專利名稱：一種dc-dc變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種DC-DC變換器，特別涉及一種適用于高壓輸入的中小功率的高頻 DC-DC變換器，屬于電力電子領域的高頻開關電源方向。
背景技術：
高壓輸入的高頻開關電源，解決方法主要有①開關器件串聯(lián)；②多電平技術，采 用二極管鉗位、飛跨電容或H橋級聯(lián)技術；③原邊拓撲串聯(lián)。方法①的缺點在于無法確保 每個開關管同時開通或同時關斷。這是由于驅(qū)動信號或開關管開關特性差異會造成開關 的不同步，使得某些開關管承受過高的電壓應力而損壞。方法②采用多電平技術技術，如 果采用二極管鉗位或飛跨電容，增加了大量的鉗位二極管和電容，拓撲復雜，且隨著電平增 加，控制策略復雜，對于中小容量來說，采用該方法不經(jīng)濟；而采用H橋級聯(lián)技術，需要提供 獨立的相等的恒壓源，實現(xiàn)困難，且其閉環(huán)控制的實時性難以滿足。方法③采用變換器原 邊串聯(lián)，IEEE Trans, on Industry A卯lication工業(yè)應用期刊于2006年第四期發(fā)表了 "Common_Duty_Ratio Control of Input-Series Connected Modular DC-DC Converters With Active Input Voltage and Load-Current Sharing'I采用輸入電壓控制且實現(xiàn)輸入 串聯(lián)模塊化直_直變換器的共占空比控制
一文，原邊采用單管正激電路串聯(lián)，開關管電壓 應力大，且副邊必須采用均流措施，控制策略復雜。IEEE Trans, on Industry Electronics工業(yè)電子期刊于2001年第3期發(fā)表了 "Modeling, Control, and Design of Input-Ser ies_Output_Parallel_CormectedConverter for High_Speed_Train Power System，，高 速列車電力中的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)變換器的建模，控制和設計一文，原邊采用兩個全橋變 換器串聯(lián)，采用交錯方式產(chǎn)生兩個橋臂占空比，為了實現(xiàn)均壓，把分接電容的壓差采樣以后 進行控制，控制策略復雜，采用全橋結(jié)構(gòu)在小功率場合應用不經(jīng)濟，采用三個閉環(huán)，還需電 壓傳感器，控制策略復雜?！峨娫醇夹g應用》2006年第2期發(fā)表了新型的高壓輸入小功率 變流器
一文，采用半橋式DC-DC變換器，開關管電壓應力大，需要吸收電路，同時各個模塊 獨立控制，輸入電壓均壓效果差。由于變壓器變比的差距，由可能造成某個模塊輸出功率過 大，可靠性低。 通過控制信號既可以控制其導通，又可以控制其關斷的電力電子器件被稱為 全控型器件。目前全控型器件如絕緣柵雙極型晶體管(IGBT， Isolated GateBipolar Transistor)，耐壓多在3KV以下，并且由于IGBT電流拖尾，其開關頻率低，小于40Khz ; 而金屬氧化物半導體場效應管(M0SFET， MetalOxideSemicoductor Field Effect Transistor)耐壓多在1. 2KV以下，因此當需要小功率高頻，高壓直流輸入如5KV時，傳統(tǒng)的 DC-DC變換器及其控制方式無法滿足需要。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術的不足，提供一種簡單、適用于高壓輸入的中小 功率DC-DC變換器。
本發(fā)明的目的是通過下述技術方案實現(xiàn)的。 本發(fā)明的一種DC-DC變換器的基本原理是電容串聯(lián)接到高壓直流的輸入，每個 電容作為一個高頻正激DC-DC變換器的輸入，所有高頻正激DC-DC變換器的輸出共用同一 個濾波電感、續(xù)流二極管和輸出濾波電容；通過采樣高頻正激DC-DC變換器的輸出電壓，得 到電壓反饋，用給定參考電壓與該電壓反饋比較，經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)運算得到電壓環(huán)輸出，即主 輸出；然后主輸出通過線性比例運算，不同的線性比例運算輸出分別與同一個鋸齒載波相 比較，得到不同占空比的脈沖寬度調(diào)制(P麗，Pulse Width Modulation)脈沖輸出；這些不 同占空比的P麗脈沖，通過邏輯處理，得到均分的相位上相互錯開的每個正激DC/DC變換器 的驅(qū)動信號，實現(xiàn)對主電路的控制。 本發(fā)明的一種DC-DC變換器包括DC-DC變換器主電路及其控制電路。
所述DC-DC變換器主電路由串聯(lián)的多級雙管正激DC-DC變換器構(gòu)成，其串聯(lián)數(shù) 目根據(jù)輸入電壓的大小來確定，每個雙管正激DC-DC變換器的輸入接入相同的分壓電容， 每個分壓電容并聯(lián)相同的電阻，以實現(xiàn)靜態(tài)均壓功能；同時每個電容作為雙管正激DC-DC 變換器開關管關斷時的鉗位電容，以實現(xiàn)雙管正激DC-DC變換器的磁復位；每個雙管正激 DC-DC變換器副邊的同名端接快恢復整流二極管；所述的快恢復整流二極管的陰極接在一 起，然后接L、C濾波回路；L、C濾波回路中的二極管為續(xù)流二極管；所有雙管正激DC-DC變 換器共用 一個濾波電感和一個續(xù)流二極管。 所述的控制電路包括主占空比生成調(diào)節(jié)電路、占空比分裂電路，占空比組合電路 構(gòu)成。所述主占空比生成電路是將輸出電壓經(jīng)過采樣和給定參考電壓相比較，通過補償運 算以后，得到主輸出，該主輸出與鋸齒波相比較，生成P麗脈沖，考慮到雙管正激DC-DC變換 器的磁恢復，最大占空比為0.5 ;所述占空比分裂電路是將主輸出依次乘以一個K/n，其中n 為串聯(lián)的雙管正激DC-DC變換器的數(shù)量，K < = n-l， K >= 1，將相乘以后的結(jié)果依次與鋸 齒波相比較，得到P麗脈沖輸出；所述占空比組合電路就是把主占空比生成調(diào)節(jié)電路的輸 出和占空比分裂電路的輸出進行邏輯組合。
有益效果 采用本發(fā)明方法可以實現(xiàn)把低壓的開關器件用在高壓直流輸入的場合，拓撲簡 潔，成本低廉；并且可以實現(xiàn)對高頻正激DC-DC變換器的均衡控制，輸出具有優(yōu)良的動、靜 態(tài)性能。


圖1為本發(fā)明具體實施方式
中的一種DC-DC變換器的主電路圖；
圖2為本發(fā)明具體實施方式
中的一種DC-DC變換器的控制電路圖；
圖3為本發(fā)明具體實施方式
中的占空比等分撕裂以后生成的脈沖示意圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明做進一步說明。 —種直流-直流變換器包括基于雙管正激DC/DC變換器組合的DC-DC變換器主 電路和控制電路。 DC-DC變換器主電路如圖1所示，由n個串聯(lián)模塊組成，包括n個容量相等的高頻
6無極性電容Q Cn、 n個均壓電阻& Rn、l個高壓直流輸入Vin、2n個M0SFET(金屬氧化 物半導體場效應管)Sla Sna及Slb Snb、2n個二極管Dla Dna及Dri Dm、 n個高頻變壓 器1\ Tn、l個濾波電感L、1個輸出濾波電容C、1個負載電阻R。；其中n為正整數(shù)；其連接 關系為 n個容量相等的高頻無極性電容Q (；依次串聯(lián)，每個高頻無極性電容并接一個 均壓電阻分別是Ri Rn，串聯(lián)以后的高頻無極性電容和高壓直流輸入Vin并聯(lián)，串聯(lián)以后的 n個高頻無極性電容相當于把高壓直流母線均勻分成n份，每個高頻無極性電容的輸出接 雙管正激DC/DC變換器的輸入端。第1個模塊的組成為均壓電阻&和高頻無極性電容Q 并聯(lián)，其中的一端接輸入電壓Vin的正極，RpQ的另一端接均壓電阻&和C2的一端。 其中MOSFET Sla的源極接二極管Dla的陰極，同時Sla的源極接至高頻變壓器1\的一端。二 極管Dn的陽極接MOSFET Sn的漏極，該點同時接至高頻變壓器Tj勺另一端。高頻變壓器 1\副邊的同名端，圖中黑點所示，接二極管Dri陽級，二極管Dfl的陰極接二極管D的陰極，該 點接至濾波電感L的一端，L的另一端接輸出濾波電容C和輸出電阻R。的一端，該端為輸出 電壓V。的正端，濾波電容C和負載電阻R。并聯(lián)，它們的另一端接至二極管D和高頻變壓器 L副邊的另一端。 M0SFETSla的漏極接二極管01)3的陰極，該點接到高頻無極性電容Q的高電位側(cè)，即 輸入電源電壓Vin的正極。二極管Dh的陽極接MOSFET Da的源極，同時二極管D^的陽極 接到高頻無極性電容Q的低電位側(cè)。 同樣對于第2個模塊，R2和C2并聯(lián)，為該模塊的輸入，M0SFETS2a的源極接二極管 D2a的陰極，S2a的源極同時接至高頻變壓器T2的一端，二極管D2b的陽極接MOSFET S2b的漏 極，二極管D2b的陽極同時接至高頻變壓器T2的另一端。M0SFETS2a的漏極接二極管D2b的陰 極，S2a的漏極同時接到高頻無極性電容C2的高電位側(cè)，即高頻無極性電容Q的低電位側(cè)。 二極管D2a的陽極接M0SFETS2b的源極，該點接到高頻無極性電容C2的低電位側(cè)，高頻變壓 器T2的副邊同名端接二極管Drt的陽極，Dw的陰極接至Dri和D的陰極，高頻變壓器T2的另 一端接至輸出電壓V。的負端。
同理，串聯(lián)第3個模塊至第n-1個模塊； 對于第n個串聯(lián)模塊，Rn和Cn并聯(lián)，為該模塊的輸入，M0SFETSna的源極接二極管 Dna的陰極，Sna的源極同時接至高頻變壓器Tn的一端，二極管Dnb的陽極接MOSFET Snb的漏 極，Snb的漏極同時接至高頻變壓器Tn的另一端。M0SFETSna的漏極接二極管Dnb的陰極，Sna 的漏極同時接到高頻無極性電容Cn的高電位側(cè)，即高頻無極性電容Cn—工的低電位側(cè)。二極 管Dna的陽極接M0SFETSnb的源極，該點同時接到高頻無極性電容Cn的低電位側(cè)以及輸入電 壓Vin的負端。高頻變壓器Tn的副邊同名端接二極管Dm的陽極，Drn的陰極接至Dri和D的 陰極，變壓器Tn的另一端接至輸出電壓V。的負端。 所述DC-DC變換器的控制電路如圖2所示，包括主占空比生成調(diào)節(jié)電，占空比分裂 電路，占空比組合電路；所述DC-DC變換器的控制電路包括l個電壓給定Vref ;(6n-3)個電 阻，分別為:R0a R(n-l)a、R0b R(n-l)b、R0c R(n-l) c、Rld R(n-l) d、Rle R(n-l) e、 Rlf R(n-l)f ;n個運算放大器N0A N(n-1)A ;載波Ca ;n個比較器M0A M(n-1)A ; 其連接關系為 電壓給定Vref通過電阻R0a接到運算放大器N0A的反相端；Vof是DC/DC輸出電壓Vo的采樣，該電壓通過電阻R0c接到運算放大器NOA的同相端；R0b和CO串聯(lián)分別接到 運算放大器NOA的反相端和輸出端，構(gòu)成比例積分運算；運算放大器NOA的輸出OA和載波 Ca進行比較，其中載波Ca接比較器MOA的反相端，運算放大器NOA的輸出OA接比較器MOA 的同相端，比較器MOA的輸出為OTO，該占空比就是所要求撕裂的對象；運算放大器NOA的 輸出OA接電阻Rla，電阻Rla另一端接運算放大器N1A的反相端2，電阻Rib接在N1A的反 相端2上，Rib的另一端接至N1A的輸出端1，電阻Rlc —端接到運算放大器N1A的同相端 3腳，另一端接到地；其中Rla = Rlb， Rlc值等于Rla和Rib并聯(lián)的值，運算放大器N1A的 輸出端1腳為OAla，該信號接電阻Rld的一端，電阻Rld的另一端接運算放大器N1B的反相 端6，電阻Rle的一端也接至該引腳，電阻Rle的另一端接到運算放大器Nl的輸出端7腳， 電阻Rlf的一端接運算放大器N1B的同相端5，電阻Rlf的另一端接地；電阻之間的關系 為通過一個反向比例電路，運算放大器NIB的輸出端7腳為OAlb，信號OAlb接比較器MIA 的同相端5，比較器M1A的反相端4接載波Ca，比較器MIA的輸出端2腳的信號為OTl，OTl 經(jīng)過驅(qū)動隔離得到信號Sl，兩者在相位上是完全同相的，該信號作為串聯(lián)模塊1的驅(qū)動；同 樣，運算放大器NOA的輸出OA接電阻R2a，電阻R2a另一端接運算放大器N2A的反相端2， 電阻R2b接在N2A的反相端2上，R2b的另一端接至N2A的輸出端1，電阻R2c —端接到運 算放大器N2A的同相端3腳，另一端接到地；其中R2a = R2b， R2c值等于R2a和R2b并聯(lián)的 值，運算放大器N2A的輸出端1腳為0A2a，該信號接電阻R2d的一端，電阻R2d的另一端接 運算放大器N2B的反相端6，電阻R2e的一端也接至該引腳，電阻R2e的另一端接到運算放 大器N2B的輸出端7腳，電阻R2f的一端接運算放大器N2B的同相端5，電阻R2f的另一端 接地；電阻之間的關系為通過一個反向比例電路，運算放大器N2B的輸出端7腳為0A2b， 信號0A2b接比較器M2A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M2A的輸出端2腳的信 號為0T2， 0T2與0T1的信號異或，得到信號Kl，信號Kl通過驅(qū)動以后得到S2 ;對于模塊3 的驅(qū)動，運算放大器NOA的輸出OA接電阻R3a，電阻R3a另一端接運算放大器N3A的反相 端2，電阻R3b接在N3A的反相端2上，R3b的另一端接至N3A的輸出端1，電阻R3c —端接 到運算放大器N3A的同相端3腳，另一端接到地；其中R3a = R3b， R3c值等于R3a和R3b 并聯(lián)的值，運算放大器N3A的輸出端1腳為0A3a，該信號接電阻R3d的一端，電阻R3d的另 一端接運算放大器N3B的反相端6，電阻R3e的一端也接至該引腳，電阻R3e的另一端接到 運算放大器N3B的輸出端7腳，電阻R3f的一端接運算放大器N3B的同相端5，電阻R3f的 另一端接地；電阻之間的關系為通過一個反向比例電路，運算放大器N3B的輸出端7腳為 0A3b，信號0A3b接比較器M3A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M3A的輸出端2腳 的信號為0T3， 0T3與0T2的信號異或，得到信號K2，信號K2通過驅(qū)動以后得到S3 ;對于第 (n-l)個模塊的驅(qū)動，其驅(qū)動信號產(chǎn)生如下運算放大器NOA的輸出OA接電阻R(n-l)a，電 阻R (n-l) a另一端接運算放大器N (n-l) A的反相端2，電阻R (n_l) b接在運算放大器N (n_l) A的反相端2上，R(n-l)b的另一端接至運算放大器N(n-l)A的輸出端1，電阻R(n-l) c — 端接到運算放大器N(n-l) A的同相端3腳，另一端接到地；其中Rna = Rnb， R3c值等于R3a 和R3b并聯(lián)的值，運算放大器N(n-l)A的輸出端1腳為OA(n-l)a，該信號接電阻R(n-l)d的 一端，電阻R(n-l)d的另一端接運算放大器N(n-l)B的反相端6，電阻R(n-l)e的一端也接 至該引腳，電阻R(n-l) e的另一端接到運算放大器N(n-l)B的輸出端7腳，電阻R(n-l) f的 一端接運算放大器N(n-l)B的同相端5，電阻R(n-l)f的另一端接地；電阻之間的關系為通過一個反向比例電路，運算放大器N(n-l)B的輸出端7腳為0A(n-l)b，信號OA(n-l)b接 比較器M(n-l)A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M(n-l)A的輸出端2腳的信號為 0T(n-l)， 0T(n-l)與0T(n-2)的信號異或，得到信號K(n_2)，信號K(n_2)過驅(qū)動隔離放大 以后得到S(n-l);對于第n個模塊的驅(qū)動，OT(n-l)與0T0的信號異或，得到信號K(n_l)， 信號K(n-l)過驅(qū)動隔離放大以后得到Sn。 圖3給出了采用圖2的控制電路以后的一些原理波形，其中0T0 OTn分別是圖 2中運算放大器MOA M(n-l)A的輸出，Sl Sn分別是模塊1到模塊n的驅(qū)動信號。
本發(fā)明輸出為高壓直流，具體雙管正激模塊的串聯(lián)數(shù)目要根據(jù)輸入電壓的值和開 關管的耐壓來確定。本發(fā)明可用在高壓直流輸入中小功率的DC-DC場合，如電力系統(tǒng)中直 接高壓取電的場合。
權(quán)利要求
一種CD-CD變換器，其特征在于包括DC-DC變換器主電路及其控制電路；所述DC-DC變換器主電路由串聯(lián)的多級雙管正激DC-DC變換器構(gòu)成，每個雙管正激DC-DC變換器的輸入接入相同的分壓電容，每個分壓電容并聯(lián)相同的電阻；同時每個電容作為雙管正激DC-DC變換器開關管關斷時的鉗位電容，以實現(xiàn)雙管正激DC-DC變換器的磁復位；每個雙管正激DC-DC變換器副邊的同名端接快恢復整流二極管；所述的快恢復整流二極管的陰極接在一起，然后接L、C濾波回路；L、C濾波回路中的二極管為續(xù)流二極管；所有雙管正激DC-DC變換器共用一個濾波電感和一個續(xù)流二極管；所述的控制電路包括主占空比生成調(diào)節(jié)電路、占空比分裂電路，占空比組合電路構(gòu)成；所述主占空比生成電路是將輸出電壓經(jīng)過采樣和給定參考電壓相比較，通過補償運算以后，得到主輸出，該主輸出與鋸齒波相比較，生成PWM脈沖；所述占空比分裂電路是將主輸出依次乘以一個K/n，其中n為串聯(lián)的雙管正激DC-DC變換器的數(shù)量，K＜＝n-1，K＞＝1，將相乘以后的結(jié)果依次與鋸齒波相比較，得到PWM脈沖輸出；所述占空比組合電路就是把主占空比生成調(diào)節(jié)電路的輸出和占空比分裂電路的輸出進行邏輯組合。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的一種CD-CD變換器，其特征在于DC-DC變換器主電路是基于雙管正激DC/DC變換器組合的DC-DC變換器主電路；由n個串聯(lián)模塊組成，包括n個容量相等的高頻無極性電容Q Cn、n個均壓電阻& Rn、 1個高壓直流輸入Vin、2n個M0SFET (金屬氧化物半導體場效應管)Sla Sna及Slb Snb、2n個二極管Dla Dna及Dri Dm、 n個高頻變壓器1\ Tn、l個濾波電感L、l個輸出濾波電容C、l個負載電阻R。、l個輸出電壓V。；其中n為正整數(shù)；其連接關系為n個容量相等的高頻無極性電容Q Cn依次串聯(lián)，每個高頻無極性電容并接一個均壓電阻分別是& Rn，串聯(lián)以后的高頻無極性電容和高壓直流輸入Vin并聯(lián)，串聯(lián)以后的n個高頻無極性電容相當于把高壓直流母線均勻分成n份，每個高頻無極性電容的輸出接雙管正激DC/DC變換器的輸入端；第l個模塊的組成為均壓電阻Ri和高頻無極性電容Q并聯(lián)，其中V Q的一端接輸入電壓Vin的正極，Q的另一端接均壓電阻R2和C2的一端；其中M0SFETSla的源極接二極管Dla的陰極，同時Sla的源極接至高頻變壓器1\的一端；二極管Dlb的陽極接MOSFET Slb的漏極，該點同時接至高頻變壓器1\的另一端；高頻變壓器1\副邊的同名端，圖中黑點所示，接二極管Dn陽級，二極管Dn的陰極接二極管D的陰極，該點接至濾波電感L的一端，L的另一端接輸出濾波電容C和輸出電阻R。的一端，該端為輸出電壓V。的正端，濾波電容C和負載電阻R。并聯(lián)，它們的另一端接至二極管D和高頻變壓器1\副邊的另一端；MOSFETSh的漏極接二極管D化的陰極，該點接到高頻無極性電容Q的高電位側(cè)，即輸入電源電壓Vin的正極；二極管Dla的陽極接MOSFET Dlb的源極，同時二極管Dla的陽極接到高頻無極性電容Q的低電位側(cè)；同樣對于第2個模塊，R2和C2并聯(lián)，為該模塊的輸入，MOSFETS^的源極接二極管D2a的陰極，S2a的源極同時接至高頻變壓器T2的一端，二極管D2b的陽極接M0SFETS2b的漏極，二極管D2b的陽極同時接至高頻變壓器T2的另一端；M0SFETS2a的漏極接二極管D2b的陰極，S2a的漏極同時接到高頻無極性電容(:2的高電位側(cè)，即高頻無極性電容Q的低電位側(cè)；二極管D2a的陽極接M0SFETS2b的源極，該點接到高頻無極性電容C2的低電位側(cè)，高頻變壓器T2的副邊同名端接二極管Drt的陽極，D^的陰極接至Dfl和D的陰極，高頻變壓器T2的另一端接至輸出電壓V。的負端；同理，串聯(lián)第3個模塊至第(n-l)個模塊；對于第n個串聯(lián)模塊，Rn和Cn并聯(lián)，為該模塊的輸入，MOSFETS^的源極接二極管Dna的 陰極，Sna的源極同時接至高頻變壓器Tn的一端，二極管Dnb的陽極接M0SFETSnb的漏極，Snb 的漏極同時接至高頻變壓器Tn的另一端；M0SFETSna的漏極接二極管Dnb的陰極，Sna的漏極 同時接到高頻無極性電容Cn的高電位側(cè)，即高頻無極性電容Cn—工的低電位側(cè)；二極管Dna的 陽極接MOSFET Snb的源極，該點同時接到高頻無極性電容Cn的低電位側(cè)以及輸入電壓Vin 的負端；高頻變壓器Tn的副邊同名端接二極管Dm的陽極，Dm的陰極接至Dfl和D的陰極， 變壓器Tn的另一端接至輸出電壓V。的負端。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的一種CD-CD變換器，其特征在于DC-DC變換器主電路的 控制電路包括主占空比生成調(diào)節(jié)電路、占空比分裂電路，占空比組合電路構(gòu)成；所述DC-DC 變換器的控制電路包括l個電壓給定Vref ;(6n-3)個電阻，分別為R0a R(n-l) a、R0b R(n-l)b、R0c R(n-l)c、Rld R(n-l)d、Rle R(n-l)e、Rlf R(n-l)f ; (2n-l)個運算 放大器NOA N(n-l)A及NlB N(n-l)B ;載波Ca ;n個比較器M0A M(n-l)A ;其連接關 系為電壓給定Vref通過電阻R0a接到運算放大器N0A的反相端；Vof是DC/DC輸出電壓Vo 的采樣，該電壓通過電阻R0c接到運算放大器N0A的同相端；R0b和C0串聯(lián)分別接到運算 放大器NOA的反相端和輸出端，構(gòu)成比例積分運算；運算放大器NOA的輸出OA和載波Ca進 行比較，其中載波Ca接比較器MOA的反相端，運算放大器NOA的輸出0A接比較器M0A的同 相端，比較器MOA的輸出為0T0，該占空比就是所要求撕裂的對象；運算放大器NOA的輸出 OA接電阻Rla，電阻Rla另一端接運算放大器N1A的反相端2，電阻Rib接在N1A的反相端 2上，Rlb的另一端接至N1A的輸出端1，電阻Rlc —端接到運算放大器N1A的同相端3腳， 另一端接到地；其中Rla = Rlb， Rlc值等于Rla和Rib并聯(lián)的值，運算放大器N1A的輸出 端1腳為0Ala，該信號接電阻Rid的一端，電阻Rid的另一端接運算放大器NIB的反相端 6，電阻Rle的一端也接至該引腳，電阻Rle的另一端接到運算放大器Nl的輸出端7腳，電 阻Rlf的一端接運算放大器NIB的同相端5，電阻Rlf的另一端接地；電阻之間的關系為 通過一個反向比例電路，運算放大器NIB的輸出端7腳為OAlb，信號OAlb接比較器M1A的 同相端5，比較器M1A的反相端4接載波Ca，比較器MIA的輸出端2腳的信號為0T1， 0T1 經(jīng)過驅(qū)動隔離得到信號Sl，兩者在相位上是完全同相的，該信號作為串聯(lián)模塊1的驅(qū)動；同 樣，運算放大器NOA的輸出OA接電阻R2a，電阻R2a另一端接運算放大器N2A的反相端2， 電阻R2b接在N2A的反相端2上，R2b的另一端接至N2A的輸出端1，電阻R2c —端接到運 算放大器N2A的同相端3腳，另一端接到地；其中R2a = R2b，R2c值等于R2a和R2b并聯(lián)的 值，運算放大器N2A的輸出端1腳為0A2a，該信號接電阻R2d的一端，電阻R2d的另一端接 運算放大器N2B的反相端6，電阻R2e的一端也接至該引腳，電阻R2e的另一端接到運算放 大器N2B的輸出端7腳，電阻R2f的一端接運算放大器N2B的同相端5，電阻R2f的另一端 接地；電阻之間的關系為通過一個反向比例電路，運算放大器N2B的輸出端7腳為0A2b， 信號0A2b接比較器M2A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M2A的輸出端2腳的信 號為0T2， 0T2與0T1的信號異或，得到信號Kl，信號Kl通過驅(qū)動以后得到S2 ;對于模塊3 的驅(qū)動，運算放大器N0A的輸出0A接電阻R3a，電阻R3a另一端接運算放大器N3A的反相端2，電阻R3b接在N3A的反相端2上，R3b的另一端接至N3A的輸出端1，電阻R3c —端接 到運算放大器N3A的同相端3腳，另一端接到地；其中R3a = R3b， R3c值等于R3a和R3b 并聯(lián)的值，運算放大器N3A的輸出端1腳為0A3a，該信號接電阻R3d的一端，電阻R3d的另 一端接運算放大器N3B的反相端6，電阻R3e的一端也接至該引腳，電阻R3e的另一端接到 運算放大器N3B的輸出端7腳，電阻R3f的一端接運算放大器N3B的同相端5，電阻R3f的 另一端接地；電阻之間的關系為通過一個反向比例電路，運算放大器N3B的輸出端7腳為 0A3b，信號0A3b接比較器M3A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M3A的輸出端2腳 的信號為0T3， 0T3與0T2的信號異或，得到信號K2，信號K2通過驅(qū)動以后得到S3 ;對于第 (n-l)個模塊的驅(qū)動，其驅(qū)動信號產(chǎn)生如下運算放大器N0A的輸出0A接電阻R(n-l)a，電 阻R (n-l) a另一端接運算放大器N (n-l) A的反相端2，電阻R (n_l) b接在運算放大器N (n_l) A的反相端2上，R(n-l)b的另一端接至運算放大器N(n-l)A的輸出端1，電阻R(n-l) c — 端接到運算放大器N(n-l) A的同相端3腳，另一端接到地；其中Rna = Rnb， R3c值等于R3a 和R3b并聯(lián)的值，運算放大器N(n-l)A的輸出端1腳為OA(n-l)a，該信號接電阻R(n-l)d的 一端，電阻R(n-l)d的另一端接運算放大器N(n-l)B的反相端6，電阻R(n-l)e的一端也接 至該引腳，電阻R(n-l)e的另一端接到運算放大器N(n-l)B的輸出端7腳，電阻R(n-l)f的 一端接運算放大器N(n-l)B的同相端5，電阻R(n-l)f的另一端接地；電阻之間的關系為 通過一個反向比例電路，運算放大器N(n-1) B的輸出端7腳為OA(n_l) b，信號OA (n_l) b接 比較器M(n-l)A的同相端5，其反相端4接載波Ca，比較器M(n-l)A的輸出端2腳的信號為 0T(n-l)， 0T(n-l)與0T(n-2)的信號異或，得到信號K(n_2)，信號K(n_2)過驅(qū)動隔離放大 以后得到S(n-l);對于第n個模塊的驅(qū)動，0T(n-l)與0T0的信號異或，得到信號K(n_l)， 信號K(n-l)過驅(qū)動隔離放大以后得到Sn。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種適用于高壓輸入的中小功率的高頻DC-DC變換器。其基本原理是電容串聯(lián)接到高壓直流的輸入，每個電容作為一個高頻正激DC-DC變換器的輸入，所有高頻正激DC-DC變換器的輸出共用同一個濾波電感、續(xù)流二極管和輸出濾波電容；通過采樣高頻正激DC-DC變換器的輸出電壓，得到電壓反饋，用給定參考電壓與該電壓反饋比較，經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)運算得到電壓環(huán)輸出，即主輸出；然后通過線性比例運算、邏輯處理，得到均分的相位上相互錯開的正激DC-DC變換器的驅(qū)動信號，實現(xiàn)對主電路的控制。采用本發(fā)明，實現(xiàn)了把低壓的開關器件用在高壓直流輸入的場合，拓撲簡潔，成本低廉，并且輸出具有優(yōu)良的動、靜態(tài)性能。
文檔編號H02M3/24GK101719727SQ20091024189
公開日2010年6月2日 申請日期2009年12月14日 優(yōu)先權(quán)日2009年12月14日
發(fā)明者廖曉鐘, 沙德尚, 郭志強 申請人:北京理工大學