專利名稱：電源供給電路及其脈沖振幅調(diào)制控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種將交流電力轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟娏Φ碾娫垂┙o電路，
特別是涉及防止電容器的脈動電壓增大的。
背景技術(shù)：
迄今為止，交流電力由整流電路轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟娏Φ碾娫囱b置(電源供給電路)已為所知。這種電源裝置中，因為電路內(nèi)部具有多個電容或電抗線圈，所以就容易發(fā)生高次諧波，由此就產(chǎn)生了導(dǎo)致電源效率降低的問題。為此，如專利文獻l所揭示的，那樣，由所謂的脈沖振幅調(diào)制(PAM-Pulse Amplitude Modulation)控制進行高次諧波抑制的電源裝置已為所知。 具體地講，所述專利文獻1所揭示的電源裝置包括將二極管連接成橋式的整流電路和具有多個電容的平滑電路。更詳細地說，這個平滑電路是由串聯(lián)的兩個電容和與該兩個電容并聯(lián)的一個平滑電容構(gòu)成，與整流電路之間進行倍壓整流。還有，這個電源裝置，設(shè)置在橋式整流電路的輸出端子和電源之間，包括在通狀態(tài)的情況下短接整流電路的輸出電力的開關(guān)元件。 還有，所述電源裝置，在整流電路中，為使輸入電流的波形接近輸入電壓的波形(正弦波)，基于輸入電壓的零交叉點由所規(guī)定的時刻開關(guān)所述開關(guān)元件。具體地講，所迷電源裝置，構(gòu)成為由這個開關(guān)動作控制脈沖振幅調(diào)制控制的輸出波形的接通循環(huán)(On Duty)，由此，輸入電流的波形接近正弦波。通過這樣的脈沖振幅調(diào)制控制，抑制了在電源裝置產(chǎn)生的高次諧波電流。
專利文獻1:日本公開專利公報特開2001-145358號公報一發(fā)明所要解決的技術(shù)問題一 然而，以上所述的專利文獻l中，脈沖振幅調(diào)制控制的輸出波形中控制了接通循環(huán)，但是還可以考慮通過使脈沖振幅調(diào)制控制的輸出波形的通-斷(ON-OFF)幅度一 定控制其相位，使輸入電流的波 形接近正弦波。這種情況下，用于所述脈沖振幅調(diào)制控制'的脈沖信 號，基于輸入電壓的零交叉點決定輸出時刻使得輸入電流的波形接 近正弦波。 然而，例如若輸入電壓的波形由于干擾變形，則輸出用于脈沖 振幅調(diào)制控制的脈沖信號的時刻，就會出現(xiàn)偏移以上所述的能夠使 輸入電流的波形接近正弦波的所希望的時刻的情況。 這樣的話，所述開關(guān)元件的開關(guān)時刻，就會偏移預(yù)定的輸入電 壓的時刻，所以所述平滑電路中串聯(lián)的電容的充電量偏向一側(cè)，該 電容內(nèi)的脈動電壓就有可能增大。這樣，若電容內(nèi)的脈動電壓增大， 為了使該脈動電壓不超過電容的電涌(surge)耐壓，則有必要增大該 電容的容量或提高耐壓性。

發(fā)明內(nèi)容
為了達到所述目的，本發(fā)明所涉及的電源供給電路10中，基 子連接在整流電路12輸出側(cè)的平滑電路13內(nèi)的相互串聯(lián)的兩個電 容Cl、 C2的充電量，改變向短接該整流電路12的輸出電力的開 關(guān)元件S輸出脈沖信號的時刻。 具體地講，第一方面的發(fā)明，是以包括連接于交流電源20 整流交流電力的整流電路12，具有相互串聯(lián)的兩個電容C1、 C2且 連接于所述整流電路12的輸出側(cè)的平滑電路13,在通狀態(tài)下連接 所迷兩個電容Cl、 C2的中點與所述交流電源20短接所述整流電 路12的輸出電力的開關(guān)元件S，以所述整流電路12的輸入電壓的 零交叉點為基準在所規(guī)定時刻輸出用以開關(guān)所迷開關(guān)元件S的脈 沖信號的脈沖振幅調(diào)制控制部15的電源供給電路為對象的。
并且，所述脈沖振幅調(diào)制控制部15包括相位差檢測部15d和相位補正部15e，該相位差檢測部15d基于所述兩個電容Cl、 C2 的充電量檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路12的輸 入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的偏差，該相位補正部 15e補正所述脈沖信號的輸出相位以消除由所述相位差檢測部15d 檢測到的相位偏差。 根據(jù)這個構(gòu)成，由脈沖振幅調(diào)制控制部15，基于位于整流電 路12輸出側(cè)的平滑電路13內(nèi)串聯(lián)的兩個電容C1、 C2的充電量能 夠改變開關(guān)元件S的開關(guān)時刻。在此，向所述兩個電容C1、 C2的 充電量，隨所述開關(guān)元件S的開關(guān)時刻而改變。為此，如所述的構(gòu) 成，通過基于這些電容Cl、 C2的充電量控制開關(guān)元件S的開關(guān)時 刻，就可以防止電容C1、 C2的充電量偏向一側(cè)。 即，用以開關(guān)所述開關(guān)元件S的脈沖信號的輸出時刻，即便是 從以輸入電壓的零交叉點為基準并使輸入電流的波形成為正弦波 的所希望的時刻偏移的情況，因為由所述構(gòu)成能夠改變時刻使得在 所述所希望的時刻從輸入電壓的零交叉點輸出脈沖信號，所以就可 以抑制所述電容C1、 C2的充電量偏向一側(cè)。 因此，可以由如上所述的脈沖信號的輸出時刻的偏移防止所述 電容的脈動電壓增大，也就不需要增大該電容的容量或提高耐壓 性，所以能夠獲得該電容的小型化及降低成本。 在所述構(gòu)成中，所述相位差檢測部15d構(gòu)成為基于所述兩個 電容CK C2的電壓差，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整 流電路12的輸入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的偏差 (第二方面的發(fā)明)。 由此，只要求出平滑電路13內(nèi)的兩個電容C1、 C2的電壓差， 就可以由這個電壓差改變向開關(guān)元件S的脈沖信號的輸出時刻，所 以可以由筒單的枸成及計算就可以防止電容C1、 C2充電量偏向一 側(cè)。 還有，所述相位差檢測部15d構(gòu)成為比較所述輸入電壓一周 期內(nèi)所述開關(guān)元件S在一定期間以上處于斷狀態(tài)(OFF狀態(tài))時的所 述兩個電容C1、 C2的電壓差，基于該電壓差的變化，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路12的輸入電流的波形成為正
弦波的脈沖信號的相位的偏差(第三方面的發(fā)明)。
在此，所迷一定期間，是對輸入電壓的波形不進行脈沖振幅調(diào)
制控制(PAM控制)的期間，意味著向電容C1、 C2充電的期間。
由此，可以由所述開關(guān)元件S在一定期間以上的為斷狀態(tài)時的
兩個電容C1、 C2的電壓差，即該兩個電容C1、 C2的電壓差的變
化基本沒有的水平部分求得該電壓差的變化，所以能夠由更筒單的
構(gòu)成及計算檢測脈沖信號的輸出相位偏向 一側(cè)。
還有，所述相位差檢測部15d構(gòu)成為基于所述兩個電容Cl、 C
2中的一個電容的電壓變化，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所
述整流電路12的輸入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的
偏差(第四方面的發(fā)明)。
這樣，因為只要檢測一個電容的電壓變化，就能在適當(dāng)?shù)臅r刻
檢測平滑電路13內(nèi)的電容C1、 C2的充電量的偏差并修正所述脈
沖信號的輸出相位，所以能夠筒化檢測相位偏移的構(gòu)成。
還有，所述相位補正部15e構(gòu)成為對應(yīng)于所述兩個電容Cl、
C2的充電量分階段補正所迷脈沖信號的輸出相位(第五方面的發(fā)明)。 通過這樣做，對應(yīng)于電容C1、 C2的充電量能夠?qū)⒚}沖信號的 輸出時刻修正為更精確且適當(dāng)?shù)臅r刻。因此，就可以更確實地防止 電容C1、 C2的充電量偏向一側(cè)。 還有，所述脈沖振幅調(diào)制控制部15還包括檢測所述整流電 路12的輸入電壓向著所迷零交叉點上升了所規(guī)定值以上的零交叉 檢測部15a、以及在由所述零交叉檢測部15a進行所述檢測時對所 述開關(guān)元件S輸出通脈沖的脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b(PAM波 形輸出部15b)(第六方面的發(fā)明)。 這樣，在通過由零交叉檢測部15a檢測輸入電壓上升到所規(guī)定 值以上從而檢測零交叉點信號的下降，當(dāng)檢測到該零交叉點信號的 下降時就維持此時的開關(guān)狀態(tài)的構(gòu)成中，由脈沖振幅調(diào)制波形輸出 部15b能夠在所述零交叉點信號下降時使得開關(guān)元件S必定成為通狀態(tài)(ON狀態(tài))，從而到輸出下一個斷脈沖為止能夠向電容C1、 C2 充電。即所述構(gòu)成，在檢測到所述零交叉點信號的下降時若開關(guān)元 件S為斷狀態(tài)，則到輸出下一個通脈沖為止得較長的時間內(nèi)成為不 向電容C1、 C2充電的狀態(tài)，但是如上所述，由于在檢測到零交叉 點信號下降的時刻輸出通脈沖，因而在這個檢測后到最初的斷脈沖 被輸出為止，確實能夠向電容C1、 C2進行充電。 特別是，在使用所述那樣的開關(guān)元件S的倍壓整流電路中，若 因為所述那樣開關(guān)元件S成為斷狀態(tài)而出現(xiàn)電容C1、 C2沒被充電 的期間，串聯(lián)的兩個電容C1、 C2中的一個電容C2的電壓降低， 該電容C2就會被過剩地充電，但是通過在如上所述的檢測到零交 叉點信號下降的時刻強制使開關(guān)元件S成為通狀態(tài)以確保向電容 Cl、 C2的充電期間，就可以防止由于向所述一個電容C2的過剩充 電而引起'的在該電容C2上產(chǎn)生過電壓。 第七方面的發(fā)明，是在具有所述那樣的構(gòu)成的電源供給電路中 進行脈沖振幅調(diào)制控制方法(PAM控制方法)。具體地講，是以包括 連接于交流電源20整流交流電力的整流電路12、連接于所述整流 電路12輸出側(cè)且具有相互串聯(lián)的兩個電容Cl、 C2的平滑電路13、 在通狀態(tài)下連接所述兩個電容Cl、 C2的中點與所述交流電源20 短接所述整流電路12的輸出電力的開關(guān)元件S、以及以所述整流 電路12的輸入電壓的零交叉點為基準在所規(guī)定時刻輸出用以開關(guān) 所述開關(guān)元件S的脈沖信號的脈沖振幅調(diào)制控制部15的電源供給 電路的脈沖振幅調(diào)制控制方法為對象的。
并且，所述脈沖振幅調(diào)制控制部15，檢測所述兩個電容C1、 C2的電壓差，對應(yīng)于所述兩個電容C1、 C2的電壓差分階段補正所 述脈沖信號的輸出相位，使得所述脈沖信號的輸出相位成為使所述 整流電路12的輸入電流的波形成為正弦波的所規(guī)定相位。 由于以上的方法，從構(gòu)成平滑電路13的兩個電容Cl、 C2的 電壓差，即該電容C1、 C2的充電量的差，能夠把握向開關(guān)元件S 的脈沖信號的輸出時刻的偏移，還能夠?qū)?yīng)于這個偏移改變該脈沖 信號的輸出時刻。因此，就可以抑制所述電容C1、 C2的充電量偏向一側(cè)，也就可以防止脈動電壓的增大。
而且，如上所述，通過使用所述兩個電容C1、 C2的電壓差， 用筒單的構(gòu)成及計算就能夠把握電容的充電量的差。 一發(fā)明的效果一 根據(jù)所述第一方面的發(fā)明所涉及的電源供給電路10，因為在 所規(guī)定時刻向開關(guān)元件S輸出脈沖信號的脈沖振幅調(diào)制控制部15 包括基于平滑電路13的兩個電容Cl、 C2的充電量檢測所述脈沖 信號的輸出相位的偏向 一側(cè)的相位差檢測部15d和補正所述脈沖信 號的輸出相位以消除所述相位偏向一側(cè)的相位補正部15e，所以即 便是輸入電壓的波形變形的情況下，也能夠?qū)?yīng)它改變開關(guān)元件S 的脈沖信號的輸出時刻，所以就可以防止在所述兩個電容Cl、 C2 上產(chǎn)生充電量偏向一側(cè)。由此，也就可以防止電容C1、 C2的脈動 電壓的增大，不再需要增大該電容C1、 C2的容量或提高其耐壓性 等的對策，能夠獲得該電容C1、 C2的小型化及降低成本。 還有，根據(jù)第二方面的發(fā)明，因為所述相位差檢測部15d構(gòu)成 為基于所迷兩個電容C1、 C2的電壓差檢測所述脈沖信號的輸出相 位的偏移，所以用求兩個電容Cl、 C2的電壓差的筒單構(gòu)成及計算， 就能夠檢測該脈沖信號的輸出相位。 還有，根據(jù)第三方面的發(fā)明，因為所述相位差檢測部15d構(gòu)成 為基予所迷開關(guān)元件S在一定期間以上處于斷狀態(tài)時的所述兩個 電容C1、 C2的電壓差的變化，檢測所述脈沖信號的輸出相位的偏 差，所以就能夠通過所述電壓差的水平部分(基本不隨時間變化的 部分)之間的簡單計算高精度地檢測該脈沖信號的輸出相位的偏向 一側(cè)。 還有，根據(jù)第四方面的發(fā)明，因為所述相位差檢測部15d構(gòu)成 為基于所述兩個電容C1、 C2中的一個電容的電壓變化檢測所述脈 沖信號的輸出相位的偏差，所以不再需要檢測雙方電容C1、 C2的 電壓，從而能夠簡化用以檢測該脈沖信號的輸出相位的偏向一側(cè)。 還有，根據(jù)第五方面的發(fā)明，因為所述相位補正部15e構(gòu)成為 對應(yīng)于所述兩個電容C1、 C2的充電量分階段補正所述脈沖信號的輸出相位，所以能夠?qū)?yīng)于該電容C1、 C2的充電量高精度地補正 脈沖信號的輸出相位，也就進一步確實地可以防止該電容Cl、 C2 的脈動電壓的增大。
還有，根據(jù)第六方面的發(fā)明，因為所述脈沖振幅調(diào)制控制部 15包括檢測輸入電壓上升了所規(guī)定值以上的零交叉檢測部15a、以 及在所述檢測時對所述開關(guān)元件S輸出通脈沖的脈沖振幅調(diào)制波 形輸出部15b，所以就可以確保零交叉點信號下降時以后向電容 Cl、 C2的充電期間，就可以防止在串聯(lián)的兩個電容Cl、 C2中的 一個電容C2上過剩地充電以致在該電容C2上產(chǎn)生過電壓。因此， 不再需要考慮過電壓而選用浪涌耐壓大的電容Cl、 C2,獲得了電 容Cl、 C2的小型化及降低成本。
調(diào)制控制方法，因為是檢測平滑電路13的兩個電容Cl、 C2的電 壓差，對應(yīng)于所述電壓差階段性地補正該脈沖信號的輸出相位，使 得向開關(guān)元件S的脈沖信號的輸出時刻成為使輸入電流成為正弦 波那樣的所規(guī)定的時刻，所以就可以對應(yīng)于電容C1、 C2的充電量 高精度地補正所述脈沖信號的輸出時刻。由此，就可以防止所述電 容C1、 C2的充電量偏向一側(cè)，也就可以防止該電容C1、 C2的脈 動電壓的增大。因此，不再需要增大該電容C1、 C2的容量或提高 其耐壓性等的對策，能夠獲得該電容C1、C2的小型化及降低成本。 而且，如上所述，通過由電容Cl、 C2的電壓差判別電容Cl、 C2 的充電量偏向 一側(cè)，從而能夠用筒單的構(gòu)成及計算判別所述脈沖信 號的輸出相位的偏移。


圖1，是表示實施方式所涉及的電源供給電路整體構(gòu)成的線路 系統(tǒng)圖。
圖2，是表示輸入電壓和零交叉信號的關(guān)系的波形圖。
圖3，是表示脈沖振幅調(diào)制波形的輸出狀態(tài)的波形圖。
圖4，是為說明脈沖振幅調(diào)制波形的輸出時刻的波形圖。
圖5，是表示相位偏差情況下的脈沖振幅調(diào)制波形的輸出狀態(tài)的波形圖。
圖6,是為說明相位偏差情況下的脈沖振幅調(diào)制波形的輸出時 刻的波形圖。
圖7，是表示相位偏差情況下脈沖振幅調(diào)制波形與輸入電壓的 關(guān)系的波形圖。
圖8,是表示相位偏差情況下脈沖振幅調(diào)制電流與上下電容電 壓的關(guān)系的波形圖。
圖9，是表示進行了相位控制的情況下脈沖振幅調(diào)制電流與上 下電容電壓的關(guān)系的波形圖。
圖10，是表示對上下電容的電壓差的變化量的相位補正量的圖。
圖11 ，是表示對應(yīng)上下電容的電壓差的變化量進行的相位補正 控制的流程圖。
圖12 ，是表示輸入電壓的波形變形情況下脈沖振幅調(diào)制波形的 輸出狀態(tài)與脈沖振幅調(diào)制電流的關(guān)系的波形圖。
圖13,是表示零交叉點輸出通脈沖的情況下的脈沖振幅調(diào)制波 形的輸出狀態(tài)和脈沖振幅調(diào)制電流的關(guān)系的波形圖。
一符號說明一10電源供給電路
12橋式電路(整流電路)
13平滑電路
15微控制器(脈沖振幅調(diào)制控制部)
15a零交叉檢測部
15b脈沖振幅調(diào)制波形輸出部
15c計時部
15d相位差檢測部
15e相位補正部
20交流電源
S開關(guān)元件
D1 D4二極管CK C2 電容
具體實施例方式
以下，基于附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。另外，以下優(yōu)選 的實施方式的說明，本質(zhì)上不過是示例，無意于限制本發(fā)明的適用 物或用途。 (整體構(gòu)成)
如圖1所示，本實施方式所涉及的電源供給電路10包括交 直流轉(zhuǎn)換電路ll、直交流轉(zhuǎn)換電路14和微控制器15。即，所述電 源供給電路IO，由交直流轉(zhuǎn)換電路ll整流交流電力，再由直交流 轉(zhuǎn)換電路14將其直流部分轉(zhuǎn)換成三相交流供給電動機30。 所迷電動機30是用于驅(qū)動設(shè)置在例如空調(diào)機的制冷劑回路中 的壓縮機的。在此，盡管沒有圖示，空調(diào)機的制冷劑回路是由壓縮 機、冷凝器、膨脹機構(gòu)和蒸發(fā)器連接而構(gòu)成的封閉回路，循環(huán)制冷 劑進行蒸氣壓縮式制冷循環(huán)。由這個制冷劑回路進行的制冷運轉(zhuǎn) 中，在蒸發(fā)器中冷卻了的空氣供給室內(nèi)，而由這個制冷劑回路進行 的制熱運轉(zhuǎn)中，在冷凝器中加熱了的空氣供給室內(nèi)。 所述交直流轉(zhuǎn)換電路11連接于交流電源20，構(gòu)成為整流交流 電力。這個交直流轉(zhuǎn)換電路ll包括通過電抗線圏L連接于所述 交流電源20的橋式電路12、以及連接于該橋式電路12的輸出側(cè)的 平滑電路13。 所述橋式電路12連接于交流電源20,是四個二極管D1 D4 橋式連接的二極管橋式電路。也就是說，這個橋式電路12構(gòu)成本 發(fā)明所涉及的整流電路。 所述平滑電路13,設(shè)置在所述橋式電路12的輸出側(cè)。這個平 滑電路13是由兩個相亙串聯(lián)的電容C1、 C2和與這兩個電容C1、 C2并聯(lián)連接的一個電容C3構(gòu)成。串聯(lián)的兩個電容C1、 C2充放電 所述橋式電路12的輸出電壓。這兩個電容Cl、 C2從所述橋式電 路12的輸出端子側(cè)(圖中的上側(cè))按順序稱為上電容Cl和下電容 C2,由這兩個電容分壓VO電壓，即便是Vi電壓低也能夠流動IL 電流。并聯(lián)于該兩個電容C1、 C2的電容C3，平滑該兩個電容C1、C2的輸出電壓V0。并且，所述平滑電路13，構(gòu)成為如圖所示所述 兩個電容Cl、 C2的中點與所述交流電源20連接，由此進行與所 述橋式電路12之間的倍壓整流。
還有，所述交直流轉(zhuǎn)換電路11上設(shè)置了能夠雙向?qū)ǖ耐?ON) -斷(OFF)開關(guān)元件S。這個開關(guān)元件S設(shè)置在橋式電路12的輸入端 與相互串聯(lián)的兩個電容C3的中點之間。也就是說，本實施方式的 交直流轉(zhuǎn)換電路11，構(gòu)成為若開關(guān)元件S通，則切換成倍壓整流電 路，而若開關(guān)元件S斷，則切換成全波整流電路。 所述直交流轉(zhuǎn)換電路14構(gòu)成為將電容Cl、 C2的直流電轉(zhuǎn)換 成三相交流電后供給電動機30。另外，盡管未圖示，該直交流轉(zhuǎn)換 電路14為例如由六個開關(guān)元件連接成的三相橋式狀的一般構(gòu)成。
所述微控制器15除了進行直交流轉(zhuǎn)換電路14的開關(guān)控制外， 還進行交直流轉(zhuǎn)換電路11的脈沖振幅調(diào)制(PAM-Pulse Amplatude Modulation)控制，構(gòu)成本發(fā)明所涉及的》K沖振幅調(diào)制控制部。還有， 所述微控制器15包括零交叉檢測部15a、脈沖振幅調(diào)制波形輸出部 15b和計時部15c。 還有，所述電源供給電路10上設(shè)置有檢測橋式電路12的輸入 電壓Vi的輸入電壓檢測電路16和檢測輸入電流IL的輸入電流檢 測電路17。 如圖2所示，所述零交叉檢測部15a構(gòu)成為對應(yīng)于由所述輸入 電壓檢測電路16檢測到的輸入電壓Vi輸出零交叉點信號。具體地 講，所述零交叉檢測部15a，當(dāng)輸入電壓Vi低于所規(guī)定值時輸出通 信號，而當(dāng)輸入電壓Vi變到所規(guī)定值以上時成為斷。也就是說， 在通信號下降的位置(以下稱為下降位置)，檢測到輸入電壓Vi向著 實際的零交叉點P變到所規(guī)定值以上(參照圖2及圖3)。在此，該 下降位置和基于所述零交叉檢測部15a的檢測結(jié)果由微控制器15 認識的零交叉點P，(圖2及圖3的例中與實際零交叉點P相同)的 位置之間，存在著一定的時間差tzwav。 如圖3所示，當(dāng)所述零交叉檢測部15a檢測到下降位置時，所 述計時部15c開始計時。并且，當(dāng)由所述零交叉檢測部15a檢測到下一個下降位置，所述計時部15c復(fù)位再一次開始計時。這樣，每 當(dāng)零交叉檢測部15a檢測到下降位置時，所述計時部15c就復(fù)位后 再一次開始計時。 如圖3所示，所迷脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b輸出用以開關(guān) 開關(guān)元件S的脈沖信號(通-斷脈沖)。并且，所述脈沖振幅調(diào)制波形 輸出部15b輸出脈沖信號使得輸入電流IL的波形成為與輸入電壓 Vi相同的正弦波形(或者是接近)。具體地講，每當(dāng)所述零交叉檢測 部15a檢測到下降位置時，所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b使用 計時部15c的計時在所規(guī)定時刻(輸出時刻)輸出脈沖信號。也就是 說，以基于所迷零交叉檢測部15a的檢測結(jié)果由微控制器15認識 到的零交叉點P'(即從零交叉檢測部15a的下降位置起最初的零交 叉點)為基準在所規(guī)定時刻輸出脈沖信號。 如圖3所示，在每個零交叉點，所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部 15b輸出脈沖信號使得生成由五個脈沖形成的脈沖群。這個脈沖群， 形成為中央的脈沖l(通脈沖)比其他四個脈沖2~5幅度寬，成為以 該脈沖1為基準的對稱形。并且，這個脈沖群固定為圖3所示的尺 寸twl tw5。也就是說，本實施方式中脈沖寬度是固定的。 還有，所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b輸出脈沖信號使得中 央的脈沖1總是跨越零交叉點生成。并且，在脈沖振幅調(diào)制波形輸 出部15b中，輸出時刻設(shè)定為若檢測到下降位置，則在所規(guī)定時刻 輸出斷脈沖，其后交替輸出通脈沖及斷脈沖。這樣，本實施方式中， 在輸入電壓Vi的半周期內(nèi)生成了多個脈沖(通脈沖)，也就是進行所 謂的多重脈沖控制。 再有，所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b構(gòu)成為當(dāng)所述零交叉 檢測部15a檢測到零交叉點信號的下降時輸出通脈沖。由此，詳細 的如下文所述，即便是輸入電壓的波形變形而使得零交叉點信號偏 差大的情況下，也可以在零交叉點信號的下降時一定使所述開關(guān)元 件S成為通狀態(tài)，并且，如上所述的到最初的斷脈沖從所述脈沖振 幅調(diào)制波形輸出部15b輸出為止的期間都保持通狀態(tài)，所以在這個 期間也斷斷續(xù)續(xù)向電容C1、 C2充電。
再有，所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b，構(gòu)成為以輸入電壓 Vi的零交叉點P為基準，在輸入電流IL偏移成為正弦波的脈沖振 幅調(diào)制波形的情況下，補正脈沖振幅調(diào)制波形的相位所設(shè)定的所述 時刻那一部分。也就是說，在圖3中，要將脈沖振幅調(diào)制波形的相 位向右側(cè)偏移的情況下，以延遲那部分輸出時刻的方式補正，相反， 要將脈沖振幅調(diào)制波形的相位向左側(cè)偏移的情況下，以提前那部分 輸出時刻的方式補正。 接下來，基于圖3至圖6詳細說明脈沖振幅調(diào)制波形的基本輸 出動作。 如圖3所示，若由零交叉檢測部15a檢測到零交叉點信號的下 降位置，則計時部15c的計時開始。這樣，由脈沖振幅調(diào)制波形輸 出部15b在所規(guī)定時刻輸出脈沖信號。具體地講，如圖4所示，首 先，若計時部15c的計時為"tl"，則輸出斷脈沖。接下來，每當(dāng)計 時部15c的計時為"t2"、 "t3"、…"U8"、 "tl9"，則交替輸出脈沖 信號的通-斷。由此，就輸出了輸入電壓一個周期的脈沖振幅調(diào)制 波形。所述的計時值tl、 t2、…tl8、 t19，考慮了從下降位置到零 交叉點P為止的時間(推定時間)，使得從零交叉點P在所規(guī)定時刻 輸出脈沖振幅調(diào)制波形。 并且，若檢測到下一個零交叉點信號的下降位置，則計時部 15c的計時復(fù)位后再一次開始計時。這樣，在與所述時刻相同的時 刻交替輸出脈沖信號。在此，因為通脈沖跨越零交叉點P生成，所 以可以按照設(shè)定從斷脈沖開始輸出。因此，就可以確實生成作為目 標的脈沖振幅調(diào)制波形。 還有，如下文所述，即便是由于輸入電壓波形的變形使得零交 叉點信號產(chǎn)生大偏差的情況，在由零交叉檢測部15a檢測到零交叉 點信號的下降時，也由所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b強制輸出 通脈沖。由此，開關(guān)元件S在零交叉點信號下降時必定成為通狀態(tài)， 達種狀態(tài)維持到第一個斷脈沖被輸出為止，因而，與如上所述的通 脈沖跨越零交叉點生成的情況一樣，可以由計時部15c的計時決定 通-斷脈沖的輸出時刻，從而能夠確實得到脈沖振幅調(diào)制波形。
還有，這個實施方式中，由于輸入電壓變形等而擾亂了輸入電 流波形的情況下，進行偏移脈沖振幅調(diào)制波形的相位以使得輸入電 流的波形接近正弦波的控制。在此，說明圖3中向右偏移脈沖振幅 調(diào)制波形的相位的情況。 如圖5所示，為了從圖3的狀態(tài)使脈沖振幅調(diào)制波形的相位向 右偏移At(延遲At)，補正脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b中設(shè)定了的 輸出時刻。也就是說，補正為在最初設(shè)定了的輸出時刻的基礎(chǔ)上延 遲厶t。為此，若檢測到零交叉點信號的下降位置而開始計時部15c 的計時，則脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b在所補正了的時刻輸出脈 沖信號。
具體地講，如圖6所示，首先，若計時部15c的計時成為"tl十 △ t"，則輸出斷脈沖。接下來，每當(dāng)計時部15c的計時為"t2+厶t"、 "t3+At"、…"tl8+At"、 "tl9+At"，則交替輸出脈沖信號。由此， 不會改變脈沖群的脈沖寬度及所規(guī)定的尺寸twl至tw5就能夠生成 脈沖振幅調(diào)制波形。
還有，即便是在這樣的脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移了的情況 下，脈沖l(通脈沖)依然能夠維持跨越零交叉點P的狀態(tài)。因此， 每當(dāng)檢測到下降位置，確實可以從斷脈沖開始輸出。由此，就能夠 確實生成作為目標的脈沖振幅調(diào)制波形。 另外，與以上所述相反，在圖3中使脈沖振幅調(diào)制波形的相位 向左側(cè)偏移厶t的情況下，若計時部15c的計時成為"tl一At"，就 輸出斷脈沖，接下來每當(dāng)計時部15c的計時為"t2—At"、 "t3—△ t"、…"U8—厶t"、 "U9—厶t",則交替輸出脈沖信號。這種情況 也是不改變脈沖群的脈沖寬度及所規(guī)定的尺寸twl至tw5就能夠生 成脈沖振幅調(diào)制波形。
(檢測脈沖信號的輸出相位的偏移)
接下來，說明對于以輸入電壓Vi的實際零交叉點P為基準的 目標的脈沖振幅調(diào)制波形(使輸入電流為正弦波的脈沖振幅調(diào)制波 形)，檢測實際脈沖振幅調(diào)制波形的輸出相位偏差情況下的偏移量。
如圖7所示，本實施方式所涉及的電源供給電路10中，當(dāng)所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位(下側(cè))偏移了目標相位(上側(cè))的情況 下，對開關(guān)元件S的脈沖信號的輸出時刻就產(chǎn)生偏移，從而向所述
平滑電路13的兩個電容C1、 C2的充電量產(chǎn)生偏差。即，如所述 圖7所示，例如，若所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位延遲At，則上電 容C1及下電容C2的脈動電壓都會增大(參照圖8)。還有，若如所 述圖7所示的所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移，則在脈沖振幅調(diào) 制控制之際流過開關(guān)元件S的電流(脈沖振幅調(diào)制電流)在輸入電壓 的半周期內(nèi)發(fā)生偏移，與脈沖振幅調(diào)制電流中沒有偏移的情況(圖 9)相比，該開關(guān)元件S中就會流過大電流(參照圖8)。 如所述圖7所示，當(dāng)脈沖振幅調(diào)制波形的相位從目標的脈沖振 幅調(diào)制波形的相位延遲At的情況的脈沖振幅調(diào)制電流波形、上下 電容C1、 C2的電壓、以及該上下電容C1、 C2的電壓差表示在圖 8中。正如從該圖8所能知道的，若所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位 從目標相位延遲，則在輸入電壓的半周期內(nèi)脈沖振幅調(diào)制電流偏 移，并且上下電容C1、 C2的脈動電壓增大。這樣，為了能夠?qū)?yīng) 增大了的脈動電壓，就有必要增大電容C1、 C2的容量或提高耐壓 性。另外，所述圖8中，表示的是相對于輸入電壓Vi的實際零交 叉點P,微控制器15認識的零交叉點P'向延遲側(cè)偏移的情況。 對此，本發(fā)明中，基于所述平滑電路13的上下電容Cl、 C2 的充電量，檢測所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位的偏移，進行消除這 個偏移的相位補正。 即，本實施方式中，基于所述上下電容C1、 C2的電壓差判斷 所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位相對于作為以實際的零交叉點P為 基準的目標^c沖振幅調(diào)制波形(使輸入電流成為正弦波的所規(guī)定相 位的脈沖振幅調(diào)制波形)，偏移多少程度，朝著哪邊(超前還是延遲) 偏移，對應(yīng)于該判斷結(jié)果補正所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位。 具體地^f，所述電源供給電路10還包括檢測所述平滑電路 13的上下電容C1、 C2的電壓的上下電容電壓檢測電路18和檢測 下電容C2的電壓的下電容電壓檢測電路19(參照圖1)。
并且，所述電源供給電路10的微控制器15還包括基于上下電容Cl、 C2的電壓差檢測所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移的相 位差檢測部15d、以及為消除該相位差檢測部15d檢測到的相位偏 差而補正所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位的相位補正部15e(參照圖1)。 所述相位差檢測部15d構(gòu)成為算出上下電容Cl 、C2的電壓差。 即，從所述上下電容電壓檢測電路18檢測到的上下電容Cl、 C2 串聯(lián)狀態(tài)下的電壓V0減去由所述下電容電壓檢測電路19檢測到的 下電容C2的電壓V2，求得所述上電容C1的電壓VI。并且，從所 述下電容C2的電壓V2減去所述上電容C1的電壓VI，求得兩電 容C1、 C2之間的電壓差A(yù)V。
還有，所述相位差檢測部15d構(gòu)成為基于所述上下電容Cl、 C2的電壓差A(yù)V判別所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移。即，所述 相位差檢測部15d中，在輸入電壓的一周期內(nèi)，基于沒有輸出脈沖 振幅調(diào)制波形且電容電壓變化少的部分的所述AV的變化，判別該 脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移。 具體地講，如圖8所示，在所述相位差檢測部15d中，在輸入 電壓的一周期內(nèi)，所述脈沖振幅調(diào)制波形未被輸出，在AV基本成 為水平的部分I 、 n ，觀察該AV如何變化。這個AV，當(dāng)脈沖振 幅調(diào)制波形的相位偏移基本沒有，且輸入電壓的半周期內(nèi)輸出脈沖 振幅調(diào)制波形時脈沖振幅調(diào)制電流能夠平衡的情況下，基本不變； 另一方面，當(dāng)脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移大，且輸入電壓的半周 期內(nèi)輸出脈沖振幅調(diào)制波形時脈沖振幅調(diào)制電流偏向 一側(cè)的情況 下，發(fā)生大的變化。若用圖8更詳細地說明，則是所述AV的變化 量為正的情況(AV增加的情況)下，因為緊接著零交叉點P的脈沖 振幅調(diào)制波形的脈沖振幅調(diào)制電流比其后的脈沖振幅調(diào)制波形的 脈沖振幅調(diào)制電流大，所以那時的脈沖振幅調(diào)制波形的相位相對于 成為目標的脈沖振幅調(diào)制波形延遲。相反，所述AV的變化量為負 的情況(AV減少的情況)下，因為緊接著零交叉點P的脈沖振幅調(diào) 制波形的脈沖振幅調(diào)制電流比其后的脈沖振幅調(diào)制波形的脈沖振 幅調(diào)制電流小，那時的脈沖振幅調(diào)制波形的相位相對于成為目標的外，所述圖8的i、 n部分，分別是上
下電容C1、 C2的充電期間，相當(dāng)于本發(fā)明的開關(guān)元件S為斷狀態(tài) (OFF狀態(tài))的一定期間。
為此，由所述厶V的增減，還有由AV的增減量就能夠判別所 迷脈沖振幅調(diào)制波形比成為目標的脈沖振幅調(diào)制波形超前多少或 延遲多少。 所述相位補正部15e構(gòu)成為基于所述相位差檢測部15d檢測 到的脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移，補正從如上所述那樣對所述零 交叉點P'到輸出脈沖振幅調(diào)制波形為止的時間進行補正。具體地 講，如圖IO所示，使用對應(yīng)于所述AV的變換量AV'決定的所述 脈沖振幅調(diào)制波形的相位補正量，補正從零交叉點信號的下降位置 起的時間。另外，所述圖10中，比不進行相位補正的無信號帶靠 上一側(cè)的值是延遲相位側(cè)的補正值，比該無信號帶靠下一側(cè)的值是 超前側(cè)補正值。 以下，用圖11所示的流程圖說明脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏 移情況的動作的具體例。
開始所述圖11的流程，首先由步驟S1檢測所述上下電容C1、 C2的電壓V0和下電容C2的電壓V2。并且，從這個VO、 V2求得 上電容C1的電壓V1(步驟S2)，再從V1及V2算出上下電容C1、 C2的電壓差△ V(=V2 —Vl)(步驟S3)。
接下來的步驟S4中求得所述AV的變化量AV'。具體地講， 在輸入電壓的一周期內(nèi)，作為AV，求得未輸出脈沖振幅調(diào)制波形 部分的所述AV的變化。并且，由接下來的步驟S5至步驟S10判 定求得的AV'進入所述圖10中的什么區(qū)域。在此，所述AV'， 在AV增加時為正值，在AV減少的情況下為負值。 步-驟S5中，首先，判定所述厶V，是否比AV3'大，若判斷 為大的情況(YES的情況)下，因為有必要延遲脈沖振幅調(diào)制波形的 相位，所以在接下來的步驟Sll延遲現(xiàn)在脈沖振幅調(diào)制波形相對于 t3那部分的相位。另一方面，若判斷為小的情況(NO的情況)下， 進入步驟S6判定所述AV'是否比厶V2'大。若判斷厶V'比厶V2'大的情況(YES的情況)下，在步驟S12延遲現(xiàn)在脈沖振幅調(diào)制 波形相對于t2那部分的相位。另一方面，若判斷AV，在AV2'以 下的情況(NO的情況)下，進入步驟S7判定所述AV'是否比AV1' 大。 步驟S7中，若判定所述AV'比AV1 ，大的情況(YES的情況) 下，在步驟S13中延遲現(xiàn)在脈沖振幅調(diào)制波形相對于tl那部分的 相位，另一方面，若判斷所述AV，在AV1'以下的情況(NO的情 況)下，進入步驟S8，進行所述厶V'是否比一AV6'小的判斷。 若判斷厶V'比一厶V6'小的情況(YES的情況)下，進入步驟S14， 延遲現(xiàn)在l^沖振幅調(diào)制波形相對于t2那部分的相位，另一方面，若 判斷AV，在一AV6'以上的情況(NO的情況)下，進入步驟S9。 所述步驟S9中，進行所述AV，是否比一AV5'小的判斷。 由該步驟S9，判定所述AV，比一AV5'小的情況(YES的情況) 下，進入步驟S15超前現(xiàn)在脈沖振幅調(diào)制波形相對于t5那部分的 相位，另一方面，若判斷所述AV，在—厶V5'以上的情況(NO的 情況)下，進入步驟S10進行所述AV，是否比一厶V4'小的判斷。 判斷AV'比—AV4'小的情況(YES的情況)下，進入步驟S16超 前現(xiàn)在脈沖振幅調(diào)制波形相對于t4那部分的相位，另 一方面，若判 斷AV，在—AV4，以上的情況(NO的情況)下，該AV，在一厶V4， 以上且在AV1'以下，因為相當(dāng)于所述圖IO中的無信號帶的區(qū)域， 所以就這樣結(jié)束該過程返回開始，然后再一次開始該流程。另外， 在所述步驟Sll至S16補正脈沖振幅調(diào)制波形的相位后也結(jié)束該流 程返回開始，再一次開始該流程。 (在零交叉點信號下降的通控制)
然而，在電源供給電路10中，在如上所述的即便是檢測到脈 沖振幅調(diào)制波形的相位偏移，并基于該檢測結(jié)果進行相位補正，卻 例如圖12所示的那樣，電源20的輸入電壓的波形變形(實線)使得 零交叉點信號偏移的情況下，如果該零交叉點信號的下降檢測時開 關(guān)元件S處于斷狀態(tài)，則到從脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b輸出下 一個通脈沖為止，該開關(guān)元件S不會成為通狀態(tài)，也就不會向電容Cl、 C2充電。即如圖12虛線所示，在檢測到零交叉點信號的下降 開關(guān)元件S為通狀態(tài)，若這種狀態(tài)被持續(xù)的情況(虛線)下，上電容 C1及下電容C2上流過虛線那樣的脈沖振幅調(diào)制電流，能夠被充電， 但是若如實線那樣的輸入電壓的波形變形在零交叉點信號下降時 開關(guān)元件S為斷狀態(tài)，則維持這種狀態(tài)，所述電容C1、 C2就不被 充電。 若是這樣，最初的通脈沖被輸出所述開關(guān)元件S成為通狀態(tài)時 被充電的電容(圖12的例中是下電容C2)的電壓下降，該開關(guān)元件 S成為通狀態(tài)，則向該電容C2急速且過剩地充電。為此，所述電 容C2—時電壓急速上升成為過電壓狀態(tài)，由所述微控制器15內(nèi)的 保護控制下停止裝置。 為了不使這樣的問題發(fā)生，如圖13所示，本發(fā)明中，由所述 零交叉檢測部15a檢測到零交叉點信號的下降位置時，脈沖振幅調(diào) 制波形輸出部15b對開關(guān)元件S輸出通脈沖。由此，如實線所示， 到從所述脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b輸出最初的斷脈沖為止所述 開關(guān)元件S成為通狀態(tài)，檢測到零交叉點信號的下降位置后，即便 是剛輸出該斷脈沖所述電容C1、 C2也還是被充著電。另外，這樣， 通過檢測到零交叉點信號的下降時刻強制性輸出通脈沖使得開關(guān) 元件S進入通狀態(tài)，如圖13所示那樣，從而盡管會從理想的脈沖 振幅調(diào)制波形(虛線)有一些偏移，但是由于消除了向電容C2充電 的期間就可以防止過充電的產(chǎn)生。 如上所迷，在檢測到零交叉點信號的下降的時刻強制打開開關(guān) 元件S后，正如已經(jīng)敘述的一樣，基于零交叉點P由計時部15c按 照所規(guī)定的時刻(使通脈沖跨越下一個零交叉點P)輸出通-斷脈沖， 由此，在零交叉點P—定能使開關(guān)元件S成為通狀態(tài)。還有，脈沖 振幅調(diào)制波形的相位偏移了的情況下，正如已經(jīng)敘迷了的一樣，檢 測脈沖振幅調(diào)制波形的偏移，基于該檢測結(jié)果進行相位補正控制即 可。另外，所述圖13的狀態(tài)中，與所述圖8—樣，因為脈沖振幅 調(diào)制波形的相位相對于作為目標的脈沖振幅調(diào)制波形為延遲狀態(tài)， 所以有必要進行超前脈沖振幅調(diào)制波形相位的補正控制。
—實施方式的效果一
根據(jù)該實施方式，在作為整流電路的橋式電路12的輸出側(cè)連 接了具有相互串聯(lián)的兩個電容C1、 C2的平滑電路13，并且若使設(shè) 置在這兩個電容Cl、 C2的中點和交流電源20之間的開關(guān)元件S 成為通狀態(tài)則進行倍壓整流的倍壓整流電路中，以所述撟式電路12 的輸入電壓的零交叉點為基準在所規(guī)定的時刻向該開關(guān)元件S輸 出脈沖振幅調(diào)制波形的微控制器15，因為包括基于所述兩個電容 Cl、 C2的電壓差檢測該脈沖振幅調(diào)制波形的輸出相位的偏移的相 位差檢測部15d和補正所述脈沖振幅調(diào)制波形的輸出相位以消除該 相位偏移的相^f立補正部15e，所以就能夠高精度地補正脈沖振幅調(diào) 制波形的相位偏移使得所迷橋式電路12的輸入電流成為正弦波。
即，所述兩個電容C1、 C2的充電量，因為隨著脈沖振幅調(diào)制 波形的相位產(chǎn)生了偏移情況的脈沖振幅調(diào)制電流偏向一側(cè)而變化， 所以通過著眼所述電容C1、 C2的電壓差就可以正確地把握脈沖振 幅調(diào)制波形的相位偏移。由此，因為能夠通過補正使得所述脈沖振幅調(diào)制波形的相位符 合作為目標的相位，所以就可以防止所述電容C1、 C2內(nèi)的充電量 偏移造成脈動電壓增大。因此，不再需要針對脈動電壓的增大的電 容Cl、 C2容量的增大或提高耐壓性，所以就能獲得該電容Cl、 C2的小型化及降低成本。 而且，在如上所迷的補正脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移之際， 因為是通過觀察輸入電壓一周期內(nèi)沒有輸出脈沖振幅調(diào)制波形的 所述開關(guān)元件S成為斷狀態(tài)情況下的電容Cl、 C2的電壓差△ V的 變化AV'判定脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移的，所以就可以比較 該電容C1、 C2電壓差A(yù)V基本水平部分，也就可以通過簡單的結(jié) 構(gòu)且計算檢測脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移。 再有，所述微控制器15，因為包括檢測零交叉點信號的下降 的零交叉檢測部15a和在該檢測到零交叉點的下降時刻輸出通脈沖 的脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b,所以確實可以防止維持開關(guān)元件 S的斷狀態(tài)，由此，就可以防止所述電容C1、 C2的電壓下降后產(chǎn)生過激且過剩的充電。因此，就可以防止所述電容C1、 C2成為過 電壓狀態(tài)停止電源供給電路10的驅(qū)動。于是，不再需要針對脈動 電壓的增大而增大電容C1、 C2容量或提高耐壓性，所以就能獲得 該電容C1、 C2的小型化及降低成本。
(實施方式的變形例)
所述實施方式中，是基于兩個電容C1、 C2的電壓差A(yù)V的變 化判定脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移的，但是并不只限于此，還可 以是基于該兩個電容C1、 C2中的任何一個電容的電壓的時間變化 (圖8及圖9中的傾斜)進行判定。另外，與所述實施方式相同的部 分標注相同的符號，只說明不同的部分。 因此，通過檢測所述電容的電壓時間變化，在輸入電壓半周期 內(nèi)兩次輸出的脈沖振幅調(diào)制波形中的任何一個的脈沖振幅調(diào)制波 形是否變大，就可以檢測脈沖振幅調(diào)制電流的大小，即務(wù)^沖振幅調(diào) 制波形的相位向什么方向偏移，還有，由于所述電壓的時間變化量， 能夠檢測到脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移量。 通過以上的構(gòu)成，因為不需檢測兩個電容C1、 C2的電壓，只 通過檢測一個電容的電壓變化就能夠進行脈沖振幅調(diào)制波形的相 位控制，所以通過簡單的構(gòu)成確實能夠進行脈沖振幅調(diào)制控制。 (其他實施方式)
以上的實施方式還可以是以下那樣的構(gòu)成。 所述實施方式中，每個零交叉點生成的脈沖群是由五個脈沖構(gòu) 成的，但是并不只限于此，還可以是七個或九個脈沖構(gòu)成的。還有， 脈沖群也不只限于奇數(shù)個，還可以是由偶數(shù)個脈沖構(gòu)成的。 還有，所述實施方式中，是從零交叉點信號的下降位置開始了 計時部15c的計時，但是本發(fā)明并不只限于此。例如，還可以是檢測零交叉點P，從該零交叉點P開始計時部15c的計時。這種情況 下，在檢測零交叉點P時，只要脈沖振幅調(diào)制波形輸出部15b強制 性輸出通脈沖即可。 還有，所述實施方式中，如圖IO所示那樣，使脈沖振幅調(diào)制 波形的相位偏移，是以對應(yīng)于電容C1、 C2間的電壓差的變化分幾 段規(guī)定的相位補正量進行的相位補正，但是并不只限于此，還可以 使相位補正量為一定值。 還有，所述實施方式中，是進行了將單相交流轉(zhuǎn)換成直流的交 直流轉(zhuǎn)換電路11的情況下進行脈沖振幅調(diào)制波形的相位補正，但 是并不只限于此，還可以使用于將三相交流電轉(zhuǎn)變成直流電的交直 流轉(zhuǎn)換電路。
一產(chǎn)業(yè)上的實用性一 正如以上所述的，本發(fā)明，因為是基于電容的充電量判別脈沖 振幅調(diào)制控制中的脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏移，補正脈沖振幅調(diào) 制波形的相位使得整流電路的輸入電流成為正弦波，所以對抑制輸 入電流的高頻成分的電源供給電路是特別有用的。
權(quán)利要求
1.一種電源供給電路，包括整流電路(12)，連接于交流電源(20)且整流交流電力，平滑電路(13)，具有相互串聯(lián)的兩個電容(C1、C2)，連接于所述整流電路(12)的輸出側(cè)，開關(guān)元件(S)，在通狀態(tài)下連接所述兩個電容(C1、C2)的中點與所述交流電源(20)，短接使所述整流電路(12)的輸出電力，以及脈沖振幅調(diào)制控制部(15)，以所述整流電路(12)的輸入電壓的零交叉點為基準在所規(guī)定時刻輸出用以開關(guān)所述開關(guān)元件(S)的脈沖信號，其特征在于所述脈沖振幅調(diào)制控制部(15)包括相位差檢測部(15d)，基于所述兩個電容(C1、C2)的充電量檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路(12)的輸入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的偏差，以及相位補正部(15e)，補正所述脈沖信號的輸出相位以消除由所述相位差檢測部(15d)檢測到的相位偏差。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電源供給電路，其特征在于 所迷相位差檢測部(15d)構(gòu)成為基于所述兩個電容(C1 、C2)的電壓差，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路(12)的輸入電流的波形成 為正弦波的脈沖信號的相位的偏差。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的電源供給電路，其特征在于 所述相位差檢測部(15d)構(gòu)成為比較所述輸入電壓一周期內(nèi)所迷開關(guān)元件(S)在一定期間以上處于斷狀態(tài)時的所述兩個電容(C1、 C2)的電壓差， 基于該電壓差的變化，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路 (12)的輸入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的偏差。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電源供給電路，其特征在于所述相位差檢測部(15d)構(gòu)成為基于所述兩個電容(C1、 C2)中的一個 電容的電壓變化，檢測所述脈沖信號的輸出相位與使所述整流電路(12)的 輸入電流的波形成為正弦波的脈沖信號的相位的偏差。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電源供給電路，其特征在于 所迷相位補正部(15e)構(gòu)成為對應(yīng)于所迷兩個電容(Cl、C2)的充電量分階段補正所述脈沖信號的輸出相位。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的電源供給電路，其特征在于 所述脈沖振幅調(diào)制控制部(15)還包括零交叉檢測部(15a)，檢測所述整流電路(12)的輸入電壓向著所述零交 叉點上升了所規(guī)定值以上，以及脈沖振幅調(diào)制波形輸出部(15b)，在由所述零交叉檢測部(15a)進行所迷 檢測時，對所述開關(guān)元件(S)輸出通脈沖。
7. —種電源供給電路的脈沖振幅調(diào)制控制方法，該電源供給電路包括整流電路(12),連接于交流電源(20)且整流交流電力，平滑電路(13)，連接于所述整流電路(12)的輸出側(cè)，具有相互串聯(lián)的 兩個電容(C1、 C2)，開關(guān)元件(S)，在通狀態(tài)下連接所述兩個電容(C1、 C2)的中點與所述交 流電源(20)，短接所迷整流電路(12)的輸出電力，以及脈沖振幅調(diào)制控制部(15)，以所述整流電路(12)的輸入電壓的零交叉 點為基準在所規(guī)定時刻輸出用以開關(guān)所述開關(guān)元件(S)的脈沖信號，其特征 在于所述脈沖振幅調(diào)制控制部(15)，檢測所述兩個電容(C1、 C2)的電壓差， 對應(yīng)于所迷兩個電容(C1、 C2)的電壓差分階段補正所述脈沖信號的輸出相 位，使得所迷脈沖信號的輸出相位成為使所述整流電路(12)的輸入電流的 波形成為正弦波的所規(guī)定相位。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種電源供給電路，使用開關(guān)元件進行脈沖振幅調(diào)制控制(PAM控制)，防止了平滑電路內(nèi)的電容的脈動電壓的增大，獲得電容的小型化及降低成本。該電源供給電路包括用于整流交流電力的二極管(D1～D4)的橋式電路(12)、具有相互串聯(lián)的兩個電容(C1、C2)且連接于橋式電路(12)輸出側(cè)的平滑電路(13)、以及在所規(guī)定的時刻開關(guān)開關(guān)元件(S)的脈沖振幅調(diào)制控制部(15)。脈沖振幅調(diào)制控制部(15)包括基于所述兩個電容(C1、C2)的電壓差的變化檢測脈沖振幅調(diào)制波形的相位偏差的相位差檢測部(15d)和補正脈沖振幅調(diào)制波形的相位使得輸入電流接近正弦波的相位補正部(15e)。
文檔編號H02M7/12GK101647185SQ20088001056
公開日2010年2月10日 申請日期2008年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2007年3月30日
發(fā)明者中本良, 加藤雅一, 吉坂圭一, 嶋谷圭介, 橋本雅文 申請人:大金工業(yè)株式會社