專利名稱：：一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種電機及變頻器調(diào)制裝置及方法，尤其是一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置及方法。
背景技術(shù)：
：隨著世界范圍內(nèi)節(jié)能降耗技術(shù)的積極推廣，變頻空調(diào)因其節(jié)省耗電量的特點正在逐漸受到市場的關(guān)注?，F(xiàn)階段變頻空調(diào)的電機主要采用永磁同步電機，永磁同步電機具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、重量輕、損耗小和效率高等特點。然而，在傳統(tǒng)的永磁同步電機的矢量控制系統(tǒng)中，由于需要測量交流電流信號作為反饋，實現(xiàn)電流的閉環(huán)控制，因此變頻器的交流側(cè)需要3個電流傳感器。另外，為保障系統(tǒng)的安全性，還需要過載保護和直流短路保護，因此在母線上還需要一個電流傳感器測量直流母線電流。這樣，整個系統(tǒng)總共需要4個電流傳感器，造成整個變頻裝置的成本高、結(jié)構(gòu)復(fù)雜、體積大，不利于集成化。除此之外，由于絕大多數(shù)空調(diào)壓縮機都需要運行在中高速區(qū)，而壓縮機調(diào)速系統(tǒng)的性能又受變頻器輸出電壓的影響，目前三相橋式電壓型變頻器采用SPWM(正弦電壓脈寬調(diào)制，SinePulseWidthModulation)和SVPWM(空間矢量電壓脈寬調(diào)制，SpaceVectorPulseWidthModulation)來產(chǎn)生PWM(脈寬調(diào)制，PulseWidthModulation)信號，而SPWM算法雖然結(jié)構(gòu)簡單，實現(xiàn)方便，但是變頻器輸出相電壓的基波幅值較低，相比之下SVPWM算法具有電壓利用率較高的特點，即最大輸出電壓的基波幅值較高。但是SVPWM算法仍然存在未充分利用直流母線電壓的問題，因此要對變頻器進行過調(diào)制控制，以提高電源電壓利用率。
發(fā)明內(nèi)容針對上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種結(jié)構(gòu)簡單、可以提高電源電壓利用率的空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置及方法。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采取以下技術(shù)方案一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置，其特征在于它包括電流重構(gòu)裝置、矢量控制器、脈寬調(diào)制(PWM)變頻器、直流側(cè)電流傳感器、電機和編碼器；其中，所述電流重構(gòu)裝置包括正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊、脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊、直流電流采樣模塊和交流電流重構(gòu)模塊；所述電流重構(gòu)裝置與矢量控制器共同對脈寬調(diào)制(PWM)6變頻器進行閉環(huán)控制的步驟為首先，所述直流電流采樣模塊在所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊輸入的采樣點控制信號的作用下，通過所述直流側(cè)電流傳感器對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的直流側(cè)進行兩次直流電流采樣，將所述兩次直流電流采樣值輸入到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊輸入的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流，將所述三相交流電流值輸入所述矢量控制器，結(jié)合所述編碼器輸出的轉(zhuǎn)子位置角，計算得到所述參考電壓矢量K的值；所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊對所述參考電壓矢量Fr進行矢量分解，若經(jīng)過矢量分解得到臨近有效矢量的作用時間不滿足最小采樣時間的要求，則調(diào)整所述臨近有效矢量的作用時間；將調(diào)整后的所述臨近有效矢量的作用時間發(fā)送給所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊，所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊根據(jù)所述各個調(diào)整后的臨近矢量的作用時間控制所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器中各個開關(guān)的狀態(tài)的持續(xù)時間，并向所述直流電流采樣模塊輸出采樣點控制信號，所述直流電流采樣模塊在采樣點控制信號的作用下通過所述直流側(cè)電流傳感器對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的直流側(cè)進行兩次直流電流采樣，將所述兩次直流電流采樣值輸入到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊輸入的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流。一種實現(xiàn)所述裝置的空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于首先設(shè)置空調(diào)變頻器電流重構(gòu)過調(diào)制的裝置，所述空調(diào)變頻器電流重構(gòu)裝置包括電流重構(gòu)裝置、矢量控制器、脈寬調(diào)制(PWM)變頻器、直流側(cè)電流傳感器；其中，所述電流重構(gòu)裝置包括正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊、脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊、直流電流采樣模塊和交流電流重構(gòu)模塊；所述矢量控制器根據(jù)所述交流電流重構(gòu)模塊輸入的直流電流采樣值計算得出參考電壓矢量K，然后將所述參考電壓矢量K輸入到所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊，所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊根據(jù)方程(1)計算調(diào)制比M，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>其中c/d。為直流母線電壓；然后計算最大線性調(diào)制下的電壓利用率;;,i^、一般過調(diào)制方式下的電壓利用率"一和最大過調(diào)制方式下的電壓利用率",,mit;若調(diào)制比M過低，或者所述參考電壓矢量K接近六個有效矢量中的任一個時，則所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVP麗)過調(diào)制模塊選擇修改開關(guān)狀態(tài)法對各鄰近有效矢量的作用時間進行調(diào)整；若所述參考電壓矢量R落在無效區(qū)域，則選擇電流重構(gòu)過調(diào)制法對各臨近矢量的作用時間進行調(diào)整；使所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器中的作用時間滿足所述最小采樣時間要求；所述電流重構(gòu)過調(diào)制方法步驟包括所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊將所述調(diào)制比M與最大線性調(diào)制下的電壓利用率;^^、一般過調(diào)制方式下的電壓利用率/7一和最大過調(diào)制方式下的電壓利用率％自比較設(shè)應(yīng)用所述電流重構(gòu)過調(diào)制方法后得到的調(diào)制后參考電壓矢量為K:，A)若調(diào)制比M^最大線性調(diào)制下的電壓利用率;;,^，此時不需要對所述參考電壓矢量K做調(diào)整，也即調(diào)制后參考電壓矢量K;^;B)若最大線性調(diào)制下的電壓利用率％_<調(diào)制比7^《一般過調(diào)制方式下的電壓利用率7一，此時令系數(shù)W一""near調(diào)制后參考電壓矢量K'=W一+(i-;C)若一般過調(diào)制方式下的電壓利用率;^。"周制比MS最大過調(diào)制方式下的電壓利用率Li,，此時令系數(shù)*2=M、^，mit一7edge調(diào)制后參考電壓矢量K;=化自+0-^)^;所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊利用正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)算法計算兩臨近有效矢量作用時間t;、r2和零矢量的作用時間r。7i=V^;|K;|sin《/t/d。,r2=我|K;|sin(7i/3-《)/C/d<:r0=nr2其中，《為調(diào)制后參考電壓矢量為K'的相角，所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVP西)過調(diào)制模塊將所述兩臨近有效矢量作用時間;、r2和零矢量的作用時間r。發(fā)送到所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊中，所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊根據(jù)所述兩臨近有效矢量作用時間;、r2和零矢量的作用時間;的大小，采用七段式對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器開關(guān)進行控制；同時所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊輸出采樣點控制信號到所述直流電流采樣模塊；所述直流電流采樣模塊將兩次采樣得到的直流電流采樣值發(fā)送到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)模塊發(fā)送的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流。所述最大線性調(diào)制下的電壓利用率7,i,為8<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>所述最大線性調(diào)制下的參考電壓矢量K"為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中，《為所述最大線性調(diào)制下的參考電壓矢量K^的相角。所述一般過調(diào)制方式下的電壓利用率;7一為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>所述一般過調(diào)制方式下的參考電壓矢量為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula><formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中《為所述一般過調(diào)制方式下的參考電壓矢量F^e的相角；p為矢量分解圖的六邊形中心到無效區(qū)域的一頂點的矢量與矢量K之間的夾角<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>所述最大過調(diào)制方式下的電壓利用率;^,為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>所述最大過調(diào)制方式下的參考電壓矢量^皿t為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中，《為所述最大過調(diào)制方式下的參考電壓矢量K,t的相角,所述p為所述最小采樣時間rrain與控制周期r,的比值r所述無效區(qū)域為六邊形矢量分解圖中六個頂點處的菱形區(qū)域，即落在所述無限區(qū)域內(nèi)的參考電壓矢量「r經(jīng)過分解后，得到兩個所述臨近的有效矢量中的任一個的作用時間小于所述最小采樣時間7^。本發(fā)明由于采取以上技術(shù)方案，其具有以下優(yōu)點1、本發(fā)明采用三相橋式變頻器以l犯導(dǎo)通六拍方式工作，在一個周期內(nèi)每相橋臂上、下兩開關(guān)管各導(dǎo)通半個周期，有效提高變頻器直流母線電壓利用率。2、本發(fā)明采用的電流重構(gòu)過調(diào)制方法使得直流母線電壓利用率得到提高，因此可以降低變頻裝置中的電力電子器件的容量，以及系統(tǒng)成本和裝置損耗，具有節(jié)能的優(yōu)點。3、本發(fā)明的過調(diào)制方法具有輸出電壓中的基波成分與調(diào)制比呈線性，諧波含量低，易于數(shù)字化等優(yōu)點。本發(fā)明的調(diào)制方法可廣泛用于空調(diào)和電動汽車中的變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制領(lǐng)域。圖1是本發(fā)明應(yīng)用于電流重構(gòu)過調(diào)制方法的永磁同步電機電流重構(gòu)過調(diào)制裝置結(jié)構(gòu)示意圖圖2是只使用一個直流側(cè)電流傳感器的變頻器拓撲結(jié)構(gòu)示意圖圖3是本發(fā)明變頻器中開關(guān)的狀態(tài)為f,(100)時的電流流通路徑示意圖圖4是本發(fā)明變頻器中開關(guān)的狀態(tài)為r。(000)時的電流流通路徑示意圖圖5是本發(fā)明七段式開關(guān)狀態(tài)分布及直流電流采樣點示意圖圖6是本發(fā)明當調(diào)制比過低時的參考電壓矢量分解示意圖圖7是本發(fā)明接近有效矢量的參考電壓矢量分解示意圖圖8是本發(fā)明調(diào)制比過低時開關(guān)狀態(tài)調(diào)整方法示意圖圖9是本發(fā)明低調(diào)制比時調(diào)整后的開關(guān)狀態(tài)分布示意圖圖10是本發(fā)明參考電壓矢量接近有效矢量時的開關(guān)狀態(tài)調(diào)整方法示意圖圖11是本發(fā)明參考電壓矢量接近有效矢量時調(diào)整后的開關(guān)狀態(tài)分布示意圖圖12是本發(fā)明修改開關(guān)狀態(tài)方法無法作用的無效區(qū)域示意圖圖13是本發(fā)明當乙較小時的最大線性調(diào)制情況下的電壓矢量軌跡示意圖圖14是本發(fā)明當乙較大時的最大線性調(diào)制情況下的電壓矢量軌跡示意圖圖15是本發(fā)明一般過調(diào)制方式下的電壓矢量軌跡示意圖圖16是本發(fā)明一般過調(diào)制方式時電壓矢量軌跡及輸出電壓的時域波形圖17是本發(fā)明最大過調(diào)制方式下的電壓矢量示意圖10圖18是本發(fā)明最大過調(diào)制方式時電壓矢量軌跡及輸出電壓的時域波形圖19本發(fā)明采用svpwm方式下的速度仿真曲線圖20本發(fā)明電流重構(gòu)過調(diào)制方式下的速度仿真曲線具體實施例方式下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明進行詳細的描述。如圖1所示，本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置包括電流重構(gòu)裝置1、矢量控制器2、pwm變頻器3、直流側(cè)電流傳感器4、電機5和編碼器6。電機5運行在中高速區(qū)，編碼器6對電機5進行測速，輸出轉(zhuǎn)子位置角p到矢量控制器2中計算電壓矢量，電流重構(gòu)裝置1與矢量控制器2共同對pwm變頻器進行閉環(huán)控制。其中，電流重構(gòu)裝置1包括svpwm過調(diào)制模塊11、pwm信號調(diào)節(jié)模塊12、直流電流采樣模塊13和交流電流重構(gòu)模塊14。電流重構(gòu)裝置1的作用是重構(gòu)出三相交流電流作為反饋以實現(xiàn)電流的閉環(huán)控制。首先，直流電流采樣模塊13在pwm信號調(diào)節(jié)模塊12輸入的采樣點控制信號的作用下，通過直流側(cè)電流傳感器4對pwm變頻器3的直流側(cè)進行兩次直流電流采樣。將兩次直流電流采樣值^輸入到交流電流重構(gòu)模塊14中，交流電流重構(gòu)模塊14結(jié)合svpwm過調(diào)制模塊11輸入的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流/。、4和!:，將三相交流電流值/。、/A和^輸入矢量控制器2，結(jié)合編碼器6輸出的轉(zhuǎn)子位置角p，計算得到參考電壓矢量k的實部^和虛部，svpwm過調(diào)制模塊11根據(jù)k=a+j計算得到參考電壓矢量k的值。其中，直流電流采樣模塊13要在有效矢量作用期間內(nèi)通過直流側(cè)電流傳感器4來對直流電流進行采樣，那么該有效矢量必須持續(xù)一個最小采樣時間r,。若參考電壓矢量k經(jīng)過矢量分解后，得到的臨近有效矢量的作用時間不滿足最小采樣時間要求，則svpwm過調(diào)制模塊11對各臨近有效矢量的作用時間進行調(diào)整，將得到的各臨近有效矢量的作用時間7;、z;及零矢量7;作用時間信號輸入到pwm信號調(diào)節(jié)模塊12中。p艦信號調(diào)節(jié)模塊12進而控制pwm變頻器3中的各個開關(guān)狀態(tài)的持續(xù)時間，使各個臨近有效矢量的作用時間7;、7;滿足最小采樣時間r自的要求。同時pwm信號調(diào)節(jié)模塊12輸出采樣點控制信號到直流電流采樣模塊13，直流電流采樣模塊13在采樣點控制信號的作用下通過直流側(cè)電流傳感器4再一次對p麗變頻器3的直流側(cè)電流進行兩次采樣。交流電流重構(gòu)模塊14利用兩次直流電流的采樣值&及svpwm過調(diào)制模塊11輸入的扇區(qū)序號信號，根據(jù)三相電流和為零這一特點，就可以計算出第三相電流，從而重構(gòu)出三相交流電流。下面對svpwm過調(diào)制模塊11對不滿足最小采樣時間7乙要求的各個臨近有效矢量進行調(diào)整的方法作具體說明。如圖2所示，當三相橋式PWM變頻器3采用180°導(dǎo)電制工作模式時，共有8種開關(guān)狀態(tài)，其中FpK2、K3、F4、^和K為有效矢量，^代表開關(guān)狀態(tài)為100，即第一相橋臂的上半部分的開關(guān)導(dǎo)通，第2、第3相橋臂的下半部分的開關(guān)導(dǎo)通，^代表開關(guān)狀態(tài)為000，即全部三相橋臂的下半部分開關(guān)導(dǎo)通，其他開關(guān)狀態(tài)以此類推。有效矢量作用時間分別為7;、r2、r3、r4、？;和t;，其中K。和K,為零矢量，其作用時間分別為r。、r7。參考電壓矢量^在空間矢量圖中進行分解后得到的臨近有效矢量可以為k、「2、f3、k、k或k。每一種有效矢量對應(yīng)一種不同的開關(guān)狀態(tài)，將兩個臨近有效矢量的作用時間發(fā)送給PWM變頻器3，以控制其內(nèi)部6個開關(guān)的狀態(tài)。因為在不同的開關(guān)狀態(tài)作用下，電流的流通路徑是確定的，因而直流側(cè)電流和交流側(cè)電流存在確定的關(guān)系。如圖3所示，當開關(guān)狀態(tài)為^(100)時，此時直流側(cè)電流采樣值^等于電機5的a相電流'a，直流側(cè)電流傳感器4通過檢測直流側(cè)電流值采樣值^就可以獲得a相電流值。如圖4所示，當開關(guān)狀態(tài)為K。(000)時直流側(cè)電流在電機5內(nèi)部流通，此時直流側(cè)電流相當于為0。逐一分析可得，PWM變頻器3的8種開關(guān)狀態(tài)下直流電流采樣模塊13檢測到的直流側(cè)電流采樣值^與交流側(cè)電流關(guān)系如表1所示。通過表1即可得知在不同的開關(guān)狀態(tài)下直流側(cè)電流采樣值&為三相交流電中的哪一相交流電流。表l直流側(cè)電流采樣值zd￡與交流電流關(guān)系電壓矢量開關(guān)狀態(tài)直流側(cè)電流采樣值Zde0000100「2110々c010々b「4011001々c101々b「71110當參考電壓矢量k分解為實部&和虛部后，在空間矢量圖中得到兩個臨近有效矢量，即兩種不同的開關(guān)狀態(tài)。當參考電壓矢量k分布在空間矢量圖中的不同扇區(qū)時，一個控制周期rs內(nèi)的兩次直流電流采樣值^與交流側(cè)電流的關(guān)系是不12同的。記一個控制周期;內(nèi)的前一個直流電流采樣值為L，后一個直流電流采樣值為、2，則各扇區(qū)下三相交流電流值與兩次直流電流采樣值的關(guān)系如表2所示。通過表2在交流電流重構(gòu)模塊14中，只要知道同一控制周期7;內(nèi)的兩次直流電流的采樣值和參考電壓矢量&所處的扇區(qū)，就可重構(gòu)出三相交流電流。表2三相交流電流值與兩次直流電流采樣值關(guān)系<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>在SVPWM過調(diào)制模塊ll中計算調(diào)制比M，其中調(diào)制比M為參考電壓矢量幅值與空間矢量圖的六邊形內(nèi)切圓半徑的比值，即<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>其中"d。為直流側(cè)母線電壓的值。如圖5所示，參考電壓矢量p;經(jīng)矢量分解后，所得的兩個臨近的有效矢量的作用時間若滿足最小采樣時間7^要求時，此時PWM信號調(diào)節(jié)模塊12不需要對PWM變頻器3中的開關(guān)狀態(tài)進行修改，采用現(xiàn)有的七段式矢量開關(guān)狀態(tài)即可采樣。此時采樣點P的位置可以在控制周期;的后半部分的有效矢量fV「2上，也可以在控制周期;的前半部分的有效矢量^k上，本發(fā)明對此不作要求。當臨近的有效矢量的作用時間不滿足最小采樣時間7^的要求時，具體又可以分為兩種情況如圖6所示，當調(diào)制比M過低時，即當參考電壓矢量^在六邊形陰影內(nèi)時，兩個臨近有效矢量的作用時間^、K都小于最小采樣時間7^，則在兩個臨近的有效矢量作用期間均無法完成對交流電流的采樣。如圖7所示，當參考電壓矢量^接近六個有效矢量中的某一個時，此時其中一個臨近的有效矢量的作用時間大于T^，在那個臨近的有效矢量的作用時間內(nèi)可檢測到一相交流電流；而另一個臨近的有效矢量的作用時間小于T^，在那個臨近的有效矢量的作用時間內(nèi)無法檢測到直流電流；由于只能獲得一相電流，因此無法重構(gòu)出三相交流電流。為了保證在PWM變頻器3的直流側(cè)采樣到兩相直流電流，可以通過現(xiàn)有技術(shù)中的修改開關(guān)狀態(tài)方法來確保在每個控制周期rs內(nèi)，都可以通過直流側(cè)電流傳感器4檢測到直流電流值^，進而重構(gòu)出三相電流。以臨近的有效矢量K、^在第I扇區(qū)為例對修改開關(guān)狀態(tài)法進行說明，其他扇K，t。分別為利用SVPWM算法計算得到的有效矢量^，「2和零矢量k。的作用時間，即T^r,+r2+rQ。由于有效矢量^、f2在第I扇區(qū)內(nèi)，因此SVPWM過調(diào)制模塊11將扇區(qū)號I發(fā)送到交流電流重構(gòu)模塊14中。若有效矢量^、「2的作用時間;，7i不滿足最小采樣時間7^的要求；即調(diào)制比M過低或者參考電壓矢量^;接近有效矢量^，"2，此時SVPWM過調(diào)制模塊11對有有效矢量的作用時間;，72進行修改。具體修改方法如下①如圖8所示，當調(diào)制比M過低時，以7;<7^,7;<7^為例來說明對于有效矢量K、^的作用時間7i，7i的修改由于作用時間;，7;均小于j;in，無法滿足采樣要求，因此令厶;=1;;—z;,/^"2=7^—7;。首先4每《乍用日寸間r,，r2亍彥改為=ai;+i;=rmm，《=Ar2+r2=rm,n，以保證采樣的最短時間要求；為了維持參考電壓矢量^不變，在有效矢量K、K的反方向分別加入一個補償矢量^、r5，其作用時間為r^a;，r5=Ar2，因此得到各個矢量的持續(xù)時間歸納如下《'=7i+A7ir2=7;+Ar2<r4,(2)r5=Ar2如圖9所示，此時PWM信號調(diào)節(jié)模塊12根據(jù)方程(2)輸出PWM信號控制PWM變頻器3的各個開關(guān)狀態(tài)，采樣點控制信號控制直流電流采樣模塊3通過電流傳感器4對兩相交流電流進行采樣。當開關(guān)狀態(tài)分別為有效矢量^、^時進行采樣，根據(jù)表l，可知檢測到的電流為z。和-"此時采樣點P的位置可以在控制周期7;的后半部分的有效矢量K、^上。②當參考電壓矢量^接近有效矢量Fp^時可以分為兩種情況第一種情況是參考電壓矢量K接近有效矢量K，第二種情況為參考電壓矢量K接近有效矢量K2，這兩種情況類似。下面以參考電壓矢量K接近有效矢量^為例進行說明，這種情況用數(shù)學(xué)關(guān)系式表示為V2<rmin，r2/2《(3)此時又可以細分為以下兩種情況r^2;m和ur^27;m，7^2乙。如圖io所示，當;<:^，7^2;,時，此時有效矢量^的作用時間7;需要修改，而有效矢量K的作用時間？;不需要修改。令A(yù)7^7^-;，首先將作用時間7;修改為j;'=A7;+7;=rmm，同時將作用時間7;減小為r;=r2-at;=r2+;-r咖。為了維持修改后參考電壓矢量K的大小和幅值不變，加入補償矢量R，作用時間為7^A7;。各矢量作用時間如下式所示14<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>如圖11所示，此時PWM信號調(diào)節(jié)模塊12根據(jù)方程(4)輸出PWM信號控制P麗變頻器3的各個開關(guān)狀態(tài)，采樣點控制信號控制直流電流采樣模塊3通過電流傳感器4對兩相交流電流進行采樣。當開關(guān)狀態(tài)分別為有效矢量^、^時進行釆樣，檢測到電流/。和-/。。此時采樣點p的位置可以在控制周期z;的后半部分的有效矢量K,、^上。在上述修改開關(guān)狀態(tài)的方法中，修改后所有非零矢量的作用時間比修改前有所增加。這些增加的作用時間需要通過減少零矢量F。的作用時間r。來獲得。在過調(diào)制情況下，隨著調(diào)制比M上升，零矢量F。的作用時間r。越來越短從而無法滿足修改參考電壓矢量Kr的要求。如圖12所示，當參考電壓矢量^落在空間矢量圖中的陰影部分時，參考電壓矢量K經(jīng)過分解后，得到兩個臨近的有效矢量。其中一個臨近的有效矢量的作用時間小于最小采樣時間乙，此時無法在保持參考電壓矢量K不變的情況下通過修改開關(guān)狀態(tài)分布來確保采樣要求，因此將陰影部分稱之為無效區(qū)域，無效區(qū)域的作用時間是最小釆樣時間T^，此時也可以看作是如圖7所示的特殊情況。六邊形內(nèi)除無效區(qū)域外的非陰影區(qū)域稱之為有效區(qū)域，在無效區(qū)域中SVPWM過調(diào)制模塊11使用本發(fā)明的電流重構(gòu)的過調(diào)制方法對參考電壓矢量K進行調(diào)整。在本發(fā)明的電流重構(gòu)的過調(diào)制方法中，首先定義電壓利用率^為PWM變頻器3輸出的線電壓基波幅值與直流母線電壓的比值，艮P:其中^fd為線電壓基波幅值，C/d。為直流母線電壓。定義最小采樣時間7^與控制周期r,的比值為P，艮口(6)以第I扇區(qū)為例，有效矢量F。^與其對應(yīng)的作用時間7;、^之間的關(guān)系如下:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage15</formula>(7)其中，零矢量K。的作用時間r。；7;為采樣周期；^為參考電壓矢量。在SVPWM算法中，基本電壓矢量作用時間為當有效矢量f。^處在第I扇區(qū)時，根據(jù)三相橋式PWM變頻器3各相電壓的特點可以計算得出~_(10)為了避免參考電壓矢量Kr出現(xiàn)在無效區(qū)域，將參考電壓矢量^;分為如下三種臨界情況a)最大線性調(diào)制。如圖13所示，《為參考電壓矢量的相角，由于PWM變頻器3所采用的電子器件不同，使得最小采樣時間乙的大小不同。當最小采樣時間r^較小時，陰影處的無效區(qū)域處在空間矢量圖的六邊形內(nèi)切圓之外，最大線性調(diào)制軌跡即為六邊形內(nèi)切圓。則最大可能輸出的參考電壓矢量p;=i/V^[4，則線電壓基波幅值Wfd-KzV^;。因此最大線性調(diào)制下的電壓利用率為1咖=1。如圖14所示，當最小采樣時間7^較大時，陰影部分的無效區(qū)域進入六邊形內(nèi)切圓內(nèi)部，最大線性調(diào)制軌跡為與無效區(qū)域正好相接的圓。由于不需要零矢量f。進行調(diào)整，因此零矢量f。的作用時間7^0，當參考矢量R與有效矢量v,重合時^W,，艮P:3。乂《(11)則最大參考矢量K,的幅值為p)，此時對應(yīng)的線電壓基波幅值22t/lfd=jt/d(;G-P)，根據(jù)方程(5)可知，電壓利用率"=_^=^將最小采樣時間rmm的兩種情況下電壓利用率統(tǒng)一表示A:(i-p)。min2(1-p))若用^w表示最大線性調(diào)制下的臨界參考電壓矢]^_的相電壓的^倍的關(guān)系可知^=..一linearg/linear其中《為臨界參考電壓矢量的相角。(12)則由線電壓基波幅值C/,fd是(13)16=Hr29wn1■JIIIIcb)—般過調(diào)制方式。如圖15所示，圖中加粗線表示一般過調(diào)制方式下參考電壓矢量R的軌跡為有效區(qū)域的邊界，F(xiàn)*、"一分別表示一般過調(diào)制方式下的臨界參考電壓矢量和電壓利用率。以第I扇區(qū)為例，零矢量F。的作用時間r,0，按參考電壓矢量R的相角《大小，分為下列三種情況進行推導(dǎo)i)當0^《<^日寸，此時相鄰的有效電壓矢量的作用時間7>乙，r2<7;,，則需要將/;調(diào)整為乙。，其中^為六邊形中心到無效區(qū)域的兩邊頂點的幅值與矢量^之間的夾角。根據(jù)方程(8)，則有進而可知「/1-/^+^0=1^咖(14)其中P為最小采樣時間乙與控制周期;的比值。將方程(10)帶入方程(14)中，得魯""i-"+魯^(會+y夸H^K2.....2sin6.,.、，1j3sin(;r/3—《)221*1芏C/dc(1-yo)--[(sin(;r/3-《)+丄sin《+/^sin《)]=111e3dcsin(;r/3—《)r2ry2r1e*d,戊1",.、17^(1—P)sine根據(jù)以上推導(dǎo)結(jié)果，可知~咖I^=+^d-入w(15)V3sm(;r/3—(9r)ii)當^《《《;r/3-^時，將r。-7;-7;-:^=0帶入方程(9)和方程(15)中，得|r|=J__^_(16)iii)當《a/3i時，此時r—r誦，7;<rm,n，則需要將7;調(diào)整為7:,。結(jié)合方程(8)，則有「L+F2f;-乙；化咖7;,將方程(6)代入可知，F(xiàn)lP+F2(l-P)=F—e(17)將方程(10)帶入方程(17)，得2〃sin(;r/3—《),1、2〃門、,1.VJ、^!^^sin《(1-P)+，(l-"了)長k'l&(l-A)^y[(sin(;r/3-《)+會sin《=|^￡|,1，，，.、117根據(jù)以上推導(dǎo)結(jié)果，可知:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(18)綜合以上三種情況可得第I扇區(qū)的臨界參考電壓矢量F^為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(19)其中p為矢量分解圖的六邊形中心到無效區(qū)域的一頂點的矢量與矢量K之間的夾角。夾角^的推導(dǎo)過程如下以第I扇區(qū)0S《<p為例進行推導(dǎo)p:由正弦定理:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(20)+(21)得:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(20)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(21)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>如圖16所示，若將空間矢量圖第I扇區(qū)的參考電壓矢量F,的軌跡按時間變化映射到P軸，得到臨界參考電壓矢量r一在時域的波形。圖左邊的參考電壓矢量K的P軸分量Rsin《為圖右邊的臨界參考電壓矢量^在時域的形式。即臨界參考電壓矢量在表達式如下sin(;r/3—《)V30S《<pdcsin(>/3+(9r)"、"'dcsin&sin(;r/3+6r)(1—4pS《<--p——p《《<—3r3—sA<—+9(23)此時一般過調(diào)制方式下的電壓利用率;7—(1—P)即sin(;r/3--《)1cos(;r/6-《)sin《(9r<pp《《《；r/6-爐(24)c)最大過調(diào)制方式。如圖17所示，在最大過調(diào)制方式下，參考電壓矢量K為圖中以空間矢量圖中心為起點呈放射狀的12個電壓矢量，由帶箭頭的粗線表示。用^it、l,t分別表示最大過調(diào)制方式下，臨界參考電壓矢量和電壓利用率。按參考電壓矢量K,的相角《大小，分為下列三種情況進行推導(dǎo)I)當0<《<"/6時，r2<rmm，故將7;調(diào)整為7;,，由方程(9)得L=^^,(25)(27)II)當"/6<《<"/3時，z;<rmm，將;調(diào)整為7;,n，由方程(9)得L菅,，(26)綜合以上兩種情況得]"(1-/)^+/^2,《e表達式如下19dc(1-4r66f3^《<！3"2(28)根據(jù)電壓有效值公式綜合方程(28)可得，最大過調(diào)制方式下線電壓基波幅值:一；r』=1ppi^sin歸+之f(1-/)^"sin歸+lif^"sin歸(29)=|[1—(2一^)p]化最大過調(diào)制情況下的電壓利用率％哉limit—fd—2VJ(30)因為SVPWM算法中，電壓利用率最大值為最大線性調(diào)制下的電壓利用率％,，而本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制方法中電壓利用率的最大值可達到2V^〃max一/7hm"—l-(2-。因此本發(fā)明有效地提高了電壓利用率。如圖1所示，基于以上電流重構(gòu)過調(diào)制方法的描述，本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置操作步驟為直流電流采樣模塊13將直流側(cè)的電流傳感器4兩次采樣的直流電流采樣值^輸入到交流電流重構(gòu)模塊14中。交流電流重構(gòu)模塊14結(jié)合SVPWM過調(diào)制模塊ll輸入的扇區(qū)號信號，重構(gòu)出三相交流電流值/。、^和z:。矢量控制器2根據(jù)三相交流電流值i。、/6和^分別計算得出參考電壓矢量K的實部&和虛部。SVPWM過調(diào)制模塊11根據(jù)r,^+j計算得出參考電壓矢量P;，從而根據(jù)方程(1)得到調(diào)制比M。若產(chǎn)生如圖6所示的調(diào)制比M過低，或者如圖7所示的參考電壓矢量K接近六個有效矢量中的某一個時，則SVPWM過調(diào)制模塊11選擇修改開關(guān)狀態(tài)法對各鄰近有效矢量的作用時間進行調(diào)整，從而使得PWM變頻器3中的作用時間滿足最小采樣時間要求。若R落在無效區(qū)域，則SVPWM過調(diào)制模塊11選擇電流重構(gòu)過調(diào)制方法對參考電壓矢量^進行修改，進而通過SVPWM算法計算出;，r2，r。的大小，使得7;,7;,7;滿足最小采樣時間要求。其中，電流重構(gòu)過調(diào)制方法的具體步驟為SVPWM過調(diào)制模塊11根據(jù)調(diào)制比M與W^、/7—和7^比較的結(jié)果選擇上述三種過調(diào)制方法，并進行疊加，然后利用SVPWM算法計算有效矢量作用時間7;、7;和r。。疊加的原則是保持實際線電壓基波幅值[/,與預(yù)期相等；設(shè)應(yīng)用本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制方法后得到的調(diào)制后參考20說明書第16/17頁電壓矢量為K'，其中，對最大線性調(diào)制、一般過調(diào)制方式和最大過調(diào)制方式調(diào)制情況的具體疊加法則如下A)若M^^，則此時參考電壓矢量r處于線性調(diào)制區(qū)，此時不需要對參考電壓矢量r做調(diào)整，也即調(diào)制后參考電壓矢量1<=^。B)若"h。^^M^;^e，此時可用一般過調(diào)制方式與最大線性調(diào)制方式的線性疊加。令系數(shù)m-(31)7edge7linear調(diào)制后參考電壓矢量K、^W+d-WK"。其中K，、K一分別通過方程(13)和方程(23)得到。C)若^g^M《仏自，此時可用一般過調(diào)制方式與最大過調(diào)制方式的線性疊加。令系數(shù)"limit—7edge調(diào)制后參考電壓矢量k^、i,+(i-zy^。其中f一，^,自分別通過方程(23)和方程(28)得到。記調(diào)制后參考電壓矢量F;的極坐標形式為Fr、l"一。由于K,、^和l均在有效區(qū)域內(nèi)部，因此調(diào)制后參考電壓矢量K;始終位于有效區(qū)域內(nèi)。此時svpwm過調(diào)制模塊11利用svpwm算法計算鄰近矢量和零矢量的作用時間。<r2=n(7t/3-《)/C/dc(33)t;、^和7;的大小滿足最小采樣時間7^，將7;、7;和7;發(fā)送到pwm信號調(diào)節(jié)模塊12中，pwm信號調(diào)節(jié)模塊12根據(jù)7;、7;和7;的大小，采用七段式對pwm變頻器3開關(guān)進行控制。PWM變頻器3按r。、7^盯2的大小調(diào)整開關(guān)狀態(tài)分布以滿足電流重構(gòu)的要求，同時PWM信號調(diào)節(jié)模塊12輸出采樣點控制信號到直流電流采樣模塊13。直流電流采樣模塊13將兩次采樣得到的直流電流采樣值^發(fā)送到交流電流重構(gòu)模塊14中，交流電流重構(gòu)模塊14結(jié)合扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流。下面通過一實施例對本發(fā)明的裝置和方法作進一步說明。本實施例的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置中，pwm變頻器3為傳統(tǒng)的交-直-交型變換器。整流側(cè)釆用三相二極管不控整流橋，逆變側(cè)為三相igbt逆變橋。直流側(cè)電流傳感器4采用lem公司的la25-np電流傳感器。pwm變頻器3的驅(qū)動電機5為一永磁同步電機。首先設(shè)定永磁同步電機參數(shù)d軸電感Ld二7.418mH，q軸電感Lq=12.285mH，轉(zhuǎn)子電阻R=0.6im，極對數(shù)p=2，轉(zhuǎn)動慣量J=5.59X10-4kgm2，反電勢常數(shù)KE=0.1128，參考轉(zhuǎn)速2400n—ref-2400rpm(轉(zhuǎn)/分)。在此條件下分別利用SVPWM算法和本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制方法進行仿真。利用SVPWM算法進行仿真時，設(shè)定參數(shù)直流母線電壓^^150V，負載轉(zhuǎn)矩7;=2咖，釆樣周期r,100盧，控制周期7;=7;，死區(qū)時間7^=0，最小采樣持續(xù)時間7_=10戸。當采用本發(fā)明的電流重構(gòu)過調(diào)制方法時，設(shè)定進行仿真的永磁同步電機參數(shù)直流母線電壓^^135v，負載轉(zhuǎn)矩7^2nm，采樣周期7;=100^控制周期7;=7;，死區(qū)時間7;^^^，最小采樣持續(xù)時間7^^0^。如圖19、圖20所示，在相同的負載轉(zhuǎn)矩下，永磁同步電機控制系統(tǒng)參考轉(zhuǎn)速輸入2400rpm時，裝置在本發(fā)明提出的電流重構(gòu)過調(diào)制方法和SVPWM方式下均能穩(wěn)定運行在2400rpm。由于采用電流重構(gòu)過調(diào)制方法時的直流母線電壓f^為135v，而當采用SVPWM算法時的直流母線電壓C^為150v。因此，本發(fā)明提出的電流重構(gòu)過調(diào)制方法在直流母線電壓低的情況下，系統(tǒng)的電壓利用率高。本發(fā)明方法和裝置的實施例僅用于說明本發(fā)明，其中各部件的結(jié)構(gòu)、設(shè)置位置、連接方式，及方法步驟的設(shè)置和順序都是可以有所變化的，凡是在本發(fā)明技術(shù)方案的基礎(chǔ)上進行的改進和等同變換，均不應(yīng)排除在本發(fā)明的保護范圍之外。權(quán)利要求1、一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置，其特征在于它包括電流重構(gòu)裝置、矢量控制器、脈寬調(diào)制(PWM)變頻器、直流側(cè)電流傳感器、電機和編碼器；其中，所述電流重構(gòu)裝置包括正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊、脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊、直流電流采樣模塊和交流電流重構(gòu)模塊；所述電流重構(gòu)裝置與矢量控制器共同對脈寬調(diào)制(PWM)變頻器進行閉環(huán)控制的步驟為首先，所述直流電流采樣模塊在所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊輸入的采樣點控制信號的作用下，通過所述直流側(cè)電流傳感器對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的直流側(cè)進行兩次直流電流采樣，將所述兩次直流電流采樣值輸入到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊輸入的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流，將所述三相交流電流值輸入所述矢量控制器，結(jié)合所述編碼器輸出的轉(zhuǎn)子位置角，計算得到所述參考電壓矢量Vr的值；所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊對所述參考電壓矢量Vr進行矢量分解，若經(jīng)過矢量分解得到臨近有效矢量的作用時間不滿足最小采樣時間的要求，則調(diào)整所述臨近有效矢量的作用時間；將調(diào)整后的所述臨近有效矢量的作用時間發(fā)送給所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊，所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊根據(jù)所述各個調(diào)整后的臨近矢量的作用時間控制所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器中各個開關(guān)的狀態(tài)的持續(xù)時間，并向所述直流電流采樣模塊輸出采樣點控制信號，所述直流電流采樣模塊在采樣點控制信號的作用下通過所述直流側(cè)電流傳感器對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的直流側(cè)進行兩次直流電流采樣，將所述兩次直流電流采樣值輸入到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊輸入的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流。2、一種實現(xiàn)如權(quán)利要求l所述裝置的空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于首先設(shè)置空調(diào)變頻器電流重構(gòu)過調(diào)制的裝置，所述空調(diào)變頻器電流重構(gòu)裝置包括電流重構(gòu)裝置、矢量控制器、脈寬調(diào)制(PWM)變頻器、直流側(cè)電流傳感器；其中，所述電流重構(gòu)裝置包括正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊、脈寬調(diào)制(P麗)信號調(diào)節(jié)模塊、直流電流采樣模塊和交流電流重構(gòu)模塊；所述矢量控制器根據(jù)所述交流電流重構(gòu)模塊輸入的直流電流采樣值計算得出參考電壓矢量「r，然后將所述參考電壓矢量K輸入到所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVP服)過調(diào)制模塊，所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)過調(diào)制模塊根據(jù)方程(1)計算調(diào)制比M，"dc/^(1)其中C/d。為直流母線電壓；然后計算最大線性調(diào)制下的電壓利用率/7",、一般過調(diào)制方式下的電壓利用率;7一和最大過調(diào)制方式下的電壓利用率％1,,;若調(diào)制比m過低，或者所述參考電壓矢量&接近六個有效矢量中的任一個時，則所述正弦電壓脈寬調(diào)制(svpwm)過調(diào)制模塊選擇修改開關(guān)狀態(tài)法對各鄰近有效矢量的作用時間進行調(diào)整；若所述參考電壓矢量K落在無效區(qū)域，則選擇電流重構(gòu)過調(diào)制法對各臨近矢量的作用時間進行調(diào)整；使所述脈寬調(diào)制(pwm)變頻器中的作用時間滿足所述最小采樣時間要求；所述電流重構(gòu)過調(diào)制方法步驟包括所述正弦電壓脈寬調(diào)制(svpwm)過調(diào)制模塊將所述調(diào)制比m與最大線性調(diào)制下的電壓利用率;/_、一般過調(diào)制方式下的電壓利用率^和最大過調(diào)制方式下的電壓利用率l'比較設(shè)應(yīng)用所述電流重構(gòu)過調(diào)制方法后得到的調(diào)制后參考電壓矢量為，A)若調(diào)制比A/《最大線性調(diào)制下的電壓利用率;,"，此時不需要對所述參考電壓矢量^做調(diào)整，也即調(diào)制后參考電壓矢量F;-Kr;B)若最大線性調(diào)制下的電壓利用率;;lmMr<調(diào)制比M《一般過調(diào)制方式下的電壓利用率W，此時令系數(shù)夂一r隠7edgelinear調(diào)制后參考電壓矢量K';C)若一般過調(diào)制方式下的電壓利用率"一<調(diào)制比^^最大過調(diào)制方式下的電壓利用率/7k，此時令系數(shù)/C2_"咖調(diào)制后參考電壓矢量K=*Amil+(1-^)K—;所述正弦電壓脈寬調(diào)制(svpwm)過調(diào)制模塊利用正弦電壓脈寬調(diào)制(svpwm)算法計算兩臨近有效矢量作用時間;、t;和零矢量的作用時間r。r,=V^Ts|j<|sin《/"dc'r2=V5rs|K;|sin(7i/3-《)/c/d。r0=rs-7;-r2其中，《為調(diào)制后參考電壓矢量為K的相角，所述正弦電壓脈寬調(diào)制(svpwm)過調(diào)制模塊將所述兩臨近有效矢量作用時間;、r2和零矢量的作用時間r。發(fā)送到所述脈寬調(diào)制(pwm)信號調(diào)節(jié)模塊中，所述脈寬調(diào)制(pwm)信號調(diào)節(jié)模塊根據(jù)所述兩臨近有效矢量作用時間;、7i和零矢量的作用時間7;的大小，采用七段式對所述脈寬調(diào)制(PWM)變頻器開關(guān)進行控制；同時所述脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊輸出采樣點控制信號到所述直流電流采樣模塊；所述直流電流采樣模塊將兩次采樣得到的直流電流采樣值發(fā)送到所述交流電流重構(gòu)模塊中，所述交流電流重構(gòu)模塊結(jié)合所述正弦電壓脈寬調(diào)制(SVPWM)模塊發(fā)送的扇區(qū)號信號重構(gòu)出三相交流電流。3、如權(quán)利要求2所述的一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于所述最大線性調(diào)制下的電壓利用率^^為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage0</formula>所述最大線性調(diào)制下的參考電壓矢量^w為r<formula>formulaseeoriginaldocumentpage0</formula>其中，《為所述最大線性調(diào)制下的參考電壓矢量的相角。4、如權(quán)利要求2所述的一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于:所述一般過調(diào)制方式下的電壓利用率/7一為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage0</formula>所述一般過調(diào)制方式下的參考電壓矢量K一為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage0</formula>其中《為所述一般過調(diào)制方式下的參考電壓矢量^ge的相角；伊為矢量分解圖的六邊形中心到無效區(qū)域的一頂點的矢量與矢量K之間的夾角-5、如權(quán)利要求2所述的一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于:所述最大過調(diào)制方式下的電壓利用率l,t為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>所述最大過調(diào)制方式下的參考電壓矢量K,^為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>其中，《為所述最大過調(diào)制方式下的參考電壓矢量^mt的相角。6、如權(quán)利要求3或4或5所述的一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于所述p為所述最小采樣時間rmin與控制周期rs的比值:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>7、如權(quán)利要求3或4或5所述的一種電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于所述無效區(qū)域為六邊形矢量分解圖中六個頂點處的菱形區(qū)域，即落在所述無限區(qū)域內(nèi)的參考電壓矢量^經(jīng)過分解后，得到兩個所述臨近的有效矢量中的任一個的作用時間小于所述最小采樣時間7^。8、如權(quán)利要求6所述的一種電流重構(gòu)過調(diào)制方法，其特征在于所述無效區(qū)域為六邊形矢量分解圖中六個頂點處的菱形區(qū)域，即落在所述無限區(qū)域內(nèi)的參考電壓矢量^經(jīng)過分解后，得到兩個所述臨近的有效矢量中的任一個的作用時間小于所述最小采樣時間7^。全文摘要本發(fā)明涉及一種空調(diào)變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制裝置，其特征在于它包括電流重構(gòu)裝置、矢量控制器、脈寬調(diào)制(PWM)變頻器、直流側(cè)電流傳感器、電機和編碼器；電流重構(gòu)裝置包括SVPWM過調(diào)制模塊、脈寬調(diào)制(PWM)信號調(diào)節(jié)模塊、直流電流采樣模塊和交流電流重構(gòu)模塊；首先，電流重構(gòu)裝置對脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的直流側(cè)電流進行兩次采樣，再根據(jù)兩次采樣值計算得出滿足最小采樣時間要求的臨近矢量開關(guān)作用時間，在臨近矢量開關(guān)作用時間內(nèi)再次對直流側(cè)電流進行兩次采樣，根據(jù)兩次直流電流的采樣值重構(gòu)出三相交流電流，從而實現(xiàn)對脈寬調(diào)制(PWM)變頻器的閉環(huán)控制。本發(fā)明的調(diào)制方法可廣泛用于空調(diào)和電動汽車中的變頻器的電流重構(gòu)過調(diào)制領(lǐng)域。文檔編號H02P27/04GK101674046SQ20091009234公開日2010年3月17日申請日期2009年9月7日優(yōu)先權(quán)日2009年9月7日發(fā)明者史宇超,凱孫,馬鴻雁,慶魏,黃立培申請人:清華大學(xué)