT引腳的VRHOT比較器 (圖4)使用以便在溫度超過閾值時關(guān)閉該調(diào)節(jié)器。VO是遠端感應(yīng)放大器輸出，且在穿過RC網(wǎng)絡(luò)后表示誤差放大器的輸 出EAOUT。引腳Vdrp是緩沖的、按比例縮放的且熱補償?shù)碾娏餍盘枴６薞N表示 用于DCR熱補償網(wǎng)絡(luò)的節(jié)點。VDAC_BUFF是緩沖的VDAC電壓或轉(zhuǎn)換器的 參考電壓。VSETPT表示誤差放大器同相輸入。所述轉(zhuǎn)換器輸出電壓可以從具有連 接在VDAC引腳和VSETPT引腳之間的外部電阻的VDAC電壓而被減小。如上 所述，Vdac是被VID輸入編程的調(diào)節(jié)器電壓參考。外部RC網(wǎng)絡(luò)連接到邏 輯地以編程動態(tài)VID回轉(zhuǎn)速率并為內(nèi)部緩沖放大器提供補償。引腳SS/DEL 提供轉(zhuǎn)換器啟動和過流保護延遲時序。這還在軟啟動期間被用于補償恒定的 輸出電流回路。ROSC/OVP編程振蕩器頻率。振蕩器頻率等于每個相位的轉(zhuǎn)換頻率。 ROSC/OVP還用于過壓保護。端IIN是來自相位集成電路的平均電流輸入。該引腳還用于將過壓狀態(tài) 傳輸?shù)较辔患呻娐?。弓l腳VCCLDRV是VCCL調(diào)節(jié)器誤差放大器的輸出， 該輸出用以控制外部調(diào)節(jié)器晶體管Ql。該引腳通過電阻RVCCLDKV感測總電 源。引腳VRRDY是集電極開路輸出，該輸出在啟動期間及處于任何外部故 障情況下，驅(qū)動為低。引腳IMON是在IOUT的電壓，該IOUT與負載電流 成比例。圖2示出了多相位轉(zhuǎn)換器輸出電路。如圖所示，該電路包括兩相降壓轉(zhuǎn) 換器。每一個相位均包括低邊或同步晶體管開關(guān)U10和高邊或控制晶體管開 關(guān)Ull，輸出電感L1和輸出電容COUT?？梢允褂脝蝹€輸出電容COUT。在每一情況下，電感電流感測RC網(wǎng)絡(luò)均包括提供在電感兩端的電阻Rcs和 電容Ccs。如公知的，電容Ccs兩端的電壓與電感電流成比例。該電壓被提 供給電流感測放大器CSIN+和CSIN-輸入端。每一個相位IC均包括端IOUT，該端IOUT被連接在一起，且當該IOUT 被連接在一起時表示相位IC的電流感測放大器的輸出。當該IOUT被連接 在一起時，IOUT引腳生成共享總線，該共享總線提供由全部相位提供的平 均電流的指示。該信號被圖1中的控制IC使用以用于電壓定位和過流保護。 當在該IOUT引腳上的電壓升到高于閾值時，啟動過壓保護OVP模式。從由轉(zhuǎn)換器供電的CPU提供PSI。當PSI為低時，CPU處于低功率狀 態(tài)，這表示相位將被切掉。DACIN表示來自控制IC的VDAC的參考電壓。該引腳DACIN上的電壓 參考了電流感測信號和脈沖寬度調(diào)制(PWM)斜坡。LGND表示邏輯地。PHSIN是如上所述的相位時鐘輸入。PHSOUT是 同樣如上所述的對下一個相位IC的相位時鐘輸出(或者對于最后的相位IC， 該PHSOUT是對控制IC 10的PHSIN的輸出)。CLKIN是時鐘輸入。PGND 是低邊驅(qū)動器的返回且是高邊門非重疊比較器的參考。低邊門(GATE L) 是低邊驅(qū)動器輸出和到高邊門(GATEH)非重疊比較器的輸入。如上所述， VCCL是低邊驅(qū)動器的電源。內(nèi)部自舉同步聚合物薄膜場效應(yīng)晶體管(PFET) 從該VCCL引腳連接到BOOST引腳。BOOST引腳是由內(nèi)部自舉電源提供 的高邊驅(qū)動器的電源。內(nèi)部自舉同步PFET 315連接在該BOOST弓l腳與 VCCL引腳之間(見圖5)。GATE H是高邊驅(qū)動器輸出和到GATE L非重疊比較器的輸入。端SW 是高邊驅(qū)動器的返回，即該端SW是轉(zhuǎn)換節(jié)點和GATEL非重疊比較器的參 考。GATE L和GATE H非重疊電路確保了在開關(guān)U10與Ull之間的死區(qū)時 間。VCC是內(nèi)部電路的電源。CSIN+和CSIN-是電流感測放大器的輸入， CSIN+是同相輸入，CSIN-是反相輸入。CSIN+輸入還是調(diào)試(debug)比較 器的輸入，且CSIN-輸入是同步整流禁止比較器的輸入(圖5)。EAIN是來自圖1中的控制集成電路的誤差放大器的PWM比較器(圖5) 輸入。如果在該EAIN引腳上的電壓小于DACIN，則啟動主體斷開模式。如公知的，在多相位轉(zhuǎn)換器中，每一個相位均在由控制集成電路10確 定的時間向負載提供輸出電流。通常地，相位被排序，以使得當一個相位關(guān) 閉時，下一個相位開啟。在圖2中的多相位轉(zhuǎn)換器中，該多相位轉(zhuǎn)換器是兩 相轉(zhuǎn)換器，這兩個相位在相位上相差180° 。這兩個相位中的每一個均作為 降壓轉(zhuǎn)換器而運行，以便當U11開啟時，電感L1從電源電壓充電并向負載 供電，且對輸出電容充電。當U11關(guān)閉時，U10在死區(qū)時間被開啟，以使得 在開啟時間上沒有重疊，從而允許電感電流繼續(xù)流向接地，并允許電感向負 載提供能量。當U10被關(guān)閉時，Ull重新導(dǎo)通，從而為電感提供充電電流且 該過程繼續(xù)，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所公知的。圖3表示圖1中的控制集成電路10簡化的框圖。具體地，圖3示出了 控制集成電路10包括誤差放大器20。該誤差放大器接收反饋信號FB,該反 饋信號FB從輸出電壓VO獲得，該輸出電壓VO由遠端感應(yīng)放大器30的輸 出端提供。遠端感應(yīng)放大器30接收如圖2所示的來自負載的輸入VOSEN+ 和VOSEN-。信號FB表示經(jīng)過電阻RFw后的反饋信號FB。該反饋信號FB 代表轉(zhuǎn)換器的輸出電壓。在誤差放大器20中，在FB的輸出電壓與電壓VDAC相比較。VDAC是與期望的轉(zhuǎn)換器輸出電壓相對應(yīng)的模擬值，該期望的轉(zhuǎn)換器輸出電壓由VID端設(shè)定，見圖1。 VID端信號由圖4所示的數(shù)模轉(zhuǎn)換器50轉(zhuǎn)換為電壓VDAc，且在經(jīng)過緩沖放大器60后，產(chǎn)生了VDAc信號。在誤差放大器20中，將Vdac信號，也就是由參考VDAC 2調(diào)整后的期 望的轉(zhuǎn)換器輸出電壓與反饋信號FB相比較，且產(chǎn)生誤差信號。該誤差信號是EAOUT。該信號在端EAIN被傳遞到每一個相位IC 100，并在PWM比 較器70 (見圖5)中與由PWM斜坡發(fā)生器80產(chǎn)生的斜坡信號RMPOUT相 比較。以這種方式，產(chǎn)生了PWM信號以驅(qū)動輸出開關(guān)U10和U11，從而獲 得期望的輸出電壓。當斜坡信號RMPOUT超過誤差放大器信號EAIN時， PWM比較器發(fā)出脈沖。當EAIN超過RMPOUT時，該脈沖終止，由此設(shè)定 脈沖寬度或占空比。控制集成電路還包括熱補償放大器200 (圖3)。熱補償放大器200從 VDAc緩沖器205接收輸出，該輸出代表通過電阻R4的電壓VDAC。將該輸出 連接到放大器200的同相輸入端。同樣由電阻R3提供給同相輸入端的是電 流IIN，該電流IIN表示從相位IC輸入的平均電流。將包括電阻RTCMP1 、RTCMP3 和負溫度系數(shù)熱敏電阻NTC1的熱補償網(wǎng)絡(luò)耦合到放大器200的輸出。這產(chǎn) 生了電壓VDRP。因此，未補償?shù)碾娏餍畔IN通過電阻R3和R4被VoAc參 考，并通過差分放大器200對電感DCR溫度改變進行校正。包括Rtcmw、 RTCMP3和熱敏電阻NTC1的外部電阻網(wǎng)絡(luò)提供可編程的網(wǎng)絡(luò)。所引起的輸出 VDRP是電流信息，該輸出VDRP針對電感DCR中的溫度改變被校正，并使電壓VDAC參考該輸出Vdrp。電阻RTCMP2用于使電壓VoRp作為電壓VDAC的參考。圖4示出了控制集成電路的細節(jié)。僅詳細描述與本發(fā)明有關(guān)的那些部分。 如前所述，VID輸入VID0-VID7確定轉(zhuǎn)換器輸出電壓。VID輸入被饋 送到VID輸入比較器部件210，該VID輸入比較器部件210的輸出被饋送 到數(shù)模轉(zhuǎn)換器50，該數(shù)模轉(zhuǎn)換器50在緩沖放大器60中緩沖后提供Vdac信 號。如前所述，遠端感應(yīng)放大器30接收信號VOSEN+和VOSEN-，并產(chǎn)生 用于反饋的電壓VO。誤差放大器20也被詳細示出，該誤差放大器20包括 輸入FB和用于設(shè)定點VSETPT的輸入。IC 10還包括時鐘電路230，該時鐘電路230產(chǎn)生時鐘信號CLKOUT和 相位輸出信號PHSOUT以用于驅(qū)動第一相位IC 100以及從最后的相位IC 100接收的相位輸入PHSIN。圖4還示出了熱補償放大器200、 Vdac緩沖器205和電流放大器220。圖5示出了控制IC 100的細節(jié)?？刂艻C 100包括PWM比較器70，該 PWM比較器70用于產(chǎn)生PWM信號，該PWM信號被饋送到PWM鎖存器 75，該PWM鎖存器75由來自控制IC的時鐘信號CLKIN計時。PWM鎖存 器的輸入也是來自控制IC的信號PHSIN。來自PWM比較器的PWM信號 重置鎖存器75，該鎖存器75計時PHSIN信號穿過輸出驅(qū)動器級的時間，該 輸出驅(qū)動器級包括GATE H和GATE L非重疊鎖存器和比較器以確保在高邊 和低邊開關(guān)Ull和UIO的導(dǎo)通時間之間存在死區(qū)時間。開關(guān)Ull被門驅(qū)動 器310驅(qū)動。開關(guān)UIO被門驅(qū)動器320驅(qū)動。高邊門驅(qū)動器310被升壓電壓 BOOST供電，該升壓電壓在圖2所示的CssT電容處產(chǎn)生，該Cbst屯容由 VCCL通過自舉二極管仿真開關(guān)315而被充電。相位集成電路IOO從微處理器負載接收PSI信號(功率狀態(tài)指示信號)， 在此將更詳細的說明該相位集成電路100的功能。另外，集成電路100接收輸入CSIN+和CSIN-，該CSIN+和CSIN-被提 供給電流感測放大器350。電流感測放大器的輸出表示該相位的被感測的電 感電流。被感測的電感電流被添加到電壓DACIN，該電壓DACIN表示在求 和級360中期望的輸出電壓，該求和級360的輸出被提供給共享調(diào)節(jié)放大器 370。共享調(diào)節(jié)放大器370通過求和級380提供輸出給PWM斜坡發(fā)生器以 修正產(chǎn)生的斜坡電壓，以便確保所述相位提供的電流與多相位轉(zhuǎn)換器中的其 它相位的電流相等。位于共享調(diào)節(jié)放大器370輸入端兩端的電阻Rcs的兩端 所產(chǎn)生的電壓表示由全部相位所提供的平均電流。如前所述，為了避免當相位開啟或關(guān)閉時，在電流共享回路中的擾動和18運行相位的輸出電感的飽和，本發(fā)明提供了一種控制方法，以便在PSI信號 被執(zhí)行時，當PSI信號要求切掉相位或增加相位時，確保恰當?shù)剡M入和脫離切相模式。在輕負載條件下，多相位轉(zhuǎn)換器從CPU接收PSI有效信號或者自身產(chǎn) 生PSI鏈接信號。所述控制器可以初始化在調(diào)節(jié)器中存在的相位數(shù)量的變化。根據(jù)本發(fā)明，優(yōu)選為在減小相位數(shù)量之前，存在至少兩倍于瞬變階段變化響 應(yīng)時間的嵌入延遲。該延遲會避免在相位數(shù)量變化、相關(guān)的瞬變和可能的負 載瞬變事件之間的任何相互作用。這種布置允許回路以較低的輸出阻抗響應(yīng)高速重復(fù)性的瞬變，因為如果PSI觸發(fā)持續(xù)時間小于延遲時間，則PSI有效信號就會被該延遲屏蔽，且全部相位被激活以響應(yīng)負載變化。當PSI信號有效時，被禁止的相位在延遲后與電流共享總線斷開連接。否則，當該被禁止的相位重新啟動時，該被禁止的相位會發(fā)出比所需脈沖寬 度更大的脈沖，因為電流共享回路促使該被禁止的相位提供比所需電流更大的電流，這會在PSI信號無效時導(dǎo)致過度的過沖。另外，電壓回路補償需要 變化以補償LC雙極移動。無論何時，只要電壓調(diào)節(jié)器從CPU接收到PSI無效信號，即負載增大或調(diào)節(jié)器感測到更大的負載情況，則相位增加控制算法產(chǎn)生全部被禁止的相位，但僅允許高邊控制開關(guān)首先導(dǎo)通。因此，圖2的高邊開關(guān)Ull首先導(dǎo)通， 且同步或低邊開關(guān)U10保持關(guān)閉，直至成對的控制開關(guān)Ull在PSI無效后 已經(jīng)過了一個導(dǎo)通周期。所述方法避免了當脫離切相模式并在調(diào)節(jié)器上施加過多負載時對電流 的吸入。而且，當出現(xiàn)負載增加時，這提升了輸出電壓以彌補電壓驟降，且 由此導(dǎo)致了更小的下沖。圖5A示出了控制算法的時序圖。如圖5A所示，當PSI信號有效時，該PSI信號為低。這意味著應(yīng)運行比全部相位更少的相位。如圖5A所示，在PSI信號變低且有效之后，存在 延遲Td，該延遲Td等于瞬變階段變化1/fv、Bw的兩倍。在圖5A中示出了 相應(yīng)的高邊和低邊門信號。在PSI有效后的周期Td中持續(xù)提供該門信號。 由此，當相位被切掉時，這提供了較小的輸出電壓變化，且提供了高帶寬以 響應(yīng)負載變化。還如圖5A所示，當PSI信號無效時，需要全部相位再次運行，高邊開 關(guān)在低邊開關(guān)(見GATEL)之前被導(dǎo)通(見GATEH)。這避免了當調(diào)節(jié)器 脫離切相模式時，電流的過度吸入。在圖5中示出了用于實現(xiàn)延遲的電路，并實施在相位IC100中。PSI信 號被相位IC接收并提供給PSI比較器500。在所示的實施中，當PSI為低時， 該PSI信號請求低功率切相狀態(tài)。PSI比較器500將PSI信號與參考電壓相 比較。將比較器500的輸出提供給"與"(AND)邏輯電路510，該AND邏 輯電路510的其它輸入被從同步整流禁止比較器520中提供。比較器520的 功能是如果電流反向流入電感Ll，則禁止同步整流，即開關(guān)UIO。比較器 520從電流感測輸入端CSIN-接收輸入，該電流感測輸入端CSIN-連接到轉(zhuǎn) 換器輸出。當允許進行同步整流時(CSIN-高于由參考521設(shè)定的閾值)，由 于反相器530， AND電路510的另一輸入將為高。因此，當PSI有效時，即 為低時，且需要切相時，比較器500的輸出將為高，從而導(dǎo)致AND電路510 的輸出為高。當AND電路510的輸出為高時，將設(shè)置鎖存器540而導(dǎo)致鎖 存器540的反相邏輯(NQ)輸出變低。這導(dǎo)致了與非(NAND)電路550 的輸出為高，從而促使AND電路560驅(qū)動用于開關(guān)U10的低邊驅(qū)動器，且 促使AND電路570驅(qū)動用于開關(guān)Ull的高邊驅(qū)動器。這在一定時間周期中 維持了高邊和低邊驅(qū)動器的導(dǎo)通。在AND電路510的輸出為高的同時，啟 動另一個鎖存器545。該鎖存器由來自控制IC10的信號PHSIN計時，該鎖 存器對通過其Q輸出的脈沖進行計時，從而重置鎖存器540。門550的輸出隨后變低，從而使門電路560和570被禁止。因此，自PSI信號有效(PSI 為低)的延遲Td被執(zhí)行，從而允許兩個開關(guān)U11和U10在PSI信號有效后 的延遲時間Td中被操作。這實現(xiàn)了圖5A所示的期望的延遲。優(yōu)選地，所 述延遲為Td>2/fVRBW，即延遲Td大于瞬變階段變化響應(yīng)時間的兩倍。因此，自PSI有效的延遲(Td)由邏輯鎖存器545提供。當PSI有效為 低時，AND門510的輸出為高，這設(shè)置了鎖存器540。鎖存器540的NQ輸 出將為低，直至在PHIN (鎖存器545的CLK)的8個轉(zhuǎn)換周期計數(shù)后，鎖 存器545的輸出有效為高時，由此重置鎖存器540導(dǎo)致了鎖存器540的NQ 輸出為高。當鎖存器540的NQ為高且PSI仍有效為低時，門550的輸出將 為低，從而通過與門560和570關(guān)閉了高邊和低邊開關(guān)。圖5中的鎖存器620確保高邊開關(guān)首先導(dǎo)通。當PSI的高(PSI變高) 為無效時，與門510的輸出為低，從而促使與非門550的輸出為高。圖5中 的鎖存器620的輸出現(xiàn)在為低，因為其在PSI有效期間被重置。因此，鎖存 器620的Q輸出為低，從而通過邏輯門610和560禁止低邊門驅(qū)動器，直至 鎖存器620將高電平信號從鎖存器75接收到CLK輸入端。鎖存器75通過 門570激活高邊開關(guān)，由此確保在PSI無效后，高邊開關(guān)在低邊開關(guān)之前被 激活。因此，當相位要被切掉時，執(zhí)行了延遲，且當相位被重新開啟時，確保 了高邊開關(guān)首先導(dǎo)通。優(yōu)選地，延遲低邊開關(guān)的導(dǎo)通，直至高邊控制開關(guān)在 PSI無效后經(jīng)過了一個導(dǎo)通周期，如圖5A所示。圖7示出了使用所述的PSI實施電路的轉(zhuǎn)換器電路的仿真波形。示出了 PSI信號。其它波形是出現(xiàn)在輸出開關(guān)UlO與Ull之間的轉(zhuǎn)換節(jié)點SWN的 電壓、在電路550的輸出的延遲信號DPSI、誤差放大器輸出EAOUT、在 PWM比較器70的輸入的斜坡信號RMPOUT、電感電流信號IL和轉(zhuǎn)換器輸 出電壓VOUT。如所見的，被關(guān)閉的相位在PSI信號有效后的延遲時間繼續(xù)轉(zhuǎn)換。顯示了具有和沒有延遲的VOUT信號。無延遲的波形是顯示出明顯下 沖的波形。有延遲的波形具有顯著改善的響應(yīng)，沒有表現(xiàn)出下沖，該下沖出 現(xiàn)在來自沒有執(zhí)行所述延遲的轉(zhuǎn)換器的電壓波形中。圖8示出了仿真波形，該仿真波形顯示了被重新開啟的相位的高邊開關(guān) 在低邊開關(guān)之前導(dǎo)通。所示的信號包括時鐘、信號PSI、轉(zhuǎn)換節(jié)點信號SWN、 電感電流IL和輸出VOUT。圖8示出了負載級增加及切相模式的終止。在 負載逐步增加之前發(fā)出PSI無效。所顯示的被禁止的相位以控制場效應(yīng)晶體 管開關(guān)首先導(dǎo)通而被激活，以避免在PSI信號無效后吸入電流。圖8A和圖8B示出了在被禁止的相位與電流共享總線斷開連接與改變 所述補償之間的比較的仿真。圖8A示出了在剩余相位中的電感電流將與被 禁止的相位被重新加入到轉(zhuǎn)換器輸出時的電流相差很遠，因為慢電流共享回 路的積分部分，盡管當被禁止的相位與共享總線斷開連接時，該慢電流共享 回路的積分部分仍會在相同水平，如圖8B所示。伴隨著在切相時最外側(cè)的 電壓回路補償?shù)母淖?，基本可以減小電壓變化，如圖8B所示。圖8C到圖8G示出了實驗結(jié)果。圖8C示出了在PSI無效后負載逐步增 大期間，PSI信號和輸出電壓VOUT及負載電流。圖8D示出了在PSI有效 后在負載逐步減小期間的切相。在圖8C中，在PSI無效后的負載逐步增加 期間，相位被激活?？刂崎_關(guān)首先導(dǎo)通，當負載逐步增大時，微小的輸出電 壓增加消除了電壓驟降，且因此減小了下沖。在圖8D中，當負載釋放瞬變 剛好在PSI有效之前發(fā)生時，在固定延遲后，轉(zhuǎn)換器切相以避免在這兩個事 件之間的相互作用。圖8E示出了在PSI信號無效后，控制開關(guān)總是首先被激活以避免來自 其它相位的吸入電流。這避免了可能的電感飽和或過流反應(yīng)。當負載重復(fù)性瞬變速率超過一定的頻率閾值時，對于該設(shè)計所述一定的 頻率閾值為帶寬的三分之一，則切相被禁止。這確保了低輸出阻抗以對負載變化更快地響應(yīng)。由于電壓調(diào)節(jié)器的輸出阻抗被很好的控制在該電壓調(diào)節(jié)器 的負載直至帶寬，因此，這種布置可以確保在任何高重復(fù)性瞬變期間的被良好管理的動態(tài)行為。這分別在圖8F和圖8G中示出的負載逐步增大和負載逐 步減小中被說明。所述的切相控制技術(shù)由仿真和實驗結(jié)果所驗證。它具有以下的優(yōu)點該 技術(shù)允許區(qū)分與瞬變及導(dǎo)致瞬變的負載變化有關(guān)的切相；該技術(shù)避免了當負 載逐步增大及調(diào)節(jié)器逐步脫離切相模式時，施加過電流到轉(zhuǎn)換器中并減小了 下沖；且提供了低輸出阻抗以響應(yīng)高重復(fù)性瞬變事件。圖IO示出了用于補償輸出電感直流電阻隨溫度變化的電路。 未補償?shù)碾娏餍畔IN表示來自各個轉(zhuǎn)換器相位的平均電流，該未補償 的電流信息IIN被參考到Vdac并出現(xiàn)在IIN中。包括RTCMP1的外部電阻網(wǎng) 絡(luò)、具有負溫度系數(shù)的熱敏電阻NTC1以及電阻Rtcmp2和RTCMP3為提供輸出 vdrp的放大器200提供補償?shù)膮⒖?。瑜出Vdrp表示緩沖的、按比例調(diào)整的 和熱補償?shù)钠骄娏餍盘?。該信號vdrp經(jīng)外部RC網(wǎng)絡(luò)被饋送到控制IC的 反饋端FB，以編程轉(zhuǎn)換器輸出阻抗。該網(wǎng)絡(luò)在圖1中示出，且該網(wǎng)絡(luò)包括 組件RDRP、 RCP、 CCP、 CCP1、 CFB、 RFB和Rfbj。DRP由以下等式給出
<formula>formula see original document page 23</formula>
在該等式中，RTCMP1、 rtcmp3和rtcmp2是外部電阻網(wǎng)絡(luò)中的外部電阻值，IPH是相位電流，DCR是電感直流電阻，GCSA是電流感測放大器的增益， 且RCT)是熱敏電阻。圖6示出了電路的操作。在上部的波形中，顯示了從25到120'C范圍內(nèi) 的不同溫度的負載電流IOUT。下部的波形示出了熱補償，對相同溫度的 IOUT的追蹤顯著的好。圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的電流監(jiān)測裝置。熱補償?shù)腣DRP信號經(jīng)電阻R5 和R7被饋送到放大器275。由電阻R6從偏置參考源VOFFSET提供偏置。 電阻R8將DAC緩沖信號提供給放大器275的反相輸入端。反饋由電阻R9 提供。在放大器同相輸入與接地之間提供平滑電容C1。根據(jù)該電路，包括在VDRP中的電流信息被放大器275從Vdac參考中減 去，并與來自偏置參考電壓的偏置求和。所產(chǎn)生的輸出IMON被參考到遠端 感應(yīng)接地VOSEN-。在IMON與VOSEN-之間得到的輸出是轉(zhuǎn)換器電流信息 的電壓表示。IMON的斜率可以用外部電阻網(wǎng)絡(luò)來編程，該外部電阻網(wǎng)絡(luò)包 括在Vdrp差分放大器200的裝置中。信號IMON由以下等式給出-IMON=(VDRP-DAC-BUFF)+ (0.05+VOSEN-)電流監(jiān)測輸出IMON具有可編程的斜率，并提供參考到遠端開爾文接地 VOSEN-的精確的轉(zhuǎn)換器電流信息。盡管通過其中的特定的實施方式對本發(fā)明進行了說明，但對于本領(lǐng)域技 術(shù)人員來說，很明顯可以有許多其它變化、修改及其它用途。因此本發(fā)明不 應(yīng)由在此的特定公開內(nèi)容來限定，而僅由所附的權(quán)利要求的內(nèi)容來限定。
權(quán)利要求
1、一種多相位轉(zhuǎn)換器，該多相位轉(zhuǎn)換器包括多個轉(zhuǎn)換器電路，每一個轉(zhuǎn)換器電路都具有串聯(lián)連接的高邊開關(guān)和低邊開關(guān)，該高邊開關(guān)和低邊開關(guān)連接在電壓總線兩端，該電壓總線具有提供在該高邊開關(guān)和低邊開關(guān)之間的公共節(jié)點，每一個所述公共節(jié)點都通過各自的電感連接到所述轉(zhuǎn)換器的輸出節(jié)點，該轉(zhuǎn)換器被耦合到負載，所述高邊開關(guān)和低邊開關(guān)中的每一個都由控制電路控制以在所述輸出節(jié)點提供期望的輸出電壓，所述控制電路包括第一電路，該第一電路用于禁止和激活至少一個相位以響應(yīng)所述負載情況，當被禁止的相位被激活時，該第一電路促使所述高邊開關(guān)在所述低邊開關(guān)之前導(dǎo)通。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述控制電路接收表示 負載情況的功率狀態(tài)指示信號，該功率狀態(tài)指示信號具有兩個狀態(tài)，即指示 所述控制電路以使用全部相位來運行所述轉(zhuǎn)換器的第一狀態(tài)，以及指示所述 轉(zhuǎn)換器切掉至少一個相位的第二狀態(tài)，當所述功率狀態(tài)指示信號從所述第二 狀態(tài)變化到要求運行全部相位的所述第一狀態(tài)時，所述第一電路促使所述高 邊開關(guān)在所述低邊開關(guān)之前導(dǎo)通。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述第一電路包括用于 接收所述功率狀態(tài)指示信號以及用于禁止低邊驅(qū)動器在規(guī)定的時間周期中 驅(qū)動所述低邊開關(guān)的電路。
4、 根據(jù)權(quán)利要求3所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述第一電路包括用于 在所述高邊開關(guān)的至少一個導(dǎo)通脈沖持續(xù)時間里延遲所述低邊開關(guān)的導(dǎo)通 的電路。
5、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述第一電路還包括延 遲電路，該延遲電路用于當所述功率狀態(tài)指示信號從所述第一狀態(tài)移動到所 述第二狀態(tài)時，延遲關(guān)閉所述低邊開關(guān)和高邊開關(guān)。
6、 一種多相位轉(zhuǎn)換器，該多相位轉(zhuǎn)換器包括多個轉(zhuǎn)換器電路，每一個 轉(zhuǎn)換器電路都具有串聯(lián)連接的高邊開關(guān)和低邊開關(guān)，該高邊開關(guān)和低邊開關(guān) 連接在電壓總線兩端，該電壓總線具有提供在該高邊開關(guān)和低邊開關(guān)之間的 公共節(jié)點，每一個所述公共節(jié)點都通過各自的電感連接到所述轉(zhuǎn)換器的輸出 節(jié)點，該轉(zhuǎn)換器被耦合到負載，所述高邊開關(guān)和低邊開關(guān)中的每一個都由控 制電路控制以在所述輸出節(jié)點提供期望的輸出電壓，所述控制電路接收功率 狀態(tài)指示信號，該功率狀態(tài)指示信號具有兩個狀態(tài)，即指示所述控制器以使 用全部相位運行所述轉(zhuǎn)換器的第一狀態(tài)，以及指示所述轉(zhuǎn)換器切掉至少一個 相位的第二狀態(tài)，所述控制電路包括第一電路，該第一電路包括延遲電路， 該延遲電路用于當所述功率狀態(tài)指示信號從所述第一狀態(tài)移動到所述第二 狀態(tài)時，延遲關(guān)閉所述低邊開關(guān)和高邊開關(guān)。
7、 根據(jù)權(quán)利要求6所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述第一電路包括比 較器，該比較器用于感測所述功率狀態(tài)指示信號并且具有耦合到鎖存器的輸 出，該鎖存器用于將所述高邊開關(guān)和低邊開關(guān)的驅(qū)動器維持在激活條件下； 以及延遲電路，該延遲電路用于在預(yù)置的時間周期后關(guān)閉所述鎖存器，從而 在所述預(yù)置的時間周期后關(guān)閉所述高邊開關(guān)和低邊開關(guān)。
8、 根據(jù)權(quán)利要求7所述的多相位轉(zhuǎn)換器，其中所述延遲電路執(zhí)行至少 兩倍于所述轉(zhuǎn)換器的瞬變階段變化響應(yīng)時間的時間延遲。
9、 一種轉(zhuǎn)換器電路，該轉(zhuǎn)換器電路包括控制電路，該控制電路用于 驅(qū)動連接在電源兩端的高邊開關(guān)和低邊開關(guān)，并且該控制電路具有布置在所 述開關(guān)之間的公共節(jié)點；輸出電感，該輸出電感連接在所述公共節(jié)點與所述 轉(zhuǎn)換器電路的輸出節(jié)點之間，該轉(zhuǎn)換器電路被耦合到負載；輸出電容，該輸 出電容耦合在所述轉(zhuǎn)換器電路的所述輸出的兩端，所述轉(zhuǎn)換器電路具有感應(yīng) 電流感測電路，該感應(yīng)電流感測電路包括連接到所述輸出電感的電流感測放 大器以使用所述電感的內(nèi)部直流電阻來感測所述電感電流，該轉(zhuǎn)換器電路還 包括誤差放大器電路，該誤差放大器電路從所述轉(zhuǎn)換器電路的輸出節(jié)點接收 反饋電壓并用于產(chǎn)生誤差信號，該誤差信號表示所述轉(zhuǎn)換器輸出電壓與參考 電壓的偏差，該轉(zhuǎn)換器電路還進一步包括熱補償電路，該熱補償電路用于接 收與所述電感電流成比例的信號，該電感電流對于所述電感直流電阻隨溫度 的變化未作補償，并且該熱補償電路用于向所述誤差放大器電路提供反饋信 號以校正在所述電感的直流電阻中的溫度變化，所述熱補償電路包括連接到 電阻網(wǎng)絡(luò)的單個負溫度系數(shù)元件。
10、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述熱補償電路包括差分 放大器，該差分放大器具有兩個輸入端和一個輸出端，所述差分放大器在一 個輸入端接收與所述未補償?shù)碾姼须娏鞒杀壤男盘枺⑶以诘诙斎攵私?收從所述差分放大器輸出并經(jīng)過所述電阻網(wǎng)絡(luò)的信號，且其中所述差分放大 器輸出端被作為反饋連接到所述誤差放大器電路，從而針對所述電感直流電 阻上的溫度影響來補償所述反饋電壓。
11、 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述差分放大器的輸出 包括與所述電感電流成比例的電壓，該電感電流用于校正所述電感的直流電 阻中的溫度變化并被所述轉(zhuǎn)換器的期望的輸出電壓參考。
12、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述電阻網(wǎng)絡(luò)包括串聯(lián) 連接的具有正溫度系數(shù)的第一電阻和具有負溫度系數(shù)的第二電阻，且該電阻 網(wǎng)絡(luò)還包括具有正溫度系數(shù)并與所述第一電阻和第二電阻并聯(lián)的第三電阻， 所述電阻網(wǎng)絡(luò)耦合在所述差分放大器的所述輸出端與 一個輸入端之間。
13、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的轉(zhuǎn)換器電路，進一步地，其中設(shè)定期望的 轉(zhuǎn)換器電路輸出電壓的參考電壓通過電阻耦合到所述差分放大器的第一輸 入端，且該參考電壓還通過另一電阻耦合到所述差分放大器的第二輸入端。
14、 根據(jù)權(quán)利要求13所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述參考電壓通過緩沖 器耦合到所述差分放大器。
15、 根據(jù)權(quán)利要求9所述的轉(zhuǎn)換器電路，該轉(zhuǎn)換器電路還包括遠端感測 放大器，該遠端感測放大器用于感測所述轉(zhuǎn)換器電路的負載電壓，并且該遠 端感測放大器具有輸出端，該輸出端被作為反饋電壓耦合到所述誤差放大器 電路。
16、 一種轉(zhuǎn)換器電路，該轉(zhuǎn)換器電路包括控制電路，該控制電路用于 驅(qū)動連接在電源兩端的高邊開關(guān)和低邊開關(guān)，且該控制電路具有布置在所述 開關(guān)之間的公共節(jié)點；輸出電感，該輸出電感耦合在所述公共節(jié)點與耦合到 負載的所述轉(zhuǎn)換器電路的輸出節(jié)點之間；輸出電容，該輸出電容連接在所述 轉(zhuǎn)換器電路的輸出節(jié)點兩端，所述轉(zhuǎn)換器電路具有電流感測電路，該電流感 測電路包括電流感測放大器，該電流感測放大器被連接以感測在所述輸出電 感中的電流并產(chǎn)生與所述輸出電流成比例的第一信號；該轉(zhuǎn)換器電路還包括 用于接收與所述輸出電流成比例的所述第一信號并用于產(chǎn)生所述轉(zhuǎn)換器電路的輸出電流的電壓表示的電路。
17、 根據(jù)權(quán)利要求16所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中產(chǎn)生所述轉(zhuǎn)換器電路的 輸出電流的電壓表示的所述電路包括放大器，該放大器用于在第一輸入端接 收與所述輸出電流成比例的所述第一信號，在第二輸入端接收設(shè)定轉(zhuǎn)換器輸 出電壓的參考電壓，并且該放大器具有輸出端，在該輸出端上提供有所述輸 出電流的所述電壓表示。
18、 根據(jù)權(quán)利要求17所述的轉(zhuǎn)換器電路，當所述放大器運行以構(gòu)成在 所述第一信號和所述參考電壓之間的差值時，該差值與偏置電壓求和，并且 所述放大器的輸出被所述轉(zhuǎn)換器電路的遠端感應(yīng)接地參考。
19、 根據(jù)權(quán)利要求17所述的轉(zhuǎn)換器電路，該轉(zhuǎn)換器電路還包括第一 電阻，該第一電阻將所述第一信號耦合到第一節(jié)點；第二電阻，該第二電阻 將所述偏置電壓耦合到所述第一節(jié)點；以及第三電阻，該第三電阻將所述第 一節(jié)點耦合到所述放大器第一輸入端；該轉(zhuǎn)換器電路還包括電容，該電容耦 合在所述放大器第一輸入端與接地之間；且該轉(zhuǎn)換器電路還包括第四電阻， 該第四電阻耦合到所述轉(zhuǎn)換器電路參考電壓；以及第五電阻，該第五電阻耦 合到所述放大器的輸出端和所述第二輸入端。
20、 根據(jù)權(quán)利要求19所述的轉(zhuǎn)換器電路，進一步地，其中所述電流感 測放大器使用所述電感的內(nèi)部直流電阻來感測電感電流，且該轉(zhuǎn)換器電路還 包括誤差放大器電路，該誤差放大器電路從所述轉(zhuǎn)換器電路的輸出節(jié)點接 收反饋電壓并用于產(chǎn)生誤差信號，該誤差信號表示所述轉(zhuǎn)換器電路輸出電壓 與參考電壓的偏差；該轉(zhuǎn)換器電路還包括熱補償電路，該熱補償電路接收與所述電感電流成比例的信號，該電感電流未對所述電感直流電阻隨溫度變化 作出補償，并且該熱補償電路用于將所述第一信號作為反饋信號提供給所述 誤差放大器電路，該誤差放大器電路對所述電感的直流電阻中的溫度變化進 行校正。
21、 根據(jù)權(quán)利要求20所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述熱補償電路包括差 分放大器，該差分放大器具有兩個輸入端和一個輸出端，該差分放大器在一 個輸入端接收與未補償?shù)碾姼须娏鞒杀壤男盘?，且在第二輸入端接收從?述放大器輸出并經(jīng)過所述電阻網(wǎng)絡(luò)的信號，并且其中所述差分放大器輸出端 被作為反饋連接到所述誤差放大器電路，從而針對所述電感的直流電阻上的 溫度影響來補償所述反饋電壓。
22、 根據(jù)權(quán)利要求21所述的轉(zhuǎn)換器電路，其中所述電壓表示的斜率由 所述電阻網(wǎng)絡(luò)編程，所述電阻網(wǎng)絡(luò)包括具有負溫度系數(shù)的電阻。
全文摘要
一種多相位轉(zhuǎn)換器，該多相位轉(zhuǎn)換器包括多個轉(zhuǎn)換器電路，每一個轉(zhuǎn)換器電路都具有串聯(lián)連接的高邊和低邊開關(guān)，該高邊和低邊開關(guān)連接在電壓總線的兩端，該電壓總線具有提供在該電壓總線之間的公共節(jié)點，每一個公共節(jié)點都通過各自的電感連接到轉(zhuǎn)換器的輸出節(jié)點，該轉(zhuǎn)換器被耦合到負載，每一個高邊和低邊開關(guān)都由控制電路控制以在輸出節(jié)點提供期望的輸出電壓，該控制電路包括第一電路，該第一電路用于禁止和激活至少一個相位以響應(yīng)負載情況，當被禁止的相位被激活時，所述電路促使高邊開關(guān)在低邊開關(guān)之前導(dǎo)通。
文檔編號H02M3/155GK101252312SQ20081008815
公開日2008年8月27日 申請日期2008年2月15日 優(yōu)先權(quán)日2007年2月15日
發(fā)明者G·許菜因, M·克勞瑟, W·吳 申請人:國際整流器公司