專利名稱：變頻開關調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率控制的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及功率電子和變頻開關調節(jié)器，尤其涉及變頻開關調節(jié)器的開環(huán) 和閉環(huán)穩(wěn)態(tài)頻率控制。
背景技術：
變頻開關架構，諸如例如合成紋波調節(jié)器、磁滯調節(jié)器、常閉/開開關調 節(jié)器等是用于諸如筆記本計算機等各種電子設備中的降壓型開關調節(jié)器的常 用解決方案。這樣的拓撲結構具有無需等待時鐘脈沖等就能迅速響應瞬態(tài)事件
(例如顯著的負載變化)的能力。通常，這樣的調節(jié)器在中等到重負載情況下
以連續(xù)導通模式(CCM)工作，在輕負載情況下以斷續(xù)導通模式(DCM)工 作。系統(tǒng)設計者在CCM中傾向于固定頻率因而可以優(yōu)化濾波器組件并最小化 電磁干擾(EMI)。然而，這樣的變頻開關拓撲結構的穩(wěn)態(tài)工作頻率隨諸如輸 出電壓、輸入電壓、負載情況等工作條件大幅變化。許多變頻開關調節(jié)器盡管 嘗試用開環(huán)電路來控制穩(wěn)態(tài)頻率但仍表現(xiàn)出很差的CCM穩(wěn)態(tài)頻率控制。因此， 準確控制變頻開關調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率已成為挑戰(zhàn)。
影響常規(guī)調節(jié)器的工作頻率的各種因素，諸如不準確的輸入電壓或輸出電 壓感測、環(huán)路補償?shù)淖兓?、輸出濾波器的變化、比較器和驅動器傳播延時、不 準確的時間常數(shù)匹配、負載變化(特別是對于常閉開關設備)等。輸入電壓感 測在采樣和保持相位管腳的電壓以間接感測輸入電壓的器件上尤其差。因此， 在許多配置中，在控制器上提供附加管腳用于接收輸入電壓以避免感測不準確 性。高帶寬的誤差放大器引起補償信號上過多的紋波，其導致開關頻率隨環(huán)路 補償或輸出濾波器的變化而變化。常閉開關調節(jié)器的開關頻率傾向于隨負載的 變化而變化。盡管各種調節(jié)器控制器采用擴展的開環(huán)電路以嘗試穩(wěn)定穩(wěn)態(tài)開關 頻率，但開關頻率控制仍然是很差的。 一些紋波控制拓撲結構方案已能夠改善 CCM頻率，卻以減慢的瞬態(tài)響應為代價。
期望不犧牲瞬態(tài)性能就能改善許多不同類型的變頻開關調節(jié)器的頻率控制。

發(fā)明內容
一種用于控制變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率的穩(wěn)態(tài)控制電路包括開環(huán)頻率控制
電路、頻率檢測器和比較器電路。變頻調節(jié)器提供可指示工作頻率的時鐘信號 并且具有用于調整該變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)工作頻率的頻率控制參數(shù)。開環(huán)頻率控
制電路控制頻率控制參數(shù)以嘗試控制操作的穩(wěn)態(tài)頻率。頻率檢測器具有用于接 收時鐘信號的輸入和提供指示變頻調節(jié)器的工作頻率的頻率感測信號的輸出。 比較器電路將頻率感測信號與穩(wěn)態(tài)頻率參考信號進行比較并且提供指示所述 比較的頻率調整信號。頻率控制參數(shù)由該頻率調整信號進行調整以控制變頻調 節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率。
在一個實施例中，頻率檢測器包括鋸齒發(fā)生器和濾波器。鋸齒發(fā)生器具有 用于接收時鐘信號的輸入和提供指示變頻調節(jié)器的工作頻率的鋸齒波形的輸 出。對鋸齒波形進行濾波以提供指示鋸齒波形頻率的頻率感測信號。濾波器可 實現(xiàn)為電阻電容電路等用于對鋸齒波形進行濾波以提供具有指示鋸齒波形頻 率的值的頻率感測信號。
比較器電路可以是跨導放大器，其具有接收頻率感測電壓的第一輸入、接 收頻率參考電壓的第二輸入、以及提供頻率調整信號的輸出?？砂ńM合器用 于將頻率調整信號與頻率控制參數(shù)相組合以提供用于調整頻率控制參數(shù)的調
整信號。
根據一個實施例的變頻調節(jié)器包括具有第一和第二端的輸出電感器、功率 開關電路、變頻控制器、開環(huán)頻率控制電路、和閉環(huán)頻率控制電路。功率開關 電路選擇性地將輸入電壓施加到輸出電感器的第一端以基于時鐘信號在輸出 電感器的第二端處產生輸出電壓。變頻控制器具有接收該輸出電壓的輸入和提 供用于控制功率幵關電路以調節(jié)輸出電壓的時鐘信號的輸出。開環(huán)頻率控制電 路控制頻率控制參數(shù)以嘗試控制操作的穩(wěn)態(tài)頻率。閉環(huán)頻率控制電路根據操作
的目標穩(wěn)態(tài)頻率來調整頻率控制參數(shù)。
閉環(huán)頻率控制電路可包括頻率檢測器和比較器電路。頻率檢測器具有用于
接收時鐘信號的輸入并且具有提供指示變頻控制器的工作頻率的頻率感測電 壓的輸出。比較器電路將該頻率感測電壓與頻率參考電壓進行比較并且提供指 示該比較的頻率調整信號。頻率檢測器可包括鋸齒發(fā)生器和濾波器。濾波器可 以是具有單個低頻極點的電阻電容濾波器。比較器電路可以是跨導放大器，其
具有接收頻率感測電壓的第一輸入、接收頻率參考電壓的第二輸入、和提供頻 率調整信號的輸出。
在一個實施例中，開環(huán)頻率控制電路是窗電路，其向窗電阻器提供窗電流 以控制窗電壓從而嘗試控制操作的穩(wěn)態(tài)頻率。變頻調節(jié)器可包括將頻率調整信 號乘以窗電流用于提供調整電流的乘法器，以及將該調整電流與窗電流相加以 向窗電阻器提供經調整的窗電流的電流求和節(jié)點。
功率開關電路可包括耦合在電子開關之間的相位節(jié)點，電子開關耦合在輸 入電壓和地之間。變頻控制器可包括合成紋波調節(jié)器控制器和釆樣電路。合成 紋波調節(jié)器基于輸入電壓和輸出電壓產生指示穿過輸出電感器的紋波電流的 紋波電壓。采樣電路對相位節(jié)點的電壓進行采樣用于提供向合成紋波調節(jié)器控 制器提供的輸入電壓感測信號。
一種根據一個實施例的控制具有用于調整穩(wěn)態(tài)工作頻率的頻率控制參數(shù) 的變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率的方法，包括使用開環(huán)控制來控制頻率控制參數(shù)以嘗 試控制穩(wěn)態(tài)頻率，確定該變頻調節(jié)器的工作頻率并且提供指示該工作頻率的頻 率感測信號，將頻率感測信號與頻率參考信號進行比較并且提供指示該比較的 頻率調整信號，并且基于該頻率調整信號來調整頻率控制參數(shù)以控制穩(wěn)態(tài)頻 率。
變頻調節(jié)器可包括指示工作頻率的時鐘信號。該方法可包括基于時鐘信號 產生鋸齒波形，并對該鋸齒波形進行濾波以提供具有指示工作頻率的值的頻率 感測電壓。該方法可包括將頻率感測電壓與頻率參考電壓之間的差值轉換成頻 率調整電流。
頻率控制參數(shù)可以是窗電流，其中該方法可包括將窗電流乘以頻率調整電 流以提供調整電流，以及將該調整電流與窗電流相加以提供經調整的窗電流。


本發(fā)明的益處、特征和優(yōu)點針對以下描述和附圖將變得更易理解，附圖中 圖1是根據一個實施例實現(xiàn)的包括穩(wěn)態(tài)頻率控制器的降壓型變頻調節(jié)器
的簡化示意框圖2是根據示意性實施例的圖1的控制器的簡化示意框圖3是示出使用圖2的變頻控制器的圖1的變頻調節(jié)器的典型開關波形的
圖形時序圖4是根據一個實施例實現(xiàn)的用于控制圖1的變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)開關頻率 的圖1的穩(wěn)態(tài)頻率控制器的示意框圖5是示出用于調節(jié)到較高頻率電平的圖4的穩(wěn)態(tài)頻率控制器的操作的在 瞬態(tài)域中描繪選取的電壓對時間的時序圖6是示出用于調節(jié)到較低頻率電平的圖4的穩(wěn)態(tài)頻率控制器的操作的在 瞬態(tài)域中描繪選取的電壓對時間的曲線圖7是示出圖4的OV比較器和箝位電路的操作的結合過電壓電平一起描 繪選取的信號的曲線圖8是根據一個示例性實施例的在圖1的控制器內實現(xiàn)的用于產生窗電壓 的窗控制電路的示意框圖9是根據一個示例性實施例的基于常閉拓撲結構的可用作圖1的控制器 的另一個控制器的簡化示意框圖。
具體實施例方式
呈現(xiàn)以下描述以使得本領域普通技術人員能夠制造和使用在特定應用及 其要求的上下文中所提供的本發(fā)明。然而，對優(yōu)選實施例的各種修改對于本領 域技術人員來說將是顯而易見的，并且此處定義的總原理可應用到其他實施例 中。因此，本發(fā)明并非旨在被限定于此處所示出和描述的特定實施例，而是應 該被授予與此處所公開的原理和新穎特征相一致的最寬范圍。
圖1是根據一個實施例實現(xiàn)的包括穩(wěn)態(tài)頻率控制器112的降壓型變頻調節(jié) 器100的簡化原理框圖。控制器108將上柵極驅動信號UGD提供給上開關Ql 的柵極端并將下柵極驅動信號LGD提供給下開關Q2的柵極端。在所示實施例 中，電子開關Ql和Q2被示為一對N溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)，這是本領域技術人員公知的?？墒褂闷渌愋偷碾娮娱_關設備， 包括P溝道MOSFET或其他類型的FET等等。開關Ql具有耦合在VIN和相 位節(jié)點104之間的漏極和源極，并且開關Q2具有耦合在相位節(jié)點104和地 (GND)之間的漏極和源極。應注意，可以采用不同的地信號，諸如信號地對 功率地，但出于討論的簡化，每一個都被稱作地或"GND"?？刂崎_關Q1和 Q2以將輸入電壓VIN通過相位節(jié)點104切換到輸出電感器L的一端，其另一 端耦合到產生輸出電壓VO的輸出節(jié)點106。相位節(jié)點104產生被示為VPH的 相位電壓，并且由耦合在輸出節(jié)點106與GND之間的輸出電容器CO對輸出 電壓VO進行濾波。在所示配置中，輸出電壓VO被反饋到控制器108的變頻 控制器110的輸入，變頻控制器110具有產生UGD和LGD信號的輸出。
在開關操作期間，將UGD信號設為高以閉合上開關Q1，其將VIN經由 相位節(jié)點104耦合到輸出電感器L。最后UGD信號反轉為低并且將LGD信號 設為高以閉合下開關Q2，以有效地將輸出電感器L耦合到GND。由此，在開 關操作期間相位電壓VPH通常在VIN和GND之間切換，盡管通過輸出電感 器L的電流導致電壓在每個周期的特定部分期間變化，如本領域技術人員所了 解的。雖然僅示出向控制器108提供VO信號，但是應理解取決于特定配置和 控制方法也可向控制器108提供其他信號。例如，還可向控制器108提供相位 電壓VPH、輸入電壓VIN、負載指示(例如負載電流)等中的任何一個或多個。
如前所述，變頻開關架構，諸如例如合成紋波調節(jié)器、磁滯調節(jié)器、常閉 /開開關調節(jié)器等都是在電子裝置中使用的降壓型開關調節(jié)器的流行解決方案。 變頻調節(jié)器100根據變頻開關架構使用變頻控制器110來實現(xiàn)。變頻拓撲結構， 包括變頻調節(jié)器100，具有不用等待時鐘脈沖等就能迅速響應包括負載變化等 的瞬時事件的能力。然而，常規(guī)變頻開關拓撲結構的穩(wěn)態(tài)或直流(DC)工作 頻率隨諸如例如輸出電壓VO、輸入電壓VIN、負載情況等工作條件大幅變化。 許多常規(guī)變頻開關調節(jié)器表現(xiàn)出很差的連續(xù)導通模式(CCM)穩(wěn)態(tài)頻率控制。 穩(wěn)態(tài)頻率控制器112被示為耦合到變頻控制器110作為控制器108的一部分用 于改善變頻調節(jié)器100的穩(wěn)態(tài)頻率控制，而不犧牲其瞬態(tài)性能。
圖2是根據示例性實施例的控制器108的簡化示意框圖?？刂破?08包括 實現(xiàn)為合成紋波調節(jié)器的變頻控制器110。合成紋波調節(jié)器合成或模擬通過輸
出電感器L的紋波電流以調節(jié)輸出電壓VO，包括負載瞬態(tài)期間的調節(jié)。采樣
保持(SH)電路201具有耦合到相位節(jié)點104用于接收VPH電壓的輸入，和 提供代表輸入電壓VIN的采樣電壓SVIN的輸出。當開關Ql閉合時，SH電 路201采樣VPH，諸如基于合適的開關指示值(例如PWM、 UGD、 LGD等)， 并在每個周期期間保持VPH以代表電壓VIN。將采樣電壓SVIN提供給跨導 放大器202的正向電壓輸入，該跨導放大器的反向電壓輸入耦合到GND。跨 導放大器202具有一對耦合在電源電壓VDD和單極單擲(SPST)開關SW1 的第一開關端或極之間的輸出。VDD在貫穿電路的各個位置用作相對于GND 的電源或即電源電壓。開關SW1的另一開關端耦合到"紋波"節(jié)點204并且 開關SW1包括接收脈寬調制(PWM)信號的控制輸入。當開關SW1閉合時， 跨導放大器202向節(jié)點204提供與輸入電壓SVIN (基于VIN)成比例的電流。 當PWM信號設為第一電平時(例如當上開關Q1導通時)開關SW1斷開，否 則斷開。
將輸出電壓VO提供給另一個跨導放大器206的正向電壓輸入，該跨導放 大器206的反向電壓輸入耦合到GND。為了討論的簡化，放大器202和206 兩者的跨導"gm"大致相同?？鐚Х糯笃?06的電流輸出端耦合在節(jié)點204 與GND之間。紋波電容器CR耦合在節(jié)點204與GND之間，并且紋波電阻器 RR耦合在節(jié)點204與提供"經調節(jié)"電壓電平VREG的節(jié)點208之間。VREG 可以是GND或小的恒定電壓，諸如l伏特(V)。紋波電流IR被示為從節(jié)點 204流入紋波電阻器RR?？鐚Х糯笃?06基于輸出電壓VO恒定地從節(jié)點204 汲取電流以連續(xù)地對電容器CR放電。節(jié)點204產生紋波電壓VR并且被耦合 到比較器210的反相(一)輸入。比較器210的非反相(+ )輸入選擇性地耦 合以接收或是在節(jié)點215上產生的補償電壓VCOMP或是在窗節(jié)點213上產生 的窗電壓W。將內部參考電壓VREF提供給EA 214的非反相(+ )輸入。將 輸出電壓VO提供給反饋(FB)電路216的輸入，該反饋電路的輸出向EA214 的反相(一)輸入提供反饋信號FB。本領域技術人員應理解，反饋電路216 感測(例如，使用諸如分壓器等的感測電路)并以其它方式提供輸出電壓VO 的補償并產生FB信號。EA 214放大VREF與FB之間的差值以產生反映輸出 電壓VO誤差的VCOMP。
窗電流發(fā)生器212具有耦合到窗節(jié)點213的輸出用于將窗電流IW提供給 窗電阻器RW的一端，該窗電阻器的另一端耦合到節(jié)點215。窗電流發(fā)生器212 產生窗電流IW以相對于VCOMP來調整窗電壓W以嘗試維持變頻調節(jié)器100 相對恒定的開關頻率。然而，如前所述，此開環(huán)配置并未實現(xiàn)期望的工作穩(wěn)態(tài) 頻率。穩(wěn)態(tài)頻率控制器112耦合到窗電流發(fā)生器212并且產生窗電壓調整電流 IADJ，該電流與窗電流IW相加以產生通過窗電阻器RW的經調整窗電壓 VWA，如下面將進一步描述的。窗節(jié)點213產生窗電壓W，該窗電壓即是經 調整的窗電壓VWA加上VCOMP，或即W = VWA + VCOMP。節(jié)點213與 215之間的選擇是基于被配置成由PWM信號控制的類似于單極雙擲(SPDT) 開關工作的開關SW2的狀態(tài)。比較器210的輸出提供用于控制開關SW1和 SW2并且被提供給開關驅動器(SWD) 218的輸入的PWM信號。開關驅動器 218具有提供被如前所述地提供給功率電子開關Ql和Q2的UGD和LGD信 號的相應輸出。
在操作中，跨導放大器206基于輸出電壓VO穩(wěn)定地從節(jié)點204汲取電流 以連續(xù)對紋波電容器CR放電。當開關SW1在設定PWM信號之際閉合時，由 跨導放大器202經開關SW1提供基于輸入電壓VIN的電流以對電容器CR充 電。盡管使用了 SVIN電壓，但其代表VIN電壓因而充電電流被認為是基于 VIN的。由于VIN大于VO，因此當開關SW1閉合時電容器CR由基于電壓 VIN與VO之間的差值或即VIN - VO的集合電流來充電的。當開關SW1由 PWM斷開時，電容器CR基于VO放電。本領域技術人員應理解，電壓VO 被持續(xù)地施加到輸出電感器L的一端。輸出電感器L的另一端在輸入電壓VIN 和GND之間切換，導致基于VIN和VO的紋波電流流過輸出電感器L。以此 方式，紋波節(jié)點204上的電壓VR是代表通過輸出電感器L的紋波電流的紋波 電壓。EA 214產生VCOMP信號作為指示輸出電壓VO的相對誤差的補償電 壓。具體而言，將VO與代表VO的目標電壓電平的參考電壓VREF進行比較。 當PWM被設定在其第一電平時，電壓VR以恒定速率上升(基于充電電壓VIN -VO)并且開關SW2選擇提供窗電壓W = VCOMP + VWA的窗節(jié)點213。 當電壓VR上升到超過電壓VWA + VCOMP時，比較器210將PWM切換到第 二電平，導致開關SW2切換到選擇節(jié)點215上的VCOMP的第二電平并且導
致開關SW1斷開因而VR以基于VO的恒定速率減小。以此方式，比較器210 充當磁滯比較器，其將合成紋波電壓VR與在VCOMP和W之間的窗電壓進 行比較。
圖3是示出將變頻控制器200用作控制器110的變頻調節(jié)器100的典型開 關波形的圖形時序圖。相對于時間描繪電壓VPH、 VCOMP、 W = VCOMP + VWA和VR。還描繪了 VR的平均值，示為VRAVC}。電壓VR、 VCOMP、 W 和VRAvo在彼此之上進行描繪以圖示說明它們在開關操作期間的相應電平。在 初始時刻t0， PWM信號被反轉到低以因而SW1斷開，SW2選擇VCOMP，并 且Q1斷開。由此，由于電容器CR被放大器206放電，所以VR最初是下降 的。在后續(xù)時刻tl， VR下降到VCOMP的電平，導致比較器210切換狀態(tài)以 將PWM設定在其第一狀態(tài)由此閉合SW1，導致SW2切換到具有電壓電平W =VCOMP + VWA的節(jié)點213。由于SW1閉合，電容器CR被放大器202充 電導致VR電壓上升。PWM信號還導致開關驅動器218設定UGD信號閉合開 關Q1，因而相位節(jié)點104有效地耦合到VIN。由此，VPH在時刻tl之后即跳 躍到高電平。在后續(xù)時刻t2， VR上升到W = VCOMP + VWA導致比較器 210切換回將PWM反轉到低。當PWM被反轉到低時，開關SW1斷開并且 SW2切換回到選擇VCOMP。被反轉的PWM信號還導致開關驅動器218反轉 UGD信號并且隨后設定LGD信號以導通開關Q2，因而相位電壓VPH在時刻 t2之后即返回到其低狀態(tài)。VR也如前所述地再次朝VCOMP傾斜下降。操作 對于PWM信號的后續(xù)周期以此方式重復。
雖然VCOMP被示為相對穩(wěn)定，但如本領域技術人員所了解的，VCOMP 隨負載情況而變化。實際上，VCOMP和開關頻率兩者都隨變化的負載情況而 改變以將輸出電壓VO維持在預定的容許電平之內。窗電流發(fā)生器212還嘗試 調整IW以將恒定電流維持在穩(wěn)態(tài)狀況。在一個實施例中，IW在開環(huán)方式中 隨VIN、 VO和負載而變化以嘗試保持CCM穩(wěn)態(tài)頻率恒定。忽略由IADJ提供 的修正，根據以下等式(1)來計算VR的周期Ts:<formula>formula see original document page 12</formula>
其中"CR"是電容器CR的電容，"W"是窗電壓，"gm"是跨導放大
器202和206兩者的跨導，并且IRAVG是通過紋波電阻器RR的電流IR的平均 值。根據Fs二l/Ts使用等式(1)如以下等式(2)所示地求解頻率Fs-
<formula>formula see original document page 13</formula>(2)
對于大多數(shù)應用，可忽略項/^ra/gm7/W，因而頻率Fs可簡化為如以下 等式(3)所示
<formula>formula see original document page 13</formula>(3)
為了使用變頻控制器200來實現(xiàn)開環(huán)恒定頻率，根據以下等式(4)來設 定W:
<formula>formula see original document page 13</formula>^ (4)
其中"RW"是窗電阻器RW的電阻。將等式(4)代入等式(3)以由以 下等式(5)所示地求解Fs:
<formula>formula see original document page 13</formula> (5)
理想地，根據等式(5)，再次忽略IADJ的作用，頻率Fs僅隨紋波電容 器CR的電容和窗電阻器RW的電阻而變化。如果情況真是如此，那么穩(wěn)態(tài)頻 率響應將相對穩(wěn)定。然而，使用以類似方式配置的常規(guī)變頻控制器的實際實驗 室結果顯示在不同VO電壓電平處當輸入電壓VIN在期望電壓電平之間擺動時 有顯著的頻率變化。改變應用設置還導致不期望的頻率變化。發(fā)生頻率變化是 因為窗電流發(fā)生器212的穩(wěn)態(tài)配置忽略了驅動器延遲、輸出濾波器尺寸、反饋 紋波和調諧組件的二階影響。這樣的變量和參數(shù)很難測量并且很難提供期望的 補償電平以維持相對恒定的頻率。已觀察到在紋波控制降壓調節(jié)器中，比較器 和驅動器延遲可能導致CCM頻率變化顯著的量。 一種辦法是有意地變化延遲 直到開關頻率和相位與外部時鐘匹配。通常在標準設計中，應將延遲最小化以 確?？焖偎矐B(tài)反應。然而為了根據該常規(guī)辦法來穩(wěn)定穩(wěn)態(tài)頻率，顯著地增大延遲因而可以在任何方向對其進行調整以調節(jié)頻率。當根據該方法的拓撲結構響 應階躍瞬態(tài)時，其必須等待附加的延遲以響應瞬態(tài)事件。這樣的操作類似于需 要等待時鐘來響應瞬態(tài)事件的時鐘化拓撲結構。因此在該常規(guī)辦法中，犧牲了 紋波控制拓撲結構的快速瞬態(tài)響應來獲得恒定的CCM頻率。
圖4是根據一個實施例實現(xiàn)的用于控制變頻調節(jié)器100的穩(wěn)態(tài)開關頻率的 穩(wěn)態(tài)頻率控制器112的示意框圖。穩(wěn)態(tài)頻率控制器112包括鋸齒發(fā)生器402、 濾波器404、跨導放大器406和組合器414。鋸齒發(fā)生器402在節(jié)點403上產 生鋸齒波形(ST)信號，其由濾波器404進行濾波以在節(jié)點405上提供頻率感 測(FS)信號。FS信號的值基于ST信號的頻率進行調整?？鐚Х糯笃?06通 過調整鋸齒信號ST的周期來調整變頻調節(jié)器100的開關頻率從而將FS信號調 節(jié)到頻率參考電壓FREF。濾波器404被示為包括耦合在節(jié)點403與405之間 的電阻器RF和耦合在節(jié)點405與GND之間的電容器CF的提供用于濾波ST 信號的低頻極點的電阻電容(RC)濾波器。跨導放大器406具有跨導值"gml"， 其具有耦合到節(jié)點405接收FS信號的非反相輸入，接收FREF電壓的反相輸 入，以及產生閉環(huán)調整值KERR的輸出。調整值KERR作為調整電流而公知， 其用于調整和穩(wěn)定變頻調節(jié)器100的頻率。調整值KERR在替代配置中可具有 替代形式，諸如調整電壓等。將KERR和窗電流IW提供給組合器414的相應 輸入，該組合器輸出窗調整電流IADJ。
在所示實施例中，鋸齒發(fā)生器402包括邊沿檢測器408、常開SPST開關 SW3，向節(jié)點403提供恒定電流IS的電流源410、以及耦合在節(jié)點403與GND 之間的電容器CS。邊沿檢測器408具有接收時鐘(CLK)信號的輸入和耦合 到開關SW3的控制輸入的輸出。CLK信號是控制器108內指示變頻調節(jié)器100 的工作頻率的幾個周期信號中的任一個，諸如信號或電壓PWM、 UGD、 LGD 等中的任一個。邊沿檢測器408在其輸出處的脈沖信號P上產生響應于CLK 的有效或工作沿的脈沖。開關SW3具有耦合在節(jié)點403與GND之間的開關端 以及接收P信號的控制輸入。電流源410耦合在VDD與節(jié)點403之間并且在 SW3斷開期間用IS電流對電容器CS充電。當開關SW3閉合時，電容器CS 的電壓被清零或者以其它方式重設為零或GND。在節(jié)點403上產生ST信號作 為電容器CS的電壓。過壓(OV)比較器和箝位電路412被示為具有接收CLK
和FREF信號的相應輸入以及耦合到節(jié)點403用于控制ST信號的輸入/輸出 (I/O)。
在操作中，邊沿檢測器408在P信號上設定脈沖以在CLK信號的每個工 作沿短暫地閉合常開開關SW3。取決于用作CLK信號的特定周期性信號，工 作沿可為上升沿或下降沿。在替代實施例中，可使用電平檢測器來代替以檢測 CLK的工作邏輯電平。P上的每個脈沖短暫地閉合SW3以將鋸齒ST信號重設 為零或GND，并且隨后重新斷開開關SW3以開始下一個充電周期。在開關SW3 斷開期間，電容器CS的電壓以及鋸齒信號ST由此以恒定速率傾斜上升因而 在ST信號上產生特征鋸齒波形。濾波器404濾波ST信號以提供頻率感測信 號FS，其具有基于ST信號的頻率來調整的值。FS與FREF信號之間的電壓差 值由放大器406基于跨導gml進行放大并且被轉換成用于調整變頻調節(jié)器100 的頻率的調整值KERR。概言之，鋸齒信號ST傾斜上升到約電壓FREF的兩 倍，或即2*FREF,并在正常操作期間重設為GND。 ST的最大值隨較慢的CLK 開關頻率而增加并隨較快的CLK開關頻率而減小。FS信號的值響應于ST的 最大值并由此反映出CLK的開關頻率，其最終反映出變頻調節(jié)器100的開關 或工作頻率。FREF電壓被設在指示變頻調節(jié)器100的目標開關頻率的電平上。 在一個實施例中，例如，目標穩(wěn)態(tài)頻率約為300千赫(kHz)?？鐚Х糯笃?06 將調整值KERR設定在反映實際開關頻率與調節(jié)器100的期望穩(wěn)態(tài)頻率相比的 相對差值的電平上。隨著FS上升到高于FREF指示出低于期望頻率，設定調 整值KERR以增加頻率。類似地，隨著FS降低到低于FREF指示出高于期望 頻率，設定調整值KERR以降低頻率。如果出于任何原因CLK信號在明顯的 時間周期中沒有升高使得ST上升到預定的過壓電平OV，則OV比較器和箝 位電路412臨時將ST信號箝位在FREF的電壓電平。如果并且當CLK信號再 次升高，則OV比較器和箝位電路412釋放節(jié)點403以恢復正常工作。
在替代實施例中，任何重復的周期信號，諸如PWM、 UGD、 LGD等信號 中的任一個都可用作控制開關SW3的CLK信號。概言之，鋸齒發(fā)生器402和 濾波器404作為指示CLK信號頻率的頻率檢測器共同工作。CLK信號依次反 映變頻調節(jié)器100的實際工作頻率。例如，設定PWM信號為有效邏輯狀態(tài)(例 如，邏輯"高")導致開關驅動器218將UGD設定為高以在每個周期導通開
關Q1，這反映了變頻調節(jié)器100的實際工作頻率。UGD信號可以以類似的方 式使用。可使用任何合適的放大器來替代跨導放大器406。如上所述，例如， 調整值KERR可以是電壓控制信號使得代替使用了電壓放大器。組合器414的 實現(xiàn)取決于輸入KERR和IW信號的信號類型。在一個實施例中，KERR和IW 信號都是電流信號，在該情況下組合器414將IW的值乘以KERR的值以產生 窗調整電流IADJ。
圖5是示出穩(wěn)態(tài)頻率控制器112用于調節(jié)到更高頻率電平的操作的在瞬態(tài) 域中描繪CLK、 ST、 2*FREF、 FREF和FS對時間的時序圖。CLK信號在頂 部示出，而ST、 2*FREF、 FREF和FS信號描繪在一起示出以便于與彼此進行 比較。用虛線示出FREF信號和兩倍FREF信號——或即2*FREF。穩(wěn)態(tài)頻率 控制器112嘗試將ST信號調節(jié)在零或GND與2*FREF之間以保持FS的電壓 保持約等于FREF的電壓電平。如圖所示，CLK的工作頻率的下降導致ST信 號的峰值上升到2*FREF以上，其導致FS信號的值增大到超過FREF。穩(wěn)態(tài)頻 率控制器112產生調整值KERR，其在反饋環(huán)路中用于使FS回到FREF的電 平并如圖所示地在幾個周期之后將ST信號調節(jié)在GND與2*FREF之間。
圖6是類似于圖5描繪CLK、 ST、 2*FREF、 FREF和FS信號對時間的曲 線圖，除了其是在瞬態(tài)域中示出穩(wěn)態(tài)頻率控制器112用于調節(jié)到較低頻率電平 的操作。在該情況下，CLK工作頻率的增加導致ST信號的峰值降到2+FREF 以下，其導致FS信號的值減小到FREF之下。穩(wěn)態(tài)頻率控制器112產生調整 值KERR用于反饋環(huán)路中以使FS回到FREF的電平并如圖所示地在幾個周期 之后將ST信號調節(jié)在GND和2*FREF之間。
圖7是示出OV比較器與箝位電路操作的與過壓電平OV —起描繪 2*FREF、 FREF和ST的曲線圖。在由于諸如負載瞬態(tài)釋放等瞬態(tài)事件在明顯 時間內沒有設定CLK的情況下，電壓ST上升到2*FREF以上的過電壓閾值 OV，其觸發(fā)OV比較器和箝位電路412的過壓條件。當ST信號升高到過負載 閾值OV，則OV比較器和箝位電路412將ST箝位到FREF直到CLK的下一 個上升沿。在一個實施例中，OV是適于檢測過壓條件的FREF的倍數(shù)，例如 2.4*FREF。
圖8是根據示例性實施例的在控制器108內實現(xiàn)的用于產生窗電壓W的
窗控制電路800的示意框圖。窗電流發(fā)生器212被示為用于產生IW電流的近 似于示例性開環(huán)配置的開環(huán)控制塊。窗電流發(fā)生器212產生如圖所示提供給電 流箝位電路806的電流求和節(jié)點804的窗電流IW。提供給節(jié)點804的窗電流 IW是根據之前描述的等式(4)和(5)的，其嘗試基于CR和RW來調節(jié)穩(wěn) 態(tài)頻率。電流IW被設定通過電流鏡808的輸入端，其輸出端提供鏡像電流IWM 給組合器810的一個輸入。在一個實施例中，在鏡像配置中IWM=IM，盡管 如果需要可以納入任何比例縮放因子。組合器的另一個輸入接收調整值KERR， 并且組合器810的輸出耦合到電流求和節(jié)點804并提供IADJ電流。在該情況 下，組合器810執(zhí)行與如前所述的組合器414同樣的功能。將窗調整電流IADJ 與IW電流相加以提供經調整的窗電流IWA。節(jié)點804耦合到窗二極管DW的 正極，其負極耦合到產生窗電壓W的窗節(jié)點213。電流源812耦合在電源電壓 VDD與節(jié)點213之間向節(jié)點213提供偏置電流IMIN。電流吸取器814耦合在 節(jié)點804與GND之間用于從節(jié)點804吸取偏置電流IMIN。因此，電流設備 812和814共同產生通過二極管DW的偏置電流IMIN。窗電阻器RW耦合在 窗節(jié)點213 W與節(jié)點215之間如前所述地產生VCOMP。經調整的窗電流IWA 流過二極管DW和電阻器RW以產生窗電壓W，其等于VCOMP加上跨越窗 電阻器RW的經調整的窗電壓VWA。
在操作中，將調整值KERR與代表近似的開環(huán)窗尺寸的IWM相組合(例 如值相乘)并且所得電流IADJ隨后在求和節(jié)點804與IW相加。以此方式， 頻率控制環(huán)路的增益不管窗尺寸如何都保持恒定。換言之，調整值KERR從
DC頻率環(huán)路增益等式中去除了 VIN、 VO、 gm和IRAVCJ。由經調整的窗電壓 VWA修改的窗電壓從等式(4)通過加入調整值KERR項如由以下等式(6) 所示地導出-
<formula>formula see original document page 17</formula> (6)
在頻率環(huán)路附近工作，通過將等式(6)代入等式(3)來近似穩(wěn)態(tài)頻率以
如以下等式(7)所示地確定頻率Fs: 1
調整值KERR也可以根據等式(8)從穩(wěn)態(tài)頻率來計算
(8)
環(huán)路的DC增益"Av"是根據等式(9)的
CS (9)
在一個實施例中，在穩(wěn)態(tài)頻率控制器112內產生的電流IS是修整電流電 平以獲得穩(wěn)態(tài)頻率的準確性的期望電平。由穩(wěn)態(tài)頻率控制器112實現(xiàn)的閉環(huán)與 變頻調節(jié)器110的操作相比是相對較慢的，其至少部分是由于對RC濾波器404 相對較慢的響應。在模擬結果中，不管有還是沒有穩(wěn)態(tài)頻率控制器112，變頻 控制器110的操作保持基本相同。以此方式，包括變頻控制器110和穩(wěn)態(tài)頻率 控制器112兩者的變頻調節(jié)器100具有快速瞬態(tài)響應使得沒有降低瞬態(tài)性能。 在穩(wěn)態(tài)條件不存在瞬變等情況時，穩(wěn)態(tài)頻率控制器112恢復控制并將工作頻率 穩(wěn)定到目標頻率電平。以此方式，穩(wěn)態(tài)頻率控制器112使得能夠移除任何對頻 率設置(FSET)管腳的要求并改善調節(jié)器在瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)工作條件上的頻率準 確性。另外，穩(wěn)態(tài)頻率響應較少地響應于VIN的改變因而不需要直接監(jiān)控VIN。 作為代替，SH電路201可使用較低準確度的采樣保持技術來采樣相位節(jié)點104 上的VPH電壓，由此允許移除控制器上的VIN管腳。許多控制器出于控制目 的已具有用于直接接收相位電壓的相位管腳輸入，因而VIN管腳的去除提供了 顯著的優(yōu)勢。由此穩(wěn)態(tài)頻率控制器112便利了消費者設置。
應注意，通過窗電阻器RW提供窗電流以產生窗電壓的配置實現(xiàn)了頻率控 制參數(shù)用于控制變頻調節(jié)器100的工作頻率。在所示實施例中，提供窗電流IW 的窗電流發(fā)生器212實現(xiàn)開環(huán)頻率控制電路，其嘗試在穩(wěn)態(tài)條件期間控制工作 頻率。窗電流發(fā)生器212是開環(huán)是由于其不測量實際的工作頻率而是測量其他 參數(shù)，諸如輸入電壓VIN、輸出電壓VO、負載情況等。穩(wěn)態(tài)頻率控制器112 實現(xiàn)閉環(huán)穩(wěn)態(tài)頻率控制電路，其調整頻率控制參數(shù)以提供改善的結果。在所示 實施例中，將調整值KERR與IW組合以產生IADJ，其用于調整提供給窗電 阻器RW的調整控制穩(wěn)態(tài)頻率的窗電壓的窗電流。穩(wěn)態(tài)頻率控制器112是閉環(huán) 是由于實際工作頻率是基于所選的時鐘信號來確定的，并且頻率控制參數(shù)相應地被調整。
圖9是根據示例性實施例的基于常開拓撲結構的可用作圖1的控制器108
的另一個控制器900的簡化示意框圖。控制器900包括變頻控制器901和穩(wěn)態(tài) 頻率控制器910，并且在替代實施例中可用作控制器108。對于變頻控制器901， 如前所述地向提供SVIN電壓的SH電路201的輸入提供相位節(jié)點104上的相 位電壓VPH。將SVIN提供給跨導放大器202，跨導放大器202的輸出耦合在 VDD與節(jié)點902之間。因此，跨導放大器202以與先前所述類似的方式基于 輸入電壓VIN向節(jié)點902提供充電電流。電容器CON和SPST開關SW4的兩 個開關端并行耦合在節(jié)點901與GND之間。因此，當開關SW4斷開時，電容 器CON由跨導放大器202充電，而當開關SW4閉合時被放電以在節(jié)點902上 產生傾斜電壓RAMP。將節(jié)點902提供給比較器904的非反相輸入，比較器 904在其反相輸入處接收輸出電壓VO。將VO提供給另一個比較器906的反 相輸入，比較器906在其非反相輸入處接收VREF。將比較器904的輸出提供 給設置-重設(SR)觸發(fā)器908的重設(R)輸入，并且將比較器906的輸出提 供給SR觸發(fā)器908的設置(S)輸入。SR觸發(fā)器908的非反相或即"Q"輸 出產生PWM信號，將該PWM信號提供給開關驅動218的輸入的、提供給穩(wěn) 態(tài)頻率控制器910的輸入，并且提供給開關SW4的控制輸入。
在變頻控制器901的正常操作中，當PWM為低時開關SW4閉合使得節(jié) 點902維持在低。當VO掉到VREF以下時，比較器906設置SR觸發(fā)器908， 其將PWM拉高以開始一個功率周期。具體而言，UGD升高閉合上開關Q1以 將VO拉回到VREF。PWM升高還使SW4斷開以開始RAMP信號的上升傾斜 電壓。當RAMP到達電壓VO時，比較器904重設SR觸發(fā)器908以再次將 PWM拉回到低。變頻控制器901響應于負載瞬態(tài)用變頻工作并且在穩(wěn)態(tài)條件 期間嘗試以恒定頻率工作?？刂骗h(huán)路是基于VIN和VO的開環(huán)并嘗試控制穩(wěn)態(tài) 頻率。然而如前所述，穩(wěn)態(tài)或即DC工作頻率隨諸如例如輸出電壓VO、輸入 電壓VIN、負載情況等工作條件大幅變化。變頻調節(jié)器901顯示出相對差的 CCM穩(wěn)態(tài)頻率控制。
穩(wěn)態(tài)頻率控制器910被示為耦合到變頻控制器901作為控制器900的一部 分用于改善變頻調節(jié)器100的穩(wěn)態(tài)頻率控制器而不犧牲其瞬態(tài)性能。穩(wěn)態(tài)頻率
控制器910以與如前所述的穩(wěn)態(tài)頻率控制器112基本類似的方式來配置并且包 括鋸齒發(fā)生器912、濾波器914和跨導放大器916。在所示實施例中，鋸齒發(fā) 生器912包括邊沿檢測器918、常開SPST開關SW5、向節(jié)點922提供提供恒 定電流IS的電流源920、以及耦合在節(jié)點922與GND之間的電容器CS。邊沿 檢測器918具有接收PWM信號的輸入和耦合到開關SW5的控制輸入的輸出。 邊沿檢測器918在其輸出處的脈沖信號P上產生響應于PWM的有效或工作沿 (例如PWM的上升沿)的脈沖。開關SW5具有耦合在節(jié)點922與GND之間 的開關端和接收P信號的控制輸入。電流源920耦合在VDD與節(jié)點922之間 并且當SW5斷開時用IS電流對電容器CS充電。當開關SW5閉合時，電容器 CS的電壓被清零或以其它方式重設為零或GND。在節(jié)點922上產生ST信號 作為電容器CS的電壓。濾波器914包括耦合在節(jié)點922與節(jié)點924之間的電 阻器RF和耦合在節(jié)點924與GND之間的電容器，其中節(jié)點924如前所述地 產生FS電壓。將FS和FREF提供給跨導放大器916的相應輸入，跨導放大器 916在該情況下在其輸出處直接產生IADJ。將IADJ直接提供給節(jié)點902，其 充當求和節(jié)點以調整穩(wěn)態(tài)頻率。如果需要，可包括類似于OV比較器和箝位電 路412的OV比較器和箝位電路(未示出)用于控制ST信號。
在捧作中，穩(wěn)態(tài)頻率控制器910調整提供給電容器CON的充電電流以調 整RAMP電壓因而控制穩(wěn)態(tài)頻率。變頻調節(jié)器901快速響應負載瞬態(tài)，而穩(wěn) 態(tài)頻率控制器910更慢地響應以最終如所期望地控制穩(wěn)態(tài)頻率而基本上不改變 變頻調節(jié)器901的工作。應注意，在該情況下頻率控制參數(shù)是設置工作頻率的 電容器CON的充電電流。穩(wěn)態(tài)頻率控制器910還可以包括類似于組合器414 或810的組合器用于以與之前所描述的相類似的方式將跨導放大器916的輸出 和電容器CON的充電電流相組合。然而已經確定在特定情況下，可直接使用 從穩(wěn)態(tài)頻率控制器輸出的頻率調整參數(shù)，同時能實現(xiàn)期望的穩(wěn)態(tài)頻率控制結 果。
在穩(wěn)態(tài)頻率控制器112或910的更具體的實施例中，選擇組件值以設置穩(wěn) 態(tài)頻率控制器112的特定閉環(huán)增益。在一個實施例中，RF電阻器是600千歐 (kQ)并且CF電容器是200皮法(pF)以提供約為40分貝(dB)的環(huán)路增 益。在該實施例中，環(huán)路是穩(wěn)定的，其具有在1.3kHz的單個極點并且其它極
點和零點均在穩(wěn)態(tài)頻率控制器112或910的環(huán)路增益帶寬之上。
如本文所述，根據一個實施例的調節(jié)器控制器使用開環(huán)和專用閉環(huán)兩者來
控制穩(wěn)態(tài)CCM開關頻率。根據一個實施例的控制器允許變頻調節(jié)器在CCM 中以準確的固定穩(wěn)態(tài)頻率工作。根據一個實施例的控制器幫助減少在變頻調節(jié) 器控制器中所需要的管腳的數(shù)目。例如，由于CCM頻率被設定為預定值(例 如300kHz)，因此消除了對頻率設置(FSET)管腳的需要。根據一個實施例 的控制器還去除了控制器自身上對電壓輸入感測管腳的需要。輸入電壓不影響 CCM開關頻率，所以其輸入電壓或檢測可能較不準確。例如，由于輸入電壓 可以通過采樣相位電壓來間接感測，因此可以消除輸入電壓感測管腳。根據一 個實施例的控制器由于不需要對不同的濾波器和補償值調諧開關頻率，因此使 得設置更簡易(例如在磁滯和紋波電壓調節(jié)器中)。根據一個實施例的控制器 允許磁滯和合成紋波調節(jié)器拓撲結構在更高帶寬(例如具有更多補償紋波)上 運行，而補償紋波不會影響開關頻率。
盡管已經參考特定優(yōu)選模式相當詳細地描述了本發(fā)明，其他模式和變化也 是可能的和可預期的。本領域技術人員應理解他們可容易地將所公開的概念和 具體實施例用作設計或修改其他結構以產生與本發(fā)明相同的目的的基礎，而不 脫離由所附權利要求所定義的本發(fā)明的精神和范圍。
權利要求
1.一種用于控制變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率的穩(wěn)態(tài)控制電路，所述變頻調節(jié)器提供指示工作頻率的時鐘信號并且具有用于調整所述變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)工作頻率的頻率控制參數(shù)，所述環(huán)路控制電路包括開環(huán)頻率控制電路，其控制所述頻率控制參數(shù)以嘗試控制操作的穩(wěn)態(tài)頻率；頻率檢測器，其具有用于接收所述時鐘信號的輸入并且具有提供指示所述變頻調節(jié)器的工作頻率的頻率感測信號的輸出；以及比較器電路，其將所述頻率感測信號與穩(wěn)態(tài)頻率參考信號進行比較并且提供指示所述比較的頻率調整信號；其中所述頻率控制參數(shù)由所述頻率調整信號調整以控制所述變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率。
2. 如權利要求1所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于，所述頻率檢測器包括鋸齒發(fā)生器，其具有用于接收所述時鐘信號的輸入和提供指示所述變頻調 節(jié)器的工作頻率的鋸齒波形的輸出；以及濾波器，其對所述鋸齒波形進行濾波以提供指示所述鋸齒波形的頻率的所述頻率感測信號。
3. 如權利要求2所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于，所述鋸齒發(fā)生器包括邊沿檢測器，其具有用于接收所述時鐘信號的輸入和提供帶有短暫時鐘脈 沖的脈沖信號的輸出；開關，其具有耦合到所述邊沿檢測器的所述輸出的控制輸入，并且具有第一和第二開關端；電容器，其耦合在所述開關的所述控制端之間；以及 電流源，其具有耦合到所述電容器的輸出。
4. 如權利要求2所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于，所述濾波器包括電阻電容電路，其對所述鋸齒波形進行濾波以提供具有指示所述鋸齒波形頻率的 值的所述頻率感測信號。
5. 如權利要求1所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于，所述頻率檢測器提 供頻率感測電壓，并且其中所述比較器電路包括跨導放大器，所述跨導放大器 具有接收所述頻率感測電壓的第一輸入、接收頻率參考電壓的第二輸入、以及 提供所述頻率調整信號的輸出。
6. 如權利要求1所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于，還包括組合器，其將所述頻率調整信號與所述頻率控制參數(shù)相組合以提供用于調整所述頻率控 制參數(shù)的調整信號。
7. 如權利要求6所述的穩(wěn)態(tài)控制電路，其特征在于所述開環(huán)頻率控制電路包括窗電壓控制電路，其產生窗電流作為所述頻率 控制參數(shù)，將所述窗電流提供給窗電阻器用于產生具有控制所述變頻調節(jié)器的工作頻率的值的窗電壓；以及其中所述組合器包括乘法器，用于將所述頻率調整信號乘以所述窗電流以提供調整電流；以及電流求和節(jié)點，其將所述調整電流與所述窗電流相加以向所述窗電阻 器提供經調整的窗電流。
8. —種控制具有用于調整穩(wěn)態(tài)工作頻率的頻率控制參數(shù)的變頻調節(jié)器的 穩(wěn)態(tài)頻率的方法，所述方法包括使用開環(huán)控制來控制所述頻率控制參數(shù)以嘗試控制所述穩(wěn)態(tài)頻率； 確定所述變頻調節(jié)器的工作頻率并且提供指示所述工作頻率的頻率感測 信號；將所述頻率感測信號與頻率參考信號進行比較并且提供指示所述比較的 頻率調整信號；以及基于所述頻率調整信號來調整所述頻率控制參數(shù)以控制穩(wěn)態(tài)頻率。
9. 如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述使用開環(huán)控制來控制所 述頻率控制參數(shù)包括基于輸入電壓和輸出電壓來控制所述頻率控制參數(shù)。
10. 如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述變頻調節(jié)器包括指示工 作頻率的時鐘信號，其中所述確定所述變頻調節(jié)器的工作頻率并且提供指示所 述工作頻率的頻率感測信號包括 基于所述時鐘信號產生鋸齒波形；以及對所述鋸齒波形進行濾波以提供具有指示所述工作頻率的值的頻率感測 電壓。
11. 如權利要求10所述的方法，其特征在于，所述產生鋸齒波形包括 用恒定電流對電容器充電；檢測所述時鐘信號的工作邊沿并且提供短暫脈沖；以及 用每個短暫脈沖對所述電容器放電。
12. 如權利要求10所述的方法，其特征在于，所述將所述頻率感測信號 與穩(wěn)態(tài)頻率參考信號進行比較并且提供指示所述比較的頻率調整信號包括將 所述頻率感測電壓與頻率參考電壓之間的差值轉換成頻率調整電流。
13. 如權利要求12所述的方法，其特征在于，所述頻率控制參數(shù)包括窗 電流，并且其中所述將所述頻率調整信號與所述頻率控制參數(shù)相組合以調整所 述穩(wěn)態(tài)頻率包括將所述窗電流乘以所述頻率調整電流以提供調整電流；以及 將所述調整電流與所述窗電流相加以提供經調整的窗電流。
全文摘要
一種用于變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率控制電路包括開環(huán)頻率控制電路、頻率檢測器和比較器電路。變頻調節(jié)器提供指示實際工作頻率的時鐘信號并且具有用于調整穩(wěn)態(tài)工作頻率的頻率控制參數(shù)。頻率檢測器接收時鐘信號并且提供頻率感測信號，將該頻率感測信號與穩(wěn)態(tài)頻率參考信號進行比較以提供頻率調整信號。頻率控制參數(shù)由頻率調整信號調整以控制穩(wěn)態(tài)頻率。一種控制變頻調節(jié)器的穩(wěn)態(tài)頻率的方法包括使用開環(huán)頻率控制，確定工作頻率并且提供頻率感測信號，將頻率感測信號與頻率參考信號進行比較并提供頻率調整信號，以及基于該頻率調整信號來調整頻率控制參數(shù)。
文檔編號H02M3/157GK101350556SQ20081021477
公開日2009年1月21日 申請日期2008年7月7日 優(yōu)先權日2007年7月5日
發(fā)明者R·S·A·菲爾布里克 申請人:英特賽爾美國股份有限公司