專利名稱：：開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器和用于控制多個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及開關(guān)電源或變換器。特別地，本發(fā)明涉及簡單、耐用的開關(guān)電源，其能夠?yàn)榻o定電路中多個不同的穩(wěn)壓電源提供電能。
背景技術(shù)：
：開關(guān)電源被用于在多個產(chǎn)品中例如蜂窩電話、照相機(jī)、PDA(個人數(shù)字助理)、計(jì)算器、便攜式計(jì)算機(jī)以及類似的電子設(shè)備提供電能。這種開關(guān)電源十分復(fù)雜，并且使用大量元件以提供多個精確地調(diào)整的輸出電壓，以為包含在被供電的產(chǎn)品屮的各種集成電路和其它元件提供電能。相對于使用它們的產(chǎn)品的成本和質(zhì)量，這種電源是昂貴的、體積大并且效率低。對于為設(shè)備提供td電池壽命的功效是很重要的。圖1示出了由電池10供電的在便攜設(shè)備中使用的典型的現(xiàn)有技術(shù)的電源。來fi電池10的信號通過導(dǎo)線10a傳輸?shù)诫娖睫D(zhuǎn)換電路12，該電平轉(zhuǎn)換電路被來自模擬脈沖寬度調(diào)制的控制器11的控制信號所控制。來自模擬脈沖寬度調(diào)制控制器的控制信號對導(dǎo)線17a和17b上的信號檢測到的電阻器16兩端的壓降敏感，導(dǎo)線17a和17b分別將電阻器16的兩端連接到模擬PWM控制器11。連接N溝道MOS晶體管13a和13b，以互補(bǔ)方式工作。電平轉(zhuǎn)換電路12為N溝道晶體管13a的柵極提供高電平電壓，以將來自電池10的脈沖應(yīng)用于線圈15的一個輸入端。線圈15的另一個輸入端連接到電阻器16的一端。電阻器16的另一端連接到負(fù)載電容器18，該負(fù)載電阻器18包含為該具體的電路供電所必需的電壓的充電，其中具體的電路由電源的該部分供電。模擬PWM控制器11測量通過電阻器16的電流并控制N溝道MOS晶體管13a的導(dǎo)通時間。N溝道MOS晶體管13b由驅(qū)動N溝道MOS晶體管13a的柵極的信號的反信號(complement)驅(qū)動，并且導(dǎo)通以使線圈15的輸入導(dǎo)線接地并切斷通過電阻器16提供給電源所需要的電流。圖2示意性地示出了模擬脈沖寬度控制器11的內(nèi)部電路。如圖2所示，電流源20為電容器21提供充電電流，以生成該電容器兩段的斜線電壓(rampvoltage)。該斜線電壓被提供給差分放大器22a的正極輸入導(dǎo)線，其負(fù)極輸入導(dǎo)線接收差分放大器22b的輸出信號。放大器22b的正極輸入導(dǎo)線連接到負(fù)載電容器18并傳遞表示負(fù)載電容器18兩端電壓的信號。差分放大器22b的負(fù)極輸入導(dǎo)線連接到電阻器23a和23b之間的節(jié)點(diǎn)，電阻器23a和23b組成分壓器(其一端連接到參考電壓VREF，而另一端連接到差分放大器22b的輸出導(dǎo)線)。這樣當(dāng)電容器18兩端的輸出電壓小于電阻器23a和電阻器23b之間的節(jié)點(diǎn)A的電壓時，差分放大器22b的輸出電壓轉(zhuǎn)向低電平。該低電平輸出電壓被提供給放大器22a的負(fù)極輸入導(dǎo)線，使放大器22a產(chǎn)生正的輸出脈沖。該正的輸出脈沖被傳輸?shù)骄€圈15，以為電容器18提供充電電流。隨著時間的增加，電容器18上的電荷增加，直到電容器18兩端的電壓超過節(jié)點(diǎn)A處的電壓。在這一點(diǎn)上，差分放大器22b的輸出電壓轉(zhuǎn)向高電平，以致差分放大器22a的負(fù)極輸入導(dǎo)線上的電壓超過差分放大器22a的正極輸入導(dǎo)線上的電壓，使放大器22a的輸出電壓變?yōu)榈碗娖?，并因此防止電容?8的進(jìn)一步充電。線圈15兩端的電壓為負(fù)，反映電流的負(fù)的變化率，其是響應(yīng)來自放大器22a的脈沖的下降沿從高電平變?yōu)榈碗娖健Ｓ捎诰€圈的磁場，通過線圈15的電流不會瞬間變化，但是隨時間逐漸變化。這種類型的電源，其特點(diǎn)在于電流源驅(qū)動電容器，其被認(rèn)為是模擬補(bǔ)償轉(zhuǎn)換器。每個MOSFET調(diào)制周期由精密比較器和誤差放大器形成。這種電源難于定標(biāo)和集成到集成電路中，并且典型地利用受控(captive)半導(dǎo)體工廠專用的模擬加工工藝制造。因此，需要一種能提供不同電平精度電壓并同時易于用比現(xiàn)有技術(shù)更少的元件來實(shí)現(xiàn)的電源。這種電源同時必須相對便宜、耐用和可靠
發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明，提供了一種開關(guān)電源，其既便宜又耐用，并且同時能夠提供多個不同的輸出電壓。根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，環(huán)形振蕩器與開關(guān)矩陣一同使用，以提供一對信號，然后該對信號用于產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號以控制通過電感器的電流和電源中輸出電容器兩端的電壓。來自環(huán)形振蕩器被選為產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號的一對特殊的信號由控制器確定，該控制器檢測輸出電容器兩端的電壓并提供足夠的電流以保持輸出電容器兩端希望的電壓。輸出電容器為電源驅(qū)動的電路提供選擇的電壓時的電流?？梢钥刂泼}沖寬度調(diào)制信號的占空比為從0到接近100%的值。環(huán)形振蕩器包括奇數(shù)個反相器，反相器的數(shù)目越多，占空比越可以接近100%。相位比較器將環(huán)形振蕩器的振蕩頻率鎖定為要求的值。在可選的實(shí)施例中，n位計(jì)數(shù)器用于產(chǎn)生兩個信號，一個信號與另一個信號有時間偏差，從而兩個信號之間的延遲控制脈沖寬度調(diào)制器輸出的脈沖的寬度。在一個實(shí)施例中，該結(jié)構(gòu)包括兩個數(shù)字比較器，每個驅(qū)動觸發(fā)電路(flip-flop)，該觸發(fā)電路產(chǎn)生山每個比較器中的時延延遲的輸出信號。本發(fā)明的電路可以控制多個不同電源的電壓電平。特別地，環(huán)形振蕩器上不同抽頭的可用性允許選擇不同對信號，每對信號用于響應(yīng)相應(yīng)的輸出電容器上不同于要求的標(biāo)稱伹的電壓，產(chǎn)生單獨(dú)的脈沖寬度調(diào)制信號。因此根據(jù)本發(fā)明的單個控制器nj以控制系統(tǒng)中的多個電源，每個電源提供不同的電壓。本發(fā)明的脈沖寬度調(diào)制控制電路經(jīng)濟(jì)，便于利用商業(yè)半導(dǎo)體工廠可用的標(biāo)準(zhǔn)生產(chǎn)工藝在集成電路基片上制造，并且能夠用于要求的脈沖寬度調(diào)制輸出信號的多種應(yīng)用中。根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，提供預(yù)測控制回路以調(diào)整一個或多個輸出電壓。該預(yù)測控制回路可以使用計(jì)算單元(例如，微控制器)以應(yīng)用數(shù)字控制技術(shù)來調(diào)整輸出電壓。在一個實(shí)施例中，信號的占空比驅(qū)動脈沖寬度調(diào)制轉(zhuǎn)換器中的開關(guān)以改變外部電感器中的電流，以響應(yīng)轉(zhuǎn)換器輸出電壓的改變。在根據(jù)木發(fā)明的一項(xiàng)控制技術(shù)中，利用轉(zhuǎn)換器的線性電路模型，轉(zhuǎn)換器預(yù)測對輸出電壓變化的響應(yīng)(例如，當(dāng)負(fù)載被接通時)，并將非線性修正應(yīng)用到多個時間步長上。在一個實(shí)施例中，轉(zhuǎn)換器試圖將其恢復(fù)到平衡狀態(tài)，其中的平均電流("線圈電流")是負(fù)載中的平均電流，以及線圈電流從時間步K到時間歩長不發(fā)生變化。根據(jù)本發(fā)明，提供了一種開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，其包括環(huán)形振蕩器，其由多個串聯(lián)的反相器組成；反饋環(huán)路，其連接在反相器組的最后一個反相器的輸出導(dǎo)線到反相器組的第一個反相器的輸入導(dǎo)線；選擇電路，其能夠從所述串聯(lián)連接的反相器串的反相器中選擇至少一個輸出信號；異或門，其在一個輸入導(dǎo)線上接收所述選擇的輸出信號，和在另一個輸入導(dǎo)線上從所述反相器串中的反相器的輸出導(dǎo)線上接收參考輸出信號。根據(jù)本發(fā)明所提供的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，其中所述異或門產(chǎn)生輸出信號，該信號具有與向所述異或門提供輸出信號的反相器之間的反相器數(shù)量成比例的持續(xù)時間。根據(jù)本發(fā)明所提供的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，其中來自所述異或門的輸出信號的占空比能從0變化到接近100%。根據(jù)本發(fā)明所提供的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，其中所述環(huán)形振蕩器的振蕩頻率等于l除2nA，其屮n是所述串聯(lián)連接的反相器串屮的反相器的數(shù)量，而A是信號通過每個所述反相器的時間延遲。根據(jù)本發(fā)明所提供的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，其中所述環(huán)形振蕩器的所述振蕩周期為2nA。根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于調(diào)節(jié)輸出電壓的方法，所述輸出電壓被施加到位于電源轉(zhuǎn)換器的輸出端上的負(fù)載，所述電源轉(zhuǎn)換器包括連接在所述輸出端和地參考之間的輸出電容器，以及可選擇地被開關(guān)連接在電源和所述地參考之間的電感器，所述方法包括在第一時間間隔期間檢測所述輸出電壓；以及當(dāng)所檢測的所述輸出電壓偏離目標(biāo)值預(yù)定的值時在緊跟所述第'吋間間隔的第二時間間隔內(nèi)，計(jì)算所述電感器中足以使所述輸出電壓達(dá)到目標(biāo)電壓的下一個電流值；以及根據(jù)所計(jì)算的所述下一個電流，在所述第二時間間隔期間，變化所述開關(guān)的占空比，以改變所述電感器中的所述電流，所述占空比為所述第二時間間隔的部分，在所述第二時間間隔的所述部分期間所述開關(guān)將所述電感器連接到所述電源。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化小于使所述輸出電壓達(dá)到所述目標(biāo)電壓所需要的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化根據(jù)在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化大于、成比例于在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化小于使所述電感器達(dá)到飽和電流所需要的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化小于預(yù)定的數(shù)量，所述預(yù)定的數(shù)量小于1。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化大于預(yù)定的數(shù)量，所述預(yù)定的數(shù)量大于0。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中相對于目標(biāo)電壓定義上限和下限，以及其中當(dāng)所檢測的所述電壓偏離所述目標(biāo)電壓多于所述預(yù)定的數(shù)值但處于所述上限和所述下限之間時，所述下一個電流值和產(chǎn)生的所述占空比的變化被設(shè)置為固定位。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中當(dāng)所檢測的所述電壓處于所述上限和所述下限之1HI時，所述電源轉(zhuǎn)換器在低功率模式下工作。根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于調(diào)節(jié)輸出電壓的方法，所述輸出電壓被施加到位于電源轉(zhuǎn)換器的輸出端的負(fù)載上，所述電源轉(zhuǎn)換器包括連接在所述輸出端和地參考之間的輸出電容器，以及可選擇地被開關(guān)連接在電源和所述地參考之間的電感器，所述方法包括在第一時間間隔期間檢測所述輸出電壓和所述電感器屮的電流；以及在緊跟所述第一時間間隔的第二時間間隔內(nèi)，計(jì)算所述電感器中足以使所述輸出電壓達(dá)到目標(biāo)電壓的下-'個屯流值；以及在所述第二時間間隔期間，根據(jù)所計(jì)算的所述下一個電流，在預(yù)定的范圍內(nèi)變化所述開關(guān)的占空比，以改變所述電感器中的所述電流，所述占空比為所述第二時間間隔的部分，在所述第二時間間隔的的所述部分內(nèi)所述開關(guān)將所述電感器連接到所述電源。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述預(yù)定的范圍被小于100%的最大占空比限制。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述預(yù)定的范圍被大于0%的最小占空比限制。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化小于使所述輸出電壓達(dá)到所述目標(biāo)電壓所需要的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化根據(jù)在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化大于、成比例于在所述第-時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述占空比變化小于使所述電感器達(dá)到飽和電流所需要的數(shù)量。根據(jù)本發(fā)明所提供的方法，其中所述電源轉(zhuǎn)換器為連接到所述電源的多個電源轉(zhuǎn)換器中之一。結(jié)合與下面詳細(xì)描述一起說明的附圖，將更充分地理解本發(fā)明。圖1農(nóng)示現(xiàn)有技術(shù)中模擬降壓變換器的基本結(jié)構(gòu)；圖2表示圖1中模擬PWM控制器11的詳細(xì)結(jié)構(gòu)；圖3表示根據(jù)本發(fā)明的使用環(huán)形振蕩器的脈沖寬度調(diào)制控制器的基本結(jié)構(gòu)；圖4表示根據(jù)本發(fā)明的脈沖寬度調(diào)制控制器的可選的實(shí)施方案；圖5表示使用圖3的結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的波形的例子；圖6表示根據(jù)本發(fā)明使用的環(huán)形振蕩器和用于從環(huán)形振蕩器屮選擇特定的輸出信號的開關(guān)矩陣，該輸出信號被提供給異或門63的兩條輸入導(dǎo)線，以生成脈沖寬度調(diào)制的信號；圖7表示利用圖6的結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的信號的波形；圖8表小利用圖6的結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的波形，其中在圖6中，在環(huán)形振蕩器的每個偶數(shù)反相器的輸出引線和由信號G，H，I，J及K驅(qū)動的旁路晶體管之間連接反相器；圖9表示當(dāng)從圖6的環(huán)形振蕩器中的反相器對的不同組合選擇信號時，得到的相對延時；圖10表不用于控制對特定門的選擇，以將選擇的一對信號傳輸?shù)綀D6中的異或門63，以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號的電路；圖11表示根據(jù)本發(fā)明的原理，從圖6中的異或門63產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號的另一個電路；圖12是根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的開關(guān)電源控制器1200的框圖13是根據(jù)一個實(shí)施方案的表示數(shù)字脈沖變換器封裝(wrapper)1201的接口信號的框圖14是根據(jù)一個實(shí)施方案的表示模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的接口信號的框圖；圖15是表示Kelvin溫度傳感器(KTS)1500的接口信號的框圖；圖15A是根據(jù)一個實(shí)施例的用于KTS1500的示例性電路；圖16是說明QSADC模塊1211a進(jìn)行的四重斜率(quad-slope)(即，雙重變換)模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)操作的時序圖，該模塊包含在觸摸屏接口1211中；圖17是表示在一個實(shí)施方案屮QSADC模塊1211a的接口信號的框圖；圖17A是表示在一個實(shí)施方案中觸摸屏接口1211中的QSADC模塊1211a的接口信號的框圖18是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的QSADC模塊1211a的俯視框圖，包括模擬模塊ANLG1801、控制模塊CNTRL1802，以及DOWN/UP計(jì)數(shù)器模塊1803;圖18A表示圖18所示的QSADC模塊1211a的模擬模塊1801的一個實(shí)施方案；圖18B表示四點(diǎn)(four-contact)觸摸屏應(yīng)用的一種排列；圖18C表示五點(diǎn)(five-contact)觸摸屏應(yīng)用的一種排列；圖19是概括開關(guān)屯源控制器1200中的模塊的框圖，其為電池和屯源管理應(yīng)用提供控制回路；圖20說明根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的利用電感器電流lL,調(diào)整輸出電壓V。ut，和感應(yīng)輸出電壓V。ut;圖21說明由占空比加權(quán)平均的電感器電流的近似值；圖22說明本發(fā)明用于估計(jì)MOS開關(guān)的寄生電阻的方法；圖23表示流程圖2300，說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的控制方法；圖24說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的低頻閉環(huán)和高頻開環(huán)的控制方法；圖25是表示開關(guān)電源控制器1200用于電池和電源管理(例如，在用于個人數(shù)字助理(PDA)應(yīng)用的方框圖26說明根據(jù)本發(fā)明的控制回路的操作；圖27根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，說明圖24的低頻閉環(huán)和高頻開環(huán)控制方法，表示受控變量的特征(singature)輸入值和開環(huán)響應(yīng)；圖28根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，說明連續(xù)的瞬態(tài)恢復(fù)控制方法；圖29說明降壓轉(zhuǎn)換器；圖30到圖33表示根據(jù)不同門電路驅(qū)動電壓應(yīng)用到晶體管時，對于例如電路49的電源電路關(guān)于時間的電流曲線；圖34是表示時鐘發(fā)生器1223的接口信號的框圖35表示圖34和圖12所示的時鐘發(fā)生器模塊的端口表格；圖36表示示例性的脈沖寬度調(diào)制實(shí)施方案，其包括脈沖寬度發(fā)生器和序列發(fā)生器，用于數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器1201;圖36A是圖36的脈沖寬度發(fā)生器的示例性實(shí)施方案；圖36B是圖36的序列發(fā)生器的示例性實(shí)施方案；圖36C表示示例性的反饋控制系統(tǒng)；圖36D表示另一個示例性的反饋控制系統(tǒng)；圖37表示根據(jù)一個實(shí)施方案的用于DPC1201的數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器一幀的時序圖37A表示一個實(shí)施方案的數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器1201的示例性接口信號；圖37B說明DPC1201的示例性電路實(shí)施方案，其包括CAM;圖37C說明用于圖37B的CAM的一個示例性實(shí)施方案；圖37D說明用于圖37C中CAM的輸出邏輯的示例性電路實(shí)施方案；圖37E說明用丁圖37C的CAM的示例性時序圖38表小Grey計(jì)數(shù)器的小例性實(shí)施方案-,圖38A表示Grey計(jì)數(shù)器的另一個示例性實(shí)施方案；圖38B表示圖38或圖38A的觸發(fā)器的示例性實(shí)施方案；圖38C表示圖38或圖38A的另一個觸發(fā)器的示例性實(shí)施方案；圖38D表示用于邏輯門的示例性電路實(shí)施方案；圖38E表不用于另一個邏輯門的示例性電路實(shí)施方案；圖38F表示多路復(fù)用器的示例性電路實(shí)施方案；圖38G表示二進(jìn)制到Grey以及Grey到二進(jìn)制轉(zhuǎn)換的示例性電路實(shí)施方案；圖38H說明數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器的示例性實(shí)施方案；圖381說明數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器的另一個示例性實(shí)施方案；圖39表示典型的門電路驅(qū)動波形的曲線圖，其可以被用于，例如，電路49中晶體管的門電路和S端的產(chǎn)生的電壓；圖40是一個實(shí)施方案中SHM1207的框圖40A是說明用于一個實(shí)施方案的電壓和電流采樣的功能原理圖40B是說明用于一個實(shí)施方案的電壓和電流選擇的電路示意圖40C是根據(jù)另一個實(shí)施方案的用于SHM1207的示例性接口信號模塊；圖40D是另一個實(shí)施方案巾的SHM1207的框圖40E是說明用于另一個實(shí)施方案的電壓和電流采樣的功能原理圖40F是說明用于另一個實(shí)施方案的電壓和電流選擇的電路示意圖40G是根據(jù)另-'個實(shí)施方案的吋鐘發(fā)生電路；圖40H是根據(jù)另一個實(shí)施方案的分壓器；圖401是根據(jù)另一個實(shí)施方案的電壓放大器；圖40J是根據(jù)另一個實(shí)施方案的用于輸入輸出電路的示例性接口信號模塊；圖40K是根據(jù)另一個實(shí)施方案的多路復(fù)用器方案；圖41是根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的圖12的調(diào)節(jié)控制模塊(REG)的框圖42表示相對于時間的門電路驅(qū)動波形；圖42A表示升壓轉(zhuǎn)換器電路；圖42B表示時間上偏移的兩個開關(guān)波形；圖43表小說明電流的波形A，B和C，其中的電流為開關(guān)電源的三個門電路驅(qū)動情況的輸出；圖43A表示端點(diǎn)S上的電壓相對于時間的曲線圖，端點(diǎn)S位于圖29的降壓轉(zhuǎn)換器49中上部和下部晶體管之間；圖43B和圖43C表示端點(diǎn)S加電壓的曲線圖，用于電路49中FET50的兩個不同占空比；圖44表示用于生產(chǎn)高電壓以驅(qū)動冷陰極熒光燈泡的電路；圖44A表示兩組示例性門電路驅(qū)動波形，其可以被用于電路1.2.2.12的晶體管的門電路；圖45表示降壓轉(zhuǎn)換器電路；圖45A表示用于圖45中晶體管的門電路驅(qū)動波形，和相應(yīng)的電流和輸出電壓波形；圖45B表示升壓電路；圖45C表示用于圖45B的電路的門電路驅(qū)動波形，和相應(yīng)的電流和輸出電壓波形；圖46表示調(diào)節(jié)兩個開關(guān)電源的操作所連接的開關(guān)電源控制器1200;圖46A表示相對于時間的在開關(guān)電源的一個周期的電流曲線圖；圖46B表示降壓電源電路；圖46C表示相對于時間的在開關(guān)電源電路的一個周期的電流曲線圖46D表示相對于時間的在開關(guān)電源的一個周期的電流曲線圖46E表示相對于吋間的用于開關(guān)電源屯路的電流曲線圖47表示連接到多個電源的開關(guān)電源控制器1200;圖48以框圖的形式表示連接到兩個開關(guān)電源的處理器，非易失性存儲器和Kelvin溫度傳感器，電池連接到開關(guān)電源之一上；圖48A表示對于典型的電池的電池容量與溫度的曲線；圖49表示與蜂窩電話共同使用的電源系統(tǒng)的框圖49A表示連接到電源的太陽能電池陣列的框圖，該電源由本發(fā)明的開關(guān)電源控制器1200控制；圖50是根據(jù)本發(fā)明的-.個實(shí)施例的擴(kuò)頻分頻器單元2482.4的框圖50A是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例用丁圖50中擴(kuò)頻分配器宇.元2482.4的頻譜擴(kuò)頻器210.1的電路圖51是表示另一個實(shí)施方案中QSADC模塊1211b的接口信號的框圖；圖51A是根據(jù)本發(fā)明的另一個實(shí)施例的QSADC模塊1211b的俯視框圖，其包括模擬模塊2001.4、控制模塊2002.4、以及叩/down計(jì)數(shù)器模塊2003.4;圖51B表示圖51A模擬模塊2001.4的一個實(shí)施方案；圖51C說明表不觸摸屏接口1211和開關(guān)電源控制器1200的其它模塊之間的示例性接口信號的框圖51D表示執(zhí)行QSADC模塊1211a的診斷的流程圖51E表示相應(yīng)于圖51B的實(shí)施方案的功能性框圖51F說明用于初始測量狀態(tài)的模擬模塊1801的電路連接；圖51G說明由于與四觸點(diǎn)實(shí)施方案中Y坐標(biāo)薄片的連接的模擬模塊1801的電路連接以對電壓積分；圖51H說明由于與四觸點(diǎn)實(shí)施方案中Y坐標(biāo)薄片的連接的模擬模塊1801的電路連接以數(shù)字地轉(zhuǎn)換該電壓；圖511說明由于與四觸點(diǎn)實(shí)施方案中X坐標(biāo)薄片的連接的模擬模塊1801的電路連接以對電壓積分；閣51J說明山于與四觸點(diǎn)實(shí)施方案中X坐標(biāo)薄片的連接的模擬模塊1801的電路連接以數(shù)字地轉(zhuǎn)換該電壓；圖51K說明模擬模塊1801對電壓積分的電路連接，由于與五觸點(diǎn)實(shí)施方案中X—Y坐標(biāo)薄片水平位置的連接；圖51L說明模擬模塊1801數(shù)字地轉(zhuǎn)換電壓的屯路連接，由于與五觸點(diǎn)實(shí)施方案中X—Y坐標(biāo)薄片垂直位置的連接；圖51M說明模擬模塊1801對電壓積分的電路連接，由于與五觸點(diǎn)實(shí)施方案中X—Y薄片坐標(biāo)水平位置的連接；圖51N說明模擬模塊1801數(shù)字地轉(zhuǎn)換電壓的電路連接，由于與五觸點(diǎn)實(shí)施方案中X—Y坐標(biāo)薄片水平位置的連接；圖510說明模擬模塊1801的電路連接，檢測四觸點(diǎn)實(shí)施方案屮電阻片間的連續(xù)性；圖51P說明對五點(diǎn)實(shí)施方案中接觸的檢測；圖52說明LED控制模塊1214的框圖-,圖53是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的圖12中的監(jiān)視定時器模塊的框圖；圖54是根據(jù)一個實(shí)施方案的內(nèi)部電壓電源(IVS)1209的示例性功能圖；圖54A是根據(jù)另一個實(shí)施方案的IVS1209的示例性接口框圖；圖54B是根據(jù)另一個實(shí)施方案的1VS1209的另一個示例性接n框圖；圖54C是根據(jù)另一個實(shí)施方案的IVS1209的加電順序的示例性流程圖；圖55是根據(jù)一個實(shí)施方案的NFET驅(qū)動器模塊1202的不例性功能圖；圖55A說明根據(jù)另一個實(shí)施方案的NFET驅(qū)動器模塊1202的示例性接口信號；圖55B說明根據(jù)另一個實(shí)施方案的NFET驅(qū)動器模塊1202的示例性接口信號；圖55C表示圖55B的實(shí)施方案的示例性功能圖55D說明對圖55B的實(shí)施方案利用內(nèi)部緩沖器直接驅(qū)動外部線圈的應(yīng)用；圖55E說明對圖55B的實(shí)施方案利用內(nèi)部緩沖器驅(qū)動外部FET的應(yīng)用；圖55F表示圖55B的實(shí)施方案的示例性芯片內(nèi)配置的框圖；圖56是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的圖12的中央處理模塊(SYS)1205的框圖57表示圖25的轉(zhuǎn)換器2570的電路模塊；圖58是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的說明控制算法5800步驟的流程圖；圖59說明圖58的控制算法5800的操作。具體實(shí)施例方式以下洋細(xì)的描述旨在說明這里討論的實(shí)施例，并不是用于限制本發(fā)明的范圍。考慮到這個公開，本發(fā)明的其它實(shí)施例對于本領(lǐng)域技術(shù)人員是顯而易見的。1.0部分，具有同步采樣多路輸出控制器的轉(zhuǎn)換器(數(shù)字平衡多階段SPS)的結(jié)構(gòu)概述，每個模塊的功能描述本發(fā)明應(yīng)用于電能轉(zhuǎn)換器和集成一組電源管理相關(guān)功能的電源管理外圍設(shè)備。開關(guān)電源控制器1200(以框圖的形式農(nóng)示在圖12中)描述了根據(jù)本發(fā)明的--個實(shí)施例的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器控制器產(chǎn)品的實(shí)施方案。該系統(tǒng)基木上實(shí)現(xiàn)了電源轉(zhuǎn)換器所有預(yù)期的功能，例如保持穩(wěn)定的輸出電壓(穩(wěn)壓電源)，該電壓完全獨(dú)立于從電源得到的電流；或保持穩(wěn)定的輸出電流(恒流電源)，該電流完全獨(dú)立于應(yīng)用到電源上的負(fù)載；確定何時切斷負(fù)載，并測量電池中的充電狀態(tài)，給電池充電，以及執(zhí)行電池排序(sequencing)。此外，該系統(tǒng)執(zhí)行多個其它外圍管理功能，例如數(shù)字化觸摸板、掃描鍵盤、以及調(diào)整從系統(tǒng)其它部位收到的復(fù)位信號。在一個實(shí)施例中，提供監(jiān)視器計(jì)時器功能以允許電力循環(huán)并向產(chǎn)品的不同子系統(tǒng)提供復(fù)位信號，響應(yīng)異常條件，例如軟件加鎖或者甚至硬件加鎖(例如，SCR鎖定或由于輸入輸出瞬變的中斷)。本發(fā)明的系統(tǒng)也控制顯示各種子系統(tǒng)狀態(tài)的LED。因此，根據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)當(dāng)PDA的處理器斷電時可以處理便攜電子設(shè)備(例如，PDA)執(zhí)行的很多功能，例如在筆劃之間(當(dāng)用戶在PDA上書寫注釋時)，或當(dāng)PDA顯示信息但并不是預(yù)期輸入或輸出時。在該實(shí)施方案中，該產(chǎn)品包括控制各種數(shù)字接口的數(shù)字控制子系統(tǒng)，該數(shù)字接口包括復(fù)位信號、監(jiān)視器計(jì)時器、使能信號、用于顯示內(nèi)部電源各個狀態(tài)的狀態(tài)信號。通過通信接口提供系統(tǒng)中元件間的通信。在一個實(shí)施例中，本發(fā)明包括時基發(fā)生電路和到鍵盤的數(shù)字化儀接口。參考圖12，實(shí)際上所有數(shù)字接口功能由內(nèi)部8051或可比較的微處理器執(zhí)行，該微處理器被包括在中央處理模塊(SYS)1205中，其與外部系統(tǒng)利用多個接口通過多個通用輸入/輸出(GPIO)信號來通信，這些信號可以在微處理器的軟件屮限定，并靈活地映射到各個輸入或輸出管腳或集成電路的接線端。例如，每個管腳可以被限定為帶有高的真信號或低的真信號，并且可以被限定為輸入信號或輸出信號。此外，每個管腳可以被分配給單個的電源元件中的任何一個，并且可以被共亨，從而多個電源BJ以從一個管腳收到相同的控制信號。這樣，例如，單個使能信號可以被多個電源共享。該GPIO信號可以被用于實(shí)現(xiàn)一些外圍設(shè)備的輸入和輸出信號。例如，鍵盤掃描器功能通過GPIO信號與外部鍵盤交互。監(jiān)視器計(jì)時器可以從集成電路外部的電路接收輸入信號和狀態(tài)信息。同時，中斷信號可以與GPIO信號共享管腳。因此該實(shí)施方案提供一組很多的功能，以允許該產(chǎn)品能夠與基于分離的離散設(shè)備的現(xiàn)有技術(shù)解決方案"插接兼容"。中央處理模塊(SYS)1205處理芯片上和芯片外的串行通信。能夠作為GP10信號實(shí)施方案的每個信號，除了中斷信號，也可以作為串行通信信號。在為現(xiàn)有技術(shù)設(shè)備設(shè)計(jì)的應(yīng)用中，串行通信可以被用于訪問鍵盤和庫侖定量測量能力。該GPIO信號可以被用于開啟和關(guān)斷單個電源，并監(jiān)視它們的狀態(tài)。計(jì)算電路(其可以被提供為超長指令字處理器("VLIW引擎")以簡化解碼邏輯)被包括在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中(在圖12中被標(biāo)記為"REG")。VLIW引擎執(zhí)行來自中央處理模塊(SYS)1205(在圖12中被標(biāo)記為"SYS")的低級命令。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收并解釋來自穩(wěn)壓電源管腳供電的各種電路的電壓和電流的測量。使用多個不同類型的控制環(huán)路，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204以精確調(diào)制的信號的形式向數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器(DPC)提供命令，其接著被用于通過NFET驅(qū)動器模塊1202操作外部組件。開關(guān)電源控制器1200與外部組件一起構(gòu)成各種指定集成電路布局的一個或多個電源轉(zhuǎn)換器。根據(jù)本發(fā)明該系統(tǒng)的一個獨(dú)特的特點(diǎn)在于該系統(tǒng)是可編程的。除了允許每個功能外，模式和預(yù)先設(shè)置的調(diào)節(jié)參數(shù)、外部組件的說明可以被存儲在集成電路內(nèi)部，并用于執(zhí)行調(diào)節(jié)器功能。因此，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204根據(jù)大量信息來操作，這些信息是關(guān)于開關(guān)電源控制器1200外部的電源轉(zhuǎn)換器組件的特征。與現(xiàn)有技術(shù)的以模擬技術(shù)實(shí)施的開關(guān)電源控制器電路不同，本發(fā)明的電源控制器電路"知道"其試圖獲得的輸出電壓("目標(biāo)電壓")和誤差(即，當(dāng)前輸出電壓和目標(biāo)電壓之差)。特別地，現(xiàn)有技術(shù)的模擬轉(zhuǎn)換器利用不依賴于當(dāng)前開關(guān)占空比和輸入電壓值的算法來修正誤差。這種現(xiàn)有技術(shù)的轉(zhuǎn)換器也不在內(nèi)部存儲關(guān)于外部組件的信息。試圖設(shè)計(jì)具有這種現(xiàn)有技術(shù)的電源轉(zhuǎn)換器控制電路的丄程師只能以補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的形式向電源控制器電路提供"暗示"。與此相反，根據(jù)本發(fā)明的電源控制器電路比現(xiàn)有技術(shù)具有很多優(yōu)點(diǎn)和好處。例如，由于具有關(guān)于當(dāng)前輸出電壓和占空比的信息，目標(biāo)電壓和內(nèi)部存儲的外部電路的參數(shù)值允許電源控制器計(jì)算將導(dǎo)致高精度的正確的輸出電壓的可能的占空比，并選擇遵循外部電路的約束(例如，電感器的飽和電流)的實(shí)際的響應(yīng)。對外部電路異常的適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)限制了反射到電源控制器電路的噪聲的量。例如，通過控制通過電源控制器電路的瞬時噪聲電流，將電源電壓提供給電源控制器電路的電池或長導(dǎo)線可以受到并可能輻射更少的電磁干擾(EMI)?？删幊痰逆I盤掃描功能在中央處理模塊(SYS)1205中實(shí)現(xiàn)，在按鍵被按下以從待機(jī)狀態(tài)喚醒鍵盤掃描電路后，允許掃描或檢測單個按鍵。監(jiān)視器功能由中央處理模塊(SYS)1205中的軟件執(zhí)行，并提供全功能的監(jiān)視器定時器功能。監(jiān)視器定時器功能可以被用于處理系統(tǒng)中的軟件故障。例如運(yùn)行復(fù)雜操作系統(tǒng)(例如，WinCE)的外部處理器可以周期性地暫時地維持("切換")指定管腳上的信號。無論何時指定管腳上的信號被切換，監(jiān)視器定時器復(fù)位其定數(shù)器。當(dāng)主機(jī)微處理器的軟件發(fā)生故障時，以致指定管腳上的信號在預(yù)定時間內(nèi)沒有切換，那么執(zhí)行一組預(yù)定程序的動作以恢復(fù)外部系統(tǒng)處理器的運(yùn)行。這些動作包括簡單地復(fù)位處理器或另一個電路元件，或使處理器的電源循環(huán)斷開和接通。冷開機(jī)(power-cycling)消除了來自寄生SCR的電流，其可能出現(xiàn)在處理器或其它集成電路中，從而影響從半導(dǎo)體鎖定狀態(tài)中的恢復(fù)。通過冷開機(jī)也可以修正通常利用邏輯或復(fù)位信號不能恢復(fù)的其它異常。中央處理器模塊(SYS)1205控制外部狀態(tài)LED，或單個多色LED。包括在內(nèi)部電壓電源1209中的內(nèi)部復(fù)位邏輯提供接通電源復(fù)位，以允許在操作之前穩(wěn)定內(nèi)部時鐘和內(nèi)部產(chǎn)生的電壓。這是與下面描述的復(fù)位調(diào)節(jié)特點(diǎn)不同的概念，其在軟件中實(shí)現(xiàn)，并在內(nèi)部微控制器上運(yùn)行。主機(jī)復(fù)位調(diào)節(jié)軟件利用電源的狀態(tài)信號來調(diào)節(jié)外部系統(tǒng)的復(fù)位信號以及產(chǎn)品輸入管腳的外部信號°觸摸屏接口1211使用雙斜率技術(shù)(dual-slopetechnique)來讀取電阻式觸摸板顯示器的X和Y坐標(biāo)。在PDA中，由于顯示器的區(qū)域很大，該數(shù)字化操作容易受到背光引起的噪聲影響。在現(xiàn)有技術(shù)中，典型的背光是由冷陰極熒光燈(CCFL)實(shí)現(xiàn)的，其本質(zhì)上是沒有陰極加熱器的熒光燈泡，該陰極加熱器增加用于在低電壓電離的內(nèi)部氣體的能量。在CCFL中，對亍典型的設(shè)備，初始電離("觸發(fā)")是利用700伏或更大的交流電壓產(chǎn)生的，并且其后使用人于300伏的交流電壓保持觸發(fā)。驅(qū)動CCFL的高壓交流波形是潛在的對觸摸板的嚴(yán)重的噪聲源，其由電阻性材料的面板組成，被直接放置于顯示器前的幾毫米處。觸摸屏接口1211使用四重斜率(quad-slope)模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路，該電路與電源控制器產(chǎn)生的背光電壓同步操作。通過與背光同步地操作，來自背光的噪聲在偶數(shù)周期中被積分，從而有效地被消除，而不需復(fù)雜的濾波或算法方案。內(nèi)部電壓電源1209是用于開關(guān)電源控制器1200的電源，或者來自兩個外部供電管腳之一，或者來白兩個外部電池管腳之一，提供各種模塊運(yùn)行需18要的內(nèi)部電壓，這些模塊包括中央處理模塊(SYS)1205和調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204。除了提供各種子系統(tǒng)需要的各種電壓，內(nèi)部電壓電源1209還提供晶振功能(不同于晶體，其是離線的(off-chip))，用于建立內(nèi)部電源的各種電荷泵，和指不電源何時穩(wěn)定以適于被內(nèi)部處理兀件使用的比較器。采樣和保持模塊1207包括采樣陣列、保持電路和掃描電路。采樣和保持模塊1207監(jiān)視電源輸出部分內(nèi)的各個點(diǎn)，測量電壓和電流，輸入電壓和各個點(diǎn)處的溫度。采樣和保持模塊1207將其數(shù)據(jù)、每個時刻的采樣提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(系統(tǒng)共享的資源)，其將外部模擬采樣轉(zhuǎn)換為數(shù)字采樣。數(shù)字采樣被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204使用，或向上傳遞到中央處理模塊(SYS)1205。在本發(fā)明的該實(shí)施例中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器和采樣和保持結(jié)構(gòu)或者基于電容器系數(shù)或者基于單位增益。因此，使用單個標(biāo)準(zhǔn)可以實(shí)現(xiàn)校準(zhǔn)。NFET驅(qū)動器模塊1202包括一組以一個或兩個模式運(yùn)行的輸出驅(qū)動器。第一個模式是驅(qū)動外部電源MOSFET設(shè)備。在該模式中，每個輸出電壓與兩組驅(qū)動器電路關(guān)聯(lián)；一個用于驅(qū)動控制FET，而另一個用于驅(qū)動同步FET。對于小量(modest)電流，兩個驅(qū)動器電路可以用在另一個一起被驅(qū)動的運(yùn)行模式中，并且他們的輸出信號可以被連接在一起，以電源轉(zhuǎn)換功能直接驅(qū)動外部線圈。利用本發(fā)明的電源可以是完全可編程的，即，不需選擇外部分立元件來設(shè)置電壓和電流，而單個芯片可以執(zhí)行在多個不同產(chǎn)品的多個不同的功能。這種可編程性具有減小電路板上元件數(shù)量的優(yōu)點(diǎn)。它同時具有減少終端產(chǎn)品的單個生產(chǎn)商庫存的部件數(shù)量，這是由于該相同的設(shè)備可以被用于多個不同的應(yīng)用。所有這些特點(diǎn)可以被預(yù)先設(shè)置，或者在生產(chǎn)芯片的時候，或者在送出芯片的時候，即，通過銷售商，利用類似于同可編程邏輯陣列設(shè)備使用的編程方法?？蛇x地，本發(fā)明的系統(tǒng)可以由客戶編程，甚至在其產(chǎn)品的電路內(nèi)測試階段或最終階段在電路板上編程。此外，即使所有這些功能可以被編程，生產(chǎn)和測試期間編程的伹僅被當(dāng)作初始狀態(tài)，并且可能被包括電源控制器的系統(tǒng)動態(tài)地改變(即，在運(yùn)行中)。例如，系統(tǒng)可以動態(tài)地重新編程內(nèi)部電壓和電流，如需耍不同電壓用丁不同運(yùn)行模式的復(fù)雜微處理器通常需要的。為了使顯小器變暗和控制發(fā)動機(jī)，也可以進(jìn)行重新編程操作。數(shù)模轉(zhuǎn)換功能可以通過快速改變調(diào)節(jié)器的輸出電壓來實(shí)現(xiàn)。開關(guān)電源控制器1200的特點(diǎn)是許使用電源控制器1200的系統(tǒng)以可以避免鎖定狀態(tài)的序列啟動。例如，微處理器的輸入/輸出(I/O)結(jié)構(gòu)經(jīng)常需要在微處理器內(nèi)核之前被供電。反向該次序oj-能導(dǎo)致微處理器的損害和破壞，或?qū)е鹿收?。為了給這些設(shè)備斷電，也需要特定的供電序列。在現(xiàn)有技術(shù)的解決方案中，該時序被電阻器和電容器相當(dāng)簡單地設(shè)置，或者根本不設(shè)置。開關(guān)電源控制器1200控制的各個電源可以為多種集成電路布局編程，因此可以提供高于輸入源、低于輸入源、或有時等于輸入源的電壓。例如，升壓轉(zhuǎn)換器集成電路布局用于輸出電壓高于輸入電壓的電源，降壓轉(zhuǎn)換器集成電路布局用于輸出電壓低于輸入電壓的電源，單端初級電感轉(zhuǎn)換器(sepic)集成電路布局用于輸入和輸出電壓相同的電源。當(dāng)需要非常高的電壓時(即，冷陰極熒光燈泡或者甚至數(shù)字照相機(jī)中的照相閃光燈)，可以使用例如半橋式的集成電路布局。所有這些可以被編程并且它們的任何數(shù)量可以在任何時間出現(xiàn)在設(shè)計(jì)中，并且可以同時支持這些集成電路布局的任何組合。本發(fā)明的開關(guān)電源控制器1200也可以利用脈沖寬度調(diào)制實(shí)現(xiàn)亮度降低。這個能力對于冷陰極熒光燈是重要的，這是因?yàn)榈湫偷兀娏鞯暮唵蔚慕档蜑殡婋x整個顯示器提供不充分的能量，導(dǎo)致所謂的"溫度計(jì)效應(yīng)(thermometereffect)"，其屮只有部分背光被實(shí)際上照亮。需要PWM實(shí)現(xiàn)亮度降低的另一個應(yīng)用是在白色LED中。由于電流的作用，白色LED會有顏色或色彩上從審美角度不可接收的改變。對于亮度降低的白色LED使用脈沖寬度調(diào)制，在導(dǎo)通時間保持恒定的電流，因此在大的亮度降低范圍內(nèi)保持不變的顏色。開關(guān)電源控制器1200同時具有用在溫度補(bǔ)償中的輸入管腳，包括內(nèi)部溫度傳感器，和用于讀取外部溫度傳感器的外部管腳。溫度補(bǔ)充用在電池充電中，以調(diào)整充電速率，以響應(yīng)不穩(wěn)定的環(huán)境條件，檢測故障條件，和防止外部電池的破壞或由于內(nèi)部過熱的損壞。內(nèi)部電池充電器的算法適應(yīng)于多個不同的化學(xué)組成(例如，鋰離子)。由于在屮央處理模塊(SYS)1205屮執(zhí)行的軟件中提供多個電池充電算法，所以可以適應(yīng)于任何化學(xué)組成。開關(guān)電源控制器1200也允許在不同電池之間選擇來作為其電源。中央處理模塊(SYS)1205可以被編程為首先使用外部電池，因而保留其內(nèi)部電池用于緊急情況或當(dāng)更換外部電池時。它也可以自動地選擇以首先為內(nèi)部電池充電，接著外部輔助電池。中央處理模塊(SYS)1205計(jì)算可以得到多少能量并同時為兩個電池充電，或并列地使用它們。使用本發(fā)明的產(chǎn)品提供的另一個功能是向外部系統(tǒng)提供電壓、電流和電量數(shù)據(jù)的能力。這允許在達(dá)到各個極限值之前，對電壓調(diào)節(jié)器功能的獨(dú)立地直接控制和對電池中可獲得的能量數(shù)量的中間讀取。擁有本發(fā)明的系統(tǒng)同時保持充電接收歷史記錄。這在確定電池是否可能被完全充電是非常有用的。它也是電池?fù)p耗的初期指示，并且提供了限制過度充電情況的基礎(chǔ)，在過度充電中，由于一些故障電池可能被無限地充電。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，該產(chǎn)品的各個開關(guān)波形被認(rèn)真地交錯排列，使得從外部電源，例如電池，獲得的能量的數(shù)量被盡可能地均勻分配在需要電源的所有不同輸出周圍。這就有效地增加了從外部電源需要的電流的頻率，并可以減小來自外部電源需要的峰值電流，其降低了該外部電源上的噪聲數(shù)量，同時也降低從內(nèi)部連線輻射到外部電源的噪聲，并使噪聲易于被過濾。而且，將擴(kuò)頻的方法用于內(nèi)部頻率。這就降低了在給定頻率的來自外部開關(guān)電源作用的凈(net)能量。也就是說，不是總工作在固定的頻率，擴(kuò)頻的特點(diǎn)允許轉(zhuǎn)換頻率快速地變化和使用產(chǎn)業(yè)標(biāo)準(zhǔn)模式調(diào)制的頻率，以使在任何具體頻率的能量被降低。擴(kuò)頻的特點(diǎn)有效地降低了由相關(guān)無線設(shè)備(assocmtedmdu))將受到的噪聲，該無線設(shè)備在使用本發(fā)明的產(chǎn)品屮，或者在使用該芯片的最終產(chǎn)品或鄰近的其它產(chǎn)品中。該工作頻率也可以由外部源來確定。在-個實(shí)施例中，32KHz的晶振產(chǎn)生所有內(nèi)部吋鐘，并提供基于32KHz的供系統(tǒng)內(nèi)艽它元件使用的輸出。根據(jù)另一個特點(diǎn)，系統(tǒng)提供外部時鐘，其保l止距離最近的轉(zhuǎn)換邊緣20ns。該獨(dú)特的特點(diǎn)允許外部系統(tǒng)與開關(guān)電源功能同步地進(jìn)行采樣，與系統(tǒng)同步地采樣以降低內(nèi)部開關(guān)噪聲的方式相同。由于通?，F(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電源不知道其將在給定周期中提供什么占空比，肉此這種開關(guān)電源正常開關(guān)不能提前提供這種信息。由于在本發(fā)明中所使用的所有脈沖寬度調(diào)制器是數(shù)字式的，通過另一個控制信號可以實(shí)施方案，該信號安排在組成所有脈沖寬度調(diào)制器的控制信號陣列中。參考圖12，吋鐘發(fā)生器模塊1223(CLKGEN)產(chǎn)生圖12中所述模塊需要的時鐘信號。在表示接口信號的圖34的高電平框圖中更詳細(xì)地說明時鐘發(fā)生器模塊1223。時鐘發(fā)生器產(chǎn)生基于由數(shù)字脈沖控制模塊1201提供的源時鐘信號的時鐘。該源時鐘脈沖被時鐘發(fā)生器模塊1223分別在CST[9:0j輸出總線1223.2和分別設(shè)置在接口1223.4和1223.1上的DPC1201的輸出端口PLOCK和PLLCK接收。在下表中，描述了CST總線1223.2上信號的頻率。參考到時鐘發(fā)生器1223的各個接口，來自DPC模塊1201的CST接口由圖34的參考標(biāo)記1223.2表不的10位總線組成。該總線連接到DPC1201中GREY計(jì)數(shù)器的輸出，并為時鐘發(fā)生器1223提供大多數(shù)源時鐘。表102A表示總線CST中每條線路上信號的頻率。表102A<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>參考標(biāo)記1223.3表示的兩位總線PD一OUT[1:0]控制產(chǎn)生的時鐘信號的工作模式。電源的工作模式被指定為標(biāo)準(zhǔn)的、低功率和關(guān)機(jī)。下表102B表示在兩位總線上的信號表示的模式。表102B<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>在線路1223.7上提供到模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的時鐘信號，在下表102C中說明不同模式下的頻率。低功率和標(biāo)準(zhǔn)模式下的頻率來自538,870.92lKHz的DPLL時鐘通過5分頻后的頻率。表102C模式頻率(khz)關(guān)機(jī)0低功率107,374.1824標(biāo)準(zhǔn)107,374.1824在線路1223.9上提供采樣和保持塊1207的時鐘信號。下表102D表小'不同工作模式需要的頻率。標(biāo)準(zhǔn)模式下的頻率來自于比特CST[4]，而低功率模式下的頻率來自于CST[8]的二分頻。表102D模式頻率(khz)關(guān)機(jī)0低功率262.144標(biāo)準(zhǔn)8,388.608在線路1223.8卜.提供到內(nèi)部電壓電源1209的時鐘信號，下表102E表示各種工作模式所需要的頻率。標(biāo)準(zhǔn)模式下的頻率來自于CST[4]，即，低功率模式下的頻率來自于CST[8]的一.分頻。表102E模式頻率(khz)關(guān)機(jī)0低功率1,048.576標(biāo)準(zhǔn)023QSADC一CLK提供觸摸屏接口1211的時鐘信號。下表102F表示不同工作模式需要的頻率。低功率和標(biāo)準(zhǔn)模式下的頻率來自于CST[8]的二分頻。表102F<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>時鐘發(fā)生器1223為調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供標(biāo)準(zhǔn)、低功率和關(guān)機(jī)模式下的時鐘信號，下表102G表示每種模式下的頻率。各種模式的頻率來自于，例如標(biāo)準(zhǔn)模式使用CST[O]位，低功率模式的工作頻率來自于CST[8]的四分頻。此夕卜，CLKGEN1223向調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供SHMCLK和SYSCLK時鐘信號。表102G<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>表102H說明用于提供給屮央處理模塊(SYS)1205的時鐘信號的模式和用于這些模式的頻率。如表102H所示，在關(guān)機(jī)模式中，頻率為O。對于低功率和標(biāo)準(zhǔn)模式，頻率與來自于CST[2]的頻率相同。表102H<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>標(biāo)準(zhǔn)33,554.432LED一CLK是用于LED模塊的時鐘，LED模塊與中央處理模塊(SYS)1205關(guān)聯(lián)。下表1021表示用于不同模式的頻率。標(biāo)準(zhǔn)模式下的頻率來自于CST[8]的二分頻。表1021模式頻率(khz)關(guān)機(jī)0低功率0標(biāo)準(zhǔn)262.144通過連接到中心數(shù)字電源的VDD向時鐘發(fā)生器模塊1223提供3.3V土300mV的數(shù)字電源電壓。類似地，在線路1223.6上提供VSS，且VSS是中心數(shù)字地。轉(zhuǎn)到圖35所示的端l」」表，無論該端l]為輸入或輸出端口，都示出了端口名稱、說明、這些端口上信號的源地址和目標(biāo)地址。參考圖12所小，復(fù)位電路1221產(chǎn)生用于開關(guān)電源控制器1200的復(fù)位。該由電路接收和產(chǎn)生的信號顯示在模塊中。如圖12所示的其它電路，接近信號名的箭頭表示信號是由復(fù)位電路1221產(chǎn)生或被復(fù)位電路1221接收。1.1部分，DPC及其操作、可選實(shí)施方案的詳細(xì)描述數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201可以作為常規(guī)混合信號電路(DPC)的組合和數(shù)字膠合邏輯(digitalgluelogic)的接口封裝實(shí)現(xiàn)，數(shù)字膠合邏輯由以硬件描述語言(HDL)表示的邏輯電路描述合成。在該實(shí)施方案中，數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201將10位的數(shù)字值轉(zhuǎn)換為具有邊緣分辨約為2ns的脈沖。如下面進(jìn)一步的詳細(xì)解釋，提供具有單個寫端口和單個讀端口的雙端口存儲器模塊，以存儲10位的值，該值表示脈沖開始和寬度控制、周期跳歩和旁路電路控制(用于直接輸出控制)。圖13是根據(jù)一個實(shí)施方案的表示數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201的接口信號的方塊圖。如圖13所示，數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201有5個接口(a)時序控制接口1301，(b)調(diào)節(jié)控制接口1302，(c)功率調(diào)節(jié)接口1303，(d)采樣和保持控制接口1304，以及(e)電源接口1305。時序控制接口1301包括頻率為32KHz，占空比為50%的參考時鐘信號1301a(FREF)，參考時鐘旁路控制信號1301b(BYPASS)，數(shù)字鎖相狀態(tài)信號1301c(PLOCK)，計(jì)時狀態(tài)總線1301d(CS[9:0])，以及輸出狀態(tài)總線1301e(STATE[15:0])，這些接口用于為電路外部數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201提供時鐘和控制狀態(tài)。在該實(shí)施方案中，參考時鐘信號1301a(g卩，信號FREF)是提供給數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201中的數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)用于頻率合成的參考時鐘，而旁路控制信號1301b(g卩，BYPASS信號)是用于旁路DPLL的測試控制信號。PLOCK是表示DPLL中的參考時鐘信號1301a的鎖相狀態(tài)的狀態(tài)信號。計(jì)時狀態(tài)總線1301d(即，總線CS[9:0])是IO位的時鐘狀態(tài)總線，其提供時鐘和控制狀態(tài)以同步DPC、接口和開關(guān)電源控制器1200的其它中心電路。當(dāng)計(jì)吋狀態(tài)總線1301d共同地顯示DPC的時間狀態(tài)時，計(jì)時狀態(tài)總線1301d的每一位可以被用作占空比為50X的時鐘。例如，如果使用31.25KHz的參考時鐘，則位CS[9]相應(yīng)于占空比為50%頻率為256KHz的時鐘，位CS[8]相應(yīng)于占空比為50X頻率為512KHz的時鐘。通常，CS[n]相應(yīng)于占空比為50X頻率為f(n,m^2々，)fo的時鐘，其中ne(0,1,...,9}禾卩ms{0,1,...，6}。輸出狀態(tài)總線1301e(即，總線STATE[15:0p是16位狀態(tài)總線，其顯示開關(guān)控制總線1303a和1303b(下述)在通過直接控制邏輯之前的內(nèi)部狀態(tài)，直接控制邏輯被調(diào)節(jié)控制接口1303用于限制開關(guān)控制總線1303a(即，H1GHFET)和開關(guān)控制總線1303b(即，LOWFET)的輸出信號到指定的狀態(tài)?？偩€1301e在寫操作時發(fā)生信號到DPC核心電路(corecircuit)。調(diào)節(jié)控制接口1302，提供對數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201中雙端口存儲器的存取，其包括存儲器寫數(shù)據(jù)總線1302a(DWI[9:0])，存儲器地址總線1302b(ADW[7:0])，存儲器讀數(shù)據(jù)總線1302c(DWO[9:0〗)，寫使能信號B02d(WE)以及讀使能信號1302e(RE)。調(diào)節(jié)控制接口1302控制偏移和脈沖寬度用于電源調(diào)節(jié)接口1303中的各種脈沖。電源調(diào)節(jié)接口1303包括開關(guān)控制總線1303a(H1GHFET[6:0])和開關(guān)控制總線1303b(LOWFET[6:0])。采樣和保持控制接口1304，其通過用丁系統(tǒng)控制環(huán)路中的ADC控制用于數(shù)字轉(zhuǎn)換的模擬電壓的采樣和保持，該接口1304包括第一采樣控制總線1304a(SMPA[6:0])，第二采杼控制總線]304b(SMPB[6:0])，以及輔助控制總線1304c(SMPAX[3:0])。采樣總線1304a和1304b中每一位的時序與相應(yīng)的開關(guān)總線1303a或開關(guān)總線1303b中的每一位相關(guān)聯(lián)。每個采樣總線1304a和1304b控制用丁'數(shù)字轉(zhuǎn)換的與HIGHFET或者與LOWFET控制總線關(guān)聯(lián)的模擬電壓的采樣和保持。該采樣控制總線1304c(即，輔助采樣SMPAX[3:0p控制系統(tǒng)監(jiān)視和控制需要的其它模擬信號的采樣。電源接口1305包括數(shù)字電源參考1305c(VDD)，模擬電源參考1305d(AVD)，數(shù)字地參考1305a(VSS)以及模擬地參考1305b(AVS)。數(shù)字電源和數(shù)字地參考信號(即，VDD和VSS參考)是全局信號。在該實(shí)施方案中，VDD是連接到中心數(shù)字電源的數(shù)字高電壓電源(3.3V±10%)。AVD是連接到中心模擬電源的模擬高電壓電源(3.3V±10%)。VSS禾口AVS分另lJ是連接到中心數(shù)字地參考的數(shù)字地參考和模擬地參考(OV)。1丄1部分，PWM定時信號發(fā)生器的第一個實(shí)施例圖3表示根據(jù)本發(fā)明的電源管理控制器。如圖3所示，環(huán)形振蕩器包括串行連接的反相器301-1到301-15。在本發(fā)明的實(shí)際的實(shí)施例中，環(huán)形振蕩器可以包括多個串行連接的反相器。例如，可以串行連接一千個反相器，結(jié)果是本發(fā)明控制器得到的占空比幾T為100%。然而，為了便于解釋，在該詳細(xì)描述中，將只說明15個反相器。每個反相器固有地具有延遲"△"，其是信號輸入反相器的輸入導(dǎo)線的吋間和每個反相器輸出導(dǎo)線上獲得的最后輸出信號的時I、RJ之間經(jīng)過的時間。該時1HI"△"是施加到包括在反相器中的組件的電壓的函數(shù)。通過改變用于反相器的組件上的電壓，可以改變與反相器關(guān)聯(lián)的實(shí)際延遲時間A。CMOS技術(shù)中典型的反相器將包括電壓源和參考電壓之間的與N溝道MOS設(shè)備連接的P溝道MOS設(shè)備系列，其中參考電壓通常是系統(tǒng)地。如果與反相器共同使用緩存器，可以使用額外4個晶體管，使每個反相器具有6個晶體管。與信號通過反相器的傳輸關(guān)聯(lián)的延遲是應(yīng)用到反相器的電壓的函數(shù)。用于反相器的電源電壓越高，信號從輸入端到輸出端的傳輸就越慢，且延遲A越大。在圖3的結(jié)構(gòu)中，能夠在32.768KHz振蕩的晶體302被導(dǎo)線303a和303b連接到反相放大器304。放大器304提供晶體兩端的電壓，以使晶體振蕩在32.768KHz頻率，從而使來白反相放大器304的輸出信號振蕩于晶體302的頻率。環(huán)形振蕩器的輸出信號被八分頻電路3058分頻，然后送到相位比較器306，相位比較器306還接收來自振蕩器302的輸出信號。因此環(huán)形振蕩器的控制頻率是262.144KHz，為晶體302正常頻率的8倍。環(huán)形振蕩器的正常工作頻率通常被選為大約262KHz。相位比較器306檢測環(huán)形振蕩器輸出信號8分頻的信號相位和晶體振蕩器302的信號相位間的相位差。相位比較器306將線路306a的輸出信號中的相位差提供給Vcc控制電路307，以修正環(huán)形振蕩器的輸出信號8分頻的頻率和與晶體振蕩器302的控制頻率32.768KHz之間的任何偏差。如果環(huán)形振蕩器頻率太低，那么驅(qū)動Vcc控制電路307，以在線路307a上為反相器301-15提供更高的電壓，從而減小與該反相器相關(guān)的延遲時間，并因此增加環(huán)形振蕩器的振蕩頻率?？蛇x地，如果環(huán)形振蕩器的工作頻率太高，那么Vcc控制電路307在輸出線路307a上提供低輸出電壓，從而增加通過反相器301-15的延遲時間，并因此減小與該反相器相關(guān)的電壓。相位選擇器308控制來自異或門309的輸出線路310上的脈沖寬度調(diào)制(PWM)輸出信號的寬度。連接到異或門309的兩個輸入線的每一個被相位選擇器308連接到與環(huán)形振蕩器中反相器30H的一個輸出線相關(guān)的接頭。偶數(shù)反相器301的輸出導(dǎo)線每次可以與一個異或門309的輸入導(dǎo)線309a相連。奇數(shù)反相器301的輸出導(dǎo)線每次可以與一個異或門309的輸入導(dǎo)線309b相連。根據(jù)異或門309的輸出線310上的PWM信號驅(qū)動的電源的要求，選擇連接到異或門309的輸入導(dǎo)線309a和30%的反相器301-1到301-15的特定輸出導(dǎo)線。無論異或門309的輸入是否不同，其將具有高輸出。每次高的邊沿或低的邊沿傳輸通過環(huán)形振蕩器，通過異或門連接的反相器時，這種情況都會發(fā)生。由于環(huán)形振蕩器的一個周期包括上升沿和下降沿，異或門309的輸出導(dǎo)線310檢測到的PWM信號頻率將是環(huán)形振蕩器頻率的兩倍。環(huán)形振蕩器(由反相器301-1到301-15組成)的正常頻率"f"由與每個反相器關(guān)聯(lián)的延遲吋間"△"給定。因此如果所有反相器具有相同的延遲，那么正常頻率f^l/(2nA)，其中n是反相器的個數(shù)，A是與每個反相器相關(guān)的延遲時間。因此頻率與反相器的個數(shù)成反比。環(huán)形振蕩器的周期由1/f給定。因此，如果反相器的個數(shù)等于1000，并且與每個反相器相關(guān)的延遲為10—9秒，那么頻率為500KHz，周期為2毫秒。系統(tǒng)能夠達(dá)到的不同脈沖寬度由反相器輸出線路上的接頭確定，這些接頭連接到異或門309的輸入導(dǎo)線309a和30%。l丄2部分，PWM定時發(fā)生器的第二個實(shí)施例圖4表示使用計(jì)數(shù)器和比較器以產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號的本發(fā)明的可選的實(shí)施例。5位的計(jì)數(shù)器41(如果需要，可以使用不同的位數(shù))從0到31計(jì)數(shù)，其由16.7772MHz的信號驅(qū)動。5位計(jì)數(shù)器41的瞬時計(jì)數(shù)值通過5位總線42發(fā)送到比較器43a和43b，每個比較器將計(jì)數(shù)值和存儲在其中的值比較。數(shù)字比較器43a將存儲由相位選擇總線44a上的信號確定的數(shù)值，且數(shù)字比較器43b將存儲由相位選擇總線44b上的信號確定的第二個數(shù)值。相位選擇總線44a和相位選擇總線44b上的信號被外部電路確定，其測量負(fù)載電容器上的電壓和進(jìn)入負(fù)載電容器的電流，并將該電壓和電流與參考值比較，以確定負(fù)載電容器必須充電到的程度。這可以由開關(guān)電源控制器1200實(shí)現(xiàn)，特別是使用采樣和保持電路1207、模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206以及調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204。下面詳細(xì)描述這些電路及其操作和系統(tǒng)的操作。數(shù)字比較器43a的輸出信號切換D觸發(fā)器45a，而數(shù)字比較器43b的輸出信號切換D觸發(fā)器45b。來自D觸發(fā)器45a的反轉(zhuǎn)輸出信號在導(dǎo)線47a上傳輸?shù)窖舆t線48a的輸入導(dǎo)線。延遲線具有由位4-0確定的長度，以相應(yīng)于驅(qū)動5位計(jì)數(shù)器為指定值使用的吋間，該指定值使數(shù)字比較器43a翻轉(zhuǎn)觸發(fā)器45a。延遲線的輸出信號在導(dǎo)線49a上傳輸?shù)疆惢蜷T49的一條輸入導(dǎo)線。5位計(jì)數(shù)器41在找到數(shù)字比較器43a中的匹配后繼續(xù)計(jì)數(shù)，直到在數(shù)字比較器43b中找到另一個匹配。數(shù)字比較器43b中計(jì)數(shù)的特定值由來fi下述相位選擇一紅色總線44b的位9-5設(shè)置。這種匹配導(dǎo)致輸入信號從數(shù)字比較器43b發(fā)送到D觸發(fā)器45b。然后D觸發(fā)器45b在導(dǎo)線47b上產(chǎn)生輸出信號，其被傳輸?shù)窖舆t線48b的輸入導(dǎo)線。然后，延遲線48b在導(dǎo)線49b上產(chǎn)生高電平輸出信號到異或門49。在延遲線48a的輸出信號為高和在延遲線48b的輸出信號為低的吋間期間，將由異或門49將在輸出導(dǎo)線49c上產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制的信號。然而，當(dāng)輸出導(dǎo)線49a和49b上的輸出信號電平相同時，異或門49將在輸出導(dǎo)線49c上生成低電平輸出信號。因此異或門49的輸出信號是相位調(diào)制的，分別相應(yīng)于相位選擇一綠色總線和相位選擇一紅色總線44a和44b上的信號。選擇16.7772MHz以驅(qū)動5位計(jì)數(shù)器41，使其每秒循環(huán)完整的計(jì)數(shù)524,287.5次。換句話說，圖4電路中導(dǎo)線49c上信號的輸出頻率是262,144KHz。圖5說明13個串行連接的反相器的波形。頂部曲線表示到第一個反相器的輸入信號。第二條曲線表示從第二個反相器輸出的信號。第三條曲線表示第四個反相器輸出的信號，而第五條、第六條、第七條和第八條曲線分別表示第六個、第八個、第十個和第十二個反相器的輸出信號。底部的曲線表示圖3或圖4所示電路的脈沖寬度調(diào)制的輸出信號。應(yīng)該注意，在該例中，輸出信號是由輸入到串行連接的反相器中的信號和從第十個反相器輸出的信號來控制的。應(yīng)該知道當(dāng)輸入到串行連接的反相器中的信號和第十個反相器輸出的信號幅度相同時，輸出信號斷開(off);當(dāng)該兩個信號幅度互補(bǔ)時，輸出信號接通。在K述的一個實(shí)施例中，其中PWM信號驅(qū)動DC/DC轉(zhuǎn)換器的主開關(guān)，當(dāng)如虛線所示開關(guān)接通時，輸出電流被采樣，當(dāng)如曲線左手部分的虛線所示開關(guān)斷開時，輸出電壓被采樣。脈沖寬度調(diào)制信號的輸出頻率是524,288Hz，而串行連接的反相器的信號的頻率變化是該頻率的一半，超過262,144Hz。l丄3部分，計(jì)數(shù)器+比較器方法的討論一_沒有延遲線一一該實(shí)施力'案中的最優(yōu)化技術(shù)數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器封裝1201可以具有各種實(shí)施方案，并包括實(shí)現(xiàn)其功能(例如，脈沖寬度調(diào)制)的各種類型的接口，正如這里描述的。例如，口J'以利用以下組件執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制1)具有倒相級和接頭的低頻數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)壓控振蕩器(VCO)(例如，如圖3所述)，2)具有與數(shù)字比較器結(jié)合的計(jì)數(shù)器的高頻DPLL，或3)與按內(nèi)容尋址存儲器(CAM)結(jié)合的DPLL以產(chǎn)生需要的脈沖寬度調(diào)制信號。圖36表示示例性脈沖寬度調(diào)制實(shí)施方案，其包括脈沖寬度發(fā)生器(PWG)2300.4和序列發(fā)生器2302.4，用于數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器1201。如這里所描述的，該示例性脈沖寬度調(diào)制實(shí)施方案旨在提出具有與數(shù)字比較器結(jié)合的高頻DPLL(即，上面列出的例2)，每個用丁被調(diào)節(jié)的電源的DPLL/計(jì)數(shù)器/比較器的組合。PWG2300.4從序列發(fā)生器2302.4接收10位觸發(fā)信號(TRG[9:0])禾口8位標(biāo)記信號TAG[7:0])，以及參考時鐘(FREF)和復(fù)位(RST)信號。PWG2300.4產(chǎn)生時鐘(PLOCK)信號、序列發(fā)生器時鐘(SCLK)信號、脈沖寬度調(diào)制(PWM[7:0])信號、以及時鐘(CLK[m:n])信號。序列發(fā)生器2302.4產(chǎn)生觸發(fā)信號(TRG[9:0])和標(biāo)記信號TAG[7:0])，并從例如調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的控制邏輯模塊接收全局復(fù)位RST信號和數(shù)據(jù)信號(DATA[p:O])。序列發(fā)生器2302.4還接收或提供控制信號(CNTL[q:O])。標(biāo)記信號允許不同的PWM信號輸出的開始和停止時間的發(fā)生在同一觸發(fā)值(即，時間)上。這允許在正常工作中，PWM開始和停止時間彼此移動(slidethrough)(即，彼此在時間上獨(dú)立變化)。作為序列控制的例子，觸發(fā)信號的值(n0,nl,n2,...,nl5)相應(yīng)于標(biāo)記信號的值(t0,tl,t2,…,t15)，其中1023>nl5〉..>n2>nl>nO》0(其中1023表示計(jì)數(shù)器從0到1023的持續(xù)時間)。如果tl相應(yīng)于PWM[3]信號的開始，t8相應(yīng)于于PWM[3]信號的結(jié)束，那么PWM[3]信號的脈沖寬度是PWM[3]二(n8-nl)t，其中is2ns。圖36A是圖36中脈沖寬度發(fā)生器2300.4的示例性實(shí)施方案。圖36A包括產(chǎn)生鎖定信號和輸出頻率(F0UT)的DPLL2304.4，該輸出頻率被提供給產(chǎn)生時鐘信號的分頻器計(jì)數(shù)器2308.4。時鐘信號的最高有效位被16除(通過除法器2306.4)，以向參考時鐘提供用于比較的反饋信號。分頻器計(jì)數(shù)器2308.4同時產(chǎn)生10位計(jì)數(shù)信號(CNT[9:0])，比較器2310.4將該計(jì)數(shù)信號與觸發(fā)信號比較，比較器的輸出通過觸發(fā)器2312.4作為PWM電路2314.4的吋鐘。PWM電路2314.4還接收標(biāo)記信號和產(chǎn)生PWM信號和序列發(fā)生器時鐘信號。電路2316.4說明PWM電路2314.4的示例性電路實(shí)現(xiàn)。圖36B是圖36的序列發(fā)生器2302.4的示例性實(shí)施方案。圖36B包括一系列寄存器2330.4(其被分別表示為2330.4a到2330.4p)和多路復(fù)用器2332.4(其被分別表示為2332.4a到2332.4n)，這些多路復(fù)用器由序列發(fā)生器時鐘信號(SCLK)提供時鐘，并產(chǎn)生觸發(fā)信號和標(biāo)記信號。寄存器2330.4和多路復(fù)用器2332.4被控制器2334.4控制，該控制器接收數(shù)據(jù)信號并且接收或提供控制信號?？刂破?334.4的操作可以由調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204或單獨(dú)的控制器來執(zhí)行，例如處理器或微控制器，以提供控制和數(shù)據(jù)程序邏輯。圖36C表小用于沒有不工作區(qū)域的PWM開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器的小例性反饋控制系統(tǒng)。例如，反饋控制系統(tǒng)監(jiān)視感興趣的電壓(voltageofinterest)(VM)并將其與目標(biāo)電壓(VT)比較，以產(chǎn)生由控制器2334.4使用的估計(jì)的PWM停止目標(biāo)(即，停止時間)。圖36C包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)2340.4、減法器2342.4、加法器2344.4以及寄存器2346.4。電壓(Vm)被ADC2340.4數(shù)字化，并被減法器2342.4從電壓(Vt或數(shù)字DVt)中減去，并由加法器2344.4累加寄存器2346.4的輸出。寄存器2346.4提供PWM停止目標(biāo)信號(PWMsT)。如果電壓(Vt)大于電壓(Vm)，那么PWM停止目標(biāo)信號被增加，直到電壓(Vt)小于電壓(Vm)，這導(dǎo)致PWM停止目標(biāo)信號(PWMsT)減小。一旦達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，控制回路將繼續(xù)增加和減小PWM停止目標(biāo)信號(PWMsT)，以最小化電壓(Vt)和電壓(Vm)之間的差異。該負(fù)反饋控制系統(tǒng)依賴于這種事實(shí)，即PWM停止目標(biāo)信號(PWMsT)的增加將導(dǎo)致電壓(Vm)的增加?？刂苹芈返乃矔r響應(yīng)很小，這是由于PWM停止目標(biāo)信號(PWMsT)的變化將僅是(例如)從周期到周期的一個單位(例如，±2ns)。圖36D表示用于沒有不工作區(qū)域的PWM開關(guān)電壓調(diào)節(jié)器的示例性反饋控制系統(tǒng)。例如，該反饋控制系統(tǒng)監(jiān)視感興趣的電壓(voltageofinterest)(VM)并將其與目標(biāo)電壓(VT)比較，以產(chǎn)生由控制器2334.4使用的佔(zhàn)計(jì)的PWM停止目標(biāo)(即，停止時間)。圖36D包括轉(zhuǎn)換器(ADC)2340.4、減法器2342.4、加法器2344.4、寄存器2346.4、比較器2348.4以及邏輯門電路(OR)2352.4。電壓(VM)被ADC2340.4數(shù)字化，并被減法器2342.4從電壓(Vt或數(shù)字DVt)中減去，其結(jié)果被比較器2348.4和2350.4與正和負(fù)的不工作區(qū)域目標(biāo)比較。將比較器2348.4和2350.4的輸出提供給邏輯門電路2352.4，其輸出和比較器2350.4的輸出被加法器2344.4與寄存器2346.4的輸出相加。寄存器2346.4提供PWM停止目標(biāo)信號(PWMst)。如果差值(即，電壓(VT)減去電壓(VM))小于正不工作區(qū)域目標(biāo)j'「大于負(fù)不工作區(qū)域目標(biāo)，則PWM停止目標(biāo)信號(PWMST)保持恒定。否則，PWM停止目標(biāo)信號(PWMST)根據(jù)需要來增加或減小。l丄4部分，使用CAM的PLL/RO的討論，在CAM實(shí)施方案中的最優(yōu)化技術(shù)圖7表小圖6中11個串連連接反相器的輸出波形。在圖6中，串連連接的反相器被表示為具有與每個反相器的輸出連接的旁路晶體管。與奇數(shù)反相器的輸出信號相連的旁路晶體管連接異或門63的輸入線63a，每個旁路晶體管被標(biāo)記為A、B、C、D、E和F的信號驅(qū)動。同樣地，與偶數(shù)反相器的輸出信號相連的旁路晶體管連接異或門63的輸入線63b，每個旁路晶體管被標(biāo)記為G、H、I、J和K的信號來驅(qū)動。來自異或門63的脈沖寬度調(diào)制輸出信號通過輸出導(dǎo)線63c傳輸?shù)教囟娐返呢?fù)載電容器，該特定電路由圖6所示的結(jié)構(gòu)供電。被導(dǎo)通的旁路晶體管的特定組合確定異或門63的導(dǎo)線63c上輸出的脈沖寬度調(diào)制信號的寬度。轉(zhuǎn)到圖7，可以看到從反相器1到11的波形圖。當(dāng)然，在圖6中反相器U的波形被反饋到反相器1的輸入導(dǎo)線。圖7和圖8表示從圖6中每個反相器1到11的輸出的信號的波形。圖7表示直接從每個反相器得到的這些反相器的輸出信號。圖8表示直接從反相器l、3、5、7、9和11的輸出導(dǎo)線得到的輸出信號，而曲線2、4、6、8和10表示反相器2、4、6、8和10輸出信號的補(bǔ)(complement)。圖9表示分別施加到異或門63的輸入線63a和63b的各種信號組合的脈沖寬度，異或門63輸出線63c上脈沖的寬度表示在標(biāo)記為脈沖寬度的列中。如圖9所示，只有一個來自各種反相器的輸出信號的組合需要產(chǎn)生5個可能的不同脈沖寬度，該組合使用直接來自于反相器的輸出而得到。因此，在異或門63的輸入線63a上使用旁路晶體管A通過的反相器l的輸出信號，和旁路晶體管G、H、I、J、或K通過的反相器2、4、6、8和10的輸出信號之--，可以得到脈沖寬度IO、8、6、4和2。因此，使用這些組合可以得到IO倍吋延、8倍時延、6倍時延、4倍時延、以及2倍時延的脈沖寬度。輸出信號的唯一艽它組合是使用來自反相器ll的輸出信號和來自反相器2、4、6、8和10的輸出倍號，也可以產(chǎn)生10倍時延、8倍時延、6倍時延、4倍時延、以及2倍時延的脈沖寬度。如果偶數(shù)反相器的輸出信號被反轉(zhuǎn)，那么通過組合反相器1的輸出信號與反相器2、4、6、8和i0的輸出信號的反轉(zhuǎn)信號可以得到1倍時延、3倍時延、5倍時延、7倍時延、以及9倍時延的脈沖寬度。此外該組脈沖寬度表示使用偶數(shù)反相器輸出信號的反轉(zhuǎn)和任何'個奇數(shù)反相器的輸出信號，可以得到的所有可能的脈沖寬度。數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器1201執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制的可選定實(shí)施方案包括與按內(nèi)容尋址寄存器(CAM)結(jié)合的DPLL，以產(chǎn)生需要的脈沖寬度調(diào)制信號(即，上述的例3)。數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器(DPC)1201是低功率常規(guī)混合信號宏(macro)。通常，DPC1201的輸入和輸出信號是數(shù)字化的，然而提供分離的模擬電源和模擬地信號，以供給用于頻率合成的內(nèi)部數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)電路。DPC1201合成參考時鐘(32.768KHZ)，以產(chǎn)生具有基于DPC幀的脈沖寬度的多種脈沖，其中該DPC幀開始于計(jì)數(shù)O，結(jié)束于最終計(jì)數(shù)1023，如圖37的時序圖所示。在一個實(shí)施方案中，DPLL產(chǎn)生時鐘頻率為524.288KHZ的幀，產(chǎn)生時間為1.907pSec的幀。最小的脈沖寬度由計(jì)數(shù)差值O表示(即，0%的占空比)，而最大的脈沖寬度由計(jì)數(shù)差值1024表示(即，100%的占空比)。脈沖的上升沿和下降沿具有數(shù)值1的最小分辨率，其相應(yīng)于1.863ns的實(shí)際時間差。該脈沖被用于控制為外部電源調(diào)節(jié)的在NFET驅(qū)動器模塊1202內(nèi)的芯片I/0輸出驅(qū)動器。該脈沖也被用于控制采樣和保持模塊(SHM)內(nèi)的芯片I/O輸入驅(qū)動器，用于模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣和保持電路使用在模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206內(nèi)發(fā)現(xiàn)的芯片上的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。DPC1201也產(chǎn)生其它芯片電路使用的其它輸出信號，例如用于調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的實(shí)時時鐘狀態(tài)和同歩脈沖，和用于時鐘發(fā)生和使能(CKGEN)宏1223的源時鐘。DPC1201產(chǎn)生如圖37所示的脈沖，其中一個DPC幀相應(yīng)于吋序圖中的1.907us。由DPC1201生成的每個脈沖(即，分別與PFET信號2402.4，SFET信號2404.4，SMPA信號2406.4，以及SMPB信號2408.4相關(guān)的PFET脈沖2410.4，SFET脈沖2412.4，SMPA脈沖2414.4，以及SMPB脈沖2416.4)被表示為一對10位Grey編碼的數(shù)字，其通過調(diào)節(jié)控制模塊(REG)的接口提供給DPC1201。Grey編碼的數(shù)字被指定為具有一對與每個脈沖關(guān)聯(lián)的原語的原語數(shù)字(primitivenumber)或簡單的原語。每一對中的第一個原語數(shù)字(即，圖37中的PFTS，SFTS，SPAS，以及SPBS)表示脈沖上升沿與計(jì)數(shù)值0的偏移，其可以為從計(jì)數(shù)0到1023的任意整數(shù)。每一對中的第二個原語數(shù)字(即，圖37中的PFTR，SFTR，SPAR，以及SPBR)表小脈沖下降沿與計(jì)數(shù)值0的偏移，其可以為從0到1023的任意整數(shù)。第一個原語數(shù)字(PFTS，SFTS，SPAS，以及SPBS)的信號參數(shù)末尾的字母"S"代表設(shè)置(SETUP)，第二個原語數(shù)字(PFTR，SFTR，SPAR，以及SPBR)的信號參數(shù)末尾的字母"R代表復(fù)位(RESET)。圖37時序圖的縱坐標(biāo)表示的PFET脈沖2410.4和SFET脈沖2412.4控制在NFET驅(qū)動器模塊1202中的初級和次級NFET驅(qū)動器，而SMPA脈沖2406.4和SMPB脈沖2416.4控制SHM1207中的輸入采樣和保持電路。圖中所示的脈沖可以被8個獨(dú)立的10位原語表示。8個獨(dú)立的原語被指定如下PFTS，PFTR，SFTS，SFTR，SPAS，SPAR，SPBS以及SPBR。這些原語數(shù)字(艮卩，PFTS，PFTR，SFTS，SFTR，SPAS，SPAR，SPBS以及SPBR)在特殊用途中存儲在DPC1201的雙端口按內(nèi)容尋址存儲器中，這些數(shù)字的標(biāo)號在下面的端口說明中詳細(xì)描述。圖37中的吋序圖表示為DPC1201控制的單個脈沖通道設(shè)置的原語數(shù)字，然而DPC1201能夠提供多個獨(dú)立的脈沖通道(例如，用于外部PWM-開關(guān)電源轉(zhuǎn)換的7個獨(dú)立的脈沖通道和第8個獨(dú)立輔助脈沖通道，其可以用于內(nèi)部或外部電路的同步)。如果DPC1201提供8個獨(dú)立的脈沖通道，那么用于PFET信號2402.4、SFET信號2404.4、SMPA信號2406.4、以及SMPB信號2408.4的總線代號可以用于將這些獨(dú)立的通道分別指定為PFET[7:0]信號2454.4、SFET[7:0]信號2452.4、SMPA[7:O]信號2450.4、以及SMPB[7:0]信號2448.4，如圖37A所示。PFET[7]、SFET[7]、SMPA[7]和SMPB[7]指的是輔助脈沖通道，而PFET[6:0]信號2454.4和SFET[6:0]信號2452.4指的是控制NFET驅(qū)動器模塊1202中的驅(qū)動器以導(dǎo)通和斷開用于電源調(diào)節(jié)的外部電源FET的脈沖。該SMPA[6:0]信號2450.4和SMPB[6:0]信號2448.4指的是控制SHM1207中輸入采樣和保持電路數(shù)字化外部模擬電壓的脈沖。應(yīng)該注意，圖37所示的時序圖說明在進(jìn)行PFET信號2402.4和SFET信號2404.4之間(即，原語數(shù)字PFTR和原語數(shù)字SFTS之間)的轉(zhuǎn)換算法之前的間斷(break)，有效的電源調(diào)節(jié)通常需要該間斷。用于該實(shí)施方案的DPC1201具有5個接口，與開關(guān)電源控制器1200的5個相應(yīng)的部分(即,IVS1209,CKGEN1223，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204，NFET驅(qū)動器模塊1202，以及SHM1207)通信。圖37A說明DPC1201的該示例性接口實(shí)施方案。與IVS1209的接口包括FREF信號2420.4。此外，與IVS1209的接口包括電源和地信號，其中包括VDD信號2464.4、AVD信號2466.4、VSS信號2442.4、以及AVS信號2444.4。數(shù)字電源和地、VDD信號2464.4(例如，3.3V)和VSS信號2442.4可分別被處理為全局信號，然而，模擬電源和地、AVD信號2466.4(例如，3.3V)和AVS信號2444.4分別通常不被處理為全局信號。FREF信號2420.4是提供給DPC1201中的DPLL的參考時鐘，并冃.分別具有頻率和占空比大約為32.768KHz和50%。在DPLL達(dá)到并保持鎖相狀態(tài)后，PLOCK信號2462.4是被置位(asserted)的信號(即，轉(zhuǎn)換為邏輯高或高狀態(tài))，并保持置位狀態(tài)(即，保持處于邏輯高狀態(tài))。否則，PLOCK不被置位(即，邏輯低或低狀態(tài))。AUX信號2446.4是輔助信號端口，其用于同步開關(guān)電源控制器1200外部的電路。與時鐘發(fā)生器和使能(CKGEN)1223的接口包括各種信號，包括CST[9:0]信號2458.4、PLLCK信號2460.4、以及PLOCK信號2462.4。CST[9:0]信號2458.4是10位Grey編碼的時鐘狀態(tài)總線，其提供時鐘和控制狀態(tài)以同歩DPC1201、調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204、以及CKGEN宏1223。在標(biāo)準(zhǔn)的.丁.作模式巾，將SSC信號2424.4設(shè)置為低電平，將FREF信號2420.4設(shè)置為32.768KHz，表1屮給出了用于CST[9:0]信號2458.4的示例性頻率。PLLCK信號2460.4是DPLL輸出時鐘，其具有分別為524.288KHz和50%的頻率和占空比，假設(shè)FREF信號2420.4的參考頻率為32.768KHz。用于CST[9:0]信號2458.4的最近兩個最高有效位的相同的頻率是產(chǎn)生這些頻率的10位Grey計(jì)數(shù)器的制造品(artifact)。MSB(最高有效位)和NMSB(下一個最高有效位)，(分別為CST[9:0]信號2458.4的CST[9]禾卩CST[8])彼此具有正交相位關(guān)系。<table>tableseeoriginaldocumentpage36</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage37</column></row><table>具有調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的接口包括各種信號，其包括是輸入總線的PDJ3UT[1:0〗信號2426.4、SET[28:0〗信號2438.4、RST[28:0]信號2440.4、ENBL[21:0]信號2436.4、DWI[19:0]信號2428.4、DRO〖19:0]信號2456.4、以及ADW[4:0]信號2430.4，以及是輸出總線的CST[9:0]信號2458.4。此外，該接口包括輸入信號WE2432.4、輸入信號RE2434.4、以及輸出信號PLOCK2462.4。具有調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的接口用于產(chǎn)生各種脈沖，例如PFET脈沖2410.4和SFET脈沖2412.4。該DWI[19:0〗信號2428.4、ADW[4:0]信號2430.4、DRO[19:0]信號2456.4、以及輸入信號WE2432.4和輸入信號RE2434.4傳輸數(shù)據(jù)和控制雙端IICAM的讀/寫端II，下面將進(jìn)一歩詳細(xì)描述。該CAM的讀端口位丁'DPC1201內(nèi)。更具體地，該P(yáng)DJ3UT[1:0]信號2426.4是2位總線，其控制DPC1201的工作模式。該工作模式被指定為標(biāo)準(zhǔn)模式、低功率模式和關(guān)機(jī)模式，如表2總結(jié)的。當(dāng)PD—OUT卩:0]信號2426.4設(shè)置為關(guān)機(jī)模式，DPLL被斷電，CAM處于待機(jī)模式，以及DPC1201中的其它數(shù)字模塊處于低功率狀態(tài)。當(dāng)PD—OUT[1:0]信號2426.4設(shè)置為低功率模式，DPLL被加電，并鎖相到其正常工作頻率(536,870.912KHz)，該DPLL輸出被16除，以產(chǎn)生CST[9:0]信號2458.4的最低有效位(即，CST最低有效位的頻率是33,554.432KHz)，該CAM處于待機(jī)模式，而DPC1201的剩余模塊處于低功率狀態(tài)。當(dāng)PD—OUT[1:0]信號2426.4被設(shè)置為標(biāo)準(zhǔn)模式時，DPLL正常地工作，該DPLL輸出被4除，以產(chǎn)生CST[9:0]信號2458.4的最低有效位(即，CST最低有效位的頻率是134,217.728KHz)，該CAM被加電并正常工作，而DPC模塊的其它部分也加電并正常工作。表2:示例性模式<table>tableseeoriginaldocumentpage38</column></row><table>SET[31:0]信號2438.4是32位控制總線，其用于獨(dú)立地設(shè)置DPC1201的每個輸出位。例如，當(dāng)SET[31:0]信號2438.4的SET[O]為高(HIGH)時，SMPA[7:0]信號2450.4的SMPA[O]被設(shè)置為高(HTGH)，且當(dāng)SET[31:0]信號2438.4的SET[1]為高(HIGH)時，該P(yáng)FET[7:0]信號2454.4的PFET[O]被設(shè)置為高(HIGH)。表3說明SET[31:0]信號2438.4、原語數(shù)字和DPC1201的輸出信號之間的示例性關(guān)系。表3<table>tableseeoriginaldocumentpage38</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage39</column></row><table>RST[31:0]信號2440.4是32位控制總線，其用于獨(dú)立地復(fù)位DPC1201的每個輸出位。例如，當(dāng)RST[31:0]信號2440.4RST為高(HIGH)，該SMPA[7:0]信號2450.4的SMPA[O]輸出被復(fù)位為低，而當(dāng)RST[31:0]信號2440.4的RST[1]為高(HIGH)，該P(yáng)FET[6:0]信號2454.4的PFET[O]輸出被復(fù)位為低LOW。表4說明RST[31:0]信號2440.4、原語數(shù)字和DPC1201的輸出信號之間的示例性關(guān)系。表4<table>tableseeoriginaldocumentpage39</column></row><table>RST同F(xiàn)TR[引FET[4]RST[20]~RST[23]SPAR[5],PFTR[5],SPBR[5],SFTR[5]SMPA[5],PFET[5],SMPB[5],SFET[5]RST[24]~RST[27]SPAR[6],PFTR[6],SPBR[6],SFTR問SMPA[6],PFET[6],SMPB[6],SFET[6]RST[28]~RST[31]SPAR[7],PFTR[7],SPBR[7],SFTR[7]SMPA[7],PFET[7〗,SMPB[7],SFET[7]ENBL[23:0]信號2436.4是24位CAM使能總線，用于獨(dú)立地使CAM與端口匹配。該ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL[3n]位使能SMPA[7:0]信號2450.4的SMPA[n]位和SMPB[7:0]信號2448.4的SMPB[n]位，以使CAM與輸出匹配，其中ns{0,1,2,…，7}。該ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL[3n+1〗位使能PFET[7:0]信號2454.4的PFET[n]位，以使CAM與輸出匹配，以及該ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL[3n+2]位使能SFET[7:0]信號2452.4的SFET[n]位，以使CAM與輸出匹配，其中ns{0,1,2,...，7}。表5給出了用于示例性實(shí)施方式的CAMENBL總線(即，ENBL[23:0]信號2436.4)和輸出。表5使能總線位DPC宏輸出ENBL[O]SMPA[O],SMPB[O]ENBL[l]PFET[OJENBL[2]SFET[OJENBL[3]SMPA[l]，SMPB[l]PFET[l]ENBL[5]SFET[l]ENBL問SMPA[2],SMPB[2]ENBL[7]PFET[2]ENBL[8]SFET[2]40<table>tableseeoriginaldocumentpage41</column></row><table>ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL位為有效的高電平(HIGH)。為使特定的CAM與端口匹配，相應(yīng)的使能位被設(shè)置為高(HIGH)。該ENBL[23:0]信號2436.4僅影響CAM的讀端口，可以通過讀/寫端口從CAM讀出和向CAM寫入原語數(shù)字，如下面的進(jìn)一歩詳細(xì)描述。該特點(diǎn)允許CAM安全地更新，而不會在CAM更新期間導(dǎo)致不當(dāng)?shù)钠ヅ?。此外，該ENBL[23:0]信號2436.4允許脈沖在CAM的正常工作中跳轉(zhuǎn)。DWI[19:0]信號2428.4是用于讀/寫CAM端口的20位的寫數(shù)據(jù)總線，其用丁向CAM寫入Grey編碼信息。向CAM寫入的DWI[19:0]信號2428.4被ADW地址總線(即，ADW[4:0]信號2430.4)禾PWE信號2432.4控制。該DWI[19:0]信號2428.4的DWI[9:0]位被分配給CAM的存儲單元(bank)0，DWI[19:0]信號2428.4的DWI[19:10]位被分配給CAM存儲單元1。ADW[4:0]信號2430.4是5位地址總線，被用于在CAM中尋址用于讀出和寫入的單個(20位)字。為了便于實(shí)現(xiàn)和根據(jù)一個實(shí)施例，CAM被分為兩個存儲單元，如表6所示。該ADW[4:0]信號2430.4同時在每個CAM存儲單元中尋址22個字中的一個10位字。例如，ADW[4:0]信號2430.4的ADW[O]相應(yīng)于CAM存儲單元0中的原語SPBS[O]和CAM存儲單元1中的原語SPBS[O]。表6<table>tableseeoriginaldocumentpage42</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage43</column></row><table>多個DRO[19:0]信號2456.4是20位的讀數(shù)據(jù)總線，用于讀/寫CAM端口，并用于從CAM讀取Grey編碼字。從CAM中讀取的DRO[19:0]信號2456.4被ADW地址總線(即，ADW[4:0]信號2430.4)和RE信號2434.4控制。該DRO[19:0]信號2456.4的DRO[9:0]位被分配給CAM存儲單元0，而DRO[19:0]信號2456.4的DRO[19:10]位被分配給CAM存儲申.元1。PFET[6:0]信號2454.4是7位總線，其向NFET驅(qū)動器模塊1202提供初級電源FET脈沖(即，諸如PFET脈沖2410.4的脈沖)。該SFET[6:0]信號2452.4是7位總線，其向NFET驅(qū)動器模塊1202提供次級電源FET脈沖(即，諸如SFET脈沖2412.4的脈沖)。WE信號2432.4是用于讀/寫CAM端口的寫使能控制信號。當(dāng)WE信號2432.4切換為高時，.0位的字被寫入CAM每個存儲單元的ADW[4:0]信號2430.4指定的地址。RE信號2434.4是用于讀/寫CAM端ll的讀使能控制信號。當(dāng)RE信號2434.4切換為髙時，將10位字從CAM每個存儲舉元的ADW[4:0]信號2430.4指定的地址中讀出。用于NFET驅(qū)動器模塊1202的接口包括各種信號，其包括PFET[6:0]信號2454.4和SFET[6:0]信號2452.4。如h所述，單個PFET(初級FET)和SFET(次級FET)脈沖通道示于上面的時序圖(圖37)。用于SHM1207的接口包括各種信號，其包括SMPA[6:0]信號2450.4和SMPB[6:0]信號2448.4。該接口被用于由模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206對數(shù)字轉(zhuǎn)換控制模擬電壓的采樣和保持。如上所述，根據(jù)一個實(shí)施例，采樣脈沖SMPA(例如，SMPA脈沖2414.4)和SMPB(例如，SMPB脈沖2416.4)獨(dú)立丁PFET(初級FET)和SFET(次級FET)脈沖。SMPA[6:0]信號2450.4或SMPB[6:0]信號2448.4中的任一個可以被用于為模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206控制SHM1207中的模擬電壓的采樣(和保持)。圖37A所示表8中描述的剩余的信號包括旁路信號2422.4和SSC信號2424.4。旁路信號2422.4是用于旁路DPLL的測試控制信號。當(dāng)旁路信號2422.4被保持為高時，F(xiàn)REF信號2420.4旁路DPLL，但是當(dāng)旁路信號2422.4保持為低時，F(xiàn)REF信號2420.4被用于頻率合成。SSC信號2424.4是用于激活擴(kuò)頻同步(clocking)的控制信號。當(dāng)SSC信號2424.4高時，激活擴(kuò)頻同步(clocking);否則擴(kuò)頻同步被禁止。在DPC1201中執(zhí)行的擴(kuò)頻同步方案既可以是向上頻率擴(kuò)展，也可以是向下頻率擴(kuò)展，其中DPC幀頻率(例如沒有擴(kuò)頻同步的524.288KHz)與其基本頻率偏離約0.5%，調(diào)制周期約為22us。表8:示例性接口信號的描述總表端口名稱類型描述源目的FREF輸入32.768khz參考時鐘IVS1209BYPASS輸入?yún)⒖紩r鐘旁路控制REG1204SSC輸入擴(kuò)頻時鐘控制REG1204PLOCK輸出DPLL時鐘，有效HIGHCKGEN1223PD—OUT[1:0輸入電源管理控制總線REG1204PLLCK輸出DPLL輸出時鐘CKGEN]223CST[9:0]輸出計(jì)數(shù)時間狀態(tài)總線CKGEN122344<table>tableseeoriginaldocumentpage45</column></row><table>CAM模塊2486.4包括改進(jìn)的CAM，用于產(chǎn)生PFET[6:0]信號2454.4、SFET[6:0]信號2452.4、SMPA[6:0]信號2450.4、SMPB[6:0]信號2448.4、以及AUX信號2446.4。圖37C說明用于CAM模塊2486.4的一個示例性實(shí)施方案。例如，CAM模塊2486.4存儲64個字(即，上面所述的原語)，每個字為10位，CAM模塊2486.4的地址讀端口2502.4(標(biāo)記為ADR[63:0])不被編碼。地址讀端口2502.4提供64個地址信號，共同標(biāo)記為ADR[63:0]信號2508.4。ADR[63:0]信號2508.4的偶數(shù)位(ADR[O]，ADR[2]，…，ADR[62])與CAM存儲單元1關(guān)聯(lián)，如前所述(例如，關(guān)于ADW[4:0]信號2430.4)。ADR[63:0]信號2508.4通過控制邏輯2506.4與32RS鎖存器2504.4連接，該鎖存器由RS鎖存器2504.4(圖37C)表示，代表性地表示在圖37C中。圖37D表示控制邏輯2506.4和RS鎖存器2504.4在CAM模塊2486.4的輸出與單脈沖通道關(guān)聯(lián)的更詳細(xì)的示例性實(shí)施方案。DPLL2480.4(圖37B)被表示為利用擴(kuò)頻分頻器2482.4連接到Grey計(jì)數(shù)器2484.4(例如，自由振蕩的IO位Grey計(jì)數(shù)器)，而擴(kuò)頻分頻器2482.4位于DPLL2480.4和Grey計(jì)數(shù)器2484.4之間。如上所述，當(dāng)SSC信號2424.4被使能，擴(kuò)頻器分配器2482.4通過使用頻率變化的均勻的脈沖壓制(umformpulseswallowing)技術(shù)產(chǎn)生擴(kuò)頻同歩。下面描述擴(kuò)頻工作模式。此外，擴(kuò)頻分頻器2482.4為標(biāo)準(zhǔn)模式和低功率模式之間的切換提供各種分頻比率，如上面對PDJ3UT[1:0]信號2426.4的描述。擴(kuò)頻分頻器2482.4提供的額外的分頻減小了Grey計(jì)數(shù)器2484.4在低功率模式中引出的電流。例如，與二進(jìn)制計(jì)數(shù)器相比，Grey計(jì)數(shù)器2484.4為CAM模塊2486.4產(chǎn)生無誤操作的讀取操作。圖37B所示的實(shí)施方案的DPC1201的工作的例子從DPLL2480.4開始，該DPLL2480.4使Grey計(jì)數(shù)器2484.4遞增(即，通過擴(kuò)頻分頻器2482.4)，以為CAM模塊2486.4產(chǎn)生DRI信號2488.4識別的讀出數(shù)據(jù)。如果DRI信號2488.4的讀出數(shù)據(jù)在CAM模塊2486.4產(chǎn)生CAM匹酉己，則CAM模塊2486.4的CAM輸出讀地址線(即，ADR[63:0]信號2508.4)變?yōu)橛行?，其置位或?fù)位32RS鎖存器(即，RS鎖存器2504.4)的一個或多個以產(chǎn)生PFET[7:0]信號2454.4、SFET[7:0]信號2452.4、SMPA[7:0]信號2450.4和SMPB[7:0]信號46上的輸出脈沖。該32RS鎖存器(由RS鎖存器2504.4表示)被組織為8個脈沖通道。脈沖通道中的4個脈沖如前所述完全獨(dú)立，而8個獨(dú)立的原語數(shù)字(一組8個數(shù)字用于每個脈沖通道)被進(jìn)行Grey編碼和寫入調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中CAM模塊2486.4的CAM中的指定位置。上面參考ADW[4:0]信號2430.4給出了原語數(shù)字的地址位置。在圖37D中詳細(xì)表示了CAM模塊2486.4與一個脈沖通道(例如，PFET[n]信號2512.4，SFET[n]信號2516.4，SMPA[n]信號2510.4，以及SMPB[n]信號2514.4給出的，其中ns{0,1,2,...,7})關(guān)聯(lián)的邏輯電路。來自ADR[63:0]信號2508.4的8條獨(dú)立的CAMADR線(例如，ADR[8n]，ADR[8n+l]，ADR[8n+2]，ADR[8n+3]，ADR[8n+4]，ADR[8n+5]，ADR[8n+6]，ADR[8n+7])被表示為控制RS鎖存器2504.4的4個RS鎖存器(分別表示為RS鎖存器2504.4(1)到2504.4(4))。ENBL[23:0]信號2436.4的控制電路，分別被表示為控制邏輯2506.4的使能控制邏輯2506.4(1)，在圖37D中詳細(xì)描述。ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL[3n+l]信號和ENBL[3n+2]信號控制RS鎖存器2504.4(2)和2504.4(4)分別用于PFET[n]信號2512.4和SFET[n]信號2516.4，而ENBL[23:0]信號2436.4的ENBL[3n]信號分別控制RS鎖存器2504.4(1)和2504.4(3)用于SMPA[n]信號2510.4禾nSMPB[n]信號2514.4。上述表5提供了關(guān)于ENBL[23:0]信號2436.4的附加的詳細(xì)資料。用于SET[31:0]信號2438.4和RST[31:0]信號2440.4的控制電路分別被表示為控制邏輯2506.4的置位/復(fù)位控制邏輯2506.4(2)，其也在圖37D中詳細(xì)表示。該SET[31:0]信號2438.4和RST[31:0]信號2440.4允許RS鎖存器2504.4的直接控制(例如，在CAM模塊2486.4的輸出端對RS鎖存器2504.4(1)到2504.4(4))。在低功率模式中，該接口通過調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204屮的邏輯電路結(jié)合ENBL[23:0]信號2436.4使用，以產(chǎn)生該模式工作需要的ADC采樣和電源調(diào)節(jié)脈沖。使用這些控制信號，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204能夠直接控制RS鎖存器2504.4，以避免危險情況(例如，防止每個鎖存器的置位(S)和復(fù)位(R)輸入同時有效)。如圖37C所小，CAM2494.4是雙端口存儲器設(shè)備，具有一個'虔/寫端口2496.4(與DWI[19:0]信號2428.4，ADW[4:0]信號2430.4，WE信號2432.4，RE信號2434.4，以及DRO[19:0]信號2456.4關(guān)聯(lián))和一個讀端口2498.4(與DRI信號2488.4和ADR[63:0]信號2508.4關(guān)聯(lián))。相同的原語數(shù)字可以被寫入CAM2494.4中的兩個或多個地址位置，當(dāng)匹配的數(shù)據(jù)被Grey計(jì)數(shù)器2484.4提供給CAM2494.4的讀端口2498.4(通過DRI信號2488.4)其將導(dǎo)致ADR[63:0]信號2508.4(即，CAM讀地址線)上的多個匹配。該多個匹配允許兩個或多個輸出邊緣重合。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204同步到CAM2494.4的寫入，以避免在各種脈沖通道上產(chǎn)生不當(dāng)?shù)牡皖l干擾。當(dāng)關(guān)鍵的獨(dú)立脈沖邊緣(即，主邊緣)從DPC1201的一個DPC幀變換到下一個時，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204重新計(jì)算從屬的脈沖邊緣(即，從屬邊緣)并相應(yīng)地更新CAM2494.4。主邊緣相應(yīng)于原語PFTS[n]、PFTR[n]、SFTS[n]和SFTR[n]，其中n￡{0,1,…，7}。所有其它邊緣或者為從屬邊緣，或者為輔助邊緣。如果主邊緣從其在DPC1201的當(dāng)前DPC幀的位置移到下一個幀中的不同位置，與指定主邊緣有關(guān)的從屬邊緣被重新計(jì)算，并被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)U04寫入到CAM2494.4，以用在下一個幀中。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供有效地沒有故障地執(zhí)行這些任務(wù)所需要的計(jì)算、Grey編碼和CAM寫入調(diào)整。根據(jù)主邊緣信息計(jì)算從屬邊緣必需的信息被包含在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中，而該信息通常不從DPC1201的.'個DPC幀變換到下.個。例如，為每個通道計(jì)算原語數(shù)據(jù)SPAS和SPBS邊緣所必需的從屬邊緣信息BJ以作為單個10位的二進(jìn)制常數(shù)(或脈沖寬度)提供，如果原語PFTS值改變，其被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204用于計(jì)算和Grey編碼新的原語SPAS值，或者如果給定的PFTR值變化，其被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204用于計(jì)算和Grey編碼新的原語SPBS值。由調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供的主邊緣信息可以從DPC1201的一個DPC幀變換到下一個。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供該信息作為10位Grey編碼數(shù)字對，其包括從DPC1201幀初始計(jì)數(shù)值0的兩個偏移。-.個偏移相應(yīng)丁在CAM模塊2486.4輸出端的RS鎖存器(即，RS鎖存器2504.4)之一的SET輸入，而另一個偏移相應(yīng)于RS鎖存器的RESET輸入。如上所述，CAM2494.4的讀端口2498.4(與DRI信號2488.4關(guān)聯(lián))掩48埋在DPC1201中，如圖37B和圖37C所示。ENBL[23:0]信號2436.4只影響CAM2494.4的讀端口，并且用于上述的多項(xiàng)功能。如果ENBL[23:0]信號2436.4的指定ENBL總線位保持為低，例如ENBL[O]位，則相應(yīng)丁ENBL[O]位的讀地址部分被禁止，并且相應(yīng)的禁止部分(例如，原語數(shù)據(jù)SPAS[O]，SPAR[O]，SPBS[O]，SPBR[O])出現(xiàn)的任何數(shù)據(jù)匹配將不會產(chǎn)生匹配。然而，如果相同的數(shù)據(jù)出現(xiàn)在CAM2494.4地另一個讀地址部分，該部分沒有被禁止，則將會產(chǎn)生匹配。因?yàn)镋NBL[23:0]信號2436.4只影響CAM2494.4的讀端口，而讀/寫端口2496.4不被影響。因此，通過讀/寫端口2496.4的到CAM2494.4的讀出和寫入可以不受阻礙的進(jìn)行。這種能力可以與PFET[7:0]信號2454.4或SFET[7:0]信號2452.4.同使用，以安全地更新CAM2494.4中的原語數(shù)字和避免脈沖干擾的不當(dāng)?shù)漠a(chǎn)生。一個可能的更新序列被顯示在圖37E的時序圖中用于更新CAM2494.4的原語SETR[O]。CAM2494.4的原語SFTR[O]更新開始于SFET[7:0]信號2452.4的SFET[O]位的上升沿。在SFET[O]位的上升沿，已經(jīng)產(chǎn)生了SFTS[O]的原語匹配。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204檢測SFET[O]位的上升沿，并且在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204—個時鐘周期后，通過將ENBL[2]信號設(shè)置為低而使CAM2494.4屮需要的CAM部分無效。應(yīng)該知道這不會產(chǎn)生關(guān)于PFET[7:0]信號2454.4的PFET[7:0]脈沖的問題，因?yàn)橐呀?jīng)出現(xiàn)了該脈沖的上升沿和下降沿。在CAM2494.4的CAM部分被無效后，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204通過切換WE信號2432.4為高，使CAM寫有效。因?yàn)锳DW[4:0]信號2430.4(即，讀/寫地址端口ADW)已經(jīng)被設(shè)置為地址位置2，其相應(yīng)于表6中所示的原語SFTR[O]，將用于SFTR[O]的新的原語寫入到CAM2494.4的CAM地址位置2。然后，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204通過將ENBL[2]位設(shè)置為高，使該部分重新有效，當(dāng)CAM匹配如SFET[O]脈沖的下降沿所示發(fā)生時，SFET[7:0]信號2452.4的SFET[O]脈沖的新的下降沿發(fā)生在新的SFTR[O]原語值。改變一些原語具有比圖37E給出的例子更多的對丁其它原語的影響。因?yàn)檫@里討論的相關(guān)性，如果原語PFTR被改變，則原語SPBS、SFTS、以及SFTR可能需要被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204重新計(jì)算、進(jìn)行Grey編碼和更新到CAM2494.4。作為另一個例子，如果原語PFTS被改變，則所有的原語SPAS、SPBS、PFTR、SFTS以及SFTR可能需要被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204重新計(jì)算、進(jìn)行Grey編碼和更新到CAM2494.4。因?yàn)镃AM2494.4讀取周期時間的最壞的情況是(例如)7.5ns，在前面句子描述的更新可以在22.5ns(即，7.5ns的3倍)內(nèi)完成。更新CAM2494.4中的全部64個字將需要大約240ns。作為一個例子，在圖37中，提出了在進(jìn)行PFET信號2402.4和SFET信號2404.4之間的轉(zhuǎn)換算法之前的停頓(break)。如果PFET信號2402.4和SFET信號2404.4之間的停頓時間總是大于30ns，更新脈沖通道必需的所有原語(8個數(shù)字)能在該時期中被寫入到CAM2494.4。l丄5部分，用于最優(yōu)化備用電源和小片尺寸的PLL/RO，DLL和計(jì)數(shù)器的組合和排列的討論。圖38表示電路2600.4，其是Grey計(jì)數(shù)器2484.4(圖37B)的示例性實(shí)施方案。電路2600.4表示10位Grey計(jì)數(shù)器，但是基于這里討論的技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)為任何位數(shù)。而且，利用下面討論的電路技術(shù)(例如，參考圖38B到圖38F)，電路2600.4可以實(shí)現(xiàn)為低功率電路。電路2600.4包括多個觸發(fā)器2602.4，這些觸發(fā)器分別表示為與多個與(AND)門2604.4和多個異或(XOR)門2606.4—起的觸發(fā)器2602.4(1)到2602.4(10)。電路2600.4產(chǎn)生10位Grey計(jì)數(shù)(即，圖38中位C0到C9)，這些計(jì)數(shù)被提供給CAM模塊2486.4(圖37B)。圖38A表示電路2610.4，其是Grey計(jì)數(shù)器2484.4的另一個示例性實(shí)施方案。電路2610.4類似于電路2600.4，但是使用與非門(NAND)2612.4和或非門(NOR)2614.4，而不是與門(AND)2604.4。如圖38和圖38A所示，觸發(fā)器2602.4(1)接收時鐘(CLK)信號2603.4，而觸發(fā)器2602.4(2)到2602.4(10)接收時鐘信號(CLK橫(CLKbar)2605.4，該信號為時鐘信號2603.4的補(bǔ)。使用下圖中討論的低功率電路技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)電路2600.4和2610.4。圖38B和圖38C說明通過使用更少電路元件可能比傳統(tǒng)觸發(fā)電路需耍更少電源的電路實(shí)施方案。圖38B表小圖38或圖38A中觸發(fā)器2602.4(1)的示例性實(shí)施方案。圖38B包括晶體管2620.4和2624.4(即，分別為p型和n50型晶體管)和反相器2622.4、2626.4以及2628.4。晶體管2620.4接收D輸入信號2630.4，而晶體管2620.4和2624.4接收時鐘(CLK)信號2632.4，反相器2626.4和2628.4分別提供Q信號2634.4和QN(Q非或Q橫)信號2636.4。以類似的方式，圖38C表示圖38或圖38A中觸發(fā)器2602.4(2)到2602.4(10)的示例性實(shí)施方案。圖38C包括晶體管2640.4和2642.4(即，分別為p型和n型晶體管)和反相器2644.4、2646.4以及2648.4。晶體管2640.4接收D輸入信號2650.4，而晶體管2640.4和2642.4接收時鐘(CLK橫)信號2652.4，反相器2646.4和2648.4分別提供Q信號2654.4和QN(Q非)信號2656.4。圖38D表示用于異或(XOR)邏輯門(例如圖38和圖38A的異或門2606.4或圖38D所示的異或門2717.4)的示例性電路實(shí)施方案，其比傳統(tǒng)的異或門需要更少的電源。圖38D包括反相器2700.4、2702.4和晶體管2704.4和2706.4，如圖所示，輸入信號(A)2708.4和輸入(B)2710.4被分別提供給晶體管2704.4和2706.4，而反相器2702.4根據(jù)等式Z""+I^提供輸出信號(Z)2712.4。同樣地，圖38E表示用于異或(XNOR)邏輯門2720.4的示例性電路實(shí)施方案，其可能比傳統(tǒng)的異或門需要更少的電源。圖38E包括反相器2722.4和2724.4和晶體管2726.4和2728.4。如圖所示，輸入信號(A)2730.4和輸入信號(B)2732.4被分別提供給晶體管2726.4和2728.4，目.反相器2724.4根據(jù)等式Z二A^+Z"提供輸出信號(Z)2734.4。另外，圖38F表示用于倒置多路復(fù)用器2740.4的示例性電路實(shí)施方案，其包括晶體管2742.4和2744.4和反相器2746.4。倒置多路復(fù)用器2740.4接收輸入信號(A)2748.4、(B)2750.4，以及(C)2752.4，并根據(jù)等式Z二OW+eT^提供輸出信號(Z)2754.4。圖38G表示用于—.進(jìn)制到Grey碼轉(zhuǎn)換(BGC)2770.4和Grey碼到進(jìn)制轉(zhuǎn)換(GBC)2780.4的示例性電路實(shí)施方案。BGC2770.4表示利用異或門2772.4從二進(jìn)制到Grey碼的4位轉(zhuǎn)換，而GBC2780.4農(nóng)示利用異或門2772.4從Grey碼到二進(jìn)制的4位轉(zhuǎn)換。異或門2772.4可以如關(guān)丁圖38D的上述討論實(shí)現(xiàn)，以最小化使用的電源量。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，用于執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制的另一個可選的實(shí)施方案包括低頻數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)，具有反相器級和抽頭(taps)的壓控振蕩器(VCO)(即，上面列出的例l)。圖38H說明根據(jù)該實(shí)施例的示例性實(shí)施方案，其包括相頻檢波器(PFD和相位檢波器)2802.4和分頻器2810.4。PFD2802.4接收線路2814.4上的參考頻率(例如，32KHz)和來自分頻器2810.4的線路2812.4上的反饋信號，并確定是否向充電泵2804.4提供加壓(pumpup)和抽氣(pumpdown)信號。充電泵2804.4根據(jù)加壓(pumpup)和抽氣(pumpdown)信號向環(huán)路濾波器2806.4和VCO2808.4提供信號。VCO2808.4包括具有反相器級和抽頭的環(huán)形振蕩器，如上面相對于圖3類似討論的，因此不會重復(fù)描述。來自VCO2808.4的輸出信號被分頻器2810.4接收，其將輸出信號的頻率分為希望的頻率以作為反饋信號提供。用于執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制的另一個可選的實(shí)施方案可以被看作高頻DPLL的混合電路，其具有與數(shù)字比較器(即，上面列出的例2)組合的計(jì)數(shù)器，以及與可按內(nèi)容尋址存儲器(即，上面列出的例2)組合的DPLL，以產(chǎn)生需要的脈沖寬度調(diào)制信號。更特別地，閣381說明幫助生成脈沖寬度調(diào)制信號的電路2900.4。電路2900.4包括解碼器2902.4，其控制邏輯門2904.4以寫入具有地址線(ADR)和數(shù)據(jù)線(Dl)的存儲器2906.4(例如，隨機(jī)存儲器)。存儲器2906.4存儲確定希望的脈沖寬度調(diào)制信號的開始和停止時間的數(shù)據(jù)。存儲器2906.4在控制器2924.4的控制下(通過讀地址(RA))通過多路復(fù)用器2908.4向多路復(fù)用器2912.4、異或(XOR)門2910.4以及多路復(fù)用器2918.4提供數(shù)據(jù)(在D0端口)。在控制器2924.4的指示下，異或門2910.4、多路復(fù)用器2912.4和2918.4、寄存器2914.4和2920.4以及加法器/減法器2916.4確定提供給比較器2922.4以與參考計(jì)數(shù)2926.4比較的數(shù)據(jù)。類似于圖36A中的比較器2310.4，比較器2922.4向脈沖寬度調(diào)制電路(即，如圖36A所述的PWM電路2314.4)提供輸出信號。因此，通過使用存儲器和比較器，能夠產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制信號。l丄6部分，同歩驅(qū)動的相位偏移調(diào)整的討論，以最優(yōu)化傳導(dǎo)損失比空載時間(deadtime)。開關(guān)電源中的一種效率優(yōu)化是試圖最小化肖特基二極管耗散的電源，具體地，該肖特基二極管或者在下級晶體管(圖46中電路1301.2中的QB》的兩端插入電路，或者眾所周知處于FET內(nèi)部。在圖46中，肖特基二極管由參考字符Sl表示，晶體管QB!被插入在S端和地之間，并且在一些情況下導(dǎo)通，以減小二極管S1上的壓降，因此基本地減小該二極管耗散的電源。當(dāng)然，任何這種電源耗散將不被傳遞到負(fù)載，因此是無效電源。我們具有的挑戰(zhàn)是最小化二極管Sl的導(dǎo)通時間量。人們希望二極管Sl僅導(dǎo)通很短的時間量，然而，如果到QB^卩Q1^的開關(guān)信號在時間上十分接近，由于接通和斷開所需要的延時，可能兩個晶體管同時導(dǎo)通，這不僅將是巨大的功率損失，而且由于無限的電流直接從輸入電源通過QTi到QB!流到地端，可能導(dǎo)致災(zāi)難性的電路故障。因此最優(yōu)化方案是移動QB!的門信號最可能地接近QTi的門信號，而不導(dǎo)致導(dǎo)通上的重迭。圖39說明圖46中S端預(yù)期的電壓，用于圖中其上的開關(guān)時序圖。應(yīng)該理解當(dāng)?shù)絈Ti的門驅(qū)動被關(guān)掉時，S端的電壓降低，并降到其被肖特基二極管截止的位置，接著在后續(xù)時間內(nèi)，QB!導(dǎo)通，使電壓重新拉回到供電源軌跡(powererail)。該過程在脈沖的另一端以相反的順序進(jìn)行，其中QB!的門關(guān)斷。電流重新被允許流入二極管S1，而S端的電壓下降到低于地，其導(dǎo)致多余的電源耗散直到Ql被導(dǎo)通，并且S端的電壓向上轉(zhuǎn)換到正供電軌跡，且該周期蓬:復(fù)。在現(xiàn)有技術(shù)解決方案中，必須在該兩個門信號的時序之間構(gòu)造防擴(kuò)帶。該防護(hù)帶必須足夠長，以適應(yīng)可能用于該應(yīng)用的最慢的晶體管。在本發(fā)明中，在一個實(shí)施例中，我們使用電源設(shè)計(jì)者提供的數(shù)據(jù)，該電源被開關(guān)電源控制器1200調(diào)節(jié)，并將數(shù)據(jù)編程進(jìn)入開關(guān)電源控制器1200的內(nèi)部存儲器，說明外部晶體管的特性。因此，不需要固定的防護(hù)帶和時間。在第一個實(shí)施例中，我們根據(jù)各個設(shè)備公布的數(shù)據(jù)使用可以使用的最小數(shù)字，并將相位偏移值存入REGhw。在本發(fā)明的另一個實(shí)施例中，我們對其進(jìn)行進(jìn)一步動態(tài)優(yōu)化。遵守給定輸出級的功效可以實(shí)現(xiàn)這一目的。例如，我們知道對于降壓電源，輸出電壓等于占空比乘以輸入電源。實(shí)際輸出電壓與計(jì)算的輸出電壓的任何偏離將是由于電感器、電阻器、電容器以及晶體管本身的寄生效應(yīng)。因此，仔細(xì)地，可能在多個周期中以低速率調(diào)諧QB，和QT^之間的時序直到該功率峰值開始降低。當(dāng)晶體管重迭時，功率將快速降低，但是這允許根據(jù)電路中被調(diào)節(jié)的實(shí)際設(shè)備動態(tài)調(diào)整晶體管門驅(qū)動信號的時序。開關(guān)電源控制器1200可能根據(jù)電路基礎(chǔ)在電路上具有多個防護(hù)帶，這是因?yàn)檫@些晶體管的開關(guān)時間也在某些程度上依賴于它們提供的負(fù)載電流和它們的工作溫度。在QT!斷開和QB!導(dǎo)通的時間之間的相位偏移的需要數(shù)量和在QB!斷幵和QL導(dǎo)通之間的相位偏移可以不同。因此，可以對兩個晶體管進(jìn)行細(xì)微的調(diào)整。控制器可以從位于內(nèi)部電源1209中的Kelvin溫度傳感器得到溫度數(shù)據(jù)。在上述的第一個實(shí)施例中，向控制器提供用于晶體管的上升和下降時間參數(shù)，可以實(shí)現(xiàn)對現(xiàn)有技術(shù)最差情況容許方案的重大改進(jìn)，該方案不考慮使用的時間晶體管的規(guī)格。在第二個實(shí)施例中，通過動態(tài)調(diào)整使用的設(shè)備可以進(jìn)一步改進(jìn)功效，并因此實(shí)現(xiàn)對于給定的一組品體管和分離的輸出組件的可能最高的效率。1丄7部分，同步采樣多個輸出采樣和保持模塊(SHM)1207采樣各種電壓和電流并保持它們，直到模數(shù)轉(zhuǎn)換器準(zhǔn)備接收它們。如這里指出的，將在控制環(huán)路使用的模擬輸入信號由數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器1201通過SHM1207提供，并將模擬輸入信號通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。作為例子，SHM1207采樣并保持13個電壓和7個電流，7個電壓與被控制或驅(qū)動的外部電源相關(guān)，2個電壓與電源A和電源B相關(guān)，以及4個輔助電壓來自Kelvin溫度傳感器3516.4的VOUT，和3個焊點(diǎn)(pads)TEMPEXT、AUXO和AUX1。圖40是一個實(shí)施方案中SHM1207的功能性方塊圖。該功能性方塊圖包括輸入/輸出(1/0)電路3008.4，分壓器(縮放器scalar)3010.4，多路復(fù)用器3012.4，以及多路復(fù)用器3016.4。外部電壓被I/O電路3008.4通過焊點(diǎn)3000.4采樣，而將輸出信號(OUTV)提供給分壓器3010.4。分壓器3010.4在從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收到SCALE[3:0]信號的控制下，將輸出信號(OUTV)分壓為或縮放為可接受的等級。例如，外部電壓(例如，15V或更少)被縮放為用于模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的合適的值(例如，0到3.3V的輸入范圍)。I/O電路3008.4從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收SSUP信號和SELVX信號，以及從DPC1201接收AUX信號和SCLKVX信號。該AUX信號提供用于采樣一個或多個外部電壓的采樣時鐘。而SSUP信號提供用丁選擇采樣哪個外部電壓的選擇時鐘。該SCLKVX信號相應(yīng)于SMPA[6:0]信號2450.4和SMPB[6:0]信號2448.4，該兩個信號為模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206控制SHM1207中54模擬電壓的采樣(和保持)。該SELVX信號提供用于選擇采樣哪個外部電壓的選擇時鐘。提供給I/O電路3008.4和3016.4的IDDQ信號表示用于這些電路的測試控制信號。外部電流被I/O電路3016.4通過焊點(diǎn)3002.4和3006.4采樣，并利用連接到焊點(diǎn)3002.4和3006.4的電阻器3004.4,I/O電路3016.4提供輸出信號(OUTC)。I/O電路3016.4從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收SWCAP[2:0]信號和SEUX信號和從DPC120]接收SCLKIX信號。該SWCAP[2:0]為開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)提供輸入控制，下面將進(jìn)一步描述。該SCLKIX信號相應(yīng)于SMPA[6:0]信號2450.4和SMPB[6:0]信號2448.4，其為模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206控制SHM1207中模擬電壓(和電流)的采樣(和保持)。該SELIX信號提供用于選擇采樣哪個外部電流的選擇時鐘。在來自調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的MXSEL[4:0]信號控制下的多路復(fù)用器3012.4選擇將哪個輸入提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206作為輸出信號VINADC。除了上述的輸入信號，多路復(fù)用器3012.4也接收來自Kelvin溫度感應(yīng)器的VOUT信號以及來自可用的電池電源(例如，這里進(jìn)一歩討論的電池O和電池1)的電量測量COULO和C0UL1信號。圖40A是說明用于I/O電路3008.4和3016.4的示例性實(shí)施方案的功能示意圖。通過焊點(diǎn)3030.4和靜電放電保擴(kuò)(ESD)電路3032.4采樣外部電壓或電流，而采樣信號通過通閘(passgate)3034.4傳遞到邏輯電路3036.4。例如，在將采樣信號提供給電容器3038.4之前，邏輯電路3036.4緩存或縮放采樣的信號，電容器3038.4用作為保持電容器，直到通閘3040.4打開和采樣的信號通過導(dǎo)線3042.4被提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(來5開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓或輸出信號被標(biāo)記為OUTV或OUTC)。按照通常的工作，選擇時鐘(即，來自DPC1201的SCLKIX、SCLKVX以及AUX信號)控制通閘3034.4以允許輸入電壓對電容器3038.4充電。選擇線路(即，來自調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的SELIX、SELVX以及SSUP信V)提供存儲在電容器3038.4上的將被縮放的值(例如，被分壓器3010.4)，并將其傳遞到模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206。如果電流被測量，則電容器3038.4變?yōu)殚_關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的部分，將被采樣的輸入電壓(即，電阻器3004.4兩端)乘以希望的值，以被模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206轉(zhuǎn)換。圖40B是說明示例性電壓和電流選擇的電路原理圖。通過焊點(diǎn)3060.4、3062.4以及3064.4分別提供SHW1RE1信號、SHWIREV信號以及SNHREF信號。該SHWIREI信號、SHWIREV信號以及SNHREF信號表示將被I/O電路3008.4和3016.4(圖40)為相應(yīng)的電流、電壓以及參考地測量的信號。正如所說明的，該SCLKIX和SCLKVX信號控制相應(yīng)的通閘3066.4、3072.4、3076.4和3080.4以允許輸入電壓對相應(yīng)的電容器3084.4和3086.4充電。該SELTX和SELVX信號控制相應(yīng)的通閘3068.4、3074.4、3078.4和3082.4以允許對相應(yīng)的電容器3084.4和3086.4充電，以傳遞輸出信號(采樣電壓或電流被分別標(biāo)記為VOUTV或VOUTC)。圖40C是根據(jù)另一個實(shí)施方案用于SHM1207的示例性接口信號框圖。該接口信號包括IDDQ信號3700.4，AUX0信號3702.4，AUX1信號3704.4，TEMPEXT信號3706.4，VOUT信號3708.4，SUPPASENSE信號3710.4，SUPPBSENSE信號3712.4，SHWIREI[6:0]信號3714.4，SHWIREV[6:0]信號3716.4，SMPA[6:0]信號3720.4，SMPB[6:0]信號3722.4，SHNREF[9:0]信號3724.4，SELA[12:0]信號3726.4，SELB[6:0]信號3728.4，DTV[2:0]信號3730.4，S畫—CLK信號3732.4，固XSEL[1:0]信號3734.4，DONE信號3738.4，VSEL—SMPA[8:0]信號3740.4，ISEL—SMPA[6:0]信號3742.4，VREFHALF信號3748.4，VSSIOA/B信號3750.4，VSS信號3752.4，AVS信號3754.4，VINADC信號3758.4，AVD信號3760.4，VDD信號3762.4，以及VDDIOA/B信號3764.4。焊點(diǎn)3718.4表示在開關(guān)電源控制器1200外部接收的信號。IDDQ信號3700.4是測試信號，而AUXO信號3702.4和AUX1信號3704.4是用于輔助應(yīng)用的外部信號。TEMPEXT信號3706.4從附在外部電池上的溫度傳感電路接收的。VOUT信號3708.4表示來自Kelvin溫度傳感器(例如，圖54中的Kelvin溫度傳感器2232.4)的電壓，該電壓將被采樣和保持，當(dāng)該電壓被轉(zhuǎn)換時，將其地與模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的地隔離。SUPPASENSE信號3710.4和SUPPBSENSE信號3712.4被用于檢測外部電源A和電源B上的電壓。SHW1RE1[6:0]信號3714.4被用于對7個外部電源中的每個檢測該檢測電阻器上的壓降。SHWIREV[6:0]信號3716.4被用于對7個外部電源中的每個檢測電壓。SHNREF[9:0]信號3724.4是用十每個外部電源的電壓和電流的參考地。存在用于電源A、電源B、AUXO信號3702.4、AUX1信號3704.4以及TEMPEXT信號3706.4的3個附加參考。SMPA[6:0]信號3720.4被從DPC1201接收，并被用于采樣7個電源的負(fù)載上的電壓。SMPB[6:0]信號3722.4被從DPC1201接收，并被用于采樣用于7個電源(下面進(jìn)一步詳細(xì)描述)的檢測電阻器上的壓降。SELA[12:0]信號3726.4被從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收，并確定需要將哪個通道電壓提供給分壓器3804.4(圖40D)。SELB[6:0]信號3728.4被從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收，并確定測量哪個通道電流。VSEL一SMPA[8:0]信號3740.4被從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收，并確定采樣脈沖甜緣的轉(zhuǎn)換(swapping)。ISEL—SMPA[6:0]信號3742.4被從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收，并確定釆樣脈沖下降沿的轉(zhuǎn)換(swapping)。當(dāng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206完成個轉(zhuǎn)換時，DONE信號3738.4被從模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206接收。DIV[2:0]信號3730.4被從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收，并確定用于電壓的分壓器3804.4的分壓值。SHM—CLK信號3732.4被從CLKGEN1223接收，其頻率為幀頻率的16倍，并且是這里所述的DPC1201中的CTS[4]產(chǎn)生的值。MUX_SEL[1:0]信號3734.4用于為多路復(fù)用器3806.4(圖40D，例如，模擬多路復(fù)用器)選擇輸出信號，該信號將被提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206。VDDIOA/B信號3764.4是當(dāng)使用高壓開關(guān)時，基片連接需要的最高電壓。VSSIOA/B信號3750.4是當(dāng)使用高壓開關(guān)吋，基片連接需要的最低電壓。VDD信號3762.4(例如，3.3V)是一些控制邏輯所需的數(shù)字電壓。VSS信號3752.4是一些控制邏輯所需的數(shù)字地。AVD信號3760.4(例如，3.3V)是一些控制邏輯所需的模擬電壓。AVS信號3754.4是當(dāng)將值轉(zhuǎn)換進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206時，連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的地的模擬地。VINADC信號3758.4被提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206，例如具有0到3.0V的范圍。VREF—HALF信號3748.4是多路復(fù)用器(下面詳細(xì)描述)所需的電壓偏差，以測量模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206上的正或負(fù)的壓差。VREFJiALF信號3748.4的值是VREF信號3440.4的.-半，其被從1VS1209接收。接口信號被總結(jié)在農(nóng)l丄7a中。表U.7aI/F信號類型描述源目的57<table>tableseeoriginaldocumentpage58</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage59</column></row><table>圖40D是另一個實(shí)施方案中SHM1207的功能性方塊圖。圖40D類似于圖40，因此將不會重復(fù)關(guān)于一般操作的討論。圖40D中的方塊圖3788.4包括I/O電路3800.4、多路復(fù)用器3802.4、分壓器3804.4、多路復(fù)用器3806.4、I/O電路3810.4以及多路復(fù)用器3808.4、3820.4和3822.4。方塊圖3788.4的一般功能是采樣9個電壓，其中的7個電壓是外部輸出電源，而2個電壓是電源A和電源B，并且采樣檢測電阻(圖40D中由檢測電阻3814.4表示)上的壓差用于測量7個"整流"輸出電壓源屮每個的電流。此外，存在一些在需要基礎(chǔ)上被采樣的信號，例如，由于連接到電池的溫度傳感系統(tǒng)的結(jié)果而進(jìn)入開關(guān)電源控制器1200的電壓(BP，VOUT信號3708.4的電壓)，來自Kelvm溫度傳感器2232.4(圖54)的內(nèi)部電壓和TEMPEXT信號3706.4的電壓，AUX0信號3702.4和AUX1信號3704.4。一般地，方塊圖3788.4與DPC1201、調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206接n，并且從外部電源接收3個可以達(dá)到15V(例如，用于PDA)或16V(例如，用丁'數(shù)字相機(jī))的模擬輸入(通過焊點(diǎn)3818.4，3816.4，以及3812.4)。如圖40D所不，I/O電路3800.4和3810.4被連接到一起，以同時采樣電壓和電流，并以所需要的不同倍數(shù)轉(zhuǎn)換這些測量值。在ISEL一SMPA[6:0]信號3742.4控制下的多路復(fù)用器3820.4選擇來自SMPA[6:0]信號3720.4和SMPB[6:0]信號3722.4的信號，并生成用于I/O電路3810.4的SMPI信號3821.4。在VSEL—SMPA[8:0]信號3740.4控制下的多路復(fù)用器3822.4選擇來自SMPA[6:0]信號3720.4和SMPB[6:0]信號3722.4的信號，并生成用于I/O電路3800.4的SMPV信號3823.4。圖40E說明在個實(shí)施方案中I/O電路3800.4和3810.4的示例性方塊圖，其包括多個傳輸門電路3824.4和3830.4、ESD保護(hù)電路3825.4、一個或多個電容器3828.4和具有檢測機(jī)制的邏輯電路3826.4(通過IDDQ信號3700.4)。圖40E類似于圖40A，因此將不會重復(fù)一般的操作。如圖40E所示，SHWTRET信號3716.4表示在檢測電阻3814.4(圖40D)上測量的電壓信號。作為用于采樣電流的例子，明顯地，開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)將被用于對7個電流屮的每個進(jìn)行倍乘(下面進(jìn)一步詳細(xì)描述)。SHWIREV信號3714.4表示被測量的電壓信號，而SHNREF信號3724.4表示用于參考地的電壓信v。電源A和電源B以及TEMPEXT信號3706.4和VOUT信號3708.4將使用SHWIREV信號3714.4和SHNREF信號3724.4的組合來測量，以采樣和測量該電壓。圖40F是說明用于另一個實(shí)施方案的電壓和電流選擇的示例性電路原理圖，可以被看作圖40E中一部分的展開圖。根據(jù)一般的操作(參考圖40D和l丄7g)，三個基本的模擬輸入信號如下。當(dāng)存在用于SMPV信號3823.4的采樣脈沖時，在焊點(diǎn)3816.4和3818.4之間測量的電壓被存儲在保持電容器3858.4上，作為負(fù)載上的電壓測量。當(dāng)存在用于SMPI信號3821.4的采樣脈沖吋，在焊點(diǎn)3812.4和3816.4之間測量的電壓被存儲在電容器3856.4兩端，并被通閘3840.4的適當(dāng)?shù)那袚Q以并列方式排列，其表小檢測電阻3814.4兩端測量的電壓。注意檢測電阻3814.4上的壓差可以是正的或負(fù)的，其依賴于外部電源的集成電路布局。當(dāng)相應(yīng)于SELA[12:0]信號3726.4的SELA信號被置位(asserted)時，保持電容器3858.4中的電壓被轉(zhuǎn)移到分壓器3804.4，作為VOUTV信號3912.4。當(dāng)存在相應(yīng)丁SELB[6:0]信號3728.4的SELB信號時，通過通閘3840.4的適當(dāng)?shù)那袚Q，電容器3856.4被串行疊加，以執(zhí)行電壓的倍乘(例如，乘以4)并提供VOUTC信號3859.4。用于電壓倍乘的參考是相對于VREF—HALF信號3748.4完成的。分壓器3804.4將電壓向下分為0到3V的范圍，以致其處于希望的范圍內(nèi)，并且使模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206能夠讀取該值。例如，使用具有開關(guān)的電容比率(capacitorratio)、兩個不相重疊的時鐘以及控制邏輯實(shí)現(xiàn)分壓器3804.4的分壓器電路。不相重疊的時鐘對分壓網(wǎng)絡(luò)的電容放電并且為下一個電壓采樣準(zhǔn)備分壓網(wǎng)絡(luò)。圖40G是根據(jù)另一個實(shí)施方案的不例性時鐘發(fā)生電路。通過使用兩個RS鎖存器3876.4和3878.4和例如具有與門AND3880.4和或門OR3882.4的控制邏輯實(shí)現(xiàn)兩個不相重疊的時鐘、DCLKH信號3884.4和DCLKL信號3886.4。如圖所示時鐘發(fā)生電路接收DONE信號3738.4、SHM—CLK信號3732.4以及DIV[2:0]信號3730.4，以產(chǎn)生DCLKH信號3884.4和DCLKL信號3886.4。表l丄7b為給定的輸入電壓提供了示例性的分壓或縮放值，以產(chǎn)生來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的代表值。農(nóng)1.1.7b<table>tableseeoriginaldocumentpage61</column></row><table>作為一個例子，存儲在保持電容器3856.4中的最大輸入電壓是16V。依賴于所使用的電容器的類型(例如，PiP電容器只能承受13.5V)，根據(jù)分壓器3804.4的設(shè)備，可以疊加兩個或更多電容器。圖40H是根據(jù)分壓器3808.4另一個實(shí)施方案的示例性分壓器3898.4。VOUTV信號3912.4是選擇的通道電壓，而開關(guān)3900.4、3902.4、3904.4、3908.4、3910.4以及3912.4被不相重疊的時鐘(DCLKH信號3884.4和DCLKL信號3886.4)控制，如圖所示。例如，因?yàn)榇嬖?個用-丁分壓的值(即，表l丄7b中的分壓值)，默認(rèn)值將被l除，其將允許VOUTV信號3912.4直接通過，而DIV[2:0]信號3730.4設(shè)置為邏輯0。通過充電共用的交叉電容器(acrosscapacitor)來實(shí)現(xiàn)分壓。通過傳輸門3900.4、3902.4以及3904.4和其相關(guān)的電容器3914.4、3916.4以及3918.4選擇不同效果的電容值。該DIV[2:0]確定選擇哪個傳輸門以實(shí)現(xiàn)分壓比率(divideratios)。表l丄7c提供基于DIV[2:0]信號3730.4的示例性分壓值。表l丄7cDIV[2]DIV[l]DIV[O]分壓值00010012010301141003101411051116(默認(rèn))I/O電路3810.4(圖40D)包括開關(guān)電容器網(wǎng)絡(luò)，以為檢測電阻3814.4上的測量的壓差提供電壓倍乘，用于相應(yīng)的電流測量。例如，在2A和使用O.lohm作為檢測電阻3814.4的連續(xù)工作模式中，檢測電阻3814.4上的壓差是200mV。因此，基于希望的電壓參數(shù)的電壓倍乘是理想的。而且，因?yàn)橥獠侩姵乜梢詮牧硪粋€電源配置為其自身充電，相對于模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的地，電流檢測可以是負(fù)的，如圖40I所示，乘法器電路具有反轉(zhuǎn)極性的能力，以總是向ADC提供正的壓差。表l丄7d為具有檢測電阻3814.4的阻值0.1ohm的2A電源系統(tǒng)提供示例性電流測量(其中D.C.S和C.S分別表示大的跳周(deepcycleskipping)和跳周)。62<table>tableseeoriginaldocumentpage63</column></row><table>圖401是根據(jù)I/O電路3810.4的另一個實(shí)施方案的示例性電壓乘法器3928.4。電壓乘法器3928.4包括通閘3930.4和電容器3934.4。根據(jù)一般的操作，當(dāng)接收到來自SMPI信號3821.4的采樣脈沖時，電容器3934.4通過通閘3930.4并行排列。當(dāng)SELB[6:0]信號3728.4的SELB信號被置位時，電容器3934.4通過通閘3930.4串行疊加，并連接在VREF一HALF信號3748.4的正或負(fù)之間。應(yīng)該注意無論壓降的極性是什么，其將不會影響測量，因?yàn)槌薞REF一HALF信號3748.4提供的偏移電壓，該參考不被接地。因?yàn)榇嬖谟糜诿總€電流測量通道(即，用于每個電源的不同電流測量)的立刻完成的4x乘法，將會有7個乘法器，而每個用于每個外部電源。圖40J說明具有所示的各種接口信號的I/O電路3810.4的示例性方塊圖。多路復(fù)用器3806.4(圖40D)使用高壓開關(guān)和需要采取的維護(hù)(care)，以使分壓器3804.4不會通過多路復(fù)用器3806.4向模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206提供高電壓。圖40K是根據(jù)另一個實(shí)施方案的多路復(fù)用器，其減輕了提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的高電壓的威脅。如圖所示，SHM—CLK信號3732.4與DIV[2:0]信號3730.4被與門4002.4控制，以通過多路復(fù)用器4008.4和VINADC信號3758.4向模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(未示出)正確地提供來白分壓器3898.4的DIVOUT信號4010.4或VOUTC信號3859.4。1.2部分，電壓調(diào)節(jié)器、詳細(xì)的硬件的操作及優(yōu)化的討論圖11表示用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的原理的可選結(jié)構(gòu)。在圖11巾，控制器111檢測通過電阻器R的電流和負(fù)載電容器CL兩端的電壓。負(fù)載電容器CL上的電荷用于驅(qū)動導(dǎo)線112上的負(fù)載?？刂破?11產(chǎn)生與電容器CL加電壓和參考電壓之間的壓差成比例的誤差信號，參考電壓被表示為系統(tǒng)地，但是可以為任何其它的希望的參考電壓。來自控制器lll的輸出信號被提供給具有10位輸出的A-D轉(zhuǎn)換器113。這允許將被識別和量化的1024個電平。來自A-D轉(zhuǎn)換器的IO位輸出在IO位總線114上被送到比較器115，在比較器115中這些位與來自可編程參考器116中的參考數(shù)相比較。參考器116被用戶編程，以包含被負(fù)載電容器CL保持的希望的參考電壓。來自比較器115的輸出信號是二進(jìn)制差分信號D0到D9，其在10位總線117上被傳輸?shù)较辔贿x擇電路118。選擇電路118是例如如圖6所示的類型。來自比較器U5的信號DO到D9被例如如圖10所示的電路解碼，并被用于產(chǎn)生控制傳遞晶體管的信號，其中傳遞晶體管允許來自環(huán)形振蕩器中的反相器的選擇的輸出信號被施加到異或門119的紅色輸入導(dǎo)線119a。如上所述，綠色輸入導(dǎo)線119b將典型地為來自環(huán)形振蕩器串中第J個反相器的輸出信號。其結(jié)果是來自異或門119的導(dǎo)線119c上的脈沖寬度調(diào)制的輸出信號，該信號接著被用于通過電阻器R(圖11)對電容器CL充電。通過電阻器R的電流被導(dǎo)線llla和lllb上檢測的信號測量，并被用在控制器lll中，以提供對提供給負(fù)載電容器CL的電量的測量。模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(圖12)測量并數(shù)字化模擬信號的電壓為解析度為10位的值，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206可以通過常規(guī)低功率混合信號電路(ADC)和用于接口ADC到外部邏輯電路的數(shù)字邏輯電路的組合實(shí)現(xiàn)。到模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的輸入和輸出信號包括模擬和數(shù)字信號。在'個實(shí)施方案中，模數(shù)轉(zhuǎn)換可以以10Msps(即，每秒一百力'次采樣)的速度進(jìn)行。圖14是根據(jù)一個實(shí)施方案，表示模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的接口信號的方塊圖。如圖14所示，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206包括(a)模擬測量接口(AMI)140L數(shù)字接口(DI)1402，以及電源接口1403。模擬測量接口1401包括用于模數(shù)轉(zhuǎn)換采樣的模擬輸入信號1401a(VIN)，和模擬電壓參考輸入信號1401b(VREF)。數(shù)字接口1402包括數(shù)據(jù)輸出總線1402a(DOUT[9:0])，模數(shù)轉(zhuǎn)換完成或"DONE"信號1402b(DONE)，模數(shù)轉(zhuǎn)換開始加復(fù)位信號1402c(START/RSTN)，以及時鐘信號1402d(CLK)。在該實(shí)施方案中，數(shù)據(jù)輸出總線1402a是提供模數(shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果的IO位總線。在該實(shí)施方案中，時鐘信號1402b頻率約為128MHz，且占空比約為50%。當(dāng)異歩復(fù)位信號1402e被保持在低的邏輯值時，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206中的電路被保持在復(fù)位狀態(tài)。類似地，當(dāng)斷電信號1402f被保持在低的邏輯值時，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206中的模擬電路斷電，而數(shù)字邏輯電路被置于低功率狀態(tài)。電源接口1403分別包括模擬電源和參考地1403a和1403b(AVD和AVS)以及數(shù)字電源和參考地1403c和1403d(VDD和VSS)。在一個實(shí)施方案中，模擬和數(shù)字電源參考(即AVD禾nVDD)被設(shè)置為3.3V±10%。圖15是表示KeWin溫度感應(yīng)器(KTS)1500的接口信號的方塊圖，其是產(chǎn)生與電路的絕對溫度線性相關(guān)的輸出電壓的絕對溫度感應(yīng)器電路。如圖15所示，Kelvin溫度感應(yīng)器1500在1501端和1502端接收模擬電源和地參考電壓，在1503端接收異步斷電控制信號(PDN)，并在1504端提供輸出電壓VOUT，該電壓與電路溫度線性相關(guān)，在0.0V到3.0V之間。1.2.1部分，硬件描述調(diào)節(jié)控制模塊(REG)12041.2丄1部分，REG模塊的詳細(xì)描述以及1.2丄2部分電壓/電流反饋SPS—硬件部分的組合現(xiàn)在參考圖41和圖12，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)包括微控制器500.1，其被配置為在開關(guān)電源控制器1200的控制下產(chǎn)生用于多個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的脈沖寬度調(diào)制(PWM)信息。該P(yáng)WM信號可以包括在PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中用于電源開關(guān)的開關(guān)次數(shù)和用于每個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的電壓和電流采樣次數(shù)。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)向數(shù)字信號到脈沖轉(zhuǎn)換器(DPC)1201提供PWM和采樣信息，DPC1201依次產(chǎn)生控制脈沖上升和下降沿的信號，以實(shí)I見PWM信息，并產(chǎn)生用于電壓和電流采樣的采樣脈沖。如這里的進(jìn)一步描述，DPC1201可以以許多方式實(shí)現(xiàn)，例如，其可以是基于CAM的、基于環(huán)形振蕩器的、基于比較器的或是基于RAM的。以下描述將假設(shè)DPC1201是在基于CAM的實(shí)施例中。然而，應(yīng)該理解如果DPC1201具有不基于CAM的實(shí)施例，則調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204將類似地工作。由DPC1201實(shí)現(xiàn)的幀速率影響需要的微控制器500.1的處理速度。圖37說明了DPC幀。例如，如果7個開關(guān)電源被開關(guān)電源控制器]200控制，并且DPC幀速率為524KHz，則可以大約每2微秒更新用于每個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的PWM信息，其中的2微秒是相應(yīng)的DPC幀周期。因此，調(diào)節(jié)調(diào)度器模塊521.1可以將每個DPC幀周期分為相應(yīng)于被調(diào)節(jié)的各個開關(guān)電源的計(jì)算周期，以執(zhí)行基于時隙的流水線的方法，用于計(jì)算PWM更新和對處于控制下的每個開關(guān)電源的電壓和電流反饋轉(zhuǎn)換進(jìn)行調(diào)度。此外，對丁每個DPC周期可能需要另一個計(jì)算周期，用于相對于"管理操作(book-keeping)"任務(wù)的相關(guān)計(jì)算，和對用于被調(diào)節(jié)的開關(guān)電源的各種電源的監(jiān)視。因此，如果存在7個處于DPC幀速率524KHz控制下的開關(guān)電源，將有8個250ns的時隙(7個電源+1個用于管理操作的時隙)。因此，微控制器500.1將只有250納秒來計(jì)算用于7個開關(guān)電源中的每個的PWM信息(脈沖寬度)。調(diào)節(jié)調(diào)度器模塊521.1接收開關(guān)電源控制器1200的時鐘信號522.1和CST信號2458.4，并相應(yīng)地調(diào)整調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中各種模塊的時序。如果每個計(jì)算周期可以在32個運(yùn)算步驟(相應(yīng)于內(nèi)部時鐘522.1的32個周期)中完成，則微控制器500.1將需要128MHz的指令執(zhí)行速率。每個指令中執(zhí)行的算術(shù)函數(shù)可能包括，例如，力B、減、乘，大小比較、以及絕對值中的任何一種?？梢岳枚喾N體系結(jié)構(gòu)中的任何一種來執(zhí)行微控制器500.1，以實(shí)現(xiàn)需要的操作速度，該體系結(jié)構(gòu)包括基于RTSC或基于VUW的體系結(jié)構(gòu)(即，基于"精簡指令集計(jì)算機(jī)"的體系結(jié)構(gòu)或基于"超長指令字"的體系結(jié)構(gòu))。例如，在基于VLIW的實(shí)施例屮，微控制器500.1可以包括與用于譯碼VLIW指令的譯碼ROM(即，只讀存儲器，沒有示出)接口的VLIW引擎517.1。此外，微控制器500.1可以包括用于存儲數(shù)據(jù)和參數(shù)值的RAM516.1。寄存器堆518.1存儲用于被調(diào)節(jié)的各個開關(guān)電源的調(diào)節(jié)參數(shù)值，并為發(fā)生在VLIW引擎517.1中的計(jì)算提供運(yùn)行期間的寄存器資源。在一個實(shí)施例中，VLIW引擎517.1包括拓?fù)浼拇嫫鳎渲赶虼鎯ζ髦?2-指令段的開始(相應(yīng)于可以在一個時隙中處理的指令的數(shù)量)。拓?fù)浼拇嫫鬟@樣被命名是肉為用于每個拓?fù)?例如，降壓，升壓，SEPIC)的調(diào)節(jié)算法可以被存在存儲器中不同的32-指令段。此外，可以通過存儲器屮的32-指令段為程序化VLIW引擎517.1提供5位程序計(jì)數(shù)器。再次參考圖37，對于給定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204計(jì)算PFET脈沖2410.4和SFET脈沖2412.4的上升沿和下降沿的時隙。而PFET脈沖2410.4的上升沿和下降沿分別控制給定開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的初級FET開關(guān)被NFET驅(qū)動器模塊1202驅(qū)動的導(dǎo)通和斷開次數(shù)。類似地，SFET66脈沖2412.4的上升沿和下降沿分別控制給定開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的次級FET開關(guān)被NFET驅(qū)動器模塊1202驅(qū)動的導(dǎo)通和斷丌次數(shù)。SMPA脈沖2414.4的上升沿和下降沿可以通過采樣和保持模塊(SHM)1207控制使用的電壓采樣周期，以獲得來自相應(yīng)的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的電壓反饋信息。類似地，SMPB脈沖2416.4的上升沿和下降沿可以控制SHM1207使用的電流采樣周期，以獲得來自相應(yīng)的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的電流反饋信息。然而，脈沖SMPA2414.4或SMPB2416.4可以被用于電壓或電流反饋的目的。因此圖37所述的4個脈沖相應(yīng)于8個獨(dú)立的上升和下降沿時間。例如，因?yàn)镾MPA脈沖2414.4可以被要求為在PFET2410.4上升沿之前的不少于150納秒完成，SMPA脈沖2414.4的下降沿可以被編程為與PFET脈沖2410.4(PFTS)的上升沿重合。(這種關(guān)系允許微處理器500.1有充分的時間利用數(shù)據(jù)計(jì)算PFET脈沖2410.4的需要的持續(xù)時間，其中的數(shù)據(jù)由SHM1207使用SMPA脈沖2414.4采樣和由模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206轉(zhuǎn)換)。類似地，SMPB脈沖2416.4的下降沿可以被編程為與PFET脈沖2410.4的下降沿(PFTR)—致，從而允許外部電感器中峰值電流的采樣，該采樣直接發(fā)生在PFET脈沖2410.4的下降沿之前。采樣脈沖的寬度(即，SMPA脈沖2414.4和2416.4)可以被編程，例如，在2或4納秒。因?yàn)樵诓蓸用}沖和在PFET和SFET脈沖之間的轉(zhuǎn)換至少要提供50納秒的時間，由微處理器500.1計(jì)算的有效占空比范圍為10%到90%。按照需要，通過屏蔽PFET或SFET脈沖的邊緣轉(zhuǎn)換，在DPC中可以實(shí)現(xiàn)0%或100%的占空比。與調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204必須控制的獨(dú)立脈沖邊緣無關(guān)，除了電源調(diào)節(jié)的其它目的(objecdve)可以影響在DPC幀中用于每個受控開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的各個脈沖上升和下降沿的調(diào)度。例如，使兩個開關(guān)電源同時切換可以產(chǎn)生電磁干擾(EMI)或其它不希望的影響。此外，同步切換輸出(SSO)要求可能限制在任何給定時間被轉(zhuǎn)換的FET的數(shù)量。因此，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以使用邊緣調(diào)度器510.1調(diào)度各個脈沖上升沿和下降沿，以滿足這種目的。如上所述，微控制器500.1可以執(zhí)行流水線調(diào)節(jié)方法，使每個DPC幀被分為計(jì)算周期以計(jì)算用于每個被開關(guān)電源控制器1200控制的開關(guān)電源的脈沖寬度信息505.1。在給定的DPC幀中，相對于前面的DPC幀執(zhí)行更新PWM和調(diào)度相關(guān)的模擬電壓和電流反饋信號的數(shù)字化所必須的計(jì)67算。如果SHM時鐘信號3732.4頻率為SPS時鐘522.1頻率的1/16，每個計(jì)算周期可以完成兩個反饋信號模數(shù)轉(zhuǎn)換。因此，給定的DPC幀可以被分為-<table>tableseeoriginaldocumentpage68</column></row><table>因此，在時隙(或計(jì)算周期)o期間，產(chǎn)生第o個丌關(guān)電源的電壓和電流反饋信號的轉(zhuǎn)換。接著，VLIW引擎517.1可以利用計(jì)算周期1期fRJ第0個開關(guān)電源的已轉(zhuǎn)換的反饋信號執(zhí)行必須的PWM在寄存器堆518.1的更新。接著，DPCI/F590.1可以利用來自前一DPC幀的第O個時隙的已轉(zhuǎn)換的反饋信號執(zhí)行必須的PWM更新。此外，對于第一個開關(guān)電壓反饋信號的轉(zhuǎn)換可以在計(jì)算周期1期間產(chǎn)生。接著，VLIW引擎517.1可以利用第二個計(jì)算周期屮已轉(zhuǎn)換的反饋信號執(zhí)行必要的PWM到寄存器堆518.1的更新，而DPCI/F可以利用來自前一幀的第1個時隙的已轉(zhuǎn)換的反饋信號執(zhí)行PWM更新，對于其余的開關(guān)電源也是如此。注意在計(jì)算周期7中，對于電源A和B的電壓進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換。不需預(yù)定相應(yīng)的計(jì)算周期(開關(guān)電源控制器1200不對這些電源電壓調(diào)節(jié))。由于這些轉(zhuǎn)換發(fā)生在第7個時隙，下一個DPC幀的第0個時隙可以被調(diào)節(jié)調(diào)度器521.1用于調(diào)度任何需要的內(nèi)部處理通信和管理操作。分離狀態(tài)機(jī)可以被用于執(zhí)行邊緣調(diào)度器510.1。在從微控制器500.1接收脈沖寬度信息和采樣命令后，邊緣調(diào)度器510.1可以調(diào)度各個脈沖上升沿和下降沿。例如，再次參考圖37，每個DPC幀可以被分為多個數(shù)值，例如，1024個數(shù)值(從0-1023)。這些數(shù)值之間的時間確定了可以實(shí)現(xiàn)的最大PWM解析度。各個脈沖邊緣可以根據(jù)DPC幀被劃分為的計(jì)數(shù)來調(diào)度。因此，邊緣調(diào)度將包括將每個邊緣分配給DPC幀計(jì)數(shù)值。許多算法可以被用于提供合適的邊緣調(diào)度。例如，如果來自兩個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的脈沖邊緣被調(diào)度為相同的數(shù)值，則邊緣調(diào)度器510.1能夠?qū)_突的脈沖邊緣之一延遲一個或多個計(jì)數(shù)值。采樣脈沖SPAS2414.4和SPBS2416.4可以分別被調(diào)度，使上升沿在PFET脈沖2410.4的卜.升沿和下降沿之前的一個或多個數(shù)值。通過可編程寄存器邊緣調(diào)度器激活特殊的周期跳步模式。這就提供了在指定的周期中省略PFET脈沖的生成的能力。這通過用于PWM脈沖的上升和下降沿向DPC1201寫入相同的值，從而產(chǎn)生為這些脈沖產(chǎn)生OX的DC輸出來實(shí)現(xiàn)。為了最小化對邊緣調(diào)度的需要，中央處理模塊(SYS)1205在正常操作之前，用合適的上升和下降沿啟動調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204。例如，中央處理模塊(SYS)1205在存儲器中存儲希望的由各個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器提供的電平值、希望從負(fù)載得到的功率、以及相關(guān)的工作特性，例如用在開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中的電感器和電容器。根據(jù)該信息，中央處理模塊(SYS)1205可以計(jì)算用于每個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的希望的脈沖寬度。然后，中央處理模塊(SYS)1205可以依次分配相應(yīng)于這些分布在DPC幀上的脈沖寬度的脈沖邊緣，以幫助減小對邊緣調(diào)度的需要。例如，假設(shè)執(zhí)行了流水線式的方法，用于每個開關(guān)電源的PFET脈沖2410.4的上升沿被中央處理模塊(SYS)1205計(jì)算。然后，中央處理模塊(SYS)1205通過內(nèi)部總線520.1向調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供這些初始邊緣調(diào)度信息和其它信息，內(nèi)部總線520.1可能依次包括用于SFR映射的數(shù)據(jù)的總線和用于存儲器映射的數(shù)據(jù)的總線?？偩€接口525.1可以被用于調(diào)整數(shù)據(jù)通過內(nèi)部總線520.1在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204和中央處理模塊(SYS)1205之間的流動，并向微控制器500.1提供被調(diào)整的數(shù)據(jù)。例如，內(nèi)部總線520.1可以包括顯示SFR處理被設(shè)置為發(fā)生的SFR使能信號REG—SFR—EN700.1，SFR地址信號SFR—ADDR[7'.0]701.1，來自巾央處理模塊(SYS)1205的SFR數(shù)據(jù)輸出信號SFRJDATA_OUT[7:0]702.1;SFR寫使能SFR—WR703.1;SFR讀使能SFR—RD704.1;來自中央處理模塊(SYS)1205的SFR數(shù)據(jù)輸出信號SFR—DATA—IN[7:0]705.1;顯示存儲器映射處理被設(shè)置為發(fā)生的存儲器映射使能信號REG—MEM—EN706.1;存儲器映射地址信號MEM一ADDR[15:0]707.1;來自中央處理模塊(SYS)1205的存儲器映射數(shù)據(jù)輸出信號MEM一DATA—OUT[7:0]708.1;存儲器映射數(shù)據(jù)寫使能信號MEM_WR—N709.1;存儲器映射數(shù)據(jù)讀使能信號MEM_RD—N710.1;來自調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的存儲器映射數(shù)據(jù)輸出信號MEM—DATA_IN[7:0]711.1;模式信號PD[1:0]712.1;REG產(chǎn)生的屮斷信號REGJNT713.1;以及中央處理模塊時鐘信號SYS一CLK714.1。通過調(diào)整這些信號在內(nèi)部總線520.1上的流動，接口模塊525.1允許中央處理模塊(SYS)1205配置調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204并監(jiān)視其工作。再次參考圖12，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204從每個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器接收來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的數(shù)字化的反饋信息(表示電壓和電流采樣)，作為信號DOUT[9:0]715.1。根據(jù)相應(yīng)于脈沖SPAS2414.4和SPBS2416.4的上升和下降沿時間，SHM模塊1207提供被模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206數(shù)字化的模擬電壓和電流采樣。參考圖40D，SHM1207內(nèi)的多路復(fù)用器3806.4可以在采樣和保持電壓之間選擇，并將選擇的電壓提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206。為了保持模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206有效地工作，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1從信號SMPA2406.4和SMPB2408.4接收時序信息，并使用MUX—SEL[1:0]信號3734.4相應(yīng)地控制多路復(fù)用器3806.4。如上所述，如果執(zhí)行流水線式的方法，DPC幀中的每個計(jì)算周期可以完成兩次轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1驅(qū)動SHM模塊1207以執(zhí)行需要的模擬反饋信號的縮放，并適當(dāng)?shù)卣{(diào)度模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206中所轉(zhuǎn)換的值的數(shù)字化。模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206可以響應(yīng)來自于轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1的START/RSTN信號586.1，將LOW切換為HIGH，以啟動用于給定模擬反饋信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換的處理。在沒有有效的ADC行為期間，REG可以使START/RSTN信號586.1為LOW，以使模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206進(jìn)入低功率模式。為了保持采樣的電壓處于模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的活動范圍內(nèi)，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1向SHM1207提供縮放變量，DTV卩:0]3730.4，以提供合適的縮放。轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以通過選擇信號SELA[12:0]3726.4驅(qū)動SHM1207以選擇用于轉(zhuǎn)換的合適的電壓反饋信號。類似地，選擇信號SELB[8:0]3728.4驅(qū)動電流反饋信號的合適的選擇。因?yàn)槊總€脈沖SMPA2406.4或SMPB2408.4可以被用于電壓或電流反饋，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1指示哪個脈沖被分別用于信號VSEL—SMPA[8:0]3728.4和ISEL—SMPA[6:0]3742.4的電壓或電流反饋。在給定的DPC幀中，多路復(fù)用器3806.4將開始接收各種采樣和保持電壓和電流反饋倍號。轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以簡單地使多路復(fù)用器3806.4選擇實(shí)時接收的各種采樣和保持電壓?？蛇x的，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以根據(jù)是否已經(jīng)從給定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器接收所有反饋信息來延遲調(diào)度。例如，假設(shè)來自給定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的電壓反饋已經(jīng)被采樣和保持，并被多路復(fù)用器3734.4接收。然而，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1將不會使多路復(fù)用器3734.4選擇該電壓反饋信號，直到相應(yīng)的電流反饋信號已經(jīng)在多路復(fù)用器3734.4中被接收。為了使SHM1207有足夠的設(shè)置時間，以適當(dāng)?shù)劓i存數(shù)據(jù)，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以在給定DPC幀的計(jì)算周期邊界前一個SPS時鐘周期522.1，轉(zhuǎn)換上述的各種SHM1207控制信號。此外，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以在SHM120770控制信號SELA[12:0j3726.4、SELB[6:0]3728.4和DIV[1:03730.4的值己經(jīng)被轉(zhuǎn)換以保護(hù)模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206避免接收任何危險的電壓波動后的一半SPS時鐘周期522.1來轉(zhuǎn)換MUX—SEL[1:0]信號3734.4。如圖40C所示，響應(yīng)START信號586.1，SHM模塊1207將向模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206產(chǎn)生實(shí)際的START脈沖3768.4以啟動轉(zhuǎn)換。模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206利用信號DONE3738.4向調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204發(fā)信號，表示轉(zhuǎn)換完成。除了管理來自開關(guān)電源的反饋信號的調(diào)度，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1也可以管理外部電源A和B電壓，以及表示外部和內(nèi)部溫度的電壓的采樣和轉(zhuǎn)換。根據(jù)來自中央處理模塊(SYS)1205的請求，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204調(diào)度外部和內(nèi)部溫度電壓的轉(zhuǎn)換(如圖l丄7d所述，分別為TEMPEXT信號3706.4和VOUT信號3708.4)。當(dāng)轉(zhuǎn)換完成時，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204向狀態(tài)寄存器寫入數(shù)據(jù)，該狀態(tài)寄存器被中央處理模塊(SYS)1205讀取，使被轉(zhuǎn)換的溫度值可以被用于電量測量中。轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1控制反饋采樣的轉(zhuǎn)換和ADC數(shù)據(jù)的源識別一即，其是電壓采樣或電流采樣和其作為采樣數(shù)據(jù)DOUT[9:0]715.1相應(yīng)于哪個開關(guān)電源。然而，在一個實(shí)施例中，如果用于給定開關(guān)電源的電壓和電流采樣處于希望的工作范圍內(nèi)，則不調(diào)整脈沖寬度。該條件不要求VLIW引擎517.1進(jìn)行計(jì)算，因此節(jié)省功率。這樣，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以包括限制比較模塊560.1以測試給定的反饋信號是否處于希望的丄作范圍內(nèi)(其可以被表示為不工作區(qū)域限制)。如果DOUT[9:0]715.1處于限制內(nèi)，轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1可以向微控制器500.1顯示該狀態(tài)，以致不需要PWM調(diào)節(jié)計(jì)算用于相關(guān)的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，并且不需要DPC1201寫入。此外，限制比較模塊560.1也可以測試DOUT[9:0]715.1是否處于可接受的高和低的調(diào)節(jié)限制內(nèi)。如果DOUT[9:0]715.1處于這些限制內(nèi)，則限制比較模塊560.1指示VLIW引擎517.1計(jì)算上述新的PWM值，并且用于處于限制內(nèi)的DOUT[9:0]715.1的計(jì)算的值被寫入DPC1201。如果DOUT[9:0]715.1處于這些限制之外，則限制比較模塊560.1指示VLIW引擎517.1計(jì)算上述新的PWM值，并且用于處于限制外的DOUT[9:0]715.1的計(jì)算的值被寫入DPC1201。響應(yīng)DONE信號3738.4的置位，限制比較模塊560.1鎖存在DOUT[9:0]715.1。盡管轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1和限制比較模塊560.1被說明為與微控制器500.1的功能分離，這些功能可以被微控制器500.1或分離的狀態(tài)計(jì)算機(jī)執(zhí)行。在從限制轉(zhuǎn)換模塊560.1接收了采樣數(shù)據(jù)DOUT[9:0]715.1后，微控制器500.1執(zhí)行上述的脈沖寬度計(jì)算。如關(guān)于DPC1201的更詳細(xì)的描述，采樣調(diào)度器510.1通過數(shù)據(jù)字DWI[19:0]2428.4、它們的地址ADW[4:0]2430.4、以及通過DPC接口590.1將被寫入DPC1201中的存儲器的控制信號WE2432.4來調(diào)度相應(yīng)的脈沖邊緣。DPC1201存儲的數(shù)據(jù)可以被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204通過DPC接口590.1通過DRO[19:0]2442,4、地址ADW[4:0]2430.4和控制信號RE2434.4來讀取，用于測試或其它目的。受來自中央處理模塊(SYS)1205的模式信號PD[1:0]712.1的控制，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以被設(shè)置為執(zhí)行低功率模式和這里描述的正常操作。在這種低功率模式中，通過例如，關(guān)斷相關(guān)時鐘信號，微處理器500.1和邊緣調(diào)度器510.1被斷電，以使調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204只控制可能的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的子集。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204連續(xù)地將PD信號傳遞到DPC1201和CLKGEN1223作為信號PD—OUT[9:0]，其可以從接收PD[9:0]的時刻被延遲，PD[9:0]是通過總線520.1從巾央處理模塊(SYS)1205接收的。低功率引擎585.1執(zhí)行必要的脈沖寬度和采樣計(jì)算。例如，低功率計(jì)算機(jī)585.1可以向轉(zhuǎn)換調(diào)度器540.1發(fā)送轉(zhuǎn)換請求，以接收用于給定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的反饋數(shù)據(jù)(電壓和/或電流)。為了根據(jù)接收的反饋信息計(jì)算需要的脈沖寬度，低功率引擎585.1可以執(zhí)行如相對于限制比較模塊560.1討論的限制比較。如果采樣處于希望的工作范圍內(nèi)，則低功率引擎585.1可以越過多個DPC幀，例如，再次采樣來自指定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的反饋前的4個幀。如果采樣處于希望的工作范圍之外，睡眠引擎(sleepengine)將命令DPC1201以相應(yīng)地改變SFET2404.4和PFET2402.4脈沖邊緣。為了節(jié)省功率，該改變可以根據(jù)存儲在與睡眠引擎540.1相關(guān)的寄存器(未示出)屮的預(yù)定的值，以使執(zhí)行的PWM調(diào)整算法是査表函數(shù)。在這種低功率模式中，如這里關(guān)于DPC1201的丄作進(jìn)"步的描述，DPC1201中的CAM功能也被禁止。因此，低功率引擎585.1直接使希望的脈沖邊緣時間通過SET[28:0]和RESET[28:0]信號2438.4和2440.4。通過設(shè)定的狀態(tài)計(jì)算機(jī)或其它合適的裝置可以實(shí)現(xiàn)低功率引擎585.1。x.2LED控制器因?yàn)殚_關(guān)電源控制器1200可以用在包括LED的設(shè)備中，例如PDA，其可以包括包含在如圖12所示的中央處理模塊(SYS)1205中的LED控制模塊。圖52是LED控制模塊1214的方塊圖。接口模塊30.1接收來自于中央處理模塊(SYS)1205(圖12)的LED控制指令。接口模塊30.1利用例如，第一LED驅(qū)動模塊35.1和第二LED驅(qū)動模塊40.1依次控制一個或多個LED。每個驅(qū)動模塊35.1和40.1向其外部LED(未示出)提供PWM調(diào)制的驅(qū)動信號。在每個驅(qū)動模塊35.1和40.1中的PWM調(diào)制處于被寫入到接口模塊30.1內(nèi)的寄存器中的數(shù)值的控制下。在每個PWM周期中指定的脈沖寬度越大，則相應(yīng)的LED顯示的亮度值越大。此外，接口模塊30.1中的其它寄存器可以控制LED為閃爍，或平滑模式，其中選擇的驅(qū)動模式逐漸地改變其PWM，以使其相應(yīng)的LED逐漸地從一個亮度級變換到另一個亮度級。x.4內(nèi)部電源結(jié)構(gòu)(GM)內(nèi)部電壓電源(IVS)1209(圖12)為開關(guān)電源控制器1200中的內(nèi)部丁作提供工作電壓和電源。IVS1209接收并提供各種接口信號，包括復(fù)位(RSTn)信號，加電復(fù)位(POR)信號，時鐘輸出(CLKJDUT)信號，時鐘輸入(CLK—IN)信號，電源A.信號，電源B信號，電池O(battO)信號，電池l(battl)信號，以及各種電源或參考電壓(即，AVD，AVS，VDD，VSS，VDDIO[A,B]，以及VSSIO[A,B])。根據(jù)一個實(shí)施例，從復(fù)位模塊1215接收復(fù)位信號和加電復(fù)位信號，以重新初始化或復(fù)位IVS1209的操作，或者根據(jù)另一個實(shí)施例，加電復(fù)位信號可以被IVS1209提供給開關(guān)電源控制器1200內(nèi)的另一個電路。從外部電路接收時鐘輸入信號，并將時鐘輸出信號提供給外部電路，以同步和使能各種時鐘工作。電源信號(電源A和電源B)以及電池信號(battO和battl)是可以被IVS1209接收的各種外部電源。這些外部電源(例如在下面表x.4a中列出的示例性電源)被連接到開關(guān)電源控制器1200(并接著連接到IVS1209),并且被用作供電和產(chǎn)生內(nèi)部電壓(例如。3.3V)，以及被用于各種電路的電源，例如核心邏輯，并且用于供電或驅(qū)動外部電源NFET(例如，達(dá)到15V)。表x.4a示例性外部電源外部電源最小V最大V電池Oorl2電池單元NiMH1.83.84電池單元NiMH3.67.6Lion-1單元2.74.2Lion-2單兀5.48.4電源A或B車適配器9.614.4plusspikes墻壁適配器4.515IVS1209也包括Kelvin溫度感應(yīng)器(下面關(guān)于圖54討論)，以監(jiān)視開關(guān)電源控制器1200或外部IC的溫度。IVS1209還提供用于各種電路的電壓參考(VREF),例如模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206，并且也可以產(chǎn)生加電復(fù)位信號，用于在開關(guān)電源控制器1200內(nèi)分配，如下面的進(jìn)一歩描述。圖54是根據(jù)一個實(shí)施方案的IVS1209的示例性功能圖。圖54表示4個外部電源2202.4到2208.4(即，分別為BATTO，BATTl，SUPPLYA以及SUPPLYB)，它們通過焊點(diǎn)2210.4接收這些電源(二極管2212.4作為保護(hù)設(shè)備，例如防止極性反接情況)。BATTO，BATTl，SUPPLYA以及SUPPLYB標(biāo)識分別表示外部電池源O、外部電池源1、外部車上適配器或墻上適配器電源A，以及外部車上適配器或墻上適配器電源B。如果多個電源可用，IVS1209確定使用電源2202.4到2208.4中的哪個，以產(chǎn)生用于開關(guān)電源控制器1200的核心電壓和I/O電壓。例如，可能需要兩個核心電壓(例如，數(shù)字3.3V和模擬3.3V)。根據(jù)一個實(shí)施例，丌關(guān)電源控制器1200具有3個工作模式1)關(guān)機(jī)模式，2)低功率模式，以及3)標(biāo)準(zhǔn)模式。在關(guān)機(jī)模式中，除了監(jiān)視外部電源(即電源2202.4到2208.4)的設(shè)備，開關(guān)電源控制器1200上的設(shè)備都斷電，74且除了開關(guān)電源控制器1200中的泄漏電流，沒有電流流過。在低功率模式中，內(nèi)部和l/0電壓被保持，而DPC1201和兩個外部負(fù)載(即，被調(diào)節(jié)的電源)正在工作，并且開關(guān)電源控制器1200執(zhí)行周期跳步(這里進(jìn)一步描述)。需要的電流量通常小于標(biāo)準(zhǔn)模式中的電流量。低功率模式是開關(guān)電源控制器1200從任何其它模式被加電或當(dāng)時鐘或寄存器都不運(yùn)行或被設(shè)置時的默認(rèn)的工作模式。在標(biāo)準(zhǔn)模式中，所有開關(guān)電源控制器1200都在運(yùn)行，所有外部負(fù)載(例如，7個)被提供調(diào)節(jié)的電能。TVS1209從中央處理模塊(SYS)1205接收指令，該指令控制IVS1209為合適的模式。如圖54所示，如果電源2202.4或2204.4提供電能，則該外部電壓被指定路由并向晶振2216.4提供電能，晶振2216.4產(chǎn)生用于電壓乘法器2214.4(例如，兩倍器或三倍器)的吋鐘。晶振2216.4具有兩個管腳，用于通過焊點(diǎn)2210.4輸入信號(XTALIN)和輸出信號(XTALOUT)。利用眾所周知的電路實(shí)現(xiàn)的電壓乘法器2214.4的輸出被用作電壓調(diào)節(jié)器2226.4、2228.4以及2230.4的輸入電壓，這些電壓調(diào)節(jié)器可以是常規(guī)電路，提供電壓VDD、AVD以及VREF。而且，電壓VREFH和VREFL分別山電路2236和2238生成，并被提供給觸摸屏接口1211。如將從圖巾可以知道的，為了簡化說明，將不會包括表示每個連接的線路。作為代替，在每個模塊屮使用三角形，以表示信號及其傳輸方向。電源電壓VDD提供輸出數(shù)字核心電壓(例如，3.3V)，并作為開關(guān)電源控制器1200內(nèi)的全局電壓。電源電壓AVD提供輸出模擬核心電壓(例如，3.3V),并被需要比電源電壓VDD更平穩(wěn)的電源電壓的模擬模塊使用。圖12中的IVS1209和模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206中示出的電源電壓VREF也為模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206提供輸出參考電壓。而且，電源電壓VDDIOA和VDDIOB是被內(nèi)部NFETI/O緩沖器使用以驅(qū)動外部電源NFET的外部I/0電源(A和B)。外部電容器(通常標(biāo)識為EXTCAP)通常被連接到每個相應(yīng)的連接焊點(diǎn)(未示出)。電源電壓VDDI03是一般目的I/O數(shù)字焊點(diǎn)需要的外部I/O電源。-旦產(chǎn)生了電源電壓VDD和AVD，鎖相環(huán)(PLL)2218.4丄作，且分配電源電壓VDD和AVD。DONEMU信號被用丁使電壓乘法器2214.4停止其工作。MODE[1:0]模塊2224.4通知電壓調(diào)節(jié)器2226.4和2228.4合適的工作模式，并被要求設(shè)置合適的電流。輸入到電壓調(diào)節(jié)器2226.4和2228.4的電壓也被提供給加電復(fù)位(POR)模塊2234.4，以通過RSTN—INT信號復(fù)位或釋放開關(guān)電源控制器1200，同時也提供給可以由任何眾所周知的電荷泵電路實(shí)現(xiàn)的電荷泵模塊2220.4。電荷泵模塊2220.4存儲瞬時電流需要的電荷數(shù)量(例如，在外部電容器中)，其中的瞬時電流需要驅(qū)動外部電源NFET，以設(shè)置一個或兩個調(diào)節(jié)的電源。PUMPCLK信號和DONEIO信號分別是使電荷泵模塊2220.4何時開始工作及何時停止工作的控制信號。如果從電源2206.4或2208.4接收電能，晶振2216.4和電壓乘法器2214.4被旁路，而電源電壓被直接路由到電壓調(diào)節(jié)器2226.4到2230.4。帶隙參考(bandgapreference)(BGR)模塊2222.4向電壓調(diào)節(jié)器2226.4到2230.4和向Kelvin溫度感應(yīng)器2232.4提供參考信號。如上所述，電壓調(diào)節(jié)器2230.4產(chǎn)生電源電壓VREF。Kelvin溫度感應(yīng)器2232.4產(chǎn)生VOUT信號。圖15是表示Kelvin溫度感應(yīng)器(KTS)1500的接口信號的方塊圖，其是Kelvin溫度感應(yīng)器2232.4的示例性實(shí)施方案。Kelvin溫度感應(yīng)器1500是產(chǎn)生與電路的絕對溫度線性相關(guān)的輸出電壓(VOUT)的絕對溫度感應(yīng)電路。如圖15所示，Kelvin溫度感應(yīng)器1500在1501端和1502端接收模擬電源和地參考電壓，并在1503端接收異步斷電控制信號(PDN)，和在1504端提供輸出電壓VOUT，該電壓VOUT與電路的溫度線性相關(guān)，處于0.0V到3.0V之間。圖15A是根據(jù)一個實(shí)施方案的KTS1500的示例性電路，突出了說明輸出電壓VOUT如何相應(yīng)于溫度的基本等式。例如，圖15A中的所有組件可以被集成在同一個芯片卜.，因此元件的匹配(matching)可以優(yōu)于0.1%。在沒有校準(zhǔn)的情況下，在0°C到125°C的溫度范圍內(nèi)可以得到大約土5%的精確度。在有校準(zhǔn)的情況下，通過在已知溫度(例如，25°C)測量輸出電壓VOUT，可以得到大于±1%的精確度。圖54A是根據(jù)另-個實(shí)施方案說明IVS1209的接口信號的示例性接口方塊圖，圖54B是相應(yīng)的功能方塊圖。如圖54A和X.4c所示，接口信號包括電池(BATT)信號3400.4，開關(guān)(SWT)信號3402.4，電源A和B(分別是SUPPLYA和SUPPLYB)3404.4和3406.4，XIN信號3408.4，XOUT信號3410.4，VM1信號3412.4，VM2信號3414.4，VM3信號3416.4，IVS—CLK信號3418.4，DONEPUMP信號3420,4，DONEBOOT信號3422.4，VOUT信號3424.4，RESETN信號3426.4，VSSIOA信號3428.4，VSSIOB信號3430.4，VDDIOA信號3432.4，VDDIOB信號3434.4，VREF—HALF信號3436.4，COLDBOOT信號，SWT—ADAPT信號，F(xiàn)REF信號3438.4，VREF信號3440.4，AVS信號3442.4，VSS信號3444.4，AVD信號3446.4，以及VDD信號3448.4。如圖54A所示，一些信號使用焊點(diǎn)3550.4。電池(BATT)信號3400.4是外部電池可用時提供的信號。開關(guān)(SWT)信號3402.4用于使開關(guān)電源控制器1200從關(guān)機(jī)模式進(jìn)入低功率模式或標(biāo)準(zhǔn)模式。電源A3404.4和電源B3406.4是連接到外部電源的焊點(diǎn)(分別是A或B)。XIN信號3408.4是用于晶振3500.4的輸入信號，而XOUT信號3410,4是來自晶振3500.4的輸出信號，兩個信號都用于與外部晶振(例如，32.768KHz的晶振)通信。VMl信號3412.4、VM2信號3414.4以及VM3信號3416.4是提供給或來自于外部電容器(標(biāo)識為圖54B中的EXTCAP)的信號，這些信號連接到電壓乘法器3504.4。IVS—CLK信號3418.4是來自CLKGEN1223的時鐘信號，該信號被電荷泵3518.4使用，而DONEPUMP信號3420.4是來自于屮央處理模塊(SYS)1205的信號，該信號使電荷泵3518.4停止工作。DONEBOOT信號3422.4是來自于中央處理模塊(SYS)]205的信^，該信^使電源檢測電路3502.4停止電壓乘法器3504.4和電壓調(diào)節(jié)器3510.4和3514.4。VOUT信號3424.4是來自Kelvin溫度感應(yīng)器3516.4的輸出信號，該信號被提供給SHM1207。RESETN信號3426.4是來白加電復(fù)位(POR)電路3512.4的復(fù)位信號，并被提供給復(fù)位模塊1215。VSSIOA信號3428.4和VSSIOB信號3430.4是兩個在電荷泵IO3518.4中產(chǎn)生的電源信號，兩個信號都被提供給開關(guān)電源控制器1200屮的各種模塊，包括NFET驅(qū)動模塊1202。VREF信號3440.4是提供給模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的參考電壓信號(例如，3.0V)，而VREFJIALF信號3436.4是被提供給SHM1207的信號，其電平值為VREF信號3440.4的一半。FREF信號3438.4是由晶振3500.4提供的參考頻率。AVS信號3442.4是模擬地信號，VSS信號3444.4是數(shù)字地信號，AVD信號3446.4是模擬電壓信號(例如，3.3V)，以及VDD信號3448.4是數(shù)字電壓信號(例如，3.3V)。作為工作的功能性示例(參考圖54B)，如果外部電池提供電能，電池信號3400.4將提供電壓(例如，至少1.8V)以運(yùn)行電源檢測電路3502.4(其檢測電壓)和晶振(XTAL0SC1)3500.4，為電壓乘法器3504.4生成時鐘。電源檢測電路3502.4為晶振3500.4提供電壓(例如，1.8V)并檢測何時退出關(guān)機(jī)模式。電壓乘法器3504.4的輸出(例如，輸入電壓的兩倍)被用作電壓調(diào)節(jié)器(VRAVD)3514.4和(VRVDD)3510.4的輸入電壓，其分別產(chǎn)生VRAVD電壓和VRVDD電壓。分離的內(nèi)部電壓倍乘器3508.4向VREF模塊3506.4提供電壓(例如，6.6V或VDD信號3448.4的兩倍)，VREF模塊3506.4通過使用(例如)帶隙參考電路，提供穩(wěn)定的參考電壓(即，VREF信號3440.4)。一旦生成核心邏輯VDD信號3448.4和AVD信號3446.4，鎖相環(huán)(PLL)電路(未示出)和圖54B所示的其它電路可以利用來自VDD信號3448.4和/或AVD信號3446.4的電壓(例如，3.3V)開始T.作。當(dāng)VRVDD電壓達(dá)到最小電平時，POR電路3512.4退出復(fù)位狀態(tài)(在復(fù)位期間，POR電路3512.4的功能是異步置位或復(fù)位在開關(guān)電源控制器1200屮使用的寄存器)。包括在中央處理模塊(SYS)1205中的8051將負(fù)責(zé)系統(tǒng)的其它部分，這使調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204調(diào)節(jié)外部電源(例如，3.3V)。在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204調(diào)節(jié)外部電源(例如，3.3V)后，中央處理模塊(SYS)1205將置位DONEBOOT信號3422.4。一旦DONEBOOT信號3422.4被置位(例如，邏輯高電平)，則IVS1209將關(guān)斷電壓乘法器3504.4和內(nèi)部電壓調(diào)節(jié)器3510.4和3514.4。來自電壓調(diào)節(jié)器3510.4的電壓也將傳遞到POR模塊3512.4，以使異步寄存器(未示出)能夠退出其復(fù)位狀態(tài)。而且，電荷泵3518.4將接收電壓乘法器3504.4的輸出，并在外部電容器(EXTCAP)中存儲加電程序期間在NFET驅(qū)動模塊1202中需要的電荷(例如，大于3V的電源以驅(qū)動外部NFET的門電路)。i生成IVS—CLK信號3418.4，電荷泵3518.4將開始，并繼續(xù)充電，直到收到來白中央處理模塊(SYS)1205的DONEPUMP信號3420.4。如果沒有電池可用，而外部電源由電源A3404.4或電源B3406.4(例如，在4.5V和14.4V之間提供的電源)提供，該電壓將被電源檢測電路3502檢測并運(yùn)行晶振3500.4。VREF模塊3506.4和電壓調(diào)節(jié)器3510.4和3514.4將接收電源A3404.4或電源B3406.4作為其輸入電壓，以產(chǎn)生模擬和數(shù)字電壓(即，分別為AVD信號3446.4和VDD信號3448.4)。一旦生成AVD信號3446.4和VDD信號3448.4，將進(jìn)行與上述關(guān)于電池電源相同的程序，以通過AVD信號3446.4和VDD信號3448.4提供接回到芯片的外部3.3V。如果芯片已經(jīng)進(jìn)入關(guān)機(jī)模式，并且仍具有來自電池3400.4、SUPPLYA3404.4或SUPPLYB3406.4的電能，則芯片將保持在該狀態(tài)，只有XTALOSC3500.4和電源檢測電路3502.4在運(yùn)行。芯片將保持在該狀態(tài)，直到兩種情況之一發(fā)生焊點(diǎn)SWT被置為低或電源被提供。一旦出現(xiàn)這些情況之一，將會啟動上述的加電程序，并向中央處理模塊(SYS)1205提供信號COLDBOOT和SWT—ADAPT。圖54C是根據(jù)另一個實(shí)施方案的IVS1209加電程序的示例性流程圖。當(dāng)提供外部電壓時，步驟3600.4開始加電程序。如果步驟3602.4中外部電壓大于需要的閾值(例如，1.8V)，則保持關(guān)機(jī)模式以允許電路加電(步驟3604.4)。如果外部電壓大于希望的電池電壓，則外部電壓被路由到VREF模塊3506.4和電壓調(diào)節(jié)器(LDO)3510.4和3514.4(參考如圖54B所討論的)。如果外部電壓為希望的電池電壓左右，則步驟3608.4確定是否開關(guān)(SWT3402.4)被按下，如果沒有，則進(jìn)入關(guān)機(jī)模式(歩驟3604.4)。如果電源開關(guān)被按下，則步驟3612.4啟動電壓乘法器3504.4、VREF模塊3506.4以及電壓調(diào)節(jié)器3510.4和3514.4。RESETN信號3426.4被置位(步驟3614.4)，電荷泵3518.4開始工作。步驟3618.4確定是否退出低電池狀態(tài)，如果是，則IVS返回步驟3604.4。IVS保持在狀態(tài)3618.4，直到中央處理模塊(SYS)1205(流程圖中稱為8051)已經(jīng)完成其冷啟動操作。一旦屮央處理模塊(SYS)1205完成這些操作，步驟3620.4關(guān)掉所有冗余系統(tǒng)，而外部電壓(即，VDD信號3448.4)被反饋到開關(guān)電源控制器1200。步驟3622.4開始電壓倍乘器3508.4的操作，以及當(dāng)DONEBOOT信號3422.4被置位時，啟動標(biāo)準(zhǔn)模式或低功率模式(步驟3626.4)。當(dāng)接收到關(guān)機(jī)模式指令時，歩驟3624.4關(guān)掉VREF模塊3506.4和電壓倍乘器3508.4，重復(fù)步驟3606.4。x.5部分轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)(ADC)參考圖12，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206可以被構(gòu)造為逐次逼近型轉(zhuǎn)換器(SAR)或其它適當(dāng)?shù)慕Y(jié)構(gòu)，例如快速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。由于使用與基于電容率的分壓和倍乘結(jié)合的采樣和保持，對模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入可以進(jìn)行兒個不常見的簡化。SAR轉(zhuǎn)換器的標(biāo)準(zhǔn)實(shí)現(xiàn)需要輸入緩沖放大器以調(diào)節(jié)和縮放輸入電壓和采樣和保持電路以防lh當(dāng)連續(xù)的SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器的值與輸入電壓比較時，輸入電壓在SAR比較器的輸入端改變。在SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，如果輸入電壓在轉(zhuǎn)換過程中被允許改變，則轉(zhuǎn)換可能被中斷。在SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器中通常需要的附加的輸入級要求被測量的電壓可用，且在轉(zhuǎn)換開始前設(shè)置有效的時間。該"設(shè)置時間"是例如本發(fā)明的多路復(fù)用系統(tǒng)中的關(guān)鍵問題，這是因?yàn)槠浣档土颂峁┬碌妮斎氲乃俾驶驈哪?shù)轉(zhuǎn)換器對更高速度的要求。因?yàn)楸景l(fā)明在其輸入端使用采樣和保持和基于電容率的縮放(scaling)，輸入放大器和采樣和保持部分可以從一個實(shí)施例中實(shí)現(xiàn)的SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器中省去，因此消除多數(shù)設(shè)置時間和一些誤差源，同時降低了SAR模數(shù)轉(zhuǎn)換器的速度要求和能耗。需要的模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206的處理速度被DPC幀速率和開關(guān)電源控制器1200控制下的開關(guān)電源的數(shù)量和希望的A/D解析度驅(qū)動。例如，如果開關(guān)電源控制器1200使用524KHz的循環(huán)速率并控制7個開關(guān)電源，則模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206必須在大約2微秒的DPC幀周期內(nèi)轉(zhuǎn)換14個反饋信號和兩個輸入信號。如果希望得到10位的解析度，則造成A/D邏輯吋鐘頻率約為1lOMHz。x.7輸出結(jié)構(gòu)NFET(GM)圖55是根據(jù)一個實(shí)施方案的NFET驅(qū)動模塊1202的示例性功能圖。圖55包括輸入/輸出(1/0)緩沖器2102.4和2104.4，其通過焊點(diǎn)2106.4和2110.4(分別相應(yīng)于圖12的NFET驅(qū)動模塊1202.卜.的UPPER—FET和LOWER—FET端)驅(qū)動相應(yīng)的外部功率MOSFET2112.4和2114.4。如圖55所示，功率MOSFET2112.4被作為"UPPERFET"，功率MOSFET2114.4被作為"LOWERFET"，兩者都用于向負(fù)載提供穩(wěn)定的DC電源。NFET驅(qū)動模塊1202通過開關(guān)控制總線1303a(即，H1GHFET)和開關(guān)控制總線1303b(即，LOWFET)接收表示為與總線相鄰的信號，其包括由NFET驅(qū)動模塊1202用于控制I/O緩沖器2102.4和2104.4的信息。焊點(diǎn)2108.4被連接到功率MOSFET2112.4和2114.4，以向NFET驅(qū)動模塊1202提供關(guān)于外部負(fù)載參數(shù)(例如，電壓)的反饋信號(ft)。NFET驅(qū)動模塊1202(圖12)進(jìn)一步包括接門信號VDDIO[A,B]、VSSIO[A,B]、UPFET—Source、LOWFET_Source以及IDDQ。該VDDIO[A,B]信號是電源電壓A和B，而VSSIO[A,B]信號是相應(yīng)的A和B的地參考。該UPFET—Source和LOWFET—Source信號分別監(jiān)視和提供關(guān)于功率MOSFET2112.4和2114.4的反饋，并用符號與圖55所示的反饋(fb)對應(yīng)。為測試目的而提供IDDQ信號。圖55A說明根據(jù)另一個實(shí)施方案的NFET驅(qū)動模塊1202的示例性接口信號。接口信號包括PFET[6:0]信號3200.4，SFET[6:0]信號3202.4，IDDQ信號3204.4，SELMODE信號3206.4，CNTL[1:0]信號3208.4，VSSIOA信號3210.4，VSSIOB信號3212.4，SUPPLYB信號3214,4，SUPPLYA信號3216.4，UPSENSE[6:0]信號3218.4，LOWFET[6:0]信號3220.4，UPFET[6:0]信號3222.4，VDDIOB信號3224.4，VDDIOA信號3226.4，VSS信號3228.4以及VDD信號3230.4。PFET[6:0]信號3200.4和SFET[6:0]信號3202.4是從DPC1201接收的脈沖，以分別驅(qū)動初級和次級外部NFET。IDDQ信號3204.4是測試信號，而SELMODE信號3206.4選擇工作模式，而CNTL[1:0]信號3208.4提供控制信息。VSSIOA信號3210.4和VSSiOB信號3212.4是外部電源(即，分別為SUPPLYA信號3216.4和SUPPLYB信號3214.4)的返回地路徑。VDDIOA信號3226.4和VDDIOB信號3224.4來自SUPPLYA信號3216.4和SUPPLYB信號3214.4的高壓源，其可以被DPC1201控制，以按需要調(diào)節(jié)負(fù)載電壓。VSS信號3228.4和VDD信號3230.4分別是數(shù)字地和數(shù)字電源電壓(例如，3.3V)。UPFET[6:0]信號3222.4和LOWFET[6:0]信號3220.4是驅(qū)動初級和次級外部NFET的信號，而UPSENSE[6:0]信號3218.4是用于開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的初級外部NFET的參考源電壓，其中的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器由開關(guān)電源控制器1200控制。圖55B說明根據(jù)另一個實(shí)施方案被稱為NFET驅(qū)動模塊1202的開關(guān)驅(qū)動模塊的示例性接口信號。NFET驅(qū)動模塊1202包括I/O驅(qū)動器，如下所述，其可以被用于驅(qū)動外部功率FET和外部線圈(例如，用于數(shù)字照相機(jī)應(yīng)用)。該接口信號包括PFET[6:0]信號3200.4，SFET[6:0]信號3202.4，PFET—SEL[6:0]信號4402.4，F(xiàn)ET—SWAP[6:0]信號4404.4，EN—EXT33信號4406.4，IDDQ信號3204.4，PFETSENSE[6:0]信號4408.4，SUPPLY—SEL[6:0]信號4410.4，VDDIOA信號3226.4，VSSIOA信號3210.4，VDDIOB信號3224.4，VSSIOB信號3212.4，PADIO[6:0]信號4418.4，PFETDRIVE[6:0]信號44]6.4，SFETDRIVE[6:0]信號4414.4以及EXTDRTVE信號4412.4。PFET[6:0]信號3200.4和SFET[6:0]信號3202.4是從DPC1201接收的脈沖，分別用于驅(qū)動外部初級NFET和外部次級NFET。從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收的PFET一SEL[6:0]信號4402.4命令是否驅(qū)動外部FET或外部線圈。如果驅(qū)動外部線圈，則VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4將被連接到電源A或電源B。如果驅(qū)動外部FET，則VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4將被升壓高于電源A或電源B電平的等于3V的電平。從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收的FET一SWAP[6:0]信號4404.4，根據(jù)外部電源電路布局是否為升壓或降壓(buck)，向NFET驅(qū)動模塊1202發(fā)信號，以交換來自PFET[6:0]信號3200.4禾nSFET〖6:0]信號3202.4的脈沖。EN_EXT33信號4406.4驅(qū)動EXTDRIVE信號4412.4，該EXTDRIVE信號4412.4驅(qū)動外部開關(guān)，以將外部電源(例如，3.3V)與系統(tǒng)的其余部分隔離。1DDQ信號3204.4為測試信號。PFETSENSE[6:0]信號4408.4是初級外部NFET的源，并被連接回開關(guān)電源控制器1200，以監(jiān)視PFETDRIVE[6:0]信號4416.4的源電壓。SUPPLY—SEL[6:0]信號4410.4在電源A和電源B之間選擇，用于生成VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4。VDDIOA信號3226.4從外部被連接到PADIO[6:0]信號4418.4，ji:提供高于電源A電壓的電平(例如，大于3.0V)作為用于PFETDRIVE[6:0]信號4416.4或SFETDRIVE[6:0]信號4414.4的主電源(如果驅(qū)動外部NFET)，或作為預(yù)驅(qū)動電壓(如果驅(qū)動外部線圈)。VSSK)A信號3210.4是用于VDDIOA信號3226.4或PAD丄O[6:0]信號4418.4的地信號。類似地，VDDIOB信號3224.4被外部連接到PADIO[6:0]信號4418.4，并提供高于電源B電壓的電平(例如，大于3.0V)作為用于PFETDRIVE[6:0]信號4416.4或SFETDRIVE[6:0]信號4414.4的主電源(如果驅(qū)動外部NFET)，或作為預(yù)驅(qū)動電壓(如果驅(qū)動外部線圈)。VSSIOB信號3212.4是用于VDDIOB信號3224.4或PADiO[6:0]信號4418.4的地信號。PADIO[6:0]信號4418.4是用于PFETDRIVE[6:0信號4416.4或SFETDRIVE[6:0]信號4414.4中的末級的輸入/輸出功率的主電源，根據(jù)配置，可以使用VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4以及電源A或電源B(下面進(jìn)一步描述)。PFETDRIVE[6:0]信號4416.4驅(qū)動外部初級FET。SFETDRIVE[6:0]信號4414.4驅(qū)動外部次級FET。EXTDRIVE信號4412.4接通或關(guān)閉用于隔離外部電源(例如，3.3V)的外部FET開關(guān)，其中外部電源將被連接回到開關(guān)電源控制器1200。圖55C表示圖55B的實(shí)施方案的示例性功能圖。根據(jù)一般的操作，從DPC1201接收兩個脈沖，PFET信號3200.4和SFET信號3202.4。如果這些脈沖重疊，故障保險模式邏輯4430.4(圖55D)設(shè)置輸出信號為LOW以使PFETDRIVE信號4416.4和SFETDRIVE信號4414.4為低，直到下一幀。預(yù)驅(qū)動邏輯4432.4和4434.4(圖55D)檢查外部初級和次級輸出端的交換。PFET一SEL信號4402.4同時將配置驅(qū)動器為驅(qū)動外部FET或直接驅(qū)動外部線圈。當(dāng)驅(qū)動外部FET時，PFETDRIVE信號4416.4需要(例如)比PFETSENSE信號4408.4高3V。因此，PFETSENSE信號4408.4被連接回到預(yù)驅(qū)動邏輯，以監(jiān)視用于外部FET的源電壓。VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4(圖X.7d)被外部連接到NFET驅(qū)動模塊1202，并且根據(jù)SUPPLY—SEL信號3202.4的值，NFET驅(qū)動模塊1202的每個通道(例如，7個)將被連接到VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4。7個通道中的每個利用PADIO信號4418.4、PFETDRIVE信號4416.4、PFETSENSE信號4408.4、SFETDRIVE信號4414.4以及其相應(yīng)的VSSIOA信號3210.4或VSSIOB信號3212.4。在加電程序中，外部NFET將被EXTDRIVE信號4412.4驅(qū)動，其是類似于用于PFETDRIVE信號4416.4的緩沖器的I/O緩沖器。從中央處理模塊(SYS)1205接收的EN—EXT33信號4406.4控制EXTDRIVE信號4412.4。圖55D說明使用內(nèi)部緩沖器的應(yīng)用，該內(nèi)部緩沖器由晶體管4440.4和4442.4表小，以直接驅(qū)動用于實(shí)現(xiàn)圖55B的外部線圈4444.4。如上所述，對于該配置，PADIO信號4418.4外部連接到電源A或電源B(即，在插板層次)。如圖所示，PFETDRIVE信號4416.4和SFETDRIVE信號4414.4可以被排列以并行驅(qū)動外部線圈4444.4和容性負(fù)載4446.4，其可以導(dǎo)致低電源阻抗。故障保險模式邏輯4430.4檢驗(yàn)PFET信號3200.4和SFET信號3202.4沒有重疊。SUPPLY—SEL4410.4通過多路復(fù)用器4448.4選擇VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4，以路由到控制邏輯4432.4和4434.4，其控制晶體管對4440.4和4442.4。圖55E說明使用由晶體管對4440.4和4442.4表示的內(nèi)部緩沖器的應(yīng)用，以驅(qū)動用于實(shí)現(xiàn)圖55B的外部FET4450.4和4452.4。如上所述，對于該配置，PADIO信號4418.4被外部連接到VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4(即，在插板層次)。圖55E所示的應(yīng)用類似于圖55D,因此將不重復(fù)描述。然而，如圖55E所示，外部FET4450.4和4452.4分別被PFETDRIVE信號4416.4和SFETDRIVE信號4414.4驅(qū)動，以驅(qū)動外部線圈4444.4和容性負(fù)載4446.4。當(dāng)PFET3200.4為高時，其控制邏輯4432.4保持PFETDRIVE在高于PFETSENSE4408.4上的3V不變。表x.7a以真值表的形式概括了示例性配置中各種信號的狀態(tài)。對于PFET—SEL信號4402.4，0和1分別表示內(nèi)部和外部。對于FET一SWAP信號4404.4，0和1分別表示不交換和交換。<table>tableseeoriginaldocumentpage84</column></row><table>1000l(內(nèi)部)o(內(nèi)部)1001o(內(nèi)部)1(內(nèi)部)10101(外部)0(外部)10110(外部)1(外部)11000(故障保0(故障保險)險)11010(故障保0(故障保險)險)11100(故障保0(故障保險)險)11110(故障保0(故障保險)險)圖55F表示圖55B的實(shí)施方案的示例性芯片內(nèi)配置的方塊圖。如圖所示，開關(guān)電源控制器1200通過焊點(diǎn)4462.4或通過PADIO信號4418.4接收電源A和電源B信號，并產(chǎn)牛VDDIOA信號3226.4或VDDIOB信號3224.4。開關(guān)電源控制器1200通過NFET驅(qū)動模塊1202產(chǎn)生PFETDRIVE信號4416.4和SFETDRIVE信號4414.4，并接收PFETSENSE4408.4，和可選的SFETSENSE4460.4。x.8微控制器結(jié)構(gòu)參考圖56，中央處理模塊(SYS)1205的示例性實(shí)施例，其包括微處理器內(nèi)核，例如8051，其通過高級通用目的1/0(AGPIO)模塊410.1與外部主機(jī)接口。AGPIO模塊410.1提供31個GPIO端口，這些端口可以分別地被設(shè)置為適合^機(jī)應(yīng)ffl的需要，例如確定電源狀態(tài)的能力，8X8鍵盤接口，以及用于與主機(jī)設(shè)備通信的串行通信總線。這種與主機(jī)設(shè)備的串行通信可以利用多個串行多路復(fù)用器420.1選擇的信令協(xié)議進(jìn)行。例如，串行數(shù)據(jù)可以從通用異步收/發(fā)信機(jī)(UART)425.1、SPI收/發(fā)信機(jī)435.1或JTAG收/發(fā)信機(jī)440.1接收。附加的串行設(shè)備也可以85被使用，例如Microwire、I2C或SSI2設(shè)備。微處理器內(nèi)核400.1在內(nèi)部總線450.1與由串行多路復(fù)用器420.1選擇的串行設(shè)備通信。數(shù)據(jù)通路多路復(fù)用器470.1多路復(fù)用內(nèi)部總線450.1的讀數(shù)據(jù)通路上的數(shù)據(jù)，以從不同的源選擇數(shù)據(jù)，例如LED控制器1214和監(jiān)視器控制器1213。此外，微處理器內(nèi)核400.1可以通過連接到內(nèi)部總線450.1的外部接口455.1，從非易失性存儲器模塊1216(圖12)接收數(shù)據(jù)和向非易失性存儲器模塊1216存儲數(shù)據(jù)。如這里關(guān)于監(jiān)視器控制器1213和LED控制器1214的進(jìn)一步描述，微控制器400.1同時通過內(nèi)部總線450.1與這些模塊接口。在微控制器內(nèi)核400.1上的程序執(zhí)行所必須的數(shù)據(jù)可以被存儲在程序存儲器設(shè)備460.1。程序存儲器設(shè)備460.1可以是適合于程序存儲和執(zhí)行的任何技術(shù)，例如帶掩膜的ROM、閃存存儲器、EEPROM或其它合適的介質(zhì)。微控制器內(nèi)核400.1也可以在RAM465.1或在非易失性存儲器模塊1216(圖12)中存儲數(shù)據(jù)。微控制器內(nèi)核400.1通過內(nèi)部總線520.1與其它模塊通信，例如開關(guān)電源控制器1200中的調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204，其在圖12中也相對于調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204說明和進(jìn)行了討論。握手協(xié)議或膠合邏輯(gluelogic)可以被用于協(xié)調(diào)該通信。傳出的數(shù)據(jù)以存儲器映射的方式或被SFR映射地址尋址到指定的模塊。微控制器內(nèi)核400.1由從時鐘發(fā)生模塊1223接收的時鐘信號714.1進(jìn)行吋鐘控制。然而，因?yàn)樵谡A作期間，從DPC幀到DPC幀的調(diào)節(jié)處于調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的控制之下，因此在正常工作期間，使微控制器400.1被時鐘714.1連續(xù)地定時將是能量的浪費(fèi)。因此，當(dāng)微處理器完成需要的任何處理后，時鐘714.1在正常工作期間被微處理器關(guān)斷。響應(yīng)來白其它模塊(例如監(jiān)視器控制器1213或LED控制器1214)的中斷，電源管理模塊480.1允許微處理器內(nèi)核400.1接收時鐘714.1。一旦中斷被提供，時鐘714.1再次被微處理器內(nèi)核400.1關(guān)斷。1.2.2部分控制回路/算法圖25是用在電池和電源管理應(yīng)用中，例如個人數(shù)字助理(PDA)中的開關(guān)電源控制器1200的框圖。如圖25所示，開關(guān)電源控制器1200(a)調(diào)節(jié)降壓轉(zhuǎn)換器2570以在2540端提供穩(wěn)定的DC電源，(b)調(diào)節(jié)DC/AC轉(zhuǎn)換器2571以在2542端和2543端之間直接提供AC電源，(c)當(dāng)外部DC電源電壓(例如，12—15V)在2544端可用時，通過轉(zhuǎn)換器2572對電池2517充電，或者工作在降壓模式或者工作在升壓模式，以及(d)當(dāng)外部DC電源電壓在2544端不可用時，從電池2517中得到能量，工作在升壓模式。在PDA的應(yīng)用中，例如，開關(guān)電源控制器1200可以與主處理機(jī)和數(shù)據(jù)接口2573上的外圍設(shè)備通信。通常的參考振蕩電路2574為開關(guān)電源控制器1200提供32.768KHz的參考時鐘信號。盡管在圖25中示出了具體的轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)，以說明這里描述的示例性實(shí)施例，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該知道本發(fā)明并不限制于此。根據(jù)該詳細(xì)的描述，可以實(shí)現(xiàn)處于本發(fā)明領(lǐng)域內(nèi)的其它轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)。在圖25中，降壓轉(zhuǎn)換器2570包括電感器2503，電流檢測電阻2504，輸出電容器2501，以及MOS開關(guān)2505和2506(其包括本征二極管2502)，在其各自的門電路端接收來自開關(guān)電源控制器1200的脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號("upper_FET_gate"和"lower_FET—gate")。電感器2503、電流檢測電阻2504和輸出電容器2501串行連接在幵關(guān)電源控制器1200的感應(yīng)輸入端2518(多個"upper_FET_source—sense"端中的一個)之間，該端被連接到MOS開關(guān)2505的源級端和地參考。二極管2502防止感應(yīng)輸入端2518的電壓降到低于地參考的預(yù)定電壓(例如，大約IV)。MOS開關(guān)2505的漏級端被連接到開關(guān)電源控制器1200的兩個電源端("s叩plyA"或"supplyB")其中之。MOS開關(guān)2506的漏級端和源級端被分別連接到感應(yīng)輸入端2518和地參考。從輸出電容器2501的未接地端2540得到穩(wěn)定的輸出電壓。該穩(wěn)定的輸出電壓被MOS開關(guān)2505和2506的柵極端接收的脈沖寬度調(diào)制信號的占空比來確定。如圖22所示，在一個實(shí)施方案中，脈沖調(diào)制信號的周期(period)(也被稱為"周期"(cycle))是2微秒。電流檢測電阻器2504的兩端被連接到開關(guān)電源控制器1200的檢測輸入端2530和2531(來自毎個"sense—I"和"sense—VI"總線的一端)。這些感應(yīng)輸入端上的電壓(V。ut—VIL)與電感器2503中的電流成比例。來白2544端的外部DC功率可以被提供到系統(tǒng)的電源端2508。在轉(zhuǎn)換器2572中，二極管2511、2512和2513被設(shè)置為確保電源只從外部電源流入系統(tǒng)，并防止電源端2508處的電壓降到低于地參考的預(yù)定電壓(即，二極管的正向偏壓)。在轉(zhuǎn)換器2572中，電感器2514、檢測電阻器2515以及電容器2516串行連接在開關(guān)電源控制器1200的感應(yīng)端2519(多個"upper—FET—source—sense"端的一個)和地參考之間。電容器2516的未接地端被連接到電池2517的正極端。MOS開關(guān)2509和2510在其柵極端接收脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號。MOS開關(guān)2509的漏極端和源極端分別連接到電源端2508和感應(yīng)端2519。MOS開關(guān)2510的漏極端和源極端分別連接到感應(yīng)端2519和地參考。當(dāng)外部電源被連接到2544端時，在MOS開關(guān)2509和2510的柵極端的脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電壓和電流，用于充電電池2517?？蛇x地，g卩，當(dāng)外部電源沒有連接到2544端并且系統(tǒng)用電池2517提供的電能運(yùn)行時，MOS開關(guān)2509和2510的柵極端的脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電源端2508的電壓。根據(jù)電池2517提供的電壓是否高于希望的2508端的電壓，轉(zhuǎn)換器2572操作為降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器工作。電流檢測電阻器2515的兩端被連接到開關(guān)電源控制器1200的檢測輸入端2535和2536(來自每個"sense—I"和"sense_VI"總線的一端)。這些感應(yīng)輸入端上的電壓(V。ut—VIL)與電感器2514中的電流成比例。DC/AC轉(zhuǎn)換器2571為在PDA巾用作背面照明的冷陰極熒光燈(CCFL)提供高壓AC電源(例如，700V)。在轉(zhuǎn)換器2571屮，MOS開關(guān)2521和2522兩者之一地將電感器2520和2523連接到地參考。電感器2520和2523中每-'個都分別連接在電源端2508和MOS開關(guān)2521和2522的漏極端。在這些漏極端的電壓控制壓電變換器CCFL2525的兩端2542和2543上的需要的AC信號。2543端通過檢測電阻2526被連接到地參考。1.2.2.1部分輸入電壓/輸出電流預(yù)控制環(huán)路電流檢測電陽.器2526的兩端被連接到開關(guān)電源控制器1200的檢測輸入端2532和2532(來自每個"sense—I"和"senseVI"總線的一端)。這些感應(yīng)輸入端上的電壓與CCFL2525屮的電流成比例。MOS開關(guān)2521和2522的柵極端的脈沖寬度調(diào)制信號調(diào)節(jié)提供給CCFL2525的電源。從上述描述可以看出，轉(zhuǎn)換器2570、2571以及2572中的每個被-對脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號(來自每個"upper_FET—gate"和"lower_FET_gate"信號組)調(diào)節(jié)。這些信號優(yōu)選地為不重疊(即，這些信號在同一時間不都為高電壓)。對于每個轉(zhuǎn)換器，調(diào)節(jié)是基于接收表示受控變量值的輸入信號的控制環(huán)路。圖19是概括開關(guān)電源控制器1200中的模塊的方塊圖，其為電池或電源管理應(yīng)用提供控制環(huán)路。如圖19所示，數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換器模塊1201從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收10位值，并因此提供7對脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號1901a和1901b中的一個，艽中的IO位值表示脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號的占空比。脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號1901a和1901b被NFET驅(qū)動模塊1202驅(qū)動(在圖19中未示出)，作為來自開關(guān)電源控制器1200的upper_FET—gate和lower—FET—gate信號。同時，7對電壓信號1902a和1902b(即，I，VI)，每對表示檢測電阻器兩端上的電壓，所述的7對電壓信號被采樣和保持模塊1207接收。此外，兩個外部電源端1903和l卯4的電壓(即，電源A和電源B)也被采樣和保持模塊1207接收。這些模擬電壓信號中的每個依次被采樣和保持，以被模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206轉(zhuǎn)換，模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206為調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供用于每個被轉(zhuǎn)換的電壓的IO位數(shù)字值。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204執(zhí)行適用于控制環(huán)路的許多方法，并在總線1907上向數(shù)字脈沖轉(zhuǎn)換模塊1201提供合適的10位值。當(dāng)然，用于每個被轉(zhuǎn)換的電壓值的位數(shù)是設(shè)計(jì)選擇的問題，例如，依賴于控制環(huán)路中需要的解析度。實(shí)際上，在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204巾，可以以比IO位更高的解析度進(jìn)行計(jì)算，小于10位解析度的余值可以被保持多個周期，以實(shí)現(xiàn)特殊的、更高精度的控制方法。1.2.2.2部分存儲的外部組件參數(shù)對于每個電池或電源管理應(yīng)用，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204接收電源電壓VA(例如，2508端的電壓)，在電流檢測電阻器的一端的穩(wěn)定的輸出電壓V加(例如，2531端的電壓)，以及在電流檢測電阻器的另一端穩(wěn)定的輸出電壓(例如，2530端)。圖57提供了轉(zhuǎn)換器2570的電路模型。如圖57所示，降壓或升壓轉(zhuǎn)換器的電感器中的電流k可以被電流檢測電阻器2504兩端上的壓降(即，V。ut_VIL)除以阻抗Rse臓來確定。根據(jù)接收到的測量的電壓值和從這些收到的值導(dǎo)出的數(shù)量來實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)。例如，本發(fā)明允許使用2508端的輸入電壓(例如，電源電壓VA)和輸出電流(例如電阻器2504中的電流IT,)作為控制參數(shù)來進(jìn)行調(diào)節(jié)。圖26說明根據(jù)本發(fā)明的控制環(huán)路的工作。如圖26所小，這種控制環(huán)路包括3個階段。在控制周期或周期的開始(在一個實(shí)施方式中該周期是2毫秒時間周期)，在階段2601中，受控變量的值(例如，輸出電壓)被采樣和數(shù)字化。根據(jù)這些輸入值，在階段2602，計(jì)算參數(shù)值和適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)(例如，受控變量值的增加或減小)。該響應(yīng)(例如，MOS開關(guān)的驅(qū)動信號的占空比的增加或減小)接著被用于完成受控變量的改變?；氐綀D57，如果考慮轉(zhuǎn)換器的寄生電阻或阻抗，壓降Vp可以歸因于，例如，寄生電阻R。n和RL，其中Ron是一個MOS開關(guān)(例如，MOS開關(guān)2505或2506)的"導(dǎo)通"電阻，而Rt是電感器(例如，電感器2503)中的寄生串聯(lián)電阻。寄生電阻R。n在圖57中沒有示出，而寄生電阻R^在圖57中被表示為電阻器5701。如上所述，電感器中的電流Ii,可以由R。n+RL除(V。ut—VIL)得到。電壓Vp可以通過使用下述的方法逼進(jìn)。此外，寄生電阻Rc(由圖57中的電阻器5702表示)可以歸因于在輸出電容器(例如，輸出電容器2501)中的寄生串聯(lián)電阻。因?yàn)槭袌錾系玫降木€圈的實(shí)際電感值L可能不同于其額定電感值而超過10%，并且可能隨電感器的壽命較大地變化，根據(jù)本發(fā)明的方法允許周期地或當(dāng)加電時計(jì)算電感器的實(shí)際電感值。本發(fā)明也提供下述的方法，以計(jì)算電容器2501的輸出電容值C。根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例，輸出電壓V。ut的調(diào)節(jié)可以以圖20所述的方式進(jìn)行。圖20所述的調(diào)節(jié)方式識別電感器具有飽和電流tsAT,超過該飽和電流，電感器變?yōu)樽栊?即，額外的電流導(dǎo)致能量作為熱量散失，在電感器中沒有額外的能量被存儲)。最初，輸出電壓V^和電感器電流込為0。如圖20所示，本發(fā)明的控制方法最初向MOS開關(guān)提供脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號的占空比(例如，接近100%)，這就以最高的速率增加電感器中的電流，直到電感器電流達(dá)到預(yù)定的飽和電流Ilsat僮(例如，Ilsat的95X)。在這個時間期間，電感電流為電感器中的磁場充電和為輸出電容器(例如，電容器2501)屮的電場充電，以使電感器屮的電流和輸出電壓沿作電流/電壓部分2001而增加。當(dāng)電感電流達(dá)到預(yù)定的電流值時，如點(diǎn)2003所示，本發(fā)明的方法有效地減小到MOS開關(guān)的脈沖寬度調(diào)制驅(qū)動信號的占空比，以保持電感電流在該水平，從而充分地將電感電流傳輸?shù)乃心芰刻峁┙o用丁充電輸出電容器。在本控制方法的部分中，電感電流和輸出電壓跟隨(follow)電流/電壓部分2002。當(dāng)輸出電壓達(dá)到控制g的電壓V^get時，該控制方法進(jìn)一步減小占空比，以使由電感電流傳輸?shù)哪芰砍浞值叵⒃谪?fù)載(R!。ad)和轉(zhuǎn)換器的寄生阻抗中。而調(diào)節(jié)控制MOS丌關(guān)驅(qū)動信號，以使電感電流t和輸出電壓V。ut跟隨電流/電壓部分2004到達(dá)區(qū)域2005中的平衡值。在一些實(shí)施例中，當(dāng)負(fù)載工作在非常低功率模式中時，將輸出電壓V。ut保持在集中在Vtarget的選擇的范圍2005所必須的MOS開關(guān)驅(qū)動信號的占空比可以降到最小值以下。在這種情況下，調(diào)節(jié)繼續(xù)到"間歇"模式或"周期跳步"模式，其中在每個2微秒的周期中，可以不發(fā)送脈沖。而是，每兩個或更多周期發(fā)送MOS開關(guān)驅(qū)動信號中的固定持續(xù)時間的脈沖，以使兩個或多個周期的平均占空比達(dá)到保持輸出電壓處于受控區(qū)間內(nèi)所必須的占空比。接著，負(fù)載工作中的任何功率要求的變化(例如，背面照明的轉(zhuǎn)換)，將導(dǎo)致輸出電壓V。ut的波動。該控制方法調(diào)整MOS開關(guān)驅(qū)動信號的占空比，以將輸出電壓V。ut沿電流/電壓部分2006恢復(fù)到穩(wěn)定的電壓Vtarget。想到電感器2503上的電壓由下式給出i§^丄^三^-^并目.因?yàn)檠刂娏?電壓部分2001，在2微秒周期(At)中，電感器2503中電流的變化AI可以被檢測電阻器2504上壓降A(chǔ)(V。ut-Vi)除以電阻的阻抗Rs^e逼進(jìn)，所以可以這樣計(jì)算電感器2503的電感值L的第一階近似值。類似地，因?yàn)樵?微秒幀(At)屮，輸出電壓的變化AV。ut由-&^^^二:丄給出，并且因?yàn)檠刂娏?電壓部分2002，電感器2503上的壓降(V!l—Vm)大約為0(即，Z^;丄^s0)，而且電流I由檢測電阻器2504上的電壓eftAZ(V。U(—VIL)除以電阻Rw給出，因此電容C也可以在無負(fù)載情況下或者C和cload的組合電容的情況下計(jì)算。在相同的時間間隔中，電感器2503的寄生電阻rl可以根據(jù)電流t和電感器2503上的壓降(V^—Vin)，通過(Vxl一Vm)/Il逼迸?？梢灶愃频赜?jì)算其它控制參數(shù)。例如，在降壓轉(zhuǎn)換器中，任何給定時間的效率E由A、g給出，其屮D是當(dāng)前時間MOS開關(guān)驅(qū)動的占空比。效率E可以在每個楚]期的開始被更新。在丄作點(diǎn)2005，在施加負(fù)載之前，輸出的紋波電壓和輸出電容器的寄生串聯(lián)阻抗Rc可以使用紋波輸出電壓除以平均電感電流的比值來逼進(jìn)，其由在2微秒周期中通過計(jì)算最大和最小電感電流的加權(quán)平均來確定。最大和最小電感電流通過電流檢測電阻2504上最大和最小壓降的差(V。ut—V^)來得91導(dǎo)通和閉合前直接采樣得到。該最大和最小電流的加權(quán)平均通過對最大和最小電流加權(quán)占空比D得到。換句話，如圖21所示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage0</formula>輸出電容器的寄生串聯(lián)阻抗Re可以通過輸出電壓紋波的差A(yù)V。ut除以平均電流得到，即Ac=，其中AF。w=(F。,"》-r。w一.。在受控間隔2005期l負(fù)，當(dāng)電感電流約為常數(shù)時，輸入電壓Vin和電壓VIL之間的壓降，表示MOS開關(guān)2505和2506之一的寄生阻抗和電感器2503上寄生串聯(lián)阻抗上的壓降，其中電壓V^是在電感器和電流檢測電阻器2504的共同點(diǎn)2530的電壓。由于MOS開關(guān)的切換引起的效率損失可以使用從脈沖調(diào)制MOS開關(guān)驅(qū)動信號的暫時變化得到的數(shù)據(jù)來逼近。該暫時變化如圖22所示。圖22表示在相同持續(xù)時間相同占空比的兩個間隔A和B期間的脈沖調(diào)制MOS開關(guān)驅(qū)動信號。(盡管圖22表示間隔A只有兩個周期的寬度，實(shí)際上，每個間隔屮的周期數(shù)應(yīng)該為更大的數(shù)，以增加精確度。)然而，間隔A屮每個周期的導(dǎo)通部分短于間隔B中每個周期的導(dǎo)通部分，以使對于相同的占空比間隔A中導(dǎo)通脈沖數(shù)遠(yuǎn)大于間隔B中相應(yīng)的導(dǎo)通脈沖數(shù)。因此，轉(zhuǎn)換器在這些間隔之W的任何效率差P」'以歸因于由于每個開關(guān)的寄生阻抗的MOS開關(guān)的開關(guān)損失。輸出電壓的任何差值A(chǔ)f:消耗在寄生阻抗Rp上，其是阻抗R。n和電感器2501的阻抗&的和。因此Rp可以由i^二，估算，其中7是間隔A和B中的平均電流。圖57也表示具有寄生阻抗Rem(由電阻5704表示)的輸入濾波電容器5705和具有寄生阻抗Rs(由電阻5703表示)的輸入電源(由電池5706表示)。1.2.2.3部分絕對值電源控制環(huán)路，包括使用控制不工作區(qū)域(controldeadband)和可變增益被計(jì)算的參數(shù)值，包括電感值、輸出電容和寄生阻抗，可以被用于實(shí)現(xiàn)控制方法。在現(xiàn)有技術(shù)中，電源調(diào)節(jié)常常由自適應(yīng)反饋機(jī)制提供，在該反饋機(jī)制中脈沖寬度調(diào)制的校正變化為誤差的線性函數(shù)。誤差是受控變量的實(shí)際值和目標(biāo)值之差，在這種情況下，受控變量是穩(wěn)定的輸出電壓V。ut。在被稱為"P1D"方法的方法中，反饋校正是"比例反饋"，由誤差、誤差的導(dǎo)數(shù)，誤差的積分的固定倍數(shù)的線性和表示。在這種PID自適應(yīng)系統(tǒng)中，自適應(yīng)系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù)H'(S)由下式給出i/'W=__^_，其中KpK2，K3為常數(shù)，而H(s)是開環(huán)1—+^+j)i/(力系統(tǒng)函數(shù)。在多數(shù)系統(tǒng)中，因?yàn)檎`差很小，反饋校正山誤差的積分控制，并且可能需要許多周期以將穩(wěn)定電壓恢復(fù)為Vtarget。然而，根據(jù)本發(fā)明，使用預(yù)測技術(shù)。在預(yù)測技術(shù)中，校正數(shù)量由計(jì)算受控參數(shù)(例如，輸入占空比)中估計(jì)的可恢復(fù)的變化得到，其中的受控參考需要被用于校正錯誤。根據(jù)本發(fā)明-個實(shí)施例的控制方法由圖23中的流程圖2300表示。如圖23所示，在步驟2301中，控制方法檢查輸出電壓誤差值，該誤差值由error=V。ut—Vtarget給出。如果該誤差值小于預(yù)定的閾值("不工作區(qū)域")，則不需要調(diào)節(jié)，方法返回到步驟2301。否則，即，如果誤差值超過閾值，則在步驟2302計(jì)算電流受限的占空比D,。電流受限的占空比D,表示使電感電流L處于飽和電流k.SAT的預(yù)定偏差(例如，0安培)內(nèi)的占空比。如上所述，該控制方法不應(yīng)使MOS開關(guān)2505和2506的占空比超過該占空比。電流受限的占空比Dr滿足等式丄^三丄l^:zAl三K=(K,—r.)，其中Vl是屯感器2503上的電壓，T是周期持續(xù)時間，而Vp是電感器2503和MOS開關(guān)2505的寄生電阻和電流檢測電阻器2504的阻抗上的總的壓降。表達(dá)式表示使電感電流IL自時間DJ期間(即，當(dāng)MOS開關(guān)2505的驅(qū)動信號'為"導(dǎo)通"時)達(dá)到飽和電流ilsat所必須的電感電流的近似變化速率。解該方程，得到電流受限的占空比D1:A=T/「tt,、(/皿-",皿-"'其中定義K為值〖°注意到K和電感電流II的乘積提供占空比，不需重新計(jì)算基于電壓的占空比Dv，可以暫時地存儲和重新使用K值，其中在步驟2303中計(jì)算占空比Dv?；陔妷旱恼伎毡菵v使由誤差值校正輸出電壓V。ut(即，使輸出電壓V。ut達(dá)到目標(biāo)電壓Vtarget)所需要的占空比，而不需考慮電感電流IL的增加。對于給定的效率E，提供輸出電壓V—d所需要的額定占空比D^n由(arg6給出。基于電壓的占空比Dy是額定占空比Dn。m和對該額定占空比的調(diào)整ADv的和。使用從上述關(guān)于輸出電容的寄生阻抗Rc得到的等式，校正誤差值所需要的額外的電流At由A/i=-，給出，占空比Dv中的遞增量ADv由^"=^^=—~給出。因此，基于電壓的占空比Dv由在步驟2304中，選擇電流受限的占空比D,和基于電壓的占空比Dv中的較小值，以使產(chǎn)生的占空比不提供超過電感器飽和電流lLSAT的電流。在一些實(shí)施例中，該被選擇的占空比也不能低于預(yù)定的最小值。然后該被選擇的占空比被用于MOS開關(guān)驅(qū)動信號。初級MOS開關(guān)(即，將電源電壓連接到電感器的MOS幵關(guān)2505)和次級MOS開關(guān)(例如，MOS幵關(guān)2506)的驅(qū)動信號不相重疊?？刂品椒?300返lHj歩驟2301。根據(jù)本發(fā)明的另-一個實(shí)施例，可以實(shí)現(xiàn)試圖將轉(zhuǎn)換器恢復(fù)到平衡工作狀態(tài)的控制算法。當(dāng)滿足以下條件時可以實(shí)現(xiàn)平衡狀態(tài)(a)電路的輸出電壓V。加等于目標(biāo)電壓Vtarget，(b)電感器2503中的平均電流7,等于負(fù)載吸取的平均電流/—,。。d，以及(c)DPC幀之間沒有電感電流的變化。該算法使用一段時間內(nèi)電感電流變化的線性近似值，其中的時間段遠(yuǎn)小于轉(zhuǎn)換器基本頻率的周期。在DPC幀的持續(xù)吋間T中，初級開關(guān)(例如，開關(guān)2505)在持續(xù)時間Tp內(nèi)"導(dǎo)通"(閉合)，而次級開關(guān)(例如，開關(guān)2506)在持續(xù)時間Ts內(nèi)"導(dǎo)通"(閉合)。因此，增加的電流At導(dǎo)致輸出電壓V。ut的變化。增加的電流At可以由時間加權(quán)部分增加的電感電流AIl(p)和AIl(s)逼近，其分別相應(yīng)于初級和次級開關(guān)為"導(dǎo)通"的時間段。AlL(p)和AlL(s)由下式給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage95</formula>其中Vp和Vs分別為在持續(xù)時間Tp和Ts期間，電流路徑中電阻Rpp和FU上的壓降。參考圖57，Rpp和Rss由下式給出凡=凡—+凡+尺在一個實(shí)施方案中，可以省略檢測電阻(即，Rseilse=0)。在該實(shí)施方案中，電感電流k不被測量而是被估計(jì)。因?yàn)閒。,"+A/e)&+和A^=/^，At由下式給出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage95</formula>其中Ic<formula>formulaseeoriginaldocumentpage95</formula>禾口(l-Z)c)7"4代入等式(l)中，解得占<formula>formulaseeoriginaldocumentpage95</formula>等式(2)可以被用于預(yù)測應(yīng)該被用于提供給定的增加的電感電流的占空比DC。被使用的增加的電流可從許多可用的增加的電感電流(即，AIl')中選擇。圖58是說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的控制算法5800的步驟的流程圖。如圖58所示，在步驟5801，電源轉(zhuǎn)換器的輸入電壓Vm和輸出電壓V。ut被采樣，使用等式(1)估算電感電流V^在步驟5802，接著計(jì)算當(dāng)前DPC幀中負(fù)載電流Ibad。當(dāng)前DPC幀中希望的增加的電流AIiXg對電容器250充電，將其電壓Ve增加AVe。負(fù)載電流l^d可以由下式估算/屮機(jī)=A(U+A(,)-/c(,,,)=4(U+A/z(,)-(從該點(diǎn)往前，理解參數(shù)值為當(dāng)前DPC幀的參數(shù)值，為清楚起見撤消標(biāo)記tn。)在步驟5803，也可以在當(dāng)前幀的結(jié)束估算輸出電容器2501上的電壓，為也可以估算下一個DPC幀屮電容電壓的變化在步驟5804，Bj以計(jì)算許多不同的增加的電感電流值作為候選，這些電流值相應(yīng)于可以用于將轉(zhuǎn)換器恢復(fù)為平衡工作狀態(tài)的占空比。為了在下一個DPC幀中將輸出電壓V礎(chǔ)恢復(fù)為S標(biāo)電壓Vtarget，假設(shè)在負(fù)載電流Ii。ad中沒有更多的變化，需要電感電流變化AIl^rget)為A/—,,Z，U-A。"L("rgW)-乂W々十然而，Al^arget)在大小上可以很大，以致其需要本質(zhì)上不可能的占空比一即，大于100%或小于0%的占空比。然而，如果100%的占空比用在下個DPC幀中，則增加的電流AI川,)為:A7-工^H/丄)-0楊"c》丄(100%)/"rc96類似地，如果OX的占空比用在下一個DPC幀中，則增加的電流AlL(叫為TA/=^^_^-增加的電流AIl(。"是在DPC幀中可以從轉(zhuǎn)換器得到的電感電流數(shù)量。在這種情況下，控制算法5800計(jì)算"最大電流"AIL—腿的量，在一個DPC幀中可以除去該電流，以實(shí)現(xiàn)Il。ad二t:而且，在給定的時間，電感電流的增加由電感的飽和電流lL-SAT限制^l-S-4:t-々—&4T-因此，在步驟5805，預(yù)測控制算法選擇AlL(tar樹、AILG,)、At-腿、以及AlL-sAT的最小作為△&。在步驟5806中將選擇的AIl代入等式(2)，得到0%和100%之間及包括0%和100%的占空比，以糾正輸出端的瞬時情況。在步驟5807中相應(yīng)于被選擇的AL的占空比被用于控制下一個DPC幀中的初級和次級開關(guān)。如果系統(tǒng)從Ii。ad的增加導(dǎo)致的瞬態(tài)巾恢復(fù)，則上述的AL的選擇是有效的。如果I!。ad被減小，則類似的流程導(dǎo)致等式的微小變化。在這種情況下，"丄—組\-=7,0fli—/L—A/卬,0》禾口A/:—"r二一/L。預(yù)測控制算法將開始選擇AIL(large0、AIL(1,)、AIL—max，以及AIl—sat中的最大值。圖59說明圖58中控制算法5800的工作。在圖59中，電源轉(zhuǎn)換器的輸出電壓V。ut被表示為波形5901，電感電流I:J皮表示為波形5902，而初級開關(guān)的占空比被表示為波形5903。在時間t^0之前，轉(zhuǎn)換器以50%占空比工作，輸入電壓Vm為8V，而輸出電壓V碰為4V，以及負(fù)載電流I!。ad和電感電流均為0。在時間t=0，負(fù)載被連接到電源轉(zhuǎn)換器的輸出端，使負(fù)載電流增加2安培。在該時刻，檢測到輸出電壓的降低，導(dǎo)致電感電流變化的非零估計(jì)，對最近DPC幀的電感電流為0.059安培(即，轉(zhuǎn)換器背離平衡狀態(tài))。電感電流的這種變化導(dǎo)致估計(jì)的非零負(fù)載電流h。ad為1.022安培，且輸出電容電壓Ve為3.850V。在這種情況下，LsAT為3安培。為了將轉(zhuǎn)換器恢復(fù)到平衡狀態(tài)，控制算法5800估算AIL(target)、AlL(則"、AIL-max，以及AIl—sat分別為5.882、0.879、2.630和2.941安培。因此，在時間t二2微秒，使用100%的占空比(相應(yīng)TAIL(1TO%)=0.823)。由于負(fù)載電流的估計(jì)值低，使用的校正值小，被采樣的輸出電壓V。ut繼續(xù)下降。在時間t二2微秒時，被采樣的輸出電壓降低到3.703V，但是估算的電感電流IL上升到0.059+0.879=0.938安培，負(fù)載電流被估算為2.378安培，而預(yù)測電容電壓降低到3.606V。如同在前面的周期中，控制算法5800為0.870安培的Ak(u^)選擇100%的占空比。在接下來的2個周期中(t=4，6微秒)，控制算法保持以100%的占空比工作，以使估計(jì)的電感電流Il上升到2.651安培。在這種電感電流的情況下，被采樣的輸出電壓V。ut降低到3.505V，但是現(xiàn)在電感電流IT,足以防止電壓的迎-步下降。在時間t二6微秒時，控制算法5800估算AIL(largel)、AIL(1Q()%)、AIL—鵬，以及AIsAT分別為3.893、0.802、0.102以及0.349安培。因此，為下一個DPC幀(即，時間t二6微秒到t二8微秒)選擇55.03%的占空比。在時間t二8、10、12和14微秒時，控制算法選擇連續(xù)的ATLiax值，即，分別為0.020、0.016、0.017以及0.016安培，相應(yīng)于占空比為51.03%，51.79%，52.93%，以及53.97%。在時間t=14微秒時，被采樣的輸出電壓V。w上升回到3.728V。在時間t=16微秒時，控制算法5800計(jì)算增加的電感電流為-0.205安培時能夠?qū)崿F(xiàn)的目標(biāo)電壓，其中的電感電流相應(yīng)于40.76%的占空比。在吋間t=18微秒時，被采樣的輸出電壓V福達(dá)到3.89V，并預(yù)測在DPC幀的結(jié)束時達(dá)至U4.0V。選擇14.70%的占空比以保持輸出電壓V。ut和消除電感電流，以實(shí)現(xiàn)電感電流/:等于負(fù)載電流/—to。d。在時間t二22微秒時，被采樣的電壓V礎(chǔ)込到4.00V，而電感電流/—,等于負(fù)載電流乙，，控制算法5800選擇52.68%的占空比，該占空比接近長期平衡狀態(tài)占空比53.01%。在時間t二24微秒實(shí)現(xiàn)長期平衡狀態(tài)占空比53.01%。在一個實(shí)施例中，在目標(biāo)輸出電壓Vtar妙的附近設(shè)置"不工作區(qū)域"，在該區(qū)域內(nèi)，輸出電壓V。ut可能不正確地偏移。當(dāng)輸出電壓V。ut偏移出不丄作區(qū)域吋發(fā)生校正。該不丄作區(qū)域使調(diào)節(jié)更少受高頻噪聲的影響。在另一個實(shí)施例中，在N標(biāo)電壓和不工作區(qū)域的任一邊提供高壓限制和低壓限制。如果輸出電壓V。ut偏移出不工作區(qū)域，但是處于高壓限制和低壓限制定義的范圍內(nèi)，則使用固定的校正值，而不需使調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204離開低功率模式，以將輸出電壓V。ut恢復(fù)到不丄作區(qū)域之內(nèi)。只當(dāng)校正值超過高壓限制和低壓限制定義的范圍時使用需要計(jì)算的算法，例如上述的控制算法5800。在該方法中，在低功率模式下，在大量的時間內(nèi)進(jìn)行功率調(diào)節(jié)。在另一個實(shí)施例中，環(huán)路增益小于1(即，只有誤差值的小數(shù)部分被糾正)，并且根據(jù)誤差的絕對值來變化。例如，在一個實(shí)施例中，對于大的輸出電壓偏移(例如，誤差大于0.5V)，提供更高的環(huán)路增益(例如，80%)。對于更小的輸出偏移(例如，小于0.05V)，可以使用更小的(例如，20%)或O增益?？勺兊沫h(huán)路增益允許對負(fù)載端大的功率要求變化的快速響應(yīng)，但是為小的偏移提供對高頻噪聲的更高的免疫性。1.2.2.4部分最大/最小受限控制環(huán)路在另一個實(shí)施例中，可以提供最小占空比、最大占空比或提供兩者。最小或最大占空比限制轉(zhuǎn)換器在最小功率或最大功率之間。在幾個轉(zhuǎn)換器從相同的電源取得能量的系統(tǒng)中，例如圖25所示的轉(zhuǎn)換器2570和2571，將每個轉(zhuǎn)換器限制在最大功率防止了在一個轉(zhuǎn)換器中大的功率失常激增干擾另一個轉(zhuǎn)換器的工作。例如，如果從轉(zhuǎn)換器2570得到瞬時大電流(圖25)，而沒有最大占空比的限制，則在同時連接到轉(zhuǎn)換器2571的電源A(2508端)上可能出現(xiàn)電壓下降。電源A的大的電壓下降可能導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器2571的瞬態(tài)響應(yīng)。最大占空比限制口J以防止這種十?dāng)_。指定的最小和最大占空比現(xiàn)在可以存儲在寄存器中和由用戶編程確定。1.2.2.5部分低頻閉合/高頻預(yù)控制環(huán)路如卜.所述，對于每個周期，采樣和數(shù)字化輸入值、響應(yīng)計(jì)算以及響應(yīng)應(yīng)用都必須在該周期中完成。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，為使在不需要延長周期的持續(xù)時間以適應(yīng)需要的額外計(jì)算的情況下，實(shí)現(xiàn)最優(yōu)響應(yīng)，控制方法對某些已知并被描述為先驗(yàn)的功率事件使用開環(huán)調(diào)節(jié)。例如，在動態(tài)隨機(jī)存儲器(DRAM)系統(tǒng)中，以大約近似的間隔發(fā)生刷新事件一一在該吋間中DRAM系統(tǒng)的存儲竿-元被系統(tǒng)地讀取。對丁這種已知的功率事件，該事件的功率耍求("特征")和適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)可以被描述并存儲在存儲器中。當(dāng)己知的功率事件發(fā)生和被確認(rèn)時，預(yù)先計(jì)算的響應(yīng)可以用于當(dāng)前和其后的周期中，而不需重新計(jì)算(因此，"開環(huán)")。圖24和圖27示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例說明低頻閉環(huán)和高頻開環(huán)控制方法。如圖24所示，在步驟2401中，提供狀態(tài)機(jī)以從受控變量的采樣輸入值中搜索識別的功率事件的特征(signature)。該狀態(tài)機(jī)可以搜索功率事件特征，例如，從幾個周期的移動窗中存儲的受控變量值表中。圖27表示波形2701，該波形表示受控變量(例如，輸入電壓)的輸入值顯示的功率事件的特征，其發(fā)生在時間to和時間t6之間。在特征被確認(rèn)前，狀態(tài)機(jī)在步驟2402選擇閉環(huán)控制方法用于功率調(diào)節(jié)，例如上述受控環(huán)路的任何一種。例如，參考圖27,在周期to到周期t,之間，當(dāng)功率事件的特征被識別時，閉環(huán)方法用于提供響應(yīng)(在這種情況下，為MOS開關(guān)驅(qū)動信號占空比的遞增量)。因此，波形2702在周期tn到周期t，之間的部分(大約幾個周期的時間段)表示由閉環(huán)控制方法工作得到的響應(yīng)。然而，在周期tp狀態(tài)機(jī)識別功率事件，并在步驟2404對于周期h到t5的時間段中，將控制方法切換到開環(huán)控制方法。該開環(huán)方法被編程為傳遞波形2702幀h和te之間表示的增加的占空比，只要相同時間段中受控變量的采樣值與存儲的希望值匹配。否則，即，如果在開環(huán)控制方法工作期間受控變量的輸入值不是希望的值，則狀態(tài)機(jī)恢復(fù)到步驟2402的閉環(huán)方法。此外，如圖24所示，閉環(huán)方法也可以與開環(huán)方法一同工作，以糾正沒有被開環(huán)響應(yīng)糾正的任何殘留誤差值。當(dāng)可預(yù)測的已知的功率事件(例如，報警器發(fā)聲或CCFL電源產(chǎn)生激勵事件)發(fā)生時，可能產(chǎn)生該實(shí)施例的簡化，其中事件定時是己知(因?yàn)槠涮幱诔绦蚩刂葡?，并且其影響是己知的，因此提前知道合適的電源響應(yīng)。這単不需要確認(rèn)特征，而是簡單地施加適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)。其可以被看作相同的控制方法，但是具有特殊的情況，其中確認(rèn)"特征"的時間為O。在一個實(shí)施例中，閉環(huán)響應(yīng)結(jié)合在多個周期中的誤差值，丌且只有當(dāng)累加誤差超過閾值或者當(dāng)超過了經(jīng)過周期數(shù)的預(yù)定數(shù)值時才提供校正的響應(yīng)?？蛇x地，增加的占空比改正量也可以在多個周期中累加，并且只有當(dāng)累加的改正量超過閾值或者當(dāng)超過了經(jīng)過周期數(shù)的預(yù)定數(shù)值吋，應(yīng)用該累加值。在這種方式中，閉環(huán)方法獲得了對髙頻噪聲的抗擾性，并提供阻尼瞬態(tài)響應(yīng)。1.2.2.6A部分連續(xù)的瞬態(tài)恢復(fù)算法在一個實(shí)施例中，可以同時搜索多個特征。為了處理多個瞬態(tài)順序發(fā)生的情況，即，當(dāng)識別的功率事件發(fā)生在另一個識別的功率事件完成之前時，狀態(tài)機(jī)及時搜索兩個或多個功率事件特征偏差(signatureoffset)的線性疊加(super-position)，以檢測這種發(fā)生。圖28說明根據(jù)木發(fā)明的一個實(shí)施例的連續(xù)的瞬態(tài)恢復(fù)控制方法。在圖28中，波形2801和2802分別表不分別在時間t。和^發(fā)生的兩個功率事件的特征。在to時間檢測出波形2801的功率事件發(fā)生后，狀態(tài)機(jī)也搜索組合特征，例如波形2803，其中波形2803是時間間隔&4c0中波形2801和2803偏移的線性疊加。如果波形2801和2803的功率事件發(fā)生，則受控變量值與組合特征之一匹配。相應(yīng)于相應(yīng)的編程響應(yīng)的線性疊加的適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)可以被用作開環(huán)校正。1.2.2.6部分相鄰相位采樣在開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器中，如果需要，有必要測量被提供以進(jìn)行調(diào)整的屯壓和電流。在具體的現(xiàn)有技術(shù)解決方案中，整個波形被用于誤差信號放大器，并接著用于比較器。如果不進(jìn)行任何計(jì)算，則誤差信號放大器將如實(shí)地放大輸出電壓紋波。這將向比較器提供紋波信號，并使不穩(wěn)定或不可預(yù)測的信息被比較器用于設(shè)置脈沖寬度調(diào)制。這種情況是不可接受的，因此使用誤差信號放大器的具體的現(xiàn)有技術(shù)解決方案使用濾波法，以過濾出電壓紋波，使平均值被用于比較器，其屮濾波法有時被稱為誤差信號放大器反饋環(huán)路屮的補(bǔ)償。至少存在兩個不希望的結(jié)果。首先，被調(diào)節(jié)的是紋波電壓的平均值。其次，誤差信S放大器的頻率響應(yīng)被極大地降低超過其可能的值，因此降低了電源的性能。本發(fā)明中使用同步采樣提供了一個優(yōu)點(diǎn)。由于在關(guān)于開關(guān)波形的相同時間點(diǎn)采樣電壓，開關(guān)紋波本身被排除。而且，選擇相應(yīng)于臨界參數(shù)的點(diǎn)成為可能。在功率轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中，非常一般的臨界參數(shù)是為了維持最小電壓，使該電壓處于負(fù)載的最小要求之上。微處理器和存儲器是十分不能容忍電壓偏離低于該最小點(diǎn)的。然后，通過在電壓最小值采樣，隨時間過去，對調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的電壓最小值進(jìn)行十分穩(wěn)定的無紋波電壓測量。這就允許調(diào)節(jié)器傳遞微處理器需要的最小電壓。在現(xiàn)有技術(shù)的解決方案中，需要拓展(margin)調(diào)節(jié)點(diǎn)，以考慮大丁和小丁平均值的偏差，當(dāng)誤差信號放大器的頻率響應(yīng)被補(bǔ)償以及電壓紋波被平衡(過濾)時，得到該平均值。類似地，對于電流，通過不只與開關(guān)波形同步地測量電流以消除測量中的電流紋波影響，而且在101電流可能為最大值時測量電流，這樣可以實(shí)現(xiàn)其它的優(yōu)點(diǎn)。最大電流是我們關(guān)心的，因?yàn)樾枰浞乐咕€圈飽和；即，當(dāng)電流超過線圈的最大額定值時，線圈就再不能作為電感器工作，線圈電感值降低，線圈中電線的非常小的阻抗變?yōu)橹鲗?dǎo)參數(shù)，且電流可以快速地增加，并在來自線圈和相關(guān)電路的輻射的H和E場噪聲方面產(chǎn)生嚴(yán)重的噪聲問題。最小化峰值電流的最大值也最小化了可以從外部電源進(jìn)來的噪聲數(shù)量?？刂谱畲蠓逯惦娏骺梢员挥糜谡{(diào)節(jié)電源轉(zhuǎn)換器開啟其電壓斜線上升的速率。因此同步采樣電壓和電流的優(yōu)點(diǎn)是有兩方面的。首先，消除開關(guān)噪聲，測量中電壓和電流的紋波通過限定被消除，以及其次，允許電路精確地調(diào)節(jié)參數(shù)的臨界部分，而不是參數(shù)的平均，這將使電路試圖推測臨界點(diǎn)發(fā)生的地方。根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)使用采樣數(shù)據(jù)技術(shù)，通過(例如)直接在降壓轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)中上部晶體管的柵驅(qū)動的上升沿之前，在可調(diào)整的點(diǎn)或固定的點(diǎn)采樣輸出電壓來消除每個開關(guān)電源的開關(guān)噪聲?？紤]圖46中的降壓轉(zhuǎn)換器1301.2，并參考圖42。后一個圖中所示的信號是FETQT!的柵電路驅(qū)動信號。圖42中的參考符號I和Vo被提供，以表示相對于提供給晶體管QT,的柵驅(qū)動電壓而測量電壓V()和電路I的時間。即，在晶體管QT!開始將電路傳導(dǎo)進(jìn)入電感器L1之前，測量Vo。通過在此時測量V(,，輸出電壓Vo在開關(guān)波形中處于最低點(diǎn)，因此其已經(jīng)從前面的開關(guān)周期穩(wěn)定。通過正好在FETQ^停止傳導(dǎo)之前，測量通過電感器L1的電流，在每個開關(guān)周期測量電感器Ll中的峰值電流。類似地，在電流被提供最多的時間斜線上升到其終值的時刻測量電流，g口，正好在FETQTJ斷開之前。如圖42所示，在連續(xù)的開關(guān)周期中，第一個周期從A延伸到C，而第二個周期從C延伸到E在相對于柵驅(qū)動電壓的相同的相對位置測量V(,和I。波形中的點(diǎn)A和C表示晶體管QT!的柵驅(qū)動電壓的上升沿。盡管在圖42中，電壓測量時間和電流測量時間被分別描述為直接在晶體管QT!的柵驅(qū)動電壓的上升沿和下降沿之前，但也可以使用其它位置。通過在相同的相對位置測量，可以消除電壓和電流中的紋波。圖42A說明典型的升壓開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器。在該電路中，F(xiàn)ETB.2在第--個時間段導(dǎo)通，而FETU.2在第一個時間段截止。通過電感器L1.2的電流E在所示的方向流動。在第二個時間段，F(xiàn)ETB.2截止而FETU.2導(dǎo)通，使電壓存儲在電感器Cl.l中。根據(jù)本發(fā)明，在如圖42A所示的升壓電路結(jié)構(gòu)中，控制脈沖被周期地施加到FETB.2的柵，在FETB.2開始導(dǎo)通前立即測量輸出電壓V()。在FETB.2的柵驅(qū)動信號結(jié)束前，。j'以立即測量電流l。升壓變壓器遵照前述程序，提供上面關(guān)于降壓變壓器指出的相同優(yōu)點(diǎn)。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，開關(guān)周期為2微秒，然而可以使用其它的周期時間。用于測量的示例性采樣時間為2納秒。因此采樣時間是整個周期的非常小的部分，其與連續(xù)地測量關(guān)心的參數(shù)的現(xiàn)有技術(shù)不同。這里的其它部分詳細(xì)地描述采樣和保持電路1207的工作。然而，簡單地，來自數(shù)字脈沖控制封裝器1201的指令指導(dǎo)采樣和保持電路1207何時采樣電壓(VQ)和電流(I)。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中的軟件根據(jù)測量確定什么是返回被調(diào)節(jié)到平衡的電源所需要的。該決定可以由計(jì)算或查找表進(jìn)行。返回被調(diào)節(jié)到平衡的電源的過程意味著使Vo達(dá)到電源的目的電壓；使電感器中的平均電流等于負(fù)載電流以及使開關(guān)周期中電流的變化為0。根據(jù)對什么是返回被調(diào)節(jié)到平衡的電源所需要的確定，從調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204輸出到數(shù)字脈沖控制封裝1201的輸出信號指導(dǎo)數(shù)字脈沖控制封裝器1201應(yīng)該被送到兩個晶體管的門電路驅(qū)動脈沖的寬度。如果控制單個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，前述技術(shù)將足以消除該羊.個開關(guān)電源的噪聲。即，其自身的開關(guān)噪聲將不會影響被用于調(diào)節(jié)輸出電壓的電壓和電流的測量。在本發(fā)明的--個實(shí)施例中，存在7個電源。如果開關(guān)晶體管的柵驅(qū)動信號彼此不引用地被施加，則在一些點(diǎn)^能發(fā)生通道間十?dāng)_。例如，如果被稱為通道0的第一個通道的傳感線路接近于被稱為通道1的第二個通道的傳感線路，則通道1可能在通道0試圖進(jìn)行電壓測量的位置切換，并破壞該電壓測量。如果不提供開關(guān)時間之間的協(xié)調(diào)，則由于通道]可能發(fā)生切換的位置的隨機(jī)性，這種干擾可能是在一個周期或幾個周期、或是隨機(jī)的方式。在本發(fā)明屮，所有的開關(guān)信號從內(nèi)部導(dǎo)出，即，它們都來自相同的時鐘并都由邏輯電路調(diào)度。通過仔細(xì)地調(diào)度每個相位的開關(guān)點(diǎn)，避免通道間的干擾。在上述的例子中，如果當(dāng)從通道0進(jìn)行采樣吋，通道l使用其柵驅(qū)動信號，干擾將影響測量。根據(jù)木發(fā)明，如圖42B所示重新調(diào)度開關(guān)時間。如將從圖42B知道的，通過將輸入CH1中晶體管中的柵驅(qū)動信號重新安排到更晚的時間，CH0中電壓和電流的測量將不會被CH1中的開關(guān)影響。類似地，可以改變用于每個電源的每個開關(guān)波形的相位，以致相位不會與任何其它通道干擾。在這種方式中，通過在每個通道中與其自己的開關(guān)同步地采樣，并且在通道之間安排每個相鄰?fù)ǖ赖南辔唬瑥牟蓸又邢_關(guān)噪聲。該柵驅(qū)動波形的安排由上述的調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的邊緣調(diào)度器部分實(shí)現(xiàn)。1.2.2.7部分存儲的外部組件參數(shù)中央處理模塊(SYS)1205可以被主機(jī)編程，該主機(jī)具有被控制的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的丁作參數(shù)。例如，希望的電壓電平、希望的由負(fù)載得到的功率、以及電路值，例如組件的電感值和電容值，與開關(guān)電源關(guān)聯(lián)的晶體管的工作特性都可以存儲在非易失性存儲器中。如關(guān)于調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204的描述，中央處理模塊(SYS)1205可以使用這些外部參數(shù)以計(jì)算在每個開關(guān)電源正常工作前的希望的脈沖寬度。使用這些希望的脈沖寬度，中央處理模塊(SYS)1205調(diào)度DPC周期中相應(yīng)的脈沖邊緣，并向調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204提供脈沖邊緣調(diào)度。通過啟動具有該脈沖邊緣調(diào)度的正常操作，可以減小在正常操作中調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204需要的脈沖邊緣的重新調(diào)度。.2.2.11部分動態(tài)同步和非同步操作參考圖29，說明了降壓轉(zhuǎn)換器49，并應(yīng)該結(jié)合下面的操作說明降壓轉(zhuǎn)換器49。如圖29所示，設(shè)置10V的輸入，并且適當(dāng)?shù)亻_關(guān)晶體管以提供5V的輸出V。。如果希望提供接近于輸入電壓的輸出電壓，則在電感器L50將具有圖43中波形A所示的電流曲線。更特別地，在FET50導(dǎo)通期間達(dá)到屯流Imax，且在FET51導(dǎo)通期間，當(dāng)FET50停止導(dǎo)通時電流下降，在工作周期中移動到Imm。在波形A中，該周期由參考標(biāo)記CYCLE表示。曲線A表示電流總是流入電感器L50，從不到O，因此這里使用名稱連續(xù)電流來描述該模式。圖43A說明連續(xù)電流模式下圖29中S端的電壓波形。圖43A說明設(shè)備中寄生效應(yīng)導(dǎo)致的電壓波形。應(yīng)該注意到當(dāng)晶體管FET50截止時，圖43A屮虛線區(qū)域所示的轉(zhuǎn)換時間，從I^^點(diǎn)到其S低電壓狀態(tài)不為0。FET50截止需要一定量的時間。該時間量是基于FET50的物理性質(zhì)和各種寄生電容效應(yīng)。在S端的電壓從高轉(zhuǎn)換到低之前，應(yīng)該知道在高電壓狀態(tài)，當(dāng)FET50完全導(dǎo)通時，存在流過FET50的Ilax電流，當(dāng)然因?yàn)镕ET50完全導(dǎo)通，不存在壓降，因此沒有明顯的由FET50消耗的能量。在另一個極端，Im^可能仍在流過，但是在不同的電路流過，因?yàn)镕ET51晶體管被完1全關(guān)斷。因?yàn)榧词乖贔ET50存在電壓也沒有電流流過FET50，沒有能量消耗，因此FET50消耗的能量實(shí)際上發(fā)生在FET50被關(guān)斷的期間，此時lmax繼續(xù)流過，且晶體管FET50兩端的電壓以或多或少的直線方式朝其中斷狀態(tài)下降。因此能量將在FET50中消耗，并因?yàn)闆]有被傳遞到負(fù)載而被浪費(fèi)。應(yīng)該注意在FET50關(guān)斷后，電壓波形繼續(xù)降到OV以下。電感器L50試圖繼續(xù)以I麗導(dǎo)通，但是此時晶體管FET50和FET51在此點(diǎn)都導(dǎo)通，因此電壓繼續(xù)下降，直到達(dá)到二極管D50的開關(guān)閾值，此時二極管D50導(dǎo)通，而I^x流過該二極管。如果不做任何工作，則對于整個時間，S信號為低，電流將流入二極管D50，其具有固有的電壓降低。這些電流可以是非常大(許多安培)，因此如果允許繼續(xù)開關(guān)周期的相當(dāng)大的部分，則該例中消耗的能量可能相當(dāng)大。對于0.6V的二極管壓降，2A的電流和50X的占空比，該二極管可能消耗大約600mW的能量。如果電源被設(shè)計(jì)為在2A時產(chǎn)生3V的電壓，則二極管將消耗10%的能量。可以通過FET51實(shí)現(xiàn)同歩整流器，其中二極管的壓降在每個周期的多數(shù)時間內(nèi)被降低。通過降低二極管D50兩端的壓降和在低壓狀態(tài)下的傳導(dǎo)電流，可浪費(fèi)更少的能量。如圖45C所示，F(xiàn)ET51(在圖巾由柵驅(qū)動波形LF表示)不與FET50(在圖巾由門電路驅(qū)動波形UF表示)的截止同時地導(dǎo)通，因?yàn)樵谠撓陆挡ㄐ蔚囊恍r間，兩個場效應(yīng)晶體管都將導(dǎo)通，因此傳導(dǎo)了過多的電流，浪費(fèi)了甚至比我們試圖保持的更多的能量。因此，存在延遲，即FET50必須完全截止，輸入到其柵以使其截止的信號被置位，然后為其實(shí)際的截止必須經(jīng)過足夠的時間。然后，到導(dǎo)通FET51的柵控制信號，這也存在響應(yīng)中的滯后時間，直到FET51完全導(dǎo)通。在圖43A波形的右手邊，S電壓波形處于低壓狀態(tài)，在圖中由Imm表示。此時，F(xiàn)ET51截止，而在二極管D50中再次存在電流。該電流將會更低，實(shí)際匕其位于圖43中固定電流圖的Imm點(diǎn)，然而仍有用于二極管D50導(dǎo)通道足夠電壓，并且晶體管FET50被導(dǎo)通。為防止兩個晶體管同時導(dǎo)通的可能性，再次需要該滯后(lag)時間。當(dāng)FET50導(dǎo)通時，我們具有與下降沿相同的情況；由于FET50上的電壓增加，表示FET50正在導(dǎo)通，存在電流流入上部FET50的時間，即lmm，當(dāng)FET50沒有被完全導(dǎo)通時，因此能量被消耗在FET50中，而沒有被送到負(fù)載。因此在轉(zhuǎn)換周期的兩端存在能耗；然而，很明顯地，在In^點(diǎn)比在Un點(diǎn)損失更多的能量。前述表示同步降壓開關(guān)電源的常規(guī)波形，105同步意味在至少部分周期中兩個FET被同時導(dǎo)通。非連續(xù)操作假設(shè)在圖29的電路49中，例如負(fù)載電流為2安培，而周期為2微秒。如果畫出波紋圖，則得到10V的輸入和5V的輸出，因此得知占空比將約為50%。則輸出電壓由近似等式。輸入電壓乘以占空比等于輸出電壓，用于FET50的占空比。接著我們將看到如圖30所示的關(guān)于電感器L50的電流的波形，該電流從2.1安培的高值降到1.9安培的低值，產(chǎn)生平均電流2安培。電容器C50用于對該電流積分，這確實(shí)是看到的。這就是所謂的"連續(xù)模式"。在連續(xù)模式的例子中，每個FET50和FET51在2微秒時間周期的一半時間內(nèi)導(dǎo)通。由于負(fù)載電流大于紋波電流的一半，電流總是流入電感器，并從不被允許降到0。注意電流總是沿相同方向流動，但是反轉(zhuǎn)其變化斜率。有時電流增加，有時電流降低，但是該電流從不為0。現(xiàn)在，考慮用于提供正好100毫安電流的電路。如圖31所示，將有相同的紋波和相同的2微秒的周期，電流將從+200毫安的高值降到0，平均電流值為100毫安。如果需要更少的電流值將會怎樣呢？有一些事情需要去做。讓我們檢驗(yàn)一個簡單的例子，假設(shè)需要O毫安的電流。如果使FET50和FET51彼此不在一個階段導(dǎo)通，則如果想要O毫安，并且因?yàn)檩喠鞯禺?dāng)FET50導(dǎo)通時(10V—5V)在線圈L50上得到5V電源，而當(dāng)FET51導(dǎo)通時(0V—5V)在線圈上得到5V電源，其紋波電流仍必須是200毫安，這樣如何得到0呢？那么，得到0是因?yàn)榧y波將看起來如圖32所示。在時間0和2微秒處存在一IOO毫安。在時間1微秒處為+100毫安，這就使傳遞到負(fù)載的電流為0。為使電感器L50中的電流為負(fù)，這意味電流在該點(diǎn)必須穿過該時間軸，電感器L50中電流實(shí)際上反轉(zhuǎn)方向。例如在該階段中FET51導(dǎo)通，且電感器L50完全放電，接著在相反的方向中充電?，F(xiàn)在，電流以另一個方向(相反的方向)流動。電流流出負(fù)載而不是流入負(fù)載。當(dāng)截?cái)郌ET51時，電感器L50越過正極性(flypositive)。電流首先流過FET50中的本征二極管和閉合的FET50，實(shí)際上把能量送回電源，如此循環(huán)。這確實(shí)不是得到O亳安的好方法，因?yàn)?00毫安以兩種路徑流過電路中的所有寄生損耗，以不產(chǎn)生電流。不產(chǎn)生電流的正確答案是不做任何事情，使兩個FET均截止。圖33中所小的非連續(xù)模式在低電流下更有效。使用相同的占空比和斜度，當(dāng)電流達(dá)到，例如100毫安時，其為25%106周期時間，截止FET50和導(dǎo)通FET51，接著通過在50%周期時間電流降到0。這意味在第一個50%周期，平均電流為50mA。在第二個50%周期，流過線圈的電流為O，且兩個FET截止，電感器加電壓為OV，以及第二個50%周期流過的電流繼續(xù)為0。考慮這些巨分?jǐn)?shù)，得到的結(jié)果是在整個2微秒為25mA，以總的開關(guān)周期為例。電流不是連續(xù)地流入電感器L50，因此稱為非連續(xù)電流。在2微秒時間周期的50%到100%之間，F(xiàn)ET50和FET51均截止。如果需要更進(jìn)一步減小該電流，那么驅(qū)動FET50和FET51的柵極的脈沖應(yīng)越來越短，直到某一點(diǎn)，因?yàn)槭咕w管導(dǎo)通和截止的動態(tài)變化，需要的脈沖將變得太短，以致實(shí)現(xiàn)起來很不實(shí)際。換句話，脈沖的時間將完全被FET的上升和下降時間占用。在這種情況下，實(shí)際上給出一個脈沖，等待許多周期接著給出另一個脈沖。這被稱為周期跳步，這是非連續(xù)工作模式的更極端的情況。圖43的波形C中說明了周期跳歩。作為這是什么程度的問題的例子，考慮被設(shè)計(jì)為為睡眠狀態(tài)的PDA提供待機(jī)電源的本發(fā)明的電源。當(dāng)PDA處于睡眠狀態(tài)時，其中的DSRAM消耗的電流為2mA的數(shù)量級。對于10微法的濾波電容，如C50，電壓將需要150微秒衰減30毫伏，該電壓典型地用于控制環(huán)路的不工作區(qū)域。即在毎個用于驅(qū)動FET的脈沖之間跳過75個2微秒周期。對于該模式中的--些電源，可能只消耗150微安。在這種情況下，在各個脈沖之間可能經(jīng)過許多秒。在連續(xù)電流模式中，當(dāng)電流改變時，穩(wěn)態(tài)占空比變化非常有限。--旦電流降到紋波電流的1/2以下，如希望保持效率，則建議允許電流為非連續(xù)的。在非連續(xù)模式中，傳遞的電流被兩個FET均截止的時間量縮放，因此傳遞到FET的脈沖的定時必需隨電流快速變化。根據(jù)負(fù)載電流需要的模式可以使用不同的調(diào)節(jié)算法。模式的改變可能表示對基于模擬比較器和放大器的現(xiàn)有技術(shù)實(shí)施方案的巨大挑戰(zhàn)。在數(shù)字化的基礎(chǔ)上，本發(fā)明的電路能夠檢測到負(fù)載電流小于計(jì)算的紋波電流的1/2，并簡單地解決基于非連續(xù)模式的修正FET定吋的問題。這種變化只影響計(jì)算，但對用于輸出驅(qū)動器、該A到D、或采樣和保持電路的結(jié)構(gòu)沒有影響。因此，在非連續(xù)工作中，不需要電感器將電流反饋回電源。因此，我們避免了所謂的負(fù)電流，該負(fù)電流表小電流從線圈流回電源。在非連續(xù)模式中，主要的g的是防止線圈中的電流變?yōu)樨?fù)電流。在該例中，輸出電壓是輸入電壓的1/2，意味著FET51需要正好與FET50導(dǎo)通相同的時間K度。因?yàn)榇嬖谟趶腟端在FET51兩端的本征二極管D50，存在比這更細(xì)微的區(qū)別，其中S端是電感器L50與FET50和51交叉的點(diǎn)。同步晶體管FET51的目的是當(dāng)有電流流過時，減小FET兩端的壓降。等待很長時間以截止FET51存在危害，因?yàn)檫@將導(dǎo)致二極管中的電流反轉(zhuǎn)，當(dāng)FET51最終開路時在S端產(chǎn)生振蕩(ring)波形。這種振蕩是不希望的，因?yàn)槠鋾a(chǎn)生干擾和對效率的小的負(fù)面影響。稍微減輕這種潛在問題的一個方法是在電感器L50中的電流過O之前，截止FET51。因?yàn)樵谶@一點(diǎn)上電流很低，在我們的實(shí)施方案中存在非常少的電源惡化，我們在調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中使用算法控制FET的導(dǎo)通/不導(dǎo)通。在現(xiàn)有技術(shù)中，電感器中的電流被連續(xù)地測量，并試圖檢測電感器的電流過O的時刻，和然后釋放對電感器的驅(qū)動。遇到的問題是O電流點(diǎn)的檢測常常滯后，這是因?yàn)樵诒容^器和開關(guān)晶體管中存在傳輸滯后時間。在試圖解決該問題的方法中，可以使用"振蕩殺手電路"，其是放置在電感器上的另一個晶體管，在更低的晶體管截止后，線圈兩端的晶體管導(dǎo)通以對線圈放電。結(jié)合下述描述參考圖43B和圖43C，說明同步工作模式在一些負(fù)載情況下是不希望的。首先考慮圖43B，其表示非常長的占空比，即S信號為低的時間(圖中用A表示)很短。當(dāng)輸入電壓十分接近輸出電壓時，可能發(fā)生這種情況。同吋地，這也是開關(guān)電源可能處于其效率最高的吋間，至少在降壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)中。如果我們假設(shè)(例如)時間A等于100ns，則沒有充分的時間去導(dǎo)通FET51，以及如果試圖導(dǎo)通FET51，則其將不得不幾乎立刻截止，有與FET50同時導(dǎo)通的危險。因此，對于非常長的占空比，即FET50在整個周期的人部分時間導(dǎo)通，不希望使用FET51。這種限制將典型地定義同步降壓開關(guān)電源能夠達(dá)到的最大占空比，即其能夠達(dá)到很長的占空比，以致沒有足夠的時間導(dǎo)通和截止FET51。根據(jù)本發(fā)明的一個方法，F(xiàn)ET50的占空比被調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204監(jiān)視，而且如果占空比足夠長，則動態(tài)地配置系統(tǒng)，以致沒有柵驅(qū)動信號施加到FET51，以使FET51從未導(dǎo)通。下面完整地描述該動態(tài)操作。圖43C說明在操作的其它極端情況.K的工作模式中，即負(fù)載電流極低時，電壓S作為時間函數(shù)的曲線圖。該圖中的S波形對應(yīng)于不連續(xù)電流模式，例如圖43中波形B所示。S端的初始電源處于輸入電壓Vm和地之間，即初始電壓將為輸出電壓Vo;即如果在電感器L50中的電流為0，則電感器L50兩端上的電壓必為0。從圖43C中，應(yīng)該注意到晶體管FET50在產(chǎn)生短的導(dǎo)通脈沖之前導(dǎo)通。FET50的占空比示于圖43C中，并且應(yīng)該注意到FET50在很短的時間內(nèi)導(dǎo)通。當(dāng)FET50截止時，電感器L50使S項(xiàng)降到地電平并接著降到地電平以下，在這種情況下二極管D50同以前一樣導(dǎo)通。然后，二極管D50中的電流隨電感器L50中的非常小的電流衰減而衰減，直到最后電感器L50中的電流不再足以使二極管D50導(dǎo)通。電感器L50上的電壓由于各種寄生效應(yīng)上升，即S端的電壓由于電路中的各種寄生電容而上升，直到其再次達(dá)到輸出電壓Vo，此時電壓Vj呆持到發(fā)送下一個脈沖，即當(dāng)在下一個周期的開始FET50導(dǎo)通時。在這種模式中，不建議使用FET51，不是因?yàn)闆]有充分的開關(guān)時間導(dǎo)通FET51，而是因?yàn)闆]有足夠的電流保持電感器L50電壓處于地電位以下足夠長的時間以使FET51導(dǎo)通。試圖使FET51導(dǎo)通將可能導(dǎo)致其導(dǎo)通很長時間，而電感器L50中的電流將實(shí)際上反轉(zhuǎn)方向，即從負(fù)載流向地，從而導(dǎo)致當(dāng)FET5]截止的時振蕩效應(yīng)(ringeffect)。因此在該模式巾，為了避免電流流出負(fù)載導(dǎo)致的無效，和由該環(huán)效應(yīng)產(chǎn)生的干擾，希望操作在非同歩模式，其屮FET51在工作周期屮不會導(dǎo)通。因此對于極短的占空比，基于FET50的占空比降低到預(yù)定最小值之下，系統(tǒng)動態(tài)地從同步操作變化到非同步操作。同吋應(yīng)該注意對于非連續(xù)電流模式中的更長的占空比，F(xiàn)ET51應(yīng)該在周期的一部分導(dǎo)通，但不是在整個周期導(dǎo)通。上述圖43的波形C中的S端非連續(xù)電流是周期跳步中所看見的典型。在非連續(xù)電流的情況下，其中如圖43的波形B所示在每個周期產(chǎn)生脈沖，可能存在足夠長的時間以使FET51能夠?qū)ㄒ欢螘r間，該時間被計(jì)算為小于需要對電感器L50放電的時間，接著FET51將截止以使電感器L50能夠通過二極管D50完成其放電，當(dāng)其電流為O時將自動地截止，因此避免了振蕩效應(yīng)。當(dāng)例如電路49的電源電路將從同步模式變化到非同步模式時，開關(guān)電源控制器1200根據(jù)許多因素進(jìn)行計(jì)算。例如，要求假設(shè)FET50在周期的相對長的部分中導(dǎo)通，以便產(chǎn)生大小接近Vm幅度的V。。在一種工作模式中，生產(chǎn)商給出的FET51的工作特性被存儲在非易失存儲器1216中。特別相關(guān)于該操作的是FET51的導(dǎo)通/截止時間。如上所述，如果FET50必須導(dǎo)通的占空比部分是相對大，則在下一個周期前導(dǎo)通和然后截止FET51可用的時間可能并不充分。調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204結(jié)合系統(tǒng)硬件中央處理模塊(SYS)1205根據(jù)驅(qū)動FET50需要的脈沖寬度和在周期中用于導(dǎo)通和截止FET51的脈沖剩下的時間來計(jì)算是否應(yīng)該生成柵脈沖以在周期的剩下部分導(dǎo)通FET51并截止截止FET51。除了需要的FET51的導(dǎo)通一截止轉(zhuǎn)換時間，也在計(jì)算中考慮驅(qū)動FET51的柵極的傳輸延時。如果周期中剩余的時間不足以導(dǎo)通和截止FET51，則調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204不向數(shù)字脈沖控制封裝器1201發(fā)送指令使其產(chǎn)生FET51的柵極的驅(qū)動脈沖，因此提供電源的從同步工作到非同步工作的動態(tài)變化，其中電源被開關(guān)電源控制器1200調(diào)節(jié)。在確定FET51在周期中是否應(yīng)該導(dǎo)通的可選模式中，開關(guān)電源控制器1200檢查能量損耗因素。即使周期中剩余的時間足以在下個周期幵始前導(dǎo)通和截止FET51，從能耗的角度，最好不要這樣做。例如，如果系統(tǒng)根據(jù)流入電感器L50的電流計(jì)算，F(xiàn)ET51導(dǎo)通的耗能將大于本征二極管D50的耗能，然后，沒有柵驅(qū)動信號提供給FET51，穩(wěn)定的電源以非同步模式工作。在另一個極端，F(xiàn)ET50需要在丁作周期的相對短的部分導(dǎo)通，則其可能不適于使FET51導(dǎo)通。該系統(tǒng)基于通過電感器L50的電流計(jì)算在FET50截止后，L50屮的電流降到O需要的時間。這種計(jì)算是可能的，因?yàn)镕ET51和電源49的其它組件的特性存儲在NVM12i6中。如果計(jì)算的電流降到0的時間小于導(dǎo)通和截止FET51需要的吋間，則優(yōu)選地不要使用FET51。而是，允許電流通過本征二極管D50哀減到0。在nj-選的方式中，可以計(jì)算能耗以確定導(dǎo)通和截止FET51的合理性。根據(jù)對能耗比較的結(jié)果，如果使用FET51和允許電流通過二極管D50衰減，則系統(tǒng)確定工作應(yīng)為同步或非同步方式。卜.述分析考慮降壓電路的同步操作和非同歩操作。通過用于升壓電路或SEPIC的開關(guān)電源控制器1200進(jìn)行類似的工作分析并確定在同步或非同歩模式工作?？紤]圖46所示的電路，假設(shè)QT0、QB0、L0、R0以及C0被開關(guān)電源控制器1200作為升壓電路控制。進(jìn)'步假設(shè)電池0具有稍低于電源A需要的輸出電壓。開關(guān)電源控制器1200，根據(jù)在導(dǎo)線F1上檢測的電源A的電壓和在導(dǎo)線S2上檢測的電池電壓，將電路配置為基于QT0和QB0的柵極驅(qū)動脈沖的序列的升壓結(jié)構(gòu)。因?yàn)殡姵仉妷汉托枰碾娫碅的電壓之差很小，提供給QB0的柵脈沖將具有相對短的持續(xù)時間。如果電路將工作在同步模式，則在QB0被截止后，QT0將導(dǎo)通以傳遞電流和能量，以將電容器CE充電到需要的稍高的電壓。因?yàn)橄到y(tǒng)知道事先存儲在非易失性存儲器1216中的R0的電阻值，通過R0的電流幅度由開關(guān)電源控制器1200計(jì)算。類似地，晶體管的特性也被事先存儲在非易失性存儲器1216中。知道前述的參數(shù)，開關(guān)電源控制器1200計(jì)算和比較以下情況的能量損失(i)其中QT0導(dǎo)通和(ii)其中QT0不導(dǎo)通。如本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該知道的，即使QT0不導(dǎo)通，因?yàn)镼T0的本征二極管(未示出)，電流也將流過該QT0。如果該計(jì)算和比較的結(jié)果表示不導(dǎo)通QT0將消耗更少的能量，則開關(guān)電源控制器1200將不向QT0提供柵脈沖，導(dǎo)致非同歩操作。當(dāng)然，從上述討論應(yīng)該知道，系統(tǒng)動態(tài)地確定同步或異步地工作，而不同于現(xiàn)有技術(shù)的典型的用戶將電路的工作模式設(shè)置為一個或另一個，任何變化必須由用戶手動地進(jìn)行。應(yīng)該知道在上述討論中，我們已經(jīng)描述了這種結(jié)構(gòu)，其中同步整流器只是為提高效率的操作模式用于開關(guān)電源中，而在其它的非常長和非常短的占空比的模式中，動態(tài)地消除該同步開關(guān)特性以避免效率低的情況。1.2.2.12部分?jǐn)?shù)字諧振控制環(huán)路圖44說明半橋式高壓電源電路，由參考標(biāo)記1.2.2.12表示，其可以被用于為冷陰極熒光燈泡CCFL1提供能量。在半橋式結(jié)構(gòu)中，能量首先被施加到側(cè)，接著是另-,』。電感器L12和L13代替上面兩個晶體管，其將包括個整橋。上圖中描述的半橋式電路1.2.2.12在第一個支路中包括與FETA串聯(lián)的電感L13，其位于5V電源和地之間。類似地，在第二個支路中，電感L12與FETB串聯(lián)接在5V電源和地之間。例如，分別用圖44A所示的波形WF1禾flWF2或WF3和WF4驅(qū)動FETA和FETB的柵極。例如，通過圖12所示的NFET驅(qū)動器模塊1202提供驅(qū)動這些晶體管柵極的控制信號。通過導(dǎo)線Cl和C0將來自檢測電阻R12的反饋信號提供給圖12所示的采樣和包括模塊1207。將柵驅(qū)動信號的占空比調(diào)整為向CCFL1提供合適的電壓需要的變化的函數(shù)。例如使用位于AlamedaBlvd4800.，NEAlbuquerque,NewMexico的CTS無線器件的轉(zhuǎn)換器KPN，可以實(shí)現(xiàn)壓電轉(zhuǎn)換器PZT1。當(dāng)然，可以用類似的設(shè)備代替。如圖44所小，從電感器L13和FETA的漏極端共同連接處提供PZT1的Tl端的輸入，從電感器L12和FETB的漏極端共同連接處提供T2端的輸入。壓電轉(zhuǎn)換器PZT1的輸出被連接到CCFL1的一側(cè)，而CCFL1的另一側(cè)被連接到檢測電阻R12的上端，電阻R12的下端接地。盡管電路1.2.2.12驅(qū)動壓電轉(zhuǎn)換器，該電路也可以被用丁'驅(qū)動傳統(tǒng)的磁性轉(zhuǎn)換器。壓電轉(zhuǎn)換器不同于磁性轉(zhuǎn)換器，其區(qū)別在于隨著電流成比例地降低，將低壓轉(zhuǎn)換到高壓的方法在本質(zhì)上是機(jī)電的，但是另一方面它們具有類似的特性，即，它們達(dá)到輸入電壓和輸出電壓的比。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，PZT1具有100:1的機(jī)械優(yōu)點(diǎn)。這意味著對于施加到輸入端Tl/T2的每一伏電壓，將在輸出端OT提供100V電壓。因?yàn)閴弘娹D(zhuǎn)換器本質(zhì)上是機(jī)電式的，所有基于自然的諧振頻率，將不易于在相對窄的頻帶外工作，其中的頻帶由設(shè)備的機(jī)械特性確定。不同的設(shè)備頻率可能不同。即，其不是完全在生產(chǎn)中控制的過程，而且盡管設(shè)備說明提供希望的諧振頻率值，實(shí)際的諧振頻率可能在一個方向或另一個方向變化許多百分?jǐn)?shù)。在諧振頻率得到最佳的效率并且離諧振頻率足夠遠(yuǎn)的操作將實(shí)際上是設(shè)備停止振蕩。圖44A表示驅(qū)動波形的幾個例子。波形WF1和WF2被分別施加到晶體管FETA和FETB的柵極。這些波形表示可能的最大驅(qū)動幅度，這些波形的每一個具有50%占空比，180°異相(outofphase)。WF1的周期被表示在圖44A巾。WF2的周期具有相同的時間長度；然而開始時間被偏移。這將導(dǎo)致大約5V的到壓電轉(zhuǎn)換器PZT1的驅(qū)動波形，以及當(dāng)在諧振范圍內(nèi)工作時，將導(dǎo)致約500V施加到CCFL1AC。參考圖44A應(yīng)該知道，波形WF3、WF4具有與WF1和WF2相同的頻率，然而具有更短的占空比。使用這些更短的占空比減小了傳遞到PZT1的能量，并相應(yīng)地實(shí)際上提供了控制壓電轉(zhuǎn)換器外的電壓和電流的功能。利用該電路，發(fā)現(xiàn)PZT1的諧振頻率并保持在該諧振頻率上是非常重要的?？赡苁褂脦讉€算法。諧振算法的一個例子是改變到T1和T2端的驅(qū)動信號的頻率，而觀測反饋信號C1和C0。在遠(yuǎn)離諧振頻率到頻率處，將沒有反饋信號，因?yàn)閷]有電壓將被施加到CCFL1上。從低于PZT1的生產(chǎn)商列出的最小頻率開始，由于到FETA和FETB柵極的輸入驅(qū)動的頻率增加，CCFL1將開始發(fā)光，而在C1和C0將檢測到信號。隨著頻率的增加，在信號C1、C0和信號WF1、WF2之間的相位關(guān)系將開始偏移，在觀測到90。相位偏移點(diǎn)指小諧振。確定何時達(dá)到PZT1的響應(yīng)頻率的第二個方法是檢查信號在C1、C0處的幅值，已知PZT1在其諧振頻率具有最大的輸出。柵驅(qū)動信號的頻率被掃描，直到在C0、Cl出現(xiàn)電壓，表示電流正流過CCFL1，并且接著頻率可以進(jìn)一步上升，而在Cl、C0處的電壓被監(jiān)視直到達(dá)到峰值，再次表示諧振工作。應(yīng)該注意可以結(jié)合其它電路布局例如，降壓、升壓，SEPIC，維持該電路布局結(jié)構(gòu)。當(dāng)使用同步采樣時，由于驅(qū)動信號WF1、WF2的頻率改變，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中的調(diào)度電子設(shè)備可能需要稍微改變WF1、WF2的邊緣，以使開關(guān)電源控制器1200控制的其它電源的電壓和電流采樣不被破壞，以使從C1、C0對該電源的采樣不會被其它電源的柵驅(qū)動信號所破壞。1.2.2.13部分來自相同結(jié)構(gòu)的線性或折回電流限制電源可以被設(shè)計(jì)為調(diào)節(jié)電壓、電流或功率。恒壓電源用于微處理器和存儲器設(shè)備這樣的設(shè)備和其它電壓操作的設(shè)備。在電源被設(shè)計(jì)為調(diào)節(jié)電壓的情況下，電源可以具有最大電流，其為安全或噪聲原因或其它原因規(guī)定該最大電流，而電源將調(diào)節(jié)電壓直到電流超過預(yù)定限制時。該限制典型地被外部組件設(shè)置，如電阻器或類似的組件。此時，故障情況存在于電源中，且電源將返回到非常低的電流狀態(tài)。這種技術(shù)被稱作為折回電流限制。該技術(shù)通過使電源將最大電流限制在很小值，以使電源和導(dǎo)致暫時短路的任何其它元件不被損壞，而在電源短路的情況下提供保護(hù)。折回模式屮的電源并不調(diào)節(jié)電流，而是將電流限制到非常小的值，其主要的工作模式是在電壓上。電源的可選的應(yīng)用是處在恒定電流中。恒定電流電源為依賴于電流實(shí)現(xiàn)其功能的設(shè)備提供能量，這種設(shè)備的例子是與流入的電流成比例而產(chǎn)生光的LED(發(fā)光二極管)。用于LED的電壓不是特別地重要，實(shí)際上其根據(jù)溫度和其它因素而變化，但是電流將總是產(chǎn)生相似比例的光，其完全不依賴于其它參數(shù)。恒定電流電源不檢查其控制環(huán)路中的電壓；它檢查電流并試圖通過負(fù)載將電流調(diào)節(jié)到恒定值，實(shí)際上提供保持恒定電流需要的任何電壓。從這可以看出，具有折回電流限制的恒定電壓電源具有控制環(huán)路，其調(diào)節(jié)電壓并監(jiān)視電壓，把過電流狀態(tài)作為故障，并接著采取保擴(kuò)措施使電流很小，直到消除短路情況，并允許電壓上升。恒定電流電源調(diào)節(jié)電流，恒定電流源的故障情況可以是電壓上升到很高的值，因此典型地需耍負(fù)載開路。在木發(fā)明的一個實(shí)施方案，所有的反饋項(xiàng)、電流和電壓來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(圖12)。因此，在試圖使用任何控制前的這點(diǎn)上，反饋被變?yōu)閿?shù)個。類似地，控制輸出脈沖寬度調(diào)制1信號被數(shù)字化地控制。在這些中是調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204中的處理元件，其可以運(yùn)行用于控制電源的任何通道的多種算法。例如，這些算法可以調(diào)節(jié)產(chǎn)生具有折回電流限制誤差特性的恒定電壓電源電壓，或調(diào)節(jié)恒定電流，此時過量電壓將為故障狀況，所有這些不需要調(diào)整采樣結(jié)構(gòu)，例如采樣和保持SHM1207(圖12)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206(圖12)、或DPC1201(圖12)。為這種一般目的的應(yīng)用例子用于電池充電。對于使用鋰離子化學(xué)特性的電池，應(yīng)該在充電周期的第一部分提供恒定電流，以及然后提供恒定電壓直到電流低于最小值。在該操作中，相同的電源電路可以被開關(guān)電源控制器1200(圖12)控制，而且電源電路的工作控制模式從恒定電流變化到恒定電壓。實(shí)現(xiàn)前述功能的硬件包括調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204、SHM1207、模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206、以及DPC1201。下面在應(yīng)用的其它部分中將描述該硬件和控制環(huán)路。1.3部分轉(zhuǎn)換器電路布局/支持的等效電路布局1.3.1部分來自單個控制器結(jié)構(gòu)的降壓、升壓、SEPIC、同步、半橋、多相結(jié)構(gòu)等圖45所述的降壓轉(zhuǎn)換器通過下面的簡單方程得到其輸出電壓，忽略寄生效應(yīng)V0=VinXDCub其中Vo是輸出電壓Vm是輸入電壓，以及DCub是晶體管UB的占空比。在上述方程中，占空比(DC)是晶體管UB導(dǎo)通時間在整個周期中的百分?jǐn)?shù)，被表示為十進(jìn)制數(shù)。例如，如果占空比(DC)為50%,則Vo是Vm的一半。圖45A說明作為圖45中晶體管UB和LB的導(dǎo)通的函數(shù)的電流I和輸出電壓Vo。在該圖中應(yīng)該注意，電壓和電流周期由圖中的周期表示，ji:跨越晶體管UB的柵驅(qū)動信號的上升沿之間經(jīng)過的時間。這意味在上部FET(UB)的占空比和輸出電壓之間有直接的比例關(guān)系，而占空比是輸入電壓和輸出電壓的比。因此這意味如果輸出電壓降到低于預(yù)定值，則占空比的微小增加將糾正該錯誤。如果電壓高于其應(yīng)該的值，則占空比的微小降低將使電壓回到其應(yīng)該的值。圖45B說明升壓電源1.3.1B。在升壓電源中，動作是十分不同的。更特別地，如上面指出的，能量通過圖45的降壓電源中的晶體管UB送到電感器L1.3。相反，在圖45B所示的升壓電源中，晶體管LF的導(dǎo)通給予電感器L1.3B能量。參考圖45C中的時序圖，應(yīng)該知道電感器L1.3B中的電流上升由晶體管LF啟動，而在圖45的降壓轉(zhuǎn)換器中，電流上升是由上部晶體管UB啟動。輸出電壓Vo可以由下式表示V0=VmX^^其中CDu是晶體管LF的占空比。在圖45的降壓轉(zhuǎn)換器中，50%的占空比使輸出電壓Vo為輸入電壓Vm的一半。在圖45B的升壓轉(zhuǎn)換器中，50%的占空比使輸出電壓Vn為輸入電壓Vin的兩倍。此外，隨著晶體管LF的占空比的增加，升壓電源的輸出電壓Vo增加。對于降壓電源，隨著晶體管UB的占空比的增加，輸出電壓Vo增加。因此從上面可以看出，如果要為降壓電源構(gòu)造反饋環(huán)路，其中輸出電壓的變化將晶體管UB反方向的成比例變化，如果接著采用相同的反饋網(wǎng)絡(luò)并將其用于升壓電源，則該控制將被反轉(zhuǎn)。即，對于升壓電路(圖45B)，希望得到輸出電壓的增加，而UF的占空比增加，從而降低了晶體管LF的占空比，輸出電壓Vo實(shí)際上將向錯誤的方向變化，因此控制環(huán)路將不得不反轉(zhuǎn)。除此之外，如果試圖使用占空比的絕對值，這將不會實(shí)現(xiàn)這是因?yàn)樵谏龎弘娫粗谐煞幢龋詰?yīng)該清楚地知道兩個開關(guān)電源需要反轉(zhuǎn)的反饋檢測，而它們需要不同的反饋機(jī)制和不同的控制順序。作為例子，在降壓轉(zhuǎn)換器中，從圖45A應(yīng)該知道在電源周期中晶體管LB在晶體管UB導(dǎo)通前被截止。但是在升壓電路(圖45B)中，在電源周期中晶體管LF在晶體管UF截止后導(dǎo)通。因此，在另一方面，實(shí)際上事件的順序、哪個信號提供電源、哪個信號為引導(dǎo)信號都被反轉(zhuǎn)了。開關(guān)電源控制器1200(圖12)還適用于控制在本領(lǐng)域被稱為單端初級電感轉(zhuǎn)換器(SEP1C)電路的電路。圖46說明了典型的SEP1C電路，并且由參考標(biāo)記1301.3表示。在該電路中，提供s叩plyB電壓的Batt3.3驅(qū)動轉(zhuǎn)換器T3.3的一個初級端(由參考標(biāo)記P表小O。另一個初級端連接到FET3.3。輸入電容器C3.4跨接在Batt3.3上。電容器C3.3連接在FET3.3的一端和轉(zhuǎn)換器T3.3的一個次級端(由參考標(biāo)記S表示)之間，同時也連接到FET3.4的一端。晶體管FET3.4連接在次級S的一端和檢測電阻R3.3的一端之間，檢測電阻R3.3的另一端提供V。ut。盡管只說明本征二極管跨接在FETQB!，3.4和3.3之上，它們固有在所有場效應(yīng)晶體管中。電容器C3.4被連接在V。lU端和電路的共同地端之間。在導(dǎo)線S6、S7、S8和S9上提供到開關(guān)電源控制器1200的反饋。由開關(guān)電源控制器1200提供到FET3.3和FET3.4的柵驅(qū)動信號。這里將不再描述SEPTC電路的丁作，這是因?yàn)檫@是本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知的。然而，考慮到晶體管柵極的開關(guān)信號，應(yīng)該想到在第一階段FET3.3導(dǎo)通，而在第二階段FET3.3而截止FET3.4導(dǎo)通。到品體管柵極的控制信號的時序和持續(xù)時間由來自開關(guān)電源控制器1200的信號確定。這里再次，如上述的降壓和升壓電路，柵極控制信號的時序和持續(xù)時間由開關(guān)電源控制器1200控制，以在目標(biāo)恒定值或可選地恒定電流提供希望的輸出電壓Vout。當(dāng)具有被開關(guān)電源控制器1200控制的其它電路，則電路1301.3的工作由這里其它地方描述的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)來確定。該結(jié)構(gòu)在連接到開關(guān)電源控制器1200的電源電路的丁作的開始被編程。如下面更詳細(xì)的描述，電路的操作能山開關(guān)電源控制器1200動態(tài)地改變，作為來自受控電源電路的反饋、外部電源的應(yīng)用以及在其它方面屮與電路共同使用的電池的電壓的作用。開關(guān)電源控制器i200也可以支持其它電源結(jié)構(gòu)，例如圖25和圖44所述的半橋結(jié)構(gòu)。如下面更完整的解釋，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204包括傳遞函數(shù)并被編程以提供用于控制連接到系統(tǒng)的電源的適當(dāng)?shù)男盘?。在一個實(shí)施例中，DPC1201和NFET驅(qū)動器模塊1202被用于產(chǎn)生控制信號，該控制信號被提供給連接到系統(tǒng)的電源的柵極。在開關(guān)電源控制器1200(圖12)中，岡為由SHM1207實(shí)現(xiàn)的采樣功能和驅(qū)動功能在采樣功能的情況下只由模數(shù)轉(zhuǎn)換器控制，而在驅(qū)動功能的情況下由數(shù)字邏輯控制，其為軟件任務(wù)，或者為了改變電路布局，實(shí)現(xiàn)的一種方法是簡單地應(yīng)用正確的傳遞函數(shù)和控制順序。在這種方式中，利用相同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)外部FET的驅(qū)動、采樣和保持和多路復(fù)用器、讀取輸入電壓的模數(shù)轉(zhuǎn)換器、支持多種不同外部電路布局到多種控制環(huán)路，而不需變化芯片的外部或內(nèi)部結(jié)構(gòu)，除了在其中運(yùn)行的軟件。我們己經(jīng)證明上面三種不同的電路布局結(jié)構(gòu)有很大的區(qū)別，但是從這里應(yīng)該看出實(shí)際上只要電路布局結(jié)構(gòu)的傳遞函數(shù)已知并且電路本身知道外部電路布局及外部組件的互連方式，則可以實(shí)現(xiàn)任何數(shù)量的不同電路布局。1.3.2部分來自學(xué)-控制器結(jié)構(gòu)的降壓、升壓、SEPIC、同步、半橋、多相等結(jié)構(gòu)參考圖12，可以看出在該實(shí)施方案中，存在單個調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204，其控制多種輸出。通過向軟件數(shù)據(jù)組提供可編程信息用于與每個輸出關(guān)聯(lián)的調(diào)節(jié)軟件的每種情況設(shè)置，可以同時在不同輸出端實(shí)現(xiàn)不同電路布局結(jié)構(gòu)(即，降壓，升壓)。例如，可以向調(diào)節(jié)硬件模塊描述一組輸出為連接在降壓轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)中。可以向調(diào)節(jié)硬件模塊定義一組相鄰輸出為升壓轉(zhuǎn)換器或半橋、SEPIC、或其它電路布局。然后，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以通過首先處理一個反饋接著處理下一個反饋，而在不同電路布局結(jié)構(gòu)之間動態(tài)地切換，從外部系統(tǒng)的角度來看，這些電路布局結(jié)構(gòu)都工作在不同的焊點(diǎn)，并都同時地工作，但是由于數(shù)據(jù)的采樣特性和脈沖寬度調(diào)整控制的數(shù)字特性，實(shí)際上，單個調(diào)節(jié)引擎及時地一個接一個地處理每個電路布局結(jié)構(gòu)和反饋策略，以維持同時進(jìn)行所有焊點(diǎn)上的調(diào)節(jié)。1.3.3部分空閑(onthefly)電路布局的重新配置在本發(fā)明的一個實(shí)施方案屮，提供受控電源的動態(tài)l:新配置。在一種模式中，受控電源可以作為降壓電源工作，在另一個模式中，作為電池充電器，以及在又.個模式中，作為電池升壓電路。參考圖46，說明了'個實(shí)施例，艽中電路]300.2的電路布局口j'以通過到晶體管柵極的控制信號的適當(dāng)應(yīng)用來變化。例如，假設(shè)不提供外部能量，而且Batt0為3.1V。進(jìn)一歩假設(shè)電路1300.2為沒有Batt0運(yùn)行為升壓轉(zhuǎn)換器工作，并向s叩plyA提供3.5V，該supplyA通過s叩ply1驅(qū)動負(fù)載I。在該例中，我們進(jìn)--歩假設(shè)當(dāng)Batt0被完全充電時具有4.2V的輸出。如果使用外部電源(在圖中由ExtPWR表示)，例如為12V，則這可以被開關(guān)電源控制器1200檢測。當(dāng)檢測到存在外部電源時，開關(guān)電源控制器1200向晶體QT0和QB0的柵極提供驅(qū)動控制信號，以使電路1300.2作為降壓電源丄作，以允許電流從外部電源流出，并且通過電路1300.2調(diào)節(jié)，然后以修正的電流和電壓送到Batt0，以影響B(tài)att0的充電。如果Batt0被完全充滿，則電路1300.2可以被切斷，或被保持在連續(xù)充電(tricklecharge)模式以保持Batt0上的充電。外部電源也向電路1301.2提供能量，為了說明清楚，通過被稱為supplyA的總線向負(fù)載I提供3.3V。在另一個模式中，假設(shè)移開外部電源，并且Batt0或者被完全充滿到4.2伏、或者充電到足夠高的電壓以從Batt0直接驅(qū)動電路1301.2。開關(guān)電源控制器1200通過觀察supplyA上的壓降來檢測外部電源已被移開。在這些情況下，開關(guān)電源控制器1200將連續(xù)地導(dǎo)通QT0，并不向晶體管QB0設(shè)置柵極驅(qū)動信號。開關(guān)電源控制器1200工作在這種模式是因?yàn)槠錂z測到Batt0正提供4.2V的輸出電壓或足以向電路1301.2供電的超過3.5V的更低電壓，該電壓需要將到負(fù)載I的穩(wěn)定輸出保持在3.3V。當(dāng)電池通過晶體管QT0放電，通過supplyA流入電路1301.2時，該狀態(tài)被保持。當(dāng)開關(guān)電源控制器1200檢測到supplyA已經(jīng)降到3.5V時，這將表示電路1301.2具有大約95%的占空比，很清楚在這種情況下，supplyA上沒有額外的電壓，將不可能將電路1301.2提供的負(fù)載穩(wěn)定電壓保持在VQ。因此，開關(guān)電源控制器1200將電路1300.2轉(zhuǎn)換到第三個狀態(tài)，即電池電壓小于3.5V而開關(guān)電源控制器1200開始使電路1300.2作為電源為Batt0的升壓轉(zhuǎn)換器工作，并且開關(guān)電源控制器1200調(diào)節(jié)升壓操作以將supplyA調(diào)節(jié)在3.5V?，F(xiàn)在，開關(guān)電源控制器1200可以將supplyA保持在滿足電路1301.2在3.5V的最小要求，直到電池被放電或直到外部電源再次可用。這就允許系統(tǒng)提供輸出電壓，其可能高于或低于輸入電池電壓，并允許開關(guān)電源控制器1200在三個模式之一中使用電路1300.2:(i)作為降壓轉(zhuǎn)換器為電池充電；(ii)作為開關(guān)以通過QT0直接將電池電壓提供給supplyA;或("i)作為同步升壓轉(zhuǎn)換器以允許操作電路1301.2以提供大于從Batt0得到的電壓的輸出電壓。圖12所示為實(shí)現(xiàn)上述功能的硬件，該硬件包括中央處理模塊(SYS)1205，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204，采樣和保持模塊SHM1207，其輸出輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206。同時，使用NFET驅(qū)動器模塊1202以驅(qū)動晶體管的柵極。1.3.4部分多輸出控制器上的可編程電路布局為了現(xiàn)有技術(shù)解決方案中的不同電路布局提供支持，實(shí)際上相同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)將不得不改變其反饋檢測，脈沖寬度調(diào)制信號被輸入到外部FET的方式將不得不被反轉(zhuǎn)，被重新解釋的不工作區(qū)域時間意味不重迭地不同事物等等。上述關(guān)于由相同的結(jié)構(gòu)支持多種電路布局的討論表小，如果基本的兀素是數(shù)字的，即，從外部監(jiān)視到的反饋信息被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，且對脈沖寬度調(diào)制器輸出的控制也是數(shù)字式地進(jìn)行，則所有這些可以在軟件中實(shí)現(xiàn)，即，信號結(jié)構(gòu)可以支持多種電路布局。為了使其成為實(shí)際的產(chǎn)品，開關(guān)電源在激活的時刻需耍知道其應(yīng)該成為的電源種類。這可以以多種方式實(shí)現(xiàn)。在一個實(shí)施方案中，可以使用外部模式控制管腳來實(shí)現(xiàn)，這些管腳可以在一種情況或另一種情況中被焊接。該策略的一個不足是將不可能動態(tài)地改變電路布局，而這可能是希望的。例如，圖45的電路可以是電池充電器電路，其是以向連接到v。的電池充電為目的的降壓電路布局，但是后來，在不同的環(huán)境下，當(dāng)外部電源不再可用并且電池是功率源時，相同的外部連接可能實(shí)際上表示升壓電路布局，其中輸入和輸出電壓采樣在其意義上被反轉(zhuǎn)，而占空比在其意義上被反轉(zhuǎn)，并采用新的調(diào)節(jié)。更特別地，電路1.3.1將被轉(zhuǎn)換為升壓電路，其中連接到Vo的電池變?yōu)閂in，而Vm將變?yōu)閂0。在這種情況下，圖45所示的電流方向?qū)⒆匀槐环崔D(zhuǎn)。因此希望能夠即時地改變電路布局，這可以通過提供開關(guān)電源內(nèi)的模式控制位來實(shí)現(xiàn)，例如模式控制位可以被存儲在非易失性存儲器1216(圖12)中、或者可在程序控制下改變，例如從電池充電操作變化為升壓丁作。1.4部分關(guān)于開關(guān)電源巾電量測量的討論1.4.1部分來自電流/電壓脈沖數(shù)據(jù)的逐周期能量推導(dǎo)本發(fā)明提供對系統(tǒng)設(shè)計(jì)者能夠準(zhǔn)確地測量、控制和預(yù)測系統(tǒng)可以從可再充電電池或電池獲得的能量的能力的重大改進(jìn)。重要的是，不需額外的組件，即多于這些己經(jīng)為所述的降壓/升壓調(diào)整系統(tǒng)提供的組件，而P」'以實(shí)現(xiàn)這一改進(jìn)。結(jié)合調(diào)節(jié)算法描述的許多元件寄生值被重新使用。最后，本發(fā)明能效更高，在任何給定情況下能更準(zhǔn)確地確定剩余的電池能量，系統(tǒng)設(shè)計(jì)者可以將該能量轉(zhuǎn)化為更長的電池壽命、更小的電池、更輕的重量、更小的形狀W子，更低的成本，或以上的組合。現(xiàn)有技術(shù)沒有提供準(zhǔn)確地測量電池剩余能量的令人滿意的方法。例如，便攜式電話一般依賴于被測電壓以顯示充電狀態(tài)。然而，如果低壓電池被再次充電，即使充電短的吋間，當(dāng)從充電器移開吋其將錯誤地顯示充滿。因?yàn)槠渲皇菧y量表面電荷，而不是可用的能量，用戶將受到短的電池壽命的影響，也許甚至相信電池被耗盡和需要更換。使用電量測量的方法，測量傳遞到和來fi于電池的實(shí)際能量?？捎玫哪芰靠赡鼙贿@些因素影響經(jīng)過的充電/放電周期的個數(shù)，電池溫度，充電/放電速率等等。幸運(yùn)的是，如果知道向電池中送入多少純能量，則不需精確地知道這些因素。該方法是確定有多少能量被送入電池、因此可以用亍輸送、然后準(zhǔn)確地測量所述的輸送，然后當(dāng)達(dá)到一定條件時告警系統(tǒng)顯不器。這對于個人數(shù)字助理(PDA)、筆記本電腦、以及其它設(shè)備是非常重要的，這些設(shè)備將某些信息存儲在易失性存儲設(shè)備中，但是如果將發(fā)生不可靠性事件或易失性存儲設(shè)備故障，則可以將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)移到非易失性媒質(zhì)中。例如，使用WINCE操作系統(tǒng)(OS)的PDA必須在維護(hù)易失性存儲器的損失而完全關(guān)機(jī)前，忠實(shí)地保存所有打開文件的內(nèi)容和某些系統(tǒng)變量。實(shí)際上，不能在足夠的電源丟失前保存這些數(shù)據(jù)可能破壞OS，以使產(chǎn)品遭受不可挽回的故障。由于這個原因，設(shè)計(jì)這種產(chǎn)品不只具有用戶可移動的電池，而且具有至少一個保持存儲器活性的非移動電池。系統(tǒng)設(shè)計(jì)不能只知道何時能量耗盡，也必須足夠提前地預(yù)料能量的耗盡，以使有足夠的能量將重要數(shù)據(jù)保存到非易失性媒質(zhì)中。因?yàn)閮H根據(jù)電壓確定電池能量是非常不準(zhǔn)確的，設(shè)計(jì)者必須考慮大的余量。因?yàn)槭钱?dāng)產(chǎn)品停止工作而不是當(dāng)電池實(shí)際上被耗盡時，用戶感覺電池被用完了，因此這使得用戶遭受短的電池壽命。另一方面，現(xiàn)有技術(shù)的更好的方法是使用與電池相關(guān)的測量設(shè)備。在筆記本電腦中，該設(shè)備常常位于電池盒內(nèi)。在PDA中，該設(shè)備是附加的非常昂貨的設(shè)備，位于電池外部。如同本發(fā)明，這些方案測量輸送到電池和從電池移出的能量，并測量電池溫度以計(jì)算可用的能量。然而兩種方法會遭受嚴(yán)重的缺點(diǎn)需要在低電流消耗(例如，在待機(jī)工作中為2毫安)中產(chǎn)生足夠的壓降以進(jìn)行測量的檢測電阻必須相對人，而這在高電流工作中使檢測電附消耗大量的能量。本發(fā)明屮使用的獨(dú)特技術(shù)是改為準(zhǔn)確地測量來自電源/和提供給調(diào)節(jié)系統(tǒng)的能量。本發(fā)明的一個重要方面是在低功率工作中間接地測量電流消耗，而不使用檢測電阻。調(diào)節(jié)需要的電阻則可以為低電阻值，以使在高功率丄作中只有很小的能耗。參考圖46，所小的電路布局表小-可以用于電池充電級的單級多用途級(stage)1300.2和單輸出級1301.2。在該結(jié)構(gòu)中，假設(shè)不從外部提供能量。電池Batt0的電壓范圍為4.2到2.7V。例如，如果V。的目標(biāo)電壓是3.3V，并且我們直接將supplyA導(dǎo)軌(rml)直接連接到2.7V的電池，降壓轉(zhuǎn)換器將不工作。在本發(fā)明中，當(dāng)電池電壓為4.2V時，我們導(dǎo)通FETQl0并使其連續(xù)導(dǎo)通，其向SUpplyA提供4.2V電壓。然后級1301.2作為降壓轉(zhuǎn)換器工作。當(dāng)電池電壓接近降壓轉(zhuǎn)換器需要的輸出電壓Vq時，我們開始操作級1300.2作為升壓轉(zhuǎn)換器。更特別地，我們導(dǎo)通QB0，使電感器L0充電，接著通過晶體管QT0使電感器L0放電并流入電容器CE，此時晶體管QB0截止。這使得自始至終操作降到2.7V的電池電壓，同時在Vo保持3.3V的穩(wěn)定電壓。典型的電池電壓將基于為系統(tǒng)選擇的電池技術(shù)。本發(fā)明使用兩種不同的技術(shù)測量從電池移去的能量。一種適用于非常低電流泄露的情況。在低電流放電中和當(dāng)電路1300.2作為降壓電路時，到晶體管QT0的柵脈沖之間的時間一般特別長。這一般地用于低功率模式中，其中只是由于泄漏和監(jiān)控電路而需要能量，通常為幾毫安或更少。參考圖46B，在當(dāng)每個周期的一些部分中驅(qū)動電感器L3時，使用更高的電流方法。注意連續(xù)和非連續(xù)模式(其它地方定義的)使用相同的方法學(xué)。所有這些技術(shù)具有這種優(yōu)點(diǎn)，即，只使用已經(jīng)用于實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)的組件。首先，在低電流工作屮，讓我們檢查對來自電池的能量的測量。人們可以通過測量檢測電阻R0兩端上的電壓降來監(jiān)視電池Batt0輸送的能量。然而，如更早的討論，這將具有與現(xiàn)有技術(shù)相同的問題，即，需要大電阻實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的足夠大的壓降，這將導(dǎo)致在高電流工作中的大能耗。本發(fā)明通過改為監(jiān)視supplyA電容器CE的兩端的電壓降完全地避免該問題的出現(xiàn)。因?yàn)殚_關(guān)電源控制器1200(圖25)具有來S晶振的準(zhǔn)確的時基，則可以由方程I二C(dV/dt)精確地確定功率，其中C是電容器CE的電容值。通過在準(zhǔn)確的己知的時間間隔測量和記錄電壓來確定supplyA的電壓(由圖12所示的模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206相對于地測量)，其屮的時間間隔被程序控制。該方法的優(yōu)點(diǎn)有許多，例如(0電阻器R0的阻值可以保持很小；(11)測量從電池移去的所有能量；以及(ill)不需要額外的組件。通過在相對長的時間周期內(nèi)測量AV，可以消除噪聲或來fi引入誤差的瞬變因素。盡管在圖46中只小出了兩級，開關(guān)電源控制器1200可以控制由Batt0供電的多個電路。應(yīng)該理解只是當(dāng)由Batt0驅(qū)動的所有功率瑜岀處于低電流模式時適用該測量方法。如果一個輸出處于高電流模式，而其它的輸出處于低功率模式(例如，休眠)，則低功率模式中的輸山將簡單地被忽略，與高功率級或多個級使用的能量相比為非常小的誤差。在上述技術(shù)中，隨時間測量從電容器移開的電荷。如艽它地方所述，系統(tǒng)被通知連接到它的外部組件的特性。該系統(tǒng)使用這些外部組件的值并在電量測量的計(jì)算中使用它們。這是非常重要的，因?yàn)椴恢离姵氐拇_切容量，我們要測量進(jìn)入的能量和出來的能量，然后校正影響電池容量的溫度和其它因素。電池容量從單元到單元變化，因此沒有方法知道一個周期中的容量。典型地，使用電量測量的產(chǎn)品不精確，直到它們完成一個充電/放電周期。在本發(fā)明的方法中，在低電流模式中，我們測量非常非常低的電流，而沒有任何效率損失，而這是在現(xiàn)有技術(shù)中不得不使用大阻值用于檢測電阻所遭受到的。我們也避免使用非常高解析度的AD轉(zhuǎn)換器，因?yàn)樵谖覀兊膶?shí)施方案中進(jìn)行了時間的分解。時間是我們具有的所有最精確的因素。電阻器的電阻值Rl和R0依賴于電源設(shè)計(jì)，而不是電量測量的需要。典型地，電阻值的范圍將為20到100毫歐。根據(jù)本發(fā)明在高功率和屮功率傳輸條件下的電量測量，測量是對傳輸?shù)截?fù)載的功率進(jìn)行。這將等于從電池移去并根據(jù)效率轉(zhuǎn)換的能量。該技術(shù)對于測量在充電期間輸入電池的能量是非常有用的；使用相同的技術(shù)，將電池簡單地作為負(fù)載。該優(yōu)點(diǎn)在于測量的是外部電源輸入到電池的凈能量，允許設(shè)計(jì)者忽略在該段時間中輸入到其它負(fù)載的能量。因此對從電池得到的可用總能量的估算剩為考慮溫度以及前述的其它因素之一來記錄存儲在電池中的純能量的累計(jì)值。現(xiàn)在考慮高電流應(yīng)用的情況。必須在逐個周期的基礎(chǔ)上測量電流。這是因?yàn)樵诿總€2psec周期的某個部分能量被輸入負(fù)載，具有的占空比被連續(xù)地重新計(jì)算并被設(shè)置為將電壓Vo保持在希望的受控的間隔內(nèi)。再次參考圖46，■-種解決方法是通過測量電阻器R0兩端上的電壓來測量電池Batt0輸送的總電流。然而，采樣瞬變電流和噪聲將需耍在每個周期中的頻率采樣，特別是在具有多個有效輸出的系統(tǒng)中。這將產(chǎn)生相當(dāng)于調(diào)節(jié)本身的計(jì)算的計(jì)算負(fù)擔(dān)。另一方面，根據(jù)本發(fā)明的一項(xiàng)技術(shù)，只使用多個周期中能量的總和來確定每個周期中從電池移去的能量。下面的解釋根據(jù)圖46B描述簡化的實(shí)施方案。如圖46A所示，該方案具有2安培的基準(zhǔn)電流，具有紋波電流為200毫安。g卩，總電流從1.9-2.1安培變化。本發(fā)明的技術(shù)是在電流峰值對電流采樣，我們知道電流峰值正好發(fā)生在FET1截止FET1導(dǎo)通之前。這可以通過在檢測線S3和S4上使用檢測電阻R3采樣輸出級的電壓來實(shí)現(xiàn)。盡管檢測電阻器R3具有低電阻值(如低電流模式中所述)，電流T現(xiàn)在是足夠大以產(chǎn)生AD轉(zhuǎn)換器的足夠的壓降。導(dǎo)通時間是已知，截止時間是已知，因此，對于該級dt是巳知的。我們知道使用檢測線S4測量的輸出電壓(Vo)和輸入電壓(Vm=supplyA)，因此我們知道電感器L3上的電壓(Vm—V。ut)和電感器L3的特性。這就告訴我在2微秒的基礎(chǔ)上有多少能量被傳送到負(fù)載。典型地，系統(tǒng)每秒報告電量測量信息10次，非常快速的更新電量測量的速率。通過記錄輸送到負(fù)載的總能量以及掌握電池的效率和其它特性，我們可以在任何時刻非常精確地測量從電池得到的能量。因此對于高電流的情況，在用于實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)的方法中可以進(jìn)行電量測量。不需要額外的電路，只是計(jì)算。在現(xiàn)有技術(shù)中，主要的丁作之一是濾除噪聲。本發(fā)明的系統(tǒng)與噪聲源同步地采樣，因此由于在采樣時刻看不到噪聲而沒有需要濾除的噪聲。在連續(xù)的模式中，如圖46D所示，(TMve+Tsyn》TT。ta尸2^SeC。如這里所使用的，短語"連續(xù)的模式"意味電流在整個開關(guān)周期中流過電感器。在非連續(xù)的模式中，如圖46C所示，關(guān)系式為(TDnve+TSyne)<TT。lal。參考圖46D，說明通過電感器L3的電流I作為時間的函數(shù)在2微秒的周期中的例子，用于說明連續(xù)模式。在該例中，在一微秒中達(dá)到的峰值電流200毫安，由Ipk表示。在該周期的第二個微秒中，電流降到O。在該周期的第一個半周期中，F(xiàn)ET1被導(dǎo)通，而FET2不導(dǎo)通。在該周期的第二個半周期中，導(dǎo)通情況反轉(zhuǎn)。在該例屮，在該周期的第一.個半周期屮，通過電感器L3的電流降到O，但沒有反轉(zhuǎn)，如同這里描述的一些情況的。圖46D中表示FET1導(dǎo)通的吋間被表示為TDrive，而表示FET2導(dǎo)通的吋間被表示為Tsy加。測量周期的總時間由TT。^表示。現(xiàn)在假設(shè)圖46C所示的工作在非連續(xù)模式的系統(tǒng)。負(fù)載要求中值(intermediate)電流，例如25mA。電容器C3衰減需要的時間并不重要，這是因?yàn)樵诿總€周期中提供脈沖。我們需要在第一階段從時間0到1微秒期間具有100mA的峰值電流和50mA平均電流，在2微秒的周期期間總的輸出電流為25mA。使用R3計(jì)算100mA是困難的，這是因?yàn)镽3的阻值很低，典型地的為0.05歐姆，因此我們得到很小的解析度。然而，在電路中，我們知道在該例中，電感器L3的值為20ph。我們精確地知道輸入電壓為多少(Vin=8V)、輸出電壓為多少(V。ut=4V)、導(dǎo)通的時間(1微秒)，這就給出了進(jìn)入電感器L3的電流、電感器L3的放電時間以及給出了流出電感器L3的電流和截止的時間。再次，我們能夠在逐個周期的基礎(chǔ)上精確地計(jì)算負(fù)載。如果輸出電壓V。ut為較低，則為電感器L3充電比使其放電需要更少的時間。如果(V。ut)為(例如)2V,我們在電感器L3兩端將得到6V，而電流將比下降更快速地上升。從前述中，應(yīng)該知道可以得到計(jì)算電流所需要的所有數(shù)字，而不需要實(shí)際地直接測量。我們提供下面的一般方程用于計(jì)算進(jìn)入負(fù)載的電流。代替現(xiàn)有技術(shù)中的電流測量，只需要時間和電壓測量。系統(tǒng)以每秒500,000次的速率進(jìn)行這些測量，然而通過連續(xù)地取得這些數(shù)字和求其平均，每秒只更新10次電量測量數(shù)據(jù)。圖46E說明一個例子，其巾，在驅(qū)動周期的開始，電感器L3的線圈電流為100毫安，而在驅(qū)動周期的結(jié)束，電流從L3流向R3。在時間Tonve期間，F(xiàn)ET1被導(dǎo)通，而FET2不導(dǎo)通，以及在Tsyne期間，F(xiàn)ET的導(dǎo)通情況被反轉(zhuǎn)?？偟膮奸g周期由Tt。^表示。在該例中，峰值電流lpk大于紋波電流imppk。如將理解的，I啤pk等于200毫安，而k為300毫安。當(dāng)然，這就使(Ipk-lR一e)-lOO在上例所述的時間周期中每秒流過的平均電流可以由以下方程確定j7—rir<formula>formulaseeoriginaldocumentpage124</formula>其中TsYNc或者(TT。t^-TMve)是在非連續(xù)模式中或在連續(xù)模式中，電感器電流達(dá)到O所需要的時間。同時，對于上述計(jì)算，假設(shè)不允許通過電感器L3的電流變?yōu)樨?fù)(即，從V。ut流向S端)；且通過電感器L3的峰值電流小于其飽和電流。上述方程中的第一項(xiàng)表示圖中所示的電流分布的A部分，方程的第二項(xiàng)表示圖中所示的電流成份的B部分，最后一項(xiàng)由C表示，其為流入電感器L3的連續(xù)電流。從上述應(yīng)該知道，可以使用從系統(tǒng)中得到的信息計(jì)算被傳輸?shù)碾娏?，而不是如同現(xiàn)有技術(shù)被測量。這就大大簡化了任務(wù)，以及降低了電路的要求?，F(xiàn)在注意可選的非連續(xù)模式的變換。由于減小了來自級的功率需量，因此減小了占空比，以及TjMve時間。當(dāng)該時間變小時，F(xiàn)ET的開關(guān)損失可能變?yōu)橄到y(tǒng)中的重要的能耗。通過在一個或多個周期的時間內(nèi)不導(dǎo)通FET1，由此在長于(多個)2微秒的時間內(nèi)求TMve和TsYNc的平均，這樣相同的占空比可以實(shí)現(xiàn)更少的能耗，從而具有更高的效率。該模式被稱為"周期跳步模式"。然后，注意上述方程仍然適用，且TT。tai等于在Tonve脈沖之間的時間間隔。然后應(yīng)該知道，連續(xù)和非連續(xù)模式只是TT。ta尸2微秒的特定情況。1.4.2部分來自多通道數(shù)據(jù)的總能量計(jì)算考慮如圖47所示的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器陣列。這是一個示例性的排列，可以有許多其它的結(jié)構(gòu)。如較早所述的，任何輸出級可以自由地配置為降壓轉(zhuǎn)換器(例如，SP1、SP2、SP3、SP4級)，或配置為升壓轉(zhuǎn)換器(例如，SP5、SP6級)。當(dāng)SP5或SP6級與電池相連接時，如果電池電壓超過降壓轉(zhuǎn)換器SP1—SP4的需要吋，可以簡單地將電池連接到電源總線SB弁1?？蛇x地，當(dāng)電池電壓低于滿足降壓轉(zhuǎn)換器的需要時的電壓，但高于電池的最小可用能量時，開關(guān)電源控制器1200可以將轉(zhuǎn)換器SP5和SP6配置為升壓轉(zhuǎn)換器。此外，如果需要充電并且外部電源連接到總線SB1，則開關(guān)電源控制器1200控制電池的充電。開關(guān)電源控制器1200根據(jù)系統(tǒng)的需要和每個電池的可用能量，在BAT5禾BBAT6之間選擇。為了便于說明，說明開關(guān)電源控制器1200和轉(zhuǎn)換器SP1—SP6之間的部分控制連接。在該說明書的其它部分說明開關(guān)電源控制器1200和控制的轉(zhuǎn)換器之間的全部連接。在該多輸出系統(tǒng)中，BAT5和BAT6(以及兩者共同)的能量狀態(tài)由使用這里討論的電量測量技術(shù)確定，即，確定轉(zhuǎn)換器SP1、SP2、SP3以及SP4中的一個傳輸?shù)哪芰?、系統(tǒng)效率的因素、和其它地方詳述的某些電池參數(shù)。然后，整個系統(tǒng)的功率分布圖是這些因素的總和。向開關(guān)電源控制器1200報告該信息，以實(shí)現(xiàn)負(fù)載平衡、卸載、為最優(yōu)效率調(diào)諧各個通道或系統(tǒng)、或?qū)栴}或者甚至故障情況的識別。一旦理解了這個問題，就應(yīng)該理解可以使用如圖47的系統(tǒng)陣列和由更高級控制系統(tǒng)管理的信息/控制。一個例子是電話中心局，這里該系統(tǒng)可以檢測區(qū)域內(nèi)(例如，降溫(cooling)突然被阻擋到特定的區(qū)域)、或個人電話卡或供電通道(例如，一個負(fù)載短路或開路)的問題。如前所述，不需要額外的硬件，只是為另一個目的簡單地重新使用己知數(shù)據(jù)。1.4.3部分在SPS中的電池壽命估算上面詳細(xì)討論了本發(fā)明對從電池移去能量的確定。為了完成對系統(tǒng)的描述，參考圖48。該系統(tǒng)包括表示為Batt1.4.3的電池源，充電器升壓電路CB1，以及降壓轉(zhuǎn)換器CB2，當(dāng)提供外部電壓時，CB1可以作為充電器工作，即電池可以作為CB1電源的負(fù)載，并且根據(jù)上述描述測量提供給Batt1.4.3的能量。如說明書中其它地方更全面的解釋，當(dāng)電池電壓高于降壓轉(zhuǎn)換器CB2需要的電壓時，電路CB1可以作為轉(zhuǎn)換器工作，或者當(dāng)電池電壓低于降壓轉(zhuǎn)換器CB2需要的電壓時，電路CB1可以作為升壓電源丁作。兩個電源都監(jiān)視流過它們的能量，并向處理單元1.5提供該信息，其巾處理單元1.5可以是開關(guān)電源控制器1200的一部分。處理單元1.5也從溫度感應(yīng)單元T接收溫度數(shù)據(jù)。溫度感應(yīng)器T可以是熱電偶、可變熱電阻、或可以是Kelvin溫度感應(yīng)器。在本發(fā)明的一個實(shí)施方案中，使用Kelvin溫度感應(yīng)器。根據(jù)集成電路與電池的接近程度，集成電路也具有支持外部KeWin溫度感應(yīng)器的管腳。可以使用來自一個或另一個感應(yīng)器的數(shù)據(jù)，或來S兩個感應(yīng)器的數(shù)據(jù)。在充電周期中，監(jiān)視提供給電池的能量的總量，使用由電池生產(chǎn)商提供的數(shù)據(jù)與電池溫度成比例，并計(jì)算電池吸收的總電荷。電池溫度高時比溫度低時吸收更多的電荷。同時，電池溫度高時放電比溫度低時放電具有更多的可用能量。最壞的可能組合是溫度低時充電和溫度低時被使用。通過使用容量降低數(shù)據(jù)以首先計(jì)算出實(shí)際上有多少能量被傳輸?shù)诫姵?，接著監(jiān)視溫度和電荷被降壓轉(zhuǎn)換器CB2從電池移去的速率，直到計(jì)算了電池耗盡的剩余時間，其中降壓轉(zhuǎn)換器CB2向處理單兀1.5報告其功率信息。圖48A說明典型的電池退化曲線，其畫出了容量(C)與溫度(T)的關(guān)系。該信息由電池生產(chǎn)商公開。電池退化曲線信息可以被編程到處理器1.5中。在這些應(yīng)用中，系統(tǒng)已知電池信息。其或者是系統(tǒng)的一部分、或者電源系統(tǒng)被建立在電池模塊中。關(guān)于電池容量的電池退化信息可以存儲在圖中NVM1所示的非易失性存儲器中。對于化學(xué)電池系列，同杼有類似的特性。因此盡管一些牛產(chǎn)商的給定容量更好或更壞，例如鎳金屬氫化物電池的衰變率是類似的，即使并不知道指定品牌電池的數(shù)據(jù)。明顯地，溫度越穩(wěn)定，退化數(shù)據(jù)就越不重要。1.4.4部分基于電量測量數(shù)據(jù)的SPS電流電壓(功率)調(diào)節(jié)在前述的實(shí)施例中，電量測量方法可以用于累計(jì)和報告消耗或輸入的能可選的實(shí)施方案是使電量測量數(shù)據(jù)用作用于調(diào)節(jié)的輸入信息。逐個周期的能量作為控制環(huán)路中的規(guī)定參數(shù)，可以向負(fù)載輸送或從電源消耗恒定的能量。通過根據(jù)保持恒定的電量測量(能量)值，在逐個周期的基礎(chǔ)上調(diào)節(jié)FET的占空比，可以實(shí)現(xiàn)該調(diào)節(jié)。該技術(shù)的一個應(yīng)用將是為實(shí)現(xiàn)功率電平控制的目的，將輸入能量調(diào)節(jié)到射頻功率放大器。另一個應(yīng)用將是調(diào)節(jié)由光電池傳輸?shù)哪芰?。在前述的?shí)施例中，電量測量方法使用得到的某些電壓測量，這些電壓測量用于調(diào)節(jié)控制程序。即，電量測量算法程序重新使用電壓調(diào)節(jié)程序獲得的電壓測量(例如，圖46中檢測電阻R1兩端上的電壓)，并將其存入預(yù)定的存儲器位置?？蛇x的實(shí)施方案是電量測量程序環(huán)代替獲得該數(shù)據(jù)，而該調(diào)節(jié)算法程序則可以使用存儲的數(shù)據(jù)。本發(fā)明的一個優(yōu)點(diǎn)是只能獲得數(shù)據(jù)一次，然后使該數(shù)據(jù)可以用于其它目的。通過使用程序控制，在每個周期幀中獲得關(guān)心的數(shù)據(jù)，并且存儲該數(shù)據(jù)以被其它程序重新使用。電壓控制程序(如果其是用于控制給定輸出通道的優(yōu)選方法)，將在電量測量環(huán)路中使用所述測量的數(shù)據(jù)，以如前述控制電壓。即，在逐個周期的基礎(chǔ)上調(diào)節(jié)FET的占空比。1.4.5部分SPS恒定能量輸出調(diào)節(jié)模式前述關(guān)于本發(fā)明應(yīng)用的描述集中在電壓上，控制電壓保持在某個S標(biāo)范圍內(nèi)。搜集和使用電量測量數(shù)據(jù)的能力使其改為用于直接地控制電源。艮口，電壓和電流的組合，而不只是一個或另一個。這對于必須保持功率在目標(biāo)范圍的應(yīng)用是有益的，例如便攜式電話的RF輸出，或功率電平的控制町以產(chǎn)生優(yōu)化的效率，例如太陽電池板陣列。想到本發(fā)明在逐個周期的基礎(chǔ)上將該信息改進(jìn)為具有精細(xì)的間隔(granularity)和準(zhǔn)確度。然后，該信息可以用于管理控制環(huán)路。圖49表示了典型的便攜式電話的更簡化的例子。在保持輸出小于經(jīng)銷機(jī)構(gòu)的最大值的同時，希望得到最好的性能建議控制指定的功率電平的值為(例如)1W。電源1.4A可以是降壓或升壓電路布局，并且具體地，功率放大器1.4將具有50%的效率。策略是根據(jù)溫度、單元到單元的變化(unittouintvariation)來控制電源1.4A的輸出，以向功率放大器1.4提供恒定的2W，補(bǔ)償電壓或電流的變化。這個實(shí)施例是通過使用開關(guān)電源控制器1200以調(diào)節(jié)電源1.4A來完成的。對于另一個例子，考慮圖49A。該系統(tǒng)包括光電池陣列1.4.3，其本質(zhì)上為大的硅二極管。這些二極管在依賴于溫度的電壓下產(chǎn)生電流，每一攝氏度影響大約一2.1mV。典型地，將有100個串聯(lián)的這種二極管，使溫度的影響很大。該系統(tǒng)可以任意工作在任何電壓/電流組合的范圍內(nèi)，但是只有--種組合產(chǎn)生最大功率，且該特定組合隨溫度而變化。該最大功率是使V-I特性曲線下的面積最大的組合。重要的是，在優(yōu)化可選電池的充電接收率和/或調(diào)諧輸送的電網(wǎng)的最大功率的情況下需要與電源(太陽能電池陣列)輸送的功率匹配。確定最優(yōu)設(shè)置點(diǎn)的一項(xiàng)技術(shù)是通過開關(guān)電源控制器1200對降壓轉(zhuǎn)換器1.4.3.1的輸出進(jìn)行小的變化，使用已經(jīng)討論過的電量測量方法來檢查產(chǎn)生的功率，然后將結(jié)果與前面的功率電平比較，并選出最高的功率電平。重復(fù)該過程，將陣列保持在其峰值。如同前面，該過程不需要新的硬件。1.4.6部分充電衰減時間的能量推導(dǎo)參考圖41，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204包括電量測量和溫度模塊600.1。因?yàn)檎{(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204從開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器接收電壓和電流反饋信息，其可以計(jì)算從電源電池傳輸?shù)截?fù)載的充電電量，該負(fù)載由開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器供電。與僅僅使用當(dāng)前電池電壓估算剩余電池壽命相比，這就提供了對剩余電池壽命更準(zhǔn)確的估算。如關(guān)于控制處理模塊(SYS)1205的進(jìn)一歩描述，諸如每個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的電感值和電容值的電路參數(shù)可以被存儲在控制處理模塊(SYS)1205中的存儲器中。通過根據(jù)這些電路參數(shù)處理反饋信息，電量測量和溫度模塊600.1可以確定電池提供的電量。例如，如果來自開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的反饋電壓測量負(fù)載電容器兩端上的電壓，通過電容器得到的電荷△Q=CXAV其中C是負(fù)載電容的電容值，AV是電壓反饋采樣確定的電壓變化，△Q是傳輸?shù)截?fù)載的電荷量。應(yīng)該理解上述例子只是說明性的，電量測量和溫度模塊600.1可以以其它方式確定從電源電池傳輸?shù)碾姾闪?。電量測量和溫度模塊600.1可以為中央處理模塊(SYS)1205存儲產(chǎn)生的電荷測量，以通過總線接口525.1進(jìn)行存取。1.5部分周期性的開關(guān)頻率調(diào)制如部分1丄4所述，并參考圖37和圖37B，所述的CAM2486.4可以產(chǎn)生表示脈沖上升沿和下降沿的信號，用于來自調(diào)節(jié)控制模塊(REG)指定的多個獨(dú)立的脈沖通道。每個脈沖通道包括多個脈沖，這些脈沖用于控制相應(yīng)的外部脈沖寬度調(diào)制(PWM)開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器。在待機(jī)工作中，CAM2486.4以計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)，例如，Grey計(jì)數(shù)器2484.4，的形式接收讀取指令，其命令CAM2486.4檢查每個b丁能的數(shù)據(jù)存儲位置，以確定調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204是否已經(jīng)在與當(dāng)前計(jì)數(shù)匹配的給定數(shù)據(jù)存儲位置'與入數(shù)據(jù)字。在一個實(shí)施例中，CAM2486.4已經(jīng)存儲64個數(shù)據(jù)字。該64個數(shù)據(jù)字對應(yīng)于8個脈沖通道，其中每個脈沖通道定義4個脈沖。這些脈沖通道中的7個用于外部PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，而第8個脈沖通道用于產(chǎn)生輔助脈沖。對于7個脈沖通道，需要指定56個數(shù)據(jù)字。剩下的8個數(shù)據(jù)字對應(yīng)于輔助信號AUX2446.4的4個輔助脈沖邊緣，例如AUX2446.4用于同步外部電路。由于Grey計(jì)數(shù)器2484.4在整個周期中計(jì)數(shù)，這使CAM2486.4檢查其存儲的數(shù)據(jù)字的任何匹配。Grey計(jì)數(shù)器2484.4的每個周期定義單個的如圖37所示的DPC幀?？梢砸来慰闯鯣rey計(jì)數(shù)器2484.4的定時控制可能的脈沖上升沿和下降沿的最小距離。例如，假設(shè)Grey計(jì)數(shù)器2484.4為10位計(jì)數(shù)器，并接收268.4KHz的時鐘信號。如果Grey計(jì)數(shù)器2484.4被配置為在時鐘信號的上升沿和下降沿計(jì)數(shù)，則Grey計(jì)數(shù)器2484.4將以536.9MHz的速率計(jì)數(shù)。該產(chǎn)生的DPC幀速率，其等于計(jì)數(shù)速率除以最大計(jì)數(shù)，將是524.3KHz(536.9MHzA024)，其中每個DPC幀被分為1024個可能的脈沖上升沿和下降沿單元，其被大約2ns的時間間隔隔開。將每個DPC幀被分為這些可能的上升沿和下降沿單元，為受給定脈沖通道控制的任何PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，確定最小的脈沖寬度調(diào)制(PWM)的解析度。因此，該Grey計(jì)數(shù)器2484.4的計(jì)數(shù)速率確定了最小PWM解析度，如由計(jì)數(shù)速率的倒數(shù)給出。如圖37B所示，Grey計(jì)數(shù)器2484.4的計(jì)數(shù)速率將最終依賴于來自于DPLL2480.4的DPLL時鐘信號PLLCk2460.4。因?yàn)镈PLL時鐘信號PLLCk2460在整個開關(guān)電源控制器1200中用于多種目的，例如模數(shù)轉(zhuǎn)換器1206需要的相對快速的時鐘，頻率為536MHz的PLLCK2460.4可以在擴(kuò)頻分頻器2482.4中分頻，以更低的時鐘頻率，例如，268MHz為Grey計(jì)數(shù)器2484.4提供時鐘。不考慮Grey計(jì)數(shù)器2484.4的具體的時鐘頻率，在Grey計(jì)數(shù)器2484.4使用的計(jì)數(shù)速率和位數(shù)確定了DPC幀速率和最小的PWM解析度。相對于最小PWM解析度來確定用于多個外部PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的脈沖上升沿和下降沿。每個PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的FET開關(guān)將以DPC幀速率導(dǎo)通和截止。因此，每個PWM開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器將以DPC幀速率頻率產(chǎn)生RF噪聲。為了幫助降低該RF開關(guān)噪聲，如圖50所示，擴(kuò)頻分頻器2482.4包括分頻器200.1和擴(kuò)頻器210.1。分頻器200.1從DPLL2480.4接收DPLL時鐘信號PLLCK2460.4，并向擴(kuò)頻器210.1提供被分頻的時鐘信號215.1。擴(kuò)頻器210.1高頻振動(dithers)幀速率，從而以擴(kuò)頻的方式擴(kuò)展RF的開關(guān)噪聲。通過跳過或"取消"從分頻器200.1接收的各種吋鐘周期，擴(kuò)頻器210.1可以實(shí)現(xiàn)該高頻振動。依次地，擴(kuò)頻器210.1將跳過被分頻的時鐘信號215.1中的時鐘周期，以通過向Grey計(jì)數(shù)器2484.4提供調(diào)整的時鐘信號220.1為DPC幀速率產(chǎn)生希望數(shù)量的高頻振動。圖50A表示擴(kuò)頻器210.1的一個示例性實(shí)施例。分頻器300.1和計(jì)數(shù)器310.1接收被分頻的時鐘信號215.1。分頻器300.1向力卩/減(up/down)計(jì)數(shù)器330.1提供二次分頻時鐘信號320.1，加/減計(jì)數(shù)器330.1依次提供加/減計(jì)數(shù)335.1以控制多路復(fù)用器340.1。多路復(fù)用器340.1從計(jì)數(shù)器310.1產(chǎn)生的計(jì)數(shù)值345.1中選擇位。如被加/減計(jì)數(shù)335.1所控制的，多路復(fù)用器340.1從計(jì)數(shù)值345.1中或者選擇最高有效位，或者選擇接著的次最高有效位，以向D型觸發(fā)器350.1的D輸入端提供選擇的位355.1，觸發(fā)器350.1被分頻的時鐘信號215.1所定時。與非門(NAND)360.1接收選擇的位355.1和觸發(fā)器350.1的Q輸出365.1。最后，與門(AND)370.1從與非門360.1接收輸出375.1和被分頻的時鐘信號215.1，并輸出被調(diào)整的時鐘信號220.1。因此，如果與非門NAND的輸出375.1值為真，則被調(diào)整的時鐘信號220.1的周期將對應(yīng)于被分頻的時鐘信號215.1的周期，即，沒有跳步發(fā)生。然而，如果與非門NAND的輸出在被分頻的時鐘信號215.1的給定周期中值為假，則在被分頻的時鐘信號215.1中該周期將被跳過。應(yīng)該理解該被跳過的周期數(shù)，以及因此的擴(kuò)頻數(shù)依賴于計(jì)數(shù)器310.1和加/減計(jì)數(shù)器330.1的大小和分頻器300.1提供的分頻數(shù)。例如，假設(shè)被分頻的時鐘信號為268MHz，分頻器300.1被1024除，加/減計(jì)數(shù)器330.1為3位計(jì)數(shù)器，而計(jì)數(shù)器310.1位15位計(jì)數(shù)器(相應(yīng)于前述的2mPWM解析度)。因此二次分頻的時鐘信號320.1根據(jù)DPC幀速率循環(huán)。最初，加/減計(jì)數(shù)器將為0值，以使多路復(fù)用器340.1在計(jì)數(shù)值345.1中選擇最高有效位。當(dāng)加/減計(jì)數(shù)器335.1計(jì)數(shù)值遞增時，多路復(fù)用器340.1然后選擇下一個最高有效位，等等。其遵循下面的脈沖跳步方案在32幀中1個脈沖被跳過(在32幀的持續(xù)時間內(nèi))在16幀中1個脈沖被跳過(在下一個16幀的時間內(nèi))在8幀屮1個脈沖被跳過(在下一個8幀的時間內(nèi))在4幀中1個脈沖被跳過(在下一個4幀的時間內(nèi))在2幀中1個脈沖被跳過(在下..個2幀的吋間內(nèi))在1幀中2個脈沖被跳過(在下一幀的時間內(nèi))在1幀中4個脈沖被跳過(在下一幀的時間內(nèi))在1幀中2個脈沖被跳過(在下一幀的時間內(nèi))在2幀中1個脈沖被跳過(在下一個2幀的時間內(nèi))在4幀中1個脈沖被跳過(在下一個4幀的時間內(nèi))在8幀中1個脈沖被跳過(在下一個8幀的時間內(nèi))在16幀中1個脈沖被跳過(在下一個16幀的時間內(nèi))在32幀中1個脈沖被跳過(在32幀的時間內(nèi))因此將重復(fù)整個脈沖跳歩方案。結(jié)果，DPC幀速率將以非線性的方式變化。應(yīng)該理解使用擴(kuò)頻器210.1的可選的實(shí)施例，可以實(shí)現(xiàn)多個其它的脈沖跳步方案。例如，DPC幀速率可以以線性的方式變化。1.6部分PS/PM/故障管理集成一參考數(shù)據(jù)表公開的內(nèi)容1.6.1部分SPS中的負(fù)載卸載中央處理模塊(SYS)1205可以被主處理機(jī)利用多個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的工作參數(shù)和電路布局在開關(guān)電源控制器1200的控制下來初始化。這些工作參數(shù)可以包括工作闊值，以當(dāng)不滿足相應(yīng)的閾值時，中央處理模塊(SYS)1205將停止給定開關(guān)電源控制器的工作。這些工作閾值可以包括給定開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器需要的最小電源電壓，或保留在用于為開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器供電的電池或電池組中的最小電荷量。屮央處理模塊(SYS)1205屮的微處理器內(nèi)核400.1(圖56)監(jiān)視這些工作閾值并相應(yīng)地進(jìn)行響應(yīng)。例如，微處理器內(nèi)核400.1周期地接收中斷，以更新電源為各種開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器供電吋的電量測量和電池溫度讀數(shù)，其中開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器處于開關(guān)電源控制器1200的控制下。結(jié)合這些電量測量的更新，微處理器內(nèi)核400.1可以檢查保留在電池或電池組中的電荷量是否足以維持各fi的電源，直到下一個檢杳間隔。結(jié)合這些電量測量的更新，微處理器內(nèi)核400.1也可以檢查相關(guān)的電源電壓是否滿足用于各種開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的最小電壓。如果剩余的電荷量或電源電壓不滿足用于給定開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的規(guī)定的最小伹，則微處理器內(nèi)核400.1使用配置的確定性算法和指令調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204，以停止適當(dāng)?shù)拈_關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的丄作。同吋，微處理器內(nèi)核400.1通知主處理機(jī)(未示出)該特定的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器止被降低(broughtdown)。在這種方式中，相對于由負(fù)載供電的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器被降低，就完成了"負(fù)載卸載"。應(yīng)該理解這種負(fù)載卸載方式與傳統(tǒng)方法相比是有效的，在傳統(tǒng)方法中使用主處理機(jī)以監(jiān)視各個開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器，并直接命令他們關(guān)掉開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器將導(dǎo)致超過丄作閾值，這是因?yàn)榈湫偷卦陧憫?yīng)檢查丄作閾值的中斷信號時，主處理機(jī)將比微處理器內(nèi)核400.1要求多得多的功率。1.6.2部分SPS中的功率循環(huán)當(dāng)圖53所示的主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1期滿時，復(fù)位信號/指令被發(fā)送到主處理器(未示出)。然而，在諸如鎖定的某些故障情況下，主處理器將不能響應(yīng)復(fù)位狀態(tài)通知或?qū)嶋H的復(fù)位信號要求。相反的，鎖定的主處理機(jī)將繼續(xù)取出電流，直到其電源被耗盡或被切斷。假設(shè)其晶體管沒有被該鎖定狀態(tài)損壞，則主處理機(jī)可以被然后被復(fù)位。中央處理模塊(SYS)1205具有向這種故障提供智能響應(yīng)的能力。一旦主機(jī)監(jiān)視器期滿，則主機(jī)或者被實(shí)際的復(fù)位要求通知，或者被復(fù)位狀態(tài)通知來通知(通過中斷和指令響應(yīng))。然后中央處理模塊重新開始主機(jī)監(jiān)視器，如果在可配置數(shù)量的監(jiān)視器期滿時間內(nèi)，主機(jī)不試圖啟動(起動)監(jiān)視器，則與主機(jī)相關(guān)聯(lián)的電源(可配置)在可配置的持續(xù)時間內(nèi)被循環(huán)地關(guān)閉和重新啟動。例如，主機(jī)CPU存儲器可能需要某個電壓電平，另一個電壓用于輸入/輸出電路，其它電平用于CPU自身，其巾每個電壓電平由處于開關(guān)電源控制器1200控制下的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器設(shè)置。存儲在非易失性存儲器屮的是用于主機(jī)CPU的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器的正確的電源序列，用于加電順序和掉電順序。在完成掉電程序后，中央處理模塊(SYS)1205可以接著通過適當(dāng)?shù)嘏判蛏婕暗碾娫崔D(zhuǎn)換器，而給主機(jī)CPU加電。當(dāng)圖53所示的8051監(jiān)視器計(jì)時器5.1期滿時，可以向內(nèi)部微處理器(未示出)發(fā)送復(fù)位信號，產(chǎn)生內(nèi)部微處理器的熱啟動。該復(fù)位可能不會使電源的調(diào)節(jié)被中斷，相反地只是重新啟動內(nèi)部微處理器。此外，可以有狀態(tài)位，其表示發(fā)生的監(jiān)視器事件，當(dāng)重新啟動時由內(nèi)部微處理器讀取，以允許其確定啟動的原因。1.6.3部分SPS中的復(fù)原狀態(tài)如相對于圖53所示的監(jiān)視器控制器1213所述，如果主機(jī)監(jiān)視器計(jì)吋器1.1終止，則開關(guān)電源控制器1200可以通過置位復(fù)位信號來復(fù)位主機(jī)CPU(未小出)。由于中央處理模塊(SYS)1205提供的智能控制，復(fù)位可以被置位，直到滿足某些條件。例如，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以向中央處理模塊(SYS)1205發(fā)信號，通知其某些開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器在產(chǎn)生希望工作范圍之外的電壓電平。例如，向主機(jī)CPU的存儲器供電的丌關(guān)電源的輸出電壓可能在范圍之外，使主機(jī)不提供適當(dāng)?shù)膹?fù)位指令/信號。在這種情況下，中央處理模塊(SYS)1205可能繼續(xù)置位該復(fù)位信號，直到影響主機(jī)CPU工作的所有電源提供要求的工作范圍內(nèi)的電壓。1.6.4部分和x.3，SPS中的監(jiān)視器結(jié)構(gòu)和監(jiān)視器計(jì)時器因?yàn)殚_關(guān)電源控制器1200可以向包含主機(jī)CPU的設(shè)備供電，例如個人數(shù)字助理(PDA)，監(jiān)視器控制器模塊1213(圖12)可以向主機(jī)CPU提供監(jiān)視器特性。在CPU上運(yùn)行的操作系統(tǒng)的共同問題是相互沖突的程序指令、無效的存儲器存取請求、以及相關(guān)問題導(dǎo)致的"鎖定"狀態(tài)。從這些問題中恢復(fù)可能需要延長的未知的時間量，或者可能不會恢復(fù)。因此，監(jiān)視器計(jì)吋器包括數(shù)字計(jì)數(shù)器，其從預(yù)定的開始數(shù)字遞減計(jì)數(shù)到0，其通常在CPU中實(shí)現(xiàn)以避免鎖定。在正常的工作中，CPU將周期地命令監(jiān)視器復(fù)位計(jì)數(shù)器，以避免計(jì)時器終止。然而，在鎖定狀態(tài)中，該CPU將不命令監(jiān)視器以復(fù)位計(jì)數(shù)器，因此計(jì)時器期滿。作為響應(yīng)，然后可以啟動復(fù)位操作以消除鎖定狀態(tài)。因?yàn)殚_關(guān)電源控制器1200包括巾央處理器模塊(SYS)1205，而監(jiān)視器控制器模塊1213包括圖53所示的兩種監(jiān)視器計(jì)時器用于外部主機(jī)CPU的主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1，和用于內(nèi)部微處理器的8051監(jiān)視器計(jì)時器5.i。如果主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1期滿，則監(jiān)視器控制器1213通過中斷通知中央處理器模塊(SYS)1205。響應(yīng)于該中斷，中央處理器模塊(SYS)1205或者置位到主機(jī)的復(fù)位信號，或者置位到主機(jī)的中斷線，如配置參數(shù)所示。如果8051監(jiān)視器計(jì)時器1.1期滿，則監(jiān)視器控制器1213將置位到中央處理器模塊(SYS)1205的復(fù)位線。這觸發(fā)內(nèi)部微處理器的熱啟動。監(jiān)視器控制器1213可以具有兩個工作模式正常模式和省電模式。在正常模式屮，監(jiān)視器計(jì)時器1.1和8051監(jiān)視器計(jì)時器5.1都在工作。在省電模式中，要求主微處理器在發(fā)送省電指令前停止主機(jī)監(jiān)視器的工作，除非在主機(jī)和SPS之間沒有通信鏈路，在其上監(jiān)視器控制器1213將根據(jù)配置參數(shù)指定自動主機(jī)監(jiān)視器啟動/禁與主機(jī)關(guān)聯(lián)的電源的應(yīng)用或移除。每個監(jiān)視器計(jì)時器1.1和5.1可以與用于復(fù)位計(jì)時器的自己的通話寄存器關(guān)聯(lián)。為復(fù)位指定的監(jiān)視器，中央處理器模塊(SYS)1205向各自的通話寄存器寫入預(yù)定的代碼字和該代碼字的逆。向通話寄存器的錯誤寫入不會復(fù)位關(guān)聯(lián)的監(jiān)視器計(jì)時器，并且產(chǎn)生一中斷信號到中央處理器模塊(SYS)1205。此外，主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1可能根據(jù)從主微處理器接收的雙態(tài)二進(jìn)制信號復(fù)位其計(jì)數(shù)器。該信號被中央處理器模塊(SYS)1205處理，中央處理器模塊(SYS)1205依次復(fù)位監(jiān)視器。然而，使用啟動(kick)監(jiān)視器指令的復(fù)位是更安全的，并目.對主微處理器的失控狀態(tài)更不敏感。為了向主處理器提供更大的控制靈活性，可以根據(jù)存儲在相關(guān)的配置寄存器(未示出)中的數(shù)據(jù)，啟動主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1和8051監(jiān)視器計(jì)時器5.1。通過向這些寄存器中寫入，可以配置各個監(jiān)視器計(jì)數(shù)器超時期間的持續(xù)時間。例如，該配置可以是15位，以使主機(jī)監(jiān)視器提供lms到32s的時間范圍，而6位可被用于使8051監(jiān)視器提供100ms到3.2s的吋間范圍。如果給定監(jiān)視器計(jì)時器沒有被激活，則監(jiān)視器計(jì)時器將不會啟動直到其配置寄存器被重啟。為了防止8051監(jiān)視器配置寄存器的錯誤存取，在復(fù)位操作后可以只向該寄存器寫入一次(直到接著的復(fù)位操作，因此配置寄存器可以被重啟)。主機(jī)監(jiān)視器寄存器可以沒有這種限制。如上所述，如果主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1期滿，則主機(jī)監(jiān)視器可以向中央處理器模塊(SYS)1205發(fā)送屮斷信號。監(jiān)視器屮斷狀態(tài)寄存器15.1也可以存儲1位，以指示任何一個監(jiān)視器的通話寄存器被寫入錯誤的代碼字，可能發(fā)信號通知無效的存儲器存取。監(jiān)視器中斷屏蔽寄存器15.1(為說明清楚，在圖53中與監(jiān)視器中斷狀態(tài)寄存器一同表示)可以存儲指示主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器是否已經(jīng)被屏蔽的位。在該方式中，中央處理器模塊(SYS)1205可以防止監(jiān)視器控制器1213在系統(tǒng)關(guān)鍵時期產(chǎn)生中斷。此外，監(jiān)視器中斷屏蔽寄存器15.1可以存儲一位，以指示來自于寫入到主機(jī)監(jiān)視器1.1的服務(wù)寄存器的錯誤代碼字是否導(dǎo)致中斷，是否應(yīng)該被屏蔽。1.6.5部分可編程復(fù)位和監(jiān)視器功能如關(guān)于圖53的監(jiān)視器控制器1213所述，如果主機(jī)監(jiān)視器計(jì)時器1.1終止，開關(guān)電源控制器1200可以通過置位復(fù)位信號來復(fù)位主微處理器(未示出)。由丁中央處理器模塊(SYS)1205提供的智能控制，該復(fù)位可以被置位直到滿足一定的條件。例如，調(diào)節(jié)控制模塊(REG)1204可以向中央處理器模塊(SYS)1205發(fā)送信號通知某些開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器在產(chǎn)生希望工作范圍之外的電壓電平。例如向主微處理器的存儲器供電的開關(guān)電源的輸出電源可能處于范圍之外。在這種情況下，中央處理器模塊(SYS)1205可能繼續(xù)置位復(fù)位信號，直到影響主微處理器工作的所有電源提供耍求的工作范圍之內(nèi)的電壓。--旦滿足所有條件，則中央處理器模塊(SYS)1205允許該復(fù)位被去置位(de-asserted)。然而，即使所有電源都正確地工作，主機(jī)設(shè)備可能仍不能穩(wěn)定地完全地證明釋放復(fù)位指令的合理性。因此，在滿足所有條件后，復(fù)位指令的持續(xù)時間可以被編程。該持續(xù)時間可以由中央處理器模塊(SYS)1205存儲以由用戶編程。1.6.6部分與SPS結(jié)合的阻性數(shù)字化儀在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，四重斜率模數(shù)轉(zhuǎn)換器1211a測量兩片電阻材料之間的接觸點(diǎn)。適于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的觸摸屏在商業(yè)上可以從生產(chǎn)商得到，例如3M。圖18B是四觸點(diǎn)(fourcontact)觸摸屏18.8的高度簡化的例圖，其具有第一薄片18.81和第二薄片18.82。為便于說明，表示這些薄片有相對偏移，但是正常使用中當(dāng)然是對齊的。每個薄片具有均勻的片電阻，以使沿每個薄片表面的實(shí)際接觸點(diǎn)可以由該點(diǎn)的端到端電阻(endtoendresistance)的比例來表示。使用薄片18.82并向TOP18.83禾t!BOT18.84端施加電位，這允許使用另一個薄片作為接觸薄片，在Y方向上測定接觸點(diǎn)。向LFT18.85和RHT18.86端施加電位并作為感應(yīng)薄片使用薄片18.81，這允許使用薄片18.82作為接觸薄片，在X方向上測定接觸點(diǎn)。因此在每種情況下，向兩個薄片之一的兩段施加電壓(例如，18.81或18.82，"感應(yīng)薄片")，而該薄片與QSADC1211a電隔離，并同時由另-一個薄片(即，18.82或18.81，"感應(yīng)薄片")上的接觸點(diǎn)出現(xiàn)的電壓進(jìn)行ADC轉(zhuǎn)換。向X坐標(biāo)薄片18.81的LFT18.85端和RHT18.86端施加電壓，則可以在Y坐標(biāo)薄片18.82的TOP18.83端和BOT18.84端讀出施加的電壓比例。讀出的電壓大小表示兩個薄片之間接觸點(diǎn)的實(shí)際水平位置。類似地，如果向Y坐標(biāo)薄片18.82的TOP18.83端和BOT18.84端施加電壓，則在X坐標(biāo)薄片18.81的LFT18.85端或RHT18.86端讀出的施加的電壓比例表示兩個薄片之間接觸點(diǎn)的實(shí)際垂直位置。在另一個實(shí)施例中，一個阻性薄片用于兩個X和Y感應(yīng)，而另一個薄片用于向QSADC傳遞成比例的電壓。圖18C表示五觸點(diǎn)觸摸屏的高度簡化的圖例，其包括感應(yīng)薄片18.93和接觸薄片18.92。接觸前面的薄片18.92使18.92和18.93互相接觸。如上所述，為便于說明，這些薄片被表示為互相偏移。在該實(shí)施例中，使用5個連接，電壓施加在薄片18.91的LFT18.94端和RHF18.95端之間，然后在接觸薄片18.92的18.96端讀出的電壓比例與兩個薄片之間的接觸點(diǎn)的實(shí)際水平位置成比例。類似地，電壓施加在薄片18.93的TOP18.97端和BOT18.98端之間，在接觸薄片18.92的18.96端讀出的電壓比例表示兩個薄片之間的接觸點(diǎn)的實(shí)際垂直位置。四重斜率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(QSADC)模塊121la(圖17)包括常規(guī)低功率混合信號電路，該電路具有模擬和數(shù)字輸入和輸出信號，這些信號包括模擬和數(shù)字電源和地參考電壓。QSADC模塊1211a測量并以8位的解析度數(shù)字化兩個分離的外部端口相對與電壓參考VRFEH的電壓。在一個實(shí)施例中，QSADC模塊1211a的轉(zhuǎn)換速率為大約300sps(每秒采樣數(shù))。圖16是說明四重斜率(即，雙重轉(zhuǎn)換)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)工作的時序圖，該工作在QSADC模塊1211a中進(jìn)行。時間間隔1601和1602(即，"測量周期"PMA和PMB)是相等的固定的持續(xù)時間，其對應(yīng)于參考計(jì)時器或計(jì)數(shù)器的256次計(jì)數(shù)。在時間段1601和1602期間，信號跟蹤段的正斜率1603和1604達(dá)到電壓Vy和Vx，加上小的初始電壓，其表示在時間周期1601和1601期間QSADC模塊121la測量的接觸薄片上的信號積累。在時間間隔1605和1606期間("轉(zhuǎn)換周期"，PCA禾nPCB)，信號跟蹤段1607和1608具有相同的負(fù)斜率，當(dāng)電壓從電壓Vy和Vx下降到0時對其跟蹤。在這些轉(zhuǎn)換周期中(PCA和PCB)，數(shù)據(jù)計(jì)數(shù)表示分別從接觸薄片18.82和18.81測量的電壓的直接模數(shù)轉(zhuǎn)換。當(dāng)轉(zhuǎn)換周期完成時，產(chǎn)生轉(zhuǎn)換結(jié)束(EOC)脈沖(例如，在時間ti和t2)，以發(fā)信號表示每個模數(shù)轉(zhuǎn)換的結(jié)束，并復(fù)位和歸零QSADC模塊1211a屮模擬電路的偏差，以為下一個轉(zhuǎn)換作準(zhǔn)備。圖17是表示在.個實(shí)施例中QSADC模1央1211a的接口信號的方塊圖。如圖17所示，QSADC模塊1211a包括(a)模擬I/0接口(AIO)1701，數(shù)字接口(DI)1702，以及電源接口1703。模擬I/0接口(AIO)包括模擬雙向測量端1701a和1701b(即，TOP端和BOT端)，模擬雙向測量端1701c和簡d(即，RHT端和LFT端)，模擬參考電容端口1704a和1704b(分別是PR1和PR2)，用于MID輸入的模擬雙向測量端1701f，以及參考電壓信號1701e(即，參考電壓VREFH)。模擬I/0接口1701以兩種模式工作。在第一種模式("主要模式")中，端口(例如，端口X和端口Y)用這里描述的技術(shù)測量電壓。端口X包括開關(guān)AO、Al、A2以及A3(圖18A)。端口Y包括開關(guān)BO、Bl、B2以及B3(圖18A)。在第二種模式("休眠模式")中，端口X和Y被配置為檢測它們之間的電連續(xù)性。端口X和端口Y之間的連續(xù)性的確定表示與與觸摸屏的連接，其使模擬I/O接口1701進(jìn)入主要模式。數(shù)字接口1702包括分別用于顯示端口X和Y轉(zhuǎn)換的數(shù)字結(jié)果的8位輸出總線1702a(DOUTX[7:0])和1702b(DOUTY[7:0])，完成或"DONE"信號1702c，連續(xù)性檢測或"CONT"信號1702d，開始轉(zhuǎn)換或復(fù)位"START/RSTN"信號1702e，頻率為128KHz占空比為50%的參考時鐘信號("CLK")1702f，以及模式選擇信號SEL1702g。START/RSTN是用于啟動模數(shù)轉(zhuǎn)換程序的起始控制管腳。當(dāng)START/RSTN管腳變?yōu)楦?HTGH)時，程序開始，后續(xù)的轉(zhuǎn)換將不被啟動，直到START/RSTN管腳切換為低(LOW)接著又為高(HIGH)。當(dāng)START/RSTN保持為LOW時，模塊屮所有必要的電路被保持在低功率復(fù)位狀態(tài)。信號SEL1702g被從觸摸屏接口1211接收，并被用于控制ADC的轉(zhuǎn)換模式。當(dāng)SEL1702g端口為LOW吋，MID端口不用于ADC測量。艮卩，使用為X-Y位置測量安排的4個終端，如圖18C所示。當(dāng)SEL1702g端口被保持為HIGH時，MID端口用于測量X和Y端口的輸入電壓。目卩，使用為X-Y位置測量安排的5個終端，如圖18C所示。當(dāng)端口X和Y的數(shù)字轉(zhuǎn)換完成時，1702c端的DONE信號被置位，以發(fā)信號通知可以從輸出總線1702a和1702b(即，DOUTX和DOUTY總線)讀出結(jié)果。該CONT信號表示端口X和Y之間檢測的連續(xù)性。電源接口1703包括模擬電源和地參考信號1703a和1703b(即，分別為模擬電源和地參考信號AVD和AVS)，以及數(shù)字電源和地參考信號1703c和1703d(即，分別為數(shù)字電源和地參考信號VDD和VSS)。圖18和圖18A表示根據(jù)本發(fā)明的QSADC模塊1211a的一個實(shí)施方案。圖18是QSADC模塊121ia的俯視方塊圖，包括.*模擬(ANLG)模塊1801，數(shù)字控制器(CNTRL)模塊1802，可預(yù)先調(diào)整的遞增/遞減計(jì)數(shù)器模塊1803，8輸入與非門NAND1806，以及8位寄存器1804和1805(即，分別為寄存器REGX禾口REGY)。表2.6提供圖18所示信號的簡單的描述性概括表1.6.6a<table>tableseeoriginaldocumentpage139</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage140</column></row><table>圖18A表示圖18中ANLG1801的一種實(shí)施方案，其包括運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1852，除此MOS傳輸門1853a到1853p之外，還包括反相器1854，與門1856，數(shù)字控制模塊(DCNTL)1855，以及電平偏移器1856。運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1852的共模范圍為全電壓范圍(miltorail)(即，0至ij3.3V)。DCNTL塊1855產(chǎn)生控制MOS傳輸門1853a到1853p所需要的控制信號。為方便起見，MOS傳輸門1853a到1853p被稱為"開關(guān)"，并且每個開關(guān)由其控制輸入信號指定(即，A0-A3，B0-B3，MEAS，SLP，EOC，SEL，CONV，以及CON2)。最初，QSADC模塊1211a處于休眠模式，其中檢査電連續(xù)性。圖510表示4終端裝置。開關(guān)1853b、1853c、1853h、1853i、1853n、18531，以及1853f(即，信號A0、A2、Bl、B2、MEAS以及SLP)閉合，而所有的其它丌關(guān)打開。當(dāng)在兩個薄片之間沒有電連續(xù)性時，運(yùn)算放大器1851和模擬比較器]582的輸出電壓、以及DOUT信號都為低。圖51P表示5終端裝置。開關(guān)1853p、1853i、1853n、18531以及1853f(即，信號B1、B2、SEL、MEAS以及SLP)閉合，而所有的其它開關(guān)打開。當(dāng)在兩個薄片之間沒有電連續(xù)性時，運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1582的輸出電壓、以及DOUT信號都為低。當(dāng)在端口Y和X之間建立電連續(xù)性時，開關(guān)1853n的輸出端(即，運(yùn)算放大器1851的非倒相輸入端)被提升到高電壓，以使模擬比較器1582的輸出端為高電壓。模擬比較器1852的輸出端為模擬模塊1801(圖18)的"DOUT"端，該端被連接到數(shù)字控制模塊1802的"DIN"端。響應(yīng)于模擬模塊1801輸出端的高電壓，該CONT端(即，圖17中的1702d端)被激勵到高電壓，導(dǎo)致QSADC模塊1211a退出休眠模式并進(jìn)入主要模式。在主要模式中(當(dāng)CONT信號為高電壓時進(jìn)入)，當(dāng)從觸摸屏接口1211接收1702e端的有效ATART/RSTN信號時，數(shù)字控制模塊1802開始通過預(yù)先設(shè)置遞加/遞減計(jì)數(shù)器1803為十六進(jìn)制FF(即，F(xiàn)Fh)來測量端口Y處的電壓的周期，從而復(fù)位CONT信號，并且開始測量和轉(zhuǎn)換程序。此后，1702f端的CLK信號的每個上升沿遞減該遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803，直到計(jì)數(shù)值達(dá)到0(總共256個計(jì)數(shù))，其被與非門1806解碼，以激活在數(shù)字控制模塊1802中接收的ZERO信號。下面結(jié)合圖51F到圖510描述模擬電路1801的工作。為便于說明，在圖上顯示的暗線表示傳輸門的傳導(dǎo)路徑。圖51F示出了測量初始狀態(tài)。在測量周期之前的QSADC1211a的初始狀態(tài)中，CNTRL電路1802驅(qū)動EOC為高(HIGH)和MEAS為低(LOW)，因此置位來自反相器1854的CONV。開關(guān)1853e將放大器1851的非反相輸入連接到VREFL。放大器1851被連接到放大器1852的非反相輸入，放大器〗852將其反相輸入永久地連接到VREFL。放大器1852的輸出被連接到放大器1851的反相輸入，從而完成跨越兩個放大器的負(fù)反饋環(huán)路。通過放大器1852的非反相輸入進(jìn)行驅(qū)動，放大器1851使其反相輸入為與VRFEL相同的電位(其非反相輸入的電流值)，加上任何輸入偏差。通過放大器1851的反相輸入進(jìn)行驅(qū)動，放大器1852使其非反相輸入為弓VRFEL相同的電位(其反相輸入的值)加上任何輸入偏差。放大器1851的輸出將為VRFEL減去放人器1852的偏差。丙此電容器1860將有加在其卜.的兩個放火器的偏差的差值，有效地使電路的偏差歸零。這就是在每次轉(zhuǎn)換的結(jié)尾電路將回到的狀態(tài)。注意該配置對于四觸點(diǎn)和5觸點(diǎn)連接裝置(即，圖18A和圖18B)都是相同的。參考圖51G，為讀取與Y坐標(biāo)薄片(在四觸點(diǎn)實(shí)施方案中的18.82)接觸的位置的轉(zhuǎn)換，該位置將VREFH連接到Y(jié)坐標(biāo)薄片的TOP(18.83)，并將VREFH連接到Y(jié)坐標(biāo)薄片的BOT(18.84)。該SEL信號為低LOW。在與X坐標(biāo)薄片接觸的點(diǎn)處，產(chǎn)生與接觸點(diǎn)的Y坐標(biāo)成比例的電壓。該電壓被施加到放大器1851的非反相輸入端。希望放大器1851具有高輸入阻抗，以提供確定接觸點(diǎn)時具有好的準(zhǔn)確性。放大器1851由場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，該場效應(yīng)晶體管需要非常小的偏置電流，以使X坐標(biāo)薄片1881的阻抗不會提供顯著的誤差。放大器1851通過電容器1860驅(qū)動器反相輸入為其非反相輸入的電位。這使其輸出最初等于其非反相輸入端的電壓。放大器1852輸出的信號DOUT的電平變?yōu)楦郀顟B(tài)，這是因?yàn)楸环糯笃?851驅(qū)動的其非反相輸入將大于連接到VREFL的反相輸入。信號DOUT保持為高，直到PCA周期(圖16)的結(jié)尾。放大器1851的反相輸入端的電壓將出現(xiàn)在電阻器1857上，直到PMA周期完成。這使得與Y坐標(biāo)薄片18.82的接觸位置成比例電流流入電容器1860。放大器1851的輸出必定上升以保持其反相輸入與非反相輸入具有相同的電位。在PMA時間的結(jié)尾，電容器1860具有與Y坐標(biāo)薄片18.82的接觸位置和PMA階段的時間長度成比例的電荷。當(dāng)在數(shù)字控制器模塊1802中接收到有效的ZERO信號時，QSADC模塊1211a轉(zhuǎn)換到端口X的電壓的轉(zhuǎn)換周期(PCA)。在轉(zhuǎn)換周期的開始，遞加/遞減計(jì)數(shù)器1803轉(zhuǎn)換到計(jì)數(shù)遞增模式(注意計(jì)數(shù)器的值巳經(jīng)為O)。DOUT管腳(即，模擬比較器1852的輸出端)返回到低電壓所需要的計(jì)數(shù)增加數(shù)直接與在端口Y測量的電壓與參考電壓VREFH的比成比例。通過設(shè)置圖51H所示的開關(guān)位置來完成轉(zhuǎn)換。放大器1851的非反相輸入被通過開關(guān)1853e連接到VREFL。放大器1851將通過電容器1860驅(qū)動器其反相輸入端為VREFL。這使VREFL被施加到電阻器1857的一端，通過開關(guān)1853K將VREFH施加到電阻器的另-一端。這就使與電阻器1857兩端的VREFL減VREFH成比例的電流流出電容器1860。應(yīng)該注意如果接觸點(diǎn)位于連接到VREFH的薄片末端，在PCA階段流過的電流與在PMA階段流過的電流具有相同的大小(但符號相反)。在這個意義上，接觸點(diǎn)更接近連接到VREFL的末端，則PMA電流將成比例地更小。放大器1851的輸出將負(fù)向地上升以保持其反相輸入具有與非反相輸入相同的電位。當(dāng)放大器1851的輸出低于VREFL吋，即放大器1852的反相輸入端的電位在此吋DOUT降到低的狀態(tài)時，該P(yáng)CA階段結(jié)束。該DOUT的轉(zhuǎn)變標(biāo)記該P(yáng)CA的結(jié)束。PCA階段的時間長度除以前面狀態(tài)的時間長度的比值將與接觸點(diǎn)成比例。當(dāng)時間相等時(即，比值為1)，接觸點(diǎn)位于薄片的VREFH端。如果該比值為二分之一，則接觸點(diǎn)位于薄片VREFH端和VREFL端的中間。如果該比值為O(PCA階段的時間為O)，則接觸點(diǎn)位于薄片的VREFL端。在己經(jīng)識別PCB階段結(jié)尾后，數(shù)字控制器模塊1802向寄存器1805(REGY)傳輸遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803中的計(jì)數(shù)值，該計(jì)數(shù)值表示端口X處電壓的數(shù)字值，且電路再次進(jìn)入測量啟動狀態(tài)以為下一次測量作準(zhǔn)備。類似地，參考圖511，為讀取與X坐標(biāo)薄片(在四觸點(diǎn)實(shí)施方案中的18.81)接觸的位置的轉(zhuǎn)換，該位置將VREFH連接到X坐標(biāo)薄片的RHT(18.86)，并將VREFH連接到X坐標(biāo)薄片的LFT(18.85)。SEL信號為低LOW。在與Y坐標(biāo)薄片接觸的點(diǎn)處，產(chǎn)生與接觸點(diǎn)的X坐標(biāo)成比例的電壓。該電壓被施加到放大器1851的非反相輸入。放大器1851和1852的操作與前面對于PMA階段Y坐標(biāo)的描述相同。在PMB時間的結(jié)尾，電容器1860具有與X坐標(biāo)薄片18.82的接觸位置和PMA階段的時間長度成比例的電荷。類似地，通過設(shè)置圖51J所示的開關(guān)位置來完成轉(zhuǎn)換。放大器1851的非反相輸入被通過開關(guān)1853e連接到VREFL。放大器1851和1852的操作與前面對于PMA階段在Y方向的描述相同。在已經(jīng)識別PCB階段的結(jié)尾后，數(shù)字控制器模塊1802向寄存器1804(REGX)傳輸遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803中的計(jì)數(shù)值，該計(jì)數(shù)值表示端口Y處電壓的數(shù)字值，且電路再次進(jìn)入測量啟動狀態(tài)以為下一次測量作準(zhǔn)備。類似地，參考圖51K,為讀取與X-Y坐標(biāo)薄片(在五觸點(diǎn)實(shí)施方案中的)接觸的垂直位置的轉(zhuǎn)換，該位置將VREFH連接到X-Y坐標(biāo)薄片18.93的TOP(18.87)，并將VREFH連接到X-Y坐標(biāo)薄片(18.93)的BOT(18.84)。注意SEL信號為高HIGH。在與接觸薄片18.92接觸的點(diǎn)處，產(chǎn)生與接觸點(diǎn)的Y坐標(biāo)成比例的電壓。通過開關(guān)SEL1853p和MEAS1853n，電壓被施加到放大器1851的非反相輸入，其中觸點(diǎn)MID被連接到接觸薄片18.92的接頭18.96。放大器1851和1852的操作與前面對于PMA階段Y坐標(biāo)的描述相同。在PMA時間的結(jié)尾，電容器1860具有與Y坐標(biāo)薄片18.83的接觸位置和PMB階段的吋間長度成比例的電荷。類似地，通過設(shè)置圖51L所示的開關(guān)位置來完成轉(zhuǎn)換。注意SEL現(xiàn)在為低LOW。放大器1851的非反相輸入被通過開關(guān)1853e連接到VREFL。放大器1851和1852的操作與前面對于PCA階段Y坐標(biāo)的描述相同。在識別PCA階段的結(jié)尾后，數(shù)字控制器模塊1802向寄存器1805(REGY)傳輸遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803中的計(jì)數(shù)值，該計(jì)數(shù)值表示在MID端口處電壓的數(shù)字值，然后電路再次進(jìn)入測量啟動狀態(tài)以為下一次測量作準(zhǔn)備。參考圖51M，為讀取與X-Y坐標(biāo)薄片(在五觸點(diǎn)實(shí)施方案中的)水平接觸位置的轉(zhuǎn)換，該位置將VREFH連接到X-Y坐標(biāo)薄片的LHT(18.94)，并將VREFH連接到X-Y坐標(biāo)薄片的RHT(18.95)。注意SEL信號為高HIGH。在與接觸薄片18.92接觸的點(diǎn)處，產(chǎn)生與接觸點(diǎn)的X坐標(biāo)成比例的電壓。通過開關(guān)SEL1853p和MEAS1853n，該電壓被施加到放大器1851的非反相輸入，其中觸點(diǎn)MID被連接到接觸薄片18.92的接頭18.96。放大器1851和1852的操作與前面對于PMA階段Y坐標(biāo)的描述相同。在PMA時間的結(jié)尾，電容器i860具有與X坐標(biāo)薄片的接觸位置和PMB階段的時間長度成比例的電荷。類似地，通過設(shè)置圖51N所示的開關(guān)位置來完成轉(zhuǎn)換。信號SEL現(xiàn)在為低LOW。放大器1851的非反相輸入通過開關(guān)1853e被連接到VREFL。放大器1851和1852的操作與前而對于PCA階段Y坐標(biāo)的描述相同。在識別到PCB階段結(jié)尾后，數(shù)字控制器模塊1802向寄存器1804(REGX)傳輸遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803屮的計(jì)數(shù)值，該計(jì)數(shù)值表示在MID端口處電壓的數(shù)字值，并且電路再次進(jìn)入測量啟動狀態(tài)以為下一次測量作準(zhǔn)備。圖51是農(nóng)示在另.個實(shí)施方案中QSADC模塊1211b的接口信弓的方塊圖。圖51的實(shí)施方案類似于圖17的實(shí)施方案，因此將不會重復(fù)對類似特征的討論。表1提供了圖51所示信號的簡單描述性概括。圖51的實(shí)施方案包括與數(shù)據(jù)接口1702(圖17)不同的數(shù)字接口1902.4。特別地，數(shù)字接口1902.4包括一個8位輸出總線1902a.4(標(biāo)記為DOUT[7:0])，和選擇信號1902b.4(標(biāo)記為SEL)，不同于圖17所述的輸出總線1702a和1702b。輸出總線1902a.4提供端口A或端口B相對于電壓參考VREF的電壓進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)過程的結(jié)果。選擇信號1902b.4是輸出選擇信號，其選擇在DONE信號被置位后是否給出來自端口A或端口B的結(jié)果。例如，如果SEL1902b.4為邏輯低LOW電平，則在輸出總線1902a.4上出現(xiàn)端口A處電壓的ADC結(jié)果。另一方面，如果SEL1902b.4為邏輯高HIGH電平，則在輸出總線1902a.4上提供端口B處電壓的ADC結(jié)果。表1信號/管腳描述<table>tableseeoriginaldocumentpage145</column></row><table>圖51A和圖51B表示根據(jù)本發(fā)明的QSADC模塊1211b的另一個實(shí)施方案。圖51和圖51B類似于圖18和圖18A，并且以類似的方式工作，因此，特別地將僅指出實(shí)施例之間的基本的操作差異。圖51A是QSADC模塊1211b的俯視方塊圖，包括模擬模塊2001.4，數(shù)字控制器模塊2002.4，可預(yù)先調(diào)整的遞增/遞減計(jì)數(shù)器模塊2003.4，寄存器2004.4和2005.4，與非門2006.4，以及多路復(fù)用器2007.4。圖51A不同于圖18，主要由于圖51A中選擇信號1902b.4(標(biāo)記為SEL)的加入。選擇信號1902b.4使用多路復(fù)用器2007.4以選擇存儲在寄存器2004.4或寄存器2005.4中的數(shù)據(jù)，并在輸出總線1902a.4(DOUT[7:0])上提供該數(shù)據(jù)。例如，端口A和端口B處電壓的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換結(jié)果被分別存儲在寄存器2004.4和寄存器2005.4中。如果SEL1902b.4為邏輯低電平，通過多路復(fù)用器2007.4在輸出總線1902a.4上提供端口A的轉(zhuǎn)換結(jié)果(存儲在寄存器2004.4中)。如果SEL1902b.4為邏輯高電平，則通過多路復(fù)用器2007.4在輸出總線1902a.4(DOUT[7:0])上提供端口B的轉(zhuǎn)換結(jié)果(存儲在寄存器2005.4中)。圖51B表示圖51A的模擬模塊2001.4的實(shí)施方案。類似于圖18A所示的實(shí)施方案的操作，因此，除了指出一般的差異外不再重復(fù)討論。如圖51B所示，模擬模塊2001.4包括數(shù)字控制模塊(DCNTL)2020.4和電平偏移電路2022.4。最初，QSADC模塊1211b處于休眠模式，但是檢查端口A(AMAX和AMIN)和端口B(BMAX和BMIN)之間的電連續(xù)性，具有處于邏輯高狀態(tài)的休眠控制信號(SLP)，掉電信號(PDON)處于邏輯低狀態(tài)，而運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1852掉電以保持能量。在該操作模式巾，開關(guān)1853c、1853b、1853h、1853i、18531，1853n以及1853f(即，信號A0、A2、Bl、B2、MEAS以及SLP)閉合，而所有的其它開關(guān)被打開。當(dāng)在端口Y和X之間沒有電連續(xù)性時，連續(xù)性輸出(CONT)信號處于邏輯低電平。當(dāng)建立了電連續(xù)性吋，到電平偏移器2022.4的輸入被升到高電壓(即，達(dá)到電壓參考的電壓電平)，以及連續(xù)性輸出信號轉(zhuǎn)換為邏輯高電平。由數(shù)字控制器模塊2002.4中的觸發(fā)器(未示出)來檢測連續(xù)性輸出信號上的邏輯高電平，使數(shù)字控制器模塊2002.4置位CONT端上的邏輯高信號。然后QSADC模塊121lb退出休眠模式，并繼續(xù)為工作的放大器1851和模擬比較器1852加電，以啟動土要操作模式(如上述討論)。在丄要模式期間，與數(shù)字控制器模塊2002.4屮的連續(xù)性檢查關(guān)聯(lián)的電路可能被禁止。圖51C說明表示用于另一個實(shí)施方案的示例性接口信號的方塊圖。該方塊圖說明密封QSADC1211a的數(shù)字邏輯封裝混合信號宏(也被稱為觸摸屏接口或TSI)。該封裝提供到中央處理模塊(SYS)1205中的8051微控制器的接口，用于從QSADC1211a讀出觸摸屏坐標(biāo)數(shù)據(jù)。如下面進(jìn)一步的詳細(xì)描述，該封裝包括數(shù)據(jù)、控制以及狀態(tài)寄存器，通過提供具體位置內(nèi)的必要信息，其使軟件驅(qū)動器更有效地工作。封裝內(nèi)的內(nèi)部狀態(tài)機(jī)將管理QSADC1211a的工作和與觸摸屏接口1211的相互作用。觸摸屏接口1211使用3個接口AIO1701、電源接口(PSI)1703以及DI1702。AIO1701和電源接口1703如同上述，而DI1702也包括中央處理模塊(SYS)1205控制QSADC1211a的操作和存取采樣的數(shù)據(jù)所需要的信號。這些信號包括SYS—CLK信號5002.4，TS—SFR—REG_EN信號5010.4，SFR—ADDR[7:0]信號5012.4，SFR—DATA—OUT[7:0]信號5014.4，SFR—WR_N信號5016.4，SFR—RD—N信號5018.4，TS—SFR—DATA—IN[7:0]信號5042.4，TS—MEMREG—EN信號5020.4，MEM_ADDR[2:0]信號5022.4，MEM—DATA—OUT[7:0]信號5024.4，MEM—WR—N信號5026.4,MEM—RD—N信號5028.4，TS—MEM—DATAJN[7:0]信號5040.4，TSJNT信弓.5044,4，以及QSADC—CLK信號5004.4。RSTN信號5000.4為用于啟動TSI內(nèi)部邏輯的小片級(chiplevel)復(fù)位。SYS—CLK信號5002.4為用于同步TSI內(nèi)部邏輯到中央處理模塊(SYS)1205的時鐘。QSADC—CLK信號5004.4為用于控制觸摸屏接口1211狀態(tài)機(jī)和QSADC1211a的時鐘。TS—S.FR_REG—EN信號5010.4表示SFR總線上的觸摸屏接口1211寄存器將被存取，觸摸屏接口1211寄存器為屮央處理模塊(SYS)1205的組件。如這里其它地方的描述，SFR總線啟動對非存儲器映射的寄存器的存取。SFR一ADDR[7:0]信號5012.4是從8051接收的地址，其用于訪問多個SFR寄存器中的一個。SFR—DATA—OUT[7:0]信號5014.4包括將被寫入到寄存器中的數(shù)據(jù)(即，控制字)。SFI^WR—N信號5016.4被用于與TS一SFR一REG一EN信號5010.4—同用于寫TS—SFR_DATA—IN[7:0]信號5042.4到由SFR—ADDR[7:0]信號5012.4尋址的多個寄存器中的一個。SFR—RD—N信號5018.4被用于與TS一SFR—REG一EN信號5010.4—同用于讀出由SFR—ADDR[7:0]信號5012.4尋址的多個寄存器中的一個讀出的SFR—DATA—OUT[7:0]信號5014.4。TS—SFR_DATAJN[7:O]信號5042.4包含將從多個寄存器讀出的數(shù)據(jù)(即，數(shù)據(jù)/狀態(tài)字)。TS—MEM一REG—EN信號5020.4表示存儲器映射I/O(MMIO)總線上的TSI寄存器將被存取，TSI寄存器為中央處理模塊(SYS)1205的組件。MEM—ADDR[2:0]信號5022.4是來自于8051的地址，其被用于訪問多個MMIO寄存器中的一個。該地址總線是8051上16位MEM—ADDR[2:0]信號5022.4的部分解碼(具體地為位[2:0])。所有MMIO寄存器事務(wù)處理受TS—MEM—REG一EN信號5020.4的限制。使用部分解碼減小了路由擁塞的可能和消除了對全解碼的需要。MEM—DATA—OUT[7:0]信號5024.4包括將被寫入多個寄存器的數(shù)據(jù)(即，控制字)。MEM—WR—N信號5026.4被用于與TS_MEM—REG—EN信號5020.4—同向由MEM—ADDR[2:0]信號5022.4尋址的多個寄存器中的一個寫入TS—MEM—DATAJN[7:0]信號5040.4。MEM—RD—N信號5028.4被用于與TS一MEM一REG一EN信號5020.4—同從由MEM—ADDR[2:0]信號5022.4尋址的多個寄存器中的一個讀出MEM—DATA—OUT[7:0]信號5024.4。TS—MEM一DATA—IN[7:0]信號5040.4包括將被從多個寄存器讀出的數(shù)據(jù)(即，數(shù)據(jù)/狀態(tài)字)。TSJNT信號5044.4是發(fā)送到包含在中央處理模塊(SYS)1205中的8051的中斷線，以表示(X,Y)坐標(biāo)對已經(jīng)被QSADC1211a轉(zhuǎn)換為數(shù)字值，并準(zhǔn)備被使用。8051將該線路作為邊緣感測(edgesensitive)中斷處理，該線性保持為高直到8051將其清除。<table>tableseeoriginaldocumentpage148</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage149</column></row><table>圖51D表示實(shí)現(xiàn)對TSI診斷的流程圖，而圖51E表示相應(yīng)于該TSI的功能性方塊圖。在圖51E中，除了QSADC1211a之外，示出了各種寄存器，包括TSI一CTRL[7:0]寄存器5062.4，SMP一DELAY[7:0]寄存器5060.4，INT_STAT[7:0]寄存器5064.4，X_DATA[7:0]寄存器5066.4，以及Y一DATA[7:0]寄存器5068.4。具體地，TSI—CTRL[7:0]寄存器5062.4控制觸摸屏接口1211和QSADC1211a的工作。TSI_CTRL[7:0]5062.4的第0位激活或禁止TSI。如果該寄存器位為"0"，則內(nèi)部狀態(tài)機(jī)(FSM)5070.4處于空閑狀態(tài)，而QSADC1211a處于低功率模式。如果該寄存器位為"1"，則當(dāng)內(nèi)部狀態(tài)機(jī)一檢測到觸摸屏上的活動就開始搜集采樣。TSI_CTRL[7:0]5062.4的第1位表示與PowerMeister連接的觸摸屏的類型(例如，4針或5針)。SMP一DELAY[7:0]寄存器5060.4控制采樣之間的時間。例如，給定262.144KHz時鐘，QSADC1211a能夠每3.9ms搜集一對(X,Y)坐標(biāo)采樣。然而，該速率對于某些將要處理的操作系統(tǒng)可能太快，因此SMP_DELAY[7:0]寄存器5060.4使TSI從Oms到6.4ms變化連續(xù)采樣之間的等待時間。最大的采樣搜集速率將分為為3.9ms到10.3ms。INT一STAT[7:0]寄存器5064.4為中斷狀態(tài)寄存器。當(dāng)檢測到中斷時，TSI—INT信號5044.4被保持為高，直到8051清除該具體的中斷。DIAG—CTRL[7:0]寄存器(未示出)控制診斷邏輯，并通過MMIO總線直接被路由到QSADC1211a模塊。在該模式中，內(nèi)部狀態(tài)機(jī)5070.4被旁路，而QSADC121la直接處于軟件的控制下。8051將設(shè)置DIAG一CTRL[l]位為"1"以復(fù)位邏輯，接著TSI將清除該位。當(dāng)8051設(shè)置DIAG_CTRL[2]位為"1"時，QSADC1211a檢索1個采樣對。該8051輪詢DIAG—CTRL[5]位，以確定何時可以讀出采樣。X_DATA[7:0]寄存器5066.4包括來自觸摸屏的X坐標(biāo)數(shù)據(jù)。QSADC1211a在該寄存器屮鎖定X坐標(biāo)數(shù)據(jù)，并置位DONE信號1702c，并接著將DONE信號1702c作為中斷線送到中央處理模塊(SYS)1205，以使軟件驅(qū)動程序讀出數(shù)據(jù)。Y—DATA[7:0]寄存器5068.4包括來自觸摸屏的Y坐標(biāo)數(shù)據(jù)。QSADC1211a在該寄存器中鎖定Y坐標(biāo)數(shù)據(jù)，并置位DONE信號1702c，并接著將DONE信號1702c作為中斷線送到中央處理模塊(SYS)1205，以使軟件驅(qū)動程序讀出數(shù)據(jù)。表1.6.6b概括了用于各個寄存器的信息。表1.6.6b寄存器地類型尋址氺苗$名稱址TSI—CT叫讀/寫MMIO控制TSI的工作7:0][7:6]—未定義m-觸摸屏模式選擇150<table>tableseeoriginaldocumentpage151</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage152</column></row><table>根據(jù)般的工作，8051將置位TSI—CTRL[7:0]寄存器5062.4的第0位(即，TSI—CTRL[O])為"1"，以在芯片(即，開關(guān)電源控制器1200)加電和全局芯片復(fù)位被置位后，激活TSI。當(dāng)觸摸屏接口1211被激活時，只要QSADC1211a已檢測到連續(xù)性(即，存在下筆的條件)，則內(nèi)部狀態(tài)機(jī)5070.4將檢索(X,Y)采樣對。在QSADC121la搜集到采樣對后，在重新開始和搜集下一個采樣對之前，其將等待如SMP—DELAY[7:0]寄存器5060.4所示的指定的時間量。只要QSADC1211a檢測到連續(xù)性，就繼續(xù)該循環(huán)。內(nèi)部狀態(tài)機(jī)(FSM)5070.4通過切換QSADC121la的START/RSTN信號1702e和然后采樣DONE信號1702c來調(diào)度觸摸屏數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換，以加載X/Y數(shù)據(jù)寄存器5066.4和5068.4。只要QSADC1211a的CONT信號1702d被置位，就周期地進(jìn)行采樣。每當(dāng)搜集到采樣，或檢測到下筆/抬筆狀態(tài)(如所示的由CONT1702d信號的切換)，就向8051發(fā)送中斷。該中斷線被保持為高，直到8051淸除INT—STAT[7:0]寄存器5064.4中的相應(yīng)位。如果出現(xiàn)緩存器溢出/欠載的情況，也發(fā)送屮斷。TSI雙倍緩沖X/Y坐標(biāo)采樣，并且跟蹤這些緩沖器的行動以產(chǎn)生適當(dāng)?shù)闹袛唷⒖紙D51D和圖51E,當(dāng)通過置位DIAG—CTRL[7:0]寄存器5062.4的DIAG—CTRL[4]為"1"將TSI置于診斷模式中時，F(xiàn)SM5070.4被旁路，并且通過置位DIAG一CTRL[7:0]寄存器5062.4的第5位直接控制QSADC121la的START/RSTN信號1702e。該工作模式旨在被用作調(diào)試機(jī)制，以檢驗(yàn)TS1和QSADC1211a的工作。到8051的中斷被置為無效，當(dāng)INT一STAT[7:0〗寄存器5064.4的位l(即，INT_STAT[1])做為DONE信號1702c時，使用輪詢機(jī)制。圖51D所示的測試程序如下。8051(步驟5050.4)讀取DIAG—CTRL[4]以確保QSADC1211a就緒。如果QSADC1211a沒有就緒，則8051必須首先置位DIAG—CTRL[1]以復(fù)位觸摸屏接口1211和QSADC1211a。8051設(shè)置DIAG—CTRL[2]為"1"，接著8051輪詢DIAG—CTRL[5]直到其值為真TRUE。當(dāng)值為真時，8051讀取X一DATA[7:0]寄存器5066.4和Y_DATA[7:0]寄存器5068.4中的值(5054.4)。在等待時間之后(5056.4)，該流程返回IDLE(歩驟5058.4)，如果需要則重復(fù)該流程。與現(xiàn)有技術(shù)相比可以看出幾個優(yōu)點(diǎn)。本發(fā)明消除了噪聲敏感性。PDA應(yīng)用中最難處理的噪聲源是高壓、高頻交流信號，其驅(qū)動CCFL或其它類型的背面照明。通過安排時鐘頻率，以使在轉(zhuǎn)換期間(即，圖16的1601+1602)總是有偶數(shù)個背面照明脈沖，從一個背面照明半周期中選出的任何噪聲被下一個半周期被收回(backout)。因?yàn)樗袝r鐘被開關(guān)電源控制器1200控制，所以時鐘可以被安排。此外，在生產(chǎn)時期或其后，系統(tǒng)不會由于組件老化或熱效應(yīng)產(chǎn)生漂移，也不需校準(zhǔn)。同時，本發(fā)明不需要精確的組件(具體的為電阻器和電容器)，這是由于在測量和轉(zhuǎn)換階段使用相同的電阻器和電容器。因此，在1601或1602期間(圖16)組件值的任何"誤差"在1605和1606期間被反向。四重斜率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(QSADC)模塊1211包括傳統(tǒng)的低功率混合信號電路，其具有模擬和數(shù)字輸入輸出信號，包括模擬和數(shù)字電源信號和地參考電壓。QSADC模塊1211測量并以8位的解析度數(shù)字化兩個分離的外部端口相對于電壓參考VRFEH的電壓。在QSADC模塊121]a的最大轉(zhuǎn)換速率大約位300sps(每秒采樣數(shù))。圖16是說明四重斜率(即，雙重轉(zhuǎn)換)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)工作的時序圖，該工作在QSADC模塊1211a中進(jìn)行。如圖16所示，時間間隔1601和1602(即，"測量周期"PMA和PMB)是相等的固定持續(xù)時間，相應(yīng)于參考計(jì)時器或計(jì)數(shù)器的256次計(jì)數(shù)。在時間周期1601和1602期間，如果信號跟蹤段1603和1604達(dá)到電壓Va和Vb，則正斜率表示在時間周期1601和1601期間在QSADC模塊1211a的模擬A和B端口測量的信號。在吋間間隔1605和1606期間("轉(zhuǎn)換周期"PCA和PCB)，信號跟蹤段1607和1608具有相同的負(fù)斜率，跟蹤電壓從電壓VA和Vb降下降0。在這些轉(zhuǎn)換周期中，數(shù)據(jù)計(jì)數(shù)表小被測量的電壓Va和Vb的直接模數(shù)轉(zhuǎn)換。當(dāng)轉(zhuǎn)換周期完成時，提供轉(zhuǎn)換結(jié)束(EOC)脈沖(例如，在時間U和t2)，以發(fā)信號表示每個模數(shù)轉(zhuǎn)換的結(jié)束，并復(fù)位和校準(zhǔn)QSADC模塊1211a中的模擬電路，以用于后續(xù)的轉(zhuǎn)換。圖17是表示在一個實(shí)施方案中QSADC模塊1211a的接口信號的方塊圖。如圖17所示，QSADC模塊1211a包括(a)模擬測量接口(AMI)1701，數(shù)字接口(DI)1702，以及電源接口1703。模擬測量接口(AMI)包括端口A的模擬雙向測量端1701a和1701b(即，AMAX端和AMIN端)，端口B的模擬雙向測量端HOlc和1701d(即，BMAX端和BMTN端)，以及參考電壓信號1701e(即，參考電壓VREFH)。模擬測量接口1701在每個端口的每一端以兩種模式工作。在第一種模式("主要模式")中，端口107la(AMAX)測量兩個獨(dú)立的相對于170le端的電壓參考VREF的外部電壓。主要模式包括兩個階段。在第-個階段中，1701a和1701b端(即，AMAX和AMIN端)短路，以使端口A浮動并完成第一個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口A處)。在第二個階段中，1701a端(g卩，AMAX端)被連接到1701e端，該端帶有參考電壓VREF，以便于第二個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口B處)。在第二個模式中("低功率模式")，1701a和1701b端(即，AMAX和AMIN端)再次被短路，以使端口A浮動。在低功率模式屮，端口A和端口B操作于檢查這些端口之間的電連續(xù)性。在主要模式中，1701b端測量兩個獨(dú)立的相對于電壓參考VREF的外部電壓。在主要模式中，如上所述，1701b端的第-.階段與相應(yīng)的1701a端的第一階段共用。在主要模式的第二階段中，1701b端連接到1703d端的模擬地參考(AVS)，以便于第二個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口B處)。1701b端低功率的操作與處于低功率狀態(tài)下的1701a端的操作相同。類似地，在主要模式中，1701c端(BMAX)測量兩個獨(dú)立的相對于1701e端的電壓參考VREF的外部電壓。在第一個階段中，1701c和1701d端(即，BMAX和BMIN端)短路，以使端口B浮動并完成第一.個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口B處)。在第二個階段中，1701c端(即，BMAX端)被連接到nOie端，該端帶有參考電壓VREF，以便于第二個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口A處)。在第二個模式中("低功率模式")，1701c和1701d端(即，BMAX和BMIN端)再次被短路，以使端口B浮動。在低功率模式中，端口A和端口B操作于檢查這些端口之間的電連續(xù)性。在主要模式中，1701b端測量兩個獨(dú)立的相對于電壓參考VREF的外部電壓。在主要模式中，如上所述，1701d端的第一階段與相應(yīng)的1701c端的第一階段共用。在主要模式的第二階段中，1701的端連接到1703d端的模擬地參考(AVS)，以便于第一個數(shù)字電壓轉(zhuǎn)換(在端口A處)。1701d端的低功率的操作與處于低功率狀態(tài)下的1701c端的操作相同。數(shù)字接口1702包括分別用于顯示端口A和B轉(zhuǎn)換的數(shù)字結(jié)果的8位輸出總線1702a(AOUT[7:0])和1702b(BOUT[7:0])，完成或"DONE"信號1702c，連續(xù)性檢測或"CONT"信號1702d，開始轉(zhuǎn)換或"START"信號1702e，頻率為128KHz占空比為50%的參考時鐘信號("CLK")1702f，同歩復(fù)位信號("RSTN")1702g，以及掉電信號("PDN")1702h。START是用于啟動模數(shù)轉(zhuǎn)換程序的起始控制管腳。當(dāng)START管腳變?yōu)楦逪IGH吋，程序開始，后續(xù)的轉(zhuǎn)換將不被啟動，直到START管腳切換為低LOW接著又為高HIGH。當(dāng)端口A和B的數(shù)字轉(zhuǎn)換都完成時，1702c端的DONE信號被置位，以發(fā)信號通知可以從輸出總線1702a和1702b(即，AOUT和BOUT總線)讀出結(jié)果。該CONT信號表示端口A和B處的連續(xù)性檢測。電源端口1703包括模擬電源和地參考信號1703a和1703b(即，模擬電源和地參考信號AVD和AVS)，以及數(shù)字電源和地參考信號1703c和1703d(即，數(shù)字電源和地參考信號VDD和VSS)。圖18和圖18A表示根據(jù)本發(fā)明的QSADC模塊1211的一個實(shí)施方案。圖1.8為QSADC模塊1211的俯視方塊圖，其包括模擬模塊1801，數(shù)字控制器模塊1802，可預(yù)先調(diào)整的遞增/遞減計(jì)數(shù)器模塊1803，8輸入與非門1806，以及8位寄存器1804和1805(即，寄存器REGX和REGY)。圖18A表示圖18中模擬模塊1801的---種實(shí)施方案，如圖18A所示，模擬模塊1801包括運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1852，以及除MOS傳輸門1853a到1853m之外，還包括反相器1854，以及數(shù)字控制模塊(DCNTL)1855。DCNTL模塊1855產(chǎn)生控制MOS傳輸門1853a到1853m所需要的控制信號。運(yùn)算放大器1851和模擬比較器1852的共模范圍為全電壓范圍(railtorail)(即，0到3.3V)。方便起見，MOS傳輸門1853a到1853m被稱為"開關(guān)"，并且每個開關(guān)由其控制輸入信號指定(即，A0-A3，B0-B3，MEAS，SLP，EOC，CONV)。最初，QSADC模塊1211處于低功率模式，其中檢査端口A(即，1701a(AMAX)和1701b(AMIN)端)和端門B(即，1701c(BMAX)和1701d(BMIN)端)之間的電連續(xù)性。在低功率中，開關(guān)1853b、1853c、1853h和1853i、1853d、18531，以及1853f(即，信號AO、A2、Bl、B2、MEAS以及SLP)閉合，而所有的其它開關(guān)斷開。當(dāng)在端口A和B之間沒有電連續(xù)性時，運(yùn)算放大器1851的輸出電壓為低電壓，而模擬比較器1852的輸出電壓也為低電壓。當(dāng)在端口A和B之間建立了電連續(xù)性時，開關(guān)1853d的輸出端(即，運(yùn)算放大器1851的非反相輸入端)被拉到高電壓，以使模擬比較器1852的輸出端為高電壓。模擬比較器1852的輸出端為模擬模塊1801(圖18)的"DOUT"端，其被連接到數(shù)字控制模塊1802的"DIN"端。響應(yīng)于模擬模塊1801的輸出端的高電壓，CONT端(即，圖17中的1702d端)被驅(qū)動到高電壓，導(dǎo)致QSADC模塊1211a退出低功率模式，并進(jìn)入主要模式。在當(dāng)CONT信號為高電壓而進(jìn)入主要模式中時，當(dāng)接收到1702e端的有效START信號時，數(shù)字控制模塊1802通過預(yù)先設(shè)定遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803為十六進(jìn)制數(shù)FF(即，F(xiàn)Fh)開始端口A處電壓的測量周期，從而復(fù)位CONT信號和啟動測量和轉(zhuǎn)換程序。此后，1702f端的CLK信號的每個上升沿遞減該遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803，直到計(jì)數(shù)值達(dá)到O(總共256個計(jì)數(shù))，其被與非門1806解碼，以激活在數(shù)字控制模塊1802中接收的ZERO信號。在端口A的測量周期中，開關(guān)1853b、1853c、1853h和18531、1853d、18531以及1853f(即，信號AO、A2、Bl、B2、MEAS)被閉合(close)，而所有的其它開關(guān)斷開(open)。由于運(yùn)算放大器1851被配置具有電容器1856的集成電路，大約與端口A的電壓成比例的特定電荷質(zhì)比(specificcharge)在與遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803的256個計(jì)數(shù)遞減的時間間隔.卜.在電容器1856的兩端被累加。當(dāng)在數(shù)字控制模塊1802屮接收有效的ZERO信號時，QSADC模塊1211a轉(zhuǎn)換進(jìn)入端口A處電壓的轉(zhuǎn)換周期。在轉(zhuǎn)換周期的開始，遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803轉(zhuǎn)換到計(jì)數(shù)遞增模式。在轉(zhuǎn)換周期中，由CONV信號控制的開關(guān)1853e和1853k被閉合，而所有其它開關(guān)打開，以使電容器1856上的電荷向參考電阻器1857(R0)放電。因此，DOUT管腳(即，模擬比較器852的輸出端)返lHj低電壓所需要的遞減計(jì)數(shù)值直接與在端口A測量的電壓和參考電壓VREF的比值成比例。當(dāng)在模擬比較器1852出現(xiàn)高電壓到低電壓的轉(zhuǎn)換，并被數(shù)字控制模塊1802在信號DIN端檢測到時，轉(zhuǎn)換周期結(jié)束。此時，數(shù)字控制模塊1852向寄存器1804傳送遞增/遞減計(jì)數(shù)器1803中的計(jì)數(shù)值，該數(shù)值表示端口A處電壓的數(shù)字值。此時，數(shù)字控制器1802通過控制信號EOC閉合和打開開關(guān)1853n，以補(bǔ)償電容器1856兩端上的任何電壓偏差，以使QSADC模塊1211a準(zhǔn)備后續(xù)的端口B的測量和轉(zhuǎn)換周期。端口B的測量和轉(zhuǎn)換周期基本上與前面關(guān)于端口A的描述相同。端口B轉(zhuǎn)換周期的結(jié)果被存儲在寄存器1805(REGB)中。接著置位DONE信號(1702c端)，并且QSADC模塊1211a返回到休眠模式，直到接收到下一個被置位的START信號(1702e端)或當(dāng)在端口A和B上檢測到電連續(xù)性。雖然已經(jīng)示出了本發(fā)明的幾個實(shí)施例，但是本發(fā)明的其它實(shí)施例對于熟知開關(guān)電源設(shè)計(jì)技術(shù)的技術(shù)人員將是顯而易見的。權(quán)利要求1.一種用于調(diào)節(jié)輸出電壓的方法，所述輸出電壓被施加到位于電源轉(zhuǎn)換器的輸出端上的負(fù)載，所述電源轉(zhuǎn)換器包括連接在所述輸出端和地參考之間的輸出電容器，以及可選擇地被開關(guān)連接在電源和所述地參考之間的電感器，所述方法包括在第一時間間隔期間檢測所述輸出電壓；以及當(dāng)所檢測的所述輸出電壓偏離目標(biāo)值預(yù)定的值時在緊跟所述第一時間間隔的第二時間間隔內(nèi)，計(jì)算所述電感器中足以使所述輸出電壓達(dá)到目標(biāo)電壓的下一個電流值；以及根據(jù)所計(jì)算的所述下一個電流，在所述第二時間間隔期間，變化所述開關(guān)的占空比，以改變所述電感器中的所述電流，所述占空比為所述第二時間間隔的部分，在所述第二時間間隔的所述部分期間所述開關(guān)將所述電感器連接到所述電源。2.如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述占空比變化小于使所述輸出電壓達(dá)到所述g標(biāo)電壓所需要的數(shù)量。3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中所述占空比變化根據(jù)在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。4.如權(quán)利要求3所述的方法，其屮所述占空比變化大于、成比例于在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。5.如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述占空比變化小于使所述電感器達(dá)到飽和電流所需要的數(shù)量。6.如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述占空比變化小于預(yù)定的數(shù)量，所述預(yù)定的數(shù)量小于1。7.如權(quán)利要求l所述的方法，其中所述占空比變化人于預(yù)定的數(shù)量，所述預(yù)定的數(shù)量大于0。8.如權(quán)利要求l所述的方法，其巾相對于冃標(biāo)電壓定義上限和下限，以及其中當(dāng)所檢測的所述電壓偏離所述目標(biāo)電壓多于所述預(yù)定的數(shù)值但處于所述上限和所述下限之間時，所述下一個電流值和產(chǎn)生的所述占空比的變化被設(shè)置為固定值。9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中當(dāng)所檢測的所述電壓處于所述上限和所述下限之間時，所述電源轉(zhuǎn)換器在低功率模式下工作。10.—種用于調(diào)節(jié)輸出電壓的方法，所述輸出電壓被施加到位于電源轉(zhuǎn)換器的輸出端的負(fù)載上，所述電源轉(zhuǎn)換器包括連接在所述輸出端和地參考之間的輸出電容器，以及可選擇地被開關(guān)連接在電源和所述地參考之間的電感器，所述方法包括在第一時間間隔期間檢測所述輸出電壓和所述電感器中的電流；以及在緊跟所述第一時間間隔的第二時間間隔內(nèi)，計(jì)算所述電感器中足以使所述輸出電壓達(dá)到目標(biāo)電壓的下一個電流值；以及在所述第二時間間隔期間，根據(jù)所計(jì)算的所述下一個電流，在預(yù)定的范圍內(nèi)變化所述開關(guān)的占空比，以改變所述電感器中的所述電流，所述占空比為所述第一時間間隔的部分，在所述第二時間間隔的的所述部分內(nèi)所述開關(guān)將所述電感器連接到所述電源。11.如權(quán)利要求IO所述的方法，其中所述預(yù)定的范圍被小于100%的最大占空比限制。12.如權(quán)利要求IO所述的方法，其中所述預(yù)定的范圍被大于0%的最小占空比限制。13.如權(quán)利要求10所述的方法，其中所述占空比變化小于使所述輸出電壓達(dá)到所述目標(biāo)電壓所需要的數(shù)量。14.如權(quán)利要求13所述的方法，其屮所述占空比變化根據(jù)在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。15.如權(quán)利要求14所述的方法，其中所述占空比變化大于、成比例于在所述第一時間間隔期間檢測的所述輸出電壓和所述目標(biāo)電壓之間差的值的數(shù)量。16.如權(quán)利要求IO所述的方法，其中所述占空比變化小于使所述電感器達(dá)到飽和電流所需要的數(shù)量。17.如權(quán)利要求10所述的方法，其中所述電源轉(zhuǎn)換器為連接到所述電源的多個電源轉(zhuǎn)換器中之一。全文摘要一種用于同時調(diào)節(jié)多個不同類型的開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器工作的控制系統(tǒng)和方法。該系統(tǒng)使用調(diào)節(jié)電源轉(zhuǎn)換器的采樣數(shù)據(jù)和非線性反饋控制環(huán)路。文檔編號H02M3/157GK101534053SQ20091011868公開日2009年9月16日申請日期2003年11月14日優(yōu)先權(quán)日2002年11月14日發(fā)明者丹尼爾·W·尤德,伊萊爾斯·勞茲艾諾,大衛(wèi)·F·弗雷澤,杰克·羅恩,約翰·卡爾·托馬斯,肯特·科納罕申請人:艾科嘉公司