專利名稱：有源浪涌電流控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本專利涉及控制用電設(shè)備從直流電源母線或者遠(yuǎn)程直流供電系統(tǒng)取電過程中所產(chǎn)生的浪涌電流。
背景技術(shù)：
在分布式電源應(yīng)用系統(tǒng)中，系統(tǒng)功能由多個電路子板集合完成，所有子板通過公共背板進(jìn)行信號交換、 從背板直流母線獲取工作電源。為了保證系統(tǒng)的可靠性和可用性，要求系統(tǒng)中任何一個子板失效需要去除 時、或者需要維護(hù)進(jìn)行替換時、或者新增功能子板時，可以在線進(jìn)行操作，而不需要將整個系統(tǒng)關(guān)機(jī)。新 的子板插入系統(tǒng)背板進(jìn)行取電的過程中，母線首先對單板電源輸入端儲能電容兩端的電壓充電，將其電壓 升高至與母線電壓系統(tǒng)相同。如果沒有適當(dāng)?shù)碾娏飨拗剖侄?，由于儲能電容的容量大一通常幾十微法拉?幾萬微法拉、等效內(nèi)阻較小一通常幾十亳歐到幾歐姆，導(dǎo)致插入瞬間充電電流非常大，稱之為浪涌電流。 浪涌電流可能導(dǎo)致直流母線電壓瞬間跌落較大幅度，使得其它子板復(fù)位、重新啟動；或者導(dǎo)致接插件損壞， 新增子板不能正常工作；或者導(dǎo)致母線供電電源過流保護(hù)被觸發(fā)動作，使得整個系統(tǒng)重啟、中斷服務(wù)。
由于成本、布線或者屯力分配等等原因，某些工作現(xiàn)場不能為用電設(shè)備直接提供電源，遠(yuǎn)程直流供電 成為選擇，典型如以太網(wǎng)供電技術(shù)。遠(yuǎn)端用電設(shè)備為了保證自身正常運(yùn)行，其電源輸入端安裝了相應(yīng)的儲 能電容。如果不加以控制，在上電的過程中對儲能電容充電時的浪涌電流同樣可能造成供電設(shè)備過流保護(hù) 啟動，或者由于浪涌電流作用在遠(yuǎn)程供電線路的分布感抗上，感應(yīng)非常高的瞬間高壓，導(dǎo)致用電設(shè)備損壞。
為了限制浪涌電流，最簡單的方案是在線路中串聯(lián)一只負(fù)溫度系數(shù)(Negative Temperature Coefficient)的熱敏電阻(簡稱NTC)，在冷態(tài)時由于電阻阻值較大幾歐姆到幾十歐姆，限制了浪涌電流 最大值；正常工作是，由于自發(fā)熱緣故，其溫度上升，電阻值下降到只有冷態(tài)條件下的1/3 1/2左右，功 率損耗降低。伹是這種方案體積、功率損耗較大，并且在快速重復(fù)插入的狀態(tài)下一比如接插件接觸不良時 而導(dǎo)致的觸點(diǎn)反復(fù)接觸，由于NTC電阻溫度下降較慢，NTC電阻仍然處于非常小阻值的狀態(tài)，所以第二 次或者第二次起不到限流作用。
第二種方案就是采用繼電器和NTC電阻并聯(lián)，NTC電阻作用和前述一致。當(dāng)用電設(shè)備處于穩(wěn)態(tài)工作 條件時，繼電器短路NTC電P且，直接連接供電電源和用電設(shè)備。用電設(shè)備處于穩(wěn)態(tài)工作條件時，由于繼 電器的導(dǎo)通電阻只有幾十毫歐，相比于NTC而言整體功率損耗減小；同時由于NTC沒有自發(fā)熱，在一定 條件下可以避免在快速重復(fù)插入的狀態(tài)下的浪涌電流限制。這種方案缺點(diǎn)是整體電路體積更大，還需要額 外的繼電器控制電路。
第三種方案就是采用有源器件主要是金屬氧化物場效應(yīng)晶體管(以下簡稱MOSFET-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)作為開關(guān)器件，MOSFET的漏極(D-Drain)連接到儲能電容， 源極(S-Source)連接到電源母線或者遠(yuǎn)供電源的輸出端，柵極(G-Gate)作為控制端。
3在MOSFET的Vgs小丁閥值電壓Vgs(th)之前,柵極控制電路對固有的柵源電容Cgs和柵漏電容Cgd 充電，MOSFET不導(dǎo)通，DS兩端無電流，Vds等于輸入電壓；當(dāng)Vgs達(dá)到Vgs(th)之后，MOSFET開始 導(dǎo)通，Vds開始下降，Cgd開始放電而且隨Vds下降而增大，由于柵極控制電路是不會提供足夠維持Cgd 放電所需的電流，所以Vgs電壓上升非常緩慢幾乎維持不變，流過MOSFET給儲能電容充電電流Id受控 于Vgs電壓上升速度，這個過程中Cgd的工作效果稱作密勒效應(yīng)(Miller Effect) ,Cgd也稱之為密勒電容； 當(dāng)Vds=0時柵極控制電路無需繼續(xù)給Cgd提供放電電流，Vgs快速上升，MOSFET完全導(dǎo)通。
從上所述由于MOSFET的id正比于Vgs的上升速率，所以通過控制MOSFET的Vgs上升過程，可 以限制供電屯源對儲能電容充電電流，達(dá)到消除浪涌電流的目的。當(dāng)用電設(shè)備處于穩(wěn)態(tài)工作條件時， MOSFET完全導(dǎo)通由于MOSFET的導(dǎo)通電阻Rds(on)在幾毫歐到幾百毫歐之間，功率損耗非常小。
當(dāng)前的控制方案利用并強(qiáng)化Cgd密勒效應(yīng)作用，在G、 D之間增加額外的電容和電阻串聯(lián)電路以確 保Vgs以較慢速率上升，從而控制ld電流幅度；另外為了對ld進(jìn)行閉環(huán)電流控制，使用外部采樣電阻對 ld進(jìn)行釆樣、處理，確保Id不超過某個設(shè)定值。
此方案中額外的密勒阻容電路增加了電路元件數(shù)量，且其耐壓必須滿足電路工作電壓，當(dāng)輸入電壓較 高時體積比較大。
另外許多集成電路方案采用專用的電流采樣電阻對Id采樣后進(jìn)行處理而構(gòu)成對Id的閉環(huán)反饋控制， 確保Id的最大值不會超過限值。這種方案增加了電路復(fù)雜性、成本以及穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)下的功率損耗。
以上采用MOSFET限制浪涌電流的分立元件解決方案可以參見ON Semiconductor發(fā)表的編號 AN1542/D文章"Active Inrush Current Limiting Using MOSFET"、美國專利"Inrush Limit Circuit"編 號6807039、美國專利"Inrush Current Protection Circuit"編號6744612，集成電路方案如intersil公 司的產(chǎn)品ISL6140丄inearTechnology公司的產(chǎn)品LTC1640、Maxim Integrated Products公司的MAX5948 等等。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為一種新型電路，簡單、有效和低功耗、低成本，無需增加額外的密勒電容和采樣電阻就可以 限制浪涌電流，同時通過選取合適的器件適應(yīng)不同工作電壓應(yīng)用要求。
本發(fā)明采用MOSFET作為控制器件，漏極連接到儲能電容，源極連接到直流電源母線或者遠(yuǎn)供直流 電源的輸出端。
在輸入電源兩端正負(fù)兩端接有串聯(lián)電路，構(gòu)成為電阻和兩個齊納二極管， 一個齊納二極管決定了電路 啟動的最低輸入電壓；另一個齊納二極管決定了柵源極之間最大電壓，這個齊納二極管一端連接到 MOSFET的源極，另一端通過電阻連接到MOSFET的柵極。
連接在柵源極之間有一個雙極性晶體管(BJT-Bipolar Junction Transistor),它的供電僅依賴上述兩個齊納二極管，而不需要額外的穩(wěn)壓器件。BJT的集電極(c-collector)連接到MOSFET的源極，發(fā)射極 (e-emitter)連接到MOSFET的柵極，基極(b-base)和集電極之間并聯(lián)有阻容電路。BJT基極電容充、 放電的速度決定MOSFET的Vgs的電壓上升、下降速率，從而控制輸入電源向儲能電容的充電電流。


下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本使用新型進(jìn)一步說明。
圖1為釆用串聯(lián)NTC電阻限制浪涌電流應(yīng)用電路
圖2為采用串聯(lián)NTC電阻和繼電器復(fù)合限制浪涌電流應(yīng)用電路
圖3為采用MOSFET作為限制浪涌電流的簡單應(yīng)用電路
圖4為本發(fā)明限制浪涌電流的電路
圖5為應(yīng)用本發(fā)明的加外部邏輯控制的限制浪涌電流電路，控制輸入電壓的負(fù)端； 圖4為應(yīng)用本發(fā)明的加外部邏輯控制的限制浪涌電流電路，控制輸入電壓的正端；
具體實(shí)施例方式
在圖1中，101為NTC串聯(lián)在輸入電源的回路中，102為用電設(shè)備內(nèi)部的儲能電容。在冷態(tài)開機(jī)時， 由于NTC的阻值較大，開機(jī)瞬間的浪涌電流被限制。電路問題工作時，由于自發(fā)熱的緣故，NTC的電阻 值下降，降低了NTC的功率損耗。
在圖2中，201為NTC串聯(lián)在輸入電源的回路中，202為用電設(shè)備內(nèi)部的儲能電容。在冷態(tài)開機(jī)時， 由于NTC的阻值較大，開機(jī)瞬間的浪涌電流被限制。當(dāng)儲能電容的端電壓達(dá)到預(yù)定值時，204控制203 閉合，使得201被短路。穩(wěn)態(tài)工作條件下203通過絕大多數(shù)負(fù)載電流，因此降低了總的功率損耗以及201
的自發(fā)熱。
圖3是一個常見簡單的采用MOSFET有源浪涌電流控制電路。齊納二極管302設(shè)定了電路啟動工作 的最低電壓，齊納二極管303限制了開關(guān)MOSFET (307)的Vgs的最大值，使其不超過允許的最大工 作電壓，確保MOSFET工作在安全范圍內(nèi)。電阻301用于限制電路穩(wěn)態(tài)時的功率損耗，范圍通常為十兒 千歐姆到兆歐姆，視具體工作電壓而定。在電路中301和302的順序可以調(diào)換，當(dāng)輸入電壓很高時，302 可以由多個齊納二極管串聯(lián)組合而成，303的最大擊穿電壓必須小于MQSFET的Vgs絕對最大值，通常 小于20V。電阻304作為307的G、 S之間的保護(hù)電阻，同時也是在關(guān)電過程中Cgs的放電電阻，保證 快速開關(guān)機(jī)時每次都能控制浪涌電流。電容305、電阻306串聯(lián)構(gòu)成額外的密勒效應(yīng)電路，為保證電路正 常工作和安全，305耐壓值必須大于輸入電壓。當(dāng)輸入電壓超過302擊穿電壓時，電源通過301給Cgs 充電，當(dāng)Vgs超過Vgs(th)之后，由于密勒效應(yīng)，305、 306會減緩Vgs的上升速度。但是在快速上電瞬間，由于Vgs將被以非?？斓乃俾侍嵘絍gs(th)， Id將不可避免出現(xiàn)瞬間的大電流，由于不能控制在密 勒效應(yīng)產(chǎn)生之前的Vgs上升速率，此電路不能完全有效地控制浪涌電流。
圖4為本發(fā)明電路，對圖3電路進(jìn)行了重新設(shè)計，由電阻401、齊納二極管402和齊納二極管403 構(gòu)成的啟動電路，電阻404、 BJT405、電容406和二極管407構(gòu)成了 MOSFET(409)的Vgs上升電壓斜 率控制電路，去除了外加的密勒電容、電阻串聯(lián)電路，電路中401和402的先后順序可以調(diào)換，410為儲 能電容。當(dāng)輸入電壓很高時，402可以由多個齊納二極管串聯(lián)組合而成，403的最大擊穿電壓必須小于 MOSFET的Vgs絕對最大值，通常小于20V。當(dāng)輸入電壓大于402的擊穿電壓，403兩端電壓開始建立， 此時電容406電壓為零，受405的eb極的鉗位作用，409的Vgs只有0.7V。緊接著輸入通過404和BJT(405) 的eb極向電容406充電，形成405的基極電流lb,由于405的電流放大作用，流經(jīng)404的電流大部分成 為405的集電極電流lc,而不是給406充電，因此406采用較小的量值就可以獲得很慢的Vgs上升速率。 隨著時間的推移，406端電壓逐步上升，當(dāng)409的Vgs達(dá)到Vgs(th)后，Id建立，由于Vgs上升速率非常 慢，所以初始ld也較小。然后Vds開始下降，Cgd放電而發(fā)揮其密勒效應(yīng)，確保給儲能電容409的充電 電流Id始終被控制于較低值。當(dāng)Vgs電壓最終和403的端電壓相等時，電路工作于穩(wěn)定狀態(tài)，406的端 電壓等于Vgs-0.7V。通過改變404和406參數(shù)，可以調(diào)整Vgs在達(dá)到Vgs(th)之前的上升速率，控制控 制儲能電容初始充電電流ld的大小。二極管407在關(guān)電過程中用于406通過408放電，保證快速開關(guān)機(jī) 時浪涌電流每次都得到控制，從而避免了許多電路在重復(fù)開關(guān)機(jī)或者接插件失效狀態(tài)下發(fā)生的浪涌電流現(xiàn) 象。
圖5為在本發(fā)明電路的基礎(chǔ)之上增加了外部控制手段，用于需要在遠(yuǎn)程開關(guān)機(jī)過程中對浪涌電流的控 制。圖中元件501 510對應(yīng)于圖4中相應(yīng)的401 410。外部邏輯控制輸入通過電阻511和512控制BJT 513。 510/511構(gòu)成的分壓電路決定了邏輯控制輸入高、低電平的切換值，在一些應(yīng)用場合，512也可以省 略。當(dāng)邏輯控制輸入為高電平(相對于輸入電壓的負(fù)端)，513導(dǎo)通，使得503兩端維持在0.3V左右，從 而508的Vgs兩端電壓達(dá)不到Vgs(th),所以不導(dǎo)通。當(dāng)邏輯控制輸入為低電平，513關(guān)斷，使得503正 常工作，509的Vgs上升速率受504 508構(gòu)成的電路控制，進(jìn)一步控制給儲能電容510的充屯電流ld。
圖6為在本發(fā)明電路的基礎(chǔ)之上增加了外部控制手段的同時用MOSFET控制輸入正端。圖中元件 601 610對應(yīng)于圖4中相應(yīng)的401 410，為了控制的方便409由N溝道MOSFET變成了P溝道MOSFET (609)， 405相應(yīng)由PNP型改為了NPN型(605)。 611 616的作用等同于圖5中的511 513，邏輯 控制輸入的高、低電平仍然相對于輸入電壓的負(fù)端。當(dāng)邏輯控制為高電平時，613導(dǎo)通，616導(dǎo)通，603 兩端電壓被鉗位在0.4V左右，609不可能導(dǎo)通；當(dāng)邏輯控制為低電平時，613關(guān)斷，616關(guān)斷，603正常 工作，609的Vgs上升速率受604~607構(gòu)成的電路控制，進(jìn)一步控制給儲能電容610的充電電流ld。
權(quán)利要求
1. 有源浪涌電流控制電路，a)采用MOSFET作為控制元件，漏極連接負(fù)載、源極連接輸入源；b)包含啟動電路和MOSFET的Vgs電壓斜率控制電路；c)啟動電路由電阻和齊納二極管構(gòu)成；d)Vgs斜率控制電路由電阻、電容、雙極三極管、二極管構(gòu)成。
2. 根據(jù)權(quán)利1所述的啟動電路電阻和齊納二極管構(gòu)成的串聯(lián)電路。其中一個齊納二極管決 定了電路的啟動電壓，另一個決定Vgs的最高電壓，同時它也是啟動電路的輸出；
3. 根據(jù)權(quán)利2所述的電路，當(dāng)輸入電壓比較高時，用于決定了電路的啟動電壓的齊納二極 管可以由多個二極管串聯(lián)構(gòu)成；
4. 根據(jù)權(quán)利2所述的啟動電路，當(dāng)電路輸入電壓比較低但高于MOSFET的Vgs的最大值 時，可以只保留電阻和決定Vgs的最高電壓的齊納二極管；
5. 根據(jù)權(quán)利2所述的啟動電路，當(dāng)電路輸入電壓比較低且低于MOSFET的Vgs的最大值 時，可以只保留電阻；
6. 根據(jù)權(quán)利1所述的Vgs電壓斜率控制電路電阻連接與雙極三極管的發(fā)射極和啟動電路的 輸出之間；電容連接在基極和集電極之間，二極管方向并聯(lián)在發(fā)射極和基極之間，在發(fā)射 極和集電極之間并聯(lián)有MOSFET的保護(hù)電阻；
7. 權(quán)利6所述電路連接雙極三極管的發(fā)射極和啟動電路的輸出之間的電阻和連接在基極和 集電極之間的電容，決定了 Vgs的在上電過程中的上升斜率；
8. 并聯(lián)在發(fā)射極和基極之間的二極管和在發(fā)射極和集電極之間并聯(lián)有MOSFET的保護(hù)電 阻在連接在基極和集電極之間的電容提供了下電過程中的放電回路；
9. 當(dāng)輸入電壓比較低的時候，權(quán)利6所述連接于雙極三極管的發(fā)射極和啟動電路的輸出之間 的電阻可以省略，和啟動電路的電路的電阻合二為一。
全文摘要
有源浪涌電流控制電路，由上電啟動電路、MOSFET及其柵源極電壓Vgs斜率控制電路構(gòu)成。MOSFET的漏極連接到負(fù)載、源極連接到外部輸入；啟動電路由電阻和齊納二極管串聯(lián)電路組成，跨接在輸入兩端，設(shè)定整個電路工作的最小輸入電壓及Vgs斜率控制電路工作的最大工作電壓；Vgs斜率控制電路由電阻、跨接在三極管cb之間的電容、反向跨接在三極管eb的二極管以及ec之間的MOSFET保護(hù)電阻組成，控制MOSFET的從電源加電開始后的Vgs上升速率，并聯(lián)合MOSFET內(nèi)在的Cgd具有的密勒效應(yīng)，最終控制通過MOSFET向負(fù)載輸入端電容充電電流幅度，確保不會在上電瞬間出現(xiàn)幅度非常大、不受控的浪涌電流；在下電期間cb之間的電容通過二極管和cb之間的電阻放電，斜率控制電路跨接在正常工作時，Vgs斜率控制電路確保MOSFET完全導(dǎo)通，具有最小的功率損耗。
文檔編號H02H9/02GK101505055SQ20081020825
公開日2009年8月12日 申請日期2008年12月30日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月30日
發(fā)明者喬宗標(biāo) 申請人:上海英聯(lián)電子系統(tǒng)有限公司;喬宗標(biāo)