專利名稱：實現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電源變換領(lǐng)域，尤其涉及一種實現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器，還涉及一 種實現(xiàn)輸出端電壓恒定的方法。
背景技術(shù)：
多年來，各種用于恒流恒壓反激式電源的控制ic (集成電路)已經(jīng)得到發(fā)展和應(yīng)用，其 應(yīng)用包括離線式AC/DC (交流/直流)電源適配器、充電器和移動設(shè)備的備用電源。
圖1為一種現(xiàn)有的典型的通過變壓器11次級來控制的恒流輸出反激式變換器10的電 路圖。變壓器11包含三個繞組初級繞組Lp，次級繞組Ls和輔助繞組La。反激式變換器 10包含一個作為初級開關(guān)的外接MOSFET (金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)12， 一個表 示變壓器11銅線繞組其阻抗損耗的次級電阻13，第一個電流感應(yīng)電阻14，次級整流管 15，輸出電容16，光耦17，第二個電流感應(yīng)電阻18，偏置電阻19，電流限制三極管 20以及采用傳統(tǒng)的峰值電流模式脈沖寬度調(diào)制(PWM)的控制IC 21 ?？刂艻C 21起動的初始 能量由電阻22和電容23提供。當(dāng)反激式變換器10穩(wěn)定后，變壓器11的輔助繞組La通 過整流器24為控制IC21提供能量。第二個電流感應(yīng)電阻18和三極管20控制輸出電 流。三極管20調(diào)節(jié)第二個電流感應(yīng)電阻18其兩端電壓為預(yù)設(shè)的基極發(fā)射極電壓(VBE)。 因此反激式變換器10的輸出電流等于VBE除以第二個電流感應(yīng)電阻18其電阻值。反激式 變換器10的缺點之一是基極發(fā)射極電壓VBE和輸出電流都隨溫度而變化。而且，VBE會 導(dǎo)致重大的功率損耗。另外，為了安全所要用到的光耦17會增加總的材料成本，從而導(dǎo)致 反激式變換器10的成本昂貴。
圖2A為現(xiàn)有的第二種典型的通過變壓器11初級來控制的恒流輸出反激式變換器25 的電路圖。它與圖1中的現(xiàn)有技術(shù)相比，反激式變換器25不包含反激式變換器10中的光 耦和變壓器次級電流感應(yīng)元件。但是反激式變換器25具有輸出電流不準(zhǔn)確性，其原因為 (a)變壓器初級電感的變化，和(b)流過初級電感Lp實際的峰值電流與通過電流感應(yīng)電 阻14感應(yīng)到的峰值電流有微小的差別。變壓器11其初級電感值的變化會導(dǎo)致反激式變換 器25的輸出電流隨之變化。初級電感Lp的峰值電流與感應(yīng)電阻14上的壓降Vcs感應(yīng)到 的峰值電流有微小的差別，其原因為控制IC21其電流感應(yīng)比較器的信號傳輸具有延遲，并 且關(guān)閉外接MOSFET 12也具有延遲。
圖2B為圖2A中的反激式變換器25峰值電流的檢測誤差的示意圖。圖2B中柵極 (GATE)波形為圖2A中作為主開關(guān)的MOSFET 12的柵極開/關(guān)驅(qū)動電壓的波形圖。在T1 時間，GATE變?yōu)楦?，MOSFET 12導(dǎo)通。初級電感電流lLP以dl/dt=Vp/Lp的斜率線性的斜 坡上升，其中Vp為初級電感兩端的電壓，Lp為初級電感的電感值。因此感應(yīng)電阻上的壓降 Vcs也會按比例的斜坡上升。當(dāng)感應(yīng)電壓信號Vcs在T2時間達到Vref (參考電壓)時，初 級峰值電流lp即Vref/Rcs，其中Rcs為電流感應(yīng)電阻14的阻值。但由于控制IC21的電流 限制比較器的信號傳輸延遲和PWM控制邏輯和驅(qū)動的延遲，GATE直到T3時間才變?yōu)榈?br> 從而關(guān)斷。(T3-T2)就是GATE關(guān)斷的延遲時間。MOSFET 12的漏極電壓在開關(guān)關(guān)斷的 T3時間會突然變高，但初級電感電流kp會繼續(xù)升高直到T4時間，此時MSOFET12的漏 極電壓升高到VIN，初級電感Lp上的電壓極性反轉(zhuǎn)。結(jié)果，初級電感的最終峰值電流是lpf 而不是lp。不幸的是，初級電感最終的峰值電流lpf會變化，因為(T3-T2)和(T4-T3)會
隨溫度的變化、輸入電壓的不同、IC工藝變化、外部器件的偏差和PCB板布局的差異而變 化。所有的這些變化將產(chǎn)生誤差，從而導(dǎo)致反激式變換器25其輸出電流不精確。
綜上所述，要尋求一種通過初級來控制并且成本低的用于校準(zhǔn)反激式變換器輸出電流的 方法。這種方法通過減少使用IC和外部元件的數(shù)目來消除如上所述現(xiàn)有技術(shù)的缺陷。這種 方法不需要次級電路和光耦。此外，反激式變換器的輸出電流盡可能最大的不受溫度的變化、 輸入電壓的不同、IC工藝的變化、外部元件的偏差和PCB布局的差異等的影響。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種實現(xiàn)輸出端電壓恒定的方法，它可以通過補償 線電阻維持功率變換器的輸出端電壓恒定，它進而可以提高反激式變換器的輸出電流的精確 度。另外，本發(fā)明還實現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器。
為了解決以上技術(shù)問題，本發(fā)明提供了如下技術(shù)方案 一種方法，它包括(a)接收反映功率變換器次級繞組其兩端電壓的反饋信號，其中 次級繞組位于功率變換器的次級，反饋信號具有一定的電壓值，功率變換器輸出一個輸出電 壓并且功率變換器具有一個帶有插頭的充電線，其中的充電線具有一定的電阻，充電線插頭 的電壓稱為插頭電壓；(b)產(chǎn)生一個線修正信號，其為電壓信號；(C) 通過從反饋信 號的電壓值中減去線修正電壓的值從而產(chǎn)生修正的反饋信號，其中的修正的反饋信號為電壓
信號；(d) 將參考電壓與修正的反饋信號的電壓相比較；和(e)，使用步驟(d)中的
比較結(jié)果調(diào)整輸出電壓來補償由于充電線具有電阻而引起的插頭端電壓的降低。
又提供了一種方法，它包括(a)接收反映功率變換器次級繞組其兩端電壓的反饋信號，其中次級繞組位于功率變換器的次級，反饋信號為電壓信號，功率變換器輸出一個輸出 電壓并且功率變換器具有一個帶有插頭的充電線，其中的充電線具有一定的電阻，充電線插
頭的電壓稱為插頭電壓；(b)產(chǎn)生一個線修正信號，其為電壓信號；(C)通過在參考電壓中 加入線修正信號從而產(chǎn)生修正的參考電壓；(d)將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相比
較；(e)使用步驟(d)中的比較調(diào)整輸出電壓來補償由于充電線具有電阻而引起的插頭端
電壓的降低。
還提供了一種功率變換器，它包括 一個次級繞組，該次級繞組位于功率變換器的次 級； 一個輔助繞組，該輔助繞組與次級繞組磁耦合，其中的輔助繞組位于功率變化器的初 級，在所述輔助繞組兩端的電壓產(chǎn)生反饋信號； 一個充電線，該充電線具有插頭，該充電 線具有一定的電阻，充電線插頭的電壓稱為插頭電壓；和一個線修正電路，所述線修正電路 接收反饋信號并產(chǎn)生線修正信號，通過使用線修正信號來補償由于充電線具有電阻而引起的 插頭電壓的下降，從而進行調(diào)整功率變換器的輸出電壓。
最后還有提供了一種功率變換器，它包括 一個次級繞組，該次級繞組位于功率變換 器的次級； 一個輔助繞組，該輔助繞組與次級繞組磁耦合，所述輔助繞組位于功率變化器 的初級，所述輔助繞組兩端的電壓產(chǎn)生反饋信號；一個充電線，該充電線具有插頭，所述
充電線具有一定的電阻，電線插頭的電壓稱為插頭電壓；和一個電路，該電路通過補償由于 充電線具有電阻而引起的插頭端電壓的下降，從而調(diào)整輸出電壓。
由于本發(fā)明通過線補償電路補償由于充電線具有電阻而引起的充電線末端插頭處的輸 出電壓的下降，維持了功率變換器的輸出端電壓恒定。當(dāng)流過初級繞組的電流斜坡上升時， 磁場產(chǎn)生，將能量傳遞給輔助繞組，并在輔助繞組兩端產(chǎn)生反饋電壓。在一種實現(xiàn)電路中， 從輔助繞組得到的反饋信號與線修正信號的電壓相減。然后前置放大器將參考電壓與修正的 反饋電壓相比較。在另一種實現(xiàn)電路中，線修正信號的電壓與參考電壓相加，然后前置放大 器將反饋電壓與修正的參考電壓相比較。前置放大器正反輸入端的電壓差用于增加反激式變 換器在插頭處的輸出電壓，從而補償充電線引起的電壓降。


下面結(jié)合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步詳細(xì)說明。
圖1為現(xiàn)有的一個通過次級來控制的傳統(tǒng)的恒流輸出的反激式變換器的簡單電路圖。
圖示2A為現(xiàn)有的另一個通過初級來控制的恒流輸出的反激式變換器的簡單電路圖。
圖2B為圖2A中恒流輸出反激式變換器峰值電流檢測誤差的波形圖。
圖3為含有本發(fā)明中的比較電路和控制環(huán)路的反激式變換器的簡單電路圖。
圖4為本發(fā)明控制反激式變換器電感峰值電流方法的流程圖。
圖5為本發(fā)明通過初級來控制的恒定電流和電壓輸出的反激式變換器的簡單電路圖，
其包含一個脈寬調(diào)制控制集成電路。
圖6為圖5中脈寬調(diào)制控制集成電路的更詳細(xì)的電路圖，其包含一個振蕩器和一個自適
應(yīng)電流限制器。
圖7為圖6中振蕩器更詳細(xì)的電路圖。
圖8為不連續(xù)工作模式下(DCM)的輔助繞組電壓、初級開關(guān)電流和次級整流器電流 的理想波形圖。
圖9為圖6中振蕩器的理想時序波形圖。
圖10為圖6中自適應(yīng)電流限制器的工作和時序波形圖。
圖11為圖6中自適應(yīng)電流限制器更詳細(xì)的電路圖。
圖12為可替代圖6中控制集成電路的另一種更詳細(xì)的電路圖。
圖13為圖12中控制集成電路與一個外接MOSFET和電流感應(yīng)電阻連接使用的電路圖。
圖14為圖3中反激式變換器其控制集成電路用封裝圖來表示的電路圖。 圖15為圖5中脈寬調(diào)制集成電路的電路圖，其中包括另一種線修正電路。
具體實施例方式
如沒有特別聲明，在以下本實施例中，電感開關(guān)是指主功率開關(guān)管44，開關(guān)管腳是指 SW端或SW管腳(也就是附圖中的99)。本發(fā)明為了表述和行文方便，對同一技術(shù)特征 采用了不同技術(shù)術(shù)語，但其實質(zhì)含義或代表的或指向的對象一樣，比如所稱的初級電感(是 指初級繞組或初級線圈上的電感)、初級繞組、初級線圈均為附圖中的39;又比如次級電 感(是指次級繞組或次級線圈上的電感)、次級繞組、次級線圈也是一樣，均為附圖中40; 還有輔助級電感(是指輔助繞組、輔助級繞組或輔助級線圈上的電感)、輔助繞組、輔助級
繞組、輔助級線圈也是一樣，均為附圖中的41;還有有些概念上有所不同，但為上下位概 念或等同概念或?qū)嵸|(zhì)相同概念，比如反激轉(zhuǎn)換器、電源轉(zhuǎn)換器就是下文中的反激式變換器； 調(diào)制器、調(diào)整器、變壓器均是指附圖中的72。
圖3為本發(fā)明用一個比較電路和一個控制環(huán)路來調(diào)節(jié)電感電流的反激式變換器30。圖
4為圖3中反激式變換器30工作方法的流程圖，其包括步驟31到35。此方法通過調(diào)節(jié)反 激式變換器30電感的峰值電流來控制輸出的電流。反激式變換器包含一個變壓器36， 一 個外接NPN三極管37和一個控制器集成電路(簡稱"控制IC" ) 38。變壓器36包括一 個初級繞組(又稱為"初級電感")39， 一個次級繞組40和一個輔助繞組41?？刂艻C38 包括一個振蕩器42， 一個自適應(yīng)電流限制器43， 一個內(nèi)部的主功率開關(guān)管44，脈寬調(diào)制 邏輯控制電路(簡稱"PWM邏輯電路")45和一個柵極驅(qū)動電路46。自適應(yīng)電流限制器 43包括一個比較電路47， 一個控制環(huán)路48和一個脈沖寬度發(fā)生器(簡稱"脈寬發(fā)生器") 49。
當(dāng)主功率開關(guān)管44導(dǎo)通時，電感電流50開始流過初級電感39。由于流過初級電感39 的電感電流50斜坡上升，產(chǎn)生了一個電磁場，并在主功率開關(guān)管44關(guān)斷時把能量傳輸?shù)酱?級繞組40。傳輸?shù)酱渭壚@組40的能量就以輸出電流(lOUT)的形式輸出。在某些應(yīng)用中， 希望反激式變換器30能提供恒定的輸出電流(l0UT)。輸出電流(l0UT)至少與三個因素有 關(guān).-(i)電感電流50的峰值，(ii)初級電感39的電感值(LP)和(川)主功率開關(guān)管44 導(dǎo)通從而流過初級電感39的電流斜坡上升的頻率(fosc)。就初級電感39的電感值(Lp) 而言，由于變壓器36制作工藝的變化導(dǎo)致它的電感值偏離其標(biāo)稱的額定值，因此個別的反 激式變換器的輸出電流(l0UT)會產(chǎn)生變化。例如，電感繞組導(dǎo)線的直徑不相同，或者纏繞 的方式不一致都會導(dǎo)致個別初級電感的實際電感值變化。另外，信號傳輸?shù)难舆t以及應(yīng)用 主功率開關(guān)管44來控制電感電流從而產(chǎn)生的寄生效應(yīng)會導(dǎo)致流過初級電感39的峰值電流 (Ip)變化。并且傳輸延遲與工藝，溫度和電壓有關(guān)。
圖4描述了調(diào)節(jié)流過初級電感39的峰值電流(lp)的一種方法，盡管信號傳輸延遲和 寄生效應(yīng)與工藝，溫度和電壓的變化有關(guān)，但是此辦法仍可維持反激式變換器30的輸出電 流恒定。此外，還可以通過調(diào)節(jié)峰值電流(Ip)來補償由于工藝變化而引起的初級電感39 電感值(Lp)的不一致性。而且，描述了通過調(diào)節(jié)振蕩頻率(fosc)來補償電感值(Lp)不 一致性的一種方法，主功率開關(guān)管44以此振蕩頻率(fosc)導(dǎo)通，使流過初級電感39的電 感電流50斜坡上升。因此，通過調(diào)整電感峰值電流(lp)和開關(guān)頻率(fosc)或只調(diào)整其 一都可以維持輸出的電流(lOUT)為恒定的值。
第一步(步驟31),自適應(yīng)電流限制器43接收反饋信號51，此信號反映流過初級電 感39的電流停止增長的時間。自適應(yīng)電流限制器43中的比較電路47和控制環(huán)路48都 接收振蕩器42輸出的反饋信號51。流過初級電感39的電感電流50在第一次停止上升 的時間停止斜坡上升。振蕩器42使用輔助反饋信號52產(chǎn)生反饋信號51和開關(guān)頻率信號 53。輔助反饋信號52通過輔助繞組41端電壓產(chǎn)生。當(dāng)流過初級電感39的電流斜坡上升 時，磁場產(chǎn)生，將能量傳遞給輔助繞組41并在輔助繞組41端產(chǎn)生電壓。
第二步(步驟32)，比較電路47接收開關(guān)信號54，此信號反映流過初級電感39的 電感電流50斜坡上升的速率。開關(guān)信號54通過控制IC38的開關(guān)端(SW)從外接的NPN
三極管發(fā)射極得到。初級電感39中斜坡上升的電感電流50流過NPN三極管37和控制IC 38的開關(guān)端(SW)。雖然在圖3中，開關(guān)信號54由流過主功率開關(guān)管44的NPN三極 管發(fā)射極電流得到，但是可以使用其它的實現(xiàn)方法來產(chǎn)生開關(guān)信號54，例如通過在主功率 開關(guān)管44的源端連接感應(yīng)電阻或在與主功率開關(guān)管44并聯(lián)的感應(yīng)MOSFET的源端連接電
阻來產(chǎn)生。
第三步(步驟33)，比較電路47產(chǎn)生計時信號55，此信號反映目標(biāo)時間，此時間為 電感電流50以某速率斜坡上升達到預(yù)先設(shè)定的限制電流的時間。
第四步(步驟34)，控制IC38產(chǎn)生電感開關(guān)控制信號56，此信號具有一定的脈寬。 電感開關(guān)控制信號56控制電感電流50流過的主功率開關(guān)管44的柵極。柵極驅(qū)動電路 46使用"N-channel on"信號("N溝道導(dǎo)通"信號，以下簡稱為"Nchon信號")57產(chǎn)生電 感開關(guān)控制信號56。 PWM邏輯電路45使用振蕩器42輸出的開關(guān)頻率信號53和脈寬發(fā) 生器49輸出的脈沖寬度信號(以下簡稱"脈寬信號")58產(chǎn)生Nchon信號57。開關(guān)頻 率信號53為電感開關(guān)控制信號56其產(chǎn)生的脈沖提供頻率，而脈寬信號58提供電感開關(guān) 控制信號56的脈沖持續(xù)時間。脈寬發(fā)生器49使用控制環(huán)路48產(chǎn)生的時間誤差信號59 產(chǎn)生脈寬信號58。
第五步(步驟35)，自適應(yīng)電流限制器43控制電感開關(guān)控制信號56的脈寬，使得第 一次停止上升的時間(流過初級電感39的電感電流50停止增長的時間)和目標(biāo)時間(電 感電流50達到預(yù)先設(shè)定的限制電流的時間)同時發(fā)生。在具體實現(xiàn)電路中，自適應(yīng)電流限 制器43控制電感開關(guān)控制信號56的脈沖寬度，但是在另一種實現(xiàn)電路中，自適應(yīng)電流限 制器43控制脈寬信號58的脈寬或Nchon信號57。通過控制脈寬信號58， Nchon信號 57和電感開關(guān)控制信號56三者中任意一個信號的脈沖寬度，第一次停止上升的時間和目 標(biāo)時間可被調(diào)整到同時發(fā)生。通過自適應(yīng)的控制脈沖寬度，電感的峰值電流(lp)將被調(diào)整， 從而維持反激式變換器30的輸出電流(l0UT)恒定。
圖5為圖3中反激式變換器30高一級的框圖。反激式變換器30是精確的但是低成本 的功率電源變換器，其通過初級控制，并且輸出電流經(jīng)過調(diào)整。如圖5所示，反激式變換 器30不包含現(xiàn)有技術(shù)中所包含的次級控制電路和光耦。反激式變換器30使用唯一的來自 次級的反饋來控制輸出電流和電壓，此反饋來自輔助繞組41和次級繞組40的磁場耦合。 除了節(jié)省成本，由于不包含次級控制電路和光耦，外圍的元件數(shù)得以減少，從而增加反激 式變換器30的穩(wěn)定性。
有兩個影響反激式變換器30輸出電流精度的因素(a)變壓器36其初級電感39的 電感值的變化，和(b)初級電感39其峰值電流(lp)檢測的不精確性。初級電感39其實 際的電感值(Lp) —般會變化±20%。初級電感39的峰值電流(lp) —般并不能精確檢測， 因為控制IC38中的電流感應(yīng)比較器，PWM邏輯電路和柵極驅(qū)動電路具有傳輸信號延遲， 初級功率開關(guān)關(guān)斷具有延遲和作為初級功率開關(guān)的MOSFET的漏極的寄生效應(yīng)或作為初級 功率開關(guān)的NPN三極管集電極的寄生效應(yīng)。此外，峰值電流其檢測精度隨著溫度，電壓， IC工藝，PCB布線和與外圍元件值相關(guān)的寄生源的變化而降低。反激式變換器30通過使 主功率開關(guān)管44的工作頻率(fosc)的變化與電感值(Lp)的變化成反比來補償初級電感 的實際值與其標(biāo)稱的額定值的偏差。反激式變換器30使用自適應(yīng)電流限制器43和控制環(huán)
路48探測和控制初級電感39的峰值電流來補償信號傳輸延遲和寄生效應(yīng)，使峰值電流探 測變得簡單。此外，反激式變換器30為降低成本，使用初級控制的發(fā)射極開關(guān)結(jié)構(gòu)。
圖5中的反激式變換器30通過兩種工作模式輸出恒定的電流和電壓，分別為恒定(峰值) 電流模式和恒定電壓模式。變壓器36其初級繞組39具有Np匝數(shù)，次級繞組40具有 Ns匝數(shù)，輔助繞組41具有Na匝數(shù)。在圖5中的次級電阻60代表變壓器36其銅線繞組 的阻性損耗。反激式變換器30具有次級整流器61，輸出電容62和控制IC38。控制IC 38為峰值電流模式脈寬調(diào)制控制器。控制IC38啟動的初始能量由電阻63和電容64提 供。當(dāng)反激式變換器30穩(wěn)定后，變壓器36其輔助繞組41通過整流器65為控制IC38 提供能量。
變壓器36初級的控制IC38的反饋端FB其打線焊盤66接收反映次級繞組40輸出電 壓(VouT)的信號。輔助繞組41的端電壓(VAUX) 67經(jīng)過電阻分壓網(wǎng)絡(luò)得到反饋端FB 其打線焊盤66端的輔助反饋信號52，此電阻分壓網(wǎng)絡(luò)包括第一個反饋電阻(RFB1) 68和 第二個反饋電阻(RFB2) 69。輔助反饋信號52也用于計算初級電感的導(dǎo)通時間和實際的斜 坡上升時間。
圖5中的反激式變換器的具體實現(xiàn)電路中包含外接的功率控制元件例如NPN三極管 37，其應(yīng)用在需要較高的輸出功率或較高的開關(guān)頻率的情況。NPN三極管37的基極耦合 到一個二極管70和一個電阻71。在低功率應(yīng)用中反激式變換器30的具體實現(xiàn)電路中并 不包含外接的三極管，MOSFET功率開關(guān)管或電流感應(yīng)電路，這些都集成在控制IC38 中。
圖5中，NPN三極管37與采用發(fā)射極開關(guān)結(jié)構(gòu)的控制IC38協(xié)同工作。外接的NPN 三極管37作為初級繞組39的開關(guān)。在這種結(jié)構(gòu)中，控制IC38中集成的電路驅(qū)動外接 NPN三極管37的發(fā)射極。在其它的實現(xiàn)電路中，為了進一步增加功率控制能力和開關(guān)頻 率，使用外接的MOSFET替代NPN三極管37作為主開關(guān)。通常，三極管的頻率特性受到 基極充電/放電時間的限制，其高功率特性受到基極驅(qū)動電阻的限制。因此，NPN三極管 37對于不需要非常高的功率和幵關(guān)頻率的應(yīng)用非常適合。
現(xiàn)有的技術(shù)中，采用感應(yīng)電阻來檢測初級電感峰值電流，此方法不切合實際，因為流 過感應(yīng)電阻的電流等于NPN發(fā)射結(jié)的電流，此電流由流過集電極的實際的電感電流和NPN 三極管37的基極電流組成。盡管使用三極管增加了復(fù)雜程度，并且三極管由于其自身特點 具有電流增益(Beta)和飽和等效應(yīng)，此效應(yīng)會產(chǎn)生額外的誤差項，但在應(yīng)用中仍想使用 NPN三極管替代MOSFET，這是因為三極管的成本遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于高壓MOSFET。電流增益和 飽和等效應(yīng)難于控制，并隨著工藝，溫度，電壓和外圍元件值的變化而有相當(dāng)大的變化。
圖6為控制IC38詳細(xì)的電路圖。控制IC38包含自適應(yīng)電流限制器43，其用于補償 探測初級電感39峰值電流(Ip)時產(chǎn)生的控制誤差。在不影響性能的基礎(chǔ)上，自適應(yīng)電流 限制器43為糾正峰值電流探測具有的誤差提供低成本解決方案。
盡管系統(tǒng)中具有各方面的變化，但是自適應(yīng)電流限制器43使得初級電感39的峰值電 流(Ip)恒定?？刂骗h(huán)路48調(diào)節(jié)內(nèi)部功率MOSFET44的關(guān)斷時間，使初級電感39其電 流總的斜坡上升時間(Tramp)精確的對應(yīng)于初級電感電流斜坡上升到預(yù)先設(shè)定的峰值限制 電流(lLIM)的時間?？偟男逼律仙龝r間(Tramp)包括(a)內(nèi)部集成的主功率開關(guān)管44的導(dǎo)通時間，(b) NPN三極管37的基極放電時間，和(c) NPN三極管37集電極電壓 上升時間?？偟男逼律仙龝r間被調(diào)整為流過初級繞組39的電流斜坡上升到所限制的峰值電 流的一半所需時間的兩倍。在此例中使用2: 1的比例，但是在其它的實現(xiàn)電路中可以使用 其它的比例。在許多實際的應(yīng)用中，考慮到精度性和具體的實現(xiàn)方法(例如器件布局的匹
配)，2: 1的比例其效果很好。其它合適的比例，例如3: 1可以在需要特殊應(yīng)用的場合中
使用?？刂骗h(huán)路48自動地促使初級電感39其實際的電流斜坡上升時間等于參考時間。
雖然系統(tǒng)的不一致性會使電感的峰值電流不同，但是有很多其他的應(yīng)用并不需要維持 非常恒定的電感峰值電流。AC/DC電源轉(zhuǎn)換器和適配器中，不需要維持非常恒定的電感峰 值電流的一種應(yīng)用是通過限制輸出電流或輸出功率來保護其不進入誤狀態(tài)。這種應(yīng)用并不 需要像AC/DC離線充電器一樣將輸出電流調(diào)整的非常精確。
內(nèi)部集成的調(diào)制器72為控制IC 38提供電源電壓和參考電壓VREF 。在具體實現(xiàn)電路 中，當(dāng)電路啟動時會通過電阻63和電容64產(chǎn)生15伏的電壓VDD，電路啟動后輔助繞組 41和整流器65會維持電壓VoD，此電壓輸入調(diào)制器72，然后輸出5伏電源電壓為自適應(yīng) 電流限制器43供電。欠壓鎖定電路73監(jiān)控為控制IC38供電的電壓Vdd,當(dāng)電壓Voo超 過欠壓鎖定電路73開啟閾值電壓時，控制IC38正常工作。此例中，欠壓鎖定電路73開啟 閾值電壓為19伏，欠壓鎖定電路73關(guān)斷閾值電壓為8伏。如果電壓VoD降低到欠壓鎖定 電路73關(guān)斷閾值電壓，控制IC38將停止工作。變壓器36其次級繞組40的輸出電壓的反 映信號，通過輔助繞組41和反饋端FB其打線焊盤66，反饋到控制IC38。輔助反饋信號 52與調(diào)制器72產(chǎn)生的參考電壓VREF相比較，輸出誤差信號，此誤差信號通過前置放大 器74放大，經(jīng)取樣器75取樣，反饋到PWM誤差放大器76，此放大器對誤差信號進一 步放大，輸出經(jīng)過兩次放大的輸出信號77。電阻78，電容79和80組成PWM誤差放大器 76的內(nèi)部補償網(wǎng)絡(luò)。PWM誤差放大器76的輸出信號77輸入到誤差比較器81，此誤差比 較器81作為反激式變換器30恒壓模式的脈寬調(diào)制比較器。
除了前置放大器74，輔助反饋信號52通過反饋端FB其打線焊盤66輸入到振蕩器 42和頻率調(diào)制器(簡稱"FMOD" ) 82。 FMOD 82感應(yīng)輔助反饋信號52的電壓值，輸 出振蕩器42所需的偏置電流。FMOD 82輸出的偏置電流隨輔助反饋信號52電壓值的變 化而變化，因此當(dāng)反激式變換器30其輸出電壓變化時，振蕩器的頻率會隨著調(diào)整，從而維 持輸出電流恒定。振蕩器42包含一個用于檢測實際的初級繞組39中電流斜坡上升時間 (Tramp )的Tramp 探測電路。Tramp探測電路通過輔助繞組41的端電壓(VAUX) 67經(jīng)過 分壓電阻68和69得到的電壓來決定總的斜坡上升時間。振蕩器42輸出脈寬調(diào)制電路所 需的頻率，用于驅(qū)動主功率開關(guān)管44。
輔助反饋信號52的電壓由輔助繞組41其電感值與初級電感39和次級電感40的電感 值的比例決定，用于作為振蕩器42的參考電壓。因此，除了峰值電流(lp)，振蕩頻率 (fosc)還補償初級電感39其電感值的變化。除了圖6的具體電路外，還可以使用其它可 替換的結(jié)構(gòu)優(yōu)化振蕩器42的特性，來補償變壓器36其初級電感值的變化。
PWM邏輯電路45利用兩種模式產(chǎn)生所需的脈沖寬度調(diào)制波形(a)當(dāng)調(diào)整輸出電壓 時，采用電流模式PWM控制，和(b)當(dāng)調(diào)整輸出電流時，采用每周期自適應(yīng)電流限制模 式。Nchon信號57由PWM邏輯電路45輸出，輸入到柵極驅(qū)動電路46。柵極驅(qū)動電路
46為相對高速的MOSFET柵驅(qū)動電路。柵極驅(qū)動電路46輸出電感開關(guān)控制信號56，此信 號輸入到主功率開關(guān)管44和更小比例的內(nèi)部MOSFET 83。更小比例的內(nèi)部MOSFET 83 和電阻84組成電流感應(yīng)電路。被感應(yīng)的電流信號經(jīng)過電流感應(yīng)放大器85放大，然后轉(zhuǎn)換 成電壓信號。此電壓信號通過誤差比較器81與PWM誤差放大器76的輸出信號77相比 較。誤差比較器81輸出調(diào)整信號86，其用于設(shè)定主功率開關(guān)管44的導(dǎo)通時間。在恒壓 工作模式下，當(dāng)反激式變換器30的輸出電流低于最大的輸出限制電流，調(diào)整信號86用于 恒壓輸出調(diào)整。在恒流工作模式下，輸出電流的調(diào)整功能由自適應(yīng)電流限制器43實現(xiàn)，當(dāng) 輸出電流(l0UT)達到預(yù)先設(shè)定的峰值限制電流(lUM)時，自適應(yīng)電流限制器43限制初級 電感39的峰值電流(lp)。自適應(yīng)電流限制器43使峰值電流值與溫度，輸入線電壓，IC 和外圍元件值的變化和PCB布局的不一致性無關(guān)。
PWM誤差放大器76的輸出信號77輸入到線修正電路87，產(chǎn)生線修正信號88，其值 與輸出信號77成比例。線修正信號88用于調(diào)整輔助反饋信號52的電壓，來補償反激式 變換器30充電器線串聯(lián)電阻引起的輸出電壓的損失。線電阻補償技術(shù)在線的末端提供合理 精確的固定電壓，線末端為反激式變換器30與被充電和被供電的設(shè)備例如手機或便攜式多 媒體播放器相連端。輸出電壓的損失是由于負(fù)載端的電壓會有一個l*R電壓降，此電壓降 為線上有限的串聯(lián)電阻與電源的輸出電流的乘積。初級控制反激式功率變換器30通過由次 級繞組40的電壓反映到輔助繞組41而得到的反饋電壓來調(diào)整輸出電壓(VouT)，但是這 個反映電壓并不包括由于有限的線電阻而引起的卜R電壓誤差。在恒壓工作模式，PWM 誤差放大器76的輸出與反激式變換器30的輸出電流成比例。因此輸出信號77可以用于 產(chǎn)生線修正信號88，此線修正信號88可以被應(yīng)用到反饋輸入端或前置放大器74的參考電 壓輸入端來補償線電阻。在圖6的具體實現(xiàn)電路中，修正信號被應(yīng)用到前置放大器74的反 饋輸入端，但是在其它可替換的實現(xiàn)電路中，修正信號還可以簡單的應(yīng)用到參考電壓輸入 端。
圖7更詳細(xì)的描述控制IC38中的振蕩器42。振蕩器42包含電壓比較器89，延遲元 件90， Tramp探測電路91，三個電流源92， 93和94，和振蕩器計時電容(Cosc ) 95。 TpAMP探測電路91通過輔助反饋信號52決定總的斜坡上升時間，此反饋信號為輔助 繞組41其端電壓(VAux) 67經(jīng)過分壓電阻68和69得到的電壓信號。TraMP探測電路91 輸出反饋信號(Tramp) 51。反饋信號51輸入到延遲元件90，產(chǎn)生延遲信號TraMPD。延
遲信號丁rampd在反饋信號51產(chǎn)生后，經(jīng)過TD2延遲時間后產(chǎn)生。丁ramp探測電路91包含
一個由P溝道FET97和98組成的電流鏡96。當(dāng)主功率開關(guān)管44導(dǎo)通并且初級電感39 的電感電流50斜坡上升時，振蕩器42通過電流鏡96產(chǎn)生壓控振蕩電流lvco。壓控振蕩
電流IvCO的值可表示為
W 、r
lvco= M.^=M._^， (1)
其中M為電流鏡96的增益。在一種實現(xiàn)電路中，增益M為1， lvco等于從反饋端FB 其打線焊盤66流回的反饋電流lFB
振蕩器計時電容95由電流源92產(chǎn)生的充電電流losc充電。在此具體實現(xiàn)電路中，
振蕩器計時電容95由電流源93放電，其放電電流的值為充電電流值的四倍。因為充電電 流源92在放電電流電流源93打開時并沒有關(guān)閉，所以放電電流就變?yōu)槌潆婋娏鞯娜叮?如圖9。當(dāng)主功率開關(guān)管關(guān)斷時，F(xiàn)MOD使用與輔助反饋信號52的電壓成比例的電壓信號 產(chǎn)生偏置電流。此偏置電流偏置電流源92。振蕩器42由調(diào)制器72輸出的5伏電源信號 供電。
振蕩器42為一個內(nèi)部集成的RC振蕩器，輸出開關(guān)頻率信號53，其頻率fosc由振蕩 器計時電容95的電容值和振蕩器電阻Rosc的電阻值確定。振蕩器的電阻可以表示為 Rose = VFB/losc ，其中VFB = V0UT'Na/Ns 。振蕩器42輸出的開關(guān)頻率信號53輸入到 PWM邏輯電路45。 PWM邏輯電路45通過輸入的開關(guān)頻率信號53和脈寬發(fā)生器49輸 出的脈寬信號58輸出Nchon信號57。開關(guān)頻率信號53的頻率fosc決定Nchon信號57 脈沖出現(xiàn)的頻率。
圖8為輔助繞組41端電壓(VAUX) 67，流過初級繞組39的電流(lLP)和流過次級 繞組的電流(ls)的理想波形圖，其中流過次級繞組的電流(ls)為流過工作在不連續(xù)導(dǎo)通 模式的次級整流器61的電流。主功率開關(guān)管44在T1時間導(dǎo)通，在T2時間關(guān)斷，在T4 時間再次導(dǎo)通。因此，T1和T4之間的時間為一個開關(guān)周期。T1和T2之間的時間為主功率 開關(guān)管44導(dǎo)通時的斜坡上升時間(Tramp) 。 T2和T4之間的時間為主功率開關(guān)管44關(guān) 斷的時間。電流波形(ls)所示，在T3時間，流過變壓器36其次級繞組40的電流降低為 零。
反饋信號51 (即電壓波形Tramp)反映初級電感39實際的斜坡上升時間，此時間通過 輔助繞組41的端電壓(VAUX) 67由振蕩器42檢測出。反饋端FB其打線焊盤66的輔助 反饋信號52為振蕩器42提供輔助繞組41的端電壓(VAUX) 67的反映信號。如圖8所 示，當(dāng)端電壓(Vaux) 67變?yōu)樨?fù)值并且反饋信號51 (Tramp電壓)升高時，初級電感電流 (lLP)開始上升。當(dāng)初級電感電流(lLP)到達其峰值(Ip)時，振蕩器42檢測到斜坡上升 時間Tramp結(jié)束，輔助繞組兩端的電壓(VAUX)會迅速的升高。
反激式變換器30的輸出功率只由在不連續(xù)導(dǎo)通模式時初級電感39中儲存的能量確 定，由公式(2)所示，此式忽略效率帶來的損耗
<formula>formula see original document page 13</formula> (2)
其中Vo為次級整流器61兩端的電壓降，Lp為初級繞組39的電感值，lp為初級繞組 39的峰值電流，fosc為控制IC38中振蕩器42設(shè)定的振蕩頻率。忽略效率的損耗，反激 式變換器30的輸出電流可表示為-
<formula>formula see original document page 13</formula> (3)
當(dāng)Iout小于初級繞組39所限制的峰值電流(lp )時，反激式變換器30的輸出電壓 VouT為正常調(diào)整電壓。峰值電流的限定值在反激式變換器30進入工作模式之前預(yù)先設(shè) 定。在恒定輸出電流的工作模式，當(dāng)輸出電流要超過想要的恒定輸出電流時，反激式變換 器30的輸出電壓V0UT將從正常工作時的調(diào)整電壓降低為零。為了保持louT恒定，振蕩器 42的開關(guān)頻率(fosc)最好與電壓(V0UT+VD)成比例減小，同時維持初級繞組39的峰值
電流(lP )恒定。但是由于峰值電流(Ip )的不一致性，開關(guān)頻率(fosc)最好與峰值電流 (lp )成反比例變化，從而維持輸出電流(l0UT)恒定。
圖9顯示初級繞組39的電感值(Lp)如何被動態(tài)的測量使得盡管初級電感(Lp)發(fā) 生變化，開關(guān)頻率(fosc)也隨著變化從而維持輸出電流(l0UT)恒定。圖9中所描述的與 下面各種公式相關(guān)。此外，下面將介紹一種產(chǎn)生與初級繞組39電感值(Lp)變化成反比變
化的開關(guān)頻率(f0SC)的方法。其中，TcHARGE表示"充電時間"，To舊CH表示"放電時間"。
產(chǎn)生開關(guān)頻率(fosc)的最終方法由公式11表述。圖9中的部分波形圖為控制IC38 中振蕩器42的理想時序圖。斜坡電壓通過電流源對計時電容充放電得到。振蕩器42中為 振蕩器計時電容Cosc充電的電流為
<formula>formula see original document page 14</formula>
如圖5，其中的Na為輔助繞組41的匝數(shù)，Ns為次級繞組40的匝數(shù)，RFB1和RFB2
分別為反饋電阻68和69的電阻值，Rose為振蕩器42中集成的電阻，此電阻用于產(chǎn)生
偏置電流losc， VFB為反饋端FB其打線焊盤66的輔助反饋信號52的電壓值。電壓Vre
由兩種工作情況得到(a)當(dāng)主功率開關(guān)管44關(guān)斷并且次級繞組40中的電流大于零時，
由端電壓(VAux)67得到，其值等于(VouT'Na/Ns)'[rfb2/(RFw+rfb2)]， (b)當(dāng)主功率開關(guān)
管44導(dǎo)通時，控制IC38控制電壓VFB，使其值近似為零。在此實現(xiàn)電路中，如圖9所
示，所選取的振蕩器計時電容的放電電流為充電電流的三倍。在其它的實現(xiàn)電路中可以采
用其它的比例。注意在圖7中放電電流源93為充電電流源92的四倍，因此得到3: 1的
比例。振蕩器頻率(fosc)由以下公式表述
<formula>formula see original document page 14</formula> (5)
其中Vcc) (Vco表示計時電容Cvco的電壓)是由另一個計時電容Cvco和充電電流lFB 得到。當(dāng)主功率開關(guān)管44導(dǎo)通，反饋端FB其打線焊盤66的輔助反饋信號52的電壓被 控制IC38拉低到近似為零。此外，如圖8所示， 41兩端的電壓為負(fù)值，其值為
<formula>formula see original document page 14</formula>
因此，<formula>formula see original document page 14</formula>
<formula>formula see original document page 14</formula>
因此，振蕩器42的輸出頻率可由公式(4)
<formula>formula see original document page 14</formula> ' (9)
初級電感的伏秒可表示為
<formula>formula see original document page 14</formula> (10)
得到振蕩器42產(chǎn)生的開關(guān)頻率的最終表達式為 與初級
f。sc = 7 l /~ i ^~ ^~ ~~~，()
i l尸 j尸 _/v。^as，c八os，(:.八fsi卞a/"萬2
或fosc"'"^7' (12)
其中K為設(shè)計中的常數(shù)。
公式(12)說明振蕩器42產(chǎn)生的開關(guān)頻率(fosc)與電壓(VouT+VD)成正比， 繞組39的電感值(Lp)成反比。將公式(12)帶入公式(3)得到 l0UT = 1/2'K.IP . (13)
公式(13)說明反激式變換器的輸出電流與初級繞組39的電感值(Lp)無關(guān)。因此， 所介紹的自適應(yīng)控制開關(guān)頻率fosc的方法使fosc與Lp成反比，有效的產(chǎn)生恒定的輸出電 流，其電流值不隨初級電感值的變化而改變。
公式(13)還說明反激式變換器30精確的輸出電流(l0UT)可以通過精確的設(shè)定初級 電感的峰值電流實現(xiàn)。 一般情況，變換器的峰值電流(Ip)并沒有精確的設(shè)定。例如，現(xiàn)有 技術(shù)中的轉(zhuǎn)換器25的峰值電流(lp)使用固定的參考電壓設(shè)定。如圖2A所示(現(xiàn)有技術(shù))， 固定的參考電壓由帶隙基準(zhǔn)電壓經(jīng)外接的電阻分壓得到。電流感應(yīng)電阻(Rcs) 14感應(yīng)流 過初級電感的電流，將其轉(zhuǎn)變成電壓信號。當(dāng)此電壓達到參考電壓，將觸發(fā)電流限制比較 器，此比較器將PWM邏輯復(fù)位，并關(guān)閉主開關(guān)12。這種設(shè)定最大初級電感電流的傳統(tǒng)方 法本身具有缺點。
圖10為控制IC 38中自適應(yīng)電流限制器43的控制環(huán)路48的工作和時序波形，其中 Ibase表示"NPN三極管37的基極電流"，Tstart表示"電感電流開始斜坡上升的時間"， T,um/2表示"電感電流達到設(shè)定的峰值電流即ILIM/2的時間"。Nchon信號57為導(dǎo)通或關(guān) 斷內(nèi)部MOSFET的柵驅(qū)動信號，此內(nèi)部MOSFET與主功率開關(guān)管44功能相同。開關(guān)信號 54 (波形lsw)為從外接的NPN三極管37的發(fā)射結(jié)流過控制IC38其SW端打線焊盤99 到達內(nèi)部集成的主MOSFET開關(guān)44漏端的電流。電壓波形Vsw為SW端打線焊盤99此 點的電壓。Tw為Nchon信號57產(chǎn)生后到流過SW端打線焊盤99的電流lsw實際上開始 斜坡上升之間的延遲時間。此延遲時間(TD1 )為打開外接NPN三極管37 (也就是圖10 中NPN37)的開關(guān)延遲時間。流過SW端打線焊盤99的電流(lsw)由兩部分電流組成 (a)流過初級電感39的實際電流(kp)，此電流流過外接NPN三極管37的集電極和(b) NPN三極管37的基極電流?；鶚O電流為失調(diào)電流，其使得開關(guān)信號54的電流(lsw)從 非零的值開始，如圖10所示，在延遲時間(丁01 )結(jié)束時，電流(lsw)有一個階越的上升。 除了NPN三極管37的基極電流外，還有其它的因素也會使流過初級電感39的電流(l匕p) 與流過SW端打線焊盤99的電流不同，例如與主開關(guān)44漏端相關(guān)的寄生效應(yīng)和傳輸延 遲。
當(dāng)振蕩器42通過輔助反饋信號52探測到電感電流(lw) 50開始斜坡上升時，振蕩 器42產(chǎn)生反饋信號(Tramp) 51。而流過初級電感39的電感電流(lLP) 50停止上升的 時間，在圖10中用"FIRSTTIME"注釋。當(dāng)反饋信號51產(chǎn)生，P溝道FET將導(dǎo)通，使得第 一個固定的電流源(h)在第一個計時電容C1上積累電荷。第一個計時電容C1上電荷的 斜坡積累速度為dVc1/dt=l/C1 。振蕩器42還輸出Trampd信號，其為反饋信號51的延
遲信號。在第一個延遲(TD1)結(jié)束后產(chǎn)生的第二個延遲時間(TD2)結(jié)束時，振蕩器42產(chǎn) 生Trampd信號。當(dāng)Trampd信號產(chǎn)生時，第二個P溝道FET將導(dǎo)通，使得第二個固定的 電流源(l2)在第二個計時電容C2上積累電荷。在圖6中自適應(yīng)電流限制器43的具體實 現(xiàn)電路中，第二個計時電容C2的值為第一個計時電容C1的一半。在另一個可替代的實現(xiàn) 方法中，第二個計時電容C2的值和第一個計時電容C1的值相同，第二個固定電流源(l2) 產(chǎn)生的電流為第一個電流源(h)產(chǎn)生的電流的兩倍。這兩種實現(xiàn)辦法中，第二個計時電容 C2上的電荷積累的速度精確為第一個計時電容C1上的電荷積累的速度的兩倍。
如圖10所示，當(dāng)延遲信號TRAMPD產(chǎn)生后，電荷開始在第二個計時電容C2上積累，經(jīng) 過基極電流補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)開始上升，此斜坡信號跟蹤流過SW端打線焊盤99 的開關(guān)信號54。開關(guān)信號54電流中的基極電流引起的誤差部分已經(jīng)從補償?shù)男逼滦盘?(IswcoMP)中被去處。因此，補償?shù)男逼滦盘?lswcoMP)反映實際流過初級電感39和NPN 三極管37集電極的電流(lLP)。
在圖6的自適應(yīng)電流限制器43的具體電路中，補償?shù)男逼滦盘柾ㄟ^使用耦合電容耦合 SW端打線焊盤99的開關(guān)信號54來消除直流失調(diào)部分。在延遲信號丁rampd產(chǎn)生之前，耦 合電容上的電荷通過一個開關(guān)保持為零。當(dāng)補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)達到預(yù)先設(shè)定的初 級繞組39其峰值電流的一半時，對第二個計時電容C2的充電暫停，電容C2的電壓保
持。在具體的實現(xiàn)電路中，IswCOMP達到y(tǒng)2lLIM的時間是通過比較相應(yīng)端的電壓(VswcOMP和 y2VuM)來確定。電容C2上保持的電壓作為參考電壓，用于確定補償?shù)男逼滦盘?lswcoMP)
達到流過初級繞組39所限制的峰值電流的精確時間。
第一個計時電容C1 一直充電直到第一個電容C1上的電壓達到第二個計時電容C2上所 保持的參考電壓。計時信號55(也叫做電荷交叉信號Tcx)在當(dāng)?shù)谝粋€計時電容C1上的電 荷(VC1)達到第二個計時電容C2上的電荷(VC2)時產(chǎn)生。當(dāng)計時信號55產(chǎn)生時，初級 電感電流(Ilp)達到限制的峰值限制電流(Ilim)，這是因為第一個計時電容C1的充電速 度為第二個計時電容C2的一半。因此，產(chǎn)生計時信號55的時間就是達到所限制的峰值限 制電流(lLIM)的目標(biāo)時間。
然后，反饋信號51的下降沿與計時信號55的上升沿相比較，反饋信號51的下降沿出 現(xiàn)的時間為初級電感39的電流停止上升的時間，在此時間初級電感電流(lLP)到達其峰 值，并且輔助繞組兩端電壓(VAUX)迅速升高。
如圖6所示，PWM邏輯電路45使用自適應(yīng)電流限制器43產(chǎn)生的脈寬信號58產(chǎn)生 Nchon信號57。因此，Nchon信號57的脈沖寬度由自適應(yīng)電流限制器43中的脈寬發(fā)生 器49控制。脈寬信號58通過使用延遲鎖定環(huán)結(jié)構(gòu)的控制環(huán)路48將反饋信號51的下降 沿與計時信號55的上升沿相比較。DLL類型的控制環(huán)路48包含一個鑒相器，其在反饋信 號51的下降沿提前于計時信號55所要求的上升沿到來時，產(chǎn)生down脈沖，擴展反饋信 號下降沿，從而增加信號Nchon信號57的占空比。通過延遲Nchon信號57的下降沿來 增加其占空比，從而在下個開關(guān)周期增加流過初級電感39的峰值電流(Ip)。同理，當(dāng)反 饋信號51的下降沿滯后于計時信號55所要求的上升沿到來時，控制環(huán)路48中的鑒相器 輸出up脈沖，up脈沖通過提前反饋信號的下降沿，從而減小信號Nchon信號57的占空 比。通過提前信號Nchon信號57的下降沿來降低占空比，從而在下個開關(guān)周期減小流過
初級電感39的峰值電流(lp)。因此控制環(huán)路48維持初級電感39的峰值電流(Ip)為預(yù) 先設(shè)定的峰值限制電流luM 。
如圖10所示，第二個延遲時間(丁02)即反饋信號51和延遲信號trampd之間的延遲，只 要第二個延遲時間小于補償?shù)男逼滦盘?iswcomp)達到^ium所需要的時間，其長短并不影
響補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)達到預(yù)先設(shè)定的初級繞組39的峰值限制電流(lLIM)的一半 的時間。這是事實，因為第二個計時電容C2上的電壓(VC2)決定第一個計時電容C1上的 電荷達到第二個計時電容C2上的參考電壓(VC2)的時間，此時間與補償?shù)男逼滦盘柕竭_
XllJM的櫝確時間相對應(yīng)。
自適應(yīng)電流限制器43中的控制環(huán)路48調(diào)整計時信號55，使得計時信號55的上升沿 和反饋信號51的下降沿同時到來時，初級電感39的峰值電流等于預(yù)先設(shè)定的峰值限制電 流?？刂骗h(huán)路48使峰值電流(lp)與預(yù)先設(shè)定的峰值限制電流相一致，并且很大程度上不 受輸入線電壓、溫度、工藝的變化，元件的容差變化和PCB布板的不一致的影響。
可用另一種方法進一歩闡述，內(nèi)部集成的主MOSFET開關(guān)44在T1時間內(nèi)導(dǎo)通，其時 間為補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)到達y2luM的時間加上一段寬度可變化的時間(TWIDTH)。 此寬度可變化的時間為Nchon信號57的脈寬變化的時間。主功率開關(guān)管44在振蕩器42 產(chǎn)生的振蕩頻率(fosc)的每個周期到來時導(dǎo)通，在(T1 + TWIDTH)結(jié)束時關(guān)斷，其中TWIDTH 由控制環(huán)路48調(diào)整，結(jié)果總的斜坡上升時間等于希望的斜坡上升時間，從而維持輸出電流 恒定。
圖11為控制IC38中的自適應(yīng)電流限制器43更詳細(xì)的說明圖。自適應(yīng)電流限制器43 包括比較電路47，控制環(huán)路48和脈寬發(fā)生器49。脈寬發(fā)生器49包含單觸發(fā)脈沖產(chǎn)生器 100，其在Nchon信號57產(chǎn)生適當(dāng)?shù)拿}沖寬度時產(chǎn)生一個脈沖。控制環(huán)路48包含一個鑒 相器101， 一個電荷泵102和環(huán)路濾波器103。控制環(huán)路48與延遲鎖相環(huán)(DLL)相似， 并使反饋信號51與計時信號55同步。鑒相器101包括兩個D-flip-flops (D觸發(fā)器)104 禾口105禾QNAND (與非門)106。電荷泵102包括兩個開關(guān)107、 108，以及兩個電流源 109、110。環(huán)路濾波器103包括一個電阻111和一個電容112，時間誤差信號59經(jīng)過其 濾波產(chǎn)生電壓信號VFILTER 。脈寬發(fā)生器49中的單觸發(fā)脈沖產(chǎn)生器100在當(dāng)補償?shù)男逼?信號(Iswcomp)達到參考電流1/21，時重置，當(dāng)單觸發(fā)計時器113計時結(jié)束時，被清零。 單觸發(fā)脈沖在一個時間段結(jié)束后產(chǎn)生，此時間段與時間誤差信號59經(jīng)過濾波產(chǎn)生的電壓信 號Vrter成反比，與反饋信號51下降沿到計時信號55上升沿之間的時間差成正比。
自適應(yīng)電流限制器43還包含第一個計時電容(C1) 114，第二個計時電容(C2)115， 三個計時偏置電流源116-118，第一個比較器119，第二個比較器120，兩個P溝道FET (場效應(yīng)晶體管)121-122， 一個N溝道FET123， 一個電容124和一個感應(yīng)電阻(RsENSE) 125。第一個計時電容(C1) 114的值為第二個計時電容(C2) 115值的兩倍。
當(dāng)初級繞組39的電流(lLP)開始上升并且反饋信號51已產(chǎn)生時，P溝道FET121關(guān) 斷，計時偏置電流源117開始對第一個計時電容(C1) 114充電。因此，如圖10，第一 個計時電容C1上的電荷(VC1)開始斜坡上升。在第二個延遲時間(TD2)結(jié)束后，延遲 信號trampd產(chǎn)生，P溝道FET122關(guān)斷，從而計時偏置電流源118開始對第二個計時電
容115充電。第二個計時電容115上電壓的上升斜率為第一個計時電容114的兩倍，因為 第二個計時電容115的電容值為第一個計時電容114的一半。
當(dāng)延遲信號TpAMPD產(chǎn)生時，N溝道FET123關(guān)斷，基極電流補償?shù)男逼滦盘?lswcoMP) 輸入到第一個比較器119的正向輸入端，此補償?shù)男逼滦盘柾ㄟ^電容124去除開關(guān)信號 54電流(lsw)中的由外接NPN三極管37基極電流引起的直流失調(diào)電流而產(chǎn)生。然后，第
一個比較器119將電壓信號(VswcoMP)和^Vum信號進行比較，其中VswcoMP相對應(yīng)補
償?shù)男逼滦盘?Iswcomp) ， 1/2VUM信號由計時偏置電流源116和電阻126產(chǎn)生，其值與 參考電流y2luM相對應(yīng)。在其它的實現(xiàn)電路中，采用具有可感應(yīng)電流的FET的電流比較器代 替第一個電壓比較器119，可直接將補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)和參考電流1/21圍進行比 較。當(dāng)補償?shù)男逼滦盘?Iswcomp)達到參考電流1/21圍，第一個比較器119產(chǎn)生翻轉(zhuǎn)信號， 此信號關(guān)斷P溝道FET127，因此關(guān)斷計時偏置電流源118。當(dāng)計時偏置電流源118關(guān)斷 時，第二個計時電容115上的電荷(VC2)保持不變。而第一個計時電容114上的電荷
(Vd)以第二個計時電容115—半的充電速率上升。第二個比較器120將第一個計時電容 114上持續(xù)增加的電荷和第二個計時電容115上保持的電荷(VC2)進行比較。當(dāng)持續(xù)上升 的電荷(VC1)達到第二個計時電容115上保持的電荷(VC2)，目標(biāo)時間達到，第二個比較 器120產(chǎn)生計時信號55。鑒相器101將計時信號55的上升沿作為初級電感39的電流
(Ilp)等于預(yù)先設(shè)定的流過初級電感39的峰值限制電流的時間。
圖11的具體實現(xiàn)電路中，第一個和第二個計時電容114-115的相對值用于產(chǎn)生計時信 號55其正確的時序。其它的電路結(jié)構(gòu)也可以使用從而得到正確時序。例如，可以使用同樣 大小的電容，同時第一個計時偏置電流源117產(chǎn)生的電流為第二個計時偏置電流源118產(chǎn) 生的電流的一半?；蛘咴谟嫊r電容和電流源都相同時，第二個比較器120在持續(xù)上升的電 壓(VC1)為保持的電壓(VC2)的兩倍時，才產(chǎn)生計時信號55。
在圖11的具體實現(xiàn)電路中，由控制環(huán)路48產(chǎn)生的經(jīng)過濾波的電壓信號V^ter，作為 時間誤差信號59，用來反映反饋信號51的下降沿與計時信號55的上升沿之間的時差。
當(dāng)被補償?shù)男逼滦盘朓SWC0MP上升到預(yù)先設(shè)定的固定的參考電流值1/2IUM的時候，電路產(chǎn)生
計時信號55的上升沿。在另一種具體實現(xiàn)電路中，經(jīng)過濾波后的電壓信號V化ter用于調(diào) 整由計時偏置電流源116和電阻126產(chǎn)生的基準(zhǔn)電流1/2luM。這樣，第二個計時電容115 上的電壓將會和第一個計時電容114上的電壓同時達到基準(zhǔn)電壓。在這樣一種具體實現(xiàn)電 路中，當(dāng)反饋信號51的下降沿提前于計時信號55的上升沿到來時，參考電流值1/2luM將 會增大，從而表示需要增大初級電感的峰值電流(Ip);相應(yīng)地，當(dāng)反饋信號51的下降沿 滯后于計時信號55的上升沿到來時，參考電流值將會減小，從而表示需要減小初級電感的 峰值電流(Ip)。
在另一種具體實現(xiàn)電路中，振蕩器42的開關(guān)頻率(fosc)將根據(jù)時間誤差信號59來調(diào) 整，從而使反激式變換器30產(chǎn)生恒定的輸出電流louT。如公式(5)所示，對于給定的振 蕩器計時電容Cosc，可通過調(diào)整振蕩器的充電電流Uc來調(diào)整其開關(guān)頻率。而Uc的值可以 通過改變芯片內(nèi)部振蕩器中的電阻Rosc來進行調(diào)整。上述公式(3)表明1ouT與振蕩器42 的開關(guān)頻率(fosc)成比例。因此，根
根據(jù)目標(biāo)時間與反饋信號51的下降沿之間的延遲來產(chǎn)生。在公式(3)中，可注意到，輸出
電流IOUT與初級電感39的峰值電流(lp)的平方成比例，因此，為了維持輸出電流(IOUT)的恒
定，開關(guān)頻率(fosc)必須與峰值電流(lp)的平方成反比地進行調(diào)整。
在更具體的實現(xiàn)電路中，為了維持輸出電流(louT)的恒定，PWM誤差放大器76根據(jù) 時間誤差信號59自適應(yīng)性地調(diào)整其輸出范圍，而時間誤差信號59是根據(jù)目標(biāo)時間與反饋 信號51下降沿之間的延遲來產(chǎn)生。當(dāng)反激式變換器30工作于正常的恒壓模式時，PWM 誤差放大器76的輸出信號77的電壓值與輸出電流(louT)成比例。此外，在恒壓模式下， 主功率開關(guān)管44的導(dǎo)通時間，其由圖8中的時間信號TpAMP表示，是由電流感應(yīng)放大器 85的輸出電壓和PWM誤差放大器76的輸出信號77共同來控制。當(dāng)輸出電流增加時， PWM誤差放大器76的輸出信號77的電壓值也相應(yīng)增加，從而維持輸出電壓的恒定。
通常，主功率開關(guān)管44在每個時鐘周期到來時導(dǎo)通，并且電流感應(yīng)放大器85的輸出 電壓信號將隨著初級電感電流(l^)成比例的斜坡上升，而初級電感電流(kp)的斜坡上升速率 為dl/dt=VP/LP，其中Vp為初級電感兩端的電壓。當(dāng)電流感應(yīng)放大器85的輸出電壓信號達 到PWM誤差放大器76的輸出信號77時，主功率開關(guān)管44關(guān)斷。因此通過鉗位誤差比 較器81輸出的調(diào)整信號86,從而將初級電感的峰值電流(lp)限制在某個最大值；通過調(diào)整 調(diào)整信號86的鉗位電壓，從而對所限制的峰值電流(lp)進行控制。由控制環(huán)路48產(chǎn)生的 時間誤差信號59將自適應(yīng)地調(diào)整鉗位電壓，從而維持輸出電流(louT)恒定。在這種實現(xiàn)電 路中，無論反激式變換器30調(diào)節(jié)輸出得到恒定的電壓還是恒定的電流，主功率開關(guān)管關(guān)斷 的時間，始終都是由電流感應(yīng)放大器85輸出的電壓信號達到PWM誤差放大器76的輸出 信號77的時間來決定的。當(dāng)反激式變換器30工作于恒壓模式的穩(wěn)態(tài)條件下時，輸出信號 77的電壓將會在低于鉗位電壓的正常范圍內(nèi)，而在恒流模式下，輸出信號77的電壓被鉗 位在最大值來限制峰值電流(lp).在恒流模式下，控制環(huán)路48將自適應(yīng)地調(diào)整鉗位電壓值從 而控制Tramp的時間，來維持輸出電流(louT)恒定。
為了更好的闡述，本發(fā)明使用一些具體的實現(xiàn)電路來進行描述，但是本發(fā)明并不僅限 于所提到的實現(xiàn)方法。例如，其他的具體實現(xiàn)電路可以使用自適應(yīng)的初級電感補償，而不 是采用自適應(yīng)初級電感峰值電流限制。而且，對于圖5中外接的高壓NPN三級管37采用 射級開關(guān)的結(jié)構(gòu)，其他的具體實現(xiàn)電路可以通過控制IC內(nèi)部集成的高壓功率開關(guān)，直接對 初級繞組39進行驅(qū)動。另外，為了進一步提高功率處理能力以及反激式變換器30的開關(guān) 頻率，可以使用一個MOSFET代替三級管作為外部開關(guān)。
圖12為PWM控制器IC 128的另一個可替代的實現(xiàn)電路。此控制器IC 128不包含內(nèi) 部主MOSFET開關(guān)、用于電流感應(yīng)的小比例的MOSFET以及耦合到電流感應(yīng)MOSFET上 的電流感應(yīng)電阻，也就是不包括圖6中的主功率開關(guān)管44、內(nèi)部MOSFET 83和電阻84。 在這種實現(xiàn)電路中，其柵極驅(qū)動電路46的電流驅(qū)動能力對于大尺寸的MOSFET能更好的 控制。
圖13為使用圖12中的控制器IC128的反激式變換器30的另一個可替代的實現(xiàn)電路。 此反激式變換器30的實現(xiàn)電路包含一個外部MOSFET 129和一個電流感應(yīng)電阻130。
圖14為采用控制器IC 38其集成電路封裝131的反激式變換器30。此控制器IC 38 僅使用輔助反饋信號52作為反饋信號來控制反激式變換器的輸出電流以及輸出電壓，因此
其集成電路封裝只具有四個端口。封裝的端口數(shù)的增加會使芯片成本相應(yīng)提高。因此，與
封裝端口多于四個的控制器IC相比，采用以集成電路封裝131來封裝的控制器IC38成本 更低。集成電路封裝131只有四個端口 一個開關(guān)端口 132,—個反饋端口 133,—個電源 端口 134和一個地端口 135。在圖14的具體實現(xiàn)電路中，開關(guān)端口 132通過結(jié)合線136 與SW端打線焊盤99相連。開關(guān)信號54由開關(guān)端口 132接收并通過結(jié)合線136傳輸?shù)?SW端打線焊盤99。當(dāng)封裝的形式不同時，開關(guān)端口 132的形式也不同。對于方形平面封 裝，開關(guān)端口 132是一個引腳；對于基板柵格陣列(LGA)，開關(guān)端口 132是一個連接盤； 對于針型柵格陣列(GPA)，開關(guān)端口 132是一個針型管腳；對于雙列直插式封裝(DIP)或單 列直插式封裝，開關(guān)端口 132是一個管腳。當(dāng)集成電路的封裝131采用球形柵格陣列封裝 方式并且控制IC38采用倒裝焊的方式進行封裝時，開關(guān)端口 132并不是通過結(jié)合線連接 到SW端打線焊盤99上。在采用球形柵格陣列作為封裝方案時，在SW端打線焊盤99處 有個緩沖墊，開關(guān)端口 132由一個引線球連接到緩沖墊。在不同的封裝實現(xiàn)方式中，反饋 端口 133，電源端口 134和地端口 135同樣可以是球形柵格陣列的一個連接球，方形平面 封裝的一個引腳，或者是基板柵格陣列(LGA)的一個連接盤，或者是針型柵格陣列(GPA)的 一個針型管腳，或者是雙列直插式封裝(DIP)或單列直插式封裝的一個管腳。在反饋端FB 其打線焊盤66通過結(jié)合線137連接到反饋端口 133的實施方案中，控制IC38通過反饋 端口 133接收到一個可以反映次級繞組40輸出電壓(VouT)的信號。輔助反饋信號52由反 饋端口 133接收并通過結(jié)合線137傳輸?shù)胶副PFB。
雖然上述的PWM邏輯電路45采用脈沖寬度調(diào)制產(chǎn)生Nchon信號57和電感開關(guān)控制 信號56，但是可以使用變頻脈沖調(diào)制代替恒定頻率的PWM。在這種實現(xiàn)電路中，芯片使 用頻率變化的脈沖調(diào)制(PFM)的方式來產(chǎn)生Nchon信號57和電感開關(guān)控制信號56。
圖15為圖6中線修正電路的另一種實現(xiàn)電路。線修正電路87補償由于反激式變換器 30充電線具有電阻而引起充電線末端輸出電壓的降低。圖6中的另一種實現(xiàn)電路，輔助反 饋信號52的電壓與線修正信號88的電壓相減。相反，圖15中的另一種實現(xiàn)電路，線修正 信號88的電壓與調(diào)制器(也就是穩(wěn)壓器)72產(chǎn)生的參考電壓V,相加。因此，在圖6的實 現(xiàn)電路中，前置放大器74將調(diào)制器72產(chǎn)生的參考電壓V^F與修正的輔助反饋信號52相比 較。在圖15的另一種實現(xiàn)電路中，前置放大器74將輔助反饋信號52的反饋電壓Vm與修 正的參考信號Vkm相比狡。在圖15中，前置放大器74正反輸入端的差標(biāo)識為差模輸入電 壓VIN。
在圖15的實現(xiàn)電路中，PWM誤差放大器76輸出的輸出信號77經(jīng)過電阻78和低通濾波 器138產(chǎn)生經(jīng)過濾波的補償信號(Vc。MPF)139，此信號輸入到線修正電路87。線修正電路87 包括電流鏡140、電流源141、 P溝道FET142、 N溝道FET143和第一個電阻144。選取P 溝道FET142和N溝道FET143使其具有相似的柵源電壓(VGS).
從N溝道FET143流出的補償電流(I證)145流過第一個電阻R工144。補償電流(I匿) 145的值近似等于經(jīng)過濾波的補償信號(Vc。MPF) 139除以第一個電阻R, 144的電阻值。電流 鏡140由P溝道FET 146和147組成。P溝道FET146為P溝道FET147的K倍。因此，線修 正電路87輸出的線修正信號88的電流近似等于補償電流(工c。Mp) 145的K倍。在圖15的實 現(xiàn)電路中，通過使用第二個電阻R2 148，線修正信號88的電壓與調(diào)制器72產(chǎn)生的參考電
壓Vk^相加。
當(dāng)反激式變換器30工作在恒壓模式，PB1誤差放大器76輸出的輸出信號77的電壓與輸
出電流(I。UT)近似成比例。因此，經(jīng)過濾波的補償信號(Vc。Mp》139的電壓與反激式變換器
30的輸出電流(I。uT)近似成比例。結(jié)果，前置放大器74其輸入差模電壓V^近似等于
v IN ^朋/r卞乂Vr C'OW/)/,， ^ f/J '
當(dāng)線電阻為0. 25歐姆，標(biāo)準(zhǔn)輸出5伏1安的充電器輸出電壓具有大約其標(biāo)稱的5伏輸 出電壓5%的誤差。(1安x0.25歐姆=0.25伏)在此例中，反激式變換器30的輸出電壓 為5伏，但是充電線末端插頭處的電壓只有4.75伏。結(jié)果，線修正電路87提供5%的修正 信號。對于調(diào)制器72產(chǎn)生的2.5伏的內(nèi)部參考電壓，線修正信號88產(chǎn)生0. 125伏的電壓。 通過選取K, R,和R2的值得到0. 125伏的電壓。在此例中，通過提供5%的修正信號，在充 電線末端插頭處將得到精確而恒定的5伏電壓，此插頭將反激式變換器30與被充電設(shè)備例 如手機連接在一起。
因而，各種改善，調(diào)整以及上述實現(xiàn)方法其特點的綜合都?xì)w屬于此發(fā)明的范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1、一種方法，其特征在于，它包括(a)接收反映功率變換器次級繞組其兩端電壓的反饋信號，其中次級繞組位于功率變換器的次級，反饋信號具有一定的電壓值，功率變換器輸出一個輸出電壓并且功率變換器具有一個帶有插頭的充電線，其中的充電線具有一定的電阻，充電線插頭的電壓稱為插頭電壓；(b)產(chǎn)生一個線修正信號，其為電壓信號；(c)通過從反饋信號的電壓值中減去線修正電壓的值從而產(chǎn)生修正的反饋信號，其中的修正的反饋信號為電壓信號；(d)將參考電壓與修正的反饋信號的電壓相比較；和(e)使用步驟(d)中的比較結(jié)果調(diào)整輸出電壓來補償由于充電線具有電阻而引起的插頭端電壓的降低。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中的功率變換器是反激式變換器。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中的插頭連接到一個手機。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中的步驟(d)中的比較是由封裝只有 四個端口的集成電路實現(xiàn)。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中的反饋信號是由輔助繞組兩端的電 壓產(chǎn)生，并且輔助繞組磁耦合到次級繞組。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，其中的參考電壓是由輔助繞組兩端的電 壓產(chǎn)生。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中的功率變換器具有電感開關(guān)和初級 繞組，初級繞組位于功率變換器的初級，當(dāng)電感開關(guān)導(dǎo)通時，電感電流從初級繞組流過并斜 坡上升到峰值電流，電感開關(guān)由具有一定脈沖寬度的電感開關(guān)控制信號控制，該方法進一步 包括-(f) 通過調(diào)節(jié)電感開關(guān)控制信號的脈沖寬度，控制流過初級繞組電流的峰值。
8、 一種方法，其特征在于，它包括(a) 接收反映功率變換器次級繞組其兩端電壓的反饋信號，其中次級繞組位于功率變 換器的次級，反饋信號為電壓信號，功率變換器輸出一個輸出電壓并且功率變換器具有一個 帶有插頭的充電線，其中的充電線具有一定的電阻，充電線插頭的電壓稱為插頭電壓；(b) 產(chǎn)生一個線修lF信號，其為電壓信號；(C)通過在參考電壓中加入線修正信號從而產(chǎn)生修正的參考電壓；(d) 將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相比較；(e) 使用步驟(d)中的比較調(diào)整輸出電壓來補償由于充電線具有電阻而引起的插頭端 電壓的降低。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，其在步驟(e)中的調(diào)整由封裝只有四個端口的集成電路實現(xiàn)。
10、 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，其中的反饋信號使用輔助繞組兩端的電 壓產(chǎn)生，并且輔助繞組磁耦合與次級繞組。
11、根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，其中的功率變換器具有電感開關(guān)和初級 繞組，初級繞組位于功率變換器的初級，當(dāng)電感開關(guān)導(dǎo)通時，電感電流從初級繞組流過并斜 坡上升到峰值電流，電感開關(guān)由具有一定脈沖寬度的電感開關(guān)控制信號控制，該方法進一步 包括(f) 通過調(diào)節(jié)電感開關(guān)控制信號的脈沖寬度，控制流過初級繞組電流的峰值。
12、 一種功率變換器，其特征在于，它包括一個次級繞組，該次級繞組位于功率變換器的次級；一個輔助繞組，該輔助繞組與次級繞組磁耦合，其中的輔助繞組位于功率變化器的初 級，在所述輔助繞組兩端的電壓產(chǎn)生反饋信號；一個充電線，該充電線具有插頭，該充電線具有一定的電阻，充電線插頭的電壓稱為 插頭電壓；和一個線修正電路，所述線修正電路接收反饋信號并產(chǎn)生線修正信號，通過使用線修正 信號來補償由于充電線具有電阻而引起的插頭電壓的下降，從而進行調(diào)整功率變換器的輸出 電壓。
13、 根據(jù)權(quán)利要求12所述的功率變換器，其特征在于，其中的功率變換器為反激式變 換器。
14、 根據(jù)權(quán)利要求12所述的功率變換器，其特征在于，所述反饋信號為電壓信號，所 述線修正信號也為電壓信號，修正的反饋信號通過從反饋信號電壓中減去線修正信號而產(chǎn) 生，修正的反饋信號為電壓信號，所述功率變換器進一步包括一個前置放大器，所述前置放大器將參考電壓與修正的反饋信號電壓相比較，其中 的功率變換器的輸出電壓通過將參考電壓與修正的反饋信號相比較來調(diào)整。
15、 根據(jù)權(quán)利要求14所述的功率變換器，其特征在于，其中的參考電壓通過輔助繞組 兩端的電壓產(chǎn)生。
16、 根據(jù)權(quán)利要求12所述的功率變換器，其特征在于，其中的反饋信號為電壓信號，線修正信號也為電壓信號，修正的參考電壓通過將參考電壓與線修正信號相加而產(chǎn)生，該功率變換器進一步包括一個前置放大器，該前置放大器將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相比較，其中通過 將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相比較來調(diào)整功率變換器的輸出電壓。
17 、根據(jù)權(quán)利要求12所述的功率變換器，其特征在于，其中的線修正電路是封裝只有四個端口的集成電路的一部分。
18、 一種功率變換器，其特征在于，它包括 一個次級繞組，該次級繞組位于功率變換器的次級；一個輔助繞組，該輔助繞組與次級繞組磁耦合，所述輔助繞組位于功率變化器的初級， 所述輔助繞組兩端的電壓產(chǎn)生反饋信號；一個充電線，該充電線具有插頭，所述充電線具有一定的電阻，電線插頭的電壓稱為插 頭電壓；和一個電路，該電路通過補償由于充電線具有電阻而引起的插頭端電壓的下降，從而調(diào)整 輸出電壓。
19、 根據(jù)權(quán)利要求18所述的功率變換器，其特征在于，所述電路通過接收反饋信號，產(chǎn)生線修正信號。
20、 根據(jù)權(quán)利要求19所述的功率變換器，其特征在于，所述反饋信號為電壓信號，所述線修正信號也為電壓信號，所述電路由集成電路實現(xiàn)，集成電路通過將參考電壓與線修正 信號的電壓相加從而產(chǎn)生修正的參考電壓，集成電路將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相 比較，和功率變換器的輸出電壓通過將修正的參考電壓與反饋信號的電壓相比較來調(diào)整。
21、 根據(jù)權(quán)利要求19所述的功率變換器，其特征在于，其中的反饋信號為電壓信號， 線修正信號為電壓信號，所述電路由集成電路實現(xiàn)，集成電路通過從反饋信號電壓中減去線 修正信號的電壓從而產(chǎn)生修正的反饋信號，修正的反饋信號為電壓信號，集成電路將修正的 反饋信號與參考電壓相比較，和功率變換器的輸出電壓通過將修正的反饋信號的電壓與參考 電壓相比較來調(diào)整。
22、 根據(jù)權(quán)利要求18所述的功率變換器，其特征在于，所述電路由集成電路實現(xiàn)，此 集成電路的封裝只有四個端口。
23、 根據(jù)權(quán)利要求18所述的功率變換器，其特征進一步包括 一個初級繞組，該初級繞組位于功率變換器的初級；一個電感開關(guān)，由電感開關(guān)控制信號控制該電感開關(guān)導(dǎo)通，其中初級繞組實際的電感值 與標(biāo)稱的電感值有偏差，當(dāng)電感開關(guān)以開關(guān)頻率導(dǎo)通時，電感電流流過初級繞組并斜坡上升到峰值電流；和一個電路，所述電路調(diào)整開關(guān)頻率來補償實際的電感值與標(biāo)稱的電感值的偏差從而維持 峰值電流為固定的值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種實現(xiàn)輸出端電壓恒定的功率變換器及方法，它可以通過補償線電阻維持功率變換器的輸出端電壓恒定。初級控制的反激式變換器中的線修正電路補償由于充電線電阻引起的輸出電壓的降低。在一種實現(xiàn)電路中，修正電壓從初級輔助繞組得到的反饋電壓中減去。然后，前置放大器將參考電壓和修正的反饋電壓相比較。在另一種實現(xiàn)電路中，矯正電壓與參考電壓相加，前置放大器將反饋電壓與修正的參考電壓相比較。前置放大器兩個輸入端電壓的差值用于增加輸出電壓來補償充電線的電壓降。反激式變換器還具有比較電路和控制電路從而維持流過變換器初級電感的電流的峰值維持恒定。調(diào)整開關(guān)控制信號的頻率和脈沖寬度從而控制變換器的輸出電流。
文檔編號H02M3/335GK101350560SQ20081009335
公開日2009年1月21日 申請日期2008年4月18日 優(yōu)先權(quán)日2007年4月23日
發(fā)明者邁特·格鑲, 陶志波, 黃樹良, 龔大偉 申請人:技領(lǐng)半導(dǎo)體(上海)有限公司;技領(lǐng)半導(dǎo)體國際股份有限公司