專利名稱：開關(guān)電源裝置、開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置的控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提供具備具有電流諧振電感器和電流諧振電容器的串聯(lián)諧 振電路的開關(guān)電源裝置、開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置的控制方 法，尤其是涉及消除在輕負(fù)載時電流的逆流的開關(guān)電源裝置、開關(guān)電 源控制電路和開關(guān)電源裝置的控制方法。
背景技術(shù)：
作為現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電源裝置，公知的是如圖5所示的具備電流 諧振型變換器的裝置。在該電流諧振型變換器中，輸入直流電壓Vi被 施加于具有諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電路，導(dǎo)通關(guān) 斷由MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等 構(gòu)成的2個主開關(guān)元件Qa、 Qb，控制在電力變換用的變壓器T的第一 線圈Ll中流通的一次側(cè)電流的通路，由此在變壓器T的第一線圈LI 中流通正弦波狀的電流。另外，在變壓器T的第二線圈L2、第三線圈 L3 (使L1:L2: L3的線圈比為n: 1: 1)分別連接有對所感應(yīng)的二次電流 II、 12進(jìn)行整流的整流二極管Dl、 D2;和將對負(fù)載LD的輸出電壓 Vo平滑的輸出電容器Q)。并且，對負(fù)載LD的輸出電壓V()通過誤差放 大器1和VCO (電壓控制振蕩電路)2反饋到主開關(guān)元件Qa、 Qb的 驅(qū)動電路3，控制流通到變壓器T的第一線圈L1的電流和電壓，將輸 出電壓Vo控制為恒壓。此外，VC02按照以下方式發(fā)揮功能，g卩根 據(jù)誤差放大器1的輸出如果判斷為輸出電壓V0比設(shè)定電壓高，或者判 斷為是輕負(fù)載，則提高其輸出頻率；如果判斷為輸出電壓VO比設(shè)定電 壓低，或者判斷為是重負(fù)載，則降低其輸出頻率。
但是，將如此構(gòu)成的開關(guān)電源裝置作為低電壓 大電流的電源使 用的情況下，當(dāng)二次電流Il、 12在變壓器T的二次側(cè)設(shè)置的整流二極 管D1、 D2中流通時，由于整流二極管D1、 D2的正向電壓降Vp，產(chǎn) 生較大的電力損失Vpx1()。 IO為二次電流Il、 12的任意一個。因此，如圖6所示，代替這些整流二極管D1、 D2，而使用分別將導(dǎo)通電阻較低 的MOSFETQsl、 Qs2作為同步整流用的開關(guān)元件而連接進(jìn)行同步整 流，降低如此產(chǎn)生的電力損失的他勵驅(qū)動方式的電流諧振電路。圖6 的MOSFETQsl、 Qs2，通過驅(qū)動電路3分別與將一次側(cè)的主開關(guān)元件 Qa、 Qb導(dǎo)通關(guān)斷的動作頻率fop同步而被導(dǎo)通關(guān)斷控制，從而二次電 流Il、 12交替地被積蓄在電容器Co。
如此構(gòu)成的現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電源裝置，按照使主開關(guān)元件Qa、 Qb 開關(guān)動作，通過電壓變換用的變壓器T獲得任意的直流輸出的方式構(gòu) 成，因而取決于與二次側(cè)連接的負(fù)載LD的大小等積蓄在電容器Co的 電荷被放電產(chǎn)生向變壓器T側(cè)逆流的電流(反向電流)，出現(xiàn)在逆流區(qū) 域中的電力損失問題。
圖7是表示二次側(cè)二極管整流的電流諧振型變換器的一例的電路 圖。在該圖7中，將圖5的電流諧振型變換器的變壓器T分為勵磁電 感成分Lm和理想變壓器Ti進(jìn)行圖示，便于理解地表示出其動作原理。 在此，在上述的逆流區(qū)域的電力損失的說明之前，對于電流諧振型變 換器的動作原理進(jìn)行說明。
在圖7所示的電流諧振型變換器中，能夠定義以下的兩種基本的 電流諧振頻率。在此Lr、 Lm和Cr分別表示諧振電感器Lr的電感、變 壓器T的勵磁電感成分和諧振電容器Cr的電容。公式1
<formula>formula see original document page 7</formula>
公式2
<formula>formula see original document page 7</formula> ……(2)
在圖5、圖7的開關(guān)電源裝置中，在對負(fù)載LD有電力的供給的情 況下，變壓器T的勵磁電感成分Lm的電壓根據(jù)輸出電壓VO被鉗位 (clamp)至nx (V。+VF)，勵磁電感成分Lm不參與電流諧振，以由諧振電容器Cr和諧振電感器Lr決定的第一諧振頻率frl (參照上述(1) 式)進(jìn)行動作，由此對二次側(cè)電路供給電力。在該情況下，在勵磁電 感成分Lm中流通的電流Im和諧振電流Ir的和，作為向諧振電容器 Cr的充放電電流流動。這時，關(guān)于主開關(guān)元件Qa、 Qb的動作頻率fop， 由VC02進(jìn)行控制以使輸出電壓Vo穩(wěn)定。
第二諧振頻率fr2，是對連接于變壓器T的二次側(cè)的負(fù)載LD不進(jìn) 行電力供給的情況下的諧振頻率，由于理想變壓器Ti不作為變壓器發(fā) 揮功能變壓器T的勵磁電感成分Lm的電壓不被鉗位，所以主要通過 諧振電容器Cr的電容Cr、諧振電感器Lr的諧振電感Lr和勵磁電感成 分Lm進(jìn)行諧振動作。
對于圖7的電流諧振型變換器的具體的諧振動作，能夠根據(jù)其動 作頻率fop和第一諧振頻率frl (以下，簡稱為諧振頻率)的關(guān)系，和
在變壓器T的二次側(cè)連接的負(fù)載LD的大小，如圖8所示那樣分為6 個動作模式(Model Mode6)來考慮。
艮P，在圖8中Mode卜Mode3為動作頻率fop比諧振頻率frl低的 情況，Mode4 Mode6為動作頻率fop與諧振頻率frl相等或者比諧振 頻率frl高的情況。另外，相對于開關(guān)電源裝置的額定負(fù)載(最大負(fù)載) 被連接的負(fù)載LD的大小如果為50%以上則為重負(fù)載狀態(tài)(HL: Heavy Load)，如果為50~20%則為輕負(fù)載狀態(tài)(LL: Light Load)，如果為20% 以下則為超輕負(fù)載狀態(tài)(VLL: Very Light Load)。
首先，對于圖5的電流諧振型變換器的動作模式，利用圖9所示 的動作波形進(jìn)行說明。
在圖9中表示，動作頻率fop (以開關(guān)動作的1周期作為Top)比 諧振頻率frl (以這時的諧振周期為Tr)低，并且負(fù)載LD為重負(fù)載狀 態(tài)的第一動作模式(Model)的動作波形。在此，從緊接一方的主開關(guān) 元件Qa導(dǎo)通之后的時刻sl (以下，所謂時刻sj (j=l~16)并不是指瞬 間而是作為具有寬度的區(qū)域使用)開始依次將一動作周期Top劃分為 IO個動作狀態(tài)(時刻sl s10)進(jìn)行說明。
在圖9中，(A)、 (B)是作為驅(qū)動電路3的輸出的主開關(guān)元件Qa、 Qb的柵極電壓Vga、 Vgb， (C)、 (D)是在主開關(guān)元件Qa、 Qb中流 通的電流Ia、 Ib， (E)是諧振電容器Cr的端子間電壓Vc， (F)、 (G)
8是在整流二極管D1、 D2中流通的電流I1、 12。
圖10是表示第一動作模式的時刻sl的動作狀態(tài)的電路圖。在此， 是在緊接主開關(guān)元件Qa導(dǎo)通之后，并且繼承在先前的時刻s10的動作 結(jié)果，這時電流Ia沿箭頭所示方向流通。而且，另一個主開關(guān)元件Qb 關(guān)斷。這時，在勵磁電感成分Lm中流通與諧振電流Ir反方向的勵磁 電流Im，由于其比諧振電流Ir大，所以電流在諧振電容器Cr的電荷 放電的方向作為放電電流流通?；谝淮蝹?cè)的諧振電路的諧振電流Ir 通過理想變壓器Ti在第二線圈L2被感應(yīng)的電流，從整流二極管Dl被 供給到負(fù)載LD。
在圖11所示的時刻s2的動作狀態(tài)中，繼續(xù)是主開關(guān)元件Qa為導(dǎo) 通，Qb為關(guān)斷。但是，之前與諧振電流Ir反方向地流通的勵磁電流Im 與諧振電流Ir同一方向流通，開始對諧振電容器Cr充電。與先前的時 刻sl同樣地，基于一次側(cè)的諧振電路的諧振電流Ir通過理想變壓器 Ti在二次側(cè)的整流二極管Dl中流通正弦波電流Il (參照圖9 (F))， 對負(fù)載LD供電。
在圖12所示的時刻s3，繼續(xù)是主開關(guān)元件Qa為導(dǎo)通，Qb為關(guān)斷 的狀態(tài)，但是經(jīng)過由諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的大小決定的諧 振周期Tr的半周期(Tr/2)，成為從理想變壓器Ti的一次側(cè)對二次側(cè) 不進(jìn)行電力供給。但是，由于動作頻率fop比諧振頻率frl低，主開關(guān) 元件Qa為導(dǎo)通狀態(tài)，所以一次側(cè)的諧振電路在上述的第二諧振頻率fr2 發(fā)生諧振，諧振電容器Cr通過勵磁電流Im被充電。由于第二諧振頻 率fr2的周期與第一諧振頻率frl的周期相比非常長，所以時刻s3的諧 振波形幾乎為直線。
如圖13所示的時刻s4，相當(dāng)于2個主開關(guān)元件Qa、 Qb均成為關(guān) 斷的死區(qū)時間(dead time)。在此，對于關(guān)斷狀態(tài)的主開關(guān)元件Qa的 分布電容C—Qa和另一方的關(guān)斷狀態(tài)的主開關(guān)元件Qb的分布電容 C—Qb，分別沿圖13的箭頭所示方向流通電流Ia和Ib，使2個分布電 容C—Qa、 C-Qb的兩端電壓變化。這時，諧振電容器Cr和2個分布電 容C一Qa、 C—Qb構(gòu)成諧振電感器Lr和勵磁電感成分Lm的諧振電路， 以對諧振電容器Cr充電的方式進(jìn)行諧振動作，電力沒有從一次側(cè)供給 到二次側(cè)。此外，由于諧振電容器Cr的電容比分布電容C—Qa、 C_Qb的電容大很多，所以在時刻s4中，諧振電容Cr也可以被看作恒壓源。
在圖14所示的時刻s5，繼續(xù)是2個主開關(guān)元件Qa、 Qb處于關(guān)斷 狀態(tài)，在時刻s4分布電容C—Qb的兩端電壓變大，在圖13中，如果分 布電容C—Qb的與諧振電容Cr連接的一側(cè)作為基準(zhǔn)電位，則在負(fù)電壓 絕對值變大。其結(jié)果是，在主開關(guān)元件Qb其體二極管(body-diode) D—Qb成為導(dǎo)通狀態(tài)。這時，在一次側(cè)通過諧振電路進(jìn)行諧振，開始從 理想變壓器Ti的一次側(cè)經(jīng)第三線圈L3流通電流12，開始向負(fù)載LD 供給電力。即，在勵磁電感成分Lm中流通的勵磁電流Im與諧振電流 Ir反方向地，并且作為比諧振電流Ir大的電流流通，因此諧振電容器 Cr繼續(xù)被充電。此外，由于電流Ib在體二極管D—Qb中流通(電流的 朝向為箭頭所示方向)，另一方的主開關(guān)元件Qa被關(guān)斷，因此變壓器 T的第一線圈Ll與諧振電容器Cr連接的一側(cè)的端子成為高電壓側(cè)， 相反一側(cè)的端子成為低電壓側(cè)。
在圖15所示的時刻s6，是緊接主開關(guān)元件Qb導(dǎo)通之后的狀態(tài)， 在其中電流Ib依然沿箭頭所示方向流通。而且，另一個主開關(guān)元件Qa 關(guān)斷。因此，變壓器T的第一線圈L1的與諧振電容器Cr連接的一側(cè) 的端子成為高電壓側(cè)(相反一側(cè)的端子成為低電壓側(cè))，從一次側(cè)的諧 振電路通過理想變壓器Ti在第三線圈L3被感應(yīng)的電力，從整流二極 管D2被供給到負(fù)載LD。此時，在勵磁電感成分Lm中流通與諧振電 流Ir反方向的勵磁電流Im，并且它比諧振電流Ir大，因此諧振電容器 Cr基于差電流(Im-Ir)被充電。
在圖16所示的時刻s7，繼續(xù)是主開關(guān)Qa關(guān)斷，Qb導(dǎo)通的狀態(tài)。 但是，勵磁電流Im變得比諧振電流Ir小，并且之前與諧振電流Ir反 方向流通的勵磁電流Im成為與諧振電流Ir同一方向(圖16中的箭頭 所示的方向)地流通，積蓄在諧振電容器Cr的電荷開始被放電。于是， 從一次側(cè)的諧振電路通過理想變壓器Ti向二次側(cè)的整流二極管D2流 通正弦波電流(參照圖9 (G))，對負(fù)載LD供給電力。
在圖17所示的時刻s8，繼續(xù)是主開關(guān)Qa關(guān)斷，Qb導(dǎo)通的狀態(tài)。 諧振電感器Lr和諧振電容器Cr中的半周期的諧振動作結(jié)束，成為從 一次側(cè)向二次側(cè)不供給電力。另外，在諧振電容器Cr繼續(xù)放電的同時， 一次側(cè)的諧振電路以上述的第二諧振頻率fr2進(jìn)行諧振動作。圖18所示的時刻s9，相當(dāng)于2個主開關(guān)元件Qa、 Qb均為關(guān)斷的 死區(qū)時間。在此，對于主開關(guān)元件Qa的分布電容C—Qa和另一方的主 開關(guān)元件Qb的分布電容C—Qb，分別沿圖18的箭頭所示方向流通電流 Ia和Ib，使2個分布電容C一Qa、 C—Qb的兩端電壓改變。這時，諧振 電容器Cr和2個分布電容C—Qa、 C—Qb構(gòu)成諧振電感器Lr和勵磁電 感成分Lm的諧振電路，以將諧振電容器Cr放電的方式進(jìn)行諧振動作， 但是電力不被從一次側(cè)供給到二次側(cè)。此外，由于諧振電容器Cr的電 容比分布電容C一Qa、 C—Qb的電容大很多，所以在時刻s9，能夠?qū)⒅C 振電容器Cr看作恒壓源。
在圖19所示的時刻s10，繼續(xù)是2個主開關(guān)元件Qa、 Qb為關(guān)斷 的狀態(tài)，但是在時刻s9分布電容C—Qa的兩端電壓變大的結(jié)果是，在 主開關(guān)元件Qa其體二極管D—Qa導(dǎo)通。這時，在一次側(cè)通過諧振電路 進(jìn)行諧振，從理想變壓器Ti的一次側(cè)通過第二線圈L2開始流通電流 II，開始向負(fù)載LD的電力供給。另外，在勵磁電感成分Lm中流通的 勵磁電流Im與諧振電流Ir反方向，并且作為比諧振電流Ir大的電流 流通，諧振電容器Cr進(jìn)一步被放電。
圖20是表示電流諧振型變換器的第二動作模式的各部的電流、電 壓波形的動作波形圖。在此，對于動作頻率f叩比諧振頻率frl低，并 且負(fù)載為輕負(fù)載狀態(tài)的第二動作模式(Mode2)進(jìn)行說明。
如圖20 (A)、 (B)所示，在主開關(guān)元件Qa、 Qb的柵極電壓Vga、 Vgb中設(shè)置規(guī)定的死區(qū)時間。另外，由于是輕負(fù)載狀態(tài)，所以在主開 關(guān)元件Qa、 Qb中流通的電流Ia、 Ib變小，該圖(E)中所示的諧振電 容器Cr的端子間電壓Vc變動幅度也變小。另外，勵磁電流Im與重負(fù) 載時沒有很大變化，因此勵磁電流Im的影響相對地變大，比重負(fù)載時 相位超前。以下，僅對于與圖9所示的重負(fù)載時的電路動作不同的動 作狀態(tài)進(jìn)行說明。
在圖21中，表示緊接主開關(guān)元件Qa導(dǎo)通之后的時刻sll的動作 狀態(tài)。該狀態(tài)為主開關(guān)元件Qa導(dǎo)通、Qb關(guān)斷的狀態(tài)，諧振電容器Cr 構(gòu)成諧振電感器Lr和勵磁電感成分Lm的諧振電路，與圖9所示的 Model中的時刻sl (參照圖10)不同，由于勵磁電感成分Lm的兩端 電壓(圖21的+側(cè)成為高電位側(cè))較低，即使主開關(guān)元件Qa導(dǎo)通也不能立即從一次側(cè)向二次側(cè)供給電力。
此后，諧振電容器Cr放電其端子間電壓Vc降低，在時刻sll的 最后當(dāng)滿足下述的公式(3)時，在上述的時刻sl中的一次側(cè)的諧振 電路中開始諧振動作，從一次側(cè)向二次側(cè)供給電力。在此，Vf為二次 側(cè)的整流二極管D1、 D2的正向電壓。
(V卜V c) * Lm/ (L r + Lm) =n * (V。+V f )
……(3)
圖22中表示，經(jīng)過開關(guān)動作的半周期(Top/2)， 2個主開關(guān)元件 Qa、 Qb均為關(guān)斷的死區(qū)時間的時刻sl2的動作狀態(tài)。在該情況下，主 開關(guān)元件Qb的體二極管D—Qb導(dǎo)通，從先前的時刻s4開始勵磁電流 Im (準(zhǔn)確地說，是由諧振電容器Cr、諧振電感器Lr和勵磁電感成分 Lm構(gòu)成的諧振電路的諧振電流)繼續(xù)流入到諧振電容器Cr中。但是， 由于勵磁電感成分Lm的兩端電壓(圖22的+側(cè)成為高電位側(cè))不足， 因此與圖14所示的動作狀態(tài)(時刻s5)不同，不能夠?qū)Χ蝹?cè)供給電 力。
圖23表示下一時刻s13的動作狀態(tài)。如這里所示，主開關(guān)元件Qb 導(dǎo)通，諧振電容器Cr構(gòu)成與諧振電感Lr和勵磁電感成分Lm的諧振電 路。但是與圖9所示的第一動作模式(Model)的時刻s6的情況不同， 由于勵磁電感成分Lm的兩端電壓(圖23的+側(cè)成為高電位側(cè))較低， 即使主開關(guān)元件Qb導(dǎo)通也不能立即從一次側(cè)向二次側(cè)供給電力。
此后，諧振電容器Cr被充電，當(dāng)其端子間電壓Vc滿足下述的公 式(4)的動作狀態(tài)(圖15的時刻s6的狀態(tài))時，通過諧振電感Lr 和諧振電容器Cr的諧振動作，從一次側(cè)向二次側(cè)供給電力。
Vc*Lm/ (Lr+Lm) = n * (V。十Vf)
……(4)
此后，從時刻s6前進(jìn)到時刻s7、 s8，當(dāng)成為2個主開關(guān)元件Qa、 Qb均關(guān)斷的時刻s9時，對于主開關(guān)元件Qa的分布電容C一Qa和另一 方的主開關(guān)元件Qb的分布電容C一Qb，分別沿圖18的箭頭所示的方向 流通電流Ia和Ib，使2個分布電容C—Qa、 C—Qb的兩端電壓變化。這
12時，由于負(fù)載LD為輕負(fù)載狀態(tài)，如圖24所示在主開關(guān)元件Qa的體 二極管D一Qa導(dǎo)通的時刻s14，由于勵磁電感成分Lm的兩端電壓(圖 24的+側(cè)成為高電位側(cè))不足，與圖19所示的動作狀態(tài)(時刻s10) 不同，不能夠?qū)Χ蝹?cè)供給電力。
接著，對于動作頻率fop比諧振頻率frl低，并且負(fù)載LD更小的 超輕負(fù)載(VLL)狀態(tài)的第三動作模式(Mode3)進(jìn)行說明。圖25是 表示電流諧振型變換器的第三動作模式的各部的電流、電壓波形的動 作波形圖。在該情況下，諧振電流Ir進(jìn)一步變小，諧振電容器Cr的端 子間電壓Vc的變動幅度也進(jìn)一步變小。諧振電容器Cr的電壓Vc被勵 磁電流Im (或者，由諧振電容器Cr、諧振電感器Lr、勵磁電感成分 Lm構(gòu)成的諧振電路的諧振電流)所支配，其相位進(jìn)一步超前。
在時刻s2中，如上述的圖ll所示的諧振電流Ir和勵磁電流Im流 通，但是諧振電流Ir遠(yuǎn)小于勵磁電流Im，諧振電容器Cr的端子間電 壓Vc被勵磁電流Im支配。因此，基于來自諧振電感器Lr的諧振電流 Ir的充放電時間變短。因此，在成為超輕負(fù)載的第三動作模式(Mode3) 中，用比第一動作模式(重負(fù)載的Model )、第二動作模式(輕負(fù)載的 Mode2)短的時間轉(zhuǎn)移到時刻s3的狀態(tài)。
同樣地，在時刻s7，如上述的圖16所示的諧振電流Ir變得遠(yuǎn)比勵 磁電流Im小，諧振電容器Cr的端子間電壓Vc被勵磁電流Im支配。 因此，基于來自諧振電感器Lr的諧振電流Ir的充放電時間變短，在超 輕負(fù)載的動作模式(Mode3)中，比重負(fù)載時、輕負(fù)載時更快地轉(zhuǎn)移到 時刻s8的動作狀態(tài)。
進(jìn)而，對于動作頻率fop比諧振頻率frl高或者相等的情況下的第 四至第六動作模式(Mode4 6)，在圖26、圖29和圖30中分別表示其 動作波形。
圖26是表示電流諧振型變換器的第四動作模式的各部的電流、電 壓波形的動作波形圖。第四動作模式(Mode4)是動作頻率fop為諧振 頻率frl以上，并且負(fù)載LD為重負(fù)載的狀態(tài)。
圖27表示圖26中2個主開關(guān)元件Qa、 Qb同時關(guān)斷的時刻s15 的動作狀態(tài)。在第四動作模式(Mode4)的情況下，在時刻sl5即使主 開關(guān)元件Qa關(guān)斷，主開關(guān)元件Qb的體二極管D—Qb導(dǎo)通，繼續(xù)積蓄在諧振電感器Lr中的能量的放電，勵磁電感成分Lm的+側(cè)電位被維 持。因此，諧振電流Ir在理想變壓器Ti中流通，電力被從一次側(cè)供給 到二次側(cè)。在該情況下，由于諧振電感器Lr被施加電壓(nx (Vo+VF) +VC+VF)成為近似恒壓放電的情形，所以在整流二極管Dl中流通大 致直線地減少的電流Il。在接下來的時刻s5，諧振電流Ir反方向地流 通而在二次側(cè)的整流二極管D2中開始流通正弦波電流I2。因此，在第 四動作模式中成為在二次側(cè)的正弦波電流II、 12連續(xù)地流通。
在圖28中，表示同樣地2個主開關(guān)元件Qa、 Qb同時關(guān)斷的時刻 sl6的動作狀態(tài)。在該情況下，即使主開關(guān)元件Qb關(guān)斷，主開關(guān)元件 Qa的體二極管D—Qa成為導(dǎo)通。另外，通過諧振電感器Lr的放電，勵 磁電感成分Lm的+側(cè)電位被維持，電力被供給到二次側(cè)。
圖29是表示電流諧振型變換器的第五動作模式的各部的電流、電 壓波形的動作波形圖。在此，對于動作頻率fop為諧振頻率frl以上， 并且負(fù)載LD為輕負(fù)載狀態(tài)的第五動作模式(Mode5)進(jìn)行說明。
在緊接2個主開關(guān)元件Qa、 Qb同時關(guān)斷之后的時刻s15、 s16， 能夠分別將電力供給到二次側(cè)。但是，由于負(fù)載LD為輕負(fù)載狀態(tài)，在 其后的時刻sll和sl2以及sl3和s14，與第二動作模式(參照圖20) 同樣，分別成為不能對二次側(cè)供給電力的狀態(tài)。
圖30是表示電流諧振型變換器的第六動作模式的各部的電流、電 壓波形的動作波形圖。在動作頻率fop為諧振頻率frl以上，并且為超 輕負(fù)載(VLL)狀態(tài)的Mode6中，在2個主開關(guān)元件Qa、 Qb分別導(dǎo) 通的期間，出現(xiàn)對二次側(cè)不供給電力的時刻sll和s3以及s13和s8。
以上，對于圖7所示的電流諧振型變換器的6個動作模式的諧振 動作進(jìn)行了說明，下面，對于將二次側(cè)的整流二極管Dl、 D2置換為 導(dǎo)通電阻較低的MOSFETQsl、 Qs2后的圖6的電流諧振型變換器的他 勵驅(qū)動同步整流進(jìn)行考察。
在同步整流方式中，有自勵驅(qū)動方式和他勵驅(qū)動方式。對于他勵 驅(qū)動方式，為了用邏輯電路輸出驅(qū)動信號，當(dāng)在電源IC中內(nèi)置邏輯電 路時，對于電源制造商能夠容易地實現(xiàn)同步整流功能。因此，IC制造 商各公司設(shè)計了各種各樣的他勵驅(qū)動方式(參照后述的專利文獻(xiàn)1 5)。
如果單純地考慮他勵驅(qū)動同步整流，則一般會認(rèn)為MOSFETQsl、Qs2的同步驅(qū)動信號與對主開關(guān)元件Qa、 Qb進(jìn)行開關(guān)控制的柵極信號 同步即可。但是，實際上，如果不在各動作模式中分別檢測出逆流區(qū) 域并變換為分別與其同步的驅(qū)動信號，則積蓄在輸出電容器CO的電荷 被放電產(chǎn)生向變壓器T側(cè)逆流的電流(反向電流)，出現(xiàn)效率降低，進(jìn) 而由于電流向一次側(cè)逆流而有可能導(dǎo)致電路破壞的發(fā)生。
在此，各動作模式中的逆流區(qū)域，是由電流諧振型變換器的動作 頻率fop與諧振頻率frl的關(guān)系，以及負(fù)載LD決定的區(qū)域，其中動作 頻率fop根據(jù)電路參數(shù)和負(fù)載狀態(tài)而改變，諧振頻率frl由諧振電容器 Cr和諧振電感器Lr的大小決定。因此，雖然使同步驅(qū)動信號與電源開 關(guān)信號同步的同步整流是簡單的方法，但是在該情況下需要用于消除 下述的5個逆流區(qū)域的對策。
艮P，分別通過柵極信號Vga、 Vgb將2個主開關(guān)元件Qa、 Qb導(dǎo)通 關(guān)斷供給二次電流Il、 12的開關(guān)電源裝置，在如圖31所示的第一動作 模式(Model)中，在圖9所示的開關(guān)動作的半周期(Top/2)后半的 時刻s3和s8中，分別通過可靠地關(guān)斷同步控制用的MOSFETQsl 、Qs2， 能夠阻止二次電流Il、 12逆流。因此，如果該圖(A)、 (B)所示的柵 極信號Vga、 Vgb保持原狀作為同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2輸出到同步 控制用的MOSFETQsl、 Qs2，則在該時刻s3和s8的區(qū)域(RangeA) 中流通逆流電流。
另外，在第二動作模式(Mode2)的情況下，與引起逆流的RangeA 不同，在圖32中表示的RangeB的區(qū)域(相當(dāng)于圖20所示的時刻sll 和sl3)也有可能引起逆流。
同樣地，在第三動作模式(Mode3)的情況下，如圖33所示，在 RangeA和RangeB中引起逆流的基礎(chǔ)上，在RangeC (其相當(dāng)于在諧振 周期Tr的半周期內(nèi)但諧振結(jié)束的區(qū)域)也引起逆流。
在圖34所示的第四動作模式(Mode4)的情況下，由于二次電流 II、 12連續(xù)所以不必?fù)?dān)心引起逆流。
在圖35所示的第五動作模式(Mode5)中，在RangeD的區(qū)域(相 當(dāng)于圖29所示的時刻sll和s13)中引起逆流。
在第六動作模式(Mode6)的情況下，如圖36所示，不僅在RangeD 中引起逆流，在RangeE的區(qū)域(相當(dāng)于圖30所示的時刻s3和s8)中也引起逆流。因此，作為對于同步控制用的MOSFETQsl、 Qs2的同步 驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2，在適用與柵極信號Vga、 Vgb同步的信號(相 同信號)的情況下，由于在各動作模式1 5和5、 6中發(fā)生逆流，因此 有必要將與它們對應(yīng)的區(qū)域(RangeA E)中的Vgsl、 Vgs2的信號波 形分別成形。因此，在現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電源裝置中，設(shè)置CWP生成電路，該 CWP生成電路以與柵極信號Vga、 Vgb的導(dǎo)通期間相比稍窄的脈沖寬 度輸出恒定脈寬信號(CWP: Constant Width Pulse)，對同步驅(qū)動信號 Vgsl、 Vgs2進(jìn)行波形成形。即，在動作頻率fop與諧振頻率frl相同 或者比其高的情況下，使同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2與柵極信號Vga、 Vgb同步，當(dāng)動作頻率fop比諧振頻率frl小時，使同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2與恒定脈寬信號CWP同步結(jié)束(例如參照專利文獻(xiàn)l)。由此， 即使在將二次側(cè)的整流二極管Dl、 D2置換為電阻較低的 MOSFETQsl、 Qs2的情況下，也能夠防止來自二次側(cè)的逆流電流。但是，在專利文獻(xiàn)1記載的發(fā)明中，由于同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2 的上升的時刻總是與柵極信號Vga、 Vgb同步，因此如第二動作模式 (Mode2)中的逆流區(qū)域(RangeB)那樣，難以防止在緊接二次電路 開始流通之前的逆流。另外，在動作頻率fop與諧振頻率frl相同或者 比其高的Mode4 Mode6的情況下，如果同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2與 柵極信號Vga、 Vgb同步，則不能夠阻止在輕負(fù)載狀態(tài)(LL)、超輕負(fù) 載狀態(tài)(VLL)下的逆流。作為其它的開關(guān)電源裝置，考慮構(gòu)成如圖37 (A)所示的同步整 流用MOSFET的控制電路的方法(例如，參照專利文獻(xiàn)2)。另夕卜，在 圖37 (B)中表示其各部的動作波形。用比較器51將同步整流用的開 關(guān)元件(MOSFET)的漏極"源極間電壓(Vds (on))與基準(zhǔn)電壓REF 進(jìn)行比較檢測同步整流用MOSFET或者其體二極管的導(dǎo)通，僅在檢測 出該導(dǎo)通并且柵極信號Vgp為H (High)的期間，對同步整流用 MODFET提供使同步整流用MOSFET導(dǎo)通的信號。即，由與(AND: 邏輯積)電路430生成作為比較器510的輸出的比較信號Vdsc和一次 側(cè)的主開關(guān)元件Qa、 Qb的柵極信號Vgp的與信號，將其作為已被波 形成形的同步驅(qū)動信號Vgs (即，Vgsl、 Vgs2)輸出到作為開關(guān)元件16的MOSFETQsl、 Qs2。一般地MOSFET的漏極 源極間電壓Vds,在MOSFET關(guān)斷在體 二極管中流通電流的狀態(tài)下，成為體二極管正向電壓降Vp (如果以源 極電位為基準(zhǔn)電位，則準(zhǔn)確的是-VF)。另一方面，在MOSFET導(dǎo)通的 狀態(tài)下，成為其導(dǎo)通電阻與流通的電流的乘積，其值(絕對值)通常 比Vf小。上述的基準(zhǔn)電壓REF，將其絕對值取為相當(dāng)小的值，以便能 夠?qū)ψ畛踉隗w二極管中流通的電流進(jìn)行檢測而允許MOSFET的導(dǎo)通， 之后MOSFET導(dǎo)通并且漏極 源極間電壓Vds即使變小也能夠使 MOSFET繼續(xù)導(dǎo)通(實際上，考慮到噪聲等，需要將該值增大到能夠 無錯誤地對MOSFET或者其體二極管的導(dǎo)通進(jìn)行檢測的程度)。但是， 如圖37 (B)所示，當(dāng)二次電流Is減少成為零時，無論基準(zhǔn)電壓REF 的值怎樣小，MOSFET的導(dǎo)通電阻與流通的電流的乘積終究會變得更 小。如此一來，比較信號Vdsc翻轉(zhuǎn)，MOSFET關(guān)斷，成為在體二極管 中流通電流的狀態(tài)，漏極，源極間電壓Vds成為-Vp。由此，比較信號 Vdsc再次翻轉(zhuǎn)MOSFET再次導(dǎo)通，其結(jié)果是比較信號Vdsc又翻轉(zhuǎn)。 以后，如圖37 (B)的錯誤區(qū)域中所示，直到二次電流Is完全成為零 為止，高頻率地反復(fù)進(jìn)行MOSFET的導(dǎo)通關(guān)斷。該振蕩現(xiàn)象在負(fù)載變 輕二次電流Is降低時愈發(fā)顯著。像這樣，在專利文獻(xiàn)1中記載的發(fā)明， 由于每當(dāng)二次電流Is減少成為零時必定反復(fù)進(jìn)行高頻的振蕩，所以從 噪聲和電力變換效率的觀點出發(fā)成為存在課題的方式。作為考慮內(nèi)置二極管的導(dǎo)通電壓來設(shè)定導(dǎo)通閾值(VTH2)的發(fā)明， 有專利文獻(xiàn)3中記載的發(fā)明。在此，由于做成同步驅(qū)動信號的導(dǎo)通時 刻僅由內(nèi)置二極管的導(dǎo)通電壓決定，所以存在在對一次側(cè)的柵極信號 Vga、 Vgb設(shè)定的死區(qū)時間容易引起誤動作的問題。另外，由于決定導(dǎo) 通時刻的閾值(VTH1)為-20mV左右的微小電壓值并且為負(fù)值，因此 容易受到噪聲的影響，存在關(guān)斷動作的時刻變得不穩(wěn)定的問題。另外在其它的開關(guān)電源裝置中，由變流器檢測一次側(cè)的諧振電流, 由二次側(cè)輔助線圈檢測勵磁電流，將諧振電流檢測信號與勵磁電流檢 測信號進(jìn)行比較?；跈z測該比較結(jié)果信號、電源開關(guān)信號和諧振電 流檢測信號是否超過OA的信號，生成同步整流信號(例如，參照專利 文獻(xiàn)4)。在該專利文獻(xiàn)4的技術(shù)中，能夠解決各個不連續(xù)模式中的逆流問 題，但是在重負(fù)載狀態(tài)下的動作模式(Model、 4)中由于同步整流用 MOSFET的導(dǎo)通時刻落后因而電力效率降低。而且，由于在檢測電路 中利用變流器和輔助線圈電路結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜化等，設(shè)計成最佳的調(diào)整 值很困難，從成本的觀點出發(fā)不優(yōu)選。此外，作為實現(xiàn)能夠阻止電流反方向流通的同步整流電路和電流 變換損失降低的電力變換器，有在專利文獻(xiàn)5中記載的發(fā)明。該發(fā)明 是，利用比較器電路比較同步整流晶體管的源極，漏極間電壓，當(dāng)檢 測到反方向電流時通過開關(guān)單元將其阻止。在此，確定了使同步整流 晶體管關(guān)斷的時刻，但是對于使其導(dǎo)通的時刻沒有記載。因此，在上 述的第二動作模式(Mode2)、第三動作模式(Mode3)、第五動作模式 (Mode5)和第六動作模式(Mode6)中作為防止電流的逆流(RangeB、 D)的對策并不有效。專利文獻(xiàn)1美國專利第7184280號說明書專利文獻(xiàn)2美國專利申請公開2008/0055942號說明書專利文獻(xiàn)3美國專利申請公開2005/0122753號說明書專利文獻(xiàn)4特開2005-198438號說明書專利文獻(xiàn)5特開2005-198375號說明書發(fā)明內(nèi)容像這樣在現(xiàn)有技術(shù)的開關(guān)電源裝置中，沒有具備在全部的上述6 個動作模式(參照圖8)中都可靠地防止二次電流向一次側(cè)的逆流的驅(qū) 動電路。尤其是，需要通過防止輕負(fù)載狀態(tài)下的電流逆流，并且使同 步整流用MOSFET的漏極 源極間電壓(Vds)穩(wěn)定地對其進(jìn)行檢測， 實施能夠防止誤動作的簡單的同步整流。本發(fā)明鑒于上述問題而完成，其目的是提供在任意的動作模式中 都能夠防止電流的逆流，實現(xiàn)穩(wěn)定的同步整流功能的開關(guān)電源裝置、 開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置的控制方法。在本發(fā)明中，為了解決上述問題，提供對串聯(lián)諧振電路施加輸入 直流電壓，通過變壓器產(chǎn)生規(guī)定的輸出電壓，對負(fù)載供給電力的開關(guān) 電源裝置。在該開關(guān)電源裝置中，串聯(lián)諧振電路具有電流諧振電感器和電流 諧振電容器。而且，多個主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組，例如由
MOSFET構(gòu)成，交替地導(dǎo)通關(guān)斷來切換串聯(lián)諧振電路的電流通路。變 壓器，通過在一次側(cè)對主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷控 制從串聯(lián)諧振電流向二次側(cè)感應(yīng)電流。多個同步整流用開關(guān)元件，內(nèi) 置二極管被并聯(lián)地連接，分別與多個主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組的 任意一個對應(yīng)進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷對變壓器的二次電流進(jìn)行整流。最大導(dǎo)通 寬度控制電路，與主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組的導(dǎo)通時刻同步對同 步整流用開關(guān)元件指示最大導(dǎo)通寬度的開始，并且在規(guī)定時間后指示 最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束。同步控制電路，按照如下方式控制所述同步整 流用開關(guān)元件的導(dǎo)通期間，g卩與最大導(dǎo)通寬度控制電路指示最大導(dǎo) 通寬度的開始的時刻、或者根據(jù)同步整流用開關(guān)元件的端子間電壓信 號所檢測的內(nèi)置二極管的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步，使同 步整流用開關(guān)元件導(dǎo)通，并且，與主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的關(guān)斷 時刻、或者最大導(dǎo)通寬度控制電路指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的時刻的 任意一個較早的時刻同步，使同步整流用開關(guān)元件關(guān)斷。
采用本發(fā)明的開關(guān)電源裝置、開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置 的控制方法，利用施加在主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組的柵極的柵極 導(dǎo)通關(guān)斷信號和最大導(dǎo)通寬度信號，控制同步整流用開關(guān)元件的導(dǎo)通 期間，因此在主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組成為導(dǎo)通的時間以外能夠 排除全部的噪聲。
另外，通過根據(jù)同步整流用開關(guān)元件的端子間電壓電平檢測與同 步整流用開關(guān)元件并聯(lián)連接的二極管的導(dǎo)通電壓，將其僅用于同步整 流用開關(guān)元件的導(dǎo)通的時刻控制，和有效地應(yīng)用最大導(dǎo)通寬度信號， 能夠提供實現(xiàn)不受端子間電壓電平的檢測噪聲影響的、無誤動作的、 不會引起逆流的電流諧振型變換器的同步整流功能的開關(guān)電源裝置的 控制方法、開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置。


圖1是表示實施方式的開關(guān)電源裝置的整體結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2是表示開關(guān)電源裝置的最大導(dǎo)通寬度控制電路和同步控制電路的電路圖。
圖3是說明圖2的同步控制電路進(jìn)行的二次側(cè)電流的控制動作的 時序圖。
圖4是表示全橋型的開關(guān)電源裝置的整體結(jié)構(gòu)的電路圖。 圖5是表示現(xiàn)有的電流諧振型變換器的一例的電路圖。 圖6是表示將圖5的整流二極管置換為MOSFET的電流諧振型變 換器的圖。
圖7是表示二次側(cè)二極管整流的電流諧振型變換器的一例的電路圖。
圖8是表示6個動作模式的動作頻率fs和諧振頻率fr的關(guān)系、以
及負(fù)載狀態(tài)的圖。
圖9是表示電流諧振型變換器的第一動作模式中各部的電流、電
壓波形的動作波形圖。
圖10是表示第一動作模式的時刻sl的動作狀態(tài)的電路圖。
圖11是表示第一動作模式的時刻s2的動作狀態(tài)的電路圖。
圖12是表示第一動作模式的時刻s3的動作狀態(tài)的電路圖。
圖13是表示第一動作模式的時刻s4的動作狀態(tài)的電路圖。
圖14是表示第一動作模式的時刻s5的動作狀態(tài)的電路圖。
圖15是表示第一動作模式的時刻s6的動作狀態(tài)的電路圖。
圖16是表示第一動作模式的時刻s7的動作狀態(tài)的電路圖。
圖17是表示第一動作模式的時刻s8的動作狀態(tài)的電路圖。
圖18是表示第一動作模式的時刻s9的動作狀態(tài)的電路圖。
圖19是表示第一動作模式的時刻s10的動作狀態(tài)的電路圖。
圖20是表示電流諧振型變換器的第二動作模式中各部的電流電壓
的動作波形圖。
圖21是表示第二動作模式的時刻sll的動作狀態(tài)的電路圖。 圖22是表示第二動作模式的時刻s12的動作狀態(tài)的電路圖。 圖23是表示第二動作模式的時刻s13的動作狀態(tài)的電路圖。 圖24是表示第二動作模式的時刻s14的動作狀態(tài)的電路圖。 圖25是表示電流諧振型變換器的第三動作模式中各部的電流、電 壓波形的動作波形圖。圖26是表示電流諧振型變換器的第四動作模式中各部的電流、電
壓波形的動作波形圖。
圖27是表示第四動作模式的時刻s15的動作狀態(tài)的電路圖。 圖28是表示第四動作模式的時刻s16的動作狀態(tài)的電路圖。 圖29是表示電流諧振型變換器的第五動作模式中各部的電流、電
壓波形的動作波形圖。
圖30是表示電流諧振型變換器的第六動作模式中各部的電流、電
壓波形的動作波形圖。
圖31是表示在第一動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流
波形的圖。
圖32是表示在第二動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流 波形的圖。
圖33是表示在第三動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流 波形的圖。
圖34是表示在第四動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流 波形的圖。
圖35是表示在第五動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流 波形的圖。
圖36是表示在第一動作模式時通過變壓器被感應(yīng)的二次側(cè)的電流 波形的圖。
圖37是用于說明現(xiàn)有技術(shù)的問題的圖，(A)是表示同步整流用 MOSFET的控制電路的圖，(B)是控制電路的各部的動作波形圖。 符號說明 1誤差放大器
2VC0 (電壓控制振蕩電路) 3驅(qū)動電路
4、 41、 42最大導(dǎo)通寬度控制電路
5、 51、 52同步控制電路 Lr諧振電感器
Cr諧振電容器
Qa、 Qb、 Qal、 Qa2、 Qbl、 Qb2 MOSFET (主開關(guān)元件)T變壓器
Co輸出電容器
Ld負(fù)載
Qs、 Qsl、 Qs2MOSFET (同步整流用開關(guān)元件) Ds內(nèi)置二極管
具體實施例方式
以下，參照附圖對于本發(fā)明的實施方式進(jìn)行說明。圖1是表示實 施方式的開關(guān)電源裝置的整體結(jié)構(gòu)的電路圖。
該開關(guān)電源裝置，按照以下方式構(gòu)成，即輸入直流電壓Vi被施 加到具有諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電路，通過變壓 器T對負(fù)載LD產(chǎn)生規(guī)定的輸出電壓V。。此外，除變壓器T以外也可 以不設(shè)置電感，將漏電感作為電路諧振電感器Lr?；蛘叱儔浩鱐以 外設(shè)置外置電感，通過該外置電感和漏電感的合成構(gòu)成電流諧振電感 器Lr。 MOSFETQa、 Qb為通過在變壓器T的一次側(cè)交替地進(jìn)行開關(guān) 切換向串聯(lián)諧振電路的電路通路的主開關(guān)元件。諧振電感器Lr的一端 與變壓器T的第一線圈Ll的一端連接，第一線圈Ll的另一端與諧振 電容器Cr的一端連接。
在變壓器T的二次側(cè)，第二線圈L2和第三線圈L3相互串聯(lián)地連 接，其連接點與輸出電容器C()和負(fù)載LD的一端連接。另外，第二線 圈L2和第三線圈L3的另一端，分別通過MOSFETQsl、 Qs2與輸出 電容器Co和負(fù)載LD的接地側(cè)的另一端連接。MOSFETQsl、 Qs2是通 過對應(yīng)于MOSFETQa、 Qb的動作將從變壓器T被感應(yīng)的二次電流II、 12導(dǎo)通關(guān)斷，對負(fù)載LD供給規(guī)定的輸出電壓V0的同步整流用開關(guān)元 件，它們分別與后文所述的內(nèi)置二極管(體二極管，或者體二極管和 外置二極管)Ds并聯(lián)連接。
向負(fù)載LD供給的輸出電壓Vo，通過誤差放大器1和VCO (電壓 控制振蕩電路)2反饋至MOSFETQa、 Qb的驅(qū)動電路3。這時，在驅(qū) 動電路3在規(guī)定的時刻交替地產(chǎn)生進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷的柵極信號Vga、Vgb， 進(jìn)行控制使得在規(guī)定的時刻沿箭頭方向使MOSFETQa、 Qb的電流Ia、 Ib流通，由此控制變壓器T的第一線圈L1中流通的電流和電壓，將二次側(cè)的輸出電壓Vo控制為恒壓。此外，VC02按照以下方式發(fā)揮功能，
即根據(jù)誤差放大器l的輸出，判斷為輸出電壓Vo比設(shè)定電壓高，或
者判斷為輕負(fù)載時，提高其輸出頻率，判斷為輸出電壓v。比設(shè)定電壓
低，或者判斷為重負(fù)載時，降低其輸出頻率。
在最大導(dǎo)通寬度控制電路41、 42中，與MOSFETQa、 Qb的導(dǎo)通 時刻同步，對于同步整流用的MOSFETQsl、 Qs2，指示當(dāng)離開該期間 時強制地將MOSFETQsl、 Qs2關(guān)斷的規(guī)定時間的最大導(dǎo)通寬度，為此 生成 輸出成為最大導(dǎo)通寬度的期間H (除此以外的期間為L (Low)) 的最大導(dǎo)通寬度信號Tmot，或者作為指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的信號 的最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2。此外，最大導(dǎo)通寬度的開始，由對 于MOSFETQa、 Qb的柵極信號Vga、 Vgb所指示，柵極信號Vga、 Vgb 成為H與MOSFETQa、 Qb導(dǎo)通的時刻相同。并且，實際生成同步整 流用的MOSFETQsl、 Qs2的同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2的同步控制電 路51、 52中，使MOSFETQsl、 Qs2導(dǎo)通的時刻，與指示最大導(dǎo)通寬 度的開始的時刻(即最大導(dǎo)通寬度信號Tmot從L變?yōu)镠的時刻)、或 者根據(jù)MOSFETQsl 、 Qs2的漏極 源極間電壓Vdsl 、 Vds2檢測出的 內(nèi)置二極管Ds的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步而確定，并且使 MOSFETQsl、 Qs2關(guān)斷的時刻，與MOSFETQa、 Qb的關(guān)斷時刻，或 者指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步而確 定。
接著，對于圖1所示的開關(guān)電源裝置的控制電路(開關(guān)電源控制 電路)進(jìn)行說明。
圖2是表示開關(guān)電源裝置的最大導(dǎo)通寬度控制電路和同步控制電 路的電路圖。在此，同步控制電路5代表同步控制電路51或者52的 任意一個而被表示。另外，關(guān)于最大導(dǎo)通寬度控制電路41、 42，通過 將它們用由與MOT端子連接的外置部件調(diào)整其脈沖寬度的單穩(wěn)態(tài)多 諧振蕩器構(gòu)成，能夠?qū)崿F(xiàn)最大導(dǎo)通寬度控制電路41、 42輸出最大導(dǎo)通 寬度信號Tmot的實施方式，將其作為第一實施例。但是，由于單穩(wěn)態(tài) 多諧振蕩器本身是公知的，所以關(guān)于第一實施例省略更加詳細(xì)的說明。 在此，對于利用進(jìn)行依照第一實施例的動作的最大導(dǎo)通寬度控制電路4 實現(xiàn)的第二實施例進(jìn)行說明。此外，圖2所示的最大導(dǎo)通寬度控制電路4，代表最大導(dǎo)通寬度控制電路41或者42的任意一個而被表示。另 外，在用單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器實現(xiàn)最大導(dǎo)通寬度控制電路41、 42的情況 下，也能夠使用相同的同步控制電路5。另外，在控制變壓器T的二次 側(cè)的第二線圈L2或者第三線圈L3的任意一個(在圖2中，記作Ls。) 的二次電流Is的同步整流用的MOSFETQs中，內(nèi)置于其漏極*源極間 的二極管Ds并聯(lián)地被連接。
最大導(dǎo)通寬度控制電路4，具備被供給來自圖l所示的驅(qū)動電路3 的柵極信號Vga、 Vgb的任意一個(以下簡單地記作信號Vgp)的柵極 信號輸入端子4a，和用于調(diào)整最大導(dǎo)通寬度(相當(dāng)于使用單穩(wěn)態(tài)多諧 振蕩器的情況下的、作為單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器的輸出的最大導(dǎo)通寬度信 號Tmot的脈沖寬度)的大小的外置部件所連接的MOT端子4b。該最 大導(dǎo)通寬度控制電路4，并不輸出最大導(dǎo)通寬度信號Tmot本身，而是 輸出表示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束時刻的最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2的 電路。最大導(dǎo)通寬度控制電路4，由與柵極信號輸入端子4a連接的反 相器43、與電源電壓VDD連接的恒定電流源44、 一端與恒定電流源 44連接另一端被接地的電容器C1、為了控制該電容器C1的充放電被 反相器43控制導(dǎo)通關(guān)斷的開關(guān)S1、和將對電容器C1的充電電壓與基 準(zhǔn)電壓REF1進(jìn)行比較的比較器45構(gòu)成。
在該最大導(dǎo)通寬度控制電路4中，根據(jù)柵極信號輸入端子4a的柵 極信號Vgp開關(guān)Sl關(guān)斷時，來自恒定電流源44的電流開始對電容器 Cl充電。并且，在比較器45的反相輸入端子(-)的電壓超過向非反 相輸入端子(+ )的基準(zhǔn)電壓REF1的時刻，作為比較器45的輸出的 最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2從H (High)翻轉(zhuǎn)為L (Low),將最大 導(dǎo)通寬度的結(jié)束傳達(dá)到同步控制電路5。當(dāng)最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號 Tmot2成為L時，同步控制電路5的與非(NAND:與非)電路54的 輸出變?yōu)镠將觸發(fā)電路55復(fù)位。之后，當(dāng)基于柵極信號Vgp開關(guān)Sl 導(dǎo)通時，電容器Cl被放電最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2成為H。此外， 如上所述最大導(dǎo)通寬度信號Tmot的開始為柵極信號Vgp成為H的時 刻，柵極信號Vgp被輸入到連接在觸發(fā)電路55的復(fù)位端子的與非電路 54，由此實施例2的最大導(dǎo)通寬度控制電路4能夠指示最大導(dǎo)通寬度 的開始(觸發(fā)電路55的復(fù)位的結(jié)束)。因此，在實施例2中，關(guān)于最大導(dǎo)通寬度的開始和結(jié)束，能夠指示與使用實施例1的單穩(wěn)態(tài)多諧振
蕩器的情況下的最大導(dǎo)通寬度信號Tmot相同的時刻，由此能夠設(shè)定具 有最佳導(dǎo)通寬度的最大導(dǎo)通寬度。
在用于將從比較器45輸出的最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2的輸出 時刻適合諧振頻率frl進(jìn)行調(diào)整的MOT端子4b上，連接電阻或電容 器等。在連接電阻的情況下，來自恒定電流源44的電流被分流到該電 阻，根據(jù)電阻的電阻值能夠推遲最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2的輸出 時刻。另外，在連接電容器的情況下，與電容器C1的電容值變大相等 同，由此能夠推遲最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2的輸出時刻。
在此，由于柵極信號Vgp和最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2通過與 非電路54獲得邏輯積(之"非")，所以在最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2 成為L的時刻和柵極信號Vgp的導(dǎo)通期間結(jié)束成為L的時刻的、任意 一個較早的一方，將觸發(fā)電路55復(fù)位。
同步控制電路5，具備在通過未圖示的電路檢測出超輕負(fù)載時被供 給成為H的超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL的信號輸入端子5a，并且從同步整 流用的MOSFETQs被提供其漏極 源極間電壓Vds，還被提供從最大 導(dǎo)通寬度控制電路4輸出的最大導(dǎo)通寬度信號Tmot或者最大導(dǎo)通寬度 結(jié)束信號Tmot2、和對MOSFETQa、 Qb進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷控制的柵極信號 Vgp，通過輸出同步驅(qū)動信號Vgs控制MOSFETQs的導(dǎo)通期間。該同 步控制電路5，由基于基準(zhǔn)電壓REF2根據(jù)漏極，源極間電壓Vds輸出 檢測信號Vdsc的比較器53、計算最大導(dǎo)通寬度信號Tmot和柵極信號 Vgp的與非信號的與非電路54、對置位端子S提供比較器53的電平檢 測信號vdsc，對復(fù)位端子R提供與非電路54的與非信號的觸發(fā)電路 55、和被輸入該觸發(fā)電路55的Q輸出信號和通過反相器56將至信號 輸入端子5a的超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL進(jìn)行反轉(zhuǎn)后的信號的與電路57 構(gòu)成。
在該同步控制電路5中，比較器53的反相輸入端子(-)通過齊納 二極管ZD被接地，并且通過電阻R1與電源電壓VDD連接，還通過 電阻R2與同步整流用的MOSFETQs的漏極端子連接。比較器53的基 準(zhǔn)電壓REF2被提供給非反相輸入端子(+)。
在此，將電源電壓VDD記作A，將作為比較器53的輸出的電平
25檢測信號Vdsc翻轉(zhuǎn)時的MOSFETQs的漏極 源極間電壓Vds的閾值 電壓(Vds—th)記作X時，Vds=X時比較器53的2輸入相等，所以如 下的公式成立。此夕卜，上述的閾值電壓(Vds—th)是與涉及MOSFETQs 的導(dǎo)通關(guān)斷的閾值不同的值。
<formula>formula see original document page 26</formula>
因此，電平檢測信號Vdsc翻轉(zhuǎn)時的MOSFETQs的漏極 源極間
電壓的閾值電壓<formula>formula see original document page 26</formula>
當(dāng)漏極 源極間電壓Vds超過(Vds—th)時(嚴(yán)格的說，兩者為 負(fù)值，當(dāng)Vds的絕對值比(Vds_th)的絕對值大時)，作為比較器53 的輸出的電平檢測信號Vdsc從L翻轉(zhuǎn)為H。即，在漏極，源極間不流 通電流的狀態(tài)下，漏極，源極間電壓Vds的值為正，電平檢測信號Vdsc 成為L。該漏極 源極間電壓Vds的電平檢測信號Vdsc作為觸發(fā)電路 55的置位信號被提供，另一方面，被輸入柵極信號Vgp和最大導(dǎo)通寬 度信號Tmot或者最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2的與非電路54的輸出 信號作為觸發(fā)電路55的復(fù)位信號。另外，觸發(fā)電路55的Q輸出信號 與從反相器56輸出的超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL的反轉(zhuǎn)信號一起被提供 給與非電路57，其輸出信號被作為同步整流用的MOSFETQs的柵極驅(qū) 動信號Vgs。觸發(fā)電路55為復(fù)位優(yōu)先的電路。即，即使漏極 源極間 電壓Vds超過(Vds一th)，如果柵極信號Vgp為指示最大導(dǎo)通寬度的開 始之前的L的狀態(tài)，則不能夠?qū)τ|發(fā)電路55進(jìn)行置位。由此，能夠防 止在對一次側(cè)的柵極信號Vga、 Vgb中設(shè)定的死區(qū)時間有可能發(fā)生的 誤動作。
接著，對于開關(guān)電源裝置的控制方法進(jìn)行說明。
圖3是說明圖2的同步控制電路進(jìn)行的二次側(cè)電流的控制動作的 時序圖。在此，對于由單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器實現(xiàn)最大導(dǎo)通寬度控制電路 41、 42的情況進(jìn)行說明。在圖3 (A)中，將來自圖l所示的驅(qū)動電路3的柵極信號Vgp關(guān)于6個動作模式Model 6沿同一時間軸排列表示。 圖3 (B)是將同步整流用的MOSFETQs中流通的二次電流Is，與用 MOSFETQs的導(dǎo)通電阻Ron除電平檢測信號Vdsc翻轉(zhuǎn)時的 MOSFETQs的漏極.源極間電壓的絕對值(|Vds—th|)換算成電流后進(jìn) 行比較而表示的圖。另外，關(guān)于閾值電壓Vds—th，能夠利用上述的公 式(5)計算?；蛘?，能夠先決定電壓Vds_th，利用公式(5)調(diào)整其 它的參數(shù)。
圖3 (C)中表示電平檢測信號Vdsc的波形。圖3 (B)所示的 |Vds_th|/Ron，表示從比較器53輸出的電平檢測信號Vdsc成為H的二 次電流Is的電平。另外，圖3 (D)為最大導(dǎo)通寬度信號Tmot，圖3 (E)為超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL，圖3 (F)為從同步控制電路5輸出 的同步驅(qū)動信號Vgs。
在第一動作模式(Model)中，與柵極信號Vgp的導(dǎo)通的時刻和 指示最大導(dǎo)通寬度信號Tmot關(guān)斷的時刻的任意一個較早的時刻同步， 同步驅(qū)動信號Vgs使MOSFETQs關(guān)斷。因此，能夠可靠地防止在現(xiàn)有 技術(shù)中在開關(guān)動作的半周期(Top/2)后半的時刻中發(fā)生的RangeA中 的逆流。
在第二和第五的動作模式(Mode2、 5)中，與指示最大導(dǎo)通寬度 信號Tmot導(dǎo)通的時刻、和根據(jù)漏極，源極間電壓Vds的電平檢測信號 Vdsc檢測出的內(nèi)置二極管Ds的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步， 同步驅(qū)動信號Vgs使MOSFETQs導(dǎo)通，能夠可靠地防止在現(xiàn)有技術(shù)中 在開關(guān)動作的半周期(Top/2)前半的時刻發(fā)生的RangeB (圖32)或 者RangeD(圖35)中的逆流。另夕卜， 一旦MOSFETQs變?yōu)閷?dǎo)通之后， 則漏極，源極間電壓Vds的變動被無視。因此，不會發(fā)生在專利文獻(xiàn)2 的結(jié)構(gòu)中看到的、每當(dāng)二次電流Is減少成為零時必定反復(fù)高頻率的振 蕩的現(xiàn)象。
另外，由于根據(jù)超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL檢測出負(fù)載LD的超輕負(fù) 載狀態(tài)，所以在第三和第六動作模式(Mode3、 6)中從同步控制電路 5不輸出同步驅(qū)動信號Vgs。因此，在超輕負(fù)載狀態(tài)下MOSFETQs不 導(dǎo)通，能夠可靠地防止現(xiàn)有技術(shù)的RangeC (圖33)或者RangeE (圖 36)中產(chǎn)生的逆流。關(guān)于超輕負(fù)載狀態(tài)信號VLL，在此定義為實際連接的負(fù)載LD相對于開關(guān)電源裝置的額定負(fù)載(最大負(fù)載)為20%以 下的情況，但是該比例的設(shè)定能夠適當(dāng)變更。
以上，由于能夠在圖3所示的時刻對同步整流用的MOSFETQs提 供同步驅(qū)動信號Vgs,因而在第一至第六的動作模式的任意一種情況 下，都不會發(fā)生逆流能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定的同步整流功能。
在上述的實施方式中，對于半橋型的開關(guān)電源裝置進(jìn)行了說明， 但是本發(fā)明在全橋型的開關(guān)電源裝置或者開關(guān)電源控制電路，以及全 橋型的開關(guān)電源裝置的控制方法中也能夠適用。
圖4是表示全橋型的開關(guān)電源裝置的整體結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖4中表示的全橋型的開關(guān)電源裝置中，由驅(qū)動電路3在規(guī)定的 時刻生成交替地進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷的柵極信號Vga、 Vgb，第一主開關(guān)元件 組的MOSFETQal、 Qa2，和第二主開關(guān)元件組的MOSFETQbl、 Qb2 在變壓器T的一次側(cè)基于柵極信號Vga、 Vgb交替地開關(guān)。在第一主 開關(guān)元件組的MOSFETQal、 Qa2導(dǎo)通的時刻電流Ia沿箭頭方向流通， 在第二主開關(guān)元件組的MOSFETQbl、 Qb2導(dǎo)通的時刻電流Ib沿箭頭 方向流通，分別對具有諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電 路施加輸入直流電壓Vi。
在變壓器T的二次側(cè)，作為同步整流用開關(guān)元件的MOSFETQsl、 Qs2，通過對應(yīng)于第一主開關(guān)元件組的MOSFETQal 、 Qa2、或者第二 主開關(guān)元件組的MODFETQbl、 Qb2的動作將從變壓器T被感應(yīng)的二 次電流Il、 12導(dǎo)通關(guān)斷，對負(fù)載LD供給規(guī)定的輸出電壓Vo。
在最大導(dǎo)通寬度控制電路41、 42中，為了與第一主開關(guān)元件組或 者第二主開關(guān)元件組的MOSFETQal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的導(dǎo)通時刻同 步，對于同步整流用的MOSFETQsl、 Qs2，指示當(dāng)離開該期間時強制 關(guān)斷MOSFETQsl、 Qs2的規(guī)定時間的最大導(dǎo)通寬度，生成.輸出成為 最大導(dǎo)通寬度的期間H (除此以外的期間為L (Low))的最大導(dǎo)通寬 度信號Tomt、或者作為指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的信號的最大導(dǎo)通寬 度結(jié)束信號Tmot2。在此也是，最大導(dǎo)通寬度的開始，由對于 MOSFETQal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的柵極信號Vga、 Vgb所指示，柵極信 號Vga、 Vgb變?yōu)镠 ， MOSFETQal、 Qa2、 Qbl、 Qb2導(dǎo)通的時刻相 同。并且，在實際上生成同步整流用的MOSFETQsl、 Qs2的同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2的同步控制電路51、 52中，使MOSFETQsl、 Qs2 導(dǎo)通的時刻，與指示最大導(dǎo)通寬度的開始的時刻(即最大導(dǎo)通寬度信 號Tmot從L變?yōu)镠的時刻)、或者根據(jù)MOSFETQsl、 Qs2的漏極'源 極間電壓Vdsl、 Vds2所檢測的內(nèi)置二極管Ds的導(dǎo)通時刻的任意一個 較遲的時刻同步而確定，并且使MOSFETQsl、 Qs2關(guān)斷的時刻，與 MOSFETQal 、 Qa2、 Qbl、 Qb2的關(guān)斷時刻、或者指示最大導(dǎo)通寬度 的結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步而確定。
此外，關(guān)于開關(guān)電壓控制電路及其控制方法，與半橋型的開關(guān)電 源裝置的情況相同，因而省略其說明。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源裝置，其是輸入直流電壓被施加到串聯(lián)諧振電路，經(jīng)變壓器產(chǎn)生規(guī)定的輸出電壓，對負(fù)載進(jìn)行電力供給的開關(guān)電源裝置，其特征在于，包括具有電流諧振電感器和電流諧振電容器的串聯(lián)諧振電路；交替地導(dǎo)通關(guān)斷來切換所述串聯(lián)諧振電路的電流通路的多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組；通過在一次側(cè)導(dǎo)通關(guān)斷來控制所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組，從所述串聯(lián)諧振電路在二次側(cè)感應(yīng)電流的變壓器；多個同步整流用開關(guān)元件，其內(nèi)置二極管并聯(lián)地連接，分別與所述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的任意一個對應(yīng)進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷對所述變壓器的二次電流加以整流；最大導(dǎo)通寬度控制電路，與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通時刻同步指示對于所述同步整流用開關(guān)元件的最大導(dǎo)通寬度的開始，并且在規(guī)定時間之后指示所述最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束；和同步控制電路，按照如下方式控制所述同步整流用開關(guān)元件的導(dǎo)通期間，即與所述最大導(dǎo)通寬度控制電路指示所述最大導(dǎo)通寬度的開始的時刻、或者根據(jù)所述同步整流用開關(guān)元件的端子間電壓信號檢測出的所述內(nèi)置二極管的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步，使所述同步整流用開關(guān)元件導(dǎo)通，并且，與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的關(guān)斷時刻、或者所述最大導(dǎo)通寬度控制電路指示所述最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步，使所述同步整流用開關(guān)元件關(guān)斷。
2. 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于 所述串聯(lián)諧振電路，通過所述變壓器的漏電感構(gòu)成所述電流諧振電感或者其一部分。
3. 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于 所述主開關(guān)元件或者主開關(guān)元件組，構(gòu)成使所述串聯(lián)諧振電路開關(guān)動作產(chǎn)生交流電流的半橋型或者全橋型的變換器。
4. 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于-在所述同步控制電路中，在所述負(fù)載的大小相對于額定負(fù)載為一定比率以下的情況下，使所述同步整流用開關(guān)元件不導(dǎo)通。
5. 如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于 在所述最大導(dǎo)通寬度控制電路中，能夠?qū)崿F(xiàn)變更設(shè)定從指示所述最大導(dǎo)通寬度的開始至指示結(jié)束為止的所述規(guī)定時間。
6. 如權(quán)利要求l所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于-作為所述同步整流用開關(guān)元件，使用MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:金屬一氧化物一半 導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)。
7. 如權(quán)利要求6所述的開關(guān)電源裝置，其特征在于所述內(nèi)置二極管為所述MOSFET的寄生二極管。
8. —種開關(guān)電源控制電路，其包括具有電流諧振電感器和電流 諧振電容器的串聯(lián)諧振電路；交替地導(dǎo)通關(guān)斷來切換所述串聯(lián)諧振電 路的電流通路的多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組；通過在一次側(cè)導(dǎo)通 關(guān)斷控制所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組，從所述串聯(lián)諧振電路在二 次側(cè)感應(yīng)電流的變壓器；和多個同步整流用開關(guān)元件，其內(nèi)置二極管 并聯(lián)地連接，分別與所述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的任意一個 對應(yīng)進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷對所述變壓器的二次電流加以整流，所述開關(guān)電源 控制電路的特征在于，包括最大導(dǎo)通寬度控制電路，其與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的 導(dǎo)通時刻同步指示對于所述同步整流用開關(guān)元件的最大導(dǎo)通寬度的開 始，并且在規(guī)定時間之后指示所述最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束，和同步控制電路，按照如下方式控制所述同步整流用開關(guān)元件的導(dǎo) 通期間，即與所述最大導(dǎo)通寬度控制電路指示所述最大導(dǎo)通寬度的開始的時刻、或者根據(jù)所述同步整流用開關(guān)元件的端子間電壓信號檢 測出的所述內(nèi)置二極管的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步，使所 述同步整流用開關(guān)元件導(dǎo)通，并且，與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件 組的關(guān)斷時刻、或者所述最大導(dǎo)通寬度控制電路指示所述最大導(dǎo)通寬 度的結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步，使所述同步整流用開關(guān) 元件關(guān)斷。
9. 如權(quán)利要求8所述的開關(guān)電源控制電路，其特征在于 在與所述開關(guān)電源裝置連接的負(fù)載的大小相對于額定負(fù)載為一定比率以下的情況下，使所述同步整流用開關(guān)元件不導(dǎo)通。
10. 如權(quán)利要求8所述的開關(guān)電源控制電路，其特征在于 在所述最大導(dǎo)通寬度控制電路中，能夠?qū)崿F(xiàn)變更設(shè)定從指示所述最大導(dǎo)通寬度的開始至指示結(jié)束為止的所述規(guī)定時間。
11. 一種開關(guān)電源裝置的控制方法，其在輸入直流電壓被施加在具 有電流諧振電感器和電流諧振電容器的串聯(lián)諧振電路，經(jīng)變壓器產(chǎn)生 規(guī)定的輸出電壓，對負(fù)載供給電力的情況下，多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組，交替地導(dǎo)通關(guān)斷來切換所述串 聯(lián)諧振電路的電流通路，并且將并聯(lián)連接有內(nèi)置二極管的多個同步整 流用開關(guān)元件，分別與所述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的任意一 個對應(yīng)進(jìn)行導(dǎo)通關(guān)斷對所述變壓器的二次電流加以整流，所述開關(guān)電 源裝置的控制方法的特征在于通過同步控制電路控制所述同步整流用開關(guān)元件的導(dǎo)通期間時，與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通時刻同步使相對于同步 整流用開關(guān)元件的最大導(dǎo)通寬度開始，并且在規(guī)定時間之后使所述最 大導(dǎo)通寬度結(jié)束，與使所述最大導(dǎo)通寬度開始的時刻、或者根據(jù)所述同步整流用開 關(guān)元件的端子間電壓信號檢測出的所述內(nèi)置二極管的導(dǎo)通時刻的任意 一個較遲的時刻同步，使所述同步整流用開關(guān)元件導(dǎo)通，并且，與所 述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的關(guān)斷時刻、或者所述最大導(dǎo)通寬度結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步，使所述同步整流用開關(guān)元件關(guān) 斷。
全文摘要
本發(fā)明提供開關(guān)電源裝置、開關(guān)電源控制電路和開關(guān)電源裝置的控制方法，能夠在任意一種動作模式中都防止電流的逆流，實現(xiàn)穩(wěn)定的同步整流功能。在最大導(dǎo)通寬度控制電路(4)中，與一次側(cè)的MOSFET的導(dǎo)通時刻同步對于作為同步整流元件的MOSFETQs指示最大導(dǎo)通寬度的開始，并且生成在規(guī)定時間后指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號(Tmot2)。在同步控制電路(5)中，當(dāng)生成Qs的同步驅(qū)動信號(Vgs)時，使Qs導(dǎo)通的時刻，與指示最大導(dǎo)通寬度的開始的時刻、或者通過Qs的漏極·源極間電壓(Vds)檢測的內(nèi)置二極管Ds的導(dǎo)通時刻的任意一個較遲的時刻同步而確定，使Qs關(guān)斷的時刻，與一次側(cè)的MOSFET的關(guān)斷時刻、或者指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的時刻的任意一個較早的時刻同步而確定。
文檔編號H02M3/335GK101677215SQ200910168718
公開日2010年3月24日 申請日期2009年9月7日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月16日
發(fā)明者園部孝二, 建 陳 申請人:富士電機電子技術(shù)株式會社