專利名稱：：升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法及實施電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法及實施電路，特別是驅(qū)動并聯(lián)式的升壓型轉(zhuǎn)換器確保其在臨界模式下工作的控制方法。
背景技術(shù)：
：現(xiàn)今大部分的電源供應(yīng)器或者電力適配器(ad即ter)都通過切換式的轉(zhuǎn)換器(converter)而提供調(diào)整電壓的功能，而最常見的為升壓型轉(zhuǎn)換器(Boostconverter)，其用途除了調(diào)整電壓以外更可見于功因校正電路中，通過升壓調(diào)變輸入電力的功率因子；請參閱圖1，圖1所示為并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器的電路基本架構(gòu)，通過整流單元1連接輸入端101取得輸入電力并將其調(diào)變?yōu)橹绷骱?，通過該升壓型轉(zhuǎn)換器2調(diào)變?yōu)檎{(diào)變電力輸出至電力轉(zhuǎn)換單元3，并由該電力轉(zhuǎn)換單元3將該調(diào)變電力轉(zhuǎn)換為該電源供應(yīng)器或電力適配器的輸出電力；而上述升壓型轉(zhuǎn)換器2為并聯(lián)式的轉(zhuǎn)換器包含主儲能回路以及副儲能回路，其中該主儲能回路包含主儲能線圈21串聯(lián)二極管26，并于該主儲能線圈21與該二極管26之間連接可控的第一開關(guān)單元23，該副儲能回路包含副儲能線圈22串聯(lián)二極管27，且該副儲能線圈22與該二極管27之間連接可控的第二開關(guān)單元24;其中該升壓型轉(zhuǎn)換器2還包含控制單元25產(chǎn)生第一驅(qū)動信號以驅(qū)動該第一開關(guān)單元23以及第二驅(qū)動信號以驅(qū)動該第二開關(guān)單元24，依據(jù)該第一開關(guān)單元24的導(dǎo)通或截止將流經(jīng)該主儲能線圈21的主回路電流(ImastCT)區(qū)分為電流上升的主回路充電時距以及電流下降的主回路放電時距，同樣的，該第二開關(guān)單元24也將流經(jīng)該副儲能線圈22的副回路電流(Islare)區(qū)分為電流上升的副回路充電時距以及電流下降的副回路放電時距，并且該控制單元25令該第一驅(qū)動信號與該第二驅(qū)動信號具有相異的輸出時序，也就是令該第一、第二開關(guān)單元23、24的導(dǎo)通時序錯開的驅(qū)動方式。而上述的驅(qū)動方式稱為交錯式(interleave)的控制，因此常稱為交錯并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器，而該驅(qū)動方式又分為兩種移相導(dǎo)通法以及移相關(guān)斷法；其中移相導(dǎo)通法形成的電流波形與控制脈波時序如圖2所示，圖2的上半部示出流經(jīng)該主儲能線圈21的主回路電流(ImastCT)以及流經(jīng)該副儲能線圈22的副回路電流(131_)，該主回路電流(ImastCT)與該副回路電流(Islare)方向已標示于圖1中，而圖2下半部則表示對應(yīng)該主回路電流與該副回路電流的第一驅(qū)動信號與該第二驅(qū)動信號，在研究電流波形之前，我們必須作出以下的定義，當(dāng)一個驅(qū)動信號的高、低準位變換的那一時間點定義為「時序」，時序的定義幫助我們了解該第一、第二開關(guān)單元23、24的導(dǎo)通或截止時間點，而該第一、第二開關(guān)單元23、24導(dǎo)通或截止的持續(xù)時間長度稱為「時距」，時距的定義可幫助我們分析某個狀態(tài)持續(xù)的時間長度；其中移相導(dǎo)通法的特點在于該第一驅(qū)動信號于偵測到該主儲能線圈21零電流時輸出，經(jīng)過固定的充電時距(T。N)后截止，該第二驅(qū)動信號的導(dǎo)通時序與該第一驅(qū)動信號的導(dǎo)通時序具有時間差，假設(shè)該第一驅(qū)動信號的充電時距共長Ts，而下一個周期中第二驅(qū)動信號的導(dǎo)通時序則設(shè)定與該第一驅(qū)動信號相差Ts/2，只要下一周期中該第一驅(qū)動信號輸出后，該控制單元25固定間隔T乂2的時間后則輸出該第二驅(qū)動信號；而移相導(dǎo)通法的缺點也是來自于該第一、第二驅(qū)動信號的導(dǎo)通時序具有固定的時間差，由于該第二驅(qū)動信號的輸出時序是依據(jù)該第一驅(qū)動信號產(chǎn)生的時序加上固定的時間差，而非判斷該副儲能線圈的電流，因此該第二驅(qū)動信號輸出時該副儲能線圈22可能仍有電流或者電流早已停止，使該副儲能線圈22工作于連續(xù)電流模式或不連續(xù)電流模式，而非我們所期望的臨界模式。而移相關(guān)斷法的電流與驅(qū)動信號波形可見于圖3，圖3的上半部示出流經(jīng)該主儲能線圈21的主回路電流(Imaste)以及流經(jīng)該副儲能線圈22的副回路電流(Islav》，圖3下半部則表示對應(yīng)該主回路電流與該副回路電流的第一驅(qū)動信號與該第二驅(qū)動信號，該第一驅(qū)動信號的輸出時序與移相導(dǎo)通法相同，但該控制單元25則判斷該副儲能線圈22的零電流時間點作為輸出該第二驅(qū)動信號的時序，而該第二驅(qū)動信號截止時序則依據(jù)該第一驅(qū)動信號的截止時序加上時間差而得到；雖然移相關(guān)斷法可確保該轉(zhuǎn)換器工作于臨界狀態(tài)，可是副儲能回路的導(dǎo)通時序是依據(jù)偵測該副回路電流下降至零電流而決定，并非直接受控，當(dāng)該轉(zhuǎn)換器在接設(shè)負載使主回路電流波動或者輸入電力變動而造成電力浮動時，該副儲能回路的實際截止時序則與理想截止時序之間存在導(dǎo)通誤差時距AT(如圖4所示)，這樣將導(dǎo)致在升壓型轉(zhuǎn)換器2輸出的電流中產(chǎn)生了次諧波振蕩的現(xiàn)象，經(jīng)過理論推導(dǎo)以及實驗數(shù)據(jù)驗證當(dāng)該第二開關(guān)單元24工作周期的空占比D(Dutyratio)小于0.5時會產(chǎn)生次諧波振蕩的現(xiàn)象，且于圖4中可見該副回路電流將產(chǎn)生忽大忽小的波動，嚴重時將造成副回路電流完全失序，使該轉(zhuǎn)換器效率低落或無法運作。由于移相導(dǎo)通法難以控制其工作在臨界模式，因此移相關(guān)斷法產(chǎn)生次諧波振蕩的缺點必須改善以提高并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器工作的效率。
發(fā)明內(nèi)容由于該移相關(guān)斷法應(yīng)用于交錯并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器具有上述次諧波振蕩的缺失，若不改善將產(chǎn)生副回路電力失控的現(xiàn)象，因而本案的目的即在于提供一種控制方法以驅(qū)動交錯并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器，令該主儲能回路正常運作以外，還控制該副儲能回路得以修正其工作的時序以降低導(dǎo)通誤差時距AT所產(chǎn)生的失控現(xiàn)象。本發(fā)明提供一種升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法及實施電路，其中該升壓型轉(zhuǎn)換器具有主儲能回路以及至少一并聯(lián)于該主儲能回路的副儲能回路，且通過該主儲能回路的主回路電流具有主回路充電時距以及主回路放電時距，通過該副儲能回路的副回路電流具有副回路充電時距以及副回路放電時距，該相移控制方法包括A、判斷該主回路電流到達零電流判斷值以下時啟始該主回路充電時距令該主回路電流上升；B、于該主回路充電時距結(jié)束后啟始該主回路放電時距，于判斷該主回路電流下降到達該零電流判斷值時形成完整周期，并啟始下一周期的主回路充電時距；C、依據(jù)該副回路電流前一周期的峰值而計算該副回路電流下降到達該零電流判斷值的理想切換時序，并判斷該副回路電流到達該零電流判斷值，而取得啟始該副回路充電時距的實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的導(dǎo)通誤差時距；D、由該導(dǎo)通誤差時距與該主回路充電時距的函數(shù)而決定該周期中該副回路充電時距；藉由上述的方法通過取得該導(dǎo)通誤差時距以計算該副回路充電時距，這樣可改變切換為副回路放電時距的時序，由此避免下一周期的導(dǎo)通誤差時距擴大，更進一步避免該副回路電流產(chǎn)生次諧波振蕩的問題。綜上所述，本案所提供的積極效果為防止上述并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)換器在運作過程中產(chǎn)生次諧波振蕩的現(xiàn)象。圖1為現(xiàn)有并聯(lián)式升壓轉(zhuǎn)型轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖2為通過現(xiàn)有移相導(dǎo)通法控制的電流波形示意圖。圖3為通過現(xiàn)有移相關(guān)斷法控制的電流波形示意圖。圖4為現(xiàn)有移相關(guān)斷法而形成次諧波振蕩的電流波形示意圖。圖5為實施本案控制方法的電路結(jié)構(gòu)圖。圖6為本案控制方法的電流調(diào)變示意圖。圖7為本案控制方法中誤差常數(shù)與電流調(diào)變的關(guān)系示意圖。具體實施例方式本案為一種升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法及實施電路，應(yīng)用于電源供應(yīng)器中的交錯并聯(lián)式升壓型轉(zhuǎn)換器(以下簡稱為升壓型轉(zhuǎn)換器2)如圖5所示，該電源供應(yīng)器連接輸入端101，整流單元1與連接該輸入端101取得輸入電力并整流輸出至升壓型轉(zhuǎn)換器2，并經(jīng)由該升壓型轉(zhuǎn)換器2調(diào)變后送至該電力轉(zhuǎn)換單元3調(diào)變?yōu)轭~定的輸出電力送至輸出端102;其中該升壓型轉(zhuǎn)換器2具有主儲能回路以及至少一并聯(lián)于該主儲能回路的副儲能回路，該主儲能回路與副儲能回路分別包含儲能線圈21、22以及與該儲能線圈21、22串聯(lián)的二極管26、27，并且該主儲能回路連接第一開關(guān)單元23于該儲能線圈21與該二極管26之間，該副儲能回路連接第二開關(guān)單元24于該儲能線圈22與該二極管27之間，并且該第一開關(guān)單元23的導(dǎo)通與截止令通過該主儲能回路的主回路電流(ImastCT)具有主回路充電時距以及主回路放電時距，該第二開關(guān)單元24令通過該副儲能回路的副回路電流(Islare)具有副回路充電時距以及副回路放電時距；而本案所提供的控制方法包括A、判斷該主回路電流到達零電流判斷值以下時啟始該主回路充電時距令該主回路電流上升；B、于該主回路充電時距結(jié)束后啟始該主回路放電時距，于判斷該主回路電流下降到達該零電流判斷值時形成完整周期，并啟始下一周期的主回路充電時距；C、依據(jù)該副回路電流前一周期的峰值而計算該副回路電流下降到達該零電流判斷值的理想切換時序，并判斷該副回路電流到達該零電流判斷值，而取得啟始該副回路充電時距的實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的導(dǎo)通誤差時距(AT。n);D、由該導(dǎo)通誤差時距(AT。n)與該主回路充電時距的函數(shù)而決定該周期中該副回路充電時距的時間長度；上述方法中，該副回路充電時距是由該導(dǎo)通誤差時距(AT。n)乘以誤差常數(shù)再加上該主回路充電時距而決定，且該主回路充電時距為固定的時間長度；為實施上述的控制方法，該升壓型轉(zhuǎn)換器還包含產(chǎn)生第一驅(qū)動信號驅(qū)動該第一開關(guān)單元23的控制單元25，以及產(chǎn)生第二驅(qū)動信號驅(qū)動該第二開關(guān)單元24的校正與驅(qū)動單元28，由該控制單元25以及該校正與驅(qū)動單元28分別控制該第一、第二開關(guān)單元23、24，其中該控制單元25設(shè)定該零電流判斷值與該主回路電流比對，并依據(jù)該主回路電流是否到達該零電流判斷值而調(diào)變該第一驅(qū)動信號以決定是否啟始該主回路充電時距，該校正與驅(qū)動單元28設(shè)定該零電流判斷值與該副回路電流比對，并依據(jù)該副回路電流是否到達該零電流判斷值而調(diào)變該第二驅(qū)動信號以決定是否啟始該副回路充電時距，其中該校正與驅(qū)動單元28電性連接該控制單元25取得該第一驅(qū)動信號，以得到該5主回路充電時距以及該主回路電流放電的速度，并且該校正與驅(qū)動單元28依據(jù)該主回路電流放電的速度而判斷該副回路電流下降到達該零電流判斷值的理想切換時序，這樣可令該校正與驅(qū)動單元28依據(jù)該理想切換時序以及啟始該副回路充電時距的實際切換時序，進而取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的導(dǎo)通誤差時距(AT。n)，更進一步利用該導(dǎo)通誤差時距(AT。n)與該主回路充電時距而決定該周期中該副回路充電時距的時間長度。上述的控制方法可用數(shù)學(xué)表示式來應(yīng)證，數(shù)學(xué)式的推導(dǎo)以及對應(yīng)的波形圖請一并參閱圖6，圖6中包含副回路電流的理想波形91、未校正波形92以及已校正波形93，其中該理想波形91即為假設(shè)電路中無任何電流波動的理想狀態(tài)，因此該副儲能回路充電與放電的時序不會有誤差，該未校正波形92則為具有導(dǎo)通誤差時距(AT。n)的波形，由于該未校正波形92的副回路充電時距并未經(jīng)過校正，使得該未校正波形92與理想波形91相比還具有截止誤差時距(AT。ff);其中我們先求得該副回路電流的上升斜率(以&代表)以及下降斜率(以Sf代表)Sr=Uin/L....(1)Sf=(Uin_U。)/L(2)其中Uin表示流過該副回路電流的電流峰值；U。表示副回路電流的最低值；L代表該周期的時間長度；如果我們欲將下一周期的導(dǎo)通誤差時距(AT。n')縮小，則令I(lǐng)AT。n，/AT。n|=Uin/(U。_Uin)<l….(3)則(1)式與(2)式代入(3)式可得到Uin<0.5U。..(4)(4)式代表當(dāng)Uin小于0.5U。時導(dǎo)通誤差時距(AT。n)是收斂的，即可避免發(fā)生次諧波震蕩，但Uin大于0.5U。時則如圖4一般發(fā)生次諧波震蕩；但以本案的控制方法以該導(dǎo)通誤差時距(AT。n)與該主回路充電時距的函數(shù)而決定該副回路充電時距，可用下列數(shù)學(xué)式來驗證T。n—slave△T。n+T。n—腿ster(5)其中(5)式所產(chǎn)生的T。nslave代表該未校正波形92的副回路充電時距；(5)式中的T。nmastCT代表該未校正波形92的主回路充電時距；AT。n為該導(dǎo)通誤差時距；將(3)式代入(5)式可得IAT。n，I=I△T。nIUin/(U。-Uin)(6)如果要讓AT。n'=0則必須將T。nslave控制為下列的算式T，=T++AT—ATLwww」1on—slave1on—master1on1off=D*ATon+TonmastCT("其中D=T。n/T。n+T。ff;而(7)式可依據(jù)(4)式進一步推導(dǎo)出該周期中該副回路充電時距的時間長度可表示為<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>其中圖7中包含了理想波形91，以及對應(yīng)表一中、的校正波形921、對應(yīng)表一中k2的校正波形922、對應(yīng)表一中k3的校正波形923、對應(yīng)表一中k4的校正波形924以及對應(yīng)表一中k5的校正波形925;對照圖7以及表一可知，當(dāng)(Xk〈2D時，|AT。n'/AT。n|<1，即控制0<k<2D即可令A(yù)T。n收斂，使下一周期的導(dǎo)通誤差時距縮小，本案可使用PI或PID控制器(proportional-integralcontroller或proportional-integral-derivativecontroller)來實施該校正與驅(qū)動單元28以控制該導(dǎo)通誤差時距AT加收斂，使得該副回路電流受到波動影響時，下一周期的導(dǎo)通誤差時距可縮小而避免不可控的次諧波振蕩，其中，上述的PI以及PID控制器為電子控制領(lǐng)域中具有通常知識者所熟知者，在此不再贅述其運作原理以避免混淆本案的技術(shù)特征。通過上述的控制方法可令該副回路充電時距的長短依據(jù)該誤差時距以及該主回路充電時距而調(diào)整，且該主回路充電時距為固定的時間長度，因此該副回路充電時距主要是依據(jù)該導(dǎo)通誤差時序作相對應(yīng)的調(diào)變，以避免該導(dǎo)通誤差時序不斷擴大而造成電流失控。以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明。在上述實施例中，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。權(quán)利要求一種升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其中所述升壓型轉(zhuǎn)換器(2)具有主儲能回路以及至少一并聯(lián)于所述主儲能回路的副儲能回路，且通過所述主儲能回路的主回路電流具有主回路充電時距以及主回路放電時距，通過所述副儲能回路的副回路電流具有副回路充電時距以及副回路放電時距，其特征在于，所述相移控制方法包括A、判斷所述主回路電流到達零電流判斷值以下時啟始所述主回路充電時距令所述主回路電流上升；B、于所述主回路充電時距結(jié)束后啟始所述主回路放電時距，于判斷所述主回路電流下降到達所述零電流判斷值時形成完整周期，并啟始下一周期的主回路充電時距；C、依據(jù)所述副回路電流前一周期的峰值而計算所述副回路電流下降到達所述零電流判斷值的理想切換時序，并判斷所述副回路電流到達所述零電流判斷值，而取得啟始所述副回路充電時距的實際切換時序，以及取得所述理想切換時序與所述實際切換時序兩者相差的導(dǎo)通誤差時距；D、由所述導(dǎo)通誤差時距與所述主回路充電時距的函數(shù)而決定所述周期中所述副回路充電時距。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，所述副回路充電時距是由所述導(dǎo)通誤差時距乘以誤差常數(shù)再加上所述主回路充電時距而決定。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，所述主回路充電時距為固定的時間長度。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，實施所述方法的電路包含連接所述主儲能回路的第一開關(guān)單元(23)、連接所述副儲能回路的第二開關(guān)單元(24)、產(chǎn)生第一驅(qū)動信號驅(qū)動所述第一開關(guān)單元(23)的控制單元(25)以及產(chǎn)生第二驅(qū)動信號驅(qū)動所述第二開關(guān)單元(24)的校正與驅(qū)動單元(28)，其中所述控制單元(25)設(shè)定所述零電流判斷值與所述主回路電流比對，并依據(jù)所述主回路電流是否到達所述零電流判斷值而調(diào)變所述第一驅(qū)動信號以決定是否啟始所述主回路充電時距，所述校正與驅(qū)動單元(28)設(shè)定所述零電流判斷值與所述副回路電流比對，并依據(jù)所述副回路電流是否到達所述零電流判斷值而調(diào)變所述第二驅(qū)動信號以決定是否啟始所述副回路充電時距。5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，所述校正與驅(qū)動單元(28)依據(jù)所述主回路電流放電的速度判斷所述副回路電流下降到達所述零電流判斷值的理想切換時序。6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，所述校正與驅(qū)動單元(28)電性連接所述控制單元(25)取得所述第一驅(qū)動信號，以得到所述主回路充電時距以及所述主回路電流放電的速度。7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，所述主儲能回路與副儲能回路分別包含儲能線圈(21、22)以及與所述儲能線圈(21、22)串聯(lián)的二極管(26、27)，其中所述第一、第二開關(guān)單元(23、24)則連接于所述主儲能回路與副儲能回路的儲能線圈(21、22)與二極管(26、27)之間。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法，其特征在于，決定所述周期中所述副回路充電時距的函數(shù)可表示為T。nslave=kAT。n+T。nmaster，其中T。nslave為副回路充電時距，k為誤差常數(shù)，T。nmastCT為主回路充電時距。全文摘要一種升壓型轉(zhuǎn)換器的相移控制方法及實施電路，其中該升壓型轉(zhuǎn)換器具有主儲能回路以及至少一并聯(lián)于該主儲能回路的副儲能回路，且通過該主儲能回路的主回路電流具有主回路充電時距以及主回路放電時距，通過該副儲能回路的副回路電流具有副回路充電時距以及副回路放電時距，本案計算該副回路電流下降到達該零電流判斷值的理想切換時序，并啟始該副回路充電時距的實際切換時序，以及取得該理想切換時序與該實際切換時序兩者相差的導(dǎo)通誤差時距，再由該導(dǎo)通誤差時距與該主回路充電時距而決定該副回路充電時距；由此可避免下一周期的導(dǎo)通誤差時距擴大，更進一步避免該副回路電流產(chǎn)生次諧波振蕩的問題。文檔編號H02M3/04GK101753014SQ20081018516公開日2010年6月23日申請日期2008年12月11日優(yōu)先權(quán)日2008年12月11日發(fā)明者尹燕萍,徐明,楊旭,白永江,陳橋樑申請人:全漢企業(yè)股份有限公司